DE3621632A1 - Digitale signaluebertragungsanordnung mit veraenderbarer uebertragungsfunktion - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine digitale Signalübertragungsanordnung, die als digitales Transversalfilter mit veränderbarer Übertragungsfunktion und/oder als Frequenzumsetzungsanordnung Verwendung finden kann.

Bei einem digitalen Transversalfilter, wie sie z. B. aus der DE-PS 28 40 471 und der DE-OS 33 33 984 bekannt sind, werden digitale Eingangssignalwerte, die ein zeitlich veränderliches Eingangssignal darstellen und mit einer Abtast- oder Sampling-Periode aufeinanderfolgen, nacheinander mit Digitalwerten multipliziert, welche die Impulsantwort des Filters darstellen. Die sich während einer vorgegebenen Sampling-Periode ergebenden Produkte aus den die Impulsantwort darstellenden Digitalwerten und den jeweils zugeordneten digitalen Eingangssignalwerten werden während jeder Sampling-Periode zur Bildung eines digitalen Filterausgangssignalwertes summiert.

Ein frequenzunabhängiger Phasengang ergibt sich bei einem digitalen Transversalfilter nur dann, wenn die Impulsantwort entweder nur einen einzigen, von Null verschiedenen Koeffizienten enthält oder bezüglich eines Mittelwertes symmetrisch ist. Im letzteren Falle tritt eine zeitliche Verzögerung der Ausgangssignalwerte bezüglich der entsprechenden Eingangssignalwerte um eine Zeitspanne entsprechend der halben Impulsantwort auf.

Für gewisse Anwendungen werden Filter mit veränderbarer Übertragungsfunktion benötigt. Ein typisches Beispiel sind die sogenannten Entzerrer (Equalizer), wie sie in Audio-Geräten allgemein üblich sind. Bei den bekannten digitalen Transversalfiltern ist eine Änderung der Übertragungsfunktion (Filterkennlinie), z. B. durch Umschalten auf einen anderen Satz von Impulsantwort-Koeffizienten, während des Betriebes im allgemeinen nicht ohne Störungen möglich, da das Umschalten eine Unstetigkeit im Ausgangssignal des Filters erzeugt, die sich als Knacken äußern kann. Auch lassen sich die bekannten digitalen Transversalfilter nicht für eine Frequenztransposition oder -umsetzung verwenden.

Der vorliegenden Erfindung liegt dementsprechend die Aufgabe zugrunde, eine digitale Signalübertragungsanordnung, wie ein digitales Transversalfilter, zu schaffen, deren Übertragungsfunktion sich im Betrieb verändern läßt, ohne daß wesentliche Unstetigkeiten im Ausgangssignal der Anordnung auftreten.

Diese Aufgabe wird durch die im folgenden beschriebene und in den Patentansprüchen gekennzeichnete Erfindung gelöst.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines digitalen Transversalfilters gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines digitalen Transversalfilters gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 2a ein Schaltbild eines Teiles des Filters gemäß Fig. 2;

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Signalverarbeitungsanordnung gemäß der Erfindung, die eine Frequenzverschiebung ohne Zeitkompression oder -dilatation zu bewirken gestattet;

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform eines digitalen Transversalfilters gemäß der Erfindung, welches einen zusätzlichen inversen Ausgang aufweist;

Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform eines zur Verbesserung der Frequenzselektivität unterteilten digitalen Transversalfilters gemäß der Erfindung;

Fig. 6 ein digitales Transversalfilter gemäß einer Ausführungsform der Erfindung mit der mehrere Eingangssignale selektiv mit verschiedenen Impulsantwortfunktionen verarbeitet werden können und

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausgestaltung einer Signalübertragungsschaltung gemäß der Erfindung,

Fig. 8 eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung nach Fig. 7, und

Fig. 9 eine Schaltungsanordnung gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung, die sich z. B. als Rauschgenerator oder als Gerät zum Ver- und Entschlüsseln von Information verwenden läßt.

Entsprechende Schaltungsteile sind in allen Figuren mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet.

Das in Fig. 1 dargestellte digitale Transversalfilter (10) enthält einen Eingangssignalspeicher (12) mit einer vorgegebenen Anzahl (z. B. 256) von Signalwert-Speicherplätzen, welche die Auflösung des Filters bestimmt. Ferner enthält das Filter einen Impulsantwort-Koeffizientenspeicher, der pro gespeicherter Impulsantwort ebenso viele Speicherplätze enthält, wie der Eingangssignalspeicher (12) Eingangssignalwert- Speicherplätze hat.

Der Eingangssignalspeicher (12) ist ein Schreib/Lese-Speicher (RAM) und hat einen Dateneingang (16), einen Datenausgang (18), einen Adresseneingang (20) und einen Schreib/Lese-Steuereingang (22). Der Koeffizientenspeicher (14) hat einen Adresseneingang (24).

Der Dateneingang (16) des Eingangssignalspeichers (12) ist mit dem Ausgang eines Analog/Digital-Konverters (26) oder irgendeiner anderen Quelle für eine Folge von digitalen Eingangssignaldaten gekoppelt. Zur Erzeugung der Speicheradressen dient eine Schaltungsanordnung, die einen vorzugsweise quarzgesteuerten Oszillator (28) (oder irgendeine andere zeitbestimmende Schaltungsanordnung, die den zeitlichen Ablauf von Operationen in einem System bestimmt, das das Transversalfilter (10) enthält), ferner einen ersten Zähler (30), einen zweiten Zähler (32) und einen Addierer (34). Die Frequenz des Oszillators ist ein Vielfaches der Sampling-Frequenz, z. B. das 2⁸-fache. Die Zählkapazität des Zählers (30) ist gleich der Anzahl der Speicherplätze im Eingangssignalspeicher, diese ist wiederum gleich der Anzahl der Koeffizienten einer Impulsantwortfunktion, die in einem entsprechenden Speicherplatzansatz des Koeffizientenspeichers gespeichert sind.

Der Ausgang des Oszillators (28) ist mit einem Zähleingang des ersten Zählers (30) gekoppelt. Der erste Zähler (30) hat einen ersten Ausgang (34), an dem zyklisch eine Folge von Zahlenwerten oder Signalen auftritt, die den Adressen der Speicherplätze des Eingangssignalspeichers (12) bzw. den Koeffizienten eines Impulsantwort-Koeffizientenplatzes im Koeffizientenspeicher (14) entsprechen. Der Ausgang (36) ist mit einem ersten Eingang des Addierers (34) und dem Adresseneingang (24) des Koeffizientenspeichers (14) gekoppelt.

Der erste Zähler (30) hat ferner einen zweiten Ausgang (38), der mit einem Zähleingang des zweiten Zählers (32) verbunden ist und jedesmal dann ein Ausgangssignal liefert, wenn das Ausgangssignal am Ausgang (36) einen Adressier-Zyklus vollendet hat. Der zweite Zähler (32) hat einen Zählwertausgang (40), welcher mit dem zweiten Eingang des Addierers (34) gekoppelt ist. Das am "Zyklusende"-Ausgang (38) des ersten Zählers auftretende Ausgangssignal wird ferner einer Steuerschaltung (42) zugeführt, auf die noch näher eingegangen wird. Das Ausgangssignal vom Ausgang (38) kann außerdem zum Tasten des A/D-Konverters (26) dienen. Der Datenausgang (18) des Eingangssignalspeichers (12) und ein Koeffizientenausgang (42) des Koeffizientenspeichers (14) sind mit den beiden Eingängen eines Multiplizierers (44) verbunden, dessen Ausgang mit einem Eingang eines Addierers (46) verbunden ist. Der Addierer (46) hat einen Summenausgang (48), der mit den Eingängen zweier Register (50) und (52) gekoppelt ist, die jeweils einen Summenwert zu speichern vermögen. Das Register (50) hat einen Datenausgang, der mit dem zweiten Eingang des Addierers (46) verbunden ist, während das Register (52) einen Datenausgang aufweist, der an einen Ausgangssignalanschluß (54) des Transversalfilters (10) angeschlossen ist. Die Register (50) und (52) haben ferner jeweils einen Steuer- oder Speicherbefehl-Eingang, die mit entsprechenden Taktsignalausgängen der Steuerschaltung (42) gekoppelt sind. Das Register (50) wird im Takt der Adressierung der Speicher (12) und (14), d. h. im Takt der Ausgangssignale des Multiplizierers (44) getastet, das Register (52) im Takt des Zyklusendesignals am Ausgang (38) des ersten Zählers 30. Die Steuerschaltung (42) liefert ferner ein die Betriebsart SPEICHERN oder LESEN bestimmendes Steuersignal an den Steuereingang (22) des Eingangssignalspeichers (12).

Für die folgende Erläuterung der Arbeitsweise des digitalen Transversalfilters (10), soweit es oben beschrieben worden ist, sei angenommen, daß in den Speicherplätzen des Eingangssignalspeichers (12) eine Folge von digitalen Eingangssignalwerten oder -proben gespeichert sei und daß der Impulsantwort-Koeffizientenspeicher (14) eine entsprechende Anzahl von Koeffizienten einer vorgegebenen Impulsantwort enthält, die einem gewünschten Frequenzgang des Filters entspricht. Es sei ferner angenommen, daß die Koeffizienten der Impulsantwort bezüglich deren Mitte symmetrisch sind.

Am Ausgang (36) des durch den Oszillator (28) gesteuerten ersten Zählers (30) tritt nun eine Folge von Adressen auf, durch die die gespeicherten Koeffizienten der Impulsantwort im Koeffizientenspeicher (14) der Reihe nach adressiert und zum Ausgang (42) herausgelesen werden. Gleichzeitig liefert der Ausgang des Addierers (34) an den Eingangssignalspeicher (12) eine Folge von Adressen, deren Werte der Summe der vom ersten und zweiten Zähler (30) bzw. (32) gelieferten Zählwerte ist. Der Beginn der Adressenzyklen des Eingangssignalspeichers (12) rückt daher von Zyklus zu Zyklus um einen Speicherplatz vor und bei jedem neuen Eingangssignalwert A(T) vom A/D-Konverter (26) werden die schon gespeicherten Eingangssignalwerte A(T-T) im Effekt um eine Adresse verschoben und das Steuersignal am Schreib/Lese-Steuereingang (22) bewirkt, daß der älteste gespeicherte Eingangssignalwert vom neuesten überschrieben wird. Im Multiplizierer (44) werden die aus jeweils einem Eingangssignalwert A(T-t) und einem Koeffizienten B(t) bestehenden Teilergebnisse berechnet und diese werden dann von der als Akkumulator arbeitenden Schaltungsanordnung aus dem Addierer (46) und dem Register (50) zum endgültigen Ausgangssignal

aufaddiert, wobei T die in Einheiten der Sampling-Periode gerechnete Zeit und t eine künstlich (zusätzlich) eingeführte Verzögerungszeit mit der gleichen Sampling-Periode ist.

