DE3419654C2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals mit steuerbarer Frequenz - Google Patents
Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals mit steuerbarer FrequenzInfo
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Landscapes
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Description
Die Erfindung bezieht sich generell auf Oszillatorschal
tungen mit veränderbarer Frequenz. Die Erfindung betrifft
insbesondere eine in einer integrierten Halbleiterschal
tung verkörperte Oszillatorschaltung mit veränderbarer
Frequenz, wobei diese Oszillatorschaltung keine Diode
mit veränderbarer Kapazität bzw. keine veränderbare
Kapazitätsdiode erfordert.
Im allgemeinen werden Oszillatorschaltungen mit variab
ler bzw. veränderbarer Frequenz, also Oszillatorschal
tungen, deren Schwingungsfrequenz durch eine Eingangs
spannung oder durch einen Eingangsstrom gesteuert wer
den kann, in typischer Weise als spannungsgesteuerte
Oszillatoren (VCO) oder als stromgesteuerte Oszillato
ren (CCO) bezeichnet. Derartige spannungsgesteuerte und
stromgesteuerte Oszillatoren werden dann ferner grob
in Induktivitäten und Kapazitäten enthaltende Oszilla
toren (LC-Oszillatoren) oder in Multivibrator-Oszilla
toren klassifiziert.
Im allgemeinen verwendet eine Oszillatorschaltung mit
veränderbarer Frequenz vom LC-Typ eine veränderbare
Kapazitätsdiode als Resonanzelement, der eine Steuer
spannung zugeführt wird, mit deren Hilfe die Schwin
gungsfrequenz der betreffenden Schaltung gesteuert
wird. Im Falle einer Oszillatorschaltung veränderbarer
Frequenz vom Multivibratortyp wird die Schwingungsfrequenz
dadurch geändert, daß der Lade-/Entladestrom des
Multivibrator-Rückkopplungskondensators gesteuert wird,
d. h., daß der Trigger-Schwellwertpegel gesteuert wird.
Wenn die Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz
eine Schaltung vom LC-Typ ist und wenn ihre veränder
bare bzw. einstellbare Kapazitätsdiode eine solche vom
Ultrastufen-Übergangs- bzw. -Junktionstyp ist, dann
steigen die Herstellkosen einer derartigen Oszillator
schaltung veränderbarer Frequenz erheblich im Vergleich
zu einer Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz an,
bei der eine gewöhnliche veränderbare Kapazitätsdiode
verwendet wird. Überdies ist eine veränderbare Kapazi
tätsdiode, d. h. eine Kapazitätsdiode mit veränderbarer
Kapazität, die aus einem Ultrastufen-Übergang gebildet
ist, nicht einfach auf demselben integrierten Halblei
terschaltungschip mit den anderen notwendigen Schal
tungselementen herzustellen. Demgemäß ist eine derar
tige Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz
nicht für die Ausbildung als integrierte Schaltung
(IC) geeignet. Wenn eine Diode mit gewöhnlichem pn-
Übergang verwendet wird, dann ist deren Kapazitätsän
derungsbereich so eng, daß der Frequenzänderungsbereich,
der in dem Oszillator veränderbarer Frequenz möglich
ist, ebenfalls in ähnlicher Weise eingeschränkt ist.
Die nachstehend auch als durchstimmbare Oszillatorschal
tung bezeichnete Oszillatorschaltung veränderbarer Fre
quenz weist, sofern sie vom Multivibratortyp ist, eben
falls Nachteile auf, und zwar mit Rücksicht auf die
Schwingungs-Instabilität, was dazu führt, daß ledig
lich ein spannungsgesteuerter oder ein stromgesteuer
ter Oszillator mit schlechtem Träger-Rausch-(C/N)-Ver
hältnis praktisch konstruierbar ist. Demgemäß kann eine
durchstimmbare Oszillatorschaltung vom Multivibratortyp
nicht denselben oder gar einen besseren Wirkungsgrad
liefern wie bzw. als ein durchstimmbarer Oszillator vom
LC-Typ.
Aus der DE-25 29 544-A1, aus der der Oberbegriff des Anspruchs 1 hervorgeht, ist eine
Schaltung mit variabler Reaktanz, bestehend aus einem Differenzverstärker, dessen beide
Verstärkungseinrichtungen mit einer steuerbaren Konstanzstromquelle verbunden sind.
Ausgangsseitig ist der betreffende Differenzverstärker mit einer Oszillatoreinrichtung
verbunden.
Aus der US-4,306,198 ist eine Filterschaltung bekannt, bei der ein aus zwei Verstärkungs
elementen aufgebauter Differenzverstärker vorgesehen ist, dessen Verstärkungselemente
einerseits mit einer Konstanzstromquelle und andererseits mit einer Stromspiegelschaltung
verbunden sind.
Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine
die dem Stand der Technik anhaftenden Nachteile vermei
dende verbesserte Oszillatorschaltung veränderbarer Fre
quenz bereitzustellen.
Ferner soll eine nachstehend auch als durchstimmbare
Oszillatorschaltung bezeichnete Oszillatorschaltung
veränderbarer Frequenz bereitgestellt werden, die einen
weiten Frequenzänderungsbereich aufweist bzw. bereitge
stellt, ohne daß diskrete Schaltungselemente, wie ver
änderbare Kapazitätsdioden, verwendet werden.
Darüber hinaus soll eine Oszillatorschaltung veränder
barer Frequenz mit guter Schwingungsstabilität und einem
ausgezeichneten Träger-Rausch-Verhältnis geschaffen wer
den.
Außerdem soll eine Oszillatorschaltung veränderbarer
Frequenz mit einer Korrekturschaltung bereitgestellt
werden, die eine Exponentialfunktionskennlinie eines
Transistors ausnutzt, um ein Steuersignal so zu korri
gieren, daß die Steuersignal-Oszillatorfrequenz-Kenn
linie linear ist.
Ferner soll eine Oszillator- bzw. Schwingungsschaltung
veränderbarer Frequenz mit einer minimalen Anzahl von
Schaltungselementen geschaffen werden, wobei diese
Schaltung in vorteilhafter Weise als integrierte Halb
leiterschaltung ausgeführt bzw. verkörpert sein soll.
Schließlich soll eine Oszillatorschaltung veränderbarer
Frequenz geschaffen werden, die geeignet ist für die
Verwendung als Element in einer phasenstarren Regelschleife
(PLL-Schaltung).
Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch
die in den Patentansprüchen erfaßte Erfindung.
Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein
Oszillator mit veränderbarer Frequenz geschaffen, der
generell von der Colpitts-Art ist und dessen Resonanz
frequenz dadurch verändert wird, daß der Strom in
einer Konstantstromquelle verändert wird. Dadurch ist
ein stromgesteuerter Oszillator geschaffen. Dadurch,
daß der Oszillator generell in der LC-Form ausgebildet
ist, ist die Schwingungsstabilität hoch bzw. hoch ge
macht, und das Träger-Rausch-Verhältnis ist verhältnis
mäßig akzeptabel. Der Oszillator veränderbarer Frequenz
enthält eine Resonanzschaltung bzw. einen Resonanzkreis
und einen invertierenden Verstärker, in welchem ein
Rückkopplungskondensator zwischen einem Ausgang des be
treffenden invertierenden Verstärkers und dessen inver
tierenden Eingang angeschlossen ist. Ein Widerstand
verbindet den invertierenden Eingang als
Nebenschluss nach Erde bzw. Masse. Das Ausgangssi
gnal des betreffenden invertierenden Verstärkers wird
dem Resonator zugeführt, und zwar dessen Resonanzkapa
zität, und die Höhe eines Stromes von einer Konstant
stromquelle wird verändert, wodurch die Schwingungs
frequenz der betreffenden Schaltungsanordnung verändert
wird.
Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung mit den ihr
anhaftenden Merkmalen und Vorteilen nachstehend bei
spielsweise näher erläutert. In den einzelnen Zeich
nungen sind einander entsprechende Elemente und Ein
zelteile mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.
Fig. 1 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Ausführungsform
einer Schwingungsschaltung gemäß der vor
liegenden Erfindung mit veränderbarer Frequenz.
Fig. 2 zeigt eine Wechselstrom-Ersatzschaltung der in
Fig. 1 dargestellten Oszillatorschaltung mit veränder
barer Frequenz.
Fig. 3 zeigt eine weitere Wechselstrom-Ersatzschaltung
der in Fig. 2 dargestellten Ersatzschaltung.
Fig. 4 zeigt in einem schematischen Diagramm eine zweite
Ausführungsform einer Schwingungsschaltung mit veränder
barer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 5 zeigt in einem Diagramm eine Steuersignal-Schwin
gungsfrequenz-Kennlinie, die für die Erläuterung der vor
liegenden Erfindung von Nutzen ist.
Fig. 6 zeigt in einem schematischen Diagramm eine dritte
Ausführungsform einer Oszillatorschaltung mit veränder
barer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung.
Fig. 7 zeigt in einem schematischen Diagramm eine vierte
Ausführungsform einer Oszillatorschaltung mit veränder
barer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung.
Im folgenden werden die bevorzugten Ausführungsformen
der Erfindung detailliert beschrieben.
Bei der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform der Os
zillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz gemäß der
vorliegenden Erfindung ist der Kollektor eines Transi
stors Q1 an einem Speisespannungsanschluß T1 angeschlos
sen, an dem die in konventioneller Weise mit Vcc bezeich
nete Vorspannung liegt bzw. angeschaltet ist. Eine in
konventioneller Weise als Q2 dargestellte Konstantstromquelle
liegt zwischen der Emitterleitung des Transistors
Q1 und Erd- bzw. Massepotential. Zwischen der Basis und
dem Kollektor des Transistors Q1 liegt die Parallel
schaltung eines Widerstands R1' und eines Festkörper-
Resonators X1. Ein Kondensator C1 liegt zwischen der
Basis und dem Emitter des Transistors Q1. Das Ausgangs
signal dieser Oszillatorschaltung wird von einem An
schluß T2 abgenommen, der mit dem Emitter des Transi
stors Q1 verbunden ist. Mit dem Emitter des Transistors
Q1 ist ferner ein Differenzverstärker 1 verbunden. Die
ser Differenzverstärker 1 besteht speziell aus Transi
storen Q3 und Q4, deren Emitter in der üblichen Weise
gemeinsam miteinander verbunden sind. Die gemeinsamen
Emitter des betreffenden Differenzverstärkers sind über
eine Konstantstromquelle Q5 mit Masse- bzw. Erdpoten
tial verbunden. Die Konstantstromquelle Q5 ist von der
Art, daß der Strom steuerbar oder auswählbar ist. Eine
Stromspielgeschaltung 2 konventioneller Art ist aus
Transistoren Q6 und Q7 aufgebaut, deren Emitter gemein
sam an der am Anschluß T1 liegenden Vorspannung Vcc
liegen und deren Basen in der konventionellen Art und
Weise miteinander verbunden sind. Die Basis und der
Kollektor des Transistors Q6 sind unter Bildung einer
Diode miteinander verbunden. Der Differenzverstärker 1
und die Stromspiegelschaltung 2 bilden in dieser Schal
tungskonfiguration einen invertierenden Verstärker, bei
dem die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4 mit den
Kollektoren der Transistoren Q6 bzw. Q7 verbunden sind.
Dadurch ist ein invertierender Verstärker 3 gebildet.
Dieser invertierende Verstärker weist einen Rückkopp
lungskondensator C2 auf, der zwischen der Basis des
Transistors Q4 und dem Emitter dieses Transistors an
geschlossen ist und der außerdem mit dem Verbindungs
punkt der Stromspiegelschaltung 2 mit dem Differenzver
stärker 1 verbunden ist. Außerdem ist an demselben Ver
bindungspunkt der Ermitter des Transistors Q1 mit dem
Kollektor des Transistors Q4 verbunden. Die Vorspannung
für den Differenzverstärker 1 wird von einer Spannungs
quelle V1 bereitgestellt, die zwischen der Basis des
Transistors Q3 und Erd- bzw. Massepotential liegt und
die ferner über einen Widerstand R1 mit der Basis des
Transistors Q4 verbunden ist.
Bei der oben bzw. zuvor beschriebenen Schaltungsanord
nung arbeitet der invertierende Verstärker 3, bestehend
aus dem Differenzverstärker 1 und der Stromspiegel
schaltung 2, mit der Basisverbindung des Transistors
Q4 als invertierenden Eingangsanschluß, und die Verbin
dung der Kollektoranschlüsse der Transistoren Q4 und Q7
dient als Ausgangsanschluß, so daß eine Wechselstrom-
Ersatzschaltung der in Fig. 1 dargestellten Oszillator
schaltung mit veränderbarer Frequenz so aussieht, wie
dies Fig. 2 veranschaulicht. Gemäß Fig. 2 wird dem in
vertierenden Verstärker 3 ein negatives Rückkopplungs
signal über den Kondensator C2 zugeführt. Dieser inver
tierende Eingangsanschluß des invertierenden Verstärkers
3 weist über einen Widerstand R1 einen Nebenschluß bzw.
eine Verbindung zu Erde bzw. Masse hin auf. Der Aus
gangsanschluß des invertierenden Verstärkers 3 ist mit
dem Emitteranschluß des Transistors Q1 verbunden, mit
dem ferner der Ausgangsanschluß T2 verbunden ist.
