DE3723778A1 - Schaltung zur automatischen einstellung von zeitkonstanten fuer eine filterschaltung - Google Patents
Schaltung zur automatischen einstellung von zeitkonstanten fuer eine filterschaltungInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur automatischen
Einstellung von Zeitkonstanten für eine Filterschaltung,
insbesondere für eine Filterschaltung, die Bestandteil
einer integrierten Schaltung ist.
In Filterschaltungen verwendet man zur Festlegung der
Frequenzkennlinie Schaltungen mit einer Zeitkonstanten.
Dabei ist es erforderlich, daß die Zeitkonstante dieser
Schaltung auf einem vorbestimmten Wert stabil gehalten
wird. Eine Schaltung mit einer Zeitkonstanten besteht
üblicherweise aus Widerstandselementen und Kapazitäten.
Wenn eine derartige Filterschaltung als integrierte Schaltung
(im folgenden als IC bezeichnet) hergestellt wird, muß
die Zeitkonstante des zeitbestimmenden Schaltungsteils
extern justiert werden, da die Widerstandswerte oder
die Kapazitäten der Widerstandselemente und Kondensatoren
nicht genau sind. Außerdem sind die Widerstandswerte
oder die Kapazitäten der Widerstandselemente und Kondensatoren
temperaturabhängig und nicht langzeitstabil.
Anhand von Fig. 1 bis 4 sollen einige herkömmliche Justiermöglichkeiten
für typische Filterschaltungen oder zeitbestimmende
Schaltungsteile erläutert werden. Fig. 1 bis
4 zeigen vier typische Beispiele von Filterschaltungen,
z. B. ein Tiefpaßfilter.
Die in Fig. 1 dargestellte Filterschaltung besitzt einen
Schaltungsteil mit einer Zeitkonstanten, der aus einem
Widerstand 10 und einer veränderbaren Kapazität 12 besteht.
Der Widerstand 10 ist zwischen einem Eingangsanschluß
14, dem ein Eingangssignal V in zugeführt wird, und einem
Ausgangsanschluß 16 angeordnet, der ein Ausgangssignal
V out liefert. Die veränderbare Kapazität 12 ist zwischen
dem Ausgangsanschluß 16 und einem Steueranschluß 18 angeordnet,
dem ein Steuersignal Vc für die Justierung zuführbar
ist. Der Anordnung des Widerstands 10 und der veränderbaren
Kapazität 12 entsprechend bildet die dargestellte Schaltung
einen Tiefpaß oder einen Integrator. Der Kapazitätswert
der veränderbaren Kapazität 12 ändert sich in Abhängigkeit
von dem Wert des Steuersignals Vc an dem Steueranschluß
18.
Die in Fig. 2 dargestellte Filterschaltung besitzt einen
Schaltungsteil mit einer Zeitkonstanten (der im folgenden
auch kurz als Zeitglied bezeichnet wird), der aus einem
Feldeffekttransistor (im folgenden kurz als FET bezeichnet)
20 und einem Kondensator 22 besteht. Der FET 20 ist zwischen
einem Eingangsanschluß 14, dem ein Eingangssignal V in
zugeführt wird, und einem Ausgangsanschluß 16 angeordnet,
der ein Ausgangssignal V out liefert. Der Kondensator
22 ist zwischen dem Ausgangsanschluß 16 und einem Anschluß
24 für ein Bezugspotential, z. B. Erde, angeordnet. Das
gate des FET 20 ist mit einem Steueranschluß 18 verbunden,
dem ein Steuersignal Vc für die Justierung zuführbar
ist. Die Impendanz des FET 20 ändert sich in Abhängigkeit
von dem Wert des Steuersignals Vc an dem Steueranschluß
18.
Die in Fig. 3 dargestellte Filterschaltung besitzt ein
Zeitglied, das aus einem bipolaren Transistor 26, einer
veränderbaren Stromquelle 28 und einem Kondensator 22
besteht. Die Basis und der Emitter des bipolaren Transistors
26 sind mit einem Eingangsanschluß 14 zur Zuführung eines
Eingangssignals V in bzw. mit einem Ausgangsanschluß 16
verbunden, der ein Ausgangssignal V out liefert. Der Kollektor
des bipolaren Transistors 26 ist mit einem Stromversorgungsanschluß
30 verbunden, dem eine Versorgungsspannung
Vcc zuführbar ist. Die veränderbare Stromquelle 28 ist
zwischen dem Emitter des bipolaren Transistors 26 und
einem Anschluß 24 für ein Bezugspotential, z. B. Erde,
angeordnet. Der Kondensator 22 ist zwischen dem Emitter
des bipolaren Transistors 26 und dem geerdeten Anschluß
24, d. h. parallel zu der veränderbaren Stromquelle 28
angeordnet. Die veränderbare Stromquelle 28 ist so ausgebildet,
daß ihr über einen Steueranschluß 18 ein Steuersignal
Vc für die Justierung zuführbar ist. Somit ändert sich
der Strom I 28 der veränderbaren Stromquelle 28 in Abhängigkeit
von dem Steuersignal Vc. Die veränderbare Stromquelle
28 führt den bipolaren Transistor 26 den in Abhängigkeit
von dem Steuersignal Vc veränderbaren Strom I 28 zu, wodurch
der äquivalente Emitterwiderstand des bipolaren Transistors
26 verändert wird. Die in Fig. 1 bis 3 dargestellten
Filterschaltungen besitzen eine Übertragungskennlinie
G(LPF), die sich folgendermaßen ausdrücken läßt:
G(LPF) = 1/1(1+j w R C), (1)
worin j die Einheit der imaginären Zahlen (√), w
die Kreisfrequenz des Eingangssignals V in , R der Widerstandswert
des Widerstands 10, des Feldeffekttransistors 20
bzw. des bipolaren Transistors 26 und C die Kapazität
des veränderbaren Kondensators 12 bzw. der Kondensatoren
22 bedeuten. Die Übertragungskennlinie G(LPF) wird durch
Amplitudenänderungen des Eingangssignals V in beeinflußt.