Die Steuerschaltung (43) liefert nach jeder Multiplikation im Multiplizierer (44) und Addition im Addierer (46) am Ausgang (56) ein Steuersignal zum Abspeichern des Zwischenergebnisses im Register (50) und am Ende jedes Rechenzyklus ein Steuersignal am Ausgang (57) zum Abspeichern des endgültigen Ausgangssignals Z(T) im Register (52).

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung ist der Koeffizientenspeicher (14) so ausgebildet, daß er die Koeffizientensätze mehrerer Impulsantwortfunktionen zu speichern vermag, und es ist eine Wahlschaltung (60) vorgesehen, mit der ein gewünschter Koeffizientensatz für die Adressierung und Verarbeitung ausgewählt werden kann. Der Koeffizientenspeicher (14) enthält also mehrere Segmente (14 a, 14 b . . . 14 n), in denen jeweils der Koeffizientensatz einer bestimmten Impulsantwort gespeichert ist. Die in den Segmenten des Koeffizientenspeichers (14) gespeicherten Impulsantwortfunktionen können so gewählt sein, daß sie eine quasi-kontinuierliche Änderung der Übertragungsfunktion entsprechend bestimmter Kriterien ermöglichen.

Anstatt n Sätze von verschiedenen Impulsantwortfunktionen zu speichern, kann man auch nur ein oder mehrere Paare aus zwei, relativ verschiedenen Impulsantwortfunktionen speichern, die zwei Extremen der Übertragungsfunktion entsprechen, und kann dann die für die quasi-kontinuierliche Veränderung der Übertragungsfunktion erforderlichen, zwischen diesen Extremen liegenden Koeffizientensätze durch Interpolation erzeugen.

Die Wahlschaltung (60) kann einen Schieberegler (62) enthalten, der ein analoges Stellsignal liefert, das durch einen Analog/Digital-Konverter (64) in einen das gewünschte Segment (14 x) bezeichnende digitale Steuersignal umgesetzt wird, das dann z. B. über einen Decodierer (66) mit n Ausgangsleitungen in ein Signal umgesetzt wird, das das betreffende Signal für die Adressierung freigibt oder mit dem Koeffizientenausgang (42) koppelt.

Damit bei einem Unterschied zwischen zwei nacheinander ausgewählten Segmenten ein hörbares Knacken im Ausgangssignal mit Sicherheit vermieden wird, wenn von einem Segment zu einem anderen umgeschaltet wird, sind zusätzliche Maßnahmen zweckmäßig.

Eine Möglichkeit besteht darin, mit einem zusätzlichen Multiplizierer und einem zusätzlichen Speicher, der die Koeffizienten mindestens einer Impulsantwort vorübergehend festzuhalten vermag, eine schrittweise, gewichtete Mittelung zwischen den einzelnen Werten der nacheinander ausgewählten Impulsantwort-Segmente durchzuführen. Diese Lösung ist bei Verwendung des Transversalfilters zur Filterung von Audiosignalen vorteilhaft, erfordert aber einen relativ hohen zusätzlichen Schaltungsaufwand.

Ein Ausführungsbeispiel einer anderen, schaltungstechnisch weniger aufwendigen Lösung ist in Fig. 2 dargestellt, in der entsprechende Schaltungsteile mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind, wie in Fig. 1. Der A/D-Konverter (26) und die Steuerschaltung (43) sind in Fig. 2 zur Vereinfachung der Darstellung weggelassen.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 werden die Koeffizienten eines Segmentes nicht alle gleichzeitig durch die Koeffizienten des als nächstes angewählten Segmentes ersetzt, sondern einzeln (oder in kleineren Gruppen) nacheinander, z. B. im Takt des digitalen Eingangssignals.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 enthält zu diesem Zweck die folgenden zusätzlichen Schaltungsteile: Einen Komparator (70) mit zwei Eingängen, von denen der eine mit dem Ausgang des ersten Zählers (30) und der andere mit dem Ausgang des zweiten Zählers (32) gekoppelt ist, und mit zwei Ausgängen (70 a), (70 b); ferner zwei Register (72), (74), eine Umschaltvorrichtung (76), die in Fig. 2a genauer dargestellt ist, und eine Register-Steuerschaltung (78), die ein Flipflop (80), einen Invertierer (82) und zwei UND-Gatter (84), (86) enthält.

Die Register-Steuerschaltung 78 ist mit einem Zyklusende- oder Überlaufausgang (88) des zweiten Zählers (32) verbunden und liefert daher für aufeinanderfolgende Zählzyklen des zweiten Zählers (32) abwechselnd ein Schreibbefehl-Signal (a) bzw. (b) für das Register (72) bzw. das Register (74).

An den Eingängen des Komparators (70) liegen das Zählwert- Ausgangssignal (A) des ersten Zählers (30) und das Zählwert-Ausgangssignal (B) des zweiten Zählers (32). An einem ersten Ausgang (70 a) des Komparators (70) tritt ein Ausgangssignal auf, wenn A größer oder gleich B ist. Am zweiten Ausgang (70 b) tritt ein Ausgangssignal auf, wenn B größer als A ist.

Die Umschaltvorrichtung (76) hat einen ersten Ausgang (76 a), der mit einem Lesebefehl- oder Lesefreigabe-Eingang des Registers (72) gekoppelt ist, und einen zweiten Ausgang (76 b), der mit einem Lesebefehl-Eingang des Registers (74) gekoppelt ist. Beim Auftreten eines Schreibbefehlsimpulses (a) oder (b) von der Steuerschaltung (78) speichert das betreffende Register die Koeffizientensegment-Adresse, die den Eingängen der beiden Register (72, 74) zum Zeitpunkt des Impulses von der Wahlschaltung (60) zugeführt wird. Beim Auftreten eines Lesebefehles liefert das betreffende Register die in ihm gespeicherte Koeffizienten-Segmentadresse an den Koeffizientenspeicher (14), um den adressierten Koeffizientensatz auszuwählen. (Die Adressierung der Speicherplätze eines ausgewählten Koeffizienten-Segments (14 x) erfolgt wie bisher durch die Adressen vom ersten Zähler (30).)

Für die folgende Beschreibung der Arbeitsweise der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 2 sei als erstes angenommen, daß durch die Wahlschaltung (60) ein bestimmter Koeffizientensatz, beispielsweise der im Segment (14 b), ausgewählt worden ist. Beim Auftreten des nächsten Zyklusende- Signals am Ausgang (88) des zweiten Zählers (32) liefert die Register- Steuerschaltung (78) je nach dem Betriebszustand des Flipflops (80) einen Speicher- oder Schreibbefehlimpuls (a) oder (b). Es sei angenommen, daß der Schreibbefehl (a) auftrete. Dies bewirkt dann, daß die Koeffizientenadresse von der Wahlschaltung (60) im Register (72) gespeichert wird. Beim Auftreten des nächsten Zyklusendesignals am Ausgang (88) des zweiten Zählers (32) tritt das Speicherbefehl-Signal (b) für das Register (74) auf und in diesem Register wird dann die gleiche Adresse wie im Register (72) gespeichert, wenn die Stellung der Wahlschaltung (60) inzwischen nicht geändert worden ist. Da in diesem Fall dann in den beiden Registern (72) und (74) die gleiche Adresse steht, wird das Eingangssignal A(T) mit dem gewählten Koeffizientensatz verarbeitet, wie es anhand von Fig. 1 erläutert worden ist.

Es sei nun angenommen, daß die Wahlschaltung (60) auf ein anderes Segment des Koeffizientenspeichers (14) eingestellt wird, bevor die Steuerschaltung (78) vom Ausgangssignal (a) auf das Ausgangssignal (b) umschaltet. An den Eingängen der Register (72) und (74) liegt dann eine "neue" Adresse, die ein anderes Segment des Koeffizientenspeichers (14) bezeichnet. Beim nächsten Zyklusendesignal am Ausgang (88) des zweiten Zählers (32) liefert die Register-Steuerschaltung (78) dann einen kurzzeitigen Speicherbefehlsignalimpuls (b), durch den die neue Koeffizientensegment-Adresse im Register (74) gespeichert wird.

Beim Zyklusende schalten die beiden Zähler (30) und (32) auf null. Der Zähler (30) beginnt dann wieder aufwärts zu zählen und die Speicherplätze der Speicher (12), (14) werden dadurch zum Herauslesen der in ihnen gespeicherten Information der Reihe nach adressiert. Da der Ausgangszählwert des ersten Zählers (30) während dieses Zyklus immer größer oder gleich null ist, und der zweite Zähler (32) auf null steht, liefert der Ausgang (70 a) des Komparators (70) ein Lese-Ausgangssignal, welches durch die Umschaltvorrichtung (76) zum Ausgang (76 a) durchgeschaltet wird, so daß die im Register (72) gespeicherte alte Adresse während dieses ganzen Zyklus des ersten Zählers (30) für die Auswahl des Koeffizientenspeichersegmentes wirksam wird. Wenn der erste Zähler (30) seinen Wertbereich (z. B. 0 bis 255) durchlaufen hat, tritt am Ausgang (38) ein Ausgangssignal auf, welches den zweiten Zähler (32) von 0 auf 1 schaltet. Der erste Zählwert des neuen Zyklus des ersten Zählers (30), nämlich 0, ist nun kleiner als der Zählwert 1 im zweiten Zähler (32), so daß der Komparator nun am Ausgang (70 b) ein Ausgangssignal liefert, und die Register-Steuerschaltung (76) dementsprechend am Ausgang (76 b) ein Lese-Freigabesignal an das Register (74) abgibt, in dem die neue Adresse gespeichert ist. Der erste Koeffizientenwert wird also nun aus dem "neuen" Koeffizientenspeicher- Segment herausgelesen und mit dem ersten Signalwert vom Signalspeicher (12) im Multiplizierer (44) multipliziert. Beim nächsten Zählwert des ersten Zählers (30) wird dann jedoch wieder der Ausgang (70 a) des Komparators (70) erregt, so daß wieder das "alte" Koeffizientenspeicher-Segment adressiert und der betreffende Koeffizientenwert aus diesem Segment herausgelesen wird. Dies gilt dann natürlich auch für die übrigen Koeffizientenwerte, da für alle diese Werte der Zählwert des Zählers (30) größer als der Zählwert des Zählers (32) ist. Bei diesem Zyklus wird also der erste Signalwert mit dem neuen Koeffizientensatz und die restlichen Signalwerte mit dem alten Koeffizientensatz verarbeitet.

