DE3410615A1

DE3410615A1 - Gleich-hochspannungsgenerator

Info

Publication number: DE3410615A1
Application number: DE19843410615
Authority: DE
Inventors: Hideo Hishiki; Yokio Iwai Ibaraki Kamiyama
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1983-03-22
Filing date: 1984-03-22
Publication date: 1984-10-04
Also published as: CA1213365A; US4611152A; FR2547127B1; GB2137826B; KR840008244A; DE3410615C2; GB2137826A; GB8407337D0; JPS59172945A; MY103689A; FR2547127A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Hoch-Gleichspannungsgenerator, der insbesondere zur Verwendung bei Fernsehempfängern einsetzbar ist, um eine Nachbeschleunigungselektrode der Kathodenstrahlröhre zu speisen.

Die Kathodenstrahlröhre eines Fernsehempfängers erfordert eine hohe Gleichspannung für ihre Nachbeschleunigerelektrode; diese hohe Spannung wird von einer Rücklaufschaltung abgeleitet, die den horizontalen Ablenkstrom des Empfängers benützt. Die Rücklaufschaltung enthält einen Rücklauftransformator, dessen Primärwicklung mit dem Horizontal-Ablenkgenerator verbunden ist, und dessen Sekundärwicklung mit einem Spannungsvervielfacher verbunden ist. Infolge einer rapiden Änderung des Ablenkstromes wird ein Hochspannungs-Rücklauf impuls in der Sekundärwicklung induziert, dessen Amplitude vervielfacht wird, und der zur Erzeugung einer hohen Gleich-Ausgangsspannung in den Kondensatoren des Spannungsvervielfachers gespeichert wird.

Um die zunehmenden Anforderungen an qualitativ hochwertige. Farbfernsehempfänger., erfüllen zu können, ist es notwendig, die Größe des Schwingstromes in der Rücklaufschaltung gering zu halten, der durch die Resonanz eines Stromes in der Sekundärwicklung mit der durch die Leck-Induktivität und der verteilten Kapazität des Rücklauftransformators bestimmten Frequenz erzeugt wird. Es ist erforderlich, daß die Resonanz bei der Frequenz der neunten, dreizehnten und siebzehnten Harmonischen des Rücklaufimpulses oder des horizontalen Ablenkstromes auftritt, um den Schwingungsstrom zu minimalisieren. Ein anderer unerwünschter Faktor besteht in der Ausgangsspannungsänderung, die sich mit dem Schwingungsstrom erhöht.

Andere Anforderungen an die Rücklaufschaltung bestehen darin, daß höhere Spannungsabgabe gefordert wird, sowie ein geringerer Kostenaufwand und eine kompakte Auslegung. Es kann die

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Anforderung nach höherer Spannung dadurch erfüllt werden, daß die Anzahl der Windungen in der Sekundärwicklung des Transformators erhöht wird, jedoch wird dadurch auch die Leckinduktivität und die verteilte Kapazität erhöht und damit die Schwingungsfrequenz des Schwingstromes (ringing frequency) verringert. Dadurch wird es unmöglich, die Anforderung zu erfüllen, daß der Schwingstrom auf die neunte, dreizehnte oder siebzehnte Harmonische des Rücklaufimpulses abgestimmt wird, und außerdem werden die Anforderungen nach geringeren Kosten und kompaktere Auslegung nicht erfüllt.

Das Ziel der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, die Nachteile bekannter Spannungsgeneratoren für hohe Gleichspannungen zu vermeiden und einen verbesserten Hoch-Gleichspannungsgenerator zu schaffen, bei dem eine Erhöhung der Sekundärwicklungs-Windungszahl eines Aufwärtstransformators möglich ist, ohne die Schwingungsfrequenz zu erniedrigen.

Ein Hoch-Gleichspannungsgenerator nach dem Stand der Technik ist in Fig. 1 der beigefügten Zeichnung dargestellt und im Oberbegriff des Anspruches 1 angeführt. Dieser bekannte Generator besitzt einen Aufwärtstransformator mit einer Primärwicklung, die an einer Schaltung angeschlossen ist, welche einen zeitveränderlichen Strom erzeugt, und eine Sekundärwicklung, deren erste Klemme über eine erste Schaltung mit einer Ausgangsklemme des Generators verbunden ist und deren zweite Klemme über eine zweite Schaltung an Masse liegt, so daß ein Hochspannungsimpuls in der Sekundärwicklung auf eine rasche Änderung des zeitveränderlichen Stromes in der Primärwicklung erzeugt wird. Ein Spannungsvervielfacher wird durch eine Vielzahl aus ersten Dioden und eine Vielzahl von Kondensatoren gebildet, und dieser Vervielfacher ist in der ersten und der zweiten Schaltung so angeschlossen, daß die Amplitude des Hochspannungsimpulses vervielfacht und der vervielfachte Impuls zur Erzeugung einer Hoch-Gleichspannung gespeichert wird, damit er durch

die erste Schaltung zur Ausgangsklemme geführt werden kann.

Das Ziel der Erfindung wird erreicht durch eine zweite Diode, die in der zweiten Schaltung so angeschlossen ist, daß ein Strom in einer Schleife durch die ersten und zweiten Dioden in Abhängigkeit von dem Hochspannungsimpuls fließen kann, und daß sich Potentiale entgegengesetzter Polaritäten über den ersten und zweiten Klemmen der Sekundärwicklung bezüglich eines darin enthaltenen Neutralpunktes aufbauen können. Die zweite Diode ist so angeschlossen, daß sie in Sperrichtung vorgespannt ist, um eine Kapazität zu bilden, die in Reihe mit der verteilten Kapazität der Sekundärwicklung liegt und so den Gesamt-Kapazitätswert reduziert und damit die Schwingfrequenz erhöht.

