DE1237617B - Transistorisierte Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines stabilisierten Saegezahnstromes - Google Patents

Description

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Deutsche Kl.: 21 al -35/20

Nummer: 1237 617

Aktenzeichen: N 21644 VIII a/21 al

Anmeldetag: 29. Mai 1962

Auslegetag: 30. März 4967

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines stabilisierten Sägezahnstromes für die vertikale magnetische Ablenkung eines Elektronenstrahls, enthaltend eine Transistorverstärkerausgangsstufe, eine Induktivität im Kollektorkreis des Transistors, Mittel zur Erzeugung einer Vorspannung für die Basiselektrode des Transistors, eine Begrenzungsdiode, die mit dem Kollektor des erwähnten Transistors oder mit einer Anzapfung der erwähnten Induktivität gekoppelt ist, eine Gleich-Spannungsquelle, ein spannungsabhängiges Widerstandselement und ein Kondensator, wobei Widerstandselement und Kondensator wechselstrommäßig parallel geschaltet sind, ein Aufladungsnetzwerk mit einem Kondensator zur Erzeugung eines Sägezahn-Steuersignals, das dem genannten Transistor zugeführt wird, und ein Oszillatorkreis zur periodischen Entladung des Kondensators des genannten Aufladungsnetzwerkes.

Aus der Beziehung:

F= IR + L

dt

kann die am Kollektor des Ausgangstransistors während des Rücklaufs auftretende Spitzenspannung bestimmt werden. Um diese Spannung auf einen Minimalwert herabzusetzen, ist es wichtig, daß die Form des Rücklaufstroms linear ist. Es kann eine Annäherung dieser Wellenform erreicht werden durch Begrenzung der Kollektor-Spitzenspannung auf einen solchen konstanten Wert, daß der Ablenkstrom innerhalb der betreffenden Rücklaufzeit nahezu linear abnehmen kann, bis der am Anfang des Rücklaufs vorhandene Wert wieder erreicht ist. Dies läßt sich z. B. mittels einer Zenerdiode oder eines spannungsabhängigen Widerstandes (VDR) erreichen.

Die Einstellung dieser minimalen Kollektor-Spitzenspannung bringt eine Verbesserung der Transistorausnutzung mit sich und setzt die Kosten der Schaltung herab, da die Durchschlagspannung des Transistors in diesem Falle geringer sein kann als ohne diese Maßnahme.

Eine bekannte Ausgangsschaltung ist in F i g. 1 der Zeichnung dargestellt und wird weiter unten näher erläutert.

Wenn die Ausgangsstufe auf die vorstehend beschriebene Weise stabilisiert ist, tritt noch die Schwierigkeit auf, daß das Sägezahnsignal in dieser Ausgangsstufe keine konstante Amplitude hat, wenn die Speisespannung — HT schwankt. In diesem Falle ist der Spitze-Spitze-Strom der Ausgangsstufe nicht Transistorisierte Schaltungsanordnung zur
Erzeugung eines stabilisierten Sägezahnstromes

Anmelder:

N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken, Eindhoven

(Niederlande)

Vertreter:

Dipl.-Ing. E.-E. Walther, Patentanwalt,

Hamburg 1, Mönckebergstr. 7

Als Erfinder benannt:

Brian Ernest Attwood, Sestri, Burstow, Surrey

(Großbritannien)

Beanspruchte Priorität:

Großbritannien vom 1. Juni 1961 (19 810)

konstant, so daß die Neigung des Sägezahnstromes durch die Ablenkspule sich ändert, was nicht gewünscht ist.

Es wäre selbstverständlich möglich, noch eine Zenerdiode oder einen spannungsabhängigen Widerstand zur Stabilisierung eines Teiles der erwähnten Speisespannung — HT anzuwenden, aber in diesem Falle läßt sich lediglich ein Teil der Spannung -HT stabilisieren, da eine gute Stabilisierung einen Reihenwiderstand zwischen der Speiseklemme — HT und einem Ende der Stabilisierungsvorrichtung erfordert, deren anderes Ende mit der Plusklemme verbunden ist. Beträgt z. B. die — iZT-Spannung etwa —12,6 Volt, so läßt sich eine Zenerdiode zur Stabilisierung einer Spannung von etwa —10 Volt verwenden, so daß nur 10 Volt zum Aufladen des Kondensators über einen Widerstand zur Verfügung steht.