Es dürfte nun leicht einzusehen sein, daß beim nächsten Zyklus des ersten Zählers (30) die ersten beiden Impulsantwortkoeffizienten aus dem "neuen" Koeffizientensatz und die übrigen aus dem alten Koeffizientensatz entnommen werden und daß mit jedem weiteren Zyklus des ersten Zählers (30) ein weiterer Koeffizient des alten Koeffizientensatzes durch einen Koeffizienten des neuen Koeffizientensatzes ersetzt wird. Am Ende des Zyklus des zweiten Zählers (32) ist der ganze alte Koeffizientensatz durch den neuen Koeffizientensatz ersetzt und es ist dadurch ein ganz allmählicher, praktisch stetiger Übergang von der alten auf die neue Impulsantwort durchgeführt worden.

Der zweite Zähler (32) liefert am Ende des betrachteten Zyklus ein Ausgangssignal am Ausgang (88), das das Flipflop (80) umschaltet, so daß die Register-Steuerschaltung nun wieder das Ausgangssignal (a) liefert. Wenn die Wahlschaltung (60) inzwischen nicht verstellt worden ist, wird nun die neue Adresse auch im Register (72) gespeichert und die weitere Verarbeitung der Eingangssignaldaten erfolgt nun ausschließlich mit dem neuen Koeffizientensatz.

Die Schaltungen (76) und (78) stellen sicher, daß der oben beschriebene schrittweise Ersatz der Koeffizienten des alten Koeffizientensatzes durch die des neuen ordnungsgemäß unabhängig davon erfolgt, zu welchem Zeitpunkt die Wahlschaltung (60) verstellt wird.

Mit der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 kann die Frequenz eines Eingangssignals A(T) geändert, also erhöht oder herabgesetzt werden, ohne daß sich dabei die Zeitverhältnisse im Signal ändern. Im Gegensatz zum schnelleren oder langsameren Abspielen einer Schallplatte oder eines Tonbandes ist bei der Einrichtung gemäß Fig. 3 das Ausgangssignal Z(T) also zeitlich nicht komprimiert oder gedehnt.

Die Einrichtung gemäß Fig. 3 ist ähnlich aufgebaut wie die gemäß Fig. 1. Das Zählwert-Ausgangssignal des ersten Zählers (30) wird jedoch nicht direkt zur Adressierung des Koeffizientenspeichers (14) verwendet, sondern einem Eingang eines Addierers (90) zugeführt. Der andere Eingang des Addierers (90) ist mit einem Zählwertausgang eines dritten Zählers (92) gekoppelt. Der Zähler (92) ist vorzugsweise ein Vorwärts-Rückwärts-Zähler, dessen Zählrichtung (Vorwärts, Rückwärts) durch einen Schalter (94) einstellbar ist. Der Zähler (92) hat ferner einen Zähleingang, der mit dem Ausgang eines frequenzveränderlichen Oszillators (96) gekoppelt ist, dessen Arbeitsfrequenz in bekannter Weise durch ein Stellglied (98) von einem relativ kleinen Wert (z. B. 10 Hz) bis zu einem Wert, der einer mittleren Audiofrequenz entsprechen und z. B. 2000 Hz betragen kann, verstellbar ist.

Im Koeffizientenspeicher (14) ist vorzugsweise ein Koeffizientensatz gespeichert, der weißem Rauschen, also einer Folge von Zufallszahlen im Impulsantwort-Wertebereich entspricht.

Anhand von Fig. 1 war erläutert worden, daß die mit dem zweiten Zähler (32) und dem Addierer (34) bewirkt, daß die Eingangssignalwerte im Eingangssignalspeicher (12) rotieren. Die Schaltungsanordnung mit dem Oszillator (96), dem Zähler (92) und dem Addierer (90), dessen Ausgang mit dem Adresseneingang des Koeffizientenspeichers (14) gekoppelt ist, gestattet es nun, die im Koeffizientenspeicher gespeicherten Koeffizientenwerte unabhängig von den Werten im Eingangssignalspeicher (12) in Rotation zu versetzen. Je nachdem, ob die Koeffizientenwerte vorwärts oder rückwärts rotieren, wird die Frequenz des Ausgangssignals Z(T) bezüglich der Frequenz des Eingangssignals A(T) erhöht bzw. erniedrigt. Der zeitliche Verlauf des Signals ändert sich dabei nicht, die Ausgangssignalwerte treten, gegebenenfalls mit einer gewissen zeitlichen Verschiebung, synchron mit den entsprechenden Eingangssignalwerten auf.

Der Koeffizientenspeicher (14) kann mehrere Segmente enthalten, wie anhand von Fig. 1 erläutert worden war, und in diesen Segmenten kann dann jeweils eine andere Zufallszahlenfolge gespeichert sein. Diese Segmente können durch Adressen zyklisch ausgewählt werden, die durch einen Zähler (100) erzeugt werden, welcher die Überlaufimpulse vom Ausgang (88) des zweiten Zählers (32) zählt. Auf diese Weise können kurzdauernde Periodizitäten in der dem Multiplizierer (44) zugeführten Folge von Zufallszahlen vermieden werden. Kurzdauernde Periodizitäten in der Zufallszahlenfolge, die unter Umständen in unerwünschter Weise in einem Audio-Ausgangssignal Z(T) hörbar sein können, lassen sich auch dadurch vermeiden, daß nach jedem Rotationszyklus einer im Koeffizientenspeicher (14) gespeicherten Folge von Zufallszahlen ein Ersatz einer dieser Zahlen durch eine neue Zufallszahl ersetzt wird, wie es bezüglich der Eingangssignale im Eingangssignalspeicher (12) in Verbindung mit Fig. 1 erläutert wurde. Als neue Zufallszahl kann man einfach einen Digitalwert verwenden, der durch Umkehren der Bitfolge des gerade anliegenden Wertes des Eingangssignals A(T) erhalten wird, d. h. daß das höchststellige Bit des Eingangssignalwertes das niederstelligste Bit der Zufallszahl wird und die anderen Bits entsprechend transponiert werden. Dies läßt sich schaltungstechnisch durch einfaches Vertauschen der parallelen Bitleitungen erreichen.

Die Signalübertragungsschaltung gemäß Fig. 4 liefert außer dem mit einer vorgegebenen Impulsantwort gefilterten, gegenüber dem Eingangssignal A(T) verzögerten Ausgangssignal Z(T′) auch ein hierzu inverses Ausgangssignal Y(T′). Wenn also beispielsweise das Ausgangssignal Z(T′) ein tiefpaßgefiltertes Ausgangssignal ist, so ist das Ausgangssignal Y(T′) ein hierzu komplementäres hochpaßgefiltertes Ausgangssignal. Diese exakt komplementäre Filterung wird bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 mit ein und derselben Impulsantwortfunktion erreicht; es sind also nicht zwei komplementäre Impulsantwortfunktionen nötig.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 enthält zusätzlich zu den in Verbindung mit Fig. 1 besprochenen Schaltungsteilen noch einen Invertierer (102), einen Addierer (104) sowie ein Register (106). Der Invertierer (102) ist zwischen den Ausgang des Registers (52) und einen ersten Eingang des Addierers (104) geschaltet, so daß diesem Eingang des Addierers das Signal Z(T′) in negativer Form, also -Z(T′) zugeführt wird. (Der Invertierer (102) kann entfallen, wenn anstelle des Addierers (104) ein Subtrahierer verwendet wird.) Das Register (106) ist zwischen den Datenausgang des Eingangssignalspeichers (12) und den zweiten Eingang des Addierers (104) geschaltet und erhält ein Speicherbefehl-Signal, z. B. eine verzögerte Version des Ausgangssignals des Zählers 30 auf der Leitung 38. Die Verzögerung ist so gewählt, daß jeweils der mittlere Datenwert (A(T-n/z) im Eingangssignalspeicher (12) im Register (106) gespeichert wird (wobei n dem maximalen Zählwert des Zählers 30 entspricht und die Verzögerung, die die Signalwerte zwischen dem Ausgang des Eingangssignalspeichers und dem Ausgang des Invertierers (102) erfahren, kompensiert wird. Das digitale Transversalfilter gemäß Fig. 4 hat eine interessante Anwendung. Verwendet man das Filter gemäß Fig. 4 nämlich in einer Audiosignalübertragungsstrecke, welche einen elektrisch-akustischen Wandler, wie eine Lautsprecheranordnung, enthält, so kann man die Impulsantwort der Übertragungsstrecke auf einfache Weise entzerren. Man führt zu diesem Zwecke zuerst dem Eingang der unveränderten Signalübertragungsstrecke einen kurzen Impuls oder weißes Rauschen zu und registriert das resultierende akustische Ausgangssignal mittels eines an einer bestimmten Hörerposition angeordneten Mikrophones und eines nachgeschalteten Registriergerätes, z. B. eines digitalen Tonbandgerätes. Das registrierte Signal ist die Impulsantwort der Übertragungsstrecke einschließlich das Raumes zwischen der Lautsprecheranordnung und dem Mikrophon. Man gibt nun diese Impulsantwort in den Koeffizientenspeicher (14) und schaltet das digitale Transversalfilter gemäß Fig. 4 in die Übertragungsstrecke ein, z. B. zwischen die Signalquelle und den Endverstärker, wobei der inverse Ausgang Y(T′) verwendet wird. Im Idealfalle wird dadurch das Signal in der Signalübertragungsstrecke so vorverzerrt, daß sich am Ort des Mikrophons ein Signal ergibt, das dem unverzerrten Eingangssignal der Signalübertragungsstrecke entspricht.