Vorzugsweise sind die ersten und zweiten Dioden und die Kondensatoren in einer symmetrischen Anordnung bezüglich der Sekundärwicklung des Transformators vorgesehen. Dadurch kann der Neutralpunkt auf ein Potential vorgespannt werden, das im wesentlichen die Hälfte der Hoch-Ausgangs-Gleichspannung beträgt. Dieses Potential des Neutralpunktes kann vorteilhafterweise für die Fokussierungselektrode einer Kathodenstrahlröhre (Bildröhre) benutzt werden.

Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung näher erläutert; in dieser zeigt:

Fig. 1 ein Schaltbild eines bekannten Hoch-Gleichspannungsgenerators,

Fig. 2 eine Äquivalentschaltung des bekannten Spannungsgenerators,

Fig. 3 ein Wellenform-Diagramm bezüglich des bekannten Spannungsgenerator nach Fig. 1,

Fig. 4 und 5 typische Ausführungsbeispxele von Spannungsvervielfachern, wie sie in Verbindung mit der Schaltung nach Fig. 1 gegenwärtig benutzt werden,

Fig. 6 ein Schaltbild einer ersten Ausführung des erfindungsgemäßen Hoch-Gleichspannungsgenerators,

Fig. 7 eine Äquivalentschaltung der ersten Ausführung nach Fig. 6,

Fig. 8 die zu der Ausführung nach Fig. 6 gehörige Wellenform-Darstellung,

Fig. 9 ein Schaltbild einer zweiten erfindungsgemäßen Ausführung ,

Fig. 10 das der Ausführung nach Fig. 9 zugeordnete Wellen- · form-Diagramm,

Fig. 11 ein Schaltbild einer dritten erfindungsgemäßen Ausführung ,

Fig. 12 das zur Ausführung nach Fig.11 gehörige Wellenform-Diagramm,

Fig. 13 eine Oszillograph-Analyse des Gleichspannungsgenerators nach Fig. 1,

Fig. 14 eine Oszillograph-Analyse des Gleichspannungsgenerators nach Fig. 11,

Fig. 15 ein Schaltbild einer vierten Ausführung der vorliegenden Erfindung,

Fig. 16 ein Widerstands-Netzwerk, wie es anstelle des in Fig.15 eingesetzten Widerstands-Netzwerkes benutzt werden kann, und

Fig. 17 eine graphische Darstellung der Fokussierungsverlaufs-Charakteristik der Ausführung nach Fig. 15 im Vergleich zu einer idealen Charakteristik und der Charakteristik der bekannten Ausführung nach Fig. 1.

Vor einer ins Detail gehenden Beschreibung der vorliegenden Erfindung erscheint es angemessen, eine bekannte Rücklaufschaltung oder einen bekannten Hoch-Gleichspannungsgenerator zu diskutieren, wie er gegenwärtig bei handelsüblichen Farbfernsehempfängern benutzt und in Fig. 1 dargestellt ist. Hier ist ein Schalttransistor Tr so angeschlossen, daß seine Basis und sein Emitter an der Sekundärwicklung eines Transformators T1 angelegt sind, an dessen Primärwicklung der Horizontal-

Synchronisationsimpuls des Fernsehempfängers angelegt ist. Der Kollektor des Transistors Tr ist mit einem Ende eines Rücklauf-Transformators T2 verbunden, während der Emitter an Masse- oder Vergleichspotential liegt·. Das andere Ende der Primärwicklung des Transformators T2 ist mit dem positiven Pol einer Batterie Vcc verbunden, deren negativer Pol an Masse liegt. Eine Dämpfungsdiode D und ein Resonanzkondensator C sind parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Tr angeschlossen. Der Resonanzkondensator C liegt wiederum parallel zu einer Reihenschaltung αμε einer Horizontal-Ablenkspule Lh und einem Linearitäts-Korrekturkondensator Cs. über die Sekundärwicklung des Transformators T2 ist ein Spannungs-Verdoppler 1 mit Dioden D1, D2 und D3 angeschlossen, welche in Reihe zwischen einem Ende der Sekundärwicklung T2 und einer Ausgangsklemme 5 liegen, wobei ein erster Kondensator C1 zwischen der Verbindungsstelle zwischen den Dioden D1 und D2 und Masse liegt und ein zweiter Kondensator C2 parallel zu der Reihenschaltung aus den Dioden D1 und D2 angeschlossen ist.Die Ausgangsklemme 5 ist mit der Nachbeschleunigungselektrode einer (nicht gezeigten) Kathodenstrahlröhre oder Bildröhre verbunden, deren Kapazität als Kondensator Co dargestellt ist. Bei praktischen Anwendungen wird ein Widerstandsnetzwerk 4 als Lastwiderstand R an der Hochspannungs-Ausgangsklemme 5 angeschaltet. Dieses Netzwerk enthält Festwert-Widerstände 41 und 43 und ein Potentiometer 42, das in Reihe zwischen den Widerständen 41 und 43 liegt, um an dem Abgriff des Potentiometers 42 eine Ausgangs-Gleichspannung für die Fokussierungselektrode der Kathodenstrahlröhre abzuleiten.

