DE3445538C2 - - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Induktionsheizgerät nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines Beispieles eines herkömmlichen Induktionsheizgerätes, und wie es aus der JP-A 36 473/ 1983 A bekannt ist.

Des weiteren ist durch die GB 20 73 967 A ein Induktionsheizgerät der gattungsgemäßen Art bekannt.

Bei dem Induktionsheizgerät gemäß der Fig. 1 wird eine Wechselspannung einer niederfrequenten Wechselstrom-Energiequelle 1 durch einen Gleichrichterschaltkreis 3 in eine Gleichspannung umgewandelt. Diese Gleichspannung am Ausgang des Gleichrichterschaltkreises 3 wird an einen Inverter 5 angelegt. Der Inverter 5 hat einen Kondensator 7, der über die Eingangsanschlüsse der vom Gleichrichterschaltkreis 3 gelieferten Gleichspannung geschaltet ist, wobei der Kondensator 7 als Glättungskondensator wirkt. Eine Reihenschaltung aus einer Heizspule 9 und einem Schalttransistor 11 ist mit dem Glättungskondensator 7 verbunden. Ein Resonanz- Kondensator 13 und eine Diode 15 sind zwischen Kollektor und Emitter des Schalttransistors 11 gelegt.

Der Resonanz-Kondensator 13 und die Heizspule 9 bilden zusammen einen LC-Resonanzkreis.

Das Ein- und Ausschalten des Schalttransistors 11 wird mittels eines Regelschaltkreises 17 gesteuert, der fünf Anschlüsse 19a, 19b, 21a, 21b und 23 aufweist. Die Gleichspannung des Gleichrichterschaltkreises 3 ist durch die Anschlüsse 19a, 19b an den Regelschaltkreis 17 angeschlossen. Weiter ist eine Spannung an einem Schaltpunkt, an dem die Heizspule 9 und der Schalttransistor in Reihe geschaltet sind, das heißt die Kollektorspannung des Schalttransistors 11 über den Anschluß 23 am Regelschaltkreis 17 angeschlossen. Innerhalb des Regelschaltkreises 17 werden die beiden Spannungen, die auf diese Weise abgegriffen werden miteinander verglichen. Auf der Basis dieses Vergleiches wird ein Schaltimpuls zum Ein- oder Ausschalten des Schalttransistors 11 zu den Anschlüssen 21a und 21b abgegeben. Genauer gesagt wird, wenn die Kollektorspannung des Anschlusses 23 kleiner wird als die DC-Spannung am Anschluß 19a, nach einer gewissen Verzögerungszeit die, die durch einen Verzögerungsschaltkreis (nicht dargestellt) erzeugt wird, der Schalttransistor eingeschaltet.

Der Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors 11 wird somit auf der Grundlage des Vergleichs zwischen zwei Spannungen geregelt und daher kann erwartet werden, daß eine stabile Schwingung aufrechterhalten wird und dies auch dann erfolgt, wenn eine vergleichsweise große Lastveränderung vorliegt.

Bei dem vorstehend beschriebenen Induktionsheizgerät besteht jedoch folgendes Problem: Da der Basisstrom des Schalttransistors auf der Grundlage des Vergleichs der Spannung der Gleichspannungsenergiequelle mit der Kollektorspannung des Schalttransistors geregelt wird, wird der Schaltverlust des Schalttransistors groß und zwar insbesondere dann, wenn die Schwingungsfrequenz ansteigt. Genauer gesagt wird, wenn die Schwingungsfrequenz erhöht wird, der Abfall der Kollektorspannung des Schalttransistors langsam, während die Größe der Gleichspannung nicht geändert wird und infolge dessen liegt der Zeitpunkt, an dem die Kollektorspannung kleiner wird, früher als bei der Gleichspannung. Anders ausgedrückt, wenn die Frequenz höher ist, liegt der Zeitpunkt des Einschaltens des Schalttransistors früher, verglichen mit dem Fall, bei dem die Frequenz niedriger ist. An einem solchen frühen Zeitpunkt fällt die Kollektorspannung des Schalttransistors nicht weit genug ab und infolge dessen wird der Schalttransistor in einem Zustand eingeschaltet, in dem die Kollektorspannung des Schalttransistors relativ groß ist. Konsequenterweise steigt dabei ein Einschaltstrom an, der im Moment des Einschaltens des Schalttransistors fließt. Ein derartiger Einschaltstrom erzeugt einen großen Schaltverlust, so daß der Wirkungsgrad insbesondere bei hoher Schwingungsfrequenz abgesenkt wird.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Induktionsheizgerät der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, bei dem der Schaltverlust innerhalb eines weiteren Frequenzbereiches klein bleibt.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch ein Induktionsheizgerät der eingangs beschriebenen Art, das durch die Merkmale des Patentanspruches 1 gekennzeichnet ist.