Es ist in dieser Technik bekannt, daß die Spannung Vc über dem Ladekondensator eine exponentielle Wellenform hat. Wenn nur ein kleiner Teil dieser Kondensatorspannung benutzt wird, darf angenommen werden, daß dieser Teil linear ist und sich als Sägezahnsteuerspannung für die Ausgangs-

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stufe verwenden läßt; aber die Amplitude der Sägezahnspannung ist verhältnismäßig gering, da die Speisespannung niedrig ist. Wenn jedoch das spannungsabhängige Widerstandselement Rv geeignet geschaltet wird, kann der Ausgangsstufe eine stabile Spannung in der Größenordnung von —38 Volt entnommen werden, während, wie vorstehend gesagt, die bei Verwendung einer zusätzlichen Stabilisierungsvorrichtung erhaltene Spannung nur etwa —10 Volt betragen kann. Es wird daher einleuchten, daß im ersteren Falle die erhaltene Sägezahnspannung eine erheblich größere Amplitude mit der gleichen Linearität hat als bei Verwendung einer zusätzlichen Stabilisierung der Gleichspannungsquelle. Außerdem werden bei Verwendung einer einzigen Stabilisierungsvorrichtung (statt zwei) die Kosten der ganzen Bildablenkschaltung verringert.

Gemäß der Erfindung wird daher eine Bildablenkschaltung verwendet, die eine der bekannten Schaltungsanordnung ähnliche Ausgangsstufe enthält. Der vorliegenden Erfindung liegt die besondere Aufgabe zugrunde, der genannten Ausgangsstufe eine nahezu stabile Spannung entnehmen zu können, die als stabile Speisespannung für den Steuerteil der Ausgangsstufe wirksam ist.

Die diese Aufgabe lösende Bildablenkschaltung gemäß der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß das spannungsabhängige Widerstandselement Rv zwischen der erwähnten Diode und einer geerdeten Klemme der Gleichspannungsquelle eingeschaltet ist, so daß ein Punkt Pv mit stabiler Spannung erhalten wird, der einer Elektrode der genannten Diode entspricht, und daß diese stabilisierte Spannung als Speisespannung für das Aufladungsnetzwerk verwendet ist.

Die Ausgangsstufe arbeitet vorzugsweise in Α-Schaltung, wobei der Emitter des Transistors geerdet ist; diese Schaltungsanordnung wird weiter unten als Beispiel betrachtet. Es wird einfachheitshalber außerdem angenommen, daß die Schaltungsanordnung als Teil eines Fernsehempfängers oder eines ähnlichen Wiedergabesystems wirksam ist, das aus einer Niederspannungsquelle HT, z. B. einer 12-Volt-Batterie, gespeist wird, welche die Kollektorspannung direkt liefert.

Die Ablenkspulen einer Elektronenstrahlröhre können (in Reihe mit einem Sperrkondensator) zwischen dem Kollektor des Ausgangstransistors und einer der Speiseklemmen der Batterie eingeschaltet werden.

Das spannungsabhängige Widerstandselement Rv kann z. B. eine Zenerdiode ein; in diesem Falle wird eine nahezu ideale Stabilisierung der Spannung erreicht. Die Neigung des Sägezahnstromes durch die Ablenkspulen liegt infolgedessen auch nahezu fest, aber es können kleine Änderungen in den vertikalen Bildabmessungen auftreten, wenn die Hochspannung (EHT) für die betreffende Elektronenstrahlröhre infolge einer Schwankung der Gesamtspeisespannung beeinflußt wird.

Das spannungsabhängige Widerstandselement Rv wird vorzugsweise durch einen spannungsabhängigen Widerstand (VDR) gebildet, da dies nicht nur eine Kostenersparung, sondern auch den Vorteil mit sich bringt, daß eine geringe Änderung der vertikalen Bildabmessung erforderlich ist, um das richtige Aspektverhältnis des wiedergegebenen Bildes aufrechtzuerhalten, da bei einer Verringerung der von der Zeilenablenkschaltung erhaltenen Hochspannung die horizontalen Bildabmessungen vergrößert werden.

Die Steuerstufe zur periodischen Ladung und Entladung des Kondensators oder des ÄC-Netzwerkes kann gewünschtenfalls durch eine Sperroszillatorschaltung mit einem Transistor gebildet werden; weiter unten wird ein Beispiel einer solchen Schaltung beschrieben.

