DE2238136C2

DE2238136C2 - Gesteuerter Signalprozessor für die Verarbeitung von elektrischen Signalen

Info

Publication number: DE2238136C2
Application number: DE2238136A
Authority: DE
Inventors: Murray Morton Westport Conn. Schiffmann
Original assignee: Variable Speech Control Co 94107 San Francisco Calif; Variable Speech Control Co Vsc
Current assignee: Variable Speech Control Co 94107 San Francis
Priority date: 1971-08-13
Filing date: 1972-08-03
Publication date: 1984-04-19
Also published as: GB1406831A; JPS4835703A; AR201269A1; NL7210770A; SE383934B; JPS551596B2; AU4542572A; PH9570A; NL172200C; IL40057A; BE787492A; ES405791A1; AT354126B; ATA699872A; IL40057A0; IT962099B; CS195258B2; FR2150067A5; PL95183B1; CA965014A

Description

'our tin

wobei c der genannte Faktor, f(i) die Zeitverzögerungsfunktion, welche die Schwankung der steuerbaren zeitlichen Verzögerung darstellt.

21. Signalprozessoi nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß von Hand betätigbare Steuerr, Die Erfindung bezieht sich auf einen gesteuerten Signalprozessor für die Verarbeitung von elektrischen Signalen gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des Patentanspruches 1.

Ein solcher Signalprozessor ist aus der US-PS

2« 16 71 151 bekannt. Dieser Signalprozessor dient der Signalkompression, d. h. die Signale werden in kürzerer Zeit wiedergegeben als sie aufgenommen wurden. Hierzu werden die Signale einem Eingang einer Verzögerungseinrichtung zugeführt, die aus einer kreisförmigen Signallaufstrecke und einem mechanisch längs dieser Laufstrecke bewegten Abtastkopf besteht. Die Ausbreitungsgeschwindigkeit der Signale längs der Laufstrecke ist konstant; da der Abtastkopf sich relativ zu den sich ausbreitenden Signalen bewegt, wird eine

jo Bandbreiten-Pressung oder -Ausdehnung erhalten, was dort dazu dient, das Signal über eine schmalbandige Telefonleitung zu übertragen.

Ein ähnlicher Signalprozessor ist aus der US-PS 34 80 737 bekannt, wo die zu transformierenden Signale über eine Verzögerungsleitung geschickt werden, die längs der Signalausbreitungsrichtung eine Vielzahl von Abgriffen aufweist, an denen unterschiedlich verzögerte Signale entnommen werden können. Zum Abgriff ist ein Hochgeschwindigkeitsschalter vorgesehen, der gesteuert jeweils verschiedene Abgriffe durchschaltet.

Ein ähnlicher Signalprozessor mit geschaltet abgegriffener Verzögerungseinrichtung ist auch aus der US-PS 25 45 371 bekannt.
Ein wiederum mechanischer Signalprozessor für Signalkompression und -expansion ist in der US-PS 23 52 023 beschrieben, wo ein mechanisch gedrehter Tonkopf mit mehreren Einzeltonköpfen verwendet wird. Dieser Tonkopf wird so schnell gedreht, daß die Relativgeschwindigkeit zwischen Tonkopf und Tonband bei der Wiedergabe genau der Relativgeschwindigkeit zwischen Band und nicht bewegtem Tonkopf bei der Aufnahme entspricht. Ein ähnlicher Signalprozessor ist auch in der Zeitschrift »Elektronik« Nr. 17 vom 27. April 1957, Seite 139, beschrieben.

Die DE-AS 19 40 384 beschreibt einen Vocoder-Synthesizer für die Sprachsynthese. Die gespeicherten Worte sollen schneller oder langsamer wiedergegeben werden als sie aufgezeichnet wurden. Bei einem Vocoder-Synthesizer ändert sich die Frequenz jedoch bo nicht. Nur die Änderungsgeschwindigkeiten der einzelnen Frequenzen eines Wortes werden dort behandelt. Zur Begrenzung der Änderungsgeschwindigkeiten Steilheit) der Signalkomponenten wird dort ein frequenzabhängiges Filter vorgeschlagen, das den b5 Synthesizer steuert. Eine Frequenztransformation findet somit nicht statt.

Die US-PS 34 09 736 beschäftigt sich mit der Korrektur von Phasen- und Frequenzfehlern, die

periodisch auftreten. Ks wird eine spannungsgesteuerte, variable Verzögerungsleitung verwendet, deren Steuerspannung auf den Gesamtphasenfehler einer bestimmten Anzahl vorhergehender .Synchronisationsimpulse bezogen ist.

Eine spannungsgesteuerte Verzögerungseinrichtung ist auch in der US-PS 32 02 769 beschrieben. Diese wird dort zur Veränderung der Zeitcharakteristiken von zeitvariablen, periodischen Signalen und insbesondere von Fernsehsynchronisationssignalcn verwendet. Im einzelnen werden die zeillichen Änderungen der horizontalen Synchronisationsimpulse, bezogen auf eine mittlere Zeilenabtastfrequenz, gemessen. Hieraus wird ein Fehlersignal abgeleitet, das den Synchronisationszeitfehier der entsprechenden Abtastzeile darstellt. Dieses Fehlersignal wird vor dem Beginn jeder Bildzeile durch eine zeitliche Verzögerung korrigiert, so daß der Synchronisationsfehler kompensiert wird. Hierzu wird das entsprechende Zeilensignal über die steuerbare Verzögerungsleitung geschickt, an deren Steuereingänge das genannte Fehlersignal gelegt wird. Weiter beschäftigt sich diese Durckschrift auch mit Audiosignalen. Hierbei sind auf einem Magnetband eine Tonspur und eine Referenzspur aufgeschrieben. Die Referenzspur enthält Signale konstanter Frequenz, z. B. ein kHz. Von dieser Referenzspur wird ein Fehlcrsignal abgeleitet, das ein Maß für Gleichlaufschwankungen des Tonbandantriebes ist. Dieses Fehlersignal steuert dann die Verzögerungseinrichtung, durch die das Audiosignal hindurchgeschickt wird. Es findet dann eine entsprechende Frequenztransformation statt, die die durch Gleichlaufschwankungen bedingten Frequenzfehler beseitigt. Korrekturen können dort nur in begrenztem Umfang durchgeführt werden, was durch die »Länge« der Verzögerungsleitung bedingt ist. Läuft beispielsweise das Tonband mit zu hoher Geschwindigkeit, so wird laufend mehr Information in den Eingang der Verzögerungsleitung eingegeben als im Ausgang abgenommen wird. Es wird daher nach kurzer Zeit ein »Überlauf« der Verzögerungsleitung auftreten. Somit müssen dort die Gleichlaufschwankungen im Mittelwert ausgeglichen sein, d. h. mit positiven und negativen Abweichungen um einen konstruktiv vorgegebenen Mittelwert schwanken. Eine Frequenzkorrektur bei rein statistisch auftretenden Signalen, die im wesentlichen lang andauernd in einer Richtung erfolgen soll, ist dort somit nicht möglich.

Die US-PS 30 93 796 beschäftigt sich mit einem Signalkompressor. Binäre Signale, die zeitlich komprimiert werden sollen, werden durch ein Schieberegister mit N-Stufen geschickt. Den Takieingängen des Schieberegisters wird ein Signal zugeführt, das ein Vielfaches der Frequenz ist, mit der die zu transformierenden Signale in einem Abtastschaltkreis abgetastet werden. Das Schieberegister dient somit als Verzögerungseinrichtung mit konstanter Verzögerung.

Mit der Erfindung sollen zufällig auftretende elektrische Signale, die beispielsweise analoge Darstellungen von hörbaren Tönen oder Klängen, wie z. B. menschliche Sprache oder Musik, sind, transformiert werden und ■ zwar auf eine natürliche Frequenzkomponentenverteilung, jedoch in Zeitintervallen, die sich von der originalen Zeitdauer der Signale unterscheiden. Allgemein werden solche Signalprozessoren auch als Signalkompressoren bzw. -expander bezeichnet. Diese ⁽ Kompressoren bzw. Expander arbeiten naturgemäß mit Verzögerungseinrichtungen endlicher »Länge«; dies heißt, daß nicht die gesamte Signalfolge (z. B. die Signale eines mehrstündigen Tonbandes) in der Verzögerungseinrichtung »gespeichert« werden können. Folglich arbeiten die Verzögerungseinrichtungen periodisch, indem sie (kurze) Abschnitte der gesamten < zu verarbeitenden Signalfolge in einem Zyklus verarbeiten, dann wieder auf einen Ausgangs/.ustand zurückgesetzt werden und den nächsten Abschnitt entsprechend verarbeiten. Bei dem »Zusammenfügen« der einzelnen verarbeiteten Abschnitte treten nun Probleme auf. Bei ι einer Signalkompression müssen gedanklich Unterabschnitte »herausgeschnitten« werden, wobei die dann aneinander anzufügenden Abschnitte nicht exakt zusammenpassen. Bei einer Expansion entstehen dagegen »Lücken«, die in irgendeiner Weise ausgefüllt werden müssen In beiden Fällen sind diese »Verbindungsstellen« hörbar, was sich in einem Rausch- oder Störsignal bemerkbar macht.

Aufgabe der Erfindung ist es, einen gesteuerten Signalprozessor der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 genannten Art zu schaffen, bei dem unter Verwendung einer signalgesteuerten Verzögerungseinrichtung Rausch- und Störsignale, die von der Signalverarbeitung verursacht sind, eliminiert werden.

Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Betrachtet mar. noch einmal den zu löschenden Abschnitt der Signalfolge, so kann dieser gespeichert werden und daran anschließend in der Verzögerungseinrichtung »vernichtet« werden oder er kann abgeteilt werden, so daß er nicht zum Eingangsanschluß der Verzögerungseinrichtung gelangt. Auf jeden Fall müssen dieses Signal und die durch Rücksetzen der Verzögerungseinrichtung erzeugten Übergänge gelöscht werden, wenn die veränderliche Verzögerungseinrichtung wiederholt durch das Verzögerungssignal zwischen den maximalen und minimalen Verzögerungswerten gesteuert wird. Das Rücksetzen der Verzögerungseinrichtung und das Löschen treten gleichzeitig auf, wobei zwei ursprünglich im Abstand befindliche Abschnitte der Signalfolge nahe zusammengebracht werden sollen.

Bei einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die Eingangs- und Ausgangsbandbreite für solche Sprachfrequenzen gesteuert, die für die Sinnverständlichkeit in Relation zum Kompressionsverhältnis reproduziert werden müssen, um dadurch diejenigen Frequenzen auszuschließen, die Verzerrungen und Zwischenmodulationen hervorrufen würden und zwar aufgrund unvollständiger Probeentnahmefolgen oder übermäßiger Phasenverschiebungen pro Verzögerungsstufe für die hohen Frequenzen und unvorteilhafter Ausdrängungslängen, um eine Frequenzkonvertierung für die niedrigsten Frequenzen zu erhalten.

Weiterhin sind maximale Löschintervalle vorgesehen, die durch die maximale »Länge« der Verzögerungseinrichtung bestimmt sind, die in bezug auf die Preßverhältnisgrenzen die ursprüngliche Nachricht auf einen Wert löscht, bei dem der Verlust von spürbaren Übertragungsbefehlen oder -übergängen minimal gestaltet ist. Der Informationsverlust ist somit minimal gehalten.

Weiterhin sind Maßnahmen getroffen, das Signal an einer Verbindungsstelle zweier reproduzierter Signalabschnitte zu verarbeiten, um Ablenkgeräuschkomponenten zu unterdrücken und um ebenso das Einführen von falschen Übertragungsbefehlen zu vermeiden, die die in den nachfolgenden Signalabschnitt überführte

Information abwandeln würden. Schließlich kann, wenn dies erforderlich ist, zum Unterdrücken derartiger Geräusche, der Übergang zwischen aufeinanderfolgend reproduzierten Signalabschnitten abgewandelt werden und zwar durch Übertragungsfunktion-Selektion, oder -Steuerung oder der Übergang kann einfacher gestaltet werden durch Einführen von künstlichen oder von den ursprünglichen Signalen abgeleiteten Signalabschnitten, um sich einem weichen Übergang innerhalb eines Zeitintervalles anzunähern.

Im folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen im Zusammenhang mit der Zeichnung ausführlicher erläutert. Es zeigen

Fig. l(a) bis l(h) Diagramme, die die Reproduktion einer auf einem Magnetband aufgezeichneten Nachricht wiedergeben und ebenso die Betriebsweise des Systems nach der vorliegenden Erfindung bei unterschiedlichen Preßverhältnissen;

F i g. 2(a) und 2(b) Diagramme jeweils einer Pressung und einer Ausdehnung, wobei Eingangs-Ausgangssignal-Zeitbeziehungen gezeigt sind;

Fig.3{a) eine Anzahl von Kurven,die die Beziehung verschiedener Parameter wiedergeben, die bei der Verarbeitung der Sprache bei unterschiedlichen Preßverhältnissen größer als eins auftreten;

Fig.3(b) ähnliche Beziehungen für Verhältnisse kleiner als eins (d. h. für die Ausdehnung oder Expansion);

F i g. 4(a) bis 4(f) Wellenformen, die für die Beschreibung von Verarbeitungsformen eines Übergangs zwischen benachbarten reproduzierten Sprachproben wertvoll sind;

Fig.5(a) bis 5(d) eine Anzahl von Kurven, die den aktiven Verarbeitungsvorgang des Übergangs zwischen benachbarten Proben wiedergeben;

F i g. 6(a) bis 6(e) Wellenformen, die für die Beschreibung der Anwendung der zwei Verzögerungsleitungen vorteilhaft sind, um einen Übergang zwischen benachbarten Sprachproben zu bewirken;

Fig.7 ein Blockschaltbild eines Sprach-Preß-Ausdehnsystems nach der vorliegenden Erfindung;

F i g. 8(a) bis 8(d) Wellenformen, die für die Beschreibung der Betriebsweise des Systems nach F i g. 7 vorteilhaft sind;

F i g. 9 ein Blockschaltbild eines Dual-Verzögerungsleitungssystems nach der vorliegenden Erfindung;

Fig. 10(a) bis 10(d) Wellenformen, die für die Beschreibung der Betriebsweise des Systems nach F i g. 9 entsprechend einer Pressung vorteilhaft sind;

Fig. 11(a) bis 11(d) Wellenformen, die für die Beschreibung der Betriebsweise des Systems gemäß F i g. 9 entsprechend einer Expansion oder Ausdehnung vorteilhaft sind;

Fig. 12 ein Teilblockschaltbild einer abgewandelten Ausführungsform;

Fig. 13(a) bis 13(c) Weilenformen, die für die Beschreibung der Betriebsweise der Schaltung von F i g. 12 entsprechend einer Pressung vorteilhaft sind;

Fig. 14(a) bis 14{c) Wellenformen, die für die Betriebsweise der abgewandelten Ausführungsform von Fig. 12 entsprechend einer Ausdehnung oder Expansion vorteilhaft sind;

Fig. 15 ein Teilblockschaltbild eines Binauralsystems mit Dual-Verzögerungsleitung;

Fig. 16{a) bis 16(f) Wellenformen, die für die Beschreibung der Betriebsweise des Systems gemäS F i g. 15 vorteilhaft sind;

Fig. 17 ein Teilblockschaltbild eines Sprach-Prozessors gemäß der vorliegenden Erfindung, wobei ein analoges Schieberegister als veränderliches Verzögerungselement zur Anwendung gelangt;

Fig. 18 ein Blockschaltbild, welches die Spaltausfüllung bei Signalkontinuität in einem System ähnlich demjenigen gemäß F i g. 17 veranschaulicht;

Fig. 19 eine Teildarstellung einer abgewandelten Ausführungsform nach der Erfindung, wobei die veränderliche Verzögerung durch ein r-Bit digitales

ίο Parallelschieberegister vorgesehen ist;

Fig. 20 eine weitere Ausführungsform nach der Erfindung, wobei die veränderliche Verzögerung durch ein digitales Serien-Schieberegister vorgesehen wird;
F i g. 21 eine weitere Ausführungsform unter Verwendung einer analogen Speichermatrix zum Vorsehen einer veränderlichen Verzögerung;

