DE3612300C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Phasenschiebereinrichtung für von mehreren Primärquellen einer Empfangsantenne diversitär empfangene Fernmeldesignale gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Aus der DE-OS 14 66 029 ist ein Hochfrequenzempfangssystem mit mehreren Antennen bekannt, bei dem das auf alle Phasenschieber gegebene Referenzsignal das gesamte Spektrum des Nutzsignals enthält. Alle Empfänger und Bandfilter sind identisch und haben eine dem Nutzsignal gleiche Bandbreite. Demzufolge schleichen sich etwa vorhandene Störungen auch in den Phasenabgleich ein.

Aus der Radartechnik ist es bekannt, eine adaptive Empfangsantenne zu verwenden, die sich aus mehreren primären Quellen zusammensetzt, die jeweils mehrere Empfangskanäle bedienen. Aufgrund des Abstandes zwischen den verschiedenen Primärquellen auf der Antenne sind die von den primären Quellen eingefangenen Signale zueinander phasenverschoben und werden daher durch Vergleich mit einer Referenzphase in Phase gebracht, um die empfangenen Signale zu einem Empfangssignal mit maximaler Leistung zu summieren. Da die Sende- und Empfangsstationen für Radar nahe sind, ist die Referenzphase diejenige des gesendeten Nutzsignals, das bis auf das Niveau die gleiche Form hat wie das Empfangssignal.

In Fernmeldeeinrichtungen mit entfernten Sende- und Empfangsstationen dagegen kennt die Empfangsstation die genaue Frequenz des Sendesignals nicht. In der Tat ist bei Fernmeldeeinrichtungen die Natur des Empfangssignals a priori nie vollkommen bekannt, da das Ziel einer Übertragung eben das Aussenden von Informationen von einer Sendestation zu einer Empfangsstation in der Form von sequentiellen Änderungen des gesendeten Fernmeldesignals ist.

Außerdem kann das in den Empfangsstationen empfangene Signal durch wenigstens ein Störsignal beeinträchtigt sein, welches sich außerhalb des Frequenzbandes des gesendeten Signals gemäß dem genormten Fernmeldefrequenz-Plan befindet. Damit man später das von der Sendestation gesendete und von der Empfangsstation mit dem Störsignal empfangene Nutzsignal behandeln kann, empfiehlt es sich, in der Empfangsstation das Störsignal zu vermindern oder sogar zu unterdrücken.

Demgegenüber liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Phasenschiebereinrichtung der eingangs genannten Art zu schaffen, bei der der Phasenabgleich des gesendeten Nutzsignals, das in den verschiedenen von den Primärquellen der Empfangsantenne aufgenommenen Fernmeldesignalen enthalten ist, mittels eines Referenzsignals erreicht wird, das nur von dem Nutzsignal abhängt und unabhängig ist vom Störsignal.

Zur Lösung sieht die eingangs genannte Phasenschiebereinrichtung erfindungsgemäß vor, daß ein schmalbandiges Filter an einen der Empfangskanäle zum Ausfiltern des Referenzsignals aus dem Fernmeldesignal angeschlossen ist, und daß der Durchlaßbereich des Filters innerhalb des Frequenzbandes des Nutzsignals liegt.

Bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Durch das Filtern eines der Fernmeldesignale mit einem schmalen Band zur Bildung des Referenzsignals wird die Referenzphase nur von dem durch die Sendeantenne abgegebenen Nutzsignal abhängig. In jedem der Phasenschieber erlaubt eine Korrelation zwischen dem Referenzsignal und dem empfangenen Fernmeldesignal die Feststellung der Phasenverschiebung zwischen dem Nutzsignal in dem Fernmeldesignal und dem Referenzsignal und die Korrektur nur der Phase des Nutzsignals. In den zu summierenden, von den Phasenschiebern abgegebenen Signalen ist das Nutzsignal in Phase gebracht, während das außerphasige Störsignal gedämpft oder gelöscht ist.

Eine derartige Phasensteuerung des Nutzsignals in jedem der Empfangskanäle wird durch Korreliermittel, die die Phase des Referenzsignals mit der Phase des Nutzsignals in dem jeweiligen Fernmeldesignal mittels zweier Komponentensignale, die bezüglich des jeweiligen Fernmeldesignals in Phase und um 90° phasenverschoben sind, vergleichen und zwei analoge Steuersignale bilden, so wie durch Dämpfungsmittel, welche die in Phase befindlichen und um 90° phasenverschobenen Komponentensignale in Funktion des Vorzeichens und der Amplitude der analogen Steuersignale dämpfen und das Nutzsignal mit dem Referenzsignal im wesentlichen in Phase bringen, so wie durch Summationsmittel erreicht, die die aus den Dämpfungsmitteln sich ergebenden Komponentensignale dämpfen.