Die Anordnung nach Fig. 1 kann durch die in Fig. 2 dargestellte Äquivalent-Schaltung dargestellt werden, in der der Transistor Tr durch einen Schalter SW, die Parallelschaltung aus Ablenkspule Lh und Primärwicklung N1 des Rücklauftransformators T2 durch eine Induktivität L1, die Leck-Induktivität zwischen der

Primärwicklung N1 und der Sekundärwicklung N2 durch eine Induktivität L2 und die verteilte Kapazität der Sekundärwicklung N2 durch eine Kapazität Cd dargestellt sind. Der Ein/Aus-Schaltbetrieb des Transistors Tr in Abhängigkeit von den Horizontal-Synchronisationsimpulsen läßt einen Rücklaufimpuls durch die Induktivität L1 und die Kapazität C fließen und einen Schwingungsstrom mit der Frequenz der neunten Harmonischen des Rücklaufimpulses in der Induktivität L2 und der Kapazität Cd auftreten, bei welcher Frequenz die AusgangsSpannungs-Änderungen vorteilhaft gering sind.

In Abhängigkeit von der Erzeugung eines Rücklaufimpulses fließt ein Strom durch die Diode D1 und den Kondensator C1, so daß an dem Punkt b in Fig. 1 eine Spannung V1 entsteht, die sich durch die Dioden D2 und D3 und durch den LastwidejLstand R so fortsetzt, daß eine Spannung V2 über der Diode D2 abfällt. Damit wird ein Spannungsimpuls mit einer Amplitude (V^ + V₂) an der Stelle a entwickelt. Bei Aufhören des Rücklaufimpulses wird eine Rückspannung in der Sekundärwicklung N2 entwickelt, wodurch ein Strom durch den Kondensator C1, die Diode D2 und den Kondensator C2 fließt, der das Potential an der Stelle c zwischen den Dioden D2 und D3 zeitweilig von V^ auf (2V^ + V₂) treibt. Damit wird an der Stelle d ein Gleichspannungs-Potential (2V₁ + V₂) verfügbar.

Falls versuchsweise die Windungszahl der Sekundärwicklung N2 erhöht wird, um eine höhere Ausgangsspannung zu erhalten, steigen sowohl die Leckinduktivität (Querinduktivität) L2 und die verteilte Kapazität Cd, so daß der Schwingstrom auf eine niedrigere Ordnung harmonischer Bestandteile abgestimmt wird. Weiter muß die Breite des Rücklaufimpulses gestreckt werden, damit die Schwingstromkomponente auf eine ungeradzahlige Harmonische abgestimmt wird. Durch diese Streckung der Impulsbreite wird jedoch die Impulshöhe verringert, so daß es schwierig wird, die gewünschte Hochspannung zu erreichen.

Andere Bemühungen, die zu dem Zweck unternommen wurden, die Ausgangsspannung zu erhöhen, bestehen darin, daß ein Spannungsverdoppler der in Fig. 4 gezeigten Art oder ein Spannungsverdreifacher 3 nach Fig. 5 statt .des Spannungsverdopplers 1 aus Fig. 1 eingesetzt werden, wobei beides bekannte Schaltungsvarianten sind. Obwohl der Spannungsverdoppler 2 durch den zusätzlichen Kondensator 3 und die Diode 4 dem Spannungsdoppier 1 überlegen ist, hat sich bei

seiner Verwendung gezeigt, daß die Ausgangsspannung nur um 3 bis 4 % gegenüber der beim Spannungsverdoppler 1 erhältlichen erhöht werden konnte, ein Wert, der die zusätzliche Einfügung der weiteren Schaltelemente nicht gerechtfertigt erscheinen läßt. Andererseits kann zwar mit Verwendung des Spannungsverdreifachers 3 eine ausreichende Spannung erzeugt werden, jedoch rechtfertigt der sich ergebende Vorteil nicht den zusätzlichen Aufwand an Kosten und Mühe, die sich durch die zusätzlichen Kondensatoren C4, C5 und Dioden D5, D6 ergeben.

Es werden nun anhand der Fig. 6, 9, 11 und 15 unterschiedliche Ausführungen der vorliegenden Erfindung besprochen. Bei diesen Figuren sind.für Teile mit identischen Funktionen gleiche Bezugszeichen verwendet.

In Fig. 6 ist eine erste Ausführung der vorliegenden Erfindung dargestellt, die sich gegenüber dem aus Fig. 1 bekannten Stand der Technik darin unterscheidet, daß zusätzlich eine Diode Da vorgesehen ist, deren Anode an Masse liegt und deren Kathode mit dem Anfang der Sekundärwicklung N2 des Rücklauftransformators T2 und mit dem Kondensator C1 verbunden ist. Die Ausführung nach Fig. 6 kann durch die in Fig. 7 gezeigte Äquivalentschaltung dargestellt werden, die sonst gleichartig wie die Äquivalentschaltung nach Fig.2 ist mit der Ausnahme, daß die verteilte Kapazität Cd durch eine Reihenschaltung aus der die verteilte Kapazität der Sekundärwicklung N2 repräsentierenden Kapazität Cg gegen Masse

und eine kleine Kapazität Ca ersetzt wurde, die in der Diode Da entwickelt wird, wenn diese in Sperrichtung vorgespannt ist. Damit wird der den Schwingstrom beeinflussende Kapazitätswert im wesentlichen durch die Kapazität der Diode Da bestimmt, so daß die Schwingfrequenz ansteigen kann.