F i g. 22 eine weitere Ausführungsform unter Verwendung eines digitalen r-Bit Speichers mit direktem Zugriff;

Fig. 23 eine logische Schaltung einer Richtungs-Nullsignalwert-Taststeuereinheit;

F i g. 24 Wellenformen, die für die Beschreibung der Betriebsweise der Schaltung gemäß F i g. 23 vorteilhaft sind;

Fig.25 eine graphische Darstellung der Taktfrequenz und der maximalen Signalfrequenz für das System gemäß F i g. 17;

F i g. 26 ein Blockschaltbild eines Dual-Verzögerungsleitungs-Speichersystems, wobei analoge Schieberegister unter Verwendung getrennter Lese- und Schreibtaktimpulssignale zur Anwendung gelangen; und

F i g. 27(a) und (27(b) Wellenformen der Taststeuersignale für das System gemäß F i g. 3.
Der Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele geht eine Erläuterung der Parameter des Sprachsignals voraus, und zwar insbesondere hinsichtlich der Parameter, die die Sprachpressung für die Reproduktion einer gegebenen sprachlichen Nachricht in einer kürzeren Zeitperiode betreffen. Aufgrund der grundlegenden und unvermeidbaren Einschränkungen, die bei der Sprachpressung auftreten, bezieht sich die folgende Erläuterung insbesondere auf das Verfahren und das Gerät, welches beim Preßbetrieb oder in der Preßbetriebsphase zur Anwendung gelangt. Die Preßbetriebsweise im zeitlichen Bereich ergibt eine Löschung eines Teils der ursprünglichen Information, die direkt proportional zum Preßfaktor ist, der auch den Faktor darstellt, um welchen die Zeit vermindert wird, um eine gegebene Sprachfolge darzustellen. Das

so Verfahren und das Gerät lassen sich auch jedoch zum Ausdehnen verwenden, und die hierbei auftretenden Gesichtspunkte also für die Reproduktion der Signale, die eine größere zeitliche Länge besetzen oder beanspruchen als die ursprüngliche sprachliche Äußerung, sollen au späterer Stelle näher erläutert werden. Das System besitzt auch die Fähigkeit der Frequenztransformation, und zwar ohne eine entsprechende zeitliche Änderung, um ein gewünschtes Frequenzsignal zu erreichen, wie dies beim Erzeugen einer Sprache in einem Medium mit einer Ausbreitungsgeschwindigkeit anders als bei Luft der Fall ist

F i g. 1 zeigt ein spezielles System unter Verwendung einer Verzögerungsleitung, die eine maximale zeitliche Verzögerung von 6 Millisekunden für den endgültigen Abschnitt der Probe vorsieht Nimmt man an, daß das Sprachsignal, welches verarbeitet werden soll, auf Frequenzkomponenten zwischen 333 und 5000 Hertz beschränkt ist, so lassen sich bestimmte Parameter des

Playback-Systems für die Pressung definieren. Auf einem Magnetband 21 ist das Sprachsignal aufgezeichnet, wobei die niedrigste Frequenzkomponente bei 333 Hertz durch die Sinuswelle 22 herausgegriffen ist, wobei das Band an einem Abtastwandler 23 vorbeigeführt wird und auf eine Aufwickelspule 24 mit der Geschwindigkeit S aufgewickelt wird. Das von dem Wandler 23 erzeugte elektrische Signal gelangt durch einen Preß-Prozessor 25 und wird als hörbares Signal dem Lautsprecher 26 reproduziert.

Das entsprechend der Zeile (a) von F i g. 1 dargestellte System 23 — 26 erzeugt ein Aufzeichnungssignal auf dem Band 21, und zwar ohne frequenzmäßige oder zeitmäßige Änderung, wenn die Geschwindigkeit der Aufwickelspule 24 das Band am Wandler 23 mit der Aufzeichnungsgeschwir.digkeit S vorbeizieht, wobei für diese Bedingung der Prozessor 25 eine feste konstante Zeitverzögerung irgendeines Wertes einführen würde. Zeile (b) von F i g. 1, wo c= 1 ist, gibt die Reproduktion des sinusförmigen Signals mit 333 Hz ohne Änderung, mit Ausnahme der festen Phasenverzögerung (die vernachlässigt wurde), wieder.

Für die Sprachpressung wird die Bandgeschwindigkeit um einen Faktor c erhöht, und der Prozessor 25 verändert die Verzögerung linear um einen minimalen Wert bis zu einem maximalen Wert. Wie die Kurven (c), (d) und (e) von F i g. 1 zeigen, wird bei einem Preßverhältnis von c=2 für eine 6 Millisekunden endgültige Signalverzögerung, die eine 8 Millisekunden Verzögerungsleitung erforderlich macht, ein 12 Millisekünden Abschnitt der ursprünglich aufgezeichneten Welle 22 gespeichert, die nunmehr die Hälfte ausmacht und die Hälfte des Betrages des Signals freiläßt, der ursprünglich 24 Millisekunden der Aufzeichnungszeit besetzt hat. Dieser einbehaltene Abschnitt (retained portion) wird als »Packung« (»chunk«) bezeichnet und ist in Zeile (c) von F i g. 1 in schematischer Form vor dem Verarbeitungsprozeß veranschaulicht und weist Zyklen mit den Nummern 1, 2, 3 und 4 auf. Im Hinblick auf den Preßvorgang und da die maximale endgültige Signalverzögerung auf 6 Millisekunden gehalten wird entsprechend den 8 Millisekunden in der Verzögerungsleitung am Ende der Probe, wird ein 6 Millisekunden-Abschnitt der ursprünglichen Information, die 12 Millisekunden bei der Aufzeichnungsgeschwindigkeit darstellen, gelöscht, und dieser Abschnitt ist in Zeile (c) mit »Löschung« (discard«) bezeichnet. Dieser Löschabschnitt enthält die Zyklen 5, 6, 7 und 8 der ursprünglichen Welle 22 und er stellt den Spalt in dem Informationsgehalt zwischen aufeinanderfolgenden so »Packungen« dar, die als hörbare Signale reproduziert werden. Diese hörbare Ausgangsgröße ist in Zeile (d)

Tabelle I Typische Parameter für Sprachpresser

dargestellt wobei die Pressung als ein Bandstück 31 herausgegriffen ist, welches mit einer Geschwindigkeit 25 abgespielt wurde, und wobei diese Pressung die Zyklen 1 —4 enthält, die nach der Verarbeitung effektiv in ein Bandstück 32 gestreckt werden, welches die ursprünglichen 12 Millisekunden der Aufzeichnungszeit belegt und die Zyklen 1 — 4 mit deren ursprünglicher Aufzeichnungsfreqnenz enthält. Bei Zeile (d) sei J.rauf hingewiesen, daß der als nächstes reproduzierte .'V-Jus die Zyklusnummer 9 der ursprünglichen Wellenform ist. nachdem die Zyklen 5 bis 8 gelöscht wurden. Die Darstellung in Zeile (d) eines weichen Übergangs zwischen dem Ende des Zyklus 4 und dem Start des Zyklus 9 soll nicht als Kennzeichen für reale Signalbedingungen betrachtet werden, was aus einer Betrachtung eines tatsächlichen Signals in Gegenüberstellung der in F i g. 1 idealisiert dargestellten Signale hervorgehen würde.

Die Zeilen (f). (g) und (h) von F i g. 1 veranschaulichen die Situation, die vorherrschend ist. wenn das Preßverhältnis gleich 5 beträgt, wobei dann die Bandgeschwindigkeit am Wandler 23 vorbei das 5fache der Aufzeichnungsgeschwindigkeit 5 beträgt. Bei einer endgültigen Signalverzögerung von maximal 6 Millisekunden ergibt dieses Preßverhältnis eine Bündclungslänge von 1.5 Millisekunden, wobei 2'/: Zyklen der 333-Hz-Welle 25 von Zeile (a) enthalten sind und erneut ein Löschintervall von 6 Millisekunden gleich der endgültigen Signalverzögerung, die einer Verzögerungsleitungslänge von 10 Millisekunden am Ende Probe entspricht. Der Informaiionsspalt ist jedoch auf den Punkt angewachsen, bei dem die letzte Hälfte der Zyklusnummer 3 und die erste Hälfte der Zyklusnummer 13 und alle dazwischenliegenden Informationen in der ursprünglich aufgezeichneten Weile in dem Löschabschnitt verlorengingen, und dieser Spalt stellt in der Nachricht 30 Millisekunden der ursprünglich aufgezeichneten sprachlichen Äußerung dar.

Die Beziehungen unter den Parametern eines Sprachpreßsystems und diejenigen, die für den Informationsgehalt der kodierten Sprache verantwortlich sind, stehen derart in einer Wechselbeziehung, daß sich optimale Bedingungen angeben lassen und sie setzen der Betriebsweise der Systeme nach der Erfindung für einen gegebenen Verständlichkeitsfaktor äußere Grenzen. Diese Parameter können hinsichtlich eines bestimmten Systems für verschiedene Preßverhältnisse überprüft werden, und für diesen Zweck sollen die Systemparameter für ein System in der folgenden Tabelle angegeben werden, wobei eine Verzögerungsleitung mit einer maximalen endgültigen Signalverzögerung Δ T_ma» von ö Millisekunden verweiidei wird.

Comp.
Verhältnis

Leitungs- Drängung/Lösch-Verhältnis Probe

länge (Playback (Aufzeich- Periode

»C« Zeit) nungszeit)

d-T_om T„/AT_max T_am/cAT_max T

(ms) (ms) (ms)

Wiederhol folge	Zyklen Probe
l/T MP	v/m» ⁼
33,3	10
55,6	6
83,3	4
111	3
125	2 2/
133	2 1/

Hz)

2/9

2/5

2/3

6/5

4/3

6 2/3

7 1/5
8

9 3/5
10

24/6	30/7,5	30
12/6	18/9	18
6/6	12/12	12
3/6	9/18	9
2/6	8/24	8
1,5/6	7,5/30	7

1/2

Die Basis für die Frequenz-Zeittransformation, die bei der vorliegenden Erfindung angewandt wird, kann wie folgt abgeleitet werden. Es sei eine Sinuswelle V= £ sin a>t betrachtet, die mit einem Bandaufzeichnungsgerät aufgezeichnet wurde. Wenn das Band rückgespielt wird, und zwar mit c-mal der ursprünglichen Aufzeichnungsgeschwindigkeit, so erhält man

V= E sin cwf. (1)

wobei c als Preßverhältnis bezeichnet wird. Wenn c> 1, so wird die Zeit für irgendeine gegebene Sprachpassage gepreßt, und wenn c< 1. wird die Zeit um den Faktor e gedehnt, wobei e= Mc.

Wenn dann das Signal auf eine Verzögerungsleitung gegeben wird, bei der die Verzögerung linear mit der Zeit mit einer Geschwindigkeit d zunimmt, so daß die mittlere Verzögerung des Signals c' wird, die die Verzögerung darstellt, die jeder Punkt auf der Wellenform erfährt, wenn diese durch die Leitung gelangt, dann wird das Signal von (1) zu

Linie IV von c'T_m, dem
erforderlichen Betrag.
Damit wird

für die Wiederspeicherung

dT,„

+ dT_ou!

-D T_1n = ^-

10

15

d = c-1
c + 1

Unter Verwendung allgemeinerer Ausdrücke kann die erneute Speicherung durch kumulative Verzögerung eines Eingangssignals t,„ um einen Betrag

20

/(O

'nut 'ι

dt = C¹I_1n = (c-l)r,„

(5)

V=Es\n(c — c')u>t.

(2)

Das ursprüngliche Signal wird wieder^r^Deichert, wenn die Verzögerung gleich

25 erreicht werden.

Für eine linear veränderliche Verzögerungsleitung, mit einer Verzögerungsgeschwindigkeit d,f(t) = d ■ t ergibt sich:

c't =

so daß

(3)

(4) c'7;_n = ic-1)7;. =

T —Τ

'out 'ir,

■tdt

(6)

30

d =

Somit gilt für

ά. h. der mittleren Verzögerungsgeschwindigkeit der Leitung, die als eine Hälfte der Summe aus dem endgültigen und dem anfänglichen Verzögerungswert

der Verzögerungsleitung erhalten werden kann, die _

dann, wenn sie mit der Zeit t multipliziert wird, die ^c ''" ~ ~

gesamte Verzögerung c't ergibt.

F i g. 2(a) zeigt ein Diagramm für eine gegebene 40 Damit wird Signalprobe der Signalausgangszeit t_:,_us gegenüber der entsprechenden Eingangszeit r_e,„. Die Linie I mit einer Steigung von 4 stellt ein Signal dar mit dem vierfachen der ursprünglichen Frequenz oder Darstellungsgeschwindigkeit und mit ¹A der Periodizität, während eine Linie II mit einer Steigung von eins das resultierende gespeicherte oder unveränderte Signal darstellt Um ein derartiges Signal (dargestellt durch die Linie I mit der Steigung c=4) in ein Signal entsprechend der Linie II mit einer Steigung von eins zu konvertieren, und zwar mit einer entsprechenden Frequenzabnahme, ist es erforderlich, das Eingangssignal ci„„ urn einen Betrag c't (oder (c— \)t) zunehmend zu verzögern, wie dies durch die Linie III gezeigt ist Ein Signaldrängungsabschnitt Ti_n weist eine Ordinate auf, die die Linie III bei dem Ordinatenwert c%„ schneidet, und wenn dieser Wert zu dem Zeitabszissenwert T,„ am Punkt cT_m auf der Linie I addiert wird, wird das Signal auf T_OUt auf der Linie II verzögert Die Verzögerung dt, welche durch die Verzögerungsleitung eingeführt wird, ist durch die Linie IV dargestellt Eine derartige Verzögerungsleitung hat die Wirkung, das momentane Signal V, um einen linear zunehmenden Betrag d ■ t, für den Intervall von t,„ bis tout zu verzögern, wie dies durch die Linie IV gezeigt ist Demnach, betrachtet man den Fall am Signalende zum Zeitpunkt t=T, so führt die Hälfte der Summe der Anfangsverzögerung dT,„ und die endgültige Verzögerung dTom zu einem mittleren Verzögerungswert auf der 2 T_oa-T,_{n Ta} 2 (C-1)7;. '
woraus man (4) erhält
d

(c+1)7;..

In F i g. 2(b) sind die entsprechenden Beziehungen für eine Sigr.alausdehnung gezeigt Die Linie I_c mit einer Steigung von ¹A stellt ein Signal von ¹A der ursprünglichen Frequenz oder Darstellungsgeschwindigkeit dar. Um ein derartiges Signal in ein Signal entsprechend der Linie II mit einer Steigung von eins zu konvertieren, und zwar bei einer entsprechenden Frequenzzunahme, ist es erforderlich, das Eingangssignal Ci_1n abnehmend zu verzögern

und zwar um einen Betrag

von einer anfänglichen Verzögerung von C¹T₀₁₁, aus. Dieser Verzögerungsbetrag c't' schiebt das Signal an jeder Stelle auf df! entsprechenden ursprünglichen Wert auf der Linie II. Die durch die Verzögerungsleitung eingeführte Verzögerung dt'xsl durch die Linie IV_C gezeigt. Eine derartige Verzögerungsleitung hat die Wirkung, das momentane Signal um einen linear abnehmenden Betrag d ■ t' für den Intervall von f;„ bis tau, zu verzögern, wie dies durch die Linie IV_e gezeigt ist. Betrachtet man somit den Fall des anfänglichen Signals zum Zeitpunkt r=0, so führt die Hälfte der Summe der Anfangsverzögerung —d- T;„ und die endgültige Verzögerung — dT_uu,z\i einem mittleren Verzögerungswert auf der Linie IV_f von —c'Tin.
Damit wird

c'T,s =

\-e

rf= 2

\+e

Der Prozeß einer linear zunehmenden zeitlichen Verzögerung kann nicht unbegrenzt fortgeführt werden, und daher muß von Zeit zu Zeit die Verzögerungsleitung auf ihre ursprüngliche »Länge« zurückgeführt werden. Wenn dieser Prozeß in periodischen Intervallen wiederholt wi^d, vorausgesetzt der Intervall ist langer als die Periode der niedrigsten Frequenzkomponente des Signals, so werden Drängungsabschnitte des ursprünglichen Signals mit der Winkelfrcquenz (c-c')o) rückgespielt, und der Rest wird gelöscht. Wenn (3) befriedigt ist, so arbeitet das System als ob Abschnitte aus dem ursprünglichen Band herausgeschnitten worden wären und dann wieder zusammengeklebt worden wären und dann mit normaler Geschwindigkeit abgespielt wurden. Die Abschnitte des Signals werden auf richtiger Frequenz gehört, die Information wird jedoch in einer kürzeren Zeit (wenn öl) übertragen. Die Sprache wurde auf 1/c ihrer ursprünglichen Länge gepreßt.