In Weiterbildung der Erfindung dienen die Phasenschiebersignale in jedem Empfangssignal zur Steuerung eines Verstärkers mit variablem Verstärkungsgrad in dem Empfangssignal, um das Fernmeldesignal in dem Kanal nur in Funktion des Niveaus des Nutzsignals zu verstärken, das als solches in dem Phasenschieber des Kanals wiedererkannt worden ist. Damit hängt im Gegensatz zu bekannten Verstärkerschaltungen mit variablem Verstärkungsgrad, bei denen der Verstärkungsgrad eine Funktion der festgestellten Einhüllenden des Fernmeldesignals ist, d. h. eine Mischung aus Nutzsignal und Störsignal des Verstärkungsgrades, lediglich von dem Nutzsignal ab. Insbesondere, wenn das Nutzsignal nur ein schwaches Niveau bezüglich des Störsignals hat, wird der Verstärkungsgrad zur Verstärkung des Fernmeldesignals in Funktion des Niveaus des Störsignals gesteuert, während die Steuerung des Verstärkungsgrades das Fernmeldesignal in Funktion vom Niveau des Nutzsignals verstärkt, was eine bequeme Feststellung für den Phasenabgleich erlaubt.

In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden die Phasenabgleichsignale zweier beliebiger Empfangskanäle in Recheneinheiten verarbeitet, die die Winkelposition der Sendestation feststellen. Wie sich aus Nachstehendem ergibt, erlaubt sie insbesondere die Orientierung der Empfangsantenne auf die Position der Sendeantenne auszurichten, um ein Empfangssignal maximaler Leistung zu empfangen, wenn die Sendestation beispielsweise mobil ist.

Weitere Merkmale und Vorteile ergeben sich aus der nachstehenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels anhand der beigefügten Zeichnungen. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Phasensteuereinrichtung gemäß der Erfindung in einer adaptiven Fernmelde- Empfangsstation, wobei ein einem Empfangskanal zugeordneter Phasensteuerkreis im einzelnen dargestellt ist, und

Fig. 2 ein Blockdiagramm einer Phasensteuereinrichtung gemäß der Erfindung mit Verstärkungssteuermitteln in jedem der Empfangskanäle, sowie mit einem Rechner, der die Winkelposition der Sendeantenne errechnet.

In Fig. 1 sind nur mehrere Empfangskanäle V _a , V _b , . . . einer Empfangsstation dargestellt, die ein von einer Sendestation gesendetes Fernmeldenutzsignal, zum Beispiel ein Telefonsignal, über eine adaptive Antenne oder Freiantenne empfängt. Es wird darauf hingewiesen, daß eine adaptive Antenne aus einer Gruppe von zwei oder mehreren primären Quellen, wie etwa Dipolen, gebildet ist, die ein Nutzsignal SU mit relativen Phasenverschiebungen empfangen, wie etwa die Phasenverschiebungen ψ _a und ψ _b für die beiden in Fig. 1 dargestellten Kanäle V _a und V _b . Es wird vorausgesetzt, daß die primären Quellen auch ein Störsignal SB empfangen, welches sich durch ein Frequenzspektrum außerhalb des Frequenzbereiches der Nutzsignala SU auszeichnet und von einer anderen Empfangsrichtung herkommt, als der des Nutzsignals, die durch die die Sende- und Empfangsantennen verbindende Richtung bestimmt ist. Das Nutzsignal SU ist zum Beispiel ein frequenz- oder phasenmoduliertes Signal wobei die Modulation numerisch oder analog sein kann. Die Trägerfrequenz liegt zum Beispiel zwischen 1 und 10 GHz.

Im folgenden bezieht sich der Ausdruck "Empfangskanal" auf eine Gesamtheit von Schaltungskreisen, die die durch eine primäre Quelle der Empfangsantenne empfangenen Signale verstärken und verändern. Jeder Empfangskanal V _a , V _b , . . . enthält identische Eingangskreise 2 _a , 2 _b , . . ., welche über eine zugeordnete primäre Quelle 3 _a , 3 _b , . . . der adaptiven Empfangsantenne ein einer Mischung des um ψ _a , ψ _b , . . . phasenverschobenen Nutzsignals mit dem Störsignal entsprechendes Signal empfangen. Das Nutzsignal und das Störsignal erfahren die gleichen klassischen Veränderungen in den Eingangskreisen. In den Eingangskreisen 2 _a , 2 _b , . . . erfährt das Empfangssignal eine oder zwei Frequenzumsetzungen und eine Vorverstärkung, um ein Signal SU _a + SB _a , SU _b + SB _b , . . . zu bilden, das in eine Zwischenfrequenz FI von gewöhnlich 70 MHz umgesetzt ist. Die Vorverstärkung kann nach der einen oder den beiden Frequenzumsetzungen mittels eines automatischen Verstärkungssteuerkreises (AGC) erfolgen, der die Signaleinhüllende mit der Frequenz FI auffindet und sie mit einer Referenzspannung vergleicht, um das Empfangssignal, das heißt das mit dem Störsignal gemischte Nutzsignal, global vorzuverstärken.