ίο Die Steuerstufe enthält vorzugsweise jedoch eine Vierschichten-Halbleitervorrichtung (ζ. B. des pnpn-Typs) mit Thyristorcharakteristik, die mit dem Ladekondensator derart verbunden ist, daß die betreffende Vorrichtung selbsttätig leitend wird, wenn das Aufladepotential des Kondensators einen vorherbestimmten Wert überschreitet. Diese Schaltung ermöglicht es, die Anzahl und den Umfang der Einzelteile im Vergleich zu denen des Sperroszillatorsystems zu verringern. Um bei diesem Oszillatortyp eine gute Frequenzstabilität zu erzielen, ist es wesentlich, eine stabile Speisespannung zur Verfügung zu haben, die gewöhnlich nicht vorhanden ist, aber die in dem vorliegenden Falle bereits in der Ausgangsstufe erhalten wird.

Es ist erwünscht, das Basisvorspannungsnetzwerk des Ausgangstransistors auch mit der erwähnten stabilen Spannung zu speisen.

Einige mögliche Ausführungsformen von BiIdablenkschaltungen nach der Erfindung werden an Hand der Zeichnungen näher erläutert, in der
F i g. 1 die bekannte Ausgangsstufe dargestellt,
F i g. 2 eine erste Ausführungsform einer Bildablenkschaltung nach der Erfindung mit einem Thyristor in der Steuerstufe zeigt,

F i g. 3 eine Sperroszillatorschaltung zur Verwendung als Steuerstufe in der Schaltung nach F i g. 2 zeigt und

F i g. 4 eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeigt, bei der ein in der Ausführungsform nach Fig. 2 noch auftretender, geringer Nachteil behoben wird.

In der in Fig. 1 dargestellten, bekannten Ausgangsstufe sind der Transistor T, die Drosselspule Lc, die Bildablenkspule Ly und der Koppelkondensator Cy auf bekannte Weise geschaltet. Die zusätzlichen Einzelteile sind: eine Begrenzungsdiode Dv, ein Kondensator Cv und ein spannungsabhängiges Widerstandselement Rv.
Wenn der Kollektor hinreichend negativ ist, ist die Diode leitend und führt dem Punkt Pv Strom zu, der in Abwesenheit von Rv mit einer stabilisierten Speisequelle verbunden sein könnte. Wie bereits erwähnt, ist die Verwendung einer Speisespannungsquelle mit niedriger Impedanz als Bezugsspannungsquelle wegen der erforderlichen zusätzlichen Einzelteile zum Erzielen der stabilisierten Spannung nicht erwünscht. Daher ist Rv in die Schaltung nach F i g. 1 aufgenommen, wobei die Werte von Rv und Cv derart gewählt sind, daß Cv bis zu einer Spannung aufgeladen wird, die mit Rücksicht auf die Kollektor-Spitzenspannung des Transistors T zalässig ist. Daher ist Rv ein spannungsabhängiges Widerstandselement, das nur geringe Schwankungen der Rücklaufspannung bei Schwankungen der Speisespannung und der Kreisteile zuläßt.

Die Verwendung einer Begrenzungsdiode bedeutet, daß unter normalen Verhältnissen die Kollektor-Spitzenspannung während des Rücklaufs praktisch

bis zu der Spannung über dem spannungsabhängigen Widerstandselement Rv verringert werden kann, während kleine Schwankungen dieser Spannung infolge Schwankungen der Speisespannung HT auftreten können. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Rücklaufzeit in diesem Falle durch den Wert dieser Spannung bedingt wird, so daß die Zeit, in der der Transistor während der Rücklaufperiode leitend ist, auf einen sehr geringen Wert herabgemindert werden kann, ohne daß die Spitzenspannung in irgendwelcher Hinsicht beeinflußt wird. Dies bedeutet, daß die Transistorverluste sehr wesentlich reduziert werden können.