Die Werte von Tabelle I sind in F i g. 3(a) aufgetragen. Für irgendein gegebenes Preßverhältnis ist die Probeentnahmezeit durch die Kurve T,„„ gegeben, und die Drängungslänge wird durch die Kurve T,„ wiedergegeben. Der Unterschied zwischen diesen zwei Kurven stellt die Auslöschung oder den Auslöschungsabschnitt dar, der gleich der endgültigen Verzögerung des Signals am Ende der Probeentnahmeperiode (6 Millisekunden in dem Beispiel gemäß F i g. 3(a)) ist. Wählt man einen Wert auf der Kurve bei irgendeinem Preßverhältnis, wie z. B. bei c= 5 in F i g. 3(a), so erhält man die Drängungsund Auslöschzeiten für das Band, welches mit c-tnal der Aufzeichnungsgeschwindigkeit läuft und orientiert man diese Werte auf die Zeitachse, so erhält man die tatsächliche ursprüngliche Aufzeichnungszeit für die jeweiligen Drängungs- und Auslöschabschnitte. Für den Fall c= 5 ist der Drängungsabschnitt 1,5 Millisekunden lang, und der Löschabschnitt ist b Millisekunden lang, was jeweils 7,5 Millisekunden der aufgezeichneten und reproduzierten Information und 30 Millisekunden der ausgelöschten Information ausmacht. Dieser letztere Wert wird durch die Größe cT_mj< dargestellt, die ebenso in F i g. 3(a) aufgetragen ist.

Für ein Sprachsignal, in welchem die niedrigste Frequenz von 333 Hz eine Periode von 3 Millisekunden hat, enthält eine Bdndelungs- oder Drängungslänge von 1,5 Millisekunden bei C=5, was 7,5 Millisekunden der Aufzeichnungszeit entspricht, 2,5 Zyklen des 333-Hz-Signals. Für irgendwelche höherliegenden Frequenzkomponenten in dem Sprachsignal sind dann mehr Zyklen in dem 1,5 Millisekunden-Drängungsabschnitt enthalten. Die Länge des Drängungsabschnittes sollte die Periode der niedrigsten Frequenz überschreiten (d.h. sollte

to wenigstens einen vollen Zyklus enthalten), sonst läßt sich keine zufriedenstellende Pressung erzielen. Wie in Fig. 3(a) unten auf der Zeitachse bei 3 Millisekunden angezeigt ist, führt das 333-Hz-Signal, wenn es entsprechend Probeentnahmeperioden gepreßt wird, die sich 3 Millisekunden nähern, wobei die Proben entsprechend wieder angeordnet werden, zu einer gepreßten Ausgangsgroße geringer Qualität, da die Probeentnahme eine unterbrechende Unregelmäßigkeit für nahezu jeden Zyklus des verarbeitenden 333-Hz-Signals bewirkt. Probeentnahmeperioden kleiner als 3 Millisekunden ermöglichen nicht die Vervollständigung irgendeines Zyklus, so daß die resultierende wieder erstellte Ausgangsgröße nicht nur die erwähnten Unterbrechungen enthalten würde, sondern auch beginnen würde, eine grundlegende Änderung in seiner Frequenzeigenschaft in Form von Wellenformpressung durch Abschneiden aufweisen würde und falsche Frequenzen erzeugt werder würden. Da dieser Zustand eine reale Bedingung für eine Sprachwelle aufgrund der Komplexheit der Wellenformen darstellt, so ist es doch vorhanden, und Probeentnahmenperioden kleiner als die Periode der niedrigsten Frequenzwelle in dem Sprachsignal führen nicht zur geeigneten Pressung.

Probeentnahmeperioden größer als die Periode der niedrigsten Frequenzwelle führen zu einer Pressung, und es besteht in der Zone, in der die Probeentnahmeperiode nur geringfügig größer als die Periode der niedrigsten Frequenzwelle ist, ein Unterbrechungsintcrvall, wie dies auf der Zeilachse zwischen 3 Millisekunden und 6 Millisekunden in Fig. 3(a) angezeigt ist. Das Ergebnis, welches man innerhalb dieser Unterbrechungsperiode erhält, besteht aus einer verzerrten ausgedehnten Welle, wobei der Trennungseffekt zwischen den Proben sehr schwerwiegend wird, wenn der Einzelzykluspunkt erreicht wird, und dieser Effekt vermindert sich, wenn die Anzah! der Zyklen in der Probe zunimmt. Für die Praxis sind zwei und ein halber Zyklus pro Probe als wünschenswerte Grenze in Fig. 3(a) angegeben, jedoch gilt allgemein, daß, je größer die Anzahl der Zyklen in einer Probe ist, desto geringer der Störfaktor ist.

Um die extremen Verzerrungen, die durch Wellenlängen mit einer größeren Wellenlänge als die Probeentnahmeperiode erzeugt werden, zu vermeiden, sollten diese niedrigen Frequenzen ausgefiltert werden, bevor das Sprachsignal in die Verzögerungsleitung eintritt, da sonst diese getrennten und stark verzerrten Weller durch die Leitung wandern und eine Intermodulatior mit dem Nutzsignal auftritt und die Qualität des System; stark herabsetzen kann.

Für niedrigere Werte des Preßverhältnisses als c-i und bei AT,„^ = b Millisekunden nimmt die Drängungs länge zu, mit dem Ergebnis, daß die tatsächliche Probeentnahine/.eit auf über 7,5 Millisekunden an

t>5 wächst und daher mehr als die minimale Zahl der Zykler für die niedrigste Frequen7komponcnte in den Drängungsabschnitt vorhanden ist. Nach Belieben eic: Verwenders kann die Leitung über weniger als f

Millisekunden angezeigter Verzögerung für AT_max betrieben werden, um die Größe des Löschabschnittes zu reduzieren.

Betrachtet man den "-öschabschnitt der Probe als konstant 6 Millisekunden lang, und zwar bei dem Preßverhältnis beim . Zurückspielen (playback), so beträgt der tatsächliche Informationsverslust gleich dem Preßverhältnis mal 6 Millisekunden, so daß bei C= 5 die tatsächlich ausgelöschte Information für jede Probe gleich 30 Millisekunden der Aufzeichnungszeit beträgt Wie aus der Zeitachse der F i g. 2 hervorgeht, ist dies der Intervall von 7,5 Millisekunden bis 37,5 Millisekunden, und es muß die Beziehung dieses Verlustes der Information mit der Verständlichkeit des reproduzierten Sprachsignals geprüft werden.

Allgemein stellt die menschliche Sprache einen äußerst komplexen Kode von der relativ begrenzten Anzahl von Klängen, die Phonems (phonemes) genannt werden, die im Zusammenhang mit verschiedenen Attributen des sprachlichen Kodes, wie den abgestimmten — nicht abgestimmten Komponenten, Tonhöhe (pitch), Formantfrequenzen und dem Kontinuum des Klangbildes, welches durch die Klangenergie (und das Fehlen derselben) dargestellt wird, und die durch alle wesentlichen Übergänge zwischen den zeitweilig auftretenden Komponenten desselben, zusammengefaßt, einen akustischen Strom von unendlicher Vielfältigkeit und Vielseitigkeit darstellen. Die Fähigkeit des menschlichen Ohrs, diese akustische Nachricht zu empfangen, und das Ohr-Gehirn-System zur Dekodierung dieser Nachricht ist in der Gesamtheit noch nicht erforscht, da es den Anschein hat, daß die umfassende Informationsfolge bei weitem die reine akustische Ansprechcharakteristik des Ohres als Empfänger überschreitet.

Glücklicherweise ist die Fähigkeit des Ohr-Gehirn-Systems, die Nachricht zusammenzufassen, die durch menschliche Sprachsignale übertragen werden, ausreichend gut, damit große Abschnitte des trtsächlichen akustischen Stromes verlorengehen können oder ausgelöscht werden können, und zwar ohne merklichen Verlust in der Wahrnehmung oder Erkennung und der Zusammenfassung des Nachrichteninformationsgehaltes des akustischen Signals. Da das Verständnis des Nachrichtengehaltes sehr viel schneller abnimmt als das Erkennen oder Erfassen individueller Worte, wenn die Nachricht dem Hörer mit erhöhter Geschwindigkeit angeboten wird, kann das Problem, welches mit der At.slöschung eines Abschnittes des Signalstromes verbunden ist, zugrunsten der Auffassung oder des Verständnisses gelöst werden und kann bis zu dem Punkt gehen, bei dem die Verständlichkeit individueller Worte aufhört. Dieser letztere Punkt ist erreicht, wenn der Verlust oder die Änderung der Übergänge oder andere Übertragungsbefehle (cues), die die Verbindung zwischen einem Konsonantenlaut und einem Selbstlaut effektiv aus der Auslöschung eines großen Teiles oder des/der gesamten Übertragungsbefehls/-befehle resultiert, so daß also der ersichtliche Informationsinhalt von benachbarten und verketteten Drängungsabschnitten geändert wird. Selbst bevor der Punkt des absoluten Verständlichkeitsverlustes erreicht ist, tritt bereits die Toleranzgrenze auf, die der Unannehmlichkeit bei dauerndem Hören entspricht, und zwar aufgrund der unnatürlichen Laute und aufgrund der Ermüdung, die bei der intensiven Konzentration eintritt, um die Information beim Vorhandensein übermäßiger zeitlicher Lücken oder Abkappungen zu erfassen.

Zum Zwecke der Sprachpressung kann der Verlust der Verständlichkeit den Löschabschnitten der Nachricht zugeordnet werden, die bedeutende Obertragungsbeiehle oder Phonems enthält, welche Komponenten sich längenmäßig ändern, wobei die kürzeste bei cirka 10 Millisekunden bis 20 Millisekunden Länge liegt Diese kurzen Überiragungsbefehle dominieren in der Sprache nicht, sondern sie treten - mit ausreichender Regelmäßigkeit auf, so daß deren systematischer

ίο Verlust unerwünscht wird und damit eine wünschenswerte obere Grenze für die Löschperiode 30 Millisekunden und bevorzugt näher zu 15 Millisekunden bitragen sollte. Für diese festgelegte Grenze für die Verständlichkeit der reproduzierten Silben und Worte kann die Geschwindigkeit, eine gegebene Nachricht darzustellen, für irgendeinen gegebenen Hörer bis zur Begriffs- oder Erfassungsgrenze erhöht werden und auf den Schwierigkeitsgrad des Gegenstandes erhöht werden, wobei der Begrenzung oder Einschränkung wenig Beachtung geschenkt zu werden braucht, die durch Verlust oder Verzerrung des Wortinhaltes oder das Erzeugen

falscher Übertragungsbefehle der verketteten Nachrichtendrängungsabschnitte gesetzt wird.

Fig.3(a) zeigt das Aufzeichnungszeit-Löschverhältnis zu dem Preßverhältnis als lineare Funktion cAT_mil>, wobei der Bereich von 18 Millisekunden bis 30 Millisekunden den Unsicherheitslöschbereich angibt. So enthält der 6 Miilisekunden-Löschabschnitt bei C= 5 den tatsächlichen Aufzeichnungszeitintervall vom Zeitpunkt r = 7,5 bis t=37,5, der sich der oberen Grenze nähert, die für eine Löschung erlaubt ist, ohne eines übermäßig großen Verlustes der Verständlichkeit, wie dies erforderlich ist, um nicht wesentlich zum Verlust der Begreiflichkeit der empfangenen Nachricht beizutragen. Kleinere Werte von c ergeben eine tatsächliche kürzere Löschzeit und damit wird die Verständlichkeit insbesondere für solche Übertragungsbefehle verbessert, die am unteren Ende der Zeitskala gelegen sind, d. h. in der Nachbarschaft von 10 Millisekunden.

Während die Tabelle I und Fig. 3(a) Parameter für ein typisches Sprachpreß-System darstellen, und zwar mit einer endgültigen Signalverzögerung von 6 Millisekunden, und die Betriebsgrenzen innerhalb enger Grenzen definieren, sei hervorgehoben, daß die

«5 angesprochenen Prizipien auch für eine Verwendung über einen weiten Betriebsbereich angepaßt werden können. So stellt die Änderung des tatsächlichen Frequenzbandes des Sprachsignales und die maximale Länge der Verzögerungsleitung wichtige Auslegungsfaktoren dar, welche die Auswahl des Drängungs-zu-Lösch-Verhältnisses und der Probeentnahmeperiode für einen gegebenen Bereich des Preßverhältnisses c beeinflussen. Andererseits hat der tatsächliche Frequenzbereich des Signals einen bedeutenden Einfluß auf die Auslegung der Verzögerungsleitung, die dem Frequenzspektrum, welches in dem Signal vorhanden ist, angepaßt sein muß, und zwar hinsichtlich quantitativer und qualitativer Faktoren wie der Sprachtonhöhe (voice pitch), dem Vorhandensein aller oder nur einiger der Formantfrequenzen für eine individuelle Sprache und hinsichtlich der Breite des Signalspektrums, über welches lineare Phasen-Frequenzeigenschaften erhalten werden müssen. Das endgültige verwendete System wird jedoch Wünsche des Konstrukteurs hinsichtlich

*>5 der angesprochenen Faktoren innerhalb der hier definierten breiten Grenzen verkörpern.

F i g. 3(b) ist eine Auftragung entsprechender Beziehungen für die Signaldehnung, wobei der anfängliche

Spal», der Ausgangsdrängungsabschnitt und die maximale Schwankung oder Änderung der Verzögerungsleitungslänge bei einem Ausdehnungsverhältnis e für einen gegebenen Eingangsprobeentnahmeintervall T_m gezeigt ist Der Ausgangsspalt tritt beim Start jeder Probeentnahmeperiode auf, und danach tritt bei einem Abgleich der Probeentnahmeperiode der frequenzmäßige, zeitlich ausgedehnte Ausgangsdrängungsabschnitt auf. Die maximale erforderliche Verzögerung dT_in ist ebenso als Funktion des Ausdehnungsverhälnisses e gezeigt.

Ein Merkmal des Sprach-Preß-Systems, welches in Verbindung mit F i g. 1 beschrieben wurde, wurde nicht behandelt, und zwar die hörbare Ausgangsgröße des Wandlers 26, wenn die verarbeitende Einheit 25 mit veränderlicher Verzögerung von der maximalen auf die minimale Verzögerung am Ende der Probeentnahmeperiode geschaltet wird. Kurz vor dem Schaltvorgang wird die Verzögerungsleitung mit dem Sprachsignal belastet, welches ausgelöscht werden soll, und wenn die Leitung momentan auf eine Verzögerung von Null geschaltet wird, wird die gesamte Information oder Informationen, wenn nicht beseitigt oder vorher ausgelöscht, in hoch gedrängter oder kondensierter Form im Ausgangssignal enthalten sein. Für die Praxis, bei Verwendung einer herkömmlichen Verzögerungsleitung unter Verwendung von R- und L- oder C-Komponenten wird ein Zeitintervall erforderlich, um die Leitung von der maximalen auf die minimale Verzögerung zu schalten, und man hat festgestellt, daß selbst, wenn die Leitung keine Signalinformation enthält, dieser Schaltvorgang einer Leitung eine merkliche minimale Zeitkonstante aufweist, die dieser zugeordnet ist, wodurch ein hörbarer Störübergang in dem Ausgangssignal erzeugt wird, wobei die Folgefrequenz oder Wiederholfrequenz dieses Überganges das Reziproke der Probeentnahmeperiode ist. Aufgrund der durch die Parameter des Systems vorgegebenen Grenzen oder Einschränkungen, wie dies an früherer Stelle beschrieben wurde, befindet sich die Schaltfrequenz und die Spektralkomponenten des Übergangs selbst immer innerhalb des Hörbereiches, und sie tritt daher als äußerst unerwünschte Iniermodulationskomponente in der Audioausgangsgrößc der Vorrichtung ?uf. Im folgenden wird eine Anzahl von Geräten für die Unterdrückung des Übergangs vorgeschlagen und ebenso Nachrichtenspalt-Überbrückungsanordnungen, um die unerwünschten Geräuscheffekte minimal zu gestalten. Bei ausführlicheren Systemen wird durch Substitution der Pseudo- oder realen Nachrichtenkomponenten weiterhin der Übergang von einer Probe zur nächsten verbessert und kann in geeigneter Weise einen Abschnitt ausfüllen, der beim Preßvorgang gelöscht wird.