Nach den Eingangskreisen 2 _a , 2 _b , . . . erfährt das Signal SU _a + SBp _a , SU _b + SB _b , . . . in jedem der Kanäle V _a , V _b , . . . in einer Phasenschieberschaltung 1 _a , 1 _b , . . . wie nachfolgend ausgeführt wird gewisse Transformationen um die Empfangssignale ausschließlich von der Frequenz des Nutzsignals in Phase zu summieren und somit ein Energiemaximum des Nutzsignals wiederzugewinnen und das Störsignal weitgehend zu unterdrücken. Außerdem wird in einem der Empfangskanäle, beispielsweise im Empfangskanal V _b , ein kleiner Teil der Empfangssignalenergie entnommen, um ein Referenzsignal SR zu bilden, das dazu benutzt wird, die Phasensummation der Signale mit Nutzfrequenz genau durchzuführen.

Erfindungsgemäß wird das Referenzsignal SR in einer Filterschaltung 4 erhalten, deren Hauptfunktion darin besteht, das Signal SU _b + SB _b im Kanal 1 _b schmalbandig zu filtern. Ein Eingang der Filterschaltung 4 ist über einen Koppler 40 mit dem Kanal 1 _b gekoppelt, wobei der Koppler 40 zwischen den Ausgang 20 _b der Eingangschaltung 2 _b und dem Eingang 10 E _b eines Leistungsteilers 10 zwischengeschaltet ist, der in der Phasenschieberschaltung 1 _b vorgesehen ist. Die Filterschaltung 4 weist beginnend mit ihrem Eingang ein Bandfilter 41, einen Verstärker 42, einen Amplitudenbegrenzer 43 und einen Hochpaßfilter 44 auf, die in Reihe geschaltet sind. Das Bandfilter 41 ist ein schmalbandiges Filter, das ein schmales Band aus dem Spektrum des Nutzsignals SU im Signal SU _b + SB _b herausnimmt. Das schmale Band liegt außerhalb des Bandes des Störsignals SB, um ein vom Störsignal ungestörtes Referenzsignal SR zu bilden.

Somit wird das am Ausgang des Hochpaßfilters auftretende Signal durch das Störsignal nicht beeinträchtigt und dient als erfindungsgemäßes Referenzsignal SR, um die Nutzsignale SU _a , SU _b , . . . in den Kanälen V _a , V _b , . . . in Phase zu bringen. Das Signal SR wird über alle Kanäle V _a , V _b , . . . durch einen gemeinsamen Leistungsteiler 45 verteilt, dessen Eingang mit dem Ausgang des Hochpaßfilters 44 verbunden ist, und dessen Ausgänge jeweils mit einem Eingang der Leistungsteiler mit zwei Ausgängen in jeder der Schaltungen 1 _a , 1 _b , . . . verbunden sind, beispielsweise mit einem Eingang des Leistungsteilers 14 in der Schaltung 1 _a gemäß Fig. 1.

Die Phasenschieberschaltungen 1 _a , 1 _b , . . . in allen Kanälen V _a , V _b , . . . der Empfangsstation sind identisch, sodaß lediglich die Schaltung 1 _a in Kanal V _a hiernach unter Bezugnahme auf Fig. 1 im einzelnen beschrieben ist. Die Phasenschieberschaltung 1 _a umfaßt zwei fast identische Haupt-Unterkanäle, von denen jeder selbst wieder in zwei andere fast identische sekundäre Unterkanäle unterteilt ist, um das Signal SU _a + SB _a in 4 Komponentensignale zu zerlegen, und zwar zwei auf zwei im Quadrat, und um auf die Amplitude dieser vier Komponentensignale in der Weise einzuwirken, daß eine Phase des Nutzsignals SU _a so nahe wie möglich derjenigen ψ _R des Referenzsignals SR benachbart zu erhalten. Die Zerlegung des Kanals 1 _a in vier Unterkanäle ermöglicht, das Signal SU _a in den vier Quadranten (0, π/2), (π/2, π), (π, 3π/2) und (3π/2, 2π) des Phasendiagramms in Phase zu bringen, welches auch die Phasenverschiebung ψ _R - ψ _a zwischen dem Signal SU _a und dem Referenzsignal SR sein möge.

Die Schaltung 1 a weist am Eingang einen symmetrischen Leistungsteiler 10 auf, der über einen Eingang 10 _E das Signal SU _a + SB _a aus dem Ausgang 20 _a der Eingangsschaltung 2 _a aufnimmt und zwei Signale S ₁ und S ₂ von jeweils gleicher Amplitude und von jeweils gleicher relativer Phasenverschiebung von π/2 an den beiden Ausgängen 10 S ₁ und 10 S ₂ bildet, welche die Eingänge der Haupt-Unterkanäle darstellen. Das Signal S ₁ aus dem Ausgang 10 S ₁ ist mit dem Signal SU _a + SB _a in Phase. Das Signal S ₂ aus dem Ausgang 10 S ₂ ist bezüglich des Signals SU _a + SB _a sowie des Signals S ₁ um π/2 phasenverschoben aufgrund eines Phasenschiebers um f/2 in dem Leistungsteiler 10.