Meist wird es zweckmäßig sein, die oben beschriebene Prozedur mit eingeschaltetem Transversalfilter, das die im ersten Verfahrensschritt ermittelte Impulsantwort "erster Näherung" enthält, zu wiederholen, wobei man dann eine Impulsantwort zweiter Näherung erhält, deren Koeffizienten zu den entsprechenden Koeffizienten der Impulsantwort erster Näherung addiert werden, so daß man ein in zweiter Näherung korrigiertes System erhält. Vorzugsweise wiederholt man diese Schritte so oft, bis sich keine nennenswerten Änderungen der Impulsantwort mehr ergeben.

Es ist bekannt, daß die Selektivität eines digitalen Transversalfilters, das mit einer vorgegebenen Anzahl von Impulsantwortkoeffizienten arbeitet, mit abnehmender Frequenz abnimmt. Dies hat seinen Grund darin, daß auf einen Impulsantwortkoeffizientensatz vorgegebener Länge bei abnehmender Frequenz immer weniger Signalperioden fallen. Man kann zwar jede gewünschte Selektivität durch entsprechende Erhöhung der Anzahl der Impulsantwortkoeffizienten erreichen; wegen des sich dadurch entsprechend erhöhenden Rechenaufwandes stößt man dabei jedoch bald an eine Grenze, die sich aus Wirtschaftlichkeitsgründen nicht überschreiten läßt.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5 löst dieses Problem dadurch, daß der Frequenzbereich des Eingangssignals in mindestens zwei Bereiche, einen Bereich relativ hoher Frequenzen und einen Bereich relativ niedriger Frequenzen, aufgeteilt wird, und die beiden Frequenzbereiche mit unterschiedlichen Signalwert-Taktfrequenzen (Sampling-Frequenzen) verarbeitet werden.

Bei der in Fig. 5 beispielsweise dargestellten Schaltungsanordnung wird das zu verarbeitende Eingangssignal A(t) zuerst einer Filterschaltung (120) zugeführt, die wie die Filterschaltung gemäß Fig. 4 aufgebaut sein kann und an einem ersten Ausgang ein erstes tiefpaßgefiltertes Ausgangssignal Z(T) sowie an einem zweiten Ausgang ein hierzu komplementäres, hochpaßgefiltertes Ausgangssignal Y(T) liefert. Für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 5 ist die vorteilhafte Eigenschaft der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 4 wesentlich, daß die Signale Z(T) und Y(T) streng komplementär sind und keine gemeinsamen Signalanteile enthalten, wie es bei konventionellen Filtern praktisch nicht zu vermeiden ist.

Das den hochfrequenten Anteil des Eingangssignals enthaltende Ausgangssignal Y(T), dessen untere Grenzfrequenz bei einem Audiosignal z. B. bei 2,5 kHz liegen kann, wird dann in einer Transversalfilterschaltung (122) gefiltert, die wie die Filterschaltung gemäß Fig. 1 aufgebaut sein kann und beispielsweise mit einer Sampling-Frequenz von 44,1 kHz arbeitet.

Das den niederfrequenten Anteil des Eingangssignals A(T) enthaltende Ausgangssignal Z(T) wird einer Filterschaltung (124) zugeführt, welche ebenfalls wie das digitale Transversalfilter (10) gemäß Fig. 1 aufgebaut sein kann, jedoch mit einer wesentlich geringeren Sampling- Frequenz als die Filterschaltung (122) arbeitet. Die Sampling-Frequenz der Filterschaltung (124) kann beispielsweise größenordnungsmäßig eine Zehnerpotenz kleiner sein als die der Filterschaltung (122), beispielsweise ein Achtel der Sampling-Frequenz der Filterschaltung (122). Die Filterschaltung (124) übernimmt als Eingangssignal also beispielsweise nur jeden achten Wert des Signals Z(T) als Eingangssignal. Dies kann durch entsprechendes Takten der Filterschaltung (124) oder durch eine zwischen die Filterschaltungen (120) und (124) geschaltete Unterabtastschaltung (126) bewirkt werden.

Da die Datenwert-Taktfrequenz der Filterschaltung (124) relativ niedrig ist, steht zwischen aufeinanderfolgenden Daatenwerten eine längere Zeitspanne zur Verfügung, in der eine entsprechend höhere Anzahl von Impulsantwortkoeffizienten verarbeitet werden kann. Der Koeffizientenspeicher der Filterschaltung (124) ist also entsprechend größer, so daß jede gespeicherte Impulsantwort z. B. achtmal mehr Koeffizienten enthält als der Koeffizientenspeicher der Filterschaltung (122). Dadurch wird ein höheres Auflösungsvermögen für die im Signal Z(T) enthaltenen niedrigen Frequenzanteile erreicht.

Das Ausgangssignal der Filterschaltung (124) wird einer weiteren Filterschaltung (128) zugeführt, in der eine Tiefpaßfilterung mit der gleichen Grenzfrequenz wie in der Filterschaltung (120) durchgeführt wird. Gleichzeitig kann in der Filterschaltung (128) die ursprüngliche Sampling-Frequenz wiederhergestellt werden, indem man die in relativ großen Abständen eintreffenden Ausgangssignalwerte der Filterschaltung (124) jeweils eine entsprechende Anzahl von Malen abgreift.

Das Ausgangssignal der Filterschaltung (128) und das mit diesem durch eine Verzögerungsschaltung (130) synchronisierte Ausgangssignal der Filterschaltung (122) werden in einer Addierschaltung (132) zu einem Ausgangssignal Z′′(T) vereinigt, das wieder den vollen Frequenzgehalt des Eingangssignals A(T) hat und sowohl hinsichtlich der höherfrequenten Anteile als auch hinsichtlich der niederfrequenten Anteile mit hoher Selektivität gefiltert ist.

Fig. 6 zeigt das Schaltbild einer Ausführungsform der vorliegenden Signalübertragungsschaltung, mit der zwei Eingangssignale selektiv mit verschiedenen Impulsantwortfunktionen verarbeitet und die verarbeiteten Signale zu einem zusammengesetzten Ausgangssignal vereinigt werden können.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 6 besteht jedes Eingangssignal aus drei Teilen, nämlich einem die augenblickliche Frequenz angebenden Teil F(T), einem die augenblickliche Amplitude angebenden Teil A(T) und einem dritten Teil, einem Steuer- oder Indexteil I(T), der für die Wahl der Impulsantwortfunktion verantwortlich ist, mit der der betreffende Momentanwert verarbeitet werden soll. Wie im folgenden noch erläutert werden wird, wird das die Frequenzinformation darstellende Signal in Pulse umgewandelt, welche mit einer Periode gleich dem Reziproken der Signalfrequenz aufeinanderfolgen, wobei die Abstände zwischen zwei aufeinanderfolgenden Pulsen jeweils gleich einem Vielfachen der Sampling-Frequenz des Systems sind. Die Amplitudeninformation und die Indexinformation sind jeweils entsprechende Zahlenwerte, die jeweils gleichzeitig mit den Impulsen des Frequenzsignals auftreten.

Bei der Mischung zweier oder mehrerer Signale kann es nun vorkommen, daß ein Frequenzpuls des einen Signals gleichzeitig mit dem Frequenzpuls eines oder mehrerer anderer Signale auftritt. Da während einer Sampling-Periode nur ein einziger Signalwert weiterverarbeitet werden kann, wird durch die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 6 bewirkt, daß gleichzeitig auftretende Frequenzpulse relativ zueinander so verzögert werden, daß sie im Abstand einer Sampling-Periode aufeinanderfolgen. Die durch die Verzögerung bewirkte geringfügige Frequenzänderung ist wegen der von Natur aus kurzen Sampling-Perioden im Ausgangssignal nicht störend.

In Fig. 6 sind Eingangsschaltungen (140 a), (140 b) für zwei Eingangssignale dargestellt. Im allgemeinen werden mehrere solcher Schaltungen vorgesehen sein. Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 6 kann bis zu sechzehn verschiedene Eingangssignale verarbeiten.

Der frequenzbestimmende Teil F₁(T) des ersten Eingangssignals kann beispielsweise von einem nicht dargestellten Tonhöhenanalysator stammen und wird durch einen Analog/Digitalwandler in einen entsprechenden Zahlenwert umgesetzt. Der Ausgang des A/D-Wandlers (142 a) ist mit dem Eingang eines Registers (144 a) gekoppelt, dessen Ausgang wiederum an einen Dateneingang eines ersten frei adressierbaren Speichers (RAM) (146) angeschlossen ist, der so viele (beispielsweise sechzehn) Speicherplätze enthält, wie gleichzeitig auftretende Frequenzsignalpulse von der Schaltung maximal verarbeitbar sein sollen. Die Speicherplätze sind durch Zählwerte von einem Zähler (148) adressierbar. Der Zähler (148) kann z. B. ein 6-Bit-Zähler sein und hat einen Überlaufausgang (150), der mit einem Ladebefehleingang des Registers (144 a) gekoppelt ist. Der Zähler (148) wird durch einen Oszillator (150) mit einer Frequenz gesteuert, die gleich der Sampling-Frequenz des Systems multipliziert mit der Zählkapazität des Zählers (148) ist.

Der Ausgang des RAM (146) ist mit einem ersten Eingang eines Addierers (152) verbunden, dessen Ausgang mit einem Dateneingang eines RAM (154) gekoppelt ist. Das RAM (154) enthält ebenso viele Speicherplätze wie das RAM (146), die wie die Speicherplätze des RAM (146) durch das Zählwertausgangssignal des Zählers (148) adressierbar sind. Dem RAM (154) wird ferner ein Schreibbefehl-Signal vom Ausgang des Oszillators (150) zugeführt. Das RAM (154) hat ferner einen Ausgang (156), an dem der Zahlenwert auftritt, der sich in dem gerade adressierten Speicherplatz befindet. Dieser Zahlenwert wird dem anderen Eingang des Addierers (152) zugeführt und in diesem zu dem Zahlenwert vom Ausgang des RAM (146) addiert.

Die Schaltung mit den RAM's (146) und (154) sowie dem Addierer (152) stellt einen Multiplex-Digitalwert/Frequenz-Wandler dar, bei die ineinander verschachtelten Zahlenwerte, die die Frequenz der verschiedenen Eingangssignale angeben, im Takte der Frequenz des Oszillators (150) aufsummiert werden, so daß schließlich an einem Übertrag-Ausgang (158) des Addierers (152) ein Ausgangsimpuls auftritt. Dieser Ausgangsimpuls tritt offensichtlich um so häufiger auf, je größer der vom A/D-Wandler abgegebene Zahlenwert ist.