Ferner dient die Diode Da dazu, die Impedanz am unteren

Ende der Sekundärwicklung N2 gegen Masse zu erhöhen. In Abhängigkeit von einem Rücklaufimpuls, der in der gleichen Weise wie oben beschrieben erzeugt wird, entwickeln sich Impulse mit Potentialen V₁' entgegengesetzter Polaritäten über den beiden Klemmen A und B der Sekundärwicklung bezüglich einem Neutralpunkt, der irgendwo in dieser Wicklung gebildet wird, wie in Fig. 8 gezeigt. Die Anwesenheit des Neutralpunktes bringt den Vorteil, daß er weiter die verteilte Kapazität der Sekundärwicklung N2 reduziert mit gleichzeitiger Erhöhung der Schwingfrequenz. Da der Neutralpunkt der Sekundärwicklung N2 auf eine Gleichspannung V1' (die annähernd gleich der Hälfte der in der bekannten Rücklaufschaltung erzeugten Spannung V.. ist) vorgespannt wird, wird die Höhe des Rücklaufimpulses auf die Hälfte der Höhe nach dem Stand der Technik reduziert, so daß die Isolationsanforderungen für den Transformator erniedrigt werden, und ein Knotenpunkt C zwischen den Dioden D1 und D2 steigt von einem Potential 2V₁ ¹ zu einem Pegel (3V₁ ¹ + V2¹) in Abhängigkeit vom Ende des Rücklaufimpulses' und danach, wobei V2¹ einer Spannung entspricht, die sich über der Diode D2 entwickelt und den halben Wert der Spannung V₂ nach der Schaltung nach Fig. 1 annimmt.

Ein Knotenpunkt D zwischen den Dioden D2 und D3 wird, solange kein Rücklaufimpuls vorhanden ist, auf einem Potential (3V₁ ¹ +V₂ ¹) gehalten und in Abhängigkeit von einem nachfolgenden Rücklaufimpuls auf einen höheren Pegel (4V₁ ¹ + 2V₂ ¹) getrieben. Der Knotenpunkt E an der Kathode der Diode D3 wird

an dem höchsten Pegel (4V-' + 2V^¹) gehalten.

Entsprechend einer Eigenschaft der Erfindung sind die Dioden D3 und Da nach der Erfindung nur dazu auszulegen, daß sie einer Spannung standhalten, die etwa der Hälfte der Spannung entspricht, der die Dioden D1, D2 und D3 nach Fig. 1 des Standes der Technik standhalten müssen, und die genau der Hälfte der Spannung entspricht, denen · die Dioden D1 und D2 der Schaltung nach Fig. 6 standhalten müssen, wobei die gleiche Spannungsbeständigkeit wie bei dem Stand der Technik für die Kondensatoren C1 und C2 gilt. Damit erhöht die Hinzufügung der Diode Da die Kosten und die Größe der Rücklaufschaltung nicht wesentlich.

Die nachfolgende Tabelle 1 zeigt die Ergebnisse von Vergleichsuntersuchungen, die mit der Schaltung nach Fig.6 gegenüber den bekannten Schaltungen nach Fig. 1 und 2 angestellt wurden unter Benutzung des gleichen Rücklauf- ■ transformators mit einer Quer-Induktivität von 25,7 mH. Der Schwingstrom wurde auf die Frequenz der neunten Harmonischen des Rücklaufimpulses abgestimmt.

TABELLE 1

	Fig. 1	Fig. 2	Fig. 6
-ο	19,90 kV	20,60 kV	23,90 kV
ÄEht	4,59 %	5,14 %	4,18 %
Pf	11,4 us	11,6 us	9,5 yuis
Pr	2,80 us	2,83 us	2,22 us
Cd	7,73 pF	7,91 pF	4,87 pF
^L1	25,7 mH	25,7 mH	25,7 mH

Bern.: Ent : Ausgangsspannung bei Laststrom 0

^u Eht_Q - FJIt₁

Δ Ent : Aus gangs spannungs änderung =r~ . 100 % ,.

Eht

wobei Eht- derDC-Ausgangsspannungswert bei 1 mA Laststrom ist.

Pf : Rücklaufimpulsbreite

Pr : Schwingungsperiode

Cd : Eigenkapazität der Wicklung N2

L₁ : Quer-Induktivität zwischen N1 und N2.

Nach Tabelle 1 betrug die Hochspannung Eht bei Laststrom erfindungsgemäß 23,90 kV und die Ausgangsspannungsanderung 4,18 %, so daß sich günstige Werte im Vergleich zu den bekannten Schaltungen ergeben. Dies kommt durch die Herabsetzung der Eigenkapazität Cd auf 4,87 pF infolge der Kapazität der in Sperrichtung vorgespannten Diode Da.

Tabelle 1 zeigt auch, daß die Rücklaufimpulsbreite Pf und die Schwingungsperiode Pr bei der erfindungsgemäßen Schaltung geringer sind als bei den bekannten Schaltungen. Da diese Auslegungsparameter sich in Abhängigkeit von der Art von Systemen ändern können, in denen die Rücklaufschaltung benutzt wird, beeinträchtigen diese kleineren Werte die Verwendbarkeit der Schaltung nach Fig. 6 in keiner Weise.