Danach wird jedes der Signale S ₁ und S ₂ in zwei identische Signale S ₁′ und S ₂′ dank der symmetrischen Leistungsteiler 11 ₁ und 11 ₂ getrennt. Zwei Signale S ₁′ und S ₂′ gelangen auf die ersten Eingänge 12 E ₁ und 12 E ₂ der Korreliereinheiten 12 ₁ und 12 ₂, zwei andere Signale S ₁′ und S ₁′ gelangen auf die Eingänge 13 E ₁ und 13 E ₂ der symmetrischen Leistungsteiler mit Phasenschieber um π 13 ₁ und 13 ₂. Die Ausgänge 13 S ₁ und 13 S ₃ des Teilers 13 ₁ bilden die Eingänge der sekundären Unterkanäle des primären Haupt-Unterkanals und liefern die Signale s ₁ und s ₃ von jeweils gleicher Amplitude und Phasenverschiebungen von 0 und π bezüglich des Signals SU _a + SB _a am Eingang 10 E _a . Die Eingänge der beiden sekundären Unterkanäle des zweiten Haupt-Unterkanals werden von den Ausgängen 13 S ₂ und 13 S ₄ des Leistungsteilers 13 ₂ gebildet, die die Signale s ₂ und s ₄ mit jeweils gleicher Amplitude und Phasenverschiebung von π/2 und 3π/2 bezüglich des Signals SU _a + SB _a am Eingang 10 E _a liefern.

Zwei Ausgänge des Leistungsverteilers 14 in der Schaltung 1 _a geben das Referenzsignal an die zweiten Eingänge 12 R ₁ und 12 R ₂ der Korreliereinheiten 12 ₁ und 12 ₂. Das Referenzsignal SR wird somit mit den Signalen S ₁′ und S ₂′ verglichen, die in den Korreliereinheiten 12 ₁ und 12 ₂ um π/2 phasenverschoben werden. Die von den Ausgängen 12 S ₁ und 12 S ₂ der Korreliereinheiten 12 ₁ und 12 ₂ abgegebenen Signale sind lediglich eine Funktion der relativen Phase zwischen dem Signal SU _a + SB _a im Kanal V _a und dem Referenzsignal SR, betrachtet bei der Frequenz des Nutzsignals. Eine definitive Eliminierung der sich aus den relativen Vergleichen des Störsignals SB _a ergebenen Ergebnisse wird durch die Integrierer 15 ₁ und 15 ₂ erhalten, die mit den Ausgängen 12 S ₁ und 12 S ₂ der Korrreliereinheiten 12 ₁ und 12 ₂ verbunden sind und analoge Steuersignale Δ ψ ₁ und Δ ψ ₂ liefern. Die Integrierer 15 ₁ und 15 ₂ haben Integrations-Zeitkonstanten, die es ermöglichen, lediglich die Komponenten der Grundfrequenz passieren zu lassen, die aus der Korrelation der Signale SU _a und SR hervorgehen, während die Komponenten mit höherer Frequenz, die aus der Korrelation der Signale SR _a und SR, die verschiedene Frequenzen besitzen, hervorgehen, wesentlich geschwächt sind. Die Signale Δ ψ ₁ und Δ ψ ₂ haben nicht verschwindende Amplituden lediglich für die Komponenten des Referenzsignals SR, die sich in den Signalen S ₁ und S ₂ finden, das heißt im Signal SU. Typischerweise sind die Zeitkonstanten der Integrierer 15 ₁ und 15 ₂ in der Größenordnung von 1 bis 10 ms für ein schmales Frequenzband von 1 MHz um das Referenzsignal SR herum, welches durch Filtern eines Signals SU mit einer Nutzbandbreite von 10 MHz erhalten wird.