Das heißt, wenn die Amplitude des Eingangssignals V in sich
ändert, werden der veränderbare Kondensator (Fig. 1),
der Feldeffekttransistor 20 (Fig. 2) bzw. der bipolare
Transistor 26 (Fig. 3) direkt durch die Änderung des
Eingangssignals V in beeinflußt. Somit wird das Ausgangssignal
V out verzerrt. Im Ergebnis können daher die beschriebenen
Filterschaltungen ihre vollen Leistungsmerkmale nicht
entfalten.
Die in Fig. 4 dargestellte vierte Filterschaltung ist
derart ausgelegt, daß die Verzerrung des Ausgangssignals
V out verringert wird. Diese Filterschaltung besitzt ein
Zeitglied, das aus einem ersten Differentialverstärker
32 und einem Kondensator 22 besteht. Der erste Differentialverstärker 32
und der Kondensator 22 sind über eine Stromwandlerschaltung
34 miteinander verbunden.
Der erste Differentialverstärker 32 umfaßt zwei Transistoren
36 und 38, deren Kollektoren mit einem Stromversorgungsanschluß
30 verbunden sind, über den ihnen eine Versorgungsspannung
Vcc zuführbar ist. Ihre Emitter sind über eine
Stromquelle 40 mit einem geerdeten Anschuß 24 verbunden.
Die Stromquelle 40 beaufschlagt den ersten Differentialverstärker
32 mit einem Strom I 40. Zwischen der Stromquelle
40 und den Emittern der Transistoren 36 und 38 sind Widerstände
42 bzw. 44 angeordnet. Die Basis des Transistors
36 ist mit einem Eingangsanschluß 14 zur Zuführung eines
Eingangssignals V in verbunden, während die Basis des
Transistors 38 über einen Spannungsteiler 46 mit einem
Ausgangsanschluß 16 zur Lieferung eines Ausgangssignals
V out verbunden ist. Der Spannungsteiler 46 multipliziert
die Ausgangsspannung V out mit dem Faktor "m" (m ist eine
Dezimalzahl, z. B. m<1). Mit anderen Worten, der Spannungsteiler
46 teilt die Ausgangsspannung durch 1/m. Die geteilte
Spannung wird der Basis des Transistors 38 des ersten
Differentialverstärkers 32 zugeführt. Die Teilspannung
m · V out wird von dem Ausgangsanschluß 16 über den Spannungsteiler
46 zu dem ersten Differentialverstärker 32 rückgekoppelt.
Die Stromwandlerschaltung 34 besteht aus Transistoren
48, 50 . . . 58, einer Referenzspannungsquelle 60 mit
einer Referenzspannung V refl und einer variablen Stromquelle
28.
Die Transistoren 48 und 50 sind zwischen dem Stromversorgungsanschluß
30 und den Kollektoren der Transistoren
36 bzw. 38 des ersten Differentialverstärkers 32 geschaltet.
Ihre Basiselektroden sind gemeinsam mit der Referenzspannungsquelle
60 verbunden.
Die Kollektoren der Transistoren 52 und 54 sind über
eine als Stromspiegelschaltung ausgebildete aktive Lastschaltung
64 mit dem Stromversorgungsanschluß 30 verbunden,
ihre Emitter stehen über die variable Stromquelle 28
mit dem geerdeten Anschluß 24 in Verbindung. Somit bilden
die Transistoren 52 und 54 einen zweiten Differentialverstärker
62. Ihre Basiselektroden sind mit den Kollektoren
der Transistoren 36 bzw. 38 verbunden. Die variable Stromquelle
28 ist so ausgebildet, daß ihr über einen Steueransschluß
18 ein Steuersignal Vc für die Justierung zuführbar
ist. Dadurch verändert sich ihr Strom I 28 in Abhängigkeit
von dem Steuersignal Vc.
Die Transistoren 56 und 58 sind zwischen dem Stromversorgungsanschluß
30 und den Kollektoren 52 bzw. 54 des zweiten
Differentialverstärkers 62 angeordnet. Ihre Basiselektroden
sind gemeinsam mit dem Kollektor des Transistors 58 verbunden.