Das Amplitudensignal A₁(T) wird durch einen A/D-Wandler (160) in einen entsprechenden Zahlenwert umgesetzt, der in einem Register (162) gespeichert wird, wenn diesem ein Speicherbefehl vom Ausgang (150) des Zählers (148) zugeführt wird. Der Ausgang des Registers (162) ist mit dem Dateneingang eines RAM (164) verbunden, das ebenso organisiert ist wie das RAM (146) und dieselben Adressen sowie Schreibbefehle wie dieses erhält.

In entsprechender Weise wird das Indexsignal I₁(T) durch einen A/D-Wandler (164) digitalisiert und in einem Register (166) gespeichert, dessen Ausgang mit dem Dateneingang eines dritten RAM (168) gekoppelt ist, das ebenso organisiert und gesteuert ist, wie das RAM (146).

Das Adressensignal vom Ausgang des Zählers (148) wird ferner einem Decodierer (170) zugeführt, der eine der Anzahl der Speicherplätze des RAM (146) entsprechende Anzahl von Ausgängen hat, die jeweils mit den Leseeingängen der Register einer Eingangsschaltung verbunden sind, so daß die Register der verschiedenen Eingangsschaltungen synchron mit der Adressierung der Segmente der RAM's (146, 164, 168) nacheinander gelesen werden.

Die zweite Eingangsschaltung (140 b) enthält ganz analog zur ersten Eingangsschaltung (140 a) drei A/D-Wandler (142 b, 160b und 164 b) und mit diesen Wandlern gekoppelte Register (144 b, 162 b bzw. 164 b). Die Register sind analog zu den Registern der Eingangsschaltung (140 a) geschaltet und gesteuert.

Das Frequenz-Eingangssignal F₂(T) für den Eingang des A/D-Wandlers (142 b) kann hier beispielsweise die Ausgangsspannung einer elektrischen Tastatur (nicht dargestellt) sein. Das Amplitudensignal A₂(T) für den A/D-Wandler (160 b) kann von einem elektrischen Schweller (172) und das Index-Eingangssignal I₂(T) kann von einem Klangregler (174) oder von einem digitale Ausgangssignale liefernden Orgel-Register oder dergl. (nicht dargestellt) stammen.

Der Datenausgang des RAM (164) ist mit einem Daten-Eingang eines Schieberegisters (176) verbunden. Der Datenausgang des RAM (168) ist mit dem Dateneingang eines zweiten Schieberegisters (178) verbunden. Die Schieberegister (176, 178) enthalten jeweils so viele Stufen, wie gleichzeitig auftretende Frequenzsignalpulse von verschiedenen Eingangssignalen berücksichtigt werden sollen. Ein geeigneter Wert ist zum Beispiel 16. Den Schieberegistern (176), (178) wird das Übertragsausgangssignal vom Ausgang (158) des Addierers (152) über eine Verzögerungsschaltung (180) als Schreibbefehlsignal zugeführt. Die Information in den Registerstufen wird durch ein Verschiebesignal vom Ausgang eines ODER-Gatters (182) verschoben, dessen einer Eingang mit dem Übertragssignalausgang (158) und dessen anderer Eingang mit dem Ausgang eines UND-Gatters (184) gekoppelt ist. Das UND-Gatter (184) hat zwei Eingänge, von denen der eine mit dem Ausgang eines NOR-Gatters (186) gekoppelt ist, dessen Eingänge mit den Bit-Leitungen des Ausgangs des Schieberegisters (176) gekoppelt ist. Der andere Eingang des UND-Gatters (184) ist mit dem Ausgang eines UND-Gatters (188) verbunden, dessen einer Eingang mit dem Ausgang des Oszillators 150 und dessen anderer Eingang mit einer Steuerschaltung gekoppelt ist, welche ihrerseits durch das Signal am Ausgang (151) des Zählers (148) gesteuert wird. Die Ausgänge der Schieberegister (176, 178) sind mit den Eingängen von Registern (194) bzw. (196) gekoppelt, die ein Ladebefehlsignal von der Steuerschaltung (192) erhalten. Die Ausgänge der Register (194, 196) sind mit der Eingangssignalklemme des Eingangssignalspeichers (12) (dessen Speicherplätze um einige zusätzliche Bits in der Breite erweitert sind, um das synchron zum Eingangssignal A(T) eintreffende Indexsignal I(T) speichern zu können), einer Filterschaltung (200) gekoppelt, die nach einem der in Fig. 1 oder 2 dargestellten Beispiele ausgebildet sein kann. Der Ausgang des Indexanteils des Eingangssignalspeichers (12) ist mit der Adressensignaleingangsklemme eines segmentierten Impulsantwortkoeffizientenspeichers (14) gekoppelt.

Im Betrieb werden die Werte F _n (T), A _n (T) und I _n (T) der verschiedenen Eingangssignale nacheinander in den Speicherplätzen der RAM's (146), (164), (168) im Takt des Oszillators (150) geladen und dadurch "gemultiplext". Der Zähler (148) zählt während einer Sampling-Periode durch seinen Zählwertvorrat, wobei nur ein anfänglicher Teil der Zählwerte Adressen für die RAM's (146), (164), (168) darstellen, während der Rest unbenutzt bleibt und dadurch eine gewisse Zeitspanne für die im folgenden beschriebenen Operationen zur Verfügung steht. Jedes Übertragsignal des Zählers (148) bewirkt, daß der Amplitudenwert und der Indexwert, die dem das Übertragsignal erzeugenden Frequenzwert zugeordnet sind, in der ersten Stufe des Schieberegisters (176) bzw. (178) gespeichert wird.

Treten während eines Durchlaufes des Zählers (148) mehrere Übertragssignale des Addierers (152) auf, was bedeutet, daß während einer Sampling-Periode mehrere von null verschiedene Frequenz-Eingangssignale vorliegen, so werden die Amplitudenwertsignale und Indexsignale, die diesen "gleichzeitigen" Frequenzsignalen zugeordnet sind, durch die Schaltungsanordnung (180, 182) nacheinander in den Schieberegistern (176, 178) gespeichert. Es können bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel bis zu sechzehn Wertepaare gespeichert werden, was im allgemeinen ausreicht. Selbstverständlich können die Schieberegister (176, 178) auch eine andere Anzahl von Stufen enthalten.

Wenn der Adressenvorrat der RAM's durchgezählt ist, liefert der Decodierer (170) ein Signal an die Steuerschaltung (192), durch das das UND-Glied (188) freigegeben wird. Die Schieberegister (176, 178) erhalten nun vom Oszillator (190) so lange Schiebeimpulse, bis am Ausgang des Registers (176) das erste von null verschiedene Signal auftritt, welches dann das NOR-Gatter (186) und damit das UND-Gatter (184) sperrt. Die nun am Ausgang der Schieberegister anstehenden Wertepaare I(T), A(T) werden nun nacheinander im Takte der Sampling- Frequenz in die Register (194, 196) geladen und steuern mit der Sampling-Frequenz das nachgeschaltete digitale Transversalfilter (200).

Fig. 7 zeigt eine Schaltungsanordnung, mit der die Koeffizienten einer Impulsantwort durch einfache Eingabe der Parameter Mittenfrequenz, Amplitude und Güte der gewünschten Impulsantwort erzeugt werden können.

Der Parameter Mittenfrequenz bestimmt die frequenzmäßige Lage des durch die zugehörigen Parameter Amplitude und Güte charakterisierten Teiles der Impulsantwort. Der Parameter Amplitude bestimmt die Dämpfungsverhältnisse bei der Mittenfrequenz, wobei der Amplitudenwert positiv (entsprechend einer Bandfiltercharakteristik in dem betreffenden Bereich) oder negativ (entsprechend einer Bandsperrencharakteristik in dem bestimmten Bereich) sein kann. Der Parameter Güte bestimmt die Flankensteilheit der Übertragungsfunktion in dem durch die Mittenfrequenz bestimmten Bereich der Übertragungsfunktion, die der erzeugten Impulsantwort entspricht.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7 sind sechzehn Parametersätze Mittenfrequenz - Amplitude - Güte unabhängig voneinander einstellbar.

Zur Einstellung von sechzehn verschiedenen, stufenlos wählbaren Mittenfrequenzen F 1, F 2, . . . F 16 ist eine Mittenfrequenzeinstellschaltung (250) vorgesehen, die beispielsweise sechzehn Potentiometer (250 a, 250 b . . .) enthalten kann, welche mit ihren Ausgängen an eine Multiplexschaltung (252) angeschlossen sind, die die Ausgänge der Potentiometer unter Steuerung durch das Ausgangssignal eines Zählers (254) nacheinander mit dem Eingang eines Analog/Digital-Wandlers (265) verbindet. Der Zähler ist ein 4-Bit-Zähler, der die beispielsweise angenommenen sechzehn Eingangskanäle der Reihe nach auswählt und seinerseits durch einen Oszillator (256) gesteuert wird.

In entsprechender Weise ist zur Einstellung der Amplitude eine Amplitudeneinstellschaltung (258) vorgesehen, die für jeden der sechzehn Eingangskanäle oder Parametersätze die gewünschte Amplitude einschließlich des Vorzeichens einzustellen gestattet. Die Amplitudeneinstellschaltung kann, wie dargestellt, ebenfalls Potentiometer, z. B. Schieberegler, enthalten. Die Ausgangssignale der Amplitudeneinstellschaltung (258) sind mit den Eingängen eines zweiten Multiplexers (260) verbunden, der ebenfalls durch den Zähler (254) gesteuert wird und mit seinem Ausgang an einen A/D-Wandler (262) angeschlossen ist.

Zur Auswahl der Gütefunktion ist eine Güteeinstellschaltung (264) vorgesehen, welche bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel sechzehn Zahlenradschalter (164 a, 164 b, . . .) enthält, die digitale Ausgangssignale an entsprechende Eingänge eines dritten Multiplexers (266) liefern.

Der Ausgang des A/D-Wandlers (255) ist mit dem Dateneingang eines RAM (268) verbunden. Der Ausgang des A/D-Wandlers (262) ist mit dem Dateneingang eines RAM (270) verbunden und der Ausgang des Multiplexers (266) ist mit dem Dateneingang eines dritten RAM (272) verbunden. Die RAM's sind alle durch das 4-Bit-Ausgangssignal des Zählers (254) adressierbar.