Die in Fig.2 dargestellte Schaltungsanordnung enthält eine Transistorausgangsstufe nach Fig. 1 und einen Transistor T mit einer Spule Lc im Kollektorkreis, die in diesem Falle magnetisch mit einer Rückkoppelwicklung Ls gekoppelt ist. Die Begrenzungsdiode ist mit Dv bezeichnet und ist mit einem spannungsabhängigen Widerstand Rv und einem Kondensator Cv auf die in F i g. 1 veranschaulichte Weise verbunden (in diesem Falle sind die Teile Rv und Cv beide mit der flT-Plusklemme statt der Minusklemme verbunden, da auf diese Weise eine sehr stabile Spannung gegen Erde erhalten wird; Cv könnte mit der Minusklemme — HT verbunden werden, während Rv mit der Plusklemme +HT verbunden bleibt, da Rv und Cv für Wechselstrom stets parallel geschaltet sind). Der Punkt Pv aus F i g. 2 ist der stabile Punkt, dem eine stabile Spannung entnommen werden kann (dieser Punkt Pv entspricht dem Punkt Pv der F i g. 1, liefert aber eine bedeutend besser stabilisierte Spannung, da die Spannung gegen Erde stabilisiert wird, so daß der Einfluß der Speisespannung HT beseitigt wird). Die Bildabtastspulen Ly sind, wie vorstehend gesagt, mit dem Kollektor des Transistors T über einen Sperrkondensator Cy verbunden (der einzige Unterschied besteht darin, daß diese Teile mit Erde, d. h. mit der Plusklemme HT, verbunden sind, obgleich sie mit der Minusspeiseleitung ähnlich wie in F i g. 1 verbunden werden könnten).

Die Basis des Transistors T enthält ein Vorspannungsnetzwerk mit Widerständen R 6 und R 7. Dieses Netzwerk ist einer der Teile, die aus dem stabilen Punkt Pv gespeist werden. Diese Stromzufuhr und die weiteren, noch zu erwähnenden Zuführungen erfolgen über ein aus C 6 und RIO bestehendes Siebglied, das jedoch entbehrlich ist, wenn der Kondensator Cv einen höheren Wert hat.

Es wird ein Sägezahnsteuersignal der Basis des Transistors T über einen Kondensator C 5 zugeführt. Dieses Signal wird in einem Ladungsnetzwerk R2-C2-C3 erzeugt. Das Kondensatorsystem C2-C3 wird aus der Gleichspannungsquelle für dieses Netzwerk aufgeladen (hier der Punkt Pv); die allmählich erfolgende Aufladung bedingt die Hinlaufzeit des Sägezahns. Der Oszillatorkreis zur periodischen Entladung des Kondensatorsystems C2-C3 wird durch negative Impulse synchronisiert, die dem Punkt S zugeführt werden, wobei eine pnpn-Halbleitervorrichtung O mit Thyristorcharakteristik gemeinsam mit den Elementen Rl, Cl, R3 verwendet wird. Da dieser Oszillatorkreis aus dem stabilen Punkt Pv gespeist wird, wird die Frequenzstabilität erhöht. Obgleich am Kondensator Cl ein Sägezahnsignal erzeugt wird, wird dieses Signal nicht direkt zur Steuerung des Transistors T benutzt, da die Linearität dieser Sägezahnspannung noch verbessert werden muß.

Zu diesem Zweck ist die Sekundärwicklung Ls

mit der Spule Lc gekoppelt. Die Wicklung Ls liefert eine Rückkopplungsspannung für den Ladekreis R2-C2-C3, um die Linearität des Sägezahnsignals zu erhöhen.

Ein kleiner Widerstand R 9 ist in den Emitterkreis des Transistors T aufgenommen, um (a) eine zusätzliche Rückkoppelspannung zu erzeugen, die über den Widerstand R 5 zur Linearisierung des Ladekreises mit Rücksicht auf die Nichtlinearität am Ende des Hinlaufes dem Ladekreis zugeführt wird, und (b) um den Einfluß der Änderungen der Kollektorspannung und die Wirkung des Temperatureinflusses im Rückkopplungskreis zu verringern. Der zweite Rückkopplungskreis über den Widerstand R 5 kann mit einem geringen Verlust an Linearität der Ablenkung weggelassen werden; dieser Verlust

ao kann auf ein Mindestmaß herabgesetzt werden, wenn die Transistorübertragungskennlinie passend gewählt wird.

F i g. 3 zeigt eine andere Ausführungsform des Oszillatorkreises, der statt der pnpn-Vorrichtung der Schaltung nach F i g. 2 verwendet werden kann. Mit Ausnahme des NTC-Widerstandes R22 ist dieser Oszillatorkreis ein üblicher Sperroszillator mit einem Transistor To und einem Transformator L20-L21. Der Kollektor kann aus der ίίΓ-Leitung oder vorzugsweise aus dem Punkt Pv gespeist werden.