Vorteilhafte Weiterbildungen des erfindungsgemäßen Induktionsheizgerätes sind den Unteransprüchen 2 bis 4 zu entnehmen.

Ausführungsformen der Erfindung werden anhand der folgenden Figuren im einzelnen beschrieben. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltschema eines Beispieles eines herkömmlichen Induktionsheizgerätes, wie es für die vorliegende Erfindung von Bedeutung ist,

Fig. 2 ein Schaltschema einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung,

Fig. 3 ein Blockdiagramm zur detaillierten Erläuterung des Regelschaltkreises der in Fig. 2 dargestellten Ausführungsform,

Fig. 4 ein Schaltschema zur Darstellung eines Beispieles der Spannungsvergleicherschaltung, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist,

Fig. 5 ein Schaltschema zur Darstellung eines Beispieles eines Verzögerungsschaltkreises wie er in Fig. 3 dargestellt ist,

Fig. 6 eine graphische Darstellung zur Erläuterung der Funktionsweise des Schaltkreises in Fig. 5,

Fig. 7 ein Schaltschema zur Darstellung einer anderen beispielhaften Ausführungsform des Verzögerungsschaltkreises,

Fig. 8 eine graphische Darstellung der Wellenform zur Erläuterung der Funktion des Schaltkreises in Fig. 7,

Fig. 9 ein Schaltschema zur Darstellung eines Beispieles einer Ansteuerschaltung, wie sie in Fig. 3 dargestellt ist,

Fig. 10 eine graphische Darstellung der Wellenform zur Erläuterung der Ausführungsform gemäß Fig. 2,

Fig. 11 eine Wellenformgraphik, die einen Zustand verdeutlicht, in welchem die Spannung über den Anschlüssen des Schaltelementes durch Einwirkung einer niederfrequenten Wechselspannungs- Energiequelle moduliert wird.

Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele

Das in Fig. 2 gezeigte Schaltbild zeigt eine erste Ausführungsform der Erfindung. In dieser Fig. 2 werden dieselben Bezugszeichen verwendet wie für ähnliche Elemente in Fig. 1, weswegen eine detaillierte Beschreibung derselben weggelassen ist.

Eine Spule 25 ist zwischen den als Gleichspannungsquelle dienenden Gleichrichterschaltkreis 3 und den Glättungskondensator 7 geschaltet, der zum Inverter 5 gehört. Ein Stromtransformator 27 ist zwischen die niederfrequente Wechselspannungs- Energiequelle 1 und den Gleichrichterschaltkreis geschaltet, eine Ausgangsspannung dieses Stromtransformators 27 wird in eine Gleichspannung durch einen weiteren Gleichrichterschaltkreis 31 umgewandelt und zu einem Anschluß 33 einer Steuervorrichtung des Regelschaltkreises 35 geführt. Eine Vorrichtung 31a zur Spannungsverstellung, die beispielsweise ein Potentiometer o. ä. enthält, ist am Gleichrichterschaltkreis 31 zur Einstellung der Größe der Ausgangsgleichspannung in geeigneter Weise vorgesehen.

Der Regelschaltkreis 35 weist ferner Anschlüsse 37, 39, 41a und 41b auf. Der Anschluß 37 ist mit Masse oder einem Referenzpotential verbunden. Der Anschluß 39 ist mit dem Schaltkreis verbunden, an welchem die Heizspule 9 und die Schaltvorrichtung 11 (Schalttransistor 11) seriell miteinander verbunden sind, durch diesen Anschluß 39 wird die Spannung über den Anschlüssen der Schaltvorrichtung 11 (Schalttransistor 11) zugeführt. Ein Schaltsignal zum Ein- oder Ausschalten des Schalttransistors wird durch die Anschlüsse 41a und 41b ähnlich den Anschlüssen 21a und 21b in Fig. 1 ausgegeben.