Da die meisten augenblicklich gebräuchlichen Fernsehempfänger so ausgelegt sind, daß die Rücklaufzeit im Bereich zwischen 11,0 und 12,0 us liegt, ist es angemessen, die Breite Pf des Rücklaufimpulses an den augenblicklich gültigen Wert von 11,4 us anzupassen. Für diesen Zweck wurde der Rücklauftransformator so umgestaltet, daß die Windungszahl der Sekundärwicklung N2 erhöht wurde. Tabelle 2 zeigt die Ergebnisse eines Vergleichs zwischen der Rücklaufschaltung nach Fig.6 mit dem umgestalteten Rücklauftransformator und der Rücklaufschaltung nach Fig. 1, wobei hier der originale Rücklauftransformator und ein umgestalteter Rücklauftransformator eingesetzt wurden.

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- 15 TABELLE 2

	Fig	. 1	Fig. 6
	Originaler Transformator	umgestalteter Transformator	ungestalteter Transformator
N1	91 Wdg	. 75 Wdg	91 Wdg
N2	990 Wdg	990 Wdg	1240 Wdg
Eht₀	19,9 kV	24,1 kV	24,0 kV
AEht	4,6 %	10,5 %	4,0 %
Pf-	11,4 us	11,5 us	11,6 us
Pr	2,80 us	2,82 us	2,81 us
Pf/Pr	4,07	4,08	4,12

Tabelle 2 zeigt, daß die Schaltung nach Fig. 6 den Auslegungsanforderungen der meisten handelsüblichen Fernsehempfänger dann genügt, wenn die Windungszahl der Sekundärwicklung um einen Faktor 1,26 gegenüber dem ursprünglichen Rücklauftransformator nach Fig. 1 erhöht wird, ohne das Verhältnis Pf/Pr. schädlich zu beeinflussen. Falls die Windungszahl der Sekundärspule ohne Benutzung einer Diode Da erhöht wird, steigt die Schwingperiode Pr an und damit muß auch die Rücklaufimpulsbreite Pf entsprechend erhöht werden, um das Verhältnis Pf/Pr konstant zu halten, so daß die erforderliche Ausgangsspannung Eht_ nicht erzielt werden kann. Zu Vergleichszwecken wurde die Schaltung nach Fig.1 so umgestaltet, daß die Windungszahl der Primärwicklung von 91 Windungen auf 75 Windungen erniedrigt wurde, siehe Tab.2. Obwohl dann der erforderliche Ausgangsspannungspegel erzielt

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wurde/ ging damit ein beträchtlicher Anstieg der Ausgangsspannungsänderung einher. Gleichzeitig wurde eine Erhöhung der magnetischen Flußdichte beobachtet, so daß eine außerordentliche Erwärmung des Ferritkerns des Rücklauftransformators erfolgte.

Die Rücklaufschaltung nach Fig. 6 kann in symmetrische Form umgestaltet werden, wie es in Fig. 9 gezeigt ist, in der die Dioden und Kondensatoren mit gestrichenen Bezugszeichen versehen sind. Insbesondere sind Dioden D1' und D3¹ in einer Reihenschaltung an eine Klemme der Wicklung N2 und Dioden D2¹ und Da¹ in einer Reihenschaltung an der anderen Klemme der Wicklung so angeschlossen, daß die Anode der Diode D1' an einem Knotenpunkt H mit der Wicklung verbunden ist und die Kathode der Diode D2¹ an einem Knotenpunkt G mit der Wicklung verbunden ist. Die Knotenpunkte K und F in den Reihenschaltungen sind kreuzweise mit Kondensatoren C1' bzw. C2' mit den Knotenpunkten G und H verbunden. In Abhängigkeit von einem Rücklaufimpuls, der in der in Verbindung mit Fig. 6 beschriebenen Weise erzeugt wird, werden die Dioden D1' und D2' durch die Kondensatoren so in Flußrichtung vorgespannt, daß sie Ströme erzeugen, die durch die Dioden D1' und den Kondensator C1¹ zum Knotenpunkt G und durch den Kondensator C2" und die Diode D1' zu der anderen Seite fließen, so daß Spannungen V- in den Kondensatoren C1' und C2¹ gespeichert werden können und der Knotenpunkt F kurzzeitig von Massepotential auf einen Pegel (V-¹ + V,') angehobenwird, wie in Fig. 10 dargestellt. In Abhängigkeit von der Abwesenheit des Rücklaufimpulses werden die Dioden D3¹ und Da¹ durch den Lastwiderstand R und die Kondensatoren C1' und C2* in Vorwärtsrichtung vorgespannt, so daß Spannungen 2V- auf die Kondensatoren C1* und C2¹ eingeladen werden. Damit gelangen die Knotenpunkte G und H zu Gleichspannungspegeln 2 x (V₁ ¹ + V₂ ¹) bzw. 2V₁ ¹. Da der Kondensator C1· auf 2V₁ aufgeladen wird, wird das Potential am Knotenpunkt K und damit am Knotenpunkt L auf einen Gleichspannungspegel (4V₁ ¹ + 2V₂ ¹)

getrieben. Ein darauffolgender Rücklaufimpuls lädt die Kondensatoren C1' und C2¹ wieder in Vorwärtsrichtung und treibt den Knotenpunkt G kurzzeitig auf (V.,¹ +V₂') treibt damit den Knotenpunkt H kurzzeitig auf (3V₁ ¹ +V₂') und treibt den Knotenpunkt K kurzzeitig nach unten auf das gleiche Potential wie den Knotenpunkt H.