Das Maß dafür, wie leicht ein Wechselstrom in der Schal
tungsanordnung gemäß Fig. 1 fließen wird, ist durch die
Ausgangs-Admittanz (Y) des invertierenden Verstärkers
3 gegeben, welche wie folgt ausgedrückt werden kann:
wobei ω die Winkelfrequenz, q/kT die Boltzmann-Konstante
und I5 den Konstantstrom von der Konstantstromquelle Q5
bedeuten, die einen auswählbaren oder steuerbaren Kon
stanzstrom aufweist. Diese Admittanz kann als Äquivalent
bzw. Ersatzschaltung einer Reihenschaltung eines Wider
stands und eines Kondensators gesehen werden - das ist
der reelle Anteil und der imaginäre Anteil (j) der Ad
mittanz. Die Größe Q des Kapazitäts-Anteiles der betref
fenden Anordnung kann wie folgt angegeben werden:
Q = 1/ωC2R1 (2)
wobei Q die Güte eines Resonanzsystems ist, welche die
Geschwindigkeit bzw. Rate des Abklingens der gespeicher
ten Energie angibt. Wenn die Beziehung festgelegt werden
kann, gemäß der Q sehr viel größer ist als 1, dann kann
die Admittanz Y lediglich als aus der Kapazität beste
hend betrachtet werden. Sodann kann eine Ersatz-Kapazi
tät Cx dieser Anordnung wie folgt angegeben werden:
Cx = C2([q/2kT]R1 I5 + 1) (3)
Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß der in
vertierende Verstärker 3 bei Betrachtung von der Emit
terseite des Transistors Q1 her einfach als Kapazität
Cx angesehen werden kann. Demgemäß kann die Ersatzschal
tung gemäß Fig. 2 weiter auf die in Fig. 3 dargestellte
Ersatzschaltung reduziert werden, und zwar als Colpitts-
Oszillatorschaltung, die bei einer Resonanzfrequenz
schwingt, welche durch die Induktivität des Festkörper-
Resonators X1 und durch die beiden Kapazitäten C1 und Cx
bestimmt ist. Es sei daran erinnert, daß ein Colpitts-
Oszillator ein Oszillator ist, bei dem ein parallel ab
gestimmter Schwingkreis zwei in Reihe geschaltete Span
nungsteilerkondensatoren aufweist, wobei die gemeinsame
Kondensatorverbindung mit dem Emitterkreis des Transistors
oder mit der Kathode bei einer Elektronenröhre-
Ausführungsform verbunden ist.
Aus einer Überprüfung der Ersatzkapazität Cx, wie sie in
der obigen Gleichung (3) angegeben ist, ist ersichtlich,
daß diese Ersatzkapazität Cx in Abhängigkeit von der Hö
he des Stromes I5 verändert werden kann, und zwar mit
Rücksicht darauf, daß die in Fig. 1 dargestellte Schal
tungsanordnung als Colpitts-Oszillatorschaltung anzuse
hen ist, deren Schwingungsfrequenz durch Andern des
durch die Stromquelle Q5 erzeugten Konstantstroms I5
geändert wird. Dies führt zur Erzeugung eines stromge
steuerten Oszillators (CCO), ohne daß auf die Verwen
dung von gewissen nachteiligen Schaltungselementen, wie
auf Dioden veränderbarer Kapazität vom Ultrastufen-Über
gangstyp, zurückgegriffen wird. Darüber hinaus kann die
Ersatzkapazität Cx, wie sie durch die obige Gleichung
(3) angegeben worden ist, über einen nennenswerten Be
reich verändert werden, wodurch der Bereich möglicher
Frequenzen am Ausgang der Oszillatorschaltung gemäß
Fig. 1 erweitert ist. Da dieser stromgesteuerte Oszil
lator von der Grund-LC-Schwingungsart ist, ist ferner
die Stabilität der Schwingung hoch, und das Träger-
Rausch-Verhältnis ist ausgezeichnet. Zugleich erfordert
der betreffende Oszillator eine relativ geringe Anzahl
von zusammenzubauenden Schaltungselementen. Da kein
Gleichstrom zwischen dem Emitter des Transistors Q1
und den gemeinsamen Kollektoren der Transistoren Q4 und
Q7 fließt, ist ferner das Potential an diesen Schal
tungspunkten lediglich durch den Transistor Q1 bestimmt.
Damit kann die Speisespannungsquelle bzw. die Speise
spannung Vcc auf einem niedrigen Pegel gehalten werden.
Da der Ausgangsanschluß des invertierenden Verstärkers 3
mit dem Emitterkreis des Transistors Q1 verbunden ist,
ist es darüber hinaus möglich, den Pegel des Schwingungs
signals am Emitter des Transistors Q1 zu erhöhen. Dies
wäre nicht der Fall, wenn der Eingangsanschluß des in
vertierenden Verstärkers 3 mit dem Transistor Q1 verbun
den wäre.
Fig. 4 zeigt in einer schematischen Darstellung eine
weitere Ausführungsform einer durchstimmbaren Oszilla
torschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, bei der
der Emitterkreis des Transistors Q1 direkt mit Erd- bzw.
Massepotential verbunden ist. Bei dieser Ausführungs
form ist eine zweite Konstantstromquelle Q2 vorgesehen,
die zwischen dem die Vorspannung Vcc führenden Anschluß
T1 und dem Ausgangsanschluß des invertierenden Verstär
kers 3 liegt. Außerdem ist an dem Verbindungspunkt zwi
schen der Konstantstromquelle Q2 und dem Ausgang des in
vertierenden Verstärkers 3 der Kollektoranschluß des
Transistors Q1 angeschlossen, dessen Emitter direkt
an Erd- bzw. Massepotential liegt. Der Festkörper-Reso
nator X1 ist zwischen dem Kollektrokreis und dem Basis
kreis des Transistors Q1 angeschlossen, und ein aus
einer Diode D1 und einem Widerstand R1' bestehender
Reihenkreis ist dem Festkörper-Resonator X1 parallel
geschaltet. Das Ausgangssignal wird wieder vom Anschluß
T2 abgenommen, der bei dieser Ausführungsform mit dem
Kollektoranschluß des Transistors Q1 verbunden ist. Bei
Anwendung dieser Ausführungsform kann dieselbe veränder
bare bzw. einstellbare Schwingungsfrequenzsteuerung er
zielt werden wie bei der vorhergehenden Ausführungsform.