In groben Zügen dargestellt, greift der Regelschaltkreis 35 die Spannung über den Anschlüssen des Schalttransistors durch die Anschlüsse 39 und 37 ab und erzeugt eine integrierte Spannung (den Spannungsmittelwert) dieser Spannung über den Anschlüssen, vergleicht diese beiden Spannungen miteinander und gibt einen Schaltimpuls an die Anschlüsse 41a und 41b mit einer gewissen Verzögerungszeit ab, nachdem die ersterwähnte Spannung kleiner geworden ist als die später erwähnte Spannung. Infolge davon wird der Schalttransistor 11 durchgeschaltet. Für den Schalttransistor 11 kann ferner ein bipolarer Transistor (bipolar transistor), ein Metall-Oxid Halbleiter-Feldeffekt- Transistor (metal-oxide semiconuctor fieldeffect transistor), ein statischer induktiver Transistor (static induction transistor), ein "gate turn off"-Transistor oder ein ähnlicher Transistor verwendet werden, die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf den Fall, für welchen ein NPN-Transistor Verwendung findet.

Fig. 3 zeigt den Aufbau des Regelschaltkreises 35. Beide Anschlüsse 37 und 39 des Regelschaltkreises 35 sind an einen Spannungsdetektorschaltkreis 43 und an einen Spannungsvergleicherschaltkreis 45 angeschlossen. Im Spannungsdetektorschaltkreis 43 wird der Betrag der Kollektorspannung, nämlich der Spannung zwischen Kollektor und Emitter des Schalttransistors erfaßt, die am Anschluß 39 anliegt. Der Ausgang dieses Spannungsdetektorschaltkreises 43 ist an einen Verzögerungsschaltkreis 47 geführt. Der Spannungsvergleicherschaltkreis 45 vergleicht die Kollektorspannung (die Spannung zwischen Kollektor und Emitter) des Schalttransistors 11, die am Anschluß 39 anliegt mit der integrierten Spannung, die durch einen Integrationsschaltkreis (Fig. 4) erzeugt wird.

Genauer ausgeführt, enthält der Spannungsvergleicherschaltkreis 45, wie er in Fig. 4 dargestellt ist, zwei Spannungsteiler 51 und 53, die die Kollektorspannung des Schalttransistors 11 vom Anschluß 39 abgreifen. Der Spannungsteiler 51 enthält Widerstände 51a und 51b, die seriell zwischen Anschluß 39 und Anschluß 37 angeschlossen sind, weiter ist eine Zenerdiode 51c parallel zum Widerstand 51b abgeschlossen. Diese Zenerdiode 51c sorgt dafür, daß die Ausgangsspannung des Spannungsteilers 51 nicht größer als ein vorbestimmter Wert wird. Der andere Spannungsteiler 53 besteht aus Widerständen 53a und 53b, die seriell zwischen dem Anschluß 39 und dem Anschluß 37 angeschlossen sind, der Ausgang dieses Spannungsteilers 53 ist an einen Integrationsschaltkreis 55 angeschlossen.

Der Integrationsschaltkreis 55 enthält einen Widerstand 55a und einen weiteren Widerstand 55b, die seriell miteinander geschaltet sind, um die Ausgangsspannung des Spannungsteilers 53 weiter zu teilen. Danach ist ein Kondensator 55c parallel zum Widerstand 55b angeschlossen. Weiter ist eine Zenerdiode 55d mit dem Ausgang des Integrationsschaltkreises 55 verbunden. Diese Zenerdiode 55d arbeitet im Normalfall als Schutzelement, um sicherzustellen, daß die integrierte Spannung kleiner als die Kollektorspannung ist. Der Ausgang des Spannungsteilers 51 ist mit einem (-)-Eingang eines Vergleichers 57, der Ausgang des Integrationsschaltkreises 55 mit einem (+)-Eingang des Komparators 57 verbunden. Somit wird im Spannungsvergleicherschaltkreis 45 die am Anschluß 39 anliegende Kollektorspannung des Transistors 11 mit der integrierten Spannung der Kollektorspannung verglichen, welchletztere durch den Integrationsschaltkreis 55 erzeugt wird. Folglich gibt der Vergleicher 57 an seinem Ausgang ein Signal hohen Pegels ab, wenn die Kollektorspannung, die am (-)-Eingang anliegt, kleiner wird als die am (+)-Eingang anliegende integrierte Spannung. Wenn die Spannung am (-)-Eingang größer als die Spannung am (+)-Eingang ist, wird vom Vergleicher 57 ein Signal niederen Pegels (0 Volt) ausgangsseitig abgegeben. Der Ausgang dieses Vergleichers 57, nämlich des Spannungsvergleicherschaltkreises 45 ist an den Verzögerungsschaltkreis 47 geführt.