Somit bilden die Transistoren 56 und 58 einen aktiven
Lastkreis 64 in Form einer Stromspiegelanordnung für
den zweiten Differentialverstärker 62. Der Kollektor
des Transistors 56 ist über einen Puffferverstärker 66
mit dem Ausgangsanschluß 16 verbunden. Der Kondensator
22 ist zwischen dem Kollektor des Transistors 52 und
dem geerdeten Anschluß 24 angeordnet. Im folgenden sei
die Wirkungsweise der in Fig. 4 dargestellten vierten
Filterschaltung beschrieben:
Wenn der Basis des Transistors 36 des ersten Differentialverstärkers
32 das Eingangssignal V in über den Eingangsanschluß
14 zugeführt wird, fließen durch die Transistoren
36 und 38 Kollektorströme I 36 bzw. I 38. Diese Ströme
I 36 und I 38 fließen außerdem durch die Transistoren 48
bzw. 50. Durch die Transistoren 52 und 54 des zweiten
Differentialverstärkers 62 in der Stromspiegelschaltung
34 fließen Kollektorströme I 52 bzw. I 54. Da die Basiselektroden
der Transistoren 48 und 50 miteinander verbunden
sind, stehen die Ströme I 36 und I 38 in einer Beziehung,
die durch eine logarithmische Kennlinie (ln) der pn-Übergänge
in den Transistoren 48 und 50 bestimmt ist. Da die Emitter
der Transistoren 52 und 54 miteinander verbunden sind,
stehen die Ströme I 52 und I 54 in einer Beziehung, die
durch eine exponentielle Kennlinie (exp) der pn-Übergänge
in den Transistoren 52 und 54 bestimmt ist. Bekanntlich
kompensieren die logarithmische und die exponentielle
Kennlinie einander. Somit ergibt sich folgende Beziehung
zwischen den Kollektorströmen I 36, I 38, I 52 und I 54:
I 36/I 38 = I 54/I 52 (2)
Die Kollektorströme I 36, I 38, I 52 und I 54 lassen sich
folgendermaßen ausdrücken.
I 36 = I 40/2+Δ i 32
I 38 = I 40/2-Δ i 32
I 52 = I 28/2+Δ i 62
I 54 = I 28/2-Δ i 62
I 38 = I 40/2-Δ i 32
I 52 = I 28/2+Δ i 62
I 54 = I 28/2-Δ i 62
worin Δ i 32 eine veränderbare Komponente des durch den
ersten Differentialverstärker 32 fließenden Stroms und
Δ i 62 eine variable Komponente des durch den zweiten
Differentialverstärkers 62 fließenden Stroms sind.
Aus den obigen Gleichungen erhält man folgende Gleichung
für die variable Komponente Δ i 62.
Δ i 62 = (I 28/I 40) × Δ i 32
Die variable Stromkomponente Δ i 62 fließt von den beiden
Transistoren 56 und 58 des zweiten Differentialverstärkers
62 in den Kondensator 22. Die variable Stromkomponente
Δ i 62 des zweiten Transistors 56 fließt direkt in den
Kondensator 22. Die variable Stromkomponente Δ i 62 des
Transistors 58 fließt über die als Lastschaltung dienende
Stromspiegelanordnung 64 in den Kondensator 22. Deshalb
wird dem Kondensator 22 die variable Stromkomponente
Δ i 62 zweimal, d. h. ein Strom von 2 × Δ i 62 zugeführt.
Damit ergibt sich für das Ausgangssignal V out an dem
Ausgangsanschluß 16
V out = 2 × Δ i 62/j × w × C 22
= (2 × I 28/I 40) × ( Δ i 32/j w C 22) (3)
= (2 × I 28/I 40) × ( Δ i 32/j w C 22) (3)
worin C 22 die Kapazität des Kondensators 22 bedeutet.
Wenn dieses Ausgangssignal V out über den Spannungsteiler
46 mit negativem Vorzeichen zu dem ersten Differentialverstärker
32 rückgekoppelt wird, ist die variable Stromkomponente
Δ i 32 des ersten Differentialverstärkers 32 durch
folgende Gleichung gegeben:
i 32 = (V in -m V out )/(R 42+R 44) (4)
worin R 42 und R 44 die Widerstandswerte der Widerstände
42 bzw. 44 bedeuten.
Aus den Gleichungen (3) und (4) erhält man folgende Gleichung:
V out /V in = l/(m+j w C 22 (R 42+R 44) I 40/(2 × I 28)) (5)
Aus einem Vergleich der beiden Gleichungen (1) und (5)
ergibt sich, daß die in Fig. 1 bis 4 dargestellten Filterschaltungen
dieselbe Frequenzkennlinie haben.
Die Zeitkonstante der in Fig. 4 dargestellten vierten
Filterschaltung läßt sich beliebig einstellen, indem
man das Wandlerverhältnis der Stromwandlerschaltung 34
durch Steuerung des Stroms I 28 der variablen Stromquelle
28 justiert. Das Wandlerverhältnis der Stromwandlerschaltung
34 läßt sich statt durch die Steuerung des Stroms
I 28 der variablen Stromquelle 28 durch Steuerung des
Stroms I 40 der variablen Stromquelle 40 justieren. D. h.,
die Stromquelle des ersten Differentialverstärkers
32 wird variabel und die Stromquelle des zweiten Differentialverstärkers
62 konstant gemacht.