Die beiden Phasensteuersignale Δ ψ ₁ und Δ ψ ₂ werden jeweils in den Amplitudeninvertern 151 ₁ und 151 ₂ invertiert, dann in den Verstärkern 152 ₁ und 152 ₂ verstärkt und auf die Steuereingänge C ₁ und C ₂ der analogen Multiplizierer 16 ₁ und 16 ₂ gegeben. Andererseits werden die Signale Δ c ₁ und Δ ψ ₂ jeweils auf die Steuereingänge C ₃ und C ₄ der analogen Multiplizierer 16 ₃ und 16 ₄ über Verstärker 152 ₃ und 152 ₄ gegeben. Die Inverter 151 ₁ und 151 ₂ und die Verstärker 152 ₁ und 152 ₄ bestimmen somit die Vorzeichen und Amplituden der Steuersignale Δ ψ ₁ und Δ ψ ₂. Die analogen Multiplizierer 16 ₁ und 16 ₄ können Dämpfungsglieder sein, die von einer PIN-Diode gesteuert sind und bilden die sekundären Unterkanäle, welche die Signalkomponenten s ₁ bis s ₄ aufnehmen, welche um 0, π/2, π und 3f/2 bezüglich des Signals SU _a + SB _a am Eingang 10 E _a jeweils phasenverschoben sind. Die Signale Δ ψ ₁, Δ ψ ₂, -Δ ψ ₁ und -Δ ψ ₂, die jeweils von den Verstärkern 152 ₁ bis 152 ₄ abgegeben werden, dienen zur Steuerung der Phase der verschiedenen Signalkomponenten s ₁ bis 2 ₄ in Kanal V _a , indem sie auf die Amplitude der beiden Signalkomponenten S′₁ und S′₂, die einen Phasenunterschied von π/2 aufgrund der Dämpfungsglieder 16 ₁ bis 16 ₄ haben, einwirken, welche in Funktion der positiven Amplituden der jeweiligen Steuersignale -Δ ψ ₁, -Δ ψ ₂, Δ ψ ₁ und Δ ψ ₂ spannungsgesteuert sind.

Um beispielsweise die Phase des Signals SU _a im ersten Quadranten 0 bis π/2 zu variieren werden die um 90 Grad phasenverschobenen Amplituden der Signalkomponenten s ₁ und s ₂ von den Dämpfungsgliedern 16 ₁ und 16 ₂ abgeglichen. Um die Phase des Signals SU _a im zweiten Quadranten π/2 bis π zu variieren, muß auf die um 90 Grad phasenverschobenen Amplituden der anderen Signale eingewirkt werden, das heißt auf die um 90 Grad phasenverschobene Amplitude der Signalkomponente S ₂ entsprechend dem Signal s ₂, und auf die in Phase befindliche Amplitude der Signalkomponente S ₁, ehe sie im Signal s ₃ um π phasenverschoben wird; weiter wird eine Veränderung der Phase des Signals SU _a zwischen π/2 und π durch die Dämpfungsglieder 16 ₂ und 16 ₃ erhalten. In gleicher Weise werden die Phasenveränderungen des Signals SU _a in dem dritten Quadranten zwischen π und 3π/2 und dem vierten Quadranten zwischen 3π/2 und π jeweils durch die Dämpfungsglieder 16 ₃ und 16 ₄ und die Dämpfungsglieder 16 ₄ und 16 ₁ bewirkt.

Die beiden Paare der in Phase befindlichen Signale am Ausgang der Dämpfungsglieder 16 ₁ bis 16 ₄ werden dann in den Summierern mit zwei Eingängen 17 ₁ und 17 ₂ und dann in einem Ausgangssummierer 18 mit zwei Eingängen gemischt, die mit den Ausgängen der Summierer 17 ₁ und 17 ₂ verbunden sind. Ein Ausgang 18 S _a des Summierers 18 in der Schaltung 1 _a stellt folglich ein Signal wieder her, das das Nutzsignal SU _a mit einer Phase enthält, die im wesentlichen gleich ψ _R ist und ein Leistungsmaximum hat und das Störsignal SB _a .

Die in Phase befindlichen Nutzsignale SU _a , SU _b , . . . und die nicht in Phase erhaltenen Störsignale SB _a , SB _b , . . ., die von den Ausgängen 18 S _a , 18 S _b . . . der Summierer 18 aller Empfangskanäle V _a , V _b , . . . erhalten werden, werden dann in einem gemeinsamen Summierer 5 gemischt, der an einem Ausgang 5 S ein Nutzsignal SU liefert, das maximale Leistung aufweist und weitgehend entstört ist, das heißt mit einem bezüglich des von der Empfangsantenne aufgenommenen Störsignals sehr schwachen oder ausgelöschten Störsignal vermischt ist.

Gemäß anderer Varianten ist die der Filterschaltung 4 zugeordnete Koppelschaltung 40 durch eine Koppelschaltung ersetzt, welche an einen der Ausgänge der Phasenschieberschaltungen angeschlossen ist, wie etwa den Ausgängen 18 S _a oder 18 S _b der Schaltung 1 _a oder 1 _b , oder die auch mit dem Ausgang 5 S des gemeinsamen Summierers 5 verbunden ist, ohne daß dadurch der Grundgedanke der erfindungsgemäßen Phasensteuerung verlassen wird.