Wegen der symmetrischen Auslegung wird ein Neutralpunkt in der Mitte der Sekundärwicklung N2 gebildet. Dieser Neutralpunkt wird auf ein Gleichspannungspotential (2V^' +V') vorgespannt, der Hälfte der Hoch-Gleichausgangsspannung (4V₁ ¹ + 2V₂ ¹) Ein weiterer Vorteil der symmetrischen Auslegung besteht darin, daß eine Reduzierung der den Kondensatoren eingeprägten Spannungen zur Erhöhung ihrer Zuverlässigkeit erreicht wird. Damit können Kondensatoren vorteilhafterweise eingesetzt werden, die geringere Kosten verursachen.

Eine weitere Ausführung der Erfindung ist in Fig. 11 dargestellt, die sich von der Ausführung nach Fig. 9 darin unterscheidet, daß sie zusätzlich Kondensatoren C3' und C4¹ enthält, die jeweils/zu einer Reihenschaltung aus Dioden D1', D3¹ und Dioden D2¹, D5¹ gelegt sind. Eine Diode D4¹ befindet sich in gleicher Richtung in Reihe mit Dioden D1' und D3¹, und die Diode Da¹ ist in der gleichen Richtung in Reihe mit den Dioden D2¹ und D5¹ geschaltet; die Anordnung ist dabei so getroffen, daß die Ausgangs-Hochspannung dreimal so groß ist wie die direkt von der Sekundärwicklung N2 erzielbare Spannung. Bei dieser Ausführung beträgt die Windungszahl der Sekundärwicklung nur 60 % der Ausführung nach Fig. 1 . Eine weitere Reduzierung des Schwingungsbestandteils und der Hochspannungsänderung kann dadurch erzielt werden, daß der Schwingstrom mit der Frequenz der dreizehnten Harmonischen des Rücklaufimpulses auftritt. Die verschiedenen, an den Knotenpunkten T, U, V, W, X, Y und Z dieser Schaltung auftretenden Wellenformen sind in Fig. 12 dargestellt. Wie man daraus ersehen kann, wird ein Neutralpunkt in der Mitte der Sekundärwicklung N2 gebildet, der, wie bei der Ausführung nach Fig. 9, auf die Hälfte der Gleich-Ausgangsspannung vorgespannt ist.

Es wird nun die Auswirkung der Schwingungskomponente auf die Horizontalabtastzeit betrachtet, die den Betrieb eines Video-Bandrekorders schädlich beeinflussen kann, wenn er in der Nahe eines Fernsehempfängers aufgestellt.wird. Diese Auswirkung wird allgemein angegeben mit dem Schwingungsverhältnis (Β/Α) χ 100 % als Punktion des Laststromes, wobei A und B die Amplituden des Rücklaufimpulses bzw. der Schwingungskomponente sind. Zum Vergleich wird dieses Schwingungsver-

• hältnis nach den Ausführungen gemäß Fig. 1, 2, 6 und 9 bei Lastströmen 0, 0,15 mA, 1,00 mA und 1,50 mA gemessen. Die Meßergebnisse sind in Tabelle 3 zusammengefaßt:

TABELLE 3

strom Fig. 1 Fig. 2 Fig. 6 Fig. 9 Fig. 9

O	15	8	,75 %	9	,50 %	9	,50 %	6	,50 %	2	,50 %
ο,	00	8	,75 %	3	,75 %	2	,25 %	2	,00 %	1	,00 %
1,	50	3	,75 %	4	,50 %	1	,00 %	1	,00 %	1	,00 %
1,	5	,00 %	6	,00 %	1	,00 %	1	1	,00 %

Ein Vorbelastungsstrom von 100 mA wird durch den Lastwiderstand R gezogen, um tatsächliche Belastungsbedingungen nachzubilden.

Wie Tabelle 3 zeigt, besteht bei den bekannten Rücklaufschaltungen eine Tendenz, das Schwingungsverhältnis bei ansteigendem Laststrom zunächst zu verringern, bis der Laststrom einen Wert zwischen 0,15 mA und 1,00 mA erreicht. Beim weiteren Ansteigen des Laststromes besteht jedoch eine entgegengesetzte

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Tendenz. Andererseits zeigen die Rücklaufschaltungen nach Fig. 6 und 9 eine Tendenz, das Schwingungsverhältnis schnell zu vermindern, während der Laststrom von O bis 0,15 mA ansteigt, und von da an fällt das Schwingungsverhältnis stetig mit dem Laststrom auf geringe Werte wie 1,00 % ab. Diese beträchtliche Erniedrigung des Schwingungsverhältnisses wird, wie man vermutet, durch die gegenseitige Auslöschung der Ladeströme erzeugt, die infolge der entgegengesetzt polarisierten Impulse an den beiden Klemmen der Sekundärwicklung N2 erzeugt verden. Fig. 14 zeigt die beträchtliche Reduzierung des Schwingungsbestandteils bei der Schaltung nach Fig. 9 im Vergleich zu dem in Fig. 13 gezeigten Verhalten der Schaltung nach dem Stand der Technik aus Fig. 1.

Da der Neutralpunkt der Sekundärwicklung N2 bei der Hälfte des hohen Gleichspannungs-Ausgangswertes gehalten wird, wie es mit Bezug auf die symmetrischen Ausführungen der Fig. 9 und 11 beschrieben ist, bringt es beträchtliche Vorteile, das Gieichspannungspotentiai des Neutralpunktes bei diesen Ausführungen zu benutzen, um ein entsprechend geringeres Potential für die Fokussierungselektrode der Bildröhre abzuleiten. Das wird dadurch erreicht, daß eine Abzapfverbindung in der Mitte der Sekundärwicklung N2 vorgesehen wird, wie es in Fig. 15 dargestellt ist, bei der zur Darstellung der Spannungsvervielfacher nach Fig. 9 gezeigt ist. Die Abzapfstelle 6 ist mit einem Ende eines Spannungsteiler-Widerstandsnetzwerkes 7 aus in Reihe verbundenen Widerständen R1, R2 und R3 verbunden, wobei der Widerstand R2 ein Potentiometer ist, dessen Abgriff mit der Fokussierungselektrode der Bildröhre verbunden ist.