In der vierten Filterschaltung ist die Zeitkonstante
zwar von der variablen Stromquelle 28 (oder der Stromquelle
40) nicht jedoch von den Widerständen 42 und 44 oder
dem Kondensator 22 abhängig. Infolgedessen ändert sich
die Zeitkonstante nicht bei Amplitudenänderungen des
Eingangssignals V in .
Bei den in Fig. 1 bis 4 dargestellten herkömmlichen Filterschaltungen
kann die die Filterkennlinie bestimmende
Zeitkonstante aufgrund von Ungenauigkeiten der Widerstandswerte
oder Kapazitäten der Widerstandselemente und Kondensatoren,
z. B. der Widerstände R 42 und R 44 und des Kondensators
22, von dem Entwurfswert abweichen. Infolgedessen
muß die Zeitkonstante durch die Steuerung der Ströme
I 28 und/oder I 40 der Stromquellen 28 bzw. 40 justiert
werden. Außerdem kann die Zeitkonstante sich durch Unstabilitäten
der Widerstandswerte oder Kapazitäten der Widerstandselemente
und Kondensatoren ändern. Deshalb muß bei Bedarf
eine Justierung durchgeführt werden. Wenn die Filterschaltung
jedoch in einem IC realisiert ist, ist das Erfordernis
einer solchen Justierung der Zeitkonstanten unerwünscht,
weil der IC einen zusätzlichen Anschlußstift für die
Zuführung der Steuerspannung Vc für die Justierung benötigt.
Der Stand der Technik bietet keine geeigneten Mittel,
um diese Justierung automatisch auszuführen. In der in
Fig. 4 dargestellten Filterschaltung ist zwar ein Mittel
vorhanden, das durch Verwendung des äquivalenten Widerstandes,
den man durch Schalten der Kapazität C 22 des Kondensators
22 erhält, zu korrigieren ist. Diese Schaltung
ist jedoch wegen des durch das Schalten verursachten
Geräusches ungünstig und kann einem analogen IC nicht
verwendet werden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Nachteile
herkömmlicher Schaltungen zu beseitigen, die eine externe
Justierung benötigen. Weiter soll die Erfindung eine
Schaltung zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten
zur Verfügung stellen, die sich leicht in einem IC verwenden
läßt. Dabei soll die Zeitkonstante eine Filterschaltung
automatisch ohne die Erzeugung unerwünschten Geräusches
möglich sein.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird durch
eine Schaltung mit den Merkmalen des Patentanspruches
1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der
Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche, auf die
hiermit zur Verkürzung der Beschreibung ausdrücklich
verwiesen wird.
Im folgenden sei die Erfindung anhand der Zeichnungen,
insbesondere anhand von Fig. 5, 6 und 7 näher erläutert.
Um die Erläuterung zu vereinfachen, werden in den Zeichnungen
durchgehend zur Bezeichnung von Elementen, die den in
Fig. 1 bis 4 (Stand der Technik) dargestellten Elementen
entsprechen oder ihnen äquivalent sind, dieselben Bezugszeichen
verwendet wie dort.
Fig. 1 bis 4 zeigen Schaltungen zur Erläuterung der Justiermittel
herkömmlicher Filterschaltungen,
Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen Schaltung zur automatischen
Justierung der Zeitkonstanten in einer Filterschaltung,
Fig. 6 zeigt eine praktische Schaltungsführung des
Beispiels von Fig. 5,
Fig. 7 zeigt ein Blockschaltbild der Erfindung für ein
Bandpaß-Filter in einer Farbsignal-Verarbeitungsschaltung
eines Videorecorders.
Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
der erfindungsgemäßen Schaltung zur automatischen Justierung
einer Filterschaltung. Das in Fig. 5 dargestellte Ausführungsbeispiel
einer automatisch justierbaren Filterschaltung
besteht aus einer Haupt-Filterschaltung 100 und einer
Schaltung 200 zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten.
Die Haupt-Filterschaltung 100 besitzt einen Eingangsanschluß
14 zur Aufnahme eines Eingangssignals V in , einen Ausgangsanschluß
16 zur Abgabe eines Ausgangssignals V out sowie
einen Steueranschluß 18 zur Aufnahme eines weiter unten
beschriebenen Steuersignals Vc. Die Haupt-Filterschaltung
100 besitzt eine Schaltungskonfiguration mit einer variablen
Zeitkonstanten. Die Zeitkonstante wird durch das an den
Steueranschluß 18 angelegte Steuersignal Vc gesteuert.
Die Haupt-Filterschaltung 100 kann beispielsweise die
in Fig. 4 dargestellte Schaltungskonfiguration haben.
Es sind jedoch auch beliebige andere Filterschaltungskonfigurationen
möglich, z. B. die in Fig. 1 bis 3 dargestellten
Schaltungen.