In jedem dieser Kreise ist der Widerstand Rd zur Einstellung der Basisvorspannung veränderbar, während der Widerstand R 2 zur Einstellung der Amplitude der Bildablenkung und der Widerstand Rl (oder R21 in Fig. 3) zur Einstellung der Bildfrequenz veränderbar sind.

Der Widerstand Rv kann aus einem VDR bestehen oder gewünschtenfalls durch eine geeignete Zenerdiode ohne Änderung der Werte der anderen Einzelteile ersetzt werden.

Wenn das Element O eine zu hohe Schaltspannung hat, können Schwierigkeiten beim Einschalten der Schaltungsanordnung auftreten. Diese Schwierigkeiten können dadurch beseitigt werden, daß eine höhere flT-Spannung benutzt oder daß ein Rückkopplungsweg von dem Kollektor nach der Basis des Transistors T eingefügt wird, um die Schaltungsanordnung selbstanschwingend zu machen. Das Rückkopplungssignal muß im Vergleich zum Signal des Ladungsnetzwerkes klein sein, wenn die Schaltungsanordnung im eingeschwungenen Zustand ist.

Aus vorstehendem ist ersichtlich, daß die Neigung und die Amplitude des Sägezahnsignals, das am Kondensator Cl erzeugt wird, konstant sein werden, trotz Schwankungen der Speisespannung HT, da der erwähnte Kondensator aus dem stabilen Punkt Pv aufgeladen wird. Da die Neigung und die Amplitude des Steuersignals für die Basis des Transistors T konstant sind, sind auch die Neigung und die Amplitude des Kollektorstromes durch den Transistor T konstant, wenn die negative Speisespannung — HT sich ändert, da die Kollektorspannungsänderungen infolge der Änderungen von — HT praktisch keinen Einfluß auf den Kollektorstrom ausüben.

Die Schaltungsanordnung nach F i g. 2 hat jedoch noch den Nachteil, daß die Rücklaufzeit und die Amplitude des Sägezahnstroms durch die Ablenkspule Ly bei Schwankungen der — iJT-Spannung sich

ändern. Dies läßt sich wie folgt erklären. Es wird vorausgesetzt, daß die stabile Spannung am Punkt Pv einen absoluten Wert von Vd Volt hat (Vd>HT). Wie vorstehend erwähnt, hat der Kollektorstrom des Transistors T eine konstante Amplitude, was bedeutet, daß der Kollektor-Spitzenstrom i_ss konstant ist. Dies bedeutet, daß am Ende der Ablenkung ein konstanter Strom i_ss durch die Spule Ly fließt. Die Impedanz der Spule Lc ist im Vergleich zu der der Spule Ly hoch, so daß praktisch der ganze Kollektorstrom durch Ly fließt.

Die Spannung am Kondensator Cy ist gleich HT, da über den Spulen Lc und Ly keine Gleichspannung auftreten kann. Während der Rücklaufzeit τ wird der Transistor T nichtleitend gemacht infolge des der Basis des Transistors zugeführten Steuersignals. Während der Rücklaufzeit nimmt somit die Kollektorspannung ab infolge der Abnahme des Stroms durch die Ablenkspulen. Die Abnahme der Kollektorspannung setzt sich fort, bis diese Spannung den Wert Vd am Punkt Pv erreicht.

Darauf wird die Diode Dv leitend und hält den Verbindungspunkt des Kondensators Cy und der Diode Dv auf einem konstanten Wert Vd, solange sie leitend ist. Da die Spannung am Kondensator Cy gleich HT Volt ist, läßt sich leicht errechnen, daß in der Rücklaufzeit (d. h. der Zeit, während der die Diode Dv leitend ist) die Spannung E über der Spule Ly gleich

Vd- HT= E (1)

ist. Da die Spannung über der Spule Ly auch durch

-Ly

Al

(2)

bedingt wird, wobei i der Strom durch die Spule Ly während der Rücklaufzeit ist, gilt, daß

E--E-

^di

(3)

(4)

ist. Die Rücklaufzeit r endet, wenn der Diodenstrom Null ist, so daß bei t = τ i = 0 ist oder

Ly

τ = iss,

was sich wie folgt schreiben läßt:

(5)

(6)

Wenn — HT schwankt, ändert sich der WertE, und da i_ss und Ly konstant sind, folgt daraus, daß χ sich ändern muß.