Gemäß Fig. 4 wird ein Abschnitt der 333-Hz- Welle am Übergangspunkt, dargestellt in Fig. 1(d), reproduziert, wobei der Zyklus 4 und der Zyklus 9 der ursprünglich aufgezeichneten 333-Hz-Welle als weiche, nicht unterbrochene Sinuswelle gezeigt sind. Die Verbindung zwischen dem Ende des Zyklus 4 und dem Anfang des Zyklus 9 am Punkt 41, obwohl diese als durchgehender oder gleichförmiger Abschnitt der Sinuswelle gezeigt ist, ist in Wirklichkeit, wie bereits erwähnt wurde, meistens nie so bezogen bei der nicht-selektiven periodischen Probeentnahme unabhängiger komplexer Wellenformen, so daß anstelle eines weichen Übergangspunktes 41 eine Trennung zwischen dem Ende des einen Bündelungsabschnittes und dem Anfang des nächxten Bündelungsabschnittes bei aufeinanderfolgenden Proben erwartet werden muß. Diese Trennung kann zweifellos ohne Verlust der Verständlichkeit angepaßt werden, wenn der Übergang durch das Schalten der Leitung (entweder belastet oder unbelastet) nicht genau zu diesem Zeitpunkt behandelt werden muß. Da dieser Übergang für eine äußerst ärgerliche hörbare Ausgangsgröße des Systems verantwortlich ist, muß er beseitigt werden, und für diesen Zweck wird ein Tastsignal, wie in F i g. 4(b) angezeigt ist, symmetrisch hinsichtlich des Übergangspunktes 41

ίο angelegt, um das in Fig.4(c) erzeugte Ausgangssignal zu erzeugen. Indern man die Tastung ausreichend lang gestaltet, um den Übergang, der sich aus dem Schalten der Leitung ergibt, zu umfassen, wird das hörbare Geräusch, welches so erzeugt wurde, eliminiert. Die durch dieses Hilfsmittel erreichte Verbesserung, obwohl bedeutend, ist nicht ideal, da das Einführen des Tastsignals in den hörbaren Bereich selbst hörbar ist, und zwar als sich wiederholender Trennungsspalt, der zu einer Intermodulation mit dem Audiosignal führt.

Dieser Effekt kann dadurch reduziert werden, indem man ein Ausgangsfilter verwendet, welches für die spezielle Folgefrequenz und Tastbreite ausgelegt ist, um den plötzlichen Übergang zu glätten, der in Fig.4(c) gezeigt ist, wobei das Ansprechen dieser Ausgangsgröße in F i g. 4(d) angezeigt ist.

Es ist noch eine weitere Verbesserung unter Verwendung eines Tastsignals in Form eines Verstärkungsregelungssignals möglich und ebenso durch Zuspitzen der »Aus«- und vielleicht der »Ein«-Übergänge des Gatters, so daß ein allmählicher Übergang der Audioausgangsgröße von »aus« nach »ein« erreicht wird und daraus ein relativ weicher oder glatter Übergang resultiert, wie in Fig.4(f) angezeigt ist. Ziel ist es, den Spalteffekt minimal zu gestalten, der in sich selbst eine Audiocharakteristik aufweist und wie ein Übertragungsbefehl (cue) wirken kann. Durch Verjüngen oder Zuspitzen der Abfallflanke der Tastung wird dies stark unterstützt, während jedoch ein vorausgegriffener Start (oder relative Verzögerung des Sprachsignals) zu bevorzugen ist, und zwar für einen allmählichen Einsatz (gradual onsit) für die Vorderflankc. Mii diesen relativ einfachen Maßnahmen läßt sich ein weicher Übergang zwischen benachbarten Drängungsabschnitten erzielen, die voneinander getrennt durch den Betrieb gemäß dem Preß-Löschprozeß aneinandergereiht werden, und zwar in einem Ausmaß, daß das Gerät für viele Anwendungsfälle zufriedenstellend ist.

Unter Hinweis auf F i g. 5 sollen die aulwendigeren

so Anordnungen für die Überbrückung des Spaltes zwischen den Proben beschrieben werden. Fig. 5(a) zeigt einen Trennungsübergang, welcher der zu erwartenden Norm entspricht, und dieser stellt eine scharfe Unregelmäßigkeit in dem Nachrichtensignal dar, und diesem Übergang ist der Geräuschübergang überlagert, der vom Schalten der Leitung entsteht, wie an früherer Stelle beschrieben wurde. Durch Einführen eines Tastsignals gemäß Fig. 5(b) mit ausreichender Breite, um also den Leitungsschaltiibergang zu überdek-

Wi ken oder zu umfassen, und durch Anordnung des Tastsignals derart, daß es mit einem Nullwert koinzidiert und in der gleichen Änderungsrichtung für die benachbarten Signale verläuft, die verarbeitet werden, läßt sich ein Nullwert-Tastübergang erreichen.

n") wie in Fig. 5(c) gezeigt ist. Dieser Übergang, der frei von Leitungs-Schaltgeräusch ist und im wesentlichen einen bestehenden Nullamplituden-Signalwert während des Intervalls des Tastsignals fortsetzt, führt zu einer

geringen oder gar keinen Störung für den Durchschnittshörer, wie festgestellt wurde.

Aufgrund der Natur des menschlichen Hörvorganges, insbesondere aufgrund der Fähigkeit des Ohres, die Nachricht zusammenzusetzen, auf die es sich konzentriert, und zwar selbst beim Vorhandensein von Geräusch, kann es in bestimmten Fällen oder bei bestimmten Umständen vorteilhaft sein, eine Pseudo- oder reelle Nachrichtenkomponente in den Nullwertinterval! einzuführen, wie in Fig.5{c) gezeigt ist. Für diesen Zweck kann ein geeignet ausgewähltes Geräusch oder Signalkomponenten mit nahezu der gleichen Amplitude und Frequenz dort eingeführt oder eingeschoben werden, wo sich sonst ein Spaltintervall in dem Nachrichtenstrom befindet, und diese Anordnung nach der Erfindung ist in F i g. 5(d) veranschaulicht Dort, wo der Spalt mit Geräuschkomponenten gefüllt werden soll, kann eine geeignete Quelle und symmetrisches Schalten vorgesehen werden, um das Ceräusch aus der Quelle in den Signalkanal einzuführen, und zwar unmittelbar während des Tastintervalls.

F i g. 6 stellt eine bevorzugte Form der Spaltausfüllung dar, wobei zwei durch ein Signal gesteuerte Verzögerungsleitungen verwendet werden. Das Sprachsignal wird beiden Verzögerungsleitungen entsprechend dem mit A bezeichneten Kanal und dem mit B bezeichneten Kanal jeweils in den F i g. 6(a) und 6(b) zugeführt, und diese zwei Leitungen werden signalmäßig gesteuert, um symmetrische komplementäre Verstärkungseigenschaften und sich überlappende veränderliche Verzögerungseigenschaften zu erreichen, wie in den Fig.6{c) und 6(d) gezeigt ist. Hier sind die die Verzögerung steuernden Signale, wie in Fig.6(d) gezeigt, in der Phase so angeordnet, daß sie wenigstens einen Betrag überlappen, der dem Übergangsabschnitt der Verstärkungssteuerungseigenschaften gemäß Fig. 6(c) entspricht. Die Ausgangsgrößen ,beider Verzögerungskanäle A und B werden verbunden, um die kombinierte Ausgangsgröße zu erzeugen, die in Fig. 6(e) gezeigt ist.

Allgemein beträgt die Länge der Verzögerungsleitungen, die für die Kanäle A und ß in Fig.6 verwendet werden, eine volle Verzögerungsleitungslänge und eine relativ kürzere Verzögerungsleitungslänge, um das Signal zu speichern, welches für Spaltausfüllzwecke verwendet wird. Durch diese Anordnung werden die Kosten für das Gerät reduziert, welche durch die vielen Verzögerungsleitungsabschnitte bedingt werden, die erforderlich sind, um die erforderliche maximale Verzögerungslänge für die Anforderungen des Systems zu erhalten. Andererseits können für Systeme, wo die Kostenfrage nicht primär ist, zwei gleiche veränderliche Verzögerungsleitungen mit voller Längs eingesetzt werden, und deren Steuersignale können abwechselnd zugeführt werden, so daß der eine Signalkanal zuerst verwendet wird und dann die andere Verzögerungsleitung, wodurch eine volle Signalperiode zur Verfügung steht, um die inaktive Verzögerungsleitung zurück auf minimale Verzögerung zu schalten, und zwar vor ihrer Verwendung für eine erneute Signalübertragung. Für derartige symmetrische Verzögerungsleitungen kann es noch vorteilhaft sein, eine Überlappung während des Übergangs vorzusehen, wie dies in F i g. 6(d) angezeigt ist, wobei geeignete Verstärkungsregelungssignale zugeführt werden, wie in F i g. 6(c) gezeigt ist.

Es soll nun auf F i g. 7 eingegangen werden und ein grundlegendes Sprach-Preß-Ausdehnsystem mit dem in Rede stehenden gesteuerten Signalprozessor beschrieben werden. Dieses System enthält eint: Playback-Vorrichtung 51 mit veränderlicher Geschwindigkeit, die aus einem Bandtransport mit einem von Hand wählbaren Geschwindigkeitssteuereingang 52 besteht Das durch den Transport des Bandes an einem magnetischen Wandler vorbei abgeleitete Signal wird einem AVR-Verstärker 53 zugeführt, der das Signal durch ein Bandpaßfilter leitet, welches eine einstellbare niedrige und hohe Grenzfrequenz aufweist. Die Wahl der Grenzfrequenzen für das Filter kann durch die Handsteuerung 52 in Verbindung mit der Wahl der Playback-Geschwindigkeit für die Playback-Vorrichtung 51 vorgenommen werden. Die Handsteuerung 52 schickt ebenso ein Amplitudensteuersignal zu einer Sprachtonhöhe-Feineinstellsteuerung 54, die dann ein Signal zur Steuerung der Endamplitude der linear zunehmenden Wellenform auf die Leitung 55 schickt, die die veränderliche Verzögerungsleitung steuert, wie noch hervorgehen wird.

Nachdem das Signal den Verstärker und das Filter 53 passiert hat, gelangt es in eine veränderliche Verzögerungsleitung 56, die signalmäßig zwischen der minimalen und einer maximalen Verzögerungsgrenze gesteuert werden kann. Dieses auf die Leitung 57 gelangende Steuersignal wird von einem Sägezahnwert Amplitudenladeeinrichtung 58 abgeleitet, die als Eingangsgröße entweder eine dreieckige Preß-Wellenform auf der Leitung 59 oder die inverse Ausdehnungsgröße der Wellenform 59 empfängt, die auf der Leitung 61 erscheint, nachdem sie durch einen Inverter 62 gelangt ist. Die eine oder die andere der Leitungen 59 und 61 wird mit einer Sägezahnwellenform erregt, was von der Einstellung eines Schalters 63 abhängig ist, der die grundlegende Sägezahnwellenform von einem Sägezahnimpulsgenerator 64 zuführt. Die Wiederholperiode der Sägezahnwellenform ist mittels einer Handsteuerung 65 auswählbar. Ein mit dem Rückstellen des linearen Abschnitts der Sägezahnwellenform koinzidierender Impuls erscheint auf der Leitung 66 und wird einem Austastimpulsgenerator 67 zugeführt, um eine Austastimpuls-Ausgangsgröße zu erzeugen, deren Breite durch die Handeinstellung 68 gesteuert werden kann und die mit dem Eingangsimpuls auf der Leitung 66 synchronisiert ist.

Die Ausgangsgröße der veränderlichen Verzögerungsleitung 56 wird einer Austastschaltung und einem Verstärker 71 zugeführt, welcher das Signal überträgt oder blockiert, was von dem Austastimpuls (B) abhängig ist, der auf der Leitung 72 vom Generator 67 zugeführt wird, und wenn der Austastimpuls nicht vorhanden ist (B), wird das Verzögerungssignal einem Sprachbandpaßfilter 73 zugeführt, dessen Ausgangsgröße einem Audiogeber 74 zugeführt wird.

Zusätzlich zu der Ampütudenauslenkung, die durch das lineare Sägezahnspannungssignal aus dem Generator 64 aufgebaut wird, der durch den Handregler 52 gesteuert wird, läßt sich der absolute Wert der zugeführten Spannung durch die Werteinstellvorrichtung 60 steuern. Die veränderliche Verzögerungsleitung 56 kann von irgendeinem bekannten Typ sein und kann insbesondere aus 360 RC- Filterstufen bestehen, wobei der Shunt-Widerstand durch einen FET (Feldeffekttransistor) oder eine andere Halbleitervorrichtung vorgesehen werden kann, die den Widerstand in Abhängigkeit von einer Steuerspannung oder Strom verändert. Derartige Verzögerungsleitungen führen allgemein zu besten Ergebnissen hinsichtlich der Verzerrung des durch sie hindurchlaufenden Signals, wenn die Phasen-

verzögerung pro Stufe gut unterhalb dem maximal möglichen Wert von 90° gehalten wird. Demzufolge kann die Leitung so ausgelegt sein, daß sie bei 45° bis 60° maximaler Phasenverzögerung pro Stufe arbeitet, und die Anzahl der Stufen wird dann als größer als die ·> Größe: W>(6 oder 8) c(f_m;n)ΔΤ,,,_;η. In der zuvor aufgeführten Ungleichung stellen die Ziffern 6 und 8 die Nummern der Stufen pro elektrischen Zyklus der höchsten Frequenz, die hindurchgelassen werden soll, dar, entsprechend einer Phasenverzögerung von jeweils 60° oder 45° als Maximum der Phasenverschiebung pro Stufe, die verwendet werden soll; die Größe c ist das Preßverhältnis; die Größe f,_mx ist die höchste Frequenz, die durch die Leitung hindurchgelangen soll; und AT,_m% ist die gewünschte maximale Signalverzögerung, die !5 durch den maximal möglichen Löschintervall vorgegeben wird, wie an früherer Stelle erläutert wurde. Es sind viele andere Ausführungsformen von Verzögerungsleitungen bekannt, die durch ein Signal gesteuert werden können, und die vorliegende Erfindung ist nicht auf irgendeine spezielle Form einer Verzögerungsleitung beschränkt.

Unter Hinweis auf die F i g. 8(a) und 8(b) soll nun die Betriebsweise des Systems gemäß Fig. 7 beschrieben werden. Die Probeentnahmeperiode-Wellenform 81 weist einen einstellbaren Satz an Perioden auf, was durch die Steuereinheit 65 erreicht werden kann, um eine asymmetrische Sägezahnwellenform 82 zu erzeugen, die eine relativ lange negativ verlaufende lineare Spannung zur Folge hat, auf die eine kürzere positiv verlaufende lineare Spannung folgt. Diese Wellenform auf der Leitung 59 wird direkt für die Sprachpressung verwendet, und die invertierte Größe derselben, nach einer Invertierung in dem Inverter 62, die auf der Leitung 61 erscheint, wird zur Dehnung verwendet. Die Dehnungswellenform ist mit gestrichelten Linien bei 83 in Fig. 8(a) angezeigt. Bei einer veränderlichen Verzögerungsleitung 56, bei der die Verzögerung mit zunehmend negativ werdender Steuerspannung zunimmt, weisen die Wellenformen 82 und 83 die richtige Richtung auf, um den Verzögerungsintervali zu steuern, und die Größe der Verzögerung wird durch eine Amplitudensteuereinheit 52 relativ zum Spannungswert, eingestellt durch die Wert-Einstellvorrichtung 60, bestimmt. Auf diese Weise wird der Arbeitspunkt in der Auslenkung der Wellenform 82 für ein gegebenes Preßverhältnis in Verbindung mit der Probeentnahmeperiode ausgewählt, die eine bestimmte Kombination für ein gegebenes Preßverhältnis darstellt, unter der Annahme, daß die maximale Verzögerung T_mnx in der Leitung 56 einen festen Wert hat, der durch Auswahl der Leitungslänge entsprechend dem Wert d ■ T_ou, erhalten wird und in Fig. 3(a) und Tabelle I für das gewünschte Preßverhältnis angegeben ist Wenn die maximale Verzögerung, die das Signal erfährt, nicht konstant gehalten wird, ändert sich die Löschperiode entsprechend, wie dies aus der Beschreibung von F i g. 1 hervorgeht, und entsprechende Einstellungen in der Amplitude der Welle werden erforderlich, um die Steigung d zu erreichen, die für ein Preßverhältnis c erforderlich ist Ähnliche Betrachtungen treffen für die Steigung der Kurve 83 zu, die auf ihren entsprechenden Wert d eingestellt werden muß, und zwar für ein Ausdehnungsverhältnis e.

