DE3410020C2

DE3410020C2 - Schaltung zur Impulsbreitensteuerung, und damit ausgerüstetes Zündsystem

Info

Publication number: DE3410020C2
Application number: DE3410020A
Authority: DE
Inventors: Hirokazu Tokio/Tokyo Fukaya
Original assignee: NEC Corp
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1983-03-17
Filing date: 1984-03-19
Publication date: 1986-12-11
Also published as: JPS59171219A; US4552118A; DE3410020A1

Abstract

Eine Schaltung zur Steuerung der Impulsbreite eines Ausgangssignals unter Verwendung eines negativen Rückkopplungssignals umfaßt eine Schaltung (12, 5) zum Detektieren der Impulsbreite des Ausgangssignals. Diese Detektorschaltung erzeugt ein Detektor-Ausgangssignal, wenn die Impulsbreite des Ausgangssignals kleiner als ein Sollwert ist. Eine von dem Detektorausgangssignal gesteuerte Schaltung (6) steuert die Impulsbreitensteuerschaltung (2) derart, daß das Rückkopplungssignal zwangsweise im Sinne einer Verbreiterung der Impulsbreite des Ausgangssignals verändert wird.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Erzeugung von Ausgangsimpulsen steuerbarer Breite, mit einer ersten Schaltung, die ein Ausgangssignal in Abhängigkeit von einem Eingangssignal erzeugt, einer Rückkopplungsschaltung zur Erzeugung eines Rückkopplungssignals in Abhängigkeit vom Ausgangssignal und einer Steuerschaltung zur Steuerung des Ausgangssignals derart, daß das Ausgangssignal stabilisiert wird gegen eine Schwankung bezüglich des Eingangs- und Rückkopplungssignals, wobei die Pulsbreite des Ausgangssignals kürzer als die Pulsbreite des Eingangssignals ist.

Es besteht häufig Bedarf nach einer Schaltung zur Erzeugung eines Ausgangssignals, dessen Periode in Abhängigkeit von Periodenänderungen eines Eingangssignals geändert wird, wobei jedoch die Impulsbreite im wesentlichen konstant bleibt, unabhängig von Änderungen der Impulsbreite des Eingangssignals. Zu diesem Zweck wird die Pulsbreite des Ausgangssignals mittels des Eingangssignals und eines Rückkopplungssignals, das in Abhängigkeit vom Ausgangssignal erzeugt wird, auf einen im wesentlichen konstanten Wert gesteuert. Unter dem Ausdruck »Impulsbreite« wird das Zeitintervall innerhalb der Gesamtperiode verstanden, in welehern das Signal auf hohem oder auf niedrigem Niveau ist.

Da das Ausgangssignal die Form eines Impulssignals hat, wird das Rückkopplungssignal durch Umwandlung des Ausgangssignals in ein erstes Gleichstromsignal, welches von seiner Impulsbreite abhängt, erzeugt. Hierbei wird das Ausgangssignal in Form eines Impulsstromes, der durch eine mit dem Ausgangssignal beaufschlagte Last fließt, detektiert, und der Impulsstrom

wird geglättet Ferner wird das Eingangssignal in ein zweites Gleichstromsignal entsprechend seiner Impulsbreite umgewandelt Die Gleichstromsignale dienen zum Steuern der Impulsbreite des Ausgangssignals.

Eine Schaltung dieser Art kann in einem Zündsystem eines Verbrennungsmotors verwendet werden, um die von einer Zündspule abgegebene Zündenergie im wesentlichen konstant zu halten. Hierbei wird ein zur Drehung des Motors synchrones Impulssignal als Eingangssignal verwendet Die Periodendauer (bzw. die Frequenz) und die Impulsbreite des Eingangssignals ändern sich somit entsprechend der Drehzahl des Motors. Das Ausgangssignal dient zum Steuern der Stromzuführzeit zur Zündspule, d. h. die Zeitintervalle, in denen das Ausgangssignal z. B. auf hohem Niveau ist (d. h. die Impulsbreitenintervalle), stellen die Stromzuführungsintervalle zur Spule dar. Das Rückkopplungssignal wird in Form eines ersten Gleichstromsignals in Abhängigkeit von dem durch die Spule fließenden Strom erzeugt Das Eingangssignal wird in Abhängigkeit von seiner Impulsbreite in ein zweites Gleichstromsignal umgewandelt. Das erste und zweite Gleichstromsignal werden miteinander verglichen, und in Abhängigkeit davon wird die Impulsbreite des Ausganssignals gesteuert Man erhält hiermit eine im wesentlichen konstante Impulsbreite des Ausgangssignals, und von der Zündspule wird innerhalb des gesamten Bereiches von niedrigen zu hohen Drehzahlen des Motors eine ausreichend und im wesentlichen konstante Zündenergie geliefert.