Dies bedeutet, daß ein Colpitts-Oszillator ohne die Ver
wendung von veränderbaren Kapazitätsdioden oder dergl.
aufgebaut ist. Es dürfte selbstverständlich einzusehen
sein, daß bei beiden in Fig. 1 und 4 dargestellten Aus
führungsformen anstelle eines Festkörper-Resonators X1
eine Induktivität bzw. eine Spule zwischen den Basis-
und Kollektorkreisen des jeweiligen Transistors Q1 an
geschlossen sein könnte.
Bei den stromgesteuerten Oszillatoren in den oben unter
Bezugnahme auf die Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1
und 4 beschriebenen Ausführungsformen ist die Ersatz
kapazität Cx durch die Gleichung (3) angegeben; die be
treffende Kapazität Cx wird linear in Bezug auf Ände
rungen im Strom I5 geändert bzw. variiert, womit die
Schwingungsfrequenz f in Bezug auf den Strom I5 sich
nichtlinear ändert, was durch die vollausgezogene
Linie in Fig. 5 veranschaulicht ist. Infolgedessen
ist in einem Bereich, in welchem die Schwingungsfre
quenz f hoch ist, die Steuerungs-Empfindlichkeit für
die Schwingungsfrequenz f ziemlich hoch, während in
einem Bereich, in welchem die Schwingungsfrequenz f
niedrig ist, die Steuerungs-Empfindlichkeit bezüglich
der Schwingungsfrequenz ebenfalls niedrig ist, so daß
eine derartige durchstimmbare Oszillatorschaltung schwie
rig in die Praxis einzusetzen sein wird. Wenn ein derar
tiger stromgesteuerter Oszillator in einer phasenstarren
Regelschleife (PLL-Schaltung) eingesetzt wird, dann wird
darüber hinaus die Schleifenverstärkung der PLL-Schal
tung mit Rücksicht auf die Schwingungsfrequenz f erheb
lich geändert, so daß es unmöglich wird, die Kennwerte
in einer derartigen PLL-Schaltung festzulegen. In Fig. 6
ist nun eine weitere Ausführungsform einer durchstimmba
ren Oszillatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
gezeigt, in der eine Korrekturschaltung 10 vorgesehen
ist, welche die Exponentialfunktions-Kennlinie eines
Transistors ausnutzt, um den Steuerstrom I5 zu korri
gieren, so daß die Steuersignal-Oszillatorfrequenz-Kenn
linie weitgehend linear gemacht ist.
Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 6 ist anstelle der ge
nerellen Darstellung der Konstantstromquelle Q5 eine be
sondere Ausführungsform angegeben. Bei der betreffenden
Ausführungsform fließt der Steuerstrom I5 speziell über
die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q5. Darüber
hinaus ist eine Steuersignal-Abgabeschaltung 13 vorgese
hen, die aus einem nichtinvertierenden Verstärker be
steht, der den Differenzverstärker 11 und eine Strom
spiegelschaltung 12 umfaßt. Der Differenzverstärker 11
ist von konventioneller Konfiguration; er enthält Tran
sistoren Q11 und Q12, deren Emitter gemeinsam über eine
Konstantstromquelle Q13 an Erd- bzw. Massepotential an
geschlossen sind. Die Basiskreise der Transistoren Q11
und Q12 sind an den Anschlüssen T11 bzw. T12 zugänglich;
diesen Anschlüssen kann eine Steuerspannung E zugeführt
werden. Die Stromspiegelschaltung 12 ist von konventionel
ler Art; sie umfaßt Transistoren Q14 und Q15, deren Emit
ter gemeinsam über entsprechende Widerstände an dem die
Vorspannung Vcc führenden Anschluß T1 angeschlossen sind.
Der Basisanschluß und der Kollektoranschluß des Transi
stors Q14 sind dabei unter Bildung einer Diode miteinan
der verbunden. Bei der in Fig. 6 dargestellten Ausfüh
rungsform sind die entsprechenden Kollektorkreise der
Transistoren Q11 und Q12, welche den Differenzverstär
ker 11 bilden, mit den entsprechenden Kollektorkreisen
der Transistoren Q14 bzw. Q15 verbunden, welche die
Stromspiegelschaltung 12 bilden.
Eine die Nichtlinearität korrigierende Korrekturschaltung
10 enthält die Transistoren Q16 und Q17, deren Basen ge
meinsam über einen Widerstand R11 verbunden sind und de
ren Emitter an der Vorspannung Vcc liegen. Die betreffen
den Transistoren bilden dadurch eine Stromspiegelschal
tung. Die Basis und der Kollektor des Transistors Q17
sind dabei miteinander verbunden, so daß der betreffende
Transistor funktionsmäßig das Äquivalent einer Diode
darstellt. Die Konstantstromquelle Q18 verbindet den
Kollektorkreis des Transistors Q17 mit Erd- bzw. Masse
potential.
Die Stromspiegelschaltung 14 ist mit der die Nichtlinearität
korrigierenden Korrekturschaltung 10 so verbunden,
daß der Strom über die Emitter-Kollektor-Strecke des
Transistors Q16 fließt. Dies bedeutet, daß der Strom
I16 in die Stromspiegelschaltung 14 fließt. Die Strom
spiegelschaltung 14 enthält dabei speziell den Transi
stor Q19, dessen Basis und Kollektor unter Bildung
einer Diodenanordnung miteinander verbunden sind. Der
Emitter des betreffenden Transistors liegt direkt an
Erd- bzw. Massepotential. Die Basis des Transistors Q19
ist mit der Basis des Transistors Q5 verbunden, durch
den der Strom I5 von dem gemeinsamen Emitterkreis des
Differenzverstärkers 1 her fließt.
Beim Betrieb der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform
wird eine Steuerspannung E an die Anschlüsse T11 und T12
derart angelegt, daß das Potential am Anschluß T11 posi
tiv ist in Bezug auf den anderen Anschluß. Dadurch wird
der vom Kollektorkreis des Transistors Q12 in die die
Nichtlinearität korrigierende Korrekturschaltung 10
fließende Strom I13 größer sein als 0. Andererseits
wird der in die die Nichtlinearität korrigierende Kor
rekturschaltung 10 fließende Strom I13 kleiner sein als
0, wenn die Steuerspannung E so ist, daß der Anschluß
T12 relativ positiv ist. Darüber hinaus wird aufgrund
der Arbeitsweise des Differenzverstärkers 11 der in
die Korrekturschaltung 10 fließende Strom I13 Null sein,
wenn die Steuerspannung E Null ist. Demgemäß ist eine di
rekte Beziehung zwischen dem Steuerstrom I13 und der
Steuerspannung E vorhanden bzw. veranschaulicht.