Eine erste Anwendung der erfindungsgemäßen Phasenschieberschaltungen sieht vor, daß die Phasensteuersignale Δ ψ ₁ und Δ ψ ₂ in jedem Empfangskanal zur Steuerung einer Vorverstärkung des Nutzsignals benutzt werden, das aus den Eingangsschaltungen des Kanals kommt. Wie Fig. 2 am Beispiel des Kanals V _a zeigt, ist eine Nutzsignal- Vorverstärkerschaltung 6 _a zwischen den Ausgang 20 _a der Eingangschaltungen 2 _a und dem Eingang 10 E _a des Leistungsteilers 10 in der Phasenschieberschaltung 1 _a geschaltet. Die Schaltung 6 _a weist einen Verstärker 60 mit variablem Verstärkungsgrad und einen Nachverstärker 61 auf, die in Reihe zwischen die Klemmen 20 _a und 10 E _a geschaltet sind.

Der Verstärkungsgrad des Verstärkers 60 wird durch ein Analogsignal V _R - ϑ _a gesteuert, welches von einer Verstärkungssteuerschaltung 7 _a geliefert wird. Die Schaltung 7 _a umfaßt 4 Dioden 70 ₁, 70 ₂, 70 ₃ und 70 ₄, deren Anoden jeweils mit den Ausgängen der Inverter 151 ₁ und 151 ₂ und mit den Ausgängen der Integrierer 15 ₁ und 15 ₂ verbunden sind, und umfaßt einen Spannungsvergleicher 71. Ein invertierender 71 _- Eingang des Vergleichers 71 ist mit den Kathoden der Dioden 70 ₁ bis 70 ₄ verbunden und nimmt daher eine einem Signal ϕ _a proportionale Spannung auf, welche unter den Ausgangssignalen der Integrierer 15 ₁ und 15 ₂ und der Invertierer 151 ₁ und 151 ₂ die größte Amplitude hat, das heißt proportional zur Amplitude der Phasensteuersignale Δ ψ ₁ und Δ ψ ₂ ist, und das demzufolge sich mit der Amplitude des Nutzsignals SU _a verändert. Das Signal ϕ _a wird mit einer Referenzspannung V _R verglichen, die an einem direkten Eingang 71 ₊ des Vergleichers 71 anliegt und bequemerweise durch ein Potentiometer 72 eingestellt ist. Ein Ausgang 71 S des Vergleichers 71 liefert demzufolge ein Steuersignal V _R - ϕ _a , das auf einen Eingang der Verstärkungssteuerschaltung 60 C des Verstärkers 60 gegeben wird und das eine Verstärkung des Signals SU _a + SB _a steuert, und zwar nicht in Funktion einer Einhüllenden des Signals SU _a + SB _a , welche von der Amplitude des Störsignals SB _a abhängt, sondern in Funktion der Einhüllenden des Nutzsignals SU _a . Tatsächlich hängt das Signal ϕ _a direkt von der Koinzidenz zwischen dem Empfangssignal SU _a + SB _a und dem Referenzsignal SR in den Korreliereinheiten 12 ₁ und 12 ₂ ab, wobei das Referenzsignal SR vom Störsignal SB _a unabhängig ist. Das Störsignal SB _a wird im Verstärker 60 auch verstärkt, jedoch in Abhängigkeit von der Amplitude des Nutzsignals, und nicht in Abhängigkeit von sich selbst und der Amplitude des Störsignals.

Gemäß einer zweiten Anwendung der erfindungsgemäßen Phasenschieberschaltungen werden die Phasensteuersignale von irgend zwei Empfangskanälen, wie etwa den Kanälen SV _a und SV _b zur Winkelpositionsbestimmung der Antenne der Sendestation bezüglich der Antenne der Empfangsstation benutzt. Gemäß Fig. 2 enthält die Empfangsstation einen Rechner 8 mit zwei ersten Eingängen 8 E _a1 und 8 E _a2, die jeweils mit den Ausgängen der Integrierer 15 ₁ und 15 ₂ in der Schaltung 1 _a verbunden sind, sowie mit zwei zweiten Eingängen 8 E _b1 und 8 E _b2, die jeweils mit den Ausgängen der entsprechenden Integrierer 15 ₁ und 15 ₂ in der Schaltung 1 _b verbunden sind. Die ersten Eingänge und die zweiten Eingänge des Rechners nehmen daher Signale in Funktion der Phasen ψ _R - ψ _a und ψ _R - ψ _a + f/2 sowie ψ _R - ψ _b und ψ _R - ψ _b + π/2 auf, sodaß die Signalpaare demzufolge eine relative Phase vom ψ _b - ψ _a haben.