Die Betriebsweise des Austastimpulsgenerators 67 ist derart, daß ein Impuls 84 entsprechend F i g. 8(b) mit bestimmter Breite in Abhängigkeit von dem Startimpuls des Probeentnahmeperiodensignals 81 erzeugt wird.

welches von der Leitung 66 empfangen wird. Dieser Impuls kann im Sinne einer Verstärkungsregelung der Schaltung 71 zugeführt werden, wobei eine abgewandelte Abfallflanke vorgesehen ist, wie dies bereits beschrieben wurde, um das Übergangssignal zu reduzieren und um einen allmählichen Einsät/ (gradual onset) der Sprachlautsignale vorzusehen, die zu dem Wandler 74 geleitet werden. Die Breite B des Austastimpulses wird mit Hilfe der Steuereinrichtung 68 ausgewählt und wird normalerweise ausreichend breit oder von ausreichender Dauer gemacht, um dem kurzen stellen linearen Abschnitt der Sägezahnwellenform die Möglichkeit zu bieten, die Verzögerungsleitung 56 auf ihren Null-Zustand oder minimalen Verzögerungszustand zurückzuführen und um die darin enthaltene Signalenergie (oder den durch das Schalten der Leitung selbst hervorgerufenen Übergang) vor der Inbetriebnahme des Signalkanals zu vernichten, welcher Kanal den Wandler 74 mit den nachfolgenden Sprachsignalsegmenten erregt.

Die Austastperiode B und die Bereitschaftsperiode B für den Ausdehnungsbetrieb sind in Fig.8(c) gezeigt. Die ausgedehnten Drängungsabschnitte mit einem anfänglichen Ausgangsspalt sind in F i g. 8{d) gezeigt.

Das System gemäß F i g. 7 kann ebenso dazu verwendet werden, um Geräusch oder Pseudosignalspalt-füllende Signale zu substituieren, entsprechend dem System gemäß Fig. 5. Zu diesem Zweck ist eine Quelle 75 für derartige Signale vorgesehen, und sie speist das Eingangssignal einem Filter 73 während des Austastintervalls ein. Mit Hilfe eines Schalters 76 kann dieser Spaltfüllvorgang während des Austastintervalls optimal gestaltet werden. Das Spaltfüllsignal 75 kann ebenso vom Nachrichtensignalausgang des Verstärkers 53 abgeleitet werden.

F i g. 9 zeigt nun eine abgewandelte Ausführungsform des in Rede stehenden gesteuerten Signalprozessors, die insbesondere dazu geeignet ist, die verschiedenen Spaltfüllverfahren für Sprachpreß-Systeme, die an früherer Stelle beschrieben wurden, zu verwirklichen. Abschnitte von F i g. 9, die im wesentlichen die gleichen sind wie diejenigen von F i g. 7, sind mit entsprechenden Bezugszeichen versehen, und es sollen daher nur die Zusätze und zusätzlichen Änderungen näher beschrieben werden. Zusätzlich zur veränderlichen Verzögerungsleitung 56 empfängt eine zweite veränderliche Verzögerungsleitung 91 eine Signalwelle aus dem Verstärker 53. Die Ausgangsgrößen aus den Verzögerungsleitungen 56 und 91 werden jeweils komplementären Austastschaltungen 92 und 93 zugeführt. Die durch diese Austastschaltungen 92 und 93 hindurchgelangten Signale werden in dem Element 73 verstärkt und gefiltert und werden zu dem akustischen Geber 74 geleitet, wie zuvor beschrieben wurde.

Ein Impulsgenerator 94 erzeugt einen Impulszug gemäß Fig. 10(a) mft einer auswählbaren Impulsfolgefrequenz, die durch Einstellung der Handsteuervorrichtung 65 bestimmt werden kann, wodurch die grundlegende Probeentnahmeperiode vorgegeben wird. Der Ausgangsimpuls aus dem Generator 94 wird in der Verzögerungseinheit 95 verzögert und wird einem ersten Sägezahngenerator 96 zugeführt und wird in unverzögerter Form einem zweiten Sägezahngenerator 97 zugeführt Die Sägezahngeneratoren 96 und 97 werden einer Wellenform-Wertsteuerung durch das Handeinstellelement 60 und einer linearen Sägezahnamplitudensteuerung durch das Handeinstellelement 52 unterworfen. Wie an früherer Stelle festgestellt wurde.

kann die Fein-Tonhöheneinstellung 54 vorgesehen werden, um die Sägezahnsteigung als eine Sprach-Tonhöheneinstellung leicht abzuändern, indem effektiv die Frequenzumsetzung über einen kleinen Bereich geändert wird. Zusätzlich ist die Breite des Austastintervalls jedes Generators mit Hilfe der Steuereinrichtung 68 und 70 jeweils einstellbar. Die Ausgangsgröße der Sägezahngeneratoren % und 97 werden jeweils den Verzögerungsleitungen 56 und 91 zugeführt, um die zeitliche Verzögerung der Signale zu steuern, die durch die jeweiligen Leitungen in Einklang mit den zugeführten Steuersignalen hindurchgelangen. Mit Hilfe von c- oder e-Auswählsteuervorrichtungen kann die Richtung der Steigung der Sägezahnwellenformen für eine Pressung oder eine Ausdehnung ausgewählt werden.

Die Wert- und Amplitudensteuereinrichtungen zum Einstellen der jeweiligen Sägezahngeneratoren % und 97 sind in bevorzugter Weise relativ einstellbar, um die Auswahl der Beziehung zwischen zwei Sägezahnwellenformen zu ermöglichen. Indem man die Verzögerung und Phaseneinstellung der Einheit 95 einstellbar gestaltet, läßt sich jede gewünschte Verzögerungsleitungs-Überlappung erreichen. Es ist ebenso möglich, die Komponenten neu zu ordnen, um an den Eingängen der zwei Verzögerungsleitungen 56 und 91 eine komplementäre Tastung (complementary gating) vorzusehen, wobei die Ausgangsgrößen so geschaltet werden, daß sie in einem gemeinsamen Kanal zum Verstärker 73 verbunden oder kombiniert werden. Hierdurch wird abwechselnd der Abschnitt des Sprachsignals gelöscht, der von jeder Leitung nicht genutzt wird, bevor dieser in die Leitung gelangt, wodurch die Notwendigkeit, diese Abschnitte auszulöschen, eliminiert wird, wenn die Leitungen zwischen aktiven Perioden geschaltet werden.

Unter Hinweis auf F i g. 10 soll nun die Betriebsweise des Sprach-Preß-Systems gemäß Fig. 9 beschrieben werden. Der Impulsgenerator 94 erzeugt die Zeitsteuer-Wellenform von Fig. 10(a). Dieser Impuls triggert den Übergang der Wellenform Cl in dem Sägezahnimpulsgenerator 97, welcher den Austastimpuls erzeugt, der in F i g. 1_0(c) gezeigt ist, wobei die bestimmte Breite von B und B durch die Austastimpuls-Breitensteuerung 68 bestimmt wird. Nach der in Fig. 10(b) gezeigten Verzögerung triggert der Impuls aus dem Generator 94 den Sägezahngenerator 96, um die in Fig. 10(b) gezeigte Wellenform Ci zu erzeugen. Bei dieser Anordnung wird die Steuerwelle Cl für die Verzögerungsleitung 56 zeitmäßig durch die Wellenform C2 überlappt, die eine gleichsinnige Steigung aufweist und den steilen Rückkehrast der Sägezahnwelle Cl überbrückt. Bei den asymmetrischen Zeitintervallen, die in F i g. 10 gezeigt sind, lassen sich die Anordnungen für einen Spaltfüllbetrieb gemäß F i g. 5 und 6 durchführen. Indem man die Wellenformen Cl und C2 so gestaltet, daß sie symmetrische Anstiegs- und Abfallabschnitte aufweisen, wird die Anordnung für eine abwechselnde Schaltung der Leitungen 56 und 91 geeignet, um abwechselnd gepreßte (oder ausgedehnte) Drängungsabschnitte der Sprachprobe vorzusehen. Die Wahl der relativen Längen der Probe durch die Leitung 56 und 91 wird allgemein durch Herstellungskosten für die Verzögerungsleitung diktiert Für eine Hauptverzögemngsleitung 56 mit ausreichender Länge für das gewünschte Preßverhältnis kann eine relativ kürzere Leitung 91 lediglich für Spalt-Füllzwecke verwendet werden, was allgemein wirtschaftlicher ist Andererseits ergeben zwei Leitungen mit voller Länge, die abwechselnd aktiv werden, um die Sprachproben-Drängungsabschnitte hindurchzulassen, wobei auch eine angemessene Zeit für die nichtaktive Leitung zur Verfügung steht, damit diese auf ihren minimalen Verzögerungszustand zurückkehren kann, zu weichen oder glatten Übergängen, zu irgendeiner gewünschten Überlappung und zu einem maximalen Zeitintervall für die Entladung der Leitung auf den minimalen Verzögerungszustand, und zwar vor dem Verarbeiten der

ίο nächsten Sprachprobe. Die Wirkungsweise des Systems gemäß Fig. 9 in der spaltfüllenden Betriebsphase ist in Fig. 10(d) angezeigt und entspricht allgemein derjenigen, die unter Hinweis auf F i g. 5 beschrieben wurde.
Der Betrieb des Systems gemäß Fig.9 für eine Sprachausdehnung, d.h. Erhöhung der Zeitdauer für eine gegebene sprachliche Äußerung und Erhöhung der Frequenzkomponenten von einem Geber oder Wiedergabeeinrichtung, die mit einer langsameren Geschwindigkeit als der Aufzeichnungsgeschwindigkeit läuft, ist in Fig. 11 gezeigt. Hier weisen die Sägezahngeneratoren 96 und 97 invertierte Ausgangsgrößen auf, um die ausgedehnten Wellenformen E\ und E 2 zu erzeugen, die jeweils in den Fig. 1 l(a) und ll(c) gezeigt sind, wobei die Austastwellenform symmetrisch gestaltet wurde, derart, daß die Verzögerungsleitungen 56 und 91 abwechselnd für nahezu gleiche Perioden verwendet werden. Durch die Natur der Sprachausdehnung, tritt immer ein Spalt im Ausgangssignal auf, da die Leitungen so gesteuert werden, daß beim Start einer Probe die Verzögerung von einem Maximum auf ein Minimum oder auf eine Verzögerung von Null am Ende der Probe gebracht wird. Wenn somit die Leitung auf die maximale Verzögerung geschaltet wird, entsteht unvermeidlich ein Zeitspalt, bevor das verzögerte Signal aus dem Ausgangsende der Leitung herausgelangt. Wendet man die Steuerungsfolge gemäß F i g. 11 an, so überlappen sich die Sprachproben, die in den Leitungen 56 und 91 verarbeitet wurden, so daß der Spalt augefüllt wird, wie in Fig. ll(d) angezeigt ist, und zwar durch die mit

durchgehender Linie und mit gestrichelter Linie dargestellten Signaldrängungsabschnitte E₁ und E?. Das Vorhandensein einer geringen Überlappung in dem reproduzierten Signal beeinträchtigt die Verständlichkeit nicht sonderlich, da diese allgemein nicht wahrnehmbar ist und im schlechtesten Fall zu einem leichten Echoeffekt führen kann desjenigen Typs, der häufig bei einer telefonischen Unterredung auftritt. Die zeitmäßig ausgedehnte Sprachwellenform, die bei Verwendung der Betriebsweise entsprechend angezeigt in F i g. 11

erhalten wird, ist vorteilhaft für die Erkennung und das Verständnis schwieriger Passagen und für eine Analyse und ein Studium fremder Sprachen und ähnlichem.

Das in Fig. 12 gezeigte System stellt eine Vereinfachung des Systems gemäß F i g. 9 dar, wobei eine feste

Verzögerungsleitung 101 anstelle der zweiten veränderlichen Verzögerungsleitung 91 von Fig.9 verwendet wird. Die Steuerung der Austastschaltungen 92', 93' ist dahingehend vereinfacht, daß die veränderliche Austastbreite B, abgeleitet vom Impulsgenerator 94, in den

Ausgangssignalen entsprechend Spalte erzeugt die durch Hindurchführen durch die veränderliche Verzögerungsleitung 56 verzögert wurden. Die feste Verzögerung der Leitung 101 ist so ausgewählt daß ein Abschnitt des Signals, welches aus der Verzögerungsleitung 56 herausgelangt um einen Betrag weiter verzögert wird, der ausreichend ist, den durch den Austastimpuls B hervorgerufenen Spalt auszufüllen, wodurch im wesentlichen ein Abschnitt jedes Nachrich-

tendrängungsabschnittes wiederholt wird, während die veränderliche Verzögerungsleitung 56 zurückgeschaltet wird, und zwar auf ihren minimalen Verzögerungszustand. Diese Folge ist nicht nachteilig, wie bereits erwähnt, und führt lediglich zu einem leichten Echoeffekt, der viel weniger anstößig ist als das Vorhandensein des Spaltes in dem Nachrichtensignal. Diese Betriebsfolge ist in Fig. 13 gezeigt, wobei der veränderliche Drängungsabschnitt C, sich mit dem festen Drängungsabschnitt Ci beim Vorsehen der Ausgangsgröße abwechselt.

Die Ausdehn-Betriebsweise der Schaltung gemäß F i g. 12 ist in F i g. 14 gezeigt, wobei die Sägezahnsignale für die Ausdehnungswellenform invertiert werden, die die Verzögerungsleitung 56 steuert, um diese von einer maximalen Verzögerung zu einer minimalen Verzögerung über den linearen Sägezahnabschnitt E, gezeigt in Fig. H(a), zu verändern. Die Austastwellenform ßwird so ausgewählt, daß ein Abschnitt des Signaldrängungsabschnittes eine geeignete Verzögerung erfährt, um den Spalt zwischen den Drängungsabschnitten in der Ausgangsgröße, wie in Fig. 14(c) gezeigt ist, auszufüllen. Demnach ist die Ausgangsgröße aus Drängungsabschnitten Er und £i, die sich zum Vorsehen eines durchgehenden gleichförmigen Signals abwechseln, zusammengesetzt.

Das System gemäß Fig. 12 kann dadurch weiter vereinfacht werden, indem man die Verzögerungsleitung 101 entfernt und das Gatter 93' in einen solchen Zustand bringt, daß in den Spaltintervall irgendein Pseudo- oder Geräuschsignal aus einer geeigneten Quelle eingeführt wird, welches den Frequenzinhalt des tatsächlichen Sprachsignals simuliert. Obwohl diese Version weniger wünschenswert ist als die Verwendung des tatsächlichen Sprachsignals zur Ausfüllung des Spaltes, ist sie dennoch besser als das Sprachsignal zu reproduzieren, bei vorhandenen Nachrichtenspalten, da der Höreffekt der Spalte sich unangenehm beim Erfassen des Nachrichteninhaltes bemerkbar macht, insbesondere bei hohen Preßverhältnissen. Diese Ausführungsform führl zu einer Betriebsweise ähnlich derjenigen mit optimaler Geräuschspaltfüllung, wie dies in Verbindung mit F i g. 7 beschrieben wurde.