Wenn der Basisstrom, der in die aus den Transistoren
Q16 und Q17 bestehende Stromspiegelschaltung fließt,
als vernachlässigbar betrachtet wird, dann kann zwi
schen den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren
Q16 und Q17 und dem Strom I13 folgende Beziehung ange
geben werden:
VBE17 - I13R11 = VBE16 (4)
Demgemäß kann der Kollektorstrom I16, der aus der die
Nichtlinearität korrigierenden Korrekturschaltung 10
vom Kollektorkreis des Transistors Q16 fließt, wie
folgt angegeben werden:
I16 ≈ Is(exp[q/kT)(VBE17 - I13R11)]), (5)
wobei Is den Sättigungsstrom des Transistors Q16 der
die Nichtlinearität korrigierenden Korrekturschaltung
10 bedeutet. Da dieser Kollektorstrom I16 des Transistors
Q16 gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q19 ist
und da die Transistoren Q19 und Q5 die Stromspiegel
schaltung 14 bilden, wird der Strom I5 gleich dem Strom
I16, und es gilt die Beziehung:
I5 ≈ Is(exp[q/kT)(VBE17 - I13R11)]) (6)
Wenn I13 gleich 0 ist, was dann der Fall ist, wenn die
Steuerspannung E gleich 0 ist, dann wird der Kollektor
strom I5, angegeben als I5(0), somit zu:
I5(0) ≈ Is(exp(q/kT)VBE17). (7)
Demgemäß kann auf der Grundlage der Gleichungen (6) und
(7) der Strom I5 wie folgt angegeben werden:
Bezüglich des Stromes I13 zeigt sich somit, daß der
Strom I5 durch die Konstantstromquelle 14 sich exponentiell
mit dem Bezugsstrom I5 (0) ändern wird, wenn die
Steuerspannung E = 0 ist. Demgemäß wird sich die Schwin
gungsfrequenz f mit dem Strom I13 linear ändern, wie
dies durch die gestrichelte Linie in Fig. 5 angedeutet
ist.
Wenn die Steuerspannung E = 0 ist und wenn der Strom I13
gleich 0 ist, wird der Kollektorstrom I16 des Transi
stors Q16 in der die Nichtlinearität korrigierenden
Korrekturschaltung 10 gleich dem Kollektorstrom des
Transistors Q17 in der Stromspiegelschaltung sein,
wobei dieser Strom seinerseits gleich dem Konstant
strom I18 ist, der von der Konstantstromquelle Q18
geliefert wird. Demgemäß wird I5 gleich I18 sein. Auf
grund dieser Tatsache wird die Schwingungsfrequenz f
gleich einer Bezugsfrequenz f0 sein.
Aus vorstehenden Ausführungen kann ersehen werden, daß
es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich ist, die
Schwingungsfrequenz f in Abhängigkeit von einer Steuer
spannung E oder dem resultierenden Steuerstrom I13 li
near zu ändern. Da ein nichtlinearer Frequenzgang der
Schwingungsfrequenz durch Ausnutzen der exponentiellen
Funktionskennlinie eines Transistors korrigiert wird
bzw. ist, ist ferner eine geringe Schwankung der
Steuersignal-Schwingungsfrequenz-Kennlinie vorhanden.
Unabhängig von der Schwingungsfrequenz f ist es demge
mäß möglich, eine konstante Steuerungs-Empfindlichkeit
zu erzielen. Im Hinblick auf eine phasenstarre Regel
schleife (PLL-Schaltung), deren Anwendung in Verbindung
mit der vorliegenden Erfindung beabsichtigt ist, ist
die Schleifenverstärkung der betreffenden PLL-Schal
tung konstant, und es wird relativ leicht, die ge
wünschte Charakteristik bzw. Kennlinie zu erhalten.
Bei der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform weist
eine hinsichtlich der Frequenz veränderbare bzw. durch
stimmbare Oszillatorschaltung das Merkmal der Nichtli
nearitäts-Korrektur wie die Ausführungsform gemäß Fig. 6
auf. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7 sind speziell
die Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung 10 sowie die
Steuersignal-Abgabeschaltung 13 an einem Oszillator
veränderbarer Frequenz angeschlossen, und zwar ähnlich
wie in Fig. 4 gezeigt. Bei dieser Ausführungsform wird
die Stromspiegelschaltung 14, wie sie bei der Ausfüh
rungsform gemäß Fig. 6 verwendet ist, weggelassen, wo
durch die Anzahl der erforderlichen Schaltungselemente
vermindert ist und womit die Einsparung von Herstellko
sten begleitet ist. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7
ist insbesondere die Konstantstromquelle Q18 zwischen
dem die Vorspannung Vcc führenden Anschluß T1 und dem
Kollektorkreis des Transistors Q17 angeschlossen, der
als Diode geschaltet ist. Der Kollektorkreis des Tran
sistors Q16 ist ebenfalls direkt mit den gemeinsamen
Emittern der Transistoren Q3 und Q4 verbunden, die
den Differenzverstärker 1 bilden. Außerdem sind die
Emitterkreise der Transistoren Q16 und Q17 gemeinsam
über eine Vorspannungsquelle V2 an Erd- bzw. Masse
potential angeschlossen. Diese Ausführungsform funk
tioniert weitgehend identisch wie die in Fig. 6 ge
zeigten Ausführungsform. Es sei jedoch darauf hinge
wiesen, daß die aus den Transistoren Q5 und Q19 be
stehende Stromspiegelschaltung weggelassen ist und
daß der Kollektoranschluß des Transistors Q16 direkt
mit dem Differenzverstärker 1 verbunden ist.
Bei den beispielsweise in Fig. 1, 4, 6 und 7 oben dar
gestellten Ausführungsformen der durchstimmbaren Oszil
latorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung können
die von dem Festkörper-Resonator X1 und den Vorspan
nungsquellen V1 und V2 verschiedenen Elemente ohne wei
teres als integrierte Halbleiterschaltungen gebildet
sein.