In der Praxis wird der Transistor T am Ende der Rücklaufzeit leitend gemacht, einige Zeit bevor der Diodenstrom Null wird. Die wirkliche Rücklaufzeit τ ist daher etwas kürzer als der mittels der Formel (6) berechnete Wert von x.

Da f_ss konstant ist und die wirkliche Rücklaufzeit von der Synchronisation bestimmt wird, folgt daraus,

daß sich dank der Änderung von τ die Amplitude des Sägezahnstroms durch die Spule Ly ändert, während dessen Neigung während der Ablenkung konstant ist. 'Dies hat keine störende Wirkung, wenn nur ein Teil des Sägezahnstroms während der vertikalen Ablenkung von Bedeutung ist. Dies kann der Fall sein, wenn eine Maske den Schirm einer Wiedergaberöhre derart bedeckt, daß der obere und der untere Teil dieses Schirmes nicht sichtbar sind.

ίο Wenn jedoch der ganze Schirm beobachtet werden soll, so daß die volle Amplitude des Sägezahnstroms benutzt werden muß, kann keine Änderung der Amplitude der vertikalen Ablenkung zugelassen werden (es sei hier bemerkt, daß angenommen wird, daß die EHT auch stabilisiert ist; ist dies nicht der Fall, so kann ein VDR für das Element Rv statt einer Zenerdiode verwendet werden, wie dies eingangs beschrieben ist).

Letzterer Nachteil läßt sich durch die Schaltung nach F i g. 4 beseitigen. Zu diesem Zweck enthält die Schaltung nach Fig. 4 eine TertiärwicklungLo, die mit der Primärwicklung Lc fest gekoppelt ist. Während der Rücklaufzeit nimmt die Kollektorspannung ab, und infolge der Anwesenheit der Wicklung Lo nimmt auch die Spannung an der Kathode der Diode Dv ab. Dies setzt sich fort, bis die Spannung an der Kathode der Diode Dv den Wert der Spannung Vd am Punkt Pv erreicht. Dann ist die Diode Dv wieder leitend, bis der Diodenstrom Null wird. Während der Rücklaufzeit liegt somit eine stabile Spannung mit dem Wert Vd über der Wicklung Lo vor, und da die Wicklungen Lo und Lc fest miteinander gekoppelt sind, ergibt sich auch eine stabile Spannung über der Wicklung Lc. Auch in diesef Schaltung wird eine Gleichspannung HT über dem Kondensator Cy erhalten, und da die Reihenschaltung der Spulen Ly und Lc gemeinsam mit dem Kondensator Cy mit der HT-Speisespannungsquelle verbunden sind, wird während der Rücklaufzeit, wenn der Transistor T nicht leitend ist, die Spannung über der Spule Ly gleich der Spannung über der Spule Lc sein. Wie vorstehend erwähnt, ist die Spannung über der Wicklung Lc stabil, so daß auch die Spannung über der Wicklung Ly konstant ist, da bei Änderungen der —/ZT-Spannung die Spannung am Kondensator Cy sich in gleichem Maße ändert, wodurch kein Einfluß auf die Spannungen über der Wicklung Lc und der Ablenkspule Ly ausgeübt wird. Die Spannung E über der Spule Ly ist somit konstant, und aus den Formeln (4) und (6) folgt, daß in diesem Falle die Neigung des Sägezahns während des Rücklaufs und die Rücklaufzeit r an sich konstant sein werden und eine konstante Amplitude des Gesamtsägezahns während der Abtastung und der Rücklaufzeit erzielt wird.

Aus F i g. 4 ist ersichtlich, daß keine Spannung am Punkt Pv erzeugt wird, solange kein sägezahnfönniger Strom durch die Spule Ly fließt. Wenn die Schaltung angeschaltet wird, ist also keine Spannung zum Aufladen des Kondensators Cl vorhanden, so daß kein Steuersignal für den Transistor T erzeugt wird.

Um diese Schwierigkeit zu vermeiden, ist die Schaltungsanordnung selbstschwingend ausgebildet, indem ein kleiner Kondensator C 7 zwischen dem Kollektor und der Basis des Transistors T angebracht wird. Beim Einschalten wird somit ein kleines Rückkoppelsignal der Basis des Transistors T zugeführt, und sobald die ganze Schaltungsanordnung im eingeschwungenen Zustand ist, ist dieses Rückkoppel-

signal gegenüber dem von dem Steuerkreis erhaltenen Signal vernachlässigbar.