Die Schaltung 200 zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten
besteht aus einem Bandpaß-Filter 202, einem Verstärker
204, einem Komparator 206 und einer Referenzsignalquelle
208. Das Bandpaß-Filter 202 umfaßt zwei Filterschaltungs-
Sätze, die dieselbe Konfiguration haben wie die
Haupt-Filterschaltung 100. Ein Ausgangsanschluß 210 des
Bandpaßfilters 202 ist über den Verstärker 204 mit seinem
Eingangsanschluß 212 verbunden, so daß das Ausgangssignal
des Bandpaß-Filters 204 mit positivem Vorzeichen zu dem
Eingangsanschluß 212 rückgekoppelt wird. Entsprechend
dieser Rückkopplungsverbindung arbeitet die aus dem Bandpaß-
Filter 202 und dem Verstärker 204 bestehende Schaltungsanordnung
als Oszillator 214, der mit einer vorgeschriebenen
Frequenz fA schwingt. Das Oszillator-Ausgangssignal V osc
des Oszillators 114, das die Frequenz fA hat, d. h. das
Ausgangssignal des Bandpaß-Filters 202 wird einem der
Eingänge, nämlich dem Eingang 216 des Komparators 206
zugeführt. Ein anderer Eingangsanschluß 218 des Komparators
206 ist mit der Referenzsignalquelle 208 verbunden und
nimmt ein Referenzfrequenzsignal V rf mit der Referenzfrequenz
fR auf.
Der Komparator 206 vergleicht das Oszillatorsignal V osc
und das Referenzfrequenzsignal V rf in Bezug auf ihre
Phase und/oder Frequenz und erzeugt ein Steuersignal
Vc, das der Phasen- oder Frequenzdifferenz zwischen dem
Oszillatorsignal V osc und dem Referenzfrequenzsignal
V rf entspricht. Dieses Steuersignal Vc wird zu dem Steuereingang
220 des Bandpaß-Filters 1202 rückgekoppelt. Daraus
ergibt sich eine automatische Steuerung der Oszillatorfrequenz
fA des Oszillators 214 derart, daß diese mit der
Referenzfrequenz fR zusammenfällt. Infolgedessen wird
die Zeitkonstante des Bandpaßfilters 202 stets auf einen
vorgeschriebenen festen Wert justiert.
Das Steuersignal Vc wird außerdem dem Steueranschluß
18 der Haupt-Filterschaltung 100 zugeführt. Diese hat
dieselbe Schaltungskonfiguration wie das Bandpaß-Filter
202 in der Schaltung 200 zur automatischen Justierung
der Zeitkonstanten. Infolge dessen wird die Zeitkonstante
der Haupt-Filterschaltung 100 ebenfalls automatisch auf
ihren eigenen festen Wert justiert.
Im folgenden sei anhand von Fig. 6 ein praktisches Ausführungsbeispiel
für die Filterschaltung von Fig. 5 mit
automatischer Justierung der Zeitkonstanten erläutert.
In Fig. 6 hat die Haupt-Filterschaltung 100 die in Fig.
4 dargestellte Filterschaltungskonfiguration. Dementsprechend
besteht auch das Bandpaßfilter 202 aus zwei Sätzen derselben
Filterschaltungskonfiguration, wie sie in Fig. 4 dargestellt
ist. Gleiche oder äquivalente Elemente oder Schaltungsteile
wie in Fig. 5 und 6 sind wieder mit gleichen Bezugszeichen
versehen und werden nicht erneut beschrieben. Den Bezugszeichen
sind jedoch einige Buchstaben hinzufügt, um die
notwendige Differenzierung zu ermöglichen.
Das Bandpaßfilter 202 besteht aus einer ersten und einer
zweiten integrierten Schaltung 222 bzw. 224, die dieselbe
Filterschaltungskonfiguration haben wie die oben beschriebene
Haupt-Filterschaltung 100. Die erste und die zweite integrierte
Schaltung 222 bzw. 224 unterscheiden sich in
folgender Weise voneinander: In der ersten integrierten
Schaltung 222 ist die Basis des Transistors 38 a des ersten
Differentialverstärkers 32 a über dem Spannungsteile 46 a
mit dem Ausgangsanschluß 16 a verbunden, um das Ausgangsanschluß
V out-a der ersten integrierten Schaltung 222 als
Rückkopplungssignal aufzunehmen. Der Spannungsteiler
46 a multipliziert die Ausgangsspannung V out-a mit dem
Faktor "k" (k ist eine Dezimalzahl, z. B. k<1). Im Gegensatz
hierzu ist in der zweiten integrierten Schaltung 224
die Basis des Transistors 38 b des ersten Differentialverstärkers
32 b mit einer Referenzspannungsquelle 226 verbunden.
Der Ausgangsanschluß 16 a der ersten integrierten Schaltung
22 und der Eingangsanschluß 14 b der zweiten integrierten
Schaltung 224 sind miteinander verbunden. D. h., der
Ausgang des Pufferverstärkers 66 a der ersten integrierten
Schaltung 222 ist mit der Basis des Transistors 36 b des
ersten Differentialverstärkers 32 b der zweiten integrierten
Schaltung 224 verbunden. Der Ausgangsanschluß 16 b der
zweiten integrierten Schaltung 224 und der Eingangsanschluß
14 a der ersten integrierten Schaltung 222 sind miteinander
verbunden, d. h., der Ausgang des Pufferverstärkers 66 b
der zweiten integrierten Schaltung 224 ist mit der Basis
des Transistors 36 a des ersten Differentialverstärkers
32 a der ersten integrierten Schaltung 222 verbunden.