Es sei für Fig. 7 (und auch die anderen Figuren) angenommen, daß die A/D-Wandler 16-Bit-Digitalwerte liefern und daß die Übertragung der sechzehn Bits parallel erfolgt. Das RAM (268) hat dementsprechend sechzehn Ausgangsanschlüsse. Die acht Ausgangsanschlüsse für die acht unteren Bitstellen (LSB) sind mit einem "x"-Eingang einer Impulsfrequenz- Wandlerschaltung (274) verbunden. Ein "n"-Eingang der Wandlerschaltung (274) ist mit den Bit-Ausgängen eines 8-Bit-Zählers (276) verbunden, dessen Eingang mit dem Überlaufausgang des Zählers (254) gekoppelt ist. Die Impulsfrequenzwandlerschaltung (274) liefert für jeweils n Eingangsimpulse x Ausgangsimpulse. Solche Schaltungen sind bekannt und z. B. unter der Bezeichnung IC7497 als integrierte Schaltung im Handel erhältlich. Die Wandlerschaltung (274) hat einen x/n-Ausgang (278) an dem die x Ausgangsimpulse pro n Eingangsimpulsen seriell auftreten. Der x/n-Ausgang ist mit einem Übertragseingang einer Addierschaltung (280) verbunden. Der Ausgang der Addierschaltung (280) ist mit einem RAM (282) verbunden, das durch das Ausgangssignal des Zählers (154) adressiert wird und dieselbe Funktion wie das RAM (254) in Fig. 6 hat. Der Ausgang des RAM (282) ist mit einem ersten Summandeneingang (280 a) gekoppelt. Ein zweiter Summandeneingang (280 b) ist mit den Ausgängen für die acht höherstelligen Bits (MSB) des RAM (268) gekoppelt.

Der Ausgang des RAM (282) ist außerdem an den Adresseneingang eines ROM oder Lesespeichers (284) angeschlossen, der zum Beispiel 2K Speicherplätze enthalten kann und eine Sinusfunktion speichert. Der Ausgang des ROM (284) ist an einen ersten Eingang eines Multiplizierers (286) angeschlossen.

Der Ausgang des RAM (270), an dem im Takte der Adressen vom Zähler (254) die digitalen Amplitudenwerte der Reihe nach zyklisch auftreten, ist mit dem zweiten Eingang des Multiplizierers (286) verbunden. Der Ausgang des Multiplizierers (286) ist mit einem ersten Eingang eines weiteren Multiplizierers (288) verbunden. Der zweite Eingang des Multiplizierers (288) ist mit dem Datenausgang eines in Segmente aufgeteilten RAM (290) gekoppelt, in dessen Segmenten die Koeffizienten einer Folge von Gütefunktionen gespeichert sind, die zunehmenden Gütewerten, d. h. zunehmender Filterselektivität entsprechen. Die Koeffizienten einer Gütefunktion stellen praktisch die Hüllkurve der Impulsantwort eines Bandfilters entsprechender Güte dar. Das gewünschte Segment des RAM (290), also die gewünschte Gütefunktion, wird durch das Ausgangssignal des RAM (272) ausgewählt, während die Koeffizienten des ausgewählten Segmentes der Reihe nach durch das Ausgangssignal des Zählers (276) adressiert und dadurch zu dem mit dem Multiplizierer (288) verbundenen Datenausgang des RAM (290) herausgelesen werden.

Der Ausgang des Multiplizierers (288) ist mit einem ersten Summandeneingang eines Addierers (192) verbunden, dessen Ausgang über ein Register (194) mit dem zweiten Summandeneingang des Registers (192) verbunden ist. Der Ausgang des Addierers (192) ist außerdem mit einem weiteren Register (196) gekoppelt. Die Schaltungsanordnung mit den Einheiten (288, 290, 292, 294 und 296) entspricht in ihrer Funktion der anhand von Fig. 1 erläuterten Schaltungsanordnung mit den Schaltungseinheiten (44, 14, 46, 50 und 52).

Der Ausgang des Registers (296) ist mit einem ersten Dateneingang eines RAM (298) gekoppelt, welches zwei Dateneingänge und zwei Adresseneingänge aufweist, so daß Speichern und Lesen unabhängig voneinander durchgeführt werden kann. Die Speicherbefehle für die Register (294) und (296) werden von einer Steuerschaltung (300), die der Steuerschaltung (43) in Fig. 1 entspricht, am Ende jedes Durchlaufes des Zählers (276) erzeugt. Das Ausgangssignal des Zählers (276) liefert auch die Adressen der Speicherplätze des RAM, in denen die vom Register (296) abgegebenen Koeffizientenwerte gespeichert werden.

Das RAM (298) kann beispielsweise den Eingangsdatenspeicher (12) einer Filterschaltung gemäß Fig. 1 bilden, wobei dann die oben beschriebene Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7 den Koeffizientenspeicher (14) und die Schaltung (60) ersetzt.

Der Betrag der an der Mittenfrequenzeinstellschaltung (250) eingestellten Mittenfrequenzwerte bestimmt, wie schnell die im ROM gespeicherte Sinusfunktion abgefragt wird, also beispielsweise ob jeder einzelne der 2K-Werte im Takt der Adressenfrequenz abgefragt wird oder z. B. nur jeder zehnte oder zwanzigste Wert.

Für bestimmte elektroakustische Zwecke werden Signalverarbeitungsschaltungen benötigt, deren Frequenzgang sich in Abhängigkeit von einer einzigen Eingangsveränderlichen, z. B. der Amplitude, in relativ komplexer Weise ändert. Es ist zum Beispiel aus der DE-PS 20 41 429 und der DE-OS 25 12 905 bekannt, daß sich ein piano gespielter Instrumentenklang von einem forte gespielten Instrumentenklang nicht nur durch die Amplitude unterscheidet, sondern daß die subjektiv wahrgenommenen Eindrücke "leise" und "laut" bei allen Klängen, bei deren Erzeugung in irgendeiner Weise ein Resonanzphänomen mitspielt, also insbesondere bei Musikinstrumenten-Klängen, in erster Linie durch die unterschiedliche Lage und relative Amplitude der Formanten ergeben (Schumannsches Verschiebungsgesetz). Wenn man also beispielsweise die getrennt aufgenommenen Klänge verschiedener Musikinstrumente mischen und dabei die relative Amplitude dieser Klänge verändern will, genügt es nicht, lediglich die Amplitude der zu mischenden Signale zu verändern, sondern man muß auch die für die Lautstärkeerhöhung bzw. Lautstärkeerniedrigung charakteristischen Änderungen der Formantenfrequenzen und -amplituden vornehmen.

Fig. 8 zeigt eine Weiterbildung der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 7, mit der in Abhängigkeit von einer einzigen Eingangsveränderlichen, z. B. dem Ausgangssignal eines Amplitudenstellers (310), eine praktisch beliebig komplizierte Änderung der Übertragungsfunktion einer Signalverarbeitungsschaltung, insbesondere eines digitalen Transversalfilters bewirkt werden kann. Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 unterscheidet sich von der gemäß Fig. 7 als erstes darin, daß die Speicher (268), (270) und (272) mehrere, getrennt adressierbare Segmente enthalten, sie können beispielsweise aus programmierbaren Lesespeichern (PROM) bestehen. Die Segmente der Speicher (268, 270, 272 in Fig. 8) sind durch Adressen adressierbar, die durch einen Analog-Digital-Wandler (312) erzeugt werden, dem ein analoges Eingangssignal vom Lautstärkesteller (310) zugeführt wird. Zwischen den A/D-Wandler (312) und die parallel geschalteten Adresseneingänge der Speicher (268, 270 und 272) ist ein Wahlschalter (314) geschaltet, der verschiedene Gruppen von PROM's (nicht dargestellt) entsprechend der PROM-Gruppe (268, 270, 272) auszuwählen gestattet. In den Segmenten des Speichers (268) ist jeweils ein Wertesatz entsprechend dem Wertesatz im Speicher (268) der Fig. 7 gespeichert. Die Wertesätze F 1,1 . . . Fn,1 bis F 1 n . . . Fn,m geben also beispielsweise die frequenzmäßige Lage der verschiedenen Formanten eines Musikinstruments, wie einer Geige, für die Lautstärkebereiche pp bis ff wieder. Der Speicher (270) enthält eine der Anzahl der Segmente des Speichers (268) entsprechende Anzahl von Segmenten, in denen die den im Speicher (268) gespeicherten Mittenfrequenzwerten zugeordneten Amplitudenwerte gespeichert sind.

Im Speicher (272) sind die zugehörigen Gütewerte G 1,1 . . . Gn,m gespeichert. Der Rest der Schaltung entspricht der Schaltung gemäß Fig. 7, d. h. der LSB-Ausgang des Speichers (268) ist mit dem x/n-Impulsgenerator (274) verbunden, der MSB-Ausgang des Speichers (268) mit dem zweiten Eingang (280 b) des Addierers (280); der Ausgang des Speichers (270) mit dem einen Eingang des Multiplizierers (268) und der Ausgang des Speichers (272) mit dem Adresseneingang des Gütefunktionsspeichers (290).

Für andere Instrumente oder Funktionen sind entsprechende, nicht dargestellte Gruppen von PROM's vorgesehen, die durch den Schalter (314) und einen entsprechenden, nicht dargestellten Schalter, der in die Adressenleitung vom Zähler (254) geschaltet ist, auswählbar.

Für die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 gibt es noch eine interessante Variante. An die Stelle des in Fig. 8 nicht dargestellten Teiles der Fig. 7, der in Fig. 8 durch ein gestricheltes Rechteck angedeutet ist, oder zusätzlich zu diesem Teil kann beispielsweise ein Satz digital einstellbarer Analogsignalfilter treten, wie es in der rechten Hälfte der Fig. 8 dargestellt ist. Die Adressen vom Zähler (254) werden einem Decodierer (316) zugeführt, der die verschiedenen Filter auswählt, indem er Schreib- bzw. Auftastsignale an drei D/A-Wandler (318, 320, 323) des ausgewählten Bandpaßfilters liefert. Die D/A-Wandler sind multiplizierende logarithmische D/A-Wandler, z. B. integrierte Schaltungen des Typs AD 7111. Den ersten Eingängen der Wandler wird ein "Aktivierungs"-Signal "1" vom Decodierer (316) zugeführt. Der zweite Eingang des D/A-Wandlers (318) ist mit dem LSB- und MSB-Ausgang des Speichers (268) verbunden, der zweite Eingang des Wandlers (320) mit dem Ausgang des Speichers (270) und der zweite Eingang des Wandlers (323) mit dem Ausgang des Speichers (272), der in diesem Falle Digitalwerte speichert, die direkt die Güte, d. h. die Bandbreite des betreffenden Filters angeben.