Fig. 5 zeigt den Verzögerungsschaltkreis 47 im Detail. In dieser Fig. 5 enthält der Verzögerungsschaltkreis 47 einen Widerstand 47a, der die Ausgangsspannung vom Spannungsdetektorschaltkreis 43 enthält, eine Seite dieses Widerstandes 47a ist mit dem Ausgang des Vergleichers 57 des Vergleicherschaltkreises (Fig. 4) verbunden, weiter ist der Ausgang dieses Vergleichers 57 zu einem Anschluß eines Kondensators 47b gelegt. Der andere Anschluß dieses Kondensators 47b ist durch einen Widerstand 47c geerdet, sowie durch einen Widerstand 47d mit einem Treiberschaltkreis 49 verbunden.

Der Spannungsdetektorschaltkreis 43, wie er in Fig. 5 dargestellt ist, enthält Widerstände 43a und 43b, die seriell miteinander zwischen dem Anschluß 39 und dem Anschluß 37 verbunden sind und somit einen Spannungsteiler für die Vergleichsspannung bilden. Ein Kondensator 43c ist parallel zum Widerstand 43b geschaltet. Dementsprechend liegt am Ausgang des Spannungsdetektorschaltkreises 43 eine Spannung mit einem Betrag vor, der dem Betrag der Kollektorspannung des Schalttransistors 11 folgt, die am Anschluß 39 anliegt. Sodann wird diese Ausgangsspannung, wie vorstehend bereits beschrieben, an den Ausgang des Vergleichers 57 gelegt, der in der Spannungsvergleicherschaltung enthalten ist, nämlich über den Widerstand 47a an den Kondensator 47b. Der Vergleicher 57 hat einen offenen Kollektor, sein Ausgang ist mit dem Ausgang des Spannungsdetektorschaltkreises 43 über den Widerstand 47a zusammengelegt. Dementsprechend wird die Ausgangsspannung dieses Vergleichers 57 abhängig vom Betrag der Ausgangsspannung des Spannungsdetektorschaltkreises 43 verändert, d. h. abhängig von der Größe der Kollektorspannung des Schalttransistors 11 (Fig. 2). Wenn die Kollektorspannung groß ist, wird der Pegel der Ausgangsspannung des Vergleichers 57 ebenfalls groß und die Spannung des Differentialkondensators 47b steigt entsprechend schnell an. Demzufolge ist die Zeitspanne kurz, in der die Differentialspannung einen gewissen Schwellwert erreicht. In Umkehrung dazu ist die Zeitspanne, in der die Differentialspannung des Differentialkondensators 47 besagten Schwellwert erreicht, dann lang, wenn die Kollektorspannung relativ klein ist. Der Zeitunterschied, in welchem der erwähnte Schwellwert erreicht wird, liegt als Verzögerungszeitunterschied in dem Verzögerungsschaltkreis 47 vor. Unter Bezugnahme auf Fig. 6 nimmt eine Verzögerungszeit Td des Verzögerungsschaltkreises 47 einen Wert Td1 an, wenn die Kollektorspannung am Anschluß 39 groß ist und wird Td2 (Td2 größer Td1) wenn die Kollektorspannung klein ist, d. h. die Verzögerungszeit des Verzögerungsschaltkreises 47 wird abhängig vom Betrag der Kollektorspannung des Schalttransistors 11 verändert, die am Anschluß 39 anliegt.

Der Verzögerungsschaltkreis 47 kann entsprechend der Darstellung in Fig. 7 aufgebaut sein. In diesem in Fig. 7 gezeigten Beispiel wird die Kollektorspannung vom Anschluß 39 auf den Spannungsdetektorschaltkreis 43 gegeben, der entsprechend dem in Fig. 5 ausgebildet ist. Andererseits ist der Ausgang des Vergleichers 57, der in der Spannungsvergleicherschaltung 45 enthalten ist, durch den Inverter 47i und an einen Integrationskondensator 47e gegeben. Sodann wird die Spannung dieses Kondensators 47e auf den (-)-Eingang eines Vergleichers 47f gelegt, wohingegen die Ausgangsspannung des Spannungsdetektorschaltkreises 43 mit dem (+)-Eingang dieses Vergleichers 47f verbunden ist. Dieser Vergleicher 47f wird ebenso wie der Vergleicher 57 durch einen offenen Kollektortyp-Vergleicher gebildet, sein Ausgang ist mit einer Spannung Vcc über einen Widerstand 47a verbunden. Der Widerstand 47a, der Kondensator 47b, der Widerstand 47c und der Widerstand 47d bilden einen Differentialschaltkreis ähnlich dem Schaltkreis in Fig. 5. Dementsprechend wird ein Differentialpuls zum Ausgang des Verzögerungsschaltkreises 47 geführt.