Claims (16)
1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals steuerbarer Frequenz
mit einer invertierenden Verstärkereinrichtung, die einen Differenzverstärker aufweist, zwischen dessen Verstärkungselementen und relativem Masse- bzw. Erdpotential eine steuerbare Konstantstromquelle liegt, und
mit einer Oszillatoreinrichtung, die eingangsseitig mit einem Ausgang der invertierenden Verstärkereinrichtung verbunden ist und deren Schwingungsfrequenz in Abhängigkeit von einem von der Verstärkereinrichtung abgegebenen Steuersignal veränderbar ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen den Verstärkungselementen (Q3, Q4) des Differenzverstärkers (1) und einer Vorspannungsquelle (+Vcc) eine Stromspiegelschaltung (2) vorgesehen ist,
und daß eine Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (10) mit dem invertierenden Verstärker (3) mittels einer Diode (Q19) der Stromspiegelschaltung (2) verbunden ist, so daß eine Nichtlinearitäts-Korrektur bezüglich des durch den Verstärker (3) fließenden Stroms erfolgt.
mit einer invertierenden Verstärkereinrichtung, die einen Differenzverstärker aufweist, zwischen dessen Verstärkungselementen und relativem Masse- bzw. Erdpotential eine steuerbare Konstantstromquelle liegt, und
mit einer Oszillatoreinrichtung, die eingangsseitig mit einem Ausgang der invertierenden Verstärkereinrichtung verbunden ist und deren Schwingungsfrequenz in Abhängigkeit von einem von der Verstärkereinrichtung abgegebenen Steuersignal veränderbar ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen den Verstärkungselementen (Q3, Q4) des Differenzverstärkers (1) und einer Vorspannungsquelle (+Vcc) eine Stromspiegelschaltung (2) vorgesehen ist,
und daß eine Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (10) mit dem invertierenden Verstärker (3) mittels einer Diode (Q19) der Stromspiegelschaltung (2) verbunden ist, so daß eine Nichtlinearitäts-Korrektur bezüglich des durch den Verstärker (3) fließenden Stroms erfolgt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß eine komplexe Impe
danzeinrichtung (C2, R1) mit einem Widerstand (R1) vorgesehen ist,
der den invertierenden Eingang des invertierenden Ver
stärkers (1) mit Erd- bzw. Massepotential verbindet,
und daß ein Rückkopplungskondensator (C2) zwischen dem
Ausgang des invertierenden Verstärkers (3) und dessen
invertierenden Eingangsanschluß angeschlossen ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Oszillatorein
richtung einen parallel abgestimmten Schwingkreis (X1,
C1, Cx) mit einem Transistor (Q1) und zwei in Reihe ge
schalteten Spannungsteilerkondensatoren (C1, Cx) ent
hält, daß der gemeinsame Verbindungspunkt zwischen den
beiden Kondensatoren (C1, Cx) an einem Emitterkreis des
betreffenden Transistors (Q1) angeschlossen ist und daß
das Ausgangssignal des genannten invertierenden Verstär
kers (3) am Emitterkreis des betreffenden Transistors
(Q1) verfügbar ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Oszillatorein
richtung einen Colpitts-Oszillator aufweist, der aus
einem Transistor (Q1) und einem Festkörper-Resonanz
element (X1) besteht, welches in einem Rückkopplungs
zweig des betreffenden Oszillators liegt,
und daß die invertierende Verstärkereinrichtung (3)
und die betreffende komplexe Impedanzeinrichtung einen
Kondensator (Cx) von zwei Spannungsteilerkondensatoren
(C1, Cx) bilden, die in Reihe liegend den Colpitts-Os
zillator bilden.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch
gekenzeichnet, daß eine Signalabgabe
schaltung (13) vorgesehen ist, die der Nichtlinearitäts-
Korrekturschaltung (10) ein solches Signal zuführt, daß
das Ausmaß der betreffenden Nichtlinearitäts-Korrektur
gesteuert ist.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch
gekennzeichnet, daß die Nichtlineari
täts-Korrekturschaltung (10) einen Transistor (Q16)
und eine Diode (Q17) aufweist,
daß der Emitter des betreffenden Transistors (Q16) mit der Anode einer Diode verbunden ist,
daß der Verbindungspunkt zwischen dem Transistor (Q16) und der Diode (Q17) an einem Bezugspotential (+Vcc) liegt,
daß die Basis des betreffenden Transistors (Q16) mit der Kathode der betreffenden Diode (Q17) über einen Widerstand (R11) verbunden ist,
daß zwischen der Kathode der betreffenden Diode (Q17) und Erd- bzw. Massepotential eine Konstantstromquelle (Q18) liegt,
daß ein Kollektorstrom des betreffenden Transistors (Q16) dem Differenzverstärker (1) als der von dessen Konstantstromquelle bereitzustellende Strom geliefert wird
und daß die Signalabgabeschaltung (13) einen Steuer strom (I13) liefert, der dem Verbindungspunkt zwischen dem genannten Transistor (Q16) und dem betreffenden Widerstand (R11) in der Nichtlinearitäts-Korrektur schaltung (10) zugeführt wird, derart, daß das Ausmaß der betreffenden Nichtlinearitäts-Korrektur gesteuert wird.
daß der Emitter des betreffenden Transistors (Q16) mit der Anode einer Diode verbunden ist,
daß der Verbindungspunkt zwischen dem Transistor (Q16) und der Diode (Q17) an einem Bezugspotential (+Vcc) liegt,
daß die Basis des betreffenden Transistors (Q16) mit der Kathode der betreffenden Diode (Q17) über einen Widerstand (R11) verbunden ist,
daß zwischen der Kathode der betreffenden Diode (Q17) und Erd- bzw. Massepotential eine Konstantstromquelle (Q18) liegt,
daß ein Kollektorstrom des betreffenden Transistors (Q16) dem Differenzverstärker (1) als der von dessen Konstantstromquelle bereitzustellende Strom geliefert wird
und daß die Signalabgabeschaltung (13) einen Steuer strom (I13) liefert, der dem Verbindungspunkt zwischen dem genannten Transistor (Q16) und dem betreffenden Widerstand (R11) in der Nichtlinearitäts-Korrektur schaltung (10) zugeführt wird, derart, daß das Ausmaß der betreffenden Nichtlinearitäts-Korrektur gesteuert wird.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch
gekennzeichnet, daß die Signalabgabe
schaltung (13) einen zweiten Differenzverstärker (11)
aufweist, dessen jedes Verstärkungselement (Q11, Q12)
so geschaltet ist, daß es eine relative Steuerspannung
(E) zur Steuerung des Ausmaßes des betreffenden Abga
besignals aufnimmt.