Außerdem ist der Ausgangsanschluß 16 a der ersten integrierten
Schaltung 222 über den Verstärker 204 in einer Rückkopplungschleife
mit dem anderen Ende des Kondensators 22 b
der zweiten integrierten Schaltung 224 verbunden, d. h.,
in der zweiten integrierten Schaltung 224 ist der
Kondensators 22 b statt mit dem geerdeten Anschluß 24
mit dem Vestärker 204 verbunden. Durch diese Schaltungsverbindung
zwischen der ersten und der zweiten integrierten
Schaltung 222, 224 und den in der Rückkopplungsschleife
angeordneten Verstärker 204 wird der Oszillator 214 gebildet.
Der Ausgangsanschluß 16 a der ersten integrierten Schaltung
224 ist außerdem mit einem der Eingangsanschlüsse des
Komparators 206 verbunden. Der Ausgangsanschluß 116 des
Komparators 206, an welchem das Steuersignal Vc erzeugt
wird, ist über eine aus einem Widerstand 228 und einem
Transistor 230 bestehende Reihenschaltung mit dem geerdeten
Anschluß 24 verbunden. Der Kollektor des Transistors
230 ist mit seiner Basis verbunden, so daß der Transistor
230 als Diode wirkt. Die Basis des Transistors 230 ist
mit den variable Stromquellen bildenden Schaltungsabschnitten
der ersten und zweiten integrierten Schaltung
222, 224 des Bandpaß-Filters 202 und der Haupt-Filterschaltung
100 verbunden. Hier, d. h. in der ersten und der
zweiten integrierten Schaltung 222 bzw. 224 des Bandpaß-Filters
202 und in der Haupt-Filterschaltung bestehen die
variablen Stromquellen, die der variablen Stromquelle
28 entsprechen, aus Transistoren 28 a, 28 b bzw. 28 c. Diese
Transistoren bilden zusammen mit dem Transistor 230 jeweils
eine Stromspiegelschaltung. Auf diese Weise wird das
von dem Komparator 206 erzeugte Steuersignal Vc in die
erste und zweite integrierte Schaltung 222 bzw. 224 des
Bandpaßfilters 202 bzw. in die Haupt-Filterschaltung
100 eingekoppelt.
Im folgenden sei die Wirkungsweise der in Fig. 6 dargestellten
Schaltungsanordnung beschrieben: Das Oszillatorausgangssignal
V osc des Oszillators 212, d. h. das Ausgangssignal
V out-a der ersten integrierten Schaltung 222 wird in
dem Komparator 206 in seiner Phase mit dem Referenzfrequenzsignal
V ref verglichen. Der Komparator 206 erzeugt das
Steuersignal Vc, das für die Phasendifferenz zwischen
dem Oszillator-Ausgangssignal V osc und dem Referenzfrequenzsignal
V rf kennzeichnend ist. Diese Steuerspannung Vc
wird über den Transistor 230 den Transistoren 28 a, 28 b
und 28 c zugeführt, die zusammen die Stromspiegelschaltung
bilden.
Die erste und die zweite integrierte Schaltung 222 und
224 haben, wie oben beschrieben, dieselbe Filterschaltungskonfiguration
wie die Haupt-Filterschaltung 100. Die
Eingangs- und Ausgangs-Kennlinien der ersten und der
zweiten integrierten Schaltung 222 und 224 lassen sich
jeweils durch die folgenden Gleichungen (6) bzw. (7)
ausdrücken, die der Gleichung (5) ähnlich sind. Für die
erste integrierte Schaltung 222 gilt
V out-a /V in-a = 1/(k+j w C 22 a (R 42 a+R 44 a)I 40 a/(2 I 28 a)) (6)
In der zweiten Filterschaltung 224 sind der Eingangsanschluß
14, das Ausgangssignal V outa der ersten integrierten
Schaltung 224 auf. Das Ausgangssignal V outb liegt an
dem Ausgangsanschluß 16 b an, dem außerdem ein Ausgangssignal
V outd des Rückkopplungsverstärkers 204 zugeführt wird.
Das Ausgangssignal V out-b ist gleich dem Eingangssignal
V in-a der ersten integrierten Schaltung 222. Deshalb
gilt für die zweite integrierte Schaltung 224 folgende
Gleichung:
(V in-a -V out-d )/V out-a = 1/(j × w C 22 b (R 42 b+R 44 b) I 40 b/(2 I 28 b)) (7)
Aus den Gleichungen (6) und (7) erhält man folgende Gleichung:
V out-a -V out-d = j w T 2/(1+j w k T 2+(j w)² T 1 T 2) (8)
worin T 1 = C 22 a (R 42 a+R 44 a) I 40 a/(2 I 28 a), T 2 = C 22 b.
(R 42 b+R 44 b) I 40 b/(2 I 28 b).
Dementsprechend ergibt sich zwischen den Zeitkonstanten
folgende Bezeichnung: T₁ = T₂ = T. Die Frequenz fA, der
durch die Rückkopplung erzeugten Schwingung ist fA = 1/2π T.