In einem Schaltungsaufbau, wie er in Fig. 7 gezeigt ist, stellen sich die Verhältnisse am Ausgang des Spannungsvergleichers 57 entsprechend Fig. 8A dar. Als Folge davon verläuft die Spannung des Integrationskondensators 47e wie in Fig. 8B gezeigt ist. Fig. 8C zeigt die Ausgangsspannung des Spannungsdetektorschaltkreises 43 und Fig. 8D zeigt die Verhältnisse am Ausgang des Spannungskomparators 47f. Wenn die Kollektorspannung des Schalttransistors 11, nämlich die Spannung vom Anschluß 39 relativ groß ist, wie das durch eine durchgezogene Linie in Fig. 8C dargestellt ist, dann steigt der Ausgang (das Ausgangssignal) des Vergleichers 47f zu einem Zeitpunkt T1 an, wie in Fig. 8D dargestellt. Wenn hingegen das Ausgangssignal des Spannungsdetektorschaltkreises 43 relativ klein ist, wie das durch die gestrichelte Linie in Fig. 8 dargestellt ist, erreicht die Spannung des Integrationskondensators 47e den Schwellwert relativ später und infolgedessen steigt das Ausgangssignal des Spannungskomparators 47f zu einem Zeitpunkt T2 in Fig. 8D an.

Wenn somit die Ausgangsspannung des Spannungsdetektorschaltkreises 43, nämlich die Kollektorspannung relativ groß ist, wird eine Zeitspanne Td1 zwischen t0 und t1 in Fig. 8D durch eine Verzögerungszeit vergrößert. Wenn hingegen die Kollektorspannung relativ klein ist, wird eine Teilspanne Td2 zwischen t0 und t2 in Fig. 8D vergrößert. Wenn zum Beispiel bei dem in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel die Ausgangsleistung des Gerätes maximal ist, beträgt die Kollektorspannung 700 V pp., wenn hingegen die Ausgangsleistung minimal ist, beträgt die Kollektorspannung 300 V pp. In diesem Fall wird die Verzögerungszeit im Verzögerungszeitschaltkreis 37 in vorbeschriebener Weise abhängig von einer derartigen Änderung der Kollektorspannung von einer Microsekunde zu drei Microsekunden geändert.

In Fig. 9 ist ein Schaltbild dargestellt, das den in Fig. 3 angedeuteten Treiberschaltkreis zeigt. Der Treiberschaltkreis 49 enthält ein RS-Flip-Flop 49a, der Differentialimpuls des Verzögerungsschaltkreises 47 wird auf einen Setzeingang (S) durch den Inverter 49f eingegeben. Ein Widerstand 49b und ein Kondensator 49d sind seriell zwischen eine Spannung Vcc und eine Referenzspannung geschaltet, die Anschlußspannung des Kondensators 49d wird auf den (-)-Eingang eines Vergleichers 49c gegeben. Weiterhin wird die Gleichspannung des Gleichrichterschaltkreises 31 (Fig. 1) über den Anschluß 33 auf den (+)-Eingang des Vergleichers 49c gelegt. Dieser Vergleicher 49c ist ein Vergleicher mit offenem Kollektor ähnlich dem vorerwähnten Vergleicher 57. Sein Ausgang ist mit der Spannung Vcc über einen Widerstand 49g einerseits und andererseits zum Reset-Eingang R des vorerwähnten Flip-Flops 49a geschaltet. Ein nicht invertierender Ausgang Q des Flip- Flops 49a ist mit der Basis des Schalttransistors 11 (Fig. 2) über den Anschlußpunkt 41a verbunden. Ein invertierender Ausgang Q′ des Flip-Flops 49 ist an die Basis eines Transistors 49e angeschlossen, der parallel zum Kondensator 49d geschaltet ist.

Wenn ein Differentialimpuls vom Verzögerungsschaltkreis 47 abgegeben wird, wird das Flip-Flop 49a gesetzt und der nicht invertierende Ausgang Q des Flip-Flops geht hoch. Infolge davon wird auf die Basis des Schalttransistors 11 ein Basisstrom gegeben und der Schalttransistor dadurch eingeschaltet. Während der Einschaltperiode des Schalttransistors 11 fließt ein Strom vom Gleichrichterschaltkreis 3 in die Heizspule 9 (Fig. 2). Infolge davon fließt auch ein Strom durch den Stromtransformator 27 und eine gewisse Spannung wird am Ausgang des Gleichrichterschaltkreises 31 erzeugt. Die Ausgangsspannung dieses Gleichrichterschaltkreises 31 wird auf den (+)-Eingang des Vergleichers 49c des Treiberschaltkreises 49 durch den Anschluß 33 gegeben, wenn die Spannung an dem (+)-Eingang kleiner wird als die Spannung am (-)-Eingang, d. h. die Anschlußspannung des Kondensators 49d, wird eine Spannung niederen Pegels vom Vergleicher 49c ausgegeben. Infolge davon wird das RS-Flip-Flop 49a zurückgesetzt, wodurch der nicht invertierende Ausgang Q desselben niederen Pegels und der invertierende Ausgang Q′ hohen Pegel einnimmt.