Das Widerstandsnetzwerk 7 dient gleichzeitig als Hochspannungslast und reduziert so die Änderungen der Ausgangsspannung und die Schwingungskomponente. Ein weiterer bedeutender Vorteil beruht darauf, daß, da die Impedanz an der Anzapfstelle der Wicklung N2 gering ist, der Gesamtwiderstandswert des Netz-

Werkes 7 ebenfalls im Vergleich zu der bekannten Schaltung nach Fig. 1 klein gehalten werden kann, bei der die Fokussierungsspannung von der Ausgangsklemme 5 abgeleitet wird. Dadurch wird die Brennpunktverfolgungscharakteristik verbessert,, die als das Verhältnis der Fokussierungsspannung zur Hoch-Gleichspannung in Abhängigkeit vom Laststrom aufgetragen wird.

Die Fig. 17 zeigt als Gerade I die durch die Schaltung nach Fig.15 erhaltene Charakteristik, die sich günstig von der Kurve nach Fig. 1 unterscheidet. Die Brennpunktverfolgung kann weiter, wie durch die Kurve II angedeutet, dadurch verbessert werden, daß ein Widerstand R¹ zwischen der abgezapften Verbindung 6 und der Hochspannungs-Ausgangsklemme 5 verbunden wird, da dieser Widerstand R¹ sich mit dem Netzwerk 7 verbindet, um als Begrenzer zum Unterdrücken von Spannungsänderungen bei kleinen Lastströmen und einem Schwingungsbestandteil mit hoher Amplitude zu wirken. Die günstige Auswirkung dieser Anordnung besteht darin, daß der Widerstand R¹ und das Widerstandsnetzwerk 7 mit preiswerten Widerstandselementen mit geringem Widerstandswert gebildet werden können, so daß die Notwendigkeit wegfällt, einen teuren Vorbelastungswiderstand einzufügen.

Zwar kann der Vorbelastungswiderstand R bei einigen Anwendungen weggelassen werden, jedoch wird er vorzugsweise, wie es in' Fig. 15 gestrichelt angezeigt ist, zwischen der Hochspannungsklemme und Masse angeschaltet, um Spannungsänderungen und den Schwingungsbestandteil zu unterdrücken.

Zusätzlich zu der Fokussierungsspannung kann vorteilhafterweise eine Schirmspannung für die Bildröhre durch ein Widerstandsnetzwerk 7' nach Fig. 16 abgeleitet werden, in welchem ein Potentiometer R4 in Reihe zu den Widerständen R1 bis R3 enthalten ist.

Nachfolgend werden die durch die vorliegende Erfindung erbrachten Vorteile zusammengefaßt:

1. Die Ausbildung eines Neutralpunktes in der Sekundärwicklung ermöglicht die Herabsetzung der Eigenkapazität oder verteilten Kapazität (distributed capacitance), wodurch wiederum eine Abstimmung des Schwingungsstromes auf die Frequenz einer höheren Harmonischen des Rücklaufimpulses ermöglicht wird und im Endergebnis die Hochspannungsänderung und die Schwingungskomponente gering gehalten werden.

2. Abstimmen des Schwingungsstromes auf die höhere harmonische Frequenz ermöglicht es, einen erwünschten hohen Gleichspannungs-Abgabepegel dadurch zu erhalten, daß die Windungszahl der Sekundärwicklung des Transformators erhöht wird.

3. Infolge der Erzeugung von Spannungen entgegengesetzter Polarität über der Sekundärwicklung wird die Amplitude der darin erzeugten Impulse auf die Hälfte der Impulsamplitude nach dem Stand der Technik reduziert. Dadurch wird die Anforderung an die Isolierung des Rücklauftransformators erleichtert und es kann eine Auslegung in kompakter Form und mit geringem Gewicht erreicht werden.

4. Durch Anordnen der Dioden und Kondensatoren des Spannungsvervielfacher zusammen mit der Diode Da in symmetrischem Aufbau wird der Neutralpunkt bei einem Potential gehalten, das annähernd die Hälfte der Hoch-Gleich-Ausgangsspannung beträgt und dieses Neutralpunkt-Potential kann vorteilhafterweise durch Anschließen eines Widerstandsnetzwerkes mit verringertem Widerstandswert zwischen dem Neutralpunkt und Masse als Spannungsversorgung für die Fokussierungselektrode der Bildröhre benutzt werden. Infolge der geringen Impe-

danz dieser Spannungsversorgung wird die Fokussierungsspannung stabilisiert, so daß die Hochspannung nicht abdriftet, wie es infolge von Alterungsvorgängen vorkommt. Die Fokussierungsspannungs-Versorgung dient auch als Last für die Rücklaufschaltung und damit als Mittel zum Reduzieren der Hochspannungsveränderungen im Arbeitsbereich kleiner Lastströme, und es werden Schwingungskomponenten hoher Amplitude beseitigt.