Die Berechnungen in dem Rechner 8 bestehen insbesondere darin, den Winkel ψ _b - ψ _a zu berechnen. Dazu umfaßt der Rechner 8 eine den Tangens berechnende Schaltung 81 _a zum Berechnen von tg(ψ _R - ψ _a ) aus den Signalen mit den Phasen ψ _R - ψ _a und ψ _R - ψ _a + π/2, das heißt aus dem cos(ψ _R - ψ _a ) und sin (ψ _R - ψ _a ), sowie eine zweite den Tangens berechnende Schaltung 81 _b zur Berechnung von tg(ψ _R - ψ _b ) aus den Signalen mit den Phasen ψ _R - ψ _b und ψ _R - ψ _b + π/2, das heißt aus dem cos(ψ _R - ψ _a ) aus dem sin(ψ _R - ψ _a ), sowie zwei Arcus-Tangens berechnende Schaltungen 82 _a und 82 _b , um ψ _R - ψ _a und ψ _R - ψ _b aus den Signalen tg(ψ _R - ψ _a ) und tg(ψ _R - ψ _b ) zu berechnen, sowie ein Subtrahierglied 83 zur Berechnung von ψ _b - ψ _a aus den Signalen ψ _R - ψ _a und ψ _R - ψ _b .

Wenn man mit 2d den Abstand zwischen den beiden Primärquellen 3 _a und 3 _b der den Kanälen V _a und V _b zugeordneten Empfangsantenne bezeichnet und mit λ die Wellenlänge der Sende-Trägerfrequenz und mit R den Winkel zwischen der Richtung von der Empfangsantenne zur Sendeantenne und der Mittelsenkrechten des die beiden Quellen 3 _a und 3 _b verbindenden Abschnittes bezeichnet, ergibt sich die Differenz ψ _b - ψ _a aus folgender Relation:

ψ _b - ψ _a = 2π · (2d/λ) · sinR

Aus dieser Beziehung ergibt sich der Winkel R zu:

R = arc sin((ψ _b - ψ _a ) · λ/(4πd))

Der Rechner 8 enthält demzufolge eine Schaltung 84 zur Berechnung des Richtwinkels, der gemäß der vorstehenden Relation den Winkel R in Funktion von ψ _b - ψ _a berechnet, was von dem Subtrahierglied 83 geliefert wird. Vorteilhafterweise ist der Abstand 2d zwischen den beiden gewählten Quellen 3 _a und 3 _b nur klein, um eine Unbestimmtheit in der Berechnung des Winkels R bis auf k π, mit k ganzzahlig, aufzuheben.

Ausgehend von dem Wert von R erlauben bekannte und nicht dargestellte Positionsregeleinrichtungen die Steuerung der relativen Position der Empfangsantenne bezüglich der Richtung der Antennen, um ein Leistungsmaximum des Nutzsignals SU zu erhalten. Die Regeleinrichtungen ermöglichen demzufolge eine zweckmäßige Ausrichtung der Empfangsantenne auf die Sendeantenne, wenn eine derselben bezüglich der anderen beweglich ist. Eine Winkelkorrektur dieser Art wird daher jedesmal dann ausgeführt, wenn eine goniometrische Operation für einen bequemen Empfang der Fernmeldesignale erforderlich ist, wie etwa als Hilfe zur Navigation oder zum Landeanflug eines Flugzeugs, zur Orientierung einer terrestrischen Antenne bezüglich eines Satelliten oder zur Orientierung einer Empfangsantenne in einer feststehenden Rundfunkstation bezüglich einer mobilen Rundfunkstation in einem Fahrzeug.

Claims (7)

1. Phasenschiebereinrichtung für von mehreren Primärquellen einer Empfangsantenne diversitär empfangene Fernmeldesignale, wobei die Primärquellen jeweils über mehrere Frequenzumsetzer und Vorverstärker mit mehreren Empfangskanälen verbunden sind, und die untereinander phasenverschobenen Fernmeldesignale das gleiche, mit wenigstens einem Störsignal vermischte Nutzsignal enthalten, und das Frequenzspektrum des Störsignals, außerhalb des Frequenzbandes des Nutzsignals liegt, mit mehreren steuerbaren Phasenschiebern, in welchen die Phasen der über die Empfangskanäle übertragenen Fernmeldesignale mit der Phase eines Referenzsignals verglichen und in Übereinstimmung gebracht werden, dadurch gekennzeichnet, daß ein schmalbandiges Filter (4) an einen (V _b ) der Empfangskanäle (V _a , V _b ) zum Ausfiltern des Referenzsignals (SR) aus dem Fernmeldesignal (SV _b + SB _b ) angeschlossen ist, und daß der Durchlaßbereich des Filters (4) innerhalb des Frequenzbandes des Nutzsignals (SU) liegt.