Wenn man davon ausgeht, daß die Kollektorströme der Transistoren
28 a, 28 b und 28 c einander gleich gemacht werden,
die Ströme der Stromquellen 40 a, 40 b und 40 c ebenfalls
einander gleich gemacht werden, erhält man für die Zeitkonstante
T 3 des Bandpaßfilters 202 bzw. die Widerstandswerte
R 42 a und R 42 c den Werten R 44 a bzw. R 44 c gleich gemacht
werden, folgenden Ausdruck:
T 3 = (1/m) (C 22 b/C 22 a) (R 42 c/R 42 a) (1/2π fa) (9)
Im folgenden sei anhand von Fig. 7 ein weiteres Ausführungsbeispiel
der Filterschaltung beschrieben. Gleiche oder
äquivalente Elemente sind wieder mit denselben Bezugszeichen
versehen wie in Fig. 5. Auf ihre erneute Erläuterung
ist verzichtet. Das Ausführungsbeispiel ist eine Filterschaltung
mit automatischer Justierung der Zeitkonstanten,
die sich als Farbsignal-Verarbeitungsschaltung eines
Videorecorders eignet. Die Schaltung besteht aus einem
3,58 MHz-Bandpaß-Filter 100 a, einer Schaltung 200 a zur
automatischen Justierung der Zeitkonstanten und einem
zusätzlichen Bandpaß-Filter 100 b. Das Bandpaßfilter 100 b
dient beispielsweise als Bandpaß-Filter für einen FM-Modulator
des Videorecorders.
Das 3,58-MHz-Bandpaß-Filter 100 a ist wieder unter Verwendung
zweier Sätze von Filterschaltungen aufgebaut, die dieselbe
Schaltungskonfiguration haben wie die Haupt-Filterschaltung
100 von Fig. 5. Das zusätzliche Bandpaß-Filter 100 b ist
ebenfalls unter Verwendung zweier Sätze von Filterschaltungen
aufgebaut, die dieselbe Schaltungskonfiguration haben
wie die Haupt-Filterschaltung 100 von Fig. 5.
Die Schaltung 200 a zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten
hat im Prinzip dieselbe Schaltungskonfiguration
wie die Schaltung 200 zur automatischen Justierung der
Zeitkonstanten von Fig. 5, d. h., sie besteht aus einem
Bandpaßfilter 202 a, einem Verstärker 204 a, einem Komparator
206 a und einer Referenzsignalquelle 208 a. Bei der Verarbeitung
des Farbsignals von Videosignalen benötigt man eine
Frequenz 320 fH (fH = ist die Frequenz des Zeilen-Synchronisiersignals).
Das Bandpaß-Filter 202 ist deshalb so bemessen,
daß seine Mittenfrequenz fA den Wert 320 fH hat. Der Komparator
206 a enhält dann einen 1/320-Frequenzteiler 232,
einen Frequenzabweichungs-Detektor 234, einen Phasenkomparator
236 und einen Addierer 238. Der 1/320-Frequenzteiler
232 und der Frequenzabweichungsdetektor 234 sind parallel
zu dem Oszillator 214 angeordnet, so daß sie das Oszillatorausgangssignal
V osc aufnehmen. Der 1/320-Frequenzteiler
232 liegt an einem Eingang des Phasenkomparators 236
sein frequenzgeteiltes Signal an. Ein anderer Eingang
des Phasenkomparators 236 ist mit der Referenzsignalquelle
208 a verbunden. Die Referenzsignalquelle 208 a ist im
vorliegenden Ausführungsbeispiel so eingestellt, daß
das Referenzfrequenzsignal V rf die Zeilen-Synchronisierfrequenz
fH hat. Der Phasenkomparator 236 erzeugt dann ein
Phasendetektor-Ausgangssignal, das für die Phasendifferenz
zwischen dem frequenzgeteilten Signal des 1/320-Frequenzteilers
232 und dem Referenzfrequenzsignal V rf der Referenzsignalquelle
208 a kennzeichnend ist. Das Phasendetektor-
Ausgangssignal wird einem der Eingänge des Addierers
238 zugeführt. Der Frequenzabweichungsdetektor 234 unterscheidet,
ob die tatsächliche Frequenz fA des Oszillatorsignals
V osc in einem vorgeschriebenen Frequenzbereich
um die Zentralfrequenz von 320 fH, z. B. in dem Frequenzbereich
320 fH±10%, liegt. Wenn die tatsächliche Frequenz
fA des Oszillatorsignals V osc innerhalb dieses Frequenzbereichs
liegt, erzeugt der Frequenzabweichungsdetektor
234 kein Ausgangssignal. Er erzeugt hingegen ein positives
Ausgangssignal, wenn die tatsächliche Frequenz fA des
Oszillatorsignals V osc nach oben aus dem genannten Frequenzbereich
herauswandert, hingegen ein negatives Ausgangssignal,
wenn die tatsächliche Frequenz fA des Oszillatorsignals
V osc nach unten aus dem Frequenzbereich herauswandert.
Das Ausgangssignal des Frequenzabweichungsdetektors wird
einem weiteren Eingang des Addierers 238 zugeführt. Die
Summe aus dem Phasendetektor-Ausgangssignal des Phasenkomparators
236 und dem Ausgangssignal des Frequenzabweichungsdetektors
234, d. h. das Steuersignal Vc wird von dem
Addierer 238 zu dem Bandpaß-Filter 202 a rückgekoppelt.