Fig. 15 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform des in Rede stehenden gesteuerten Signalprozessors für eine binaurale Verarbeitung. Das Sprachsignai aus dem Bandpaßfilter 53 wird symmetrischen veränderlichen Verzögerungsleitungen VDL 1 und VDL 2 zugeführt, die durch den Signalgenerator 102 gesteuert werden. Die Ausgangsgröße von VDL1 gelangt als eine Eingangsgröße zu den Gattern 103 und 1OS. Die Ausgangsgröße von VDL 2 gelangt als Eingangsgröße zu den Gattern 104 und 106. Die Verzögerungsleitung VDL 1 wird entsprechend einer linearen Veränderung der Verzögerung in Einklang mit der Wellenform gemäß Fig. 16(c) gesteuert. Die Verzögerungsleitung VDL 2 wird entsprechend einer linearen Veränderung der Verzögerung in Einklang mit der Wellenform gemäß Fig. 16{d) gesteuert Jede dieser Wellenformen weist ihren schnellen Rückkehrübergang am Mittelpunkt des linearen Verzögerungsabschnittes der anderen Wellenform auf.

Die Gatter 103 und _ 106 werden durch die Tastweüenformen B_x und Bi, die in Fig. 16(e) gezeigt sind, gesteuert Das Gatter 103 ist während Si signaldurchlässig und ist während B\ blockiert Das Gatter 106 ist während B\ blockiert und ist während ßi signaldurchlässig. Der Verstärker 107 verbindet die Ausgangsgrößen der Gatter 103 und 106 und schickt das kombinierte Signal zu einem Audiogeber 108.

Die Gatter 104 und 105 werden durch die Tastwellenformen B₂ und Bi gesteuert, wie in Fig. 16{f) gezeigt ist. Das Gatter 104 ist während B₂ für das Signal durchlässig und ist während B₂ blockiert. Das Gatter 105 ist während B₂ blockiert und ist für das Signal während B₂ durchlässig. Der Verstärker 109 veroindei die Ausgangsgrößen der Gatter 104 und 105 und schickt das

ι» kombinierte Signal zu einem Audiogeber 110.

Das System gemäß Fig. 15 arbeitet so, daß es das gesamte ursprüngliche Signal (für ein Preßverhältnis gleich zwei) reproduziert, da jede Verzögerungsleitung den Abschnitt verarbeitet, der für die andere Leitung

i". den Auslöschabschnitt darstellt, wie dies aus den Fig. 16(a) und 16(b) ersichtlich wird. Für Preßverhältnisse größer als zwei tritt eine Nachrichtenlöschung auf. und für Preßverhältnisse kleiner als zwei nimmt die Überlappung oder Nachrichtenverdoppelung in der

-<> Ausgangsgröße zu. Durch binaurales Hören wird die Verständlichkeit erhöht, da die Gesamtlöschung eliminiert w^;rd ( oder allgemein für höhere Preßverhältnisse reduziert wird), und die Überlappung oder Wiederholung von Nachrichienabschniuen ist für die Worterfassung durch den Hörer nicht nachteilig.

Ein binaurales System ohne Hilfs-Spaltfüllung (wie eben beschrieben) läßt sich verwirklichen, indem man die Gatter 105 und 106 in Fig. 15 entfernt. Die Leitungen VDLi und VDL: schicken dann das verarbeitete Signal abwechselnd zu dem jeweiligen Ausgangswandler 108 und 110 zum Vorsehen einer binauralen Ausgangsgröße.

Fig. 17 zeigt den in Rede stehenden gesteuerten Signalprozessor unter Verwendung einer Form einer Verzögerungsleitung, die in der Lage ist Sprachsignale in einer Weise zu verarbeiten, bei der die Probleme hinsichtlich einer Lösch-Speicherinformation in der Leitung stark vermindert werden. Das in Fig. 17 veranschaulichte System besteht auf einem analogen Schieberegister mit einer Vielzahl von Stufen ASR\. ASR₂. ASR* welches einen Sprachsignaleingang aufweist, und zwar die Leitung 111, und eine gepreßte oder ausgedehnte Sprachsignal-Ausgangsgröße auf der Leitung 112. Sich abwechselnde Stufen der Verzögerungsleitung werden durch Zweiphasen-Taktsignale taktgesteuert und diese Signale werden auf den Leitungen 113 und 114 zugeführt und werden von einem Schiebefrequenzgenerator 115 abgeleitet. Die Frequenzschwankung oder -veränderung des Generators 115 ist derart gewählt, daß das Inverse der Taktfrequenz, nämlich die Impuls-zii-lmpuis-Periode als lineare Funktion der Zeit schwankt wobei sich die Frequenz von einer hohen Frequenz nach einer niedrigen Frequenz für eine Pressung ändert und von einer niedrigen Frequenz nach eine hohen Frequenz für eine Dehnung oder einen Dehnungsbetrieb ändert.

Das in Fig. 17 gezeigte analoge Schieberegister ist vom allgemeinen Typ und ist beispielsweise in dem Artikel von F. L. J. Sangster beschrieben, der in der Zeitschrift 1970 »IEEE International Solid States Circuits Conference Proceedings«, Seiten 74 bis 75 und 185 veröffentlicht wurde. Derartige Schieberegister nehmen von einem analogen Signal eine Probe und schicken den Probewert durch die Leitung, und zwar mit der Taktgeschwindigkeit durch einen Lade- oder Ladefehlbetragspeicherbetrieb, wodurch die Signalprobe am Ausgang der Verzögerungsleitung nach einer Zeitverzögerung, die proportional zur Taktfrequenz ist,

wiedergewonnen werden kann. Wird nun für den erfindungsgemäßen Zweck die Taktfrequenz so abgewandelt, daß die inverse Größe derselben eine lineare Funktion der Zeit ist, so arbeitet die Verzögerungsleitung so, daß sie das Sprachsignal ausdehnt oder preßt und durch Zuschneiden (tailoring) der Länge der Leitung und der Wiederholfrequenz der linearen Steuerfunktion in Einklang mit den zuvor beschriebenen Prinzipien läßt sich eine gleichmäßige Verarbeitung von Zufallssprachsignalen (random speech signals) erreichen. Während der Preßbetriebsphase am Ende jedes linearen Segmentes der Steuerfunktion, die durch den Generator 115 erzeugt wird, können alle Stufen der Verzögerungsleitung rückgestellt werden, wenn eine Rückstelleingangsgröße zur Verfügung steht, oder die Leitung kann einfach während der Austastperiode entleert werden, wenn die Leitung mit dem Anfang des nächsten Segmentes des Sprachsignals bei hoher Taktfolgefrequenz belastet wird. Diese Folge kann ausreichend schnell gemacht werden, um die erforderliche Austastung so kurz zu machen, daß sie nicht gehört werden kann. Bei dieser Ausfühnme;sform nach der Erfindung werden also die Probleme minimal gestaltet, die beim Spaltausfüllen oder Glätten oder Austasten auftreten.

Die Konstruktionsparameter für das analoge Schieberegister (ASR) können dadurch erhalten werden, indem man die an früherer Stelle dargelegten Kriterien anwendet, wie dies nun beschrieben werden soll.

Die momentane Verzögerung r(t) des analogen Schieberegisters zum Zeitpunkt I beträgt v(t)=dt + zo, wobei ddie Änderungsfolge der Verzögerung und r₀ die anfängliche Verzögerung ist. Die Verzögerung dt wird in dem ASR für A/-Stufen zu

p-l

wobei/, die Frequenz des Taktschiebesignals zum Zeitpunkt / ist. Definiert man N-— als W¹, so wird die Ver-

zoeerung

wobei /₀ die anfängliche Taktschiebefrequenz ist.

Die Steigungen der Zeitverzögerungsfunktion zur erneuten Speicherung der ursprünglichen Sprachfrequenzen sind die gleichen Größen wie zuvor.

Für eine Pressung ergibt sich:

c'i = AT₁ = Gesarniverzögcrung des Signais, weiches zum Zeitpunkt t eintritt
= (c— l)f für ein Preßverhältnis i; und

Damit ergibt das Inverse der Schiebefrequenz als lineare Funktion der Zeit, multipliziert mit /V", die zum Pressen oder Ausdehnen der Sprachwelle erforderliche Verzögerung, wobei die ursprünglichen Sprachfrequenzen wieder gespeichert werden.

Unter Hinweis auf Fig. 18 ergibt sich für die Rückstellzeit i/v zum Leeren von /V-Stufen zu

f\ =

welche die für die ersten /V-Impulse zum Wiederauffüllen der Leitung erforderliche Zeit darstellt. Durch Unterdrückung der Probe-Schaltübergänge durch Filterung oder Austastung oder durch irgendeine der anderen hier beschriebenen .Methoden und indem man f/v kleiner als 0,2 Millisekunden hält, wird der an früherer Stelle erläuterte Effekt der Spaltzwischenmodulation nicht mehr wahrnehmbar.

Es läßt sich eine Grenze für die Probeentnahme-Taktfrequenz feststellen, um eine Anpassung an die höchste Signalfrequenz f_mäi zu erzielen, die c urch die Leitung geschickt wird. Gemäß Fig. 25 nimmt die Signalfrequenz für die Pressung linear ab, wenn diese durch die Verzögerungsleitung, angezeigt durch die Leitung 201, geschickt wird. Die Taktfrequenz ändert sich als hyperbolische Funktion, gezeigt bei 202, und muß während der gesamten Probeentnahmeperiode gleich oder größer sein als die Werte auf der Leitung 201, für die die Beziehung gegeben ist durch

^zI = Zl (J--JA

c + l ' \f, fj

Für eine Ausdehnung ergibt sich:
l-e

c't = AT,

für das Ausdehnungsverhältnis e, und

1-

l+e

e_ ₌ jr_ /J J_\

e t \f, fj'

2p p-l

fm

(die für ein Zweiphasen-ASR 4 f_max beträgt), um wenigstens zwei Proben pro Zyklus von f_ma* insgesamt vorzusehen.

Fig. 18 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform des analogen Schieberegisters von Fig. 17, wobei jedoch Maßnahmen für eine exakte Substitution verarbeiteter Signale zu Beginn der Rückstellung für die Verzögerungsleitung getroffen sind. Die analoge Schieberegister-Verzögerungsleitung 121 verarbeitet Eingangssignale von der Leitung 122 in Einklang mit der veränderlichen Impulsschiebefrequenz, die von dem Rechteckwellengenerator 123 abgeleitet werden, wie an früherer Stelle in Verbindung mit Fig. 17 beschrieben wurde. Die Impulsfrequenz ist derart, daß der Impulsabstand sich linear, wie durch die Impulssignaiso quelle 124 gezeigt ist, ändert, wo das Reziproke der Frequenz linear gegenüber der Zeit verläuft. An einer Stelle !25 am analogen Schieberegister teilt sich die Leitung auf und geht in zwei Schieberegisterpfade 126 und 127 über. Die Anzahl der in den Kästchen 126 und 127 erforderlichen Stufen ist ausreichend groß, um die Signalverarbeitung fortzuführen, während die Leitung 121 zurückgestellt wird. Die Zweigausgangsgrößen aus den Stufen 126 und 127 werden den komplementären Taststeuereinheiten 128 und 129 ausgesetzt und gelangen dann als Eingangssignale zu einem diese Signale verbindenden Verstärker 130.

Zusätzlich zur Steuerung der Hauptleitung 121 — 126 vom Generator 123 und 124 wird die Zweigleitung 127 durch das Gatter 5131 vom Impulsgenerator 124 gesteuert, welcher einen zweiten Rechteckwellengenerator 132 triggert, und wenn diese Leitung während des ß-Intervalls durch die Tasteinheit 133 getastet wird, wird die Triggerfolge für den Generator 132 von pinpm

festen Impulsgenerator 134 abgeleitet. Der Impulsgenerator 134 kann auch mit einer Impulsfolgefrequenz

— arbeiten.

Die Betriebsweise des Systems gemäß Fig. 18 kann unter Hinweis auf die Wellenform, die der Ausgangsleitung 135 zugeordnet ist, beschrieben werden. Für eine gegebene Probeentnahmeperiode fängt die Änderung der Frequenz des Generators 124 an und steuert die ASR-Leitung 121, wie dies an früherer Stelle beschrieben wurde. Bei dieser Bedingung lassen die Gatter B Signale hindurch, und die Ausgangsgröße der Stufe 126 wird zum Eingang des Verstärkers 130 übertragen, so daß dadurch das frequenzmäßig konvertierte Ausgangssignal erzeugt wird, welches während der Probeentnahmeperiode der Wellenform angezeigt wird. Zur gleichen Zeit ermöglicht die S-Steuerung für das Gatter 131 dem gleichen Steuerimpulssignal vom Generator 124, den Generator 132 zu triggern, wodurch die Zweig-ASR-Stufen 127 synchron mit den entsprechenden Stufen 1[26 im Betrieb gehalten werden. Die Austaststeuerung B in dem Gatter 129 verhindert jedoch, daß die Ausgangsgröße aus der Stufe 127 zum Eingang des Verstärkers 130 gelangen kann. Während der Austast- oder Rückstellperiode für die Haupt-ASR-Leitung_121 und dem Generator 124 schalten die B- und ß-Gatter, wodurch der Signalstrom von der Stufe 126 zum Verstärker 130 unterbrochen wird, und der Signalstrom von der Stufe 127 zum Eingang des Verstärkers 130 gelangen kann. Da die Stufen 126 und 127 synchron laufen, führt dieser Schaltvorgang zu identischen Signalen und ist daher auf der Ausgangsleitung 135 des Verstärkers 130 nicht wahrnehmbar. Zur gleichen Zeit wird durch das Schalten entsprechend B und B in den Gattern 133 und 131 der Strom der Triggerimpulse vom Generator 124 unterbrochen und Triggerimpulse vom Generator 134 können zum Rechteckwellengenerator 132 gelangen. Dieses Schalten des Steuervorgangs stellt sicher, daß der Generator 132 fortfährt, das Signal in den Stufen 127 zu verarbeiten, während der Generator 124 zurückgestellt werden kann, und zwar für den Beginn der nächsten Probe. Am Ende der Austastperiode entsteht eine gewisse Unregelmäßigkeit, wenn die Gatter B und B auf ihren ursprünglichen Zustand zurückgeschaltet werden, wodurch die Steuerung für den Impulsgenerator 124 insofern wiederhergestellt wird, als der Start oder der Beginn der nächsten Probeentnahmeperiode nicht zu dem Erzeugen von Signalen führt, die exakt mit den Signalen koinzidieren, die am Ende des Austastimpulses enden und unter der Steuerung des Impulsgenerators 134 standen.

Fig. 19 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform des in Rede stehenden gesteuerten Signalprozessors, bei welchem die veränderliche Verzögerungsleitung unter der Steuerung des veränderlicher: Frequepzgenerators

136 arbeitet, und zwar bei einer - Wiederholfolge-Steuerfunktion genau analog zu derjenigen, wie sie unter Hinweis auf Fig. 17 beschrieben wurde. Gemäß Fig. 19 wird das analoge Signal nicht durch aufeinanderfolgende Stufen des Schieberegisters geführt, sondern das Eingangssignal auf der Leitung 137 wird zuerst in eine digitale Nachricht in einem A/D-Konverter 138 konvertiert, und der parallele Ausgang desselben überträgt eine in gleichzeitigen Entscheidungen vorliegende Information oder Wort zu den EingangsregiMcrn der ersten Stufe 139, wobei dieser digitale Weil daran anschließend durch die in Reihe liegenden Stufen geführt wird, bis er einen Ausgangs-D/A-Konverter 140 erreicht, wo dieser Wert in ein analoges Signal auf der Ausgangsleitung 141 konvertiert wird. Dieser Vorgang ist vollständig analog zu demjenigen des Systems, welches unter Hinweis auf Fig. 17 beschrieben wurde, mit Ausnahme der Kodierung der Information, wenn diese durch die in Reihe liegenden Stufen geleitet wird, die durch die veränderliche Tatkfrequenz getrieben werden, um die erforderliche Frequenzkonvertierung

ίο vorzusehen. Ein Vorteil des Systems gemäß Fig. 19 besteht in dem Vorsehen eines Rückstellsignals vom Generator 136 auf der Leitung 142, welches gleichzeitig allen Registern aller Stufen zugeführt werden kann, wodurch eine momentane Entleerung und Rückstellung der Leitung am Ende der Probeentnahmeperiode bewirkt wird.