Wenn das RS-Flip-Flop 49a zurückgesetzt ist und sein invertierender Ausgang Q′ hohen Pegel einnimmt, dann fließt ein Strom durch die Basis des Transistors 49e, die an den Ausgang Q′ angeschlossen ist, wodurch dieser Transistor 49e durchschaltet. Dadurch werden Ladungen, die im Kondensator 49d gespeichert waren durch diesen Transistor 49e entladen, die Anschlußspannung des Kondensators 49d wird "Null" und der Ausgang des Vergleichers 49c wird von niederem Pegel zu hohem Pegel umgeschaltet. Auf diese Weise wird der Ausgang des RS- Flip-Flops 49a auf einem Signal niederen Pegels gehalten, d. h. ein Ausschaltzustand des Schalttransistors 11 wird aufrechterhalten.

In dem Zustand, in dem der Schalttransistor 11 ausgeschaltet ist, wird die Kollektorspannung desselben allmählich verringert und wird in einiger Zeit kleiner als die integrierte Spannung. Mit einer gewissen zeitlichen Verzögerung, die durch den Verzögerungsschaltkreis 47 verursacht wird, nachdem die Kollektorspannung kleiner als die integrierte Spannung geworden ist (wie oben beschrieben), wird ein Differentialimpuls vom Verzögerungsschaltkreis 47 ausgegeben und das Flip-Flop 49a des Treiberschaltkreises 49 wird erneut gesetzt. Infolge davon fließt über den Anschluß 41a ein Basisschaltstrom in den Schalttransistor 11, der dadurch wieder durchgeschaltet wird. Auf diese Art undWeise wird das Schwingungsverhalten des Inverters 5 aufrechterhalten.

Inzwischen wird beim in Fig. 9 gezeigten Ausführungsbeispiel eine Spannung, die durch den Stromtransformator 27 und den Gleichrichter 31 erzeugt wird, auf den Anschluß 33 des Treiberschaltkreises 49 gegeben. Selbstredend kann diese Spannung auch auf Basis eines Kollektorstrom-IC des Schalttransistors 11 erzeugt werden.

Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich unter Bezugnahme auf Fig. 10 auf die Funktion eines Induktionsheizgerätes, wenn dessen Schwingungsfrequenz von niederen zu hohen Frequenzen geändert wird.

Zunächst sei ein Zustand angenommen, in welchem die Schwingungsfrequenz des Inverters 5 durch Verlängerung der Periode Tb erniedrigt ist, während weder ein Basisstrom Ib des Schalttransistors 11 durch Anregung eines Signals des Regelschaltkreises 35 fließt. In diesem Zustand werden der Kollektorstrom Ic des Schalttransistors 11 und ein Diodenstrom Id der Diode 15 groß und infolgedessen wird auch die Kollektorspannung Vc des Schalttransistors 11 groß.

Wenn nun die Amplitude der Kollektorspannung Vc groß ist, dann wird der Anstieg der Kollektorspannung Vc steil, wie das auf der linken Seite von Fig. 10 dargestellt ist und auch die integrierte Spannung VIc der Kollektorspannung Vc wird groß, welchletztere im Integrationsschaltkreis 55 erzeugt wird, der im Regelschaltkreis 35 enthalten ist. Immer dann, wenn bei jeder Schwingungsperiode die Kollektorspannung Vc kleiner als die integrierte Spannung VIc wird, wird vom Spannungsvergleicherschaltkreis 45 (Fig. 3 oder 4) ein Signal hohen Pegels ausgegeben. Dieses Signal der Spannungsvergleicherschaltung 45 wird durch eine gewisse Verzögerungszeit Td des Verzögerungsschaltkreises 47 verzögert. Nach dem Verstreichen dieser Verzögerungszeit Td wird das im Treiberschaltkreis 49 enthaltene Flip-Flop 49a (Fig. 9) gesetzt und der Schalttransistor 11 schaltet durch. Zu diesem Zeitpunkt - eine geeignete Abstimmung der Verzögerungszeit vorausgesetzt - kann der Zeitpunkt, an dem der Schalttransistor durchschaltet, in Übereinstimmung mit dem Zeitpunkt gebracht werden, an dem die Kollektorspannung Vc klein oder nahezu "Null" wird.