8. Stromgesteuerter Oszillator für die Erzeugung eines
Ausgangssignals steuerbarer Frequenz, un
ter Verwendung einer Schaltungsanordnung nach einem der
vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn
zeichnet, daß eine Oszillatorschaltung (Q1,
X1, C1) vorgesehen ist, die einen Resonanzteil (X1)
aufweist,
daß ein Differenzverstärker (1) vorgesehen ist,
daß mit dem Differenzverstärker (1) eine Konstantstrom quelle (Q5) verbunden ist,
daß mit dem Differenzverstärker (1) ferner eine Strom spiegelschaltung (2) verbunden ist, durch die ein in vertierender Verstärker gebildet ist,
daß zwischen einem Ausgangsanschluß und einem Eingangs anschluß des betreffenden invertierenden Verstärkers (3) ein Rückkopplungskondensator (C2) liegt,
daß ein Widerstand (R1) den invertierenden Eingangsan schluß des invertierenden Verstärkers (3) mit einem relativen Erd- bzw. Massepotential verbindet
und daß eine Verbindungseinrichtung (Cx) vorgesehen ist, welche den Ausgangsanschluß des betreffenden invertie renden Verstärkers (3) mit dem Resonanzteil (X1) der Oszillatorschaltung derart verbindet, daß eine Reso nanzkapazität dieser Oszillatorschaltung gebildet ist, wobei die Größe des Konstantstroms in der betreffenden Konstantstromquelle (Q5) derart geändert wird, daß die Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung abhängig da von gesteuert ist.
daß ein Differenzverstärker (1) vorgesehen ist,
daß mit dem Differenzverstärker (1) eine Konstantstrom quelle (Q5) verbunden ist,
daß mit dem Differenzverstärker (1) ferner eine Strom spiegelschaltung (2) verbunden ist, durch die ein in vertierender Verstärker gebildet ist,
daß zwischen einem Ausgangsanschluß und einem Eingangs anschluß des betreffenden invertierenden Verstärkers (3) ein Rückkopplungskondensator (C2) liegt,
daß ein Widerstand (R1) den invertierenden Eingangsan schluß des invertierenden Verstärkers (3) mit einem relativen Erd- bzw. Massepotential verbindet
und daß eine Verbindungseinrichtung (Cx) vorgesehen ist, welche den Ausgangsanschluß des betreffenden invertie renden Verstärkers (3) mit dem Resonanzteil (X1) der Oszillatorschaltung derart verbindet, daß eine Reso nanzkapazität dieser Oszillatorschaltung gebildet ist, wobei die Größe des Konstantstroms in der betreffenden Konstantstromquelle (Q5) derart geändert wird, daß die Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung abhängig da von gesteuert ist.
9. Stromgesteuerter Oszillator nach Anspruch 8, da
durch gekennzeichnet, daß die
Oszillatorschaltung einen Oszillator der Colpitts-Kon
figuration mit einem Transistor (Q16) in einem parallel
abgestimmten Schwingkreis enthält,
daß ein Festkörper-Resonanzelement (X1) im Rückkopp lungszweig der Oszillatorschaltung liegt
und daß die Verbindungseinrichtung (Cx) für die Verbin dung mit dem Ausgangsanschluß des invertierenden Ver stärkers (3) mit dem Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) verbunden ist.
daß ein Festkörper-Resonanzelement (X1) im Rückkopp lungszweig der Oszillatorschaltung liegt
und daß die Verbindungseinrichtung (Cx) für die Verbin dung mit dem Ausgangsanschluß des invertierenden Ver stärkers (3) mit dem Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) verbunden ist.
10. Oszillator nach Anspruch 8, dadurch ge
kennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung
einen Oszillator der Colpitts-Konfiguration mit einem
Transistor (Q16) in einem parallel abgestimmten Schwing
kreis enthält,
daß im Rückkopplungszweig der betreffenden Oszillator schaltung ein Festkörper-Resonanzelement (X1) liegt
und daß der Ausgang des genannten invertierenden Ver stärkers (3) mit dem Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) verbunden ist, dessen Emitterkreis über eine zweite Konstantstromquelle (Q2) an Erd- bzw. Massepotential liegt,
wobei das Ausgangssignal steuerbarer Frequenz vom Emitterkreis des betreffen der Transistors (Q1) erhält lich ist.
daß im Rückkopplungszweig der betreffenden Oszillator schaltung ein Festkörper-Resonanzelement (X1) liegt
und daß der Ausgang des genannten invertierenden Ver stärkers (3) mit dem Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) verbunden ist, dessen Emitterkreis über eine zweite Konstantstromquelle (Q2) an Erd- bzw. Massepotential liegt,
wobei das Ausgangssignal steuerbarer Frequenz vom Emitterkreis des betreffen der Transistors (Q1) erhält lich ist.
11. Oszillator nach Anspruch 8, dadurch ge
kennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung
einen Transistor-Colpitts-Oszillator enthält,
daß der Ausgangsanschluß des genannten invertierenden Verstärkers (3) mit einem Kollektorkreis des betreffen den Transistors (Q1) verbunden ist, dessen Kollektor kreis ferner über eine Konstantstromquelle (Q2) an einer Vorspannungsquelle (+Vcc) liegt,
und daß das Ausgangssignal mit der steuerbaren Frequenz von dem Kollektorkreis des betreffenden Transistors (Q1) abnehmbar ist. (Fig. 7)
daß der Ausgangsanschluß des genannten invertierenden Verstärkers (3) mit einem Kollektorkreis des betreffen den Transistors (Q1) verbunden ist, dessen Kollektor kreis ferner über eine Konstantstromquelle (Q2) an einer Vorspannungsquelle (+Vcc) liegt,
und daß das Ausgangssignal mit der steuerbaren Frequenz von dem Kollektorkreis des betreffenden Transistors (Q1) abnehmbar ist. (Fig. 7)
12. Oszillator nach Anspruch 9, dadurch ge
kennzeichnet, daß eine Nichtlinearitäts-
Korrekturschaltungseinrichtung (10) am Eingang des in
vertierenden Verstärkers (3) derart angeschlossen ist,
daß eine Nichtlinearität in dem Steuerstrom korrigiert
wird.