2. Einrichtung nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (4) ein Bandfilter ist, dem ein Verstärker (42), ein Begrenzer (43) und ein Hochpaßfilter (44) nachgeschaltet sind.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder der Phasenschieber Korreliereinheiten (12₁, 12₂) zum Vergleichen der Phasen ( ψ _r ) des Referenzsignals (SR) mit der Phase ( ψ _a ) des Nutzsignals (SU _a ) mit dem jeweiligen Fernmeldesignal (SU _a + SB _a ) mittels zweier mit dem jeweiligen Fernmeldesignal in Phase und in 90 Grad Phasenverschiebung befindlicher Komponentensignale (s₁, s₂) und zum Bilden zweier analoger Steuersignale ( Δψ₁, Δψ₂) enthalten, daß ein Integrierer (15₁, 15₂) zum Auslöschen jeder parasitären Korrelation zwischen dem Referenzsignal (SR) und dem Störsignalanteil in den Steuersignalen ( Δψ₁, Δψ₂) vorgesehen ist, und daß Dämpfungsglieder zum Dämpfen der in Phase befindlichen (S₁; s₁, s₃) und der in 90 Grad Phasenverschiebung befindlichen (S₂, s₂, s₄) Komponentensignale als Funktion des Vorzeichens und der Amplitude der analogen Steuersignale vorgesehen sind, und daß eine Summiereinrichtung (17₁, 17₂, 18) vorgesehen ist, die die aus den Dämpfungsgliedern kommenden gedämpften Komponentensignale summiert.

4. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Phasenschieber Korreliereinheiten (12₁, 12₂) zum Vergleichen der Phasen ( ψ _R ) des Referenzsignals (SR) mit der Phase ( ψ _a ) des Nutzsignals (SU _a ) mit dem jeweiligen Fernmeldesignal (SU _a + Sb _a ) mittels vier mit dem jeweiligen Fernmeldesignal um 0, π/2, π, 3 π/2 phasenverschobene Komponentensignale (s₁, s₂, s₃, s₄) und zum Bilden zweier analoger Steuersignale ( Δψ₁, Δψ₂) enthalten, daß ein Integrierer (15₁, 15₂) zum Auslöschen jeder parasitären Korrelation zwischen dem Referenzsignal (SR) und dem Störsignalanteil in den Steuersignalen ( Δψ₁, Δψ₂) vorgesehen ist, und daß Dämpfungsglieder zum Dämpfen der um 0, π/2, π, 3 π/2 phasenverschobene (S₁, s₂, s₃, s₄) Komponentensignale als Funktion des Vorzeichens und der Amplitude der analogen Steuersignale vorgesehen sind, und daß eine Summiereinrichtung (17₁, 17₂, 18) vorgesehen ist, die die aus den Dämpfungsgliedern kommenden gedämpften Komponentensignale summiert.

5. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter (4) an den Ausgang (20 _b ) der Frequenzumsetzer und der Vorverstärker (2 _b ) oder mit dem Ausgang (18 S _b ) der Phasenschieber in einem (V _b ) der Empfangskanäle angeschlossen ist.

6. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-5, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Empfangskanal (1 _a ) mit dem Ausgang des Integrierers (15₁, 15₂) verbundene Mittel (70) enthält, welche die Umhüllende des Nutzsignals (SU) im jeweiligen Fernmeldesignal (SU _a + SB _b ) feststellen sowie Korreliermittel zur Korrelation zwischen dem Referenzsignal (SR) und dem Fernmeldesignal zur Bildung eines umhüllenden Signals ( ϕ _a ) aufweist, und daß eine Vergleichseinrichtung (71) die Amplitude des umhüllenden Signals ( ϕ _a ) mit einer Referenzspannung (V _R ) vergleicht und ein Verstärkungssteuersignal (V _R - ϕ _a ) bildet, und daß eine Verstärkungseinrichtung (6 _a ) vorgesehen ist, die in den Empfangskanal zwischen den Frequenzumsetzer und den Vorverstärker (2 _a ) und die Phasenschieber (1 _a ) geschaltet ist, um das Fernmeldesignal (SU _a + SB _a ) als Funktion des Verstärkungssteuersignals (V _R - ϕ _a ) zu verstärken.

7. Einrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, gekennzeichnet durch Mittel (81, 82, 83), welche eine Phasendifferenz ψ _b - ψ _a zwischen den Phasen ψ _a und ψ _b des Nutzsignals (SU _a , SU _b ) in den beiden Fernmeldesignalen (SU _a + SB _a ; SU _b + Sb _b ) zweier beliebiger Empfangskanäle (V _a ; V _b ) aus den Paaren von um 90 Grad phasenverschobenen Phasensteuersignalen ( ψ _R - ψ _a , ψ _R - ψ _a + π/2; ψ _R - ψ _b ; ψ _R - ψ _b + π/2) berechnen, welche sich jeweils aus Phasenvergleichen in den Phasensteuermitteln (1 _a , 1 _b ) der beiden Kanäle ergeben, sowie durch Mittel (84), welche einen Winkel R zwischen der Richtung zwischen der Sendeantenne und der Empfangsantenne und der Mittelsenkrechten des die primären Quellen (3 _a , 3 _b ), die die beiden Kanäle (V _a , V _b ) bedienen, verbindenden Abschnittes nach folgender Relation berechnen wobei λ die Wellenlänge der Emission der Sendeantenne und 2 d der Abstand zwischen den primären Quellen (3 _a , 3 _b ) ist: R = arc sin ( ψ _b - ψ _a ) · λ/(4 π d)