Wenn nun der periodisch wiederkehrende Zeitabschnitt Tb allmählich verkürzt wird, währenddem der Basisstrom Ib fließt, und die Schwingungsfrequenz des Inverters 5 mithin hoch wird, dann werden der Kollektorstrom Ic des Schalttransistors 11 und der Diodenstrom Id der Diode 15 klein. Infolgedessen wird die Amplitude der Kollektorspannung Vc des Schalttransistors 11 ebenfalls klein. In dem Zustand, in welchem die Amplitude der Kollektorspannung Vc klein ist, wird auch der Anstieg der Kollektorspannung Vc flach, wie dies auf der rechten Seite von Fig. 10 dargestellt ist und somit wird eine vergleichsweise längere Zeitspanne benötigt, um die Kollektorspannung Vc nahezu zu "Null" zu bringen, verglichen mit dem Zustand niederer Schwingungsfrequenz. Dagegen wird beim Stand der Technik, wenn der Vergleichspegel konstant gehalten wird, beispielsweise mit der Spannung der Gleichspannungsversorgungsquelle, der Schalttransistor 11 zu einem früheren Zeitpunkt durchgeschaltet, wodurch ein hoher Einschaltstrom durch den Schalttransistor 11 fließt. Da jedoch bei der vorliegenden Erfindung die integrierte Spannung VIc der Kollektorspannung Vc zum Vergleich herangezogen wird und für den Fall kleiner Kollektorspannung Vc die integrierte Spannung VIc ebenfalls klein wird, ist auch der Schwellwert klein. Infolgedessen ist der Zeitpunkt, an dem die Kollektorspannung Vc kleiner als die integrierte Spannung VIc wird, vergleichsweise zum Stand der Technik verzögert, sodann wird dieses Ausgangssignal des Spannungsvergleichsschaltkreises 45 noch durch die Verzögerungszeit Td verzögert, die durch den Verzögerungsschaltkreis 47 vorgegeben wird. Erst dann wird der Schalttransistor 11 durchgeschaltet. So wird infolgedessen in Anwendung der vorliegenden Erfindung sogar in dem Zustand, in dem die Schwingungsfrequenz des Inverters 5 hoch ist, die Kollektorspannung Vc zu einem Zeitpunkt relativ klein gehalten, an dem die Versorgung des Schalttransistors 11 mit Basisstrom Ib durch den Treiberschaltkreis 49 einsetzt, wodurch der im Kollektorstrom Ic des Schalttransistors 11 erzeugte Einschaltstrom zu minimalen Werten unterdrückt werden kann.

Demzufolge stimmt bei der vorliegenden Erfindung auch dann, wenn die Oszillationsfrequenz geändert wird, der Zeitpunkt des Einsetzens des Basisstroms Ib des Schalttransistors 11, d. h. der Zeitpunkt des Wiedereinsetzens der Leitfähigkeit des Schalttransistors 11 mit einem geeigneten Zeitpunkt überein, nämlich dem Zeitpunkt, an dem die Kollektorspannung nahezu "Null" ist und demzufolge kann der Schaltverlust infolge eines eventuellen Einschaltstromes zu minimalen Werten unterdrückt werden.