5. Die Verbesserung der Brennpunktverfolgungswirkung und die Reduzierung der Ausgangsspannungsveränderungen und der Schwingungskomponente können durch Verwendung eines Widerstandes mit geringem Widerstandswert zwischen dem Neutralpunkt und dem Hochspannungsausgang erzielt werden, wofür sonst ein teurer Vorbelastungswiderstand mit hohem Widerstand erforderlich wäre. Die Stabilität der Fokussierungsspannung gegen Hochspannungsdriften stellt sicher, daß der Kathodenstrahl während langer Lebensdauer scharf fokussiert bleibt.

6. Die Herabsetzung des Schwingstromes verbessert die Bildqualität und verhindert Störungen bei nahegelegenen elektronischen Geräten.

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Claims

Patentansprüche

1.^Gleich-Hochspannungsgenerator mit einem Aufwärtstransformator, bei dem eine erste Klemme der Sekundärwicklung über eine erste Schaltung mit einer Hochspannungsklemme des Hochspannungsgenerators und eine zweite Klemme über eine zweite Schaltung mit Masse verbunden ist und die Primärwicklung durch einen zeitveränderlichen Strom zur Induzierung eines Hochspannungsimpulses in der Sekundärwicklung in Abhängigkeit von einer raschen Änderung des zeitveränderlichen Stromes beaufschlagt wird, mit einer Viel-. zahl von ersten Dioden und einer Vielzahl von Kondensatoren, wobei die Dioden und Kondensatoren so angeordnet sind, daß sie in den ersten und zweiten Schaltungen einen Spannungsvervielfacher zum Vervielfachen der Impulsamplitude bilden

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und zur Erzeugung einer hohen Gleichspannung durch die erste Schaltung zu der Ausgangsklemme, dadurch gekennzeichnet, daß eine zweite Diode (Da; Da¹) in der zweiten Schaltung so verbunden ist, daß ein Strom in einer Schleife durch die ersten Dioden (D1-D3; D1'-D3·; DV-DS¹) und die zweiten Dioden (Da; Da¹) in Abhängigkeit von dem Hochspannungsimpuls fließen kann und sich Potentiale mit entgegengesetzter Polarität über, den ersten und zweiten Klemmen bezüglich eines Neutralpunktes (6) in der Sekundärwicklung, (N2) entwickeln kön- . nen, und daß die zweite Diode so vorgespannt ist, daß sie eine Kapazität in Reihe mit der Eigenkapazität (distributed capacitance) der Sekundärwicklung bildet.

2. Spannungsgenerator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß der Transformator (T2) eine Querinduktivität (leakage inductance) zwischen den Primär- und Sekundärwicklungen (N1,N2) besitzt, die zusammen mit der Reihenschaltung der Kapazitäten einen Schwingungskreis bildet, der auf die Frequenz einer ungeradzahligen Harmonischen des Impulses abgestimmt ist.

3„ Spannungsgenerator nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet , daß die ersten und zweiten Dioden (DV-D3¹, Da¹; DV-D5', Da¹) und die Kondensatoren (CV,C2^f; CV-C4¹) in einer symmetrischen Anordnung bezüglich des Neutralpunktes angeschlossen sind, so daß der Neutralpunkt auf einem Potential gehalten wird, welches im wesentlichen die Hälfte der an die Ausgangsklemme gelieferten Spannung ist.

4. Spannungsgenerator nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß die Sekundärwicklung (N2) mit einer dritten Klemme (6) versehen ist, an der sich im wesentlichen die Neutralstelle befindet, und daß ein Spannungsteiler-Widerstandsnetzwerk (7; 7') vorgesehen ist,, dessen eines Ende mit

Masse und dessen anderes Ende mit der dritten Klemme (6) verbunden ist, wobei das Widerstandsnetzwerk ein an der dritten Klemme entwickeltes Potential zur Erzeugung eines zum Ansteuern einer Fokussierungselektrode einer Kathodenstrahlröhre angemessenen Potentials herabteilt.

5. Spannungsgenerator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß das Widerstandsnetzwerk (V) weiter eine zum Ansteuern einer Schirmelektrode der Kathodenstrahlröhre angemessene Spannung erzeugt.

6. Spannungsgenerator nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet , daß ein Widerstand (R') zwischen der dritten Klemme (6) und der Ausgangsklemme (5) angeschlossen ist.

7. Spannungsgenerator nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß die ersten und zweiten Dioden (D1'-D3*, Da¹; 01'-05'7Da¹) gleichmäßig in erste und zweite Gruppen (DT,D3· und D2¹ ,Da';D1' ,D3¹ ,04' und D2',D5',Da') aufgeteilt sind, wobei die Dioden der ersten und zweiten Gruppen jeweils in Reihe in den ersten bzw. zweiten Schaltungen aufgenommen sind, um einen Strom in einer Schleife durch die ersten und zweiten Dioden in Abhängigkeit von dem Impuls fließen zu lassen, und daß die Kondensatoren (C1',C2') über Kreuz zwischen der ersten und zweiten Schaltung so angeschaltet sind, daß jeder Kondensator von einem Knoten (H,K; W,X) jeder Gruppe zu einem Knoten (G,F;V,U) der anderen Gruppe angeschlossen ist.

8. Spannungsgenerator nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß dritte und vierte Dioden (D4¹,D5') in Reihe mit den ersten (D1',D3') und zweiten (D2',Da') Gruppen von Dioden geschaltet sind, und daß zwei zweite Kondensatoren (C3',C4') jeweils parallel zu in Serien verbundenen Dioden (01',03'102',DS') jeder Gruppe angeschlossen sind.