Fig.20 zeigt eine abgewandelte Ausführungsform des in Rede stehenden gesteuerten Signalprozessors, die analog zu derjenigen gemälS Fig. 19 ist, mit der Ausnahme, daß das digitale Signal durch ein Serienschieberegister 150 aufeinanderfolgend verarbeitet wird, nachdem die digitale Ausgangsgröße von A/D 138 in einen Seri numsetzer 151 seriell umgesetzt wurde (serialized). Das Schieberegister 150 befindet sich unter Steuerung des Schiebefrequenzgenerators 136, der die Rückstelleingangsleitung 142 aufweist. Die Ausgangsgröße des digitalen Serienschieberegisters 150 wird einem Parallelumsetzer 152 (parallelizer) zugeführt, welcher die Serienbitkette oder Folge in gleichzeitig

jo vorliegende digitale Entscheidungen (parallel digital word) für eine Konvertierung durch D/A 140 in das geforderte analoge Ausgangssignal auf der Leitung 141 konvertiert.

Fig. 21 zeigt eine Ausführungsform des in Rede stehenden gesteuerten Signalprozessors, bei welcher eine analoge SpeichermatriÄ mit Maßnahmen für eine adressierbare Eingabe- und Ausgabesignalspeicherung vorgesehen ist. Eine Lade-Speichermatrix 161 ist gezeigt und weist eine Vielzahl von X-Schreibleitungen 162 und eine zweite Vielzahl von V-Schreibleitungen 163 auf, deren Schnittpunkte die Matrix-Adressierung definieren, bei welcher die analogen Speicherlemente gelegen sind. Typisch enthält eine analoge Speichermatrix eine kapazitive Lade-Speichervorrichtung an jedem Schnittpunkt einer X- mit einer V-Leitung, die die Matrix definieren, um einen analogen Wert, dargestellt durch die Ladung auf der Kapazität, zu speichern. Jede derartige Speicherstelle ist durch eine Vielzahl von X-Leseleitungen 164 und eine entsprechende Anzahl von Y-Leseleitungen 165 zugänglich gemacht, wobei die Schnittpunkte der Leitungen 164 mit 165 der Lage der Lade-Speicherelemente entspricht bzw. entsprechen, die bei den Schnittpunkten zwischen den Schreibleitungen 162 mit 163 gelegen sind.

Um ein analoges Signal in einem Lade-Speicher 161 zu speichern, wird ein analoger Signaleingang auf der Leitung 166 zugeführt, und der momentane Wen desselben wird in dem Ladespeicherelement gespeichert, welches dem gleichzeitig erregten X- und K-Schreibleitungsschnittpunkt zugeordnet ist, die durch eine ,Y-Zähler-Schrcibfreigabestufe 167 und eine K-Zähler-Sehreibfreigabestufe 168 erregt werden Typisch arbeiten die A- und V-Zähler 167 und 168 aul einer bestimmten Impulsfrequenz, die von einen

t>5 Impulsgenerator 169 abgeleitet wird, wobei die Anzah der Impulse auf der ,V-Leilung die ,Y-Sehreibleitungcr 162 sequentiell ordnen, woraufhin der V-Zähler 16i fortgeschaltet wird und die nächste Reihe dei

A'-Schnittpunkte mit der dann aktiven Y- Leitung durch die nächste Folge von Impulsen aus dem Impulsgenerator 169 erregt wird. Demzufolge weist der Speicher 161 eine Speicherkapazität von X ■ Y, Zahl der Speicherelemente, auf, welche der Zahl der Schnittpunkte zwischen X- und y-Leitungen entspricht Wenn der Impulsgenerator 169 mit einer konstanten Frequenz arbeitet, erfolgt die Eingabe des analogen Signals auf der Leitung 166 mit einer bestimmten Folge oder Geschwindigkeit, und die Speicherkapazität wird ausgewählt, um ein Signal zu speichern, welches in Einklang mit den zuvor beschriebenen allgemeinen Anforderungen probemäßig entnommen wurde.

Ein frequenzmäßig konvertiertes Ausgangssignal wird von der Ausgangsleitung 171 abgeleitet, welche serienmäßig die in den Ladungs-Speicherelementen des Speichers 161 gespeicherten analogen Werte empfängt, wenn die Matrixschnittpunkte in einem regulären Schema sequentiell durch den Betrieb der X-Zähler-Lesefreigabesteuerung 172 und der K-Zähler-Lesefreigabesteuerung 173 durchgegangen werden. Die Impulsfolge für die Zähler 172 und 173 wird durch einen Sägezahngenerator 174 bestimmt, der einen spannungsgesteuerten Oszillator 175 steuert, wobei die veränderliche Folge so ausgewählt wird, daß die gewünschte Signalpressung oder Dehnung nach den Prinzipien der Erfindung erzeugt wird. Für diesen Zweck ist ein Folge-Steuerpotentiometer 176 vorgesehen, um die Steigung der Sägezahnspannung im Generator 174 auswählen zu können, und diese Steigung wird mittels einer Mehrgangeinstellung in Verbindung mit der Band-Playback-Geschwindigkeitseinstellung 52 eingestellt, welch letztere unter Hinweis auf die Ausführungsform gemäß F i g. 7 beschrieben wurde. Diese Dual-Steuerfunktion ist durch die Zeile 177 angezeigt. Eine weitere Steuergröße von dem Folge-Steuerpotentiometer 176 gelangt auf die Leitung 178 und zum Impulsgenerator 169, um die Impulsfolgefrequenz desselben in Beziehung zur maximalen Auslese-Geschwindigkeit zu steuern, die durch Steuerung des Sägezahnspannungsgenerators 174 und Oszillators 175 aufgebaut wird. Insbesondere muß die Schreibimpulsfolge höher gehalten werden als die maximale Ausleseimpulsfolge, um zu vermeiden, daß die Auslese-Folgesteuerung die Eingabeanweisung überholt. Sobald irgendein Speicherelement gelesen wurde, steht es zur Verfugung, um den Wert der nächsten Signalfolge zu speichern, und es kann entweder nach der Auslesung oder nach dem Eingang des nächsten Schreibsignals rückgestellt werden. Der Sägezahngenerator 174 sieht ein Rückstellsignal auf der Leitung 179 vor, um die Zählung am Ende jeder Sagezahnspannungsperiode für den Start einer nächsten Signalprobe-Speicherfolge zurückzustellen.

Fig. 22 zeigt ein System, bei dem ein Speicher mit unmittelbarem Zugriff 181 verwendet wird und bei dem Schreib- und Lesesteuereinheiten 182 und 183 vorgesehen sind, und welches in einer Weise analog zu derjenigen entsprechend dem System von Fig. 21 arbeitet. Da der Speicher 181 binäre Informationen speichert, muß das Eingangssignal auf der Leitung 184 in einem A/D-Konverter 185 konverliert werden, und die entsprechende Ausgangsgröße muß in einem D/A-Konverter !86 konvertiert werden. Die Folgesteuerung der Eingabe und Ausgabe oder Auslesevorganges für die Speichermatrix entspricht allgemein derjenigen, die an früherer Stelle in Verbindung mit Fig. 21 beschrieben wurde.

Dort, wo eine Spaltfüllung verwendet wird, wird eine spezielle Einrichtung zur Minimalhaltung der Störung verwendet, die durch die Unregelmäßigkeit an den Anfängen und/oder den Enden der Signalproben bewirkt wird, und diese ist in F i g. 23 gezeigt, wobei die Torsignalsteuerung in Fig.24 veranschaulicht ist. Die logischen Steuer- und Folgesteuerungselemente sind hier so angeordnet und ausgebildet, daß die primäre Signalprche 191 bei einer Null-Durchgangssteile endet

ίο und das Hilfs-Spakfüllsignal 192 bei dem nächsten Null-Durchgangspunkt in gleicher Richtung startet und dann am Ende einer Austastperiode für das primäre Signal für das Hilfssignal in einer Null-Durchgangsstelle endet, worauf die neue primäre Signalprobe 191 bei ihrem nächsten Null-Durchgang in gleicher Richtung erfolgt. Dadurch werden die Quellensignale 193 und 194 nach dem Passieren der Tiefpaßfilter 195 und 196 zu ihren jeweiligen Gattern 197 und 198 und Spannungsvergleichsstufen 199 und 200 geleitet, um Verarbeitungs- und Stör-Hochfrequenzkomponenten zu entfernen, wobei die letzteren Einheiten mit Masse verbunden werden, und zwar durch Richtungsschaltkreise 201 und 202. um den Impulsgenerator (PG) 203 oder 204 zu triggern, wann immer ein positiv gerichteter NuII-Durchgang bei dem jeweiligen Signal 193 oder 194 auftritt. Die Gatter 197 und 198 werden so betätigt, daß die Signale 193 und 194 zu den Rückstellausgangsleitungen 205 und 206 der Flip-Flops 207 und 208 leiten. Der Flip-Flop 207 wird durch einen Impuls auf der Leitung 209 vom Gatter 211 in den einen Zustand gebracht, wie dies durch die Rückstellausgangsleitung 213 vom Flip-Flop 208 und durch die invertierte Ausgangsgröße 216 des Probeentnahmeperioden-Impulszuggenerators 219 festgelegt wird. Der Flip-Flop 207 wird durch die Impulsausgangsgröße des Gatters 217 zurückgestellt, was durch die direkte Ausgangsgröße 215 von PTG 219 bedingt wird. Ähnlich wird der Flip-Flop 208 durch den Impuls 210 aus dem Gatter 212 in den einen Zustand gebracht, was durch die Rückstellausgangsgröße auf der

to Leitung 214 vom Flip-Flop 208 und durch die direkte Ausgangsgröße 215 von PTG 219 abhängig ist. Der Flip-Flop 208 wird durch die Impulsausgangsgröße des Gatters 218 zurückgestellt, wie dies von der invertierten Ausgangsgröße auf der Leitung 216 von PTG 219 abhängig ist. Die Gatterpaare 211 und 217 oder 212 und 218 werden durch die Ausgangsgröße des Impulsgenerators 203 oder 204 jeweils gepulst, wann immer ein positiv gerichtetes Signal durch Null geht, wie zuvor beschrieben wurde. Befindet sich somit der Flip-Flop 207 in seinem einen Zustand, so daß das primäre Signal 191 passieren kann, und befindet sich der Flip-Flop 208 in dem anderen Zustand, wodurch das Füller-Signal 192 blockiert wird, so ermöglicht das Gatter 217, wenn die Ausgangsleitung 215 von PTG positiv wie bei 220 wird, daß der nächste Impuls von PG 203 den Flip-Flop 207 zurückstellen kann, wodurch das primäre Signal blockiert wird bzw. nicht zur Leitung 191 gelangen kann. Zur gleichen Zeit wird das Gatter 212 so in Bereitschaft gesetzt, daß der nächste Impuls von /^-Abstand 204

bo hindurchgelangen kann, und der Flip-Flop 208 in den einen Zustand, gelangt und das Hilfs-Signal hindurchgelangen kann, und zwar bis zum Ende der Spaltperiode. Zu diesem Zeitpunkt verläuft die invertierte PTG-Ausgangsgröße 216 positiv wie bei 221, so daß das Gatter

t>5 218 den nächsten Impuls von PC₂ 204 hindurchläßt und der Flip-Flop 208 in den anderen Zustand (reset) gelangt, und das Hilfs-Signal 192 abgeschnitten wird und das Gatter 211 in Bereitschaft gesetzt wird, so daß der

nSchste impuls aus PG 203 hindurchgelangen kann. Hierdurch wird der Flip-Hop 207 in den einen Zustand gebracht, und das primäre Signal 191 kann zum Verstärker 222 passieren und wird bei 223 ausgegeben. Dieser Vorgang wiederholt sich dann in der zuvor beschriebenen Folge.

Unter Hinweis auf F i g. 26 soll nun ein Dual-Verzögerungsleitungssystem beschrieben werden, welches analoge Schieberegister mit getrennten Lese- und Schreiboder Eingabetaktfolgen aufweist Wie Fig.26 zeigt, empfängt eine Eingangsleitung 231 ein Eingangs- Laut-Signai von irgendeiner Quelle, wie z. B. dem Bandrekorder, der mit einer Geschwindigkeit angetrieben ist, die unterschiedlich von der Aufzeichnungsgeschwindigkeit ist oder irgendeine andere Signalquelle kann eine Lautoder Klangsignalnachricht zuführen die in wünschenswerter Weise in Frequenzkomponenten konvertiert wird und deren zeitliche Dauer von Null auf eine längere oder auf eine kürzere Zeit geändert werden soll als die normale Periode, während welcher die Laut- oder Klangnachricht entstanden war. Das Signal auf der Leitung 231 wird gesteuert einem analogen Schieberegister ASR\ zugeführt, wobei es durch ein Gatter G 233 gelangt und wird ebenso gesteuert einem analogen Schieberegister ASR₂ zugeführt, wobei es durch ein Gatter G 234 gelangt. Die Ausgangsgrößen der analogen Schieberegister ASRi und ASR2 werden auf einer Ausgangsleitung 232 kombiniert oder verbunden, indem sie aus dem Ausgang von ASR^ durch ein Gatter δ 235 und vom Ausgang von ASR₂ durch ein Gatter G 236 gelangen.

Die analogen Schieberegister ASR\ und ASR2 sind vielstufige Register, die in geeigneter Weise eine Signaleingangsgröße Stufe um Stufe zum Ausgang hindurchlassen, wobei die Übertragungen mit der durch die Taktimpulsfolge bestimmten Taktfolge auftreten, die jeweils an den Taktanschlüssen 237 und 238 wirkt. Die Anzahl der Stufen in der Anordnung der analogen Schieberegister, um durch diese analoge Signalproben hindurchzuschicken bzw. zu übertragen, ist in der US-PS 37 86 195 der gleichen Anmelderin beschrieben. Ein Eingabe-Impulsfolgegenerator 5i schickt eine einstellbare Eingabe-Impulsfolgefrequenz durch das G-Gatter 241 zum Takteingang 237 und durch das (j-Gatter 242 zum Takteingangsanschluß 238. Ein Auslese- oder Ausgabe-Impulsfolgegenerator S₂ schickt eine relativ feste Auslese-Taktimpulsfolgefrequenz durch das C-Gatter 243 zum Anschluß 237 und durch das G-Gatter 244 zum Anschluß 238. Die Gatter G und G werden von einem Taktimpulsgenerator S3 gespeist, der eine einstellbare Periode aufweisen kann und im wesentlichen symmetrische Rechteckwellen-Ausgangsgrößen für beide G- und G-Torfunktionen erzeugt.

Die durch den Generator Si erzeugte Eingabe-Impulsfolge ist, wie gezeigt, veränderlich und wird allgemein in Beziehung zu einer veränderlichen Geschwindigkeitssteuervorrichtung 245 eingestellt, welche die Folge steuert, auf welcher der Bandrekorder oder eine andere Lautsignalquelle das Laut-Nachrichtensignal in einer zeitlichen Folge, unterschiedlicher als diejenige der ursprünglichen sprachlichen Äußerung, reproduziert. Wenn somit die Sprachsteuerung 245 so eingestellt ist, um einen Bandrekorder mit dem zweifachen der normalen Geschwindigkeit abzuspielen, kann der Eingabe-Taktimpuls des Generators Si auf das zweifache der Taktfrequenz oder -folge des Generators S2 eingestellt werden, wodurch die Eingabe mit einer Taktfrequenz oder Taktfolge erfolgt, die das zweifache der Folge beträgt bei welcher die Information ausgelesen wird, wobei die Generatoren Si und S2 abwechselnd die Schieberegister steuern. Wenn es gewünscht wird, kann eine Rückkopplungssteuerung bei 246 angewandt werden, um die Taktfolgefrequenz des Generators S\ in Abhängigkeit von einem Fehlersignal abzuändern, um das Jaulen und Flattereigenschaften eines Plattentellers zu kompensieren, oder um andere periodische Schwankungen in der Signalquelle zu kompensieren, die eliminiert werden soll.