Dadurch wird das Oszillatorsignal V osc automatisch derart
gesteuert, daß seine Frequenz fA stets mit der Frequenz
von 320 fH übereinstimmt.
Der Komparator 206 a von Fig. 7 könnte aus dem Phasenkomparator
236, jedoch ohne Verwendung des Frequenzabweichungsdetektors
234, bestehen. Da die Oszillatorfrequenz fA
des Oszillators 214 a jedoch z. B. im Vergleich zu aus
Induktivitäten und Kapazitäten bestehenden LC-Oszillatoren
eine große Streuung hat, läßt sich die Phasenverriegelung
der Rückkopplungsschleife kaum erreichen. Der Frequenzabweichungsdetektor
234 dient zur Kompensation und zur
Erleichterung der Phasenverriegelung.
Das auf diese Weise gewonnene Steuersignal Vc wird auch
dem 3,58-MHz-Bandpaßfilter 100 a für die Farbsignalverarbeitung
zugeführt. Das 3,58-MHz-Bandpaß-Filter 100 a hat
im vorliegenden Fall dieselbe Schaltungskonfiguration
wie das Bandpaß-Filter 202 a in der oben beschriebenen
Schaltung 200 a zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten.
Somit wird die Zeitkonstante des 3,58-MHz-Bandpaß-Filters
100 a stets automatisch auf einen vorgeschriebenen
festen Wert relativ zur Mittenfrequenz von 3,58 MHz justiert.
Die Mittenfrequenz des 3,58-MHz-Bandpaß-Filters 100 a
ist so gewählt, daß sie dem 0,712fachen der Mittenfrequenz
fA des Bandpaß-Filters 202 a entspricht. Dadurch wird
die Mittenfrequenz des 3,58-MHz-Bandpaß-Filters 100 a
automatisch auf die Frequenz 3,58 MHz justiert. Wenn
ein zusätzliches Bandpaß-Filter 100 b, z. B. das Bandpaß-
Filter des FM-Modulators des Videorecorders (in der Zeichnung
ist der Modulatorteil weggelassen) zusammen mit dem 3,58-MHz-
Bandpaß-Filter 100 a eingesetzt wird, wird dieses zusätzliche
Bandpaß-Filter 100 b ebenfalls automatisch auf seine vorgeschriebene
Frequenz justiert.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die vorangehend
beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt. Wenn beispielsweise
die in Fig. 1, 2 und 3 dargestellten Filterschaltungen
als Haupt-Filterschaltung 100 und das Bandpaß-Filter
202 mit derselben Filterschaltungskonfiguration
wie die Haupt-Filterschaltung 100 verwendet werden, lassen
sich ähnliche Ergebnisse erzielen.
Claims (7)
1. Automatische Justierschaltung zum Justieren der Zeitkonstanten
einer Filterschaltung (100), dadurch gekennzeichnet,
daß der Justierschaltung (200) ein Referenzfrequenzsignal
zugeführt wird und daß sie eine Oszillatoreinrichtung
(214) zur Erzeugung eines Oszillatorsignals sowie Mittel
(206) aufweist zur Erfassung entweder der Phasen- oder
der Frequenzdifferenz zwischen dem Referenzfrequenzsignal
und dem Oszillatorsignal und zur Erzeugung eines Steuersignals
zur automatischen Justierung der Zeitkonstanten
der Filterschaltung (100).
2. Justierschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Oszillatoreinrichtung (214) ein Filter (202)
mit variabler Zeitkonstante sowie einen Rückkopplungsverstärker
(204) aufweist, der zur Bildung einer positiven
Rückkopplung mit dem Filter (202 verbunden ist.
3. Justierschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Detektoreinrichtung (206) einen Phasendetektor
(236) und einen Frequenzabweichungsdetektor (236) sowie
Mittel zum Anlegen des Steuersignals sowohl an die Filterschaltung
(100) als auch an das Filter (202) mit variabler
Zeitkonstante aufweist.
4. Justierschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet,
daß die Filterschaltung ein Hauptfilter (100) aufweist
und daß das Filter (202) mit variabler Zeitkonstante
dieselbe Schaltungskonfiguration hat wie das Hauptfilter
(100).
5. Justierschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Detektoreinrichtung (206) einen Frequenzteiler
(232) aufweist.
6. Verfahren zum Justieren der Zeitkonstanten einer Filterschaltung
(100), gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:
- - Erzeugen eines Oszillatorsignals unter Verwendung eines Filters (202) mit variabler Zeitkonstanten,
- - Vergleichen entweder der Phase oder der Frequenz des Oszillatorsignals mit der entsprechenden Phase oder Frequenz eines Referenzfrequenzsignals,
- - Erzeugen eines Steuersignals in Abhängigkeit von der Differenz zwischen den verglichenen Phasen- oder Frequenzwerten und
- - Justieren der Zeitkonstanten der Filterschaltung (100) mit Hilfe des Steuersignals.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,
daß die Zeitkonstante des Filters (202) mit variabler
Zeitkonstante durch das Steuersignal justiert wird.
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