13. Oszillator nach Anspruch 12, dadurch ge
kennzeichnet, daß eine Steuersignal-Abgabe
schaltung (13) vorgesehen ist,
daß die Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (10) einen Transistor (Q16) und eine Diode (Q17) enthält,
daß der Emitter des Transistors (Q16) und die Anode der Diode (Q17) an einem Bezugsspannungspunkt angeschlossen sind,
daß die Basis des genannten Transistors (Q16) über einen Widerstand (R11) mit der Kathode der betreffenden Diode (Q17) verbunden ist,
daß eine zweite Konstantstromquelle (Q18) mit der Katho de der Diode (Q17) verbunden ist,
daß der Kollektorstrom des betreffenden Transistors (Q16) dem invertierenden Verstärker (1) als der von dessen Konstantstromquelle gelieferte Strom zugeführt ist
und daß die Steuersignal-Abgabeschaltung (13) einen Steuerstrom liefert, der einem Verbindungspunkt zwi schen dem genannten Transistor (Q16) und dem genann ten Widerstand (R11) zugeführt ist, derart, daß das Abgabesignal geändert wird, welches an die betreffen de Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (10) abgegeben ist.
daß die Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (10) einen Transistor (Q16) und eine Diode (Q17) enthält,
daß der Emitter des Transistors (Q16) und die Anode der Diode (Q17) an einem Bezugsspannungspunkt angeschlossen sind,
daß die Basis des genannten Transistors (Q16) über einen Widerstand (R11) mit der Kathode der betreffenden Diode (Q17) verbunden ist,
daß eine zweite Konstantstromquelle (Q18) mit der Katho de der Diode (Q17) verbunden ist,
daß der Kollektorstrom des betreffenden Transistors (Q16) dem invertierenden Verstärker (1) als der von dessen Konstantstromquelle gelieferte Strom zugeführt ist
und daß die Steuersignal-Abgabeschaltung (13) einen Steuerstrom liefert, der einem Verbindungspunkt zwi schen dem genannten Transistor (Q16) und dem genann ten Widerstand (R11) zugeführt ist, derart, daß das Abgabesignal geändert wird, welches an die betreffen de Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (10) abgegeben ist.
14. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechsel
stromsignals steuerbarer Frequenz, mit einer Oszilla
toreinrichtung, deren Schwingungsfrequenz auf ein ihr
zugeführtes Steuersignal hin änderbar ist,
nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch
gekennzeichnet, daß eine invertierende
Verstärkereinrichtung (3) das Steuersignal auf einen
sie durchfließenden Strom hin erzeugt,
daß eine komplexe Impedanzeinrichtung (C2, R1) vorge sehen ist, welche so geschaltet ist, daß ein Ausgangs signal der betreffenden invertierenden Verstärkerein richtung (3) zu einem entsprechenden invertierenden Eingang dieser Verstärkereinrichtung zurückgekoppelt wird und daß dieser invertierende Eingang mit einem relativen Massepotential in einem Nebenschluß verbun den ist,
daß mit der betreffenden invertierenden Verstärkerein richtung (3) eine Nichtlinearitäts-Korrekturschaltungs einrichtung (10) verbunden ist, welche auf ein Abgabe signal hin das Ausmaß des durch die betreffende Ver stärkereinrichtung (3) fließendes Stromes steuert,
und daß eine Steuersignal-Abgabeschaltungseinrichtung (13) vorgesehen und so geschaltet ist, daß sie eine Steuerspannung für die Erzeugung des betreffenden Ab gabesignals aufnimmt, welches der betreffenden Nicht linearitäts-Korrekturschaltungseinrichtung (10) zur Steuerung der Nichtlinearität des dadurch fließenden Stromes zugeführt wird.
daß eine komplexe Impedanzeinrichtung (C2, R1) vorge sehen ist, welche so geschaltet ist, daß ein Ausgangs signal der betreffenden invertierenden Verstärkerein richtung (3) zu einem entsprechenden invertierenden Eingang dieser Verstärkereinrichtung zurückgekoppelt wird und daß dieser invertierende Eingang mit einem relativen Massepotential in einem Nebenschluß verbun den ist,
daß mit der betreffenden invertierenden Verstärkerein richtung (3) eine Nichtlinearitäts-Korrekturschaltungs einrichtung (10) verbunden ist, welche auf ein Abgabe signal hin das Ausmaß des durch die betreffende Ver stärkereinrichtung (3) fließendes Stromes steuert,
und daß eine Steuersignal-Abgabeschaltungseinrichtung (13) vorgesehen und so geschaltet ist, daß sie eine Steuerspannung für die Erzeugung des betreffenden Ab gabesignals aufnimmt, welches der betreffenden Nicht linearitäts-Korrekturschaltungseinrichtung (10) zur Steuerung der Nichtlinearität des dadurch fließenden Stromes zugeführt wird.
15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch
gekennzeichnet, daß die Steuersignal-
Abgabeschaltungseinrichtung (13) einen Differenzver
stärker (11) aufweist, der über eine Stromspiegel
schaltung (12) an einer Vorspannungspotentialquelle
(+Vcc) liegt,
und daß die Eingangsanschlüsse der Verstärkungselemente
(Q11, Q12) dieses Differenzverstärkers (11) so geschal
tet sind, daß sie die betreffende Steuerspannung aufneh
men.
16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch
gekennzeichnet, daß die betreffende
Nichtlinearitäts-Korrekturschaltungseinrichtung (10)
einen Transistor (Q16) und eine Diode (Q17) aufweist,
daß der Basiskreis des betreffenden Transistors (Q16)
über einen Widerstand (R11) mit der Kathode der betref
fenden Diode (Q17) verbunden ist,
daß das Ausgangssignal der Steuersignal-Abgabeschaltungs einrichtung (13) dem Verbindungspunkt zwischen dem ge nannten Widerstand (R11) und dem Basiskreis des genann ten Transistors (Q16) zugeführt ist,
daß die Anode der Diode (Q17) über eine Konstantstrom quelle (Q18) auf relativem Erd- bzw. Massepotential liegt
und daß der Kollektorstrom des genannten Transistors (Q16) dem invertierenden Eingang der genannten inver tierenden Verstärkereinrichtung (3) zugeführt ist.
daß das Ausgangssignal der Steuersignal-Abgabeschaltungs einrichtung (13) dem Verbindungspunkt zwischen dem ge nannten Widerstand (R11) und dem Basiskreis des genann ten Transistors (Q16) zugeführt ist,
daß die Anode der Diode (Q17) über eine Konstantstrom quelle (Q18) auf relativem Erd- bzw. Massepotential liegt
und daß der Kollektorstrom des genannten Transistors (Q16) dem invertierenden Eingang der genannten inver tierenden Verstärkereinrichtung (3) zugeführt ist.
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