Wenn der Verzögerungsschaltkreis Anwendung findet, der in Fig. 5 oder 7 dargestellt ist, wird dessen Verzögerungszeit Td abhängig von der Größe der Kollektorspannung Vc des Schalttransistors 11 geändert. Als Ergebnis davon wird die Verzögerungszeit Td abhängig von der Resonanzfrequenz der Heizspule 9 und des Resonanz- Kondensators 13 geändert, die letztlich von der Art des verwendeten Kochgeschirrs abhängen. Mithin wird in dem Zustand, in dem die Kollektorspannung Vc groß ist, d. h. der Abfall der Kollektorspannung Vc steil, die Verzögerungszeit Td entsprechend abgekürzt, wohingegen dann, wenn die Amplitude der Kollektorspannung Vc klein wird und der Abfall entsprechend flach wird, die durch den Verzögerungsschaltkreis 47 vorgegebene Verzögerungszeit Td verlängert wird. Demzufolge wird das Flip-Flop 49a (Fig. 9) mit einer größeren Verzögerungszeit nach dem Zeitpunkt gesetzt, an welchem die Kollektorspannung Vc kleiner als die integrierte Spannung VIc wird. Auf diese Weise, nämlich durch Variation der Verzögerungszeit Td, die abhängig von der Größe der Kollektorspannung Vc durch den Verzögerungsschaltkreis 47 vorgegeben wird, kann der Durchschaltzeitpunkt des Schalttransistors 11 noch geeigneter eingestellt werden. Da darüber hinaus, wie oben beschrieben, die beiden Vergleichsspannungen die Kollektorspannung Vc und die davon abgeleitete integrierte Spannung VIc sind, kann die vorliegende Erfindung auch vorteilhaft für solche Fälle angewendet werden, bei denen die Kapazität des Eingangskondensators 7 klein ist und die Kollektorspannung Vc durch eine niederfrequente Wechselstrom- Energiequelle 1 moduliert wird. Das heißt, wenn die Kollektorspannung Vc durch die Wechselspannung moduliert wird, dann wird die integrierte Spannung VIc der Kollektorspannung Vc abhängig von der letzteren ebenfalls moduliert, wie das in Fig. 11 dargestellt ist. Demzufolge wird ein Abschnitt der Kollektorspannung nach dem Spannungsnullpunkt immer in der Nähe des "Talabschnittes" der Spannung der niederfrequenten Wechselstrom- Energiequelle 1 erzeugt und der Basisstrom in der Nähe des Spannungsnullpunktes angelegt. Da auch die integrierte Spannung VIc, die von der Kollektorspannung Vc abgeleitet wird, als Referenzspannung verwendet wird, stimmen beide Phasen überein, wenn die Spannung Vc mit der integrierten Spannung VIc verglichen wird. Deswegen tauchen im Gegensatz zum vorerwähnten Stand der Technik im Zustand reduzierter Ausgangsleistung keine Probleme insofern auf, als die Schwingung des Inverters zusammenbricht, vielmehr kann ein stabiles Schwingungsverhalten innerhalb eines weiten Bereiches unterschiedlicher Ausgangsleistung aufrechterhalten werden.

Bezugszeichenliste

 1 Energiequelle
 3 Gleichrichterschaltkreis
 5 Inverter
 7 Kondensator
 9 Heizspule
11 Schalttransistor
13 Resonanz-Kondensator
15 Diode
17 Regelschaltkreis
21 Anschluß
23 Anschluß
25 Spule
27 Stromtransformator
31 Gleichrichterschaltkreis
33 Anschluß
35 Regelschaltkreis
37 Anschluß
39 Anschluß
41 Anschluß
43 Spannungsdetektorschaltkreis
45 Spannungsvergleicherschaltkreis
47 Verzögerungsschaltkreis
49 Treiberschaltkreis
51 Spannungsteiler
53 Spannungsteiler
55 Integrationsschaltkreis
57 Vergleicher

Claims (5)

1. Induktionsheizgerät mit einer Reihenschaltung aus

• - einer Gleichspannungsquelle (3),
• - einer Induktionsspule (9),
• - und einer Schaltvorrichtung (11) mit einem damit verbundenen Kondensator (13),

und mit einer Steuervorrichtung (35), in der die Spannung (Vc) über der Schaltvorrichtung (11) mit einer Vergleichsspannung verglichen wird und die die Schaltvorrichtung (11) einschaltet, wenn die Spannung (Vc) über der Schaltvorrichtung (11) kleiner wird als die Vergleichsspannung, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsspannung (VIc) die Ausgangsspannung eines integrierenden Schaltkreises (55) ist, welcher einen zeitlichen Mittelwert aus der Spannung (Vc) über der Schaltvorrichtung (11) bildet.

2. Induktionsheizgerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß es einen Verzögerungsschaltkreis (47) aufweist, der den Einschaltzeitpunkt der Schaltvorrichtung (11) verzögert.

3. Induktionsheizgerät nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß es eine Zeiteinstellvorrichtung aufweist, um die durch den Verzögerungsschaltkreis (47) vorgegebene Verzögerungszeit abhängig von der Größe der Spannung (Vc) über der Schaltvorrichtung (11) zu ändern.

4. Induktionsheizgerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Verzögerungsschaltkreis 47 einen Kondensator aufweist, und die Verzögerungszeiteinstellschaltung ein Mittel zur Änderung der des Ladungszustandes des Kondensators abhängig von der Spannung über den Anschlüssen der Schaltvorrichtung (11) enthält.