Die Frequenz des Rechteckwellengenerators S₃ kann durch die Steuerung 247 eingestellt werden, und deren

Periode Tist durch die Beziehung Tgleich—gleich oder is kleiner als

T'

wobei P die Phase des analogen Schieberegisters (z. B. zwei Phasen pro Stufe) und N die Gesamtzahl der Stufen ist. Um für eine Ausdehnung Spalte zu vermeiden, boll die Periode Tgleich sein

Zu diesem Zweck kann die Frequenzsteuerung 247 von S3 m't der Handsteuerung für S\ während der Ausdehn-Betriebsweise gekuppelt sein.

Zusätzlich können Trimmsteuerungen 38 und 39 vorgesehen werden und können für die Generatoren S2 und S3 verbunden werden, wenn dies gewünscht wird.

Im folgenden soll nun die Betriebsweise des Systems von Fig. 26 unter Hinweis auf die Wellenformen von F i g. 27(a) und (b) beschrieben werden. Die allgemeinen Prinzipien der Betriebsweise, die in der Hauptanmeldung der Anmelderin dargelegt sind, treffen hier zu, und das Preßverhältnis C, weiches erhalten wird, ergibt sich als gleich dem Verhältnis -j-, wobei Λ und f₂ die

Frequenzen der Rechteckwellen sind, die durch die Generatoren S\ und S₂ jeweils erzeugt werden. Offensichtlich stellt für die Ausdehnung C eine Teilgröße dar und entspricht dem Ausdehnungsfaktor e, der in der Hauptanmeldung erwähnt ist. Die auf der Leitung 231 erscheinenden Eingangssignale gelangen durch das Gatter 233 und belasten ASR\ während des G-Tastabschnittes, wie in F i g. 27(a) gezeigt ist, und die Stufen von ASR\ werden in einer Folge gefüllt, die durch die Taktrechteckwelle auf der Leitung 237 bestimmt ist, welche von dem Generator S] über das G-Gatter 241 abgeleitet wurde. Während dieser Periode ist keine Ausgangsgröße aus ASR\ vorhanden, um jedoch das Fehlen von Stör- oder Gerauschsignalen am Ausgang sicherzustellen, blockiert das G-Gatter 235 die Signale vom Ausgang von ASR\ zur Ausgangsleitung 232. Während des G-Gatter-Betriebes schickt der Generator S₂ Taktimpulse auf der Leitung 238 zum Schieberegister ASR₂, und das G-Gatter 236 läßt Signale vom Ausgang von ASR₂ zur Ausgiangsleitung 232 hindurch.

Wenn der Rechteckwellengenerator S₁ seinen Zustand ändert, werden die G-Gatter so in Bereitschaft gesetzt, daß sie das Signal hindurchlassen, und die G-Gatter sind für einen Signaldurchtritt gesperrt. Auf diese Weise werden während der G-Intervalle. gezeigt in Fig. 27(b), die Signale auf der Eingangsleitung 231 durch das Gatter 234 nach ASR₂ mit der Taktfolge des

Generators S\ geschickt und werden über das G-Gatter 232 auf die Leitung 238 geschickt und die in dem Register ASR\ gespeicherten Signale werden durch das G-Gatter 235 auf die Ausgangsleitujig 232 mit der Folgefrequenz des Generators S- ausgegeben, welche durch das C-Gatter 242 zur Leitung 237 gelangt. Auf diese Weise wird bei abwechselnden Halbzyklen von G und G, dargestellt in Fig.27, das Eingangssignal abwechselnd in ASR^ und ASR₂ gespeichert, und während des Speichervorganges in einem der Register wird das in dem anderen Register gespeicherte Signal auf die Ausgangsleitung 232 ausgegeben. Die Folgen, mit welchen dies stattfindet, werden durch die Folgefrequenz der Generatoren S\ und S₂ jeweils bestimmt, und für unterschiedliche Frequenzen dieser Generatoren, wie bereits beschrieben wurde, kann entweder eine Pressung oder eine Ausdehnung der Signalwelle auf der Leitung 231 am Ausgang bzw. an der Ausgangsleitung 232 erreicht werden.

Es wird daher gemäß diesem Ausführungsbeispiel des in Rede stehenden gesteuerten Signalprozessors eine weitere Form der Signalspeicher-Verzögerung für eine Frequenztransformation vorgesehen, und zwar unter der Verwendung analoger Schieberegister, die mit unterschiedlichen Eingangs- und Ausgangs-Taktfolgen betrieben werden. Diese Anordnung gestattet das Verarbeiten eines analogen Signals auf der Leitung 231, inklusive komplexer Sprachwellen und ähnlicher Größen, ohne daß dabei die Forderung für eine digitale Darstellung des Eingangssignals oder eine ander veitige Darstellung für die Verzögerung und die Frequenztransformation besteht. Ein weiterer Vorteil der Betriebsweise der analogen Schieberegister mit unterschiedlichen Eingangs- und Ausgangs-Taktfolgen, die entgegengesetzt sind, um diese als veränderliche Verzögerungsleitungen zu betreiben, besteht in der Beseitigung der Forderung nach einem inversen Frequenz-Steuerfunktionsgentrator, wie in Einheit 115 von Fig. 17. Bei der Ausführungsform gemäB Fig.26 sind die Taktfolgen fest, sie sind jedoch unterschiedlich für die Eingangs- und Ausgangssteuerung der analogen Schieberegister, und das Verhältnis der Taktfolgen oder Frequenzen bestimmt direkt das Preßverhältnis (oder ίο Ausdehnverhältnis), welches das Signal erfährt, das durch diese hindurchgeschickt wird.

Obwohl die vorliegende Erfindung unter Hinweis auf Frequenz-Zeittransformationen des ursprünglichen Signals beschrieben wurde, sind die offenbarten Ausführungsbeispiele auch für eine Frequenz-Transformation vorteilhaft, und zwar aufgrund anderer Faktoren wie einer Änderung in der Fortpflanzungsgeschwindigkeit von Laut-Wellen. Das menschliche Atmen in einer künstlichen Atmosphäre, beispielsweise einer Atmo-

sphäre mit einem hohen Heliumgehalt, ertönt in einer höheren Sprach-Tonlage als die normale Sprach-Tonlage, wobei jedoch andere Parameter im wesentlichen unverändert bleiben. Bei Verwendung der Sprach-Preßbetriebsweise, die durch die vorliegende Erfindung

erreicht werden kann, kann die Sprache in ihren normalen Frequenzbereich rückgeführt werden, und zwar ohne eine Änderung im Zeitmaßstab.

Offensichtlich kann das Verfahren und das Gerät, welches beschrieben wurde, für kodierte hörbare Signale, andere als Sprachsignale, wie beispielsweise Musik, verwendet werden, indem man die entsprechenden Parameter, die für die Pressung von Bedeutung sind, in Erwägung und in Betracht zieht.

Hierzu 12 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Gesteuerter Signalprozessor für die Verarbeitung von elektrischen Signalen mit statistisch s verteilten Komponenten wobei die Frequenzkomponenten dieser Signale durch einen gegebenen Faktor auf Frequenzkomponenten in einem Wiedergabe-Frequenzbereich bezogen sind, mit einer steuerbaren Verzögerungseinrichtung mit einem ι ο Eingang und einem Ausgang, wobei der Eingang an eine Quelle der elektrischen Signale gekoppelt ist und die Verzögerungseinrichtung diese Signale unterschiedlich verzögert zu ihrem Ausgang leitet, dadurch gekennzeichnet, dz& die Steuerbare Verzögerungseinrichtung (56) so aufgebildet IFt, daß die elektrischen Signale zur Frequenztransformation längs eines fest vorgegebenen Weges vom Eingang zum Ausgang laufen, daß Einrichtungen (54, 58) zum Steuern der Verzögerungseinrichtung (56) vorgesehen sind, die die Verzögerungseinrichtung entsprechend sich wiederholenden Veränderungen oder Schwankungen in der zeitlichen Verzögerung zwischen bestimmten Verzögerungswerten steuert, so daß dadurch die Signale, wenn sie am Ausgang der Verzögerungseinrichtung (56) erscheinen, fortschreitend verzögert sind, und daß an den Ausgang der Verzögerungseinrichtung gekoppelte Mittel (71, 73) vorgesehen sind, die im wesentlichen nur auf die am Ausgang erscheinenden Signale, die mit einer bestimmten Frequenztransformation behaftet sind, ansprechen, und eine zusammengesetzte Ausgangssignaldarstellung (zu 74) der elektrischen Signale erzeugen, die Frequenzkomponenten aufweisen, die durch im wesentlichen den genannten Faktor auf nahezu die Frequenzkomponenten im Wiedergabefrequenzbereich abgeändert sind.

2. Signalprozessor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die sich wiederholenden Verzögerungsschwankungen aus einer für aufeinanderfolgende Signalinkremente linearen, progressiven Verzögerung bestehen, welche Inkremente am Ausgang der Verzögerungseinrichtung (56) erscheinen, wenn die Steuerung der Verzögerung in einer Richtung, von einem Anfangsverzögerungswert aus zu dem anderen der bestimmten Verzögerungswerte hin variiert, und daß die an den Ausgang der Verzögerungseinrichtung (56) gekoppelten Mittel (92, 71, 73) im wesentlichen alle Löschkomponenten entfernen, die vorhanden sind oder während des Rückführens der Verzögerungseinrichtung (56) auf ihren Anfangsverzögerungswert erzeugt werden.

3. Signalprozessor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Entfernen der Löschkomponenten aus einem Ausgangsfilter (73) bestehen.

4. Signalprozesso·· nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel (71) zum Entfernen der Löschkomponenten die Ausgangsgrö- bo ße während des Intervalls des Rückführens der Verzögerungseinrichtung auf den Anfangsverzögerungswert austasten.

5. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 1 bis

4. dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum tn Entfernen der Löschkomponenten Einrichtungen (75) zum Einsetzen anderer Signalkomponenten in das zusammengesetzte Ausgangssignal während des

genannten Intervalls umfassen.

6. Signalprozessor nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die in die zusammengesetzte Ausgangsgröße eingesetzten Signalkomponenten von den elektrischen Signalen abgeleitet sind, die an den Eingang der Verzögerungseinrichtung (56) gekoppelt werden.

7. Signalprozessor nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung zum Steuern der Substitution anderer Signalkomponenten im Sinne einer gleichen Amplitude mit der Höhe oder dem Wert benachbarter Signale in dem zusammengesetzten Ausgangssignal vorgesehen ist.

8. Signalprozessor nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Steuern der Substitution auch das Vorzeichen der Steigung oder Neigung aer anderen Signalkomponenten dem Vorzeichen der Steigung oder Neigung der benachbarten Signale anpaßt

9. Signalprozessor nach einem der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingangsfilter (53) für die Verzögerungseinrichtung vorgesehen ist, um die Frequenz der Signale zu begrenzen, welche in der Verzögerungseinrichtung (56) einer gesteuerten Verzögerung unterworfen werden.

10. Signalprozessor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Eingangsfilter (53) eine veränderbare Grenzfrequenz oder Eckfrequenz aufweist, die in Abhängigkeit von der Größe des Faktors, durch welchen die Frequenzkomponenten der elektrischen Signale auf die hörbaren Töne oder Klänge bezogen sind, auswählbar ist (von 52).

11. Signalprozessor nach einem oder mehreren der vorangegangenen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung eine stetige Verzögerungsleitung (56) mit analogen Darstellungen der elektrischen Signale umfaßt, die vom Eingang zum Ausgang mit einer gesteuerten Fortpflanzungsgeschwindigkeit eilen, und daß die Mittel zum Steuern der Verzögerungseinrichtung eine Einrichtung (58, 64) zum Verändern der Fortpflanzungs- oder Ausbreitungsgeschwindigkeit mit periodischer linearer Schwankung zwischen den bestimmten Verzögerungswerten umfassen.

12. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung eine Verzögerungsleitung in Form eines analogen Schieberegisters aufweist, und daß die Mittel zum Steuern der Verzögerungseinrichtung eine Quelle (115) für Taktschiebeimpulse (113, 114) regelbarer Frequenz aufweisen, um das analoge Schieberegister taktmäßig zu steuern.

13. Signalprozessor nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Quelle (115) der Taktschiebeimpulse gesteuert ist, um die Periode zwischen Taktimpulsen linear zwischen bestimmten Werten über den Intervall der periodischen Schwankung zu verändern, um dadurch die steuerbare zeitliche Verzögerung zu erreichen.

14. Signalprozessor nach den Ansprüchen 11. 12 oder 13. dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung aus zwei Verzögerungsleitungen (56, 91; VDL, VDLy, ASRk ASR:) bestehl. und daß die an den Ausgang der Verzögerungseinrichtung gekoppelten Mittel (91, 93, 73; 103-107, 109; 235, 236) abwechselnd die Ausgangsgrößen der zwei Verzögerungsleitungen ziim Erzeugen des zusam-

mengesetzten Ausgangssignals verbinden.

15. Signalprozessor nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsgrößen (103 —104, 109; 235, 236) der zwei Verzögerungsleitungen abwechselnd während aufeinanderfolgender Perioden der periodischen Schwankung verbunden werden.

16. Signalprozessor nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung zwei analoge Schieberegister (ASRu ASR2) aufweist, daß weiter die Quelle für die Taktschiebeimpulse aus einer Quelle für zwei unterschiedliche feste Frequenzen CSi, S₂) für irgendeinen gegebenen Wert des genannten Faktors besteht und daß die Einrichtung (233, 234, S₃, 241 -244) zum Steuern der Verzögerungseinrichtung die analogen Schieberegister abwechselnd mit den unterschiedlichen Frequenzen taktmäßig steuert, um Eingangssignale in eines der analogen Schieberegister mit einer C¹^r Taktfrequenzen einzugeben, während aus dem anderen analogen Schieberegister mit der anderen Taktfrequenz Signale ausgegeben werden, und daß die an den Ausgang der Verzögerungseinrichtung gekoppelten Mittel (S₃, 235, 236) die Ausgangsgrößen der zwei analogen Schieberegister abwechselnd verbinden, wenn Signale mit der anderen Taktfrequenz taktmäßig ausgegeben werden.

17. Signalprozessor nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzögerungseinrichtung aufeinanderfolgend einen Analog-Digital-Konverter(138; 185), eine digitale Speichereinrichtung (139; 150; 181) mit steuerbaren Eingabe- und Auslesetaktfolgen und einen Digital-Analog-Konverter (140; 186) aufweist; daß die Einrichtung zum Steuern der Verzögerungseinrichtung eine Frequenzsteuereinrichtung (136; 182, 183) für die Taktfolgen aufweist.

18. Signalprozessor nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Speichereinrichtung ein digitales Schieberegister (139; 150) umfaßt.

19. Signalprozessor nach Anspruch 17 oder 18, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale Speichereinrichtung (181) taktgesteuert ist, um Daten mit einer Taktfrequenz einzugeben oder einzuschreiben und um Daten mit einer zweiten unterschiedlichen Taktfrequenz auszugeben oder auszulesen.

20. Signalprozessor nach Anspruch 1, dadurch gekennze.chnet, daß der Faktor eine Zahl größer als 1 für eine zeitliche Pressung und eine Zahl kleiner als 1. jedoch größer als Null, für eine zeitliche Ausdehnung der kodierten hörbaren Töne oder Klänge, welche durch die elektrischen Signale wiedergegeben werden, ist; daß weiter die Periode der Schwankung größer ist als die Periode der niedrigsten Frequenzkomponente der Signale am Ausgang der Verzögerungseinrichtung; und daß das Signal am Ausgang um folgenden Betrag kumulativ verzögert ist:

vorrichtungen (52) zum Steuern der Geschwindigkeit des Rückspielens (51) der Aufzeichnung und zum Steuern der Änderung in der Verzögerung (58), bei bestimmter Beziehung zwischen den genannten Größen, vorgesehen sind, um die genannte bestimmte Frequenztransformation der elektrischen Signale zu erhalten, daß weiter die Handsteuereinrichtungen (52 und 63) so ausgelegt sind, daß sich positive Werte für den Faktor, inklusive den Werten kleiner als 1, gleich 1 und größer als 1 auswählen lassen.