In den Speichern (268, 270, 272) der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 läßt sich also beispielsweise für jede Instrumentengattung eine typische, komplexe Kennlinie speichern, die den Übergang vom pp- bis zum ff-Klang beschreibt. Die Formanten stehen dabei in einer komplexen Wechselbeziehung hinsichtlich der in ihren Frequenzgebieten enthaltenen Energie und außerdem ändern sich die Mittenfrequenzen der Formanten in Abhängigkeit von der Lautstärke um einen gewissen Faktor. Für jede Instrumentengattung können z. B. 256 Datensätze Fn, An, Gn gespeichert werden.

Es ist leicht einzusehen, daß eine Regelung der Art, wie sie oben anhand der Fig. 8 erläutert worden war, im Prinzip auch mit einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 oder 2 möglich ist, wobei dann allerdings die gespeicherten Datensätze eine ganz andere Struktur haben als die erwähnten Impulsantwortfunktionen.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 (und entsprechend ausgebildeten Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1 und 2) läßt sich wesentlich mehr Information speichern als bei Verwendung einer einzelnen Impulsantwort, die z. B. aus 256×16 Bits besteht), da für eine Einstellung von drei Formanten (was bei Musikinstrumenten die übliche Anzahl ist und praktisch immer ausreicht) nur 9×8 Bits benötigt werden und trotzdem noch wesentlich komplexere Beeinflussungen eines Tonsignals möglich sind.

Eine weitere interessante Anwendung der vorliegenden Signalübertragungsschaltungen, z. B. des Transversalfilters gemäß Fig. 1, ist die folgende: Es wird die Impulsantwort eines hochwertigen Instruments, z. B. einer berühmten Violine aufgenommen, z. B. mit einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 6, und diese Impulsantwort wird dann in einem Sektor des Koeffizientenspeichers gespeichert. Andere Sektoren können die Impulsantworten anderer hochwertiger Musikinstrumente enthalten. Ein Audiosignal entsprechend dem Part einer minderwertigen Solovioline läßt sich dann mit einem transversalen Digitalfilter gemäß der Erfindung, das die Impulsantwort einer hochwertigen Violine enthält, derart überformen, daß sich der Klang dem des hochwertigen Instruments annähert.

Wenn die Impulsantwort der minderwertigen Violine ebenfalls bekannt ist und in einem vor- und nachgeschalteten zusätzlichen Filter gemäß Fig. 4 für die Verarbeitung verwendet wird, wobei das Ausgangssignal vom inversen Ausgang abgegriffen wird, so erhält man ein "neutrales" Klangsignal, das praktisch nur die Frequenzinformation und die Amplitudenhüllkurveninformation enthält. Dieses Signal läßt sich dann durch Verwendung der Impulsantwort eines hochwertigen Instruments in ein Klangsignal entsprechend dem hochwertigen Instrument filtern.

Bei Verwendung eines Filters gemäß Fig. 2, bei dem in den Segmenten des Koeffizientenspeichers eine gewisse Anzahl von Impulsantworten hochwertiger Instrumente derart gespeichert ist, daß die Impulsantwort nach klanglichen Kriterien sortiert sind und jeweils mehrere Mittel- oder Übergangswerte in eigenen Segmenten gespeichert sind, läßt sich mit der Stellvorrichtung (60) die für eine aufgezeichnete Darbietung als vorteilhaft empfundene Klangfärbung, unter Umständen sogar zeitlich veränderlich, einstellen.

Abschließend soll noch auf einen weiteren Aspekt der Erfindung hingewiesen werden: Es ist bekannt, daß jedes Filter zu Eigenschwingungen neigt, wenn das Ausgangssignal auf den Eingang rückgekoppelt wird. Dieser Effekt ist im allgemeinen unerwünscht, da er den ordnungsgemäßen Betrieb des Filters stört, deshalb werden rückgekoppelte (rekursive) Filter normalerweise so eingestellt, daß Eigenschwingungen nicht auftreten können. Aus der DE-OS 29 47 308 ist ein an sich nichtrekursives digitales Transversalfilter bekannt, dessen Selektivität durch eine Rückkopplungsschleife auf Kosten eines frei wählbaren Phasengangs erhöht ist. Das Filter ist so eingestellt, daß Eigenschwingungen vermieden werden.

Im Gegensatz dazu werden gemäß der Erfindung das Eingangssignal A(T) und das Ausgangssignal Z(T) eines digitalen Transversalfilters addiert und das resultierende Summensignal C(T) wird dem Eingangssignalspeicher als Eingangssignal zugeführt. Dem Koeffizientenspeicher wird ein Eingangssignal B(T) zugeführt, welches aus dem Signal C(T) oder dem Signal Z(T) oder einem inversen Ausgangssignal Y(T) oder z. B. auch durch Unterabtastung oder durch Vertauschen der parallelen Bitleitungen erzeugt wird. Hierdurch findet eine Umwandlung nicht-periodischer oder einmaliger Signale A(T) in periodische oder zeitlich unbegrenzte Signale Z(T) statt. Eine solche Schaltungsanordnung kann daher als "selbstreferenzielles System" angesehen werden, das kontinuierlich ein komplexes, ggf. ziemlich langperiodisches Eigenschwingungssignal Z(T) erzeugt, wenn einmal mindestens ein von null verschiedener Wert in den Eingangssignalspeicher und den Koeffizientenspeicher gelangt ist.

Je nach dem funktionellen Zusammenhang zwischen dem Ausgangssignal Z(T) und dem Koeffizientensignal können sich völlig verschiedene Reaktionen auf ein beliebig kurzes Eingangssignal A(T) ergeben; in einem Extremfall ist es z. B. möglich, ein unendlich langes Ausgangssignal Z(T) als Reaktion auf ein kurzdauerndes, transientes Eingangssignal A(T) zu erzeugen, wobei die spektrale Zusammensetzung des Ausgangssignals im Mittel der spektralen Zusammensetzung des Eingangssignals entspricht.

Eine in der beschriebenen Weise rückgekoppelte Signalübertragungsschaltung gemäß der Erfindung läßt sich z. B. als Rauschgenerator verwenden, wobei die Rauschcharakteristik nicht nur in der spektralen Zusammensetzung, sondern auch in der Autokorrelation des Ausgangssignals Z(T) durch Gruppen von Eingangssignalimpulsen gesteuert werden kann. Ein solches komplexes Rauschen, das feinmodulatorische Komponenten enthalten kann, die denen natürlicher (physikalischer) Schwingungsvorgänge entsprechen, eignet sich z. B. zur klanglichen Verbesserung des sterilen Ausgangssignals eines elektronischen Musikinstruments oder zur stochastischen Erzeugung verschiedener Varianten einer Impulsantwort, die in der oben beschriebenen Weise zur Verrechnung in einem Transversalfilter ausgewählt werden können. Man kann dadurch praktisch unüberschaubare Datensätze durch einfache Steuervorgänge problemlos innerhalb weniger Sekunden erzeugen.

Eine weitere Anwendung für eine rückgekoppelte Signalübertragungsschaltung gemäß der Erfindung ist die Verschlüsselung von Information, insbesondere Sprachverschlüsselung. Ein Beispiel hierfür ist in Fig. 9 dargestellt.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 enthält ein modifiziertes digitales Transversalfilter der in Fig. 4 dargestellten Art. Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 unterscheidet sich von der gemäß Fig. 4 in erster Linie hinsichtlich der Erzeugung der im Koeffizientenspeicher (14) gespeicherten Koeffizienten, die mit den Eingangssignalen im Eingangssignalspeicher (12) verarbeitet werden. Ferner ist ein zusätzlicher Speicher (12 a) vorgesehen, der mit dem Koeffizientenspeicher (14) wie ein üblicher Eingangssignalspeicher zusammenwirkt. Der Speicher (12 a) und der Koeffizientenspeicher (14) sind mit den Eingängen eines weiteren Multiplizierers (44 a) verbunden, dessen Ausgang mit einer Ausgangssignalschaltung (46 a, 50 a, 52 a) verbunden ist, die der Schaltung mit den Komponenten (46, 50 und 52 in Fig. 1) hinsichtlich Aufbau und Funktion entspricht. Der Ausgang des Registers (52 a) ist über einen Umschalter (350) mit dem Dateneingang des Koeffizientenspeichers (14) und dem Dateneingang des Eingangssignalspeichers (12 c) gekoppelt. Der Schalter (350) gestattet es, den Dateneingang wahlweise auch mit einer Wahlschaltung (352) zu verbinden, die eine Tastatur oder ein ROM enthalten kann und es gestattet, zu Beginn eines Ver- oder Entschlüsselungsvorgangs einen bestimmten Schlüsseldatensatz in den Koeffizientenspeicher (14) einzugeben. Der durch das Ausgangssignal des Zählers (30) adressierte Koeffizientenspeicher (14) ist mit seinem Schreibbefehl- oder Schreibfreigabe- Eingang (354) mit dem Ausgang eines Komparators (356) verbunden, der ein Schreibsignal liefert, wenn die Werte A und B an seinen beiden Eingängen gleich sind. Der eine Eingang ist mit dem Ausgang des Zählers (30), der andere mit dem Ausgang eines zusätzlichen Zählers (358) verbunden, dessen Eingang wiederum mit dem Überlauf-Ausgang des zweiten Zählers (32) gekoppelt ist. Durch die Schaltung mit dem Komparator (356) und dem Zähler (358) wird im Koeffizientenspeicher (14) bei Gleichheit der Werte in den Zählern (30) und (358) ein neues Eingangssignal eingeschrieben, das im Betrieb aus dem Ausgangssignal des Registers (52 a) besteht. Die Koeffizientenfolge ist durch die beschriebene Schaltung und die anfangs über die Wahlschaltung (352) eingegebenen Werte bestimmt.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 kann sowohl zum Verschlüsseln als auch zum Entschlüsseln dienen. Zu Beginn einer verschlüsselten Übertragung werden Koeffizienten und Eingangssignalspeicher (14) der sich auf der Sendeseite befindenden Schaltungsanordnung und Koeffizienten- und Eingangssignalspeicher (14) der sich auf der Empfangsseite befindenden Schaltungsanordnung gemäß Fig. 9 durch die Tastatur der Wahlschaltung (352) oder durch Auswahl eines Wertesatzes aus dem ROM der Wahlschaltung (352) mit dem gleichen Datensatz geladen, wobei der mittlere (128te) Wert im Koeffizientenspeicher des sendeseitigen Geräts von null verschieden ist und der des empfangsseitigen Gerätes gleich null gemacht wird. Die zu verschlüsselnde Information, z. B. ein Sprachsignal A(T) wird dem Eingang des D/A-Wandler (26) zugeführt und das verschlüsselte Signal V(T) wird am Ausgang des Registers (52) abgenommen und zur Übertragung durch einen D/A-Wandler (360) in ein verschlüsseltes Analogsignal umgewandelt, das dann in üblicher Weise übertragen wird. Auf der Empfangsseite wird das empfangene verschlüsselte Analogsignal dem Eingang des A/D-Wandlers (26) zugeführt, und man erhält dann am Ausgang des Addierers (104) das entschlüsselte Signal E(T). Das sendeseitige Gerät und das empfangsseitige Gerät müssen zu Beginn des Ver- und Entschlüsselungsvorganges dieselben Datensätze in Koeffizienten- und Eingangssignalspeicher (14) enthalten und bei der Datenverarbeitung synchron arbeiten. An die Synchronisierung werden jedoch keine hohen Anforderungen gestellt.