Es sei bemerkt, daß, obgleich ein pnp-Transistor T dargestellt ist, auch ein npn-Transistor anwendbar ist. In diesem Falle muß die Polarität der Gleichspannungsquelle umgekehrt werden, ähnlich wie die Verbindung der Dioden Dv und Dl und des Oszillators O.

Claims (6)

Patentansprüche: 10

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines stabilisierten Sägezahnstromes für die vertikale magnetische Ablenkung eines Elektronenstrahls, enthaltend eine Transistorverstärkerausgangsstufe, eine Induktivität im Kollektorkreis des Transistors, Mittel zur Erzeugung einer Vorspannung für die Basiselektrode des Transistors, eine Begrenzungsdiode, die mit dem Kollektor des erwähnten Transistors oder mit einer Anzapfung der erwähnten Induktivität gekoppelt ist, eine Gleichspannungsquelle, ein spannungsabhängiges Widerstandselement und einen Kondensator, wobei Widerstandselement und Kondensator wechselstrommäßig parallel geschaltet sind, ein Aufladungsnetzwerk mit einem Kondensator zur Erzeugung eines Sägezahnsteuersignals, das dem genannten Transistor zugeführt wird, und einen Oszillatorkreis zur periodischen Entladung des Kondensators des genannten Aufladungsnetzwerkes, dadurch gekennzeichnet, daß das spannungsabhängige Widerstandselement (Rv) zwischen der erwähnten Diode und einer geerdeten Klemme der Gleichspannungsquelle eingeschaltet ist, so daß» ein Punkt (Fv) mit stabiler Spannung erhalten wird, der einer Elektrode der genannten Diode entspricht, und daß diese stabilisierte Spannung als Speisespannung für das Aufladungsnetzwerk verwendet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, in der die erwähnte Induktivität durch eine Drosselspule und die Ablenkspule gebildet wird und die Drossel zwischen dem Kollektor des Transistors und einer Klemme der Gleichspannungsquelle eingeschaltet ist, während der Emitter des Transistors mit der anderen, geerdeten Klemme dieser Spannungsquelle verbunden ist, und die Ablenkspule in Reihe mit einem Sperrkondensator geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenschaltung der Ablenkspule (Ly) und des Kondensators (Cy) parallel mit dem Transistor geschaltet ist, während die Begrenzungsdiode zwischen dem Kollektor und dem nicht geerdeten Ende des spannungsabhängigen Widerstandes (Rv) eingeschaltet ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die erwähnte Induktivität durch die Drossel und die Ablenkspule gebildet wird, von denen die Drossel zwischen dem Kollektor des Transistors und einer Klemme der Gleichspannungsquelle geschaltet ist, während der Emitter des Transistors mit der anderen, geerdeten Klemme der erwähnten Spannungsquelle verbunden ist, und die Ablenkspule in Reihe mit einem Sperrkondensator geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenschaltung der Ablenkspule (Ly) und des Kondensators (Cy) parallel zu dem Transistor geschaltet ist, während diejenige Elektrode der Begrenzungsdiode (Dv), die von dem spannungsabhängigen Widerstandselement (Rv) abgekehrt ist, mit einem Ende einer Wicklung (Lo) verbunden ist, die magnetisch mit der Drossel (Lc) gekoppelt ist, während das andere Ende der Wicklung (Lo) mit der geerdeten Klemme der Kollektorspeisequelle verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach Ansprüchen 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsstufe in Klasse A geschaltet ist und der Transistor in geerdeter Emitterschaltung geschaltet ist.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillatorkreis eine Vierschichten-Halbleitervorrichtung mit Thyristorcharakteristik enthält, zu der der Aufladekondensator parallel geschaltet ist, so daß ein selbsttätiger Durchschlag der Halb-' leitervorrichtung auftritt sobald das Aufladepotential des Kondensators einen vorherbestimmten Wert überschreitet, und daß die Parallelschaltung von Aufladekondensator und Halbleitervorrichtung über einen gleichfalls zum Aufladungsnetzwerk gehörenden Widerstand (Rl) von dem genannten Punkt (Pv) mit stabiler Spannung gespeist wird.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Basisvorspannung für den Transistor aus einem Widerstandsnetzwerk entnommen wird, 'das von dem erwähnten Punkt der stabilen Spannung her gespeist wird.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

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