Im Prinzip können Koeffizientenspeicher und Eingangssignalspeicher auch mit verschiedenen Werten geladen werden. Sende- und Empfangsgerät können paarweise mit einem gleichen ROM ausgestattet sein, das zufällige Schlüsselzahlenfolgen für z. B. 1000 Übertragungsvorgänge gespeichert hält, so daß keine gesonderte Übertragung oder Übermittlung eines geheim zu haltenden Schlüssels erforderlich ist.

Die verschiedenen Aspekte der Erfindung, die oben beschrieben wurden, lassen sich auch in anderem Zusammenhang bzw. unabhängig voneinander verwenden. So kann z. B. die Schaltungsanordnung zur Frequenztransposition, die anhand von Fig. 3 beschrieben wurde, auch mit einem nichtsegmentierten Koeffizientenspeicher verwendet werden, dasselbe gilt auch für die anhand von Fig. 4 und 5 beschriebenen Schaltungen zur Erzeugung eines inversen Signals bzw. zur Erhöhung der Selektivität bei tieferen Frequenzen. Auch die Schaltungen gemäß Fig. 6 und 7 sind für sich alleine verwendbar.

Claims (22)

1. Signalverarbeitungsschaltung mit

• a) einem Eingangssignalspeicher (12) zum sukzessiven Speichern von jeweils einer vorgegebenen Anzahl digitaler Eingangssignalwerte aus einer Folge solcher Eingangssignalwerte,
• b) einem Koeffizientenspeicher (14) zum Speichern eines Koeffizientensatzes aus derselben vorgegebenen Anzahl von Koeffizientenwerten, und
• c) einer Schaltungsanordnung (44, 46, 50) zum Multiplizieren jedes Eingangssignalwertes, der im Eingangssignalspeicher (12) gespeichert ist, mit einem entsprechenden Koeffizientenwert und zum Summieren der resultierenden Produkte zu einem Ausgangssignalwert,

dadurch gekennzeichnet, daß der Koeffizientenspeicher (14) mindestens zwei Segmente (14 a, 14 b . . .) zur Speicherung jeweils eines Koeffizientensatzes enthält, und daß die Koeffizientensätze durch eine Wahlschaltung (60, 66) für die Multiplikation mit den Eingangssignalwerten individuell auswählbar sind.

2. Signalverarbeitungsschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Schaltungsanordnung (70, 72, 74, 76, 78) zum sukzessiven Ersatz der Koeffizienten eines Koeffizientensatzes durch die Koeffizienten eines anderen Koeffizientensatzes (Fig. 2).

3. Signalverarbeitungsschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 oder Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Schaltungsanordnung (30, 32, 34) zur Rotation der im Eingangssignalspeicher gespeicherten Eingangssignalwerte bezüglich der Koeffizientenwerte, mit denen die Eingangssignalwerte multipliziert werden.

4. Signalverarbeitungsschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 oder Anspruch 1, 2 oder 3, gekennzeichnet durch eine Schaltungsanordnung (90, 92, 96), zum Rotierenlassen der Koeffizienten eines vorgegebenen Koeffizientensatzes mit vorgegebener, vorzugsweise hinsichtlich Vorzeichen und/oder Betrag einstellbarer Geschwindigkeit zyklisch bezüglich der im Eingangssignalspeicher (12) gespeicherten Eingangssignalwerte (Fig. 3).

5. Signalverarbeitungsschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der rotierende Koeffizientensatz aus Zufallszahlen besteht.

6. Signalübertragungsschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Koeffizientenspeicher (14) mehrere Segmente mit Zufallszahlen enthält und daß eine Schaltungsanordnung (100) zum sukzessiven Auswählen dieser Segmente vorgesehen ist (Fig. 3).

7. Signalverarbeitungsschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 oder einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Schaltungsanordnung (102, 104, 106), die für jeden Ausgangssignalwert einen zu diesem inversen Ausgangssignalwert erzeugt.

8. Signalverarbeitungsschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 oder Anspruch 7, gekennzeichnet durch Schaltungsanordnungen (122, 130; 124, 128) zum Verarbeiten der in Bezug aufeinander inversen Ausgangssignale Z(T), Y(T) mit verschiedenen Sampling-Frequenzen und Koeffizientensätzen mit unterschiedlicher Anzahl von Koeffizienten, und durch eine Schaltungsanordnung (132) zum Vereinigen der so verarbeiteten Signale.

9. Signalverarbeitungsschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1 oder einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Schaltungsanordnung (Fig. 6), die für jeden Eingangssignalwert A(T) eine eigene Segmentadresse I(T) zu erzeugen gestattet.

10. Signalübertragungsschaltung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die genannte Schaltungsanordnung mindestens zwei Eingangsschaltungen (140 a, 140 b) und eine Schaltungsanordnung zum Kombinieren der von den verschiedenen Eingangsschaltungen gelieferten Eingangssignale, deren Werte jeweils von einer Koeffizientenadresse begleitet sind, zu einem Signalgemisch enthält.

11. Signalübertragungsschaltung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltungsanordnung vorgesehen ist, welche zeitlich zusammenfallende Eingangssignale von den Eingangssignalschaltungen (140 a, 140 b) zeitlich in Bezug aufeinander versetzt (Fig. 6).

12. Signalübertragungsschaltung insbesondere nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Koeffizientenerzeugungsschaltung (Fig. 7), welche Koeffizientensätze aus den Parametern Mittenfrequenz, relative Amplitude bei der Mittenfrequenz und Güte bildet, wobei der Parameter Mittenfrequenz die Geschwindigkeit der Abtastung einer gespeicherten Sinusfunktion steuert, der Parameter Amplitude die Amplitude der bei der Abtastung der Sinusfunktion gewonnenen Werte modifiziert und der Parameter Güte einen von mehreren, verschiedenen Gütefaktoren entsprechenden Koeffizientensätzen auswählt, mit dessen Koeffizienten die modifizierten Sinusfunktion-Abtastwerte für eine anschließende Aufsummierung multipliziert werden.

13. Signalübertragungsschaltung nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch eine Multiplexschaltung zur Erzeugung eines Koeffizientensatzes entsprechend mehreren Parametersätzen.

14. Signalverarbeitungsschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Koeffizientenerzeugungsschaltung mindestens eine Speicheranordnung (268, 270, 272) zum Speichern mehrerer Koeffizientensätze (Fx,y; Ax,y; Gx,y) enthält, die jeweils vorgegebene Werte der Parameter Mittenfrequenz, Amplitude und Güte definieren, und daß eine Wahlschaltung (310, 312) zur selektiven Wahl jedes gewünschten Koeffizientensatzes vorgesehen ist.

15. Signalverarbeitungsschaltung nach Anspruch 14, gekennzeichnet durch eine Schaltvorrichtung (314) zum Auswählen einer gewünschten Speicheranordnung.

16. Signalverarbeitungsschaltung nach Anspruch 14 oder 15, gekennzeichnet durch eine Anzahl digital steuerbarer analoger Bandpaßfilter, die durch die digitalen Ausgangssignale der Speicher (268, 270, 272) der Speicheranordnung hinsichtlich Mittenfrequenz, Amplitude und Bandbreite steuerbar sind.

17. Signalverarbeitungsschaltung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 oder einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch eine Rückkopplungsschaltung (12 a, 44 a, 46 a, 50 a, 52 a) zum Erzeugen von Eingangssignalen für den Koeffizientenspeicher (Fig. 9).

18. Signalverarbeitungsschaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltungsanordnung vorgesehen ist, die das Eingangssignal und das Ausgangssignal einer digitalen Transversalfilterschaltung addiert und das resultierende Signal als Eingangssignal einem funktionell als Eingangssignalspeicher arbeitenden Speicher (12 a) zuführt und ein Koeffizientenspeichereingangssignal aus dem resultierenden Signal oder dem Ausgangssignal oder einem inversen Ausgangssignal, gegebenenfalls durch Unterabtastung oder Vertauschen paralleler Bitleitungen liefert, das dem Koeffizientenspeicher (14) zur Verarbeitung mit dem Signal von dem funktionell als Eingangssignalspeicher arbeitenden Speicher (12 a) zugeführt ist.

19. Signalverarbeitungsschaltung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Koeffizientenspeichers als Koeffizientensignal mit dem Ausgangssignal vom Eingangssignalspeicher eines Transversalfilters einem Multiplizierer (44) sowie einer Summierschaltung (46, 50) zugeführt ist.

20. Verwendung der Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 16 zur Klangverbesserung von Musikinstrumenten, wobei im Koeffizientenspeicher bzw. den Koeffizientensätzen Information bezüglich hochwertiger Musikinstrumente gespeichert ist.

21. Verwendung der Signalverarbeitungsschaltung nach Anspruch 19 zum Ver- und Entschlüsseln von Informationen.