Wenn die Impulsbreite des Eingangssignals in jeder Periode z. B. verkürzt oder verlängert wird, so ergibt sich das schwerwiegende Problem, daß eine vorgegebene Impulsbreite des Ausganssignals nicht erhalten werden kann, weil die Impulsbreite des Ausgangssignals vom Eingangssignal und vom Rückkopplungssignal gesteuert wird. Wenn der Motor gleichmäßig umläuft, so daß ein Eingangssignal mit einer der Drehzahl entsprechenden Impulsbreite erzeugt wird, dann wird die Periode (oder Impulsbreite) des Eingangssignals bei einer Beschleunigung bzw. Verzögerung des Motors entsprechend fortschreitend geändert. Da die Zeitkonstante für die Umwandlung des Ausganssignals in das negative Rückkopplungssignal kleiner angesetzt ist als die Dauer der allmählichen Änderung der Periode des Eingangssignals, kann das Ausgangssignal auf eine im wesentlichen konstante Pulsbreite gesteuert werden. Der Motor läuft jedoch nicht immer unter gleichförmigen Bedingungen. Beispielsweise wird der Motor mittels eines Anlassers gestartet. Ferner wird bei tiefen Temperaturen die Viskosität des Motoröls erhöht, wodurch die gleichmäßige Kolbenbewegung behindert wird. In solchen Fällen erhält man keinen gleichmäßigen Umlauf des Motors. Infolgedessen kann die Impulsbreite des synchron zur Motordrehung erzeugten Eingangssignals in jeder Periode zufällig bzw. sprungweise verkürzt oder verlängert werden, auch wenn die Frequenz des Eingangssignals konstant ist. Dies hat zur Folge, daß die Zeitkonstante zur Erzeugung des Rückkopplungssignals größer sein kann, als das Zeitintervall, indem sich die Impulsbreite des Eingangssignals ändert, wodurch ein Ausgangssignal erzeugt wird, dessen Impulsbreite kleiner als der gewünschte Wert ist. Ein solches unerwünschtes Ausgangssignal wird häufig erzeugt, wenn die Impulsbreite des Eingangssignals ständig zufälligen Schwankungen unterliegt. Wie erwähnt, wird die Stromzuführungszeit zur Zündspule von der Pulsbreite des Ausgangssignals bestimmt. Die Zündspule ist ein induktives Element, so daß ein durch sie fließender Strom fortschreitend entsprechend der Zeitkonstante ansteigt, die von den Induktivitäts- und Widerstandswerten der Spule bestimmt wird. Deshalb kann eine Verringerung der Impulsbreite des Ausgangssignals eine fehlerhafte Funktion dadurch verursachen, daß der durch die Zündspule fließende Strom nicht den vorgegebenen Wert erreicht. Von der Zündspule wird somit eine unzureichende Zündenergie erzeugt, die zu einer unvollständigen Verbrennung der Gasmischung im Zylinder führen kann. Wenn ein solcher Zustand häufig auftritt, trägt dies zur Umweltbelastung bei.

Eine Schaltung der eingangs genannten Art ist aus der DE-OS 32 21 916 bekannt. Bei dieser bekannten Schaltung erfolgt die Änderung der Impulsbreite in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung der Energiequelle, um bei hoher Spannung durch Verringern der Impulsbreite den Energiebedarf und die Erwärmung begrenzen. Jedoch kann auch bei dieser bekannten Schaltung ein Unterschreiten einer bestimmten Impulsbreite weder festgestellt, nocht vermindert werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine verbesserte Schaltung zu schaffen, bei der die Erzeugung von Ausgangsimpulsen mit einer unter einem Sollwert liegenden Impulsbreite vermieden wird.

Die Lösung dieser Aufgabe erfolgt durch die im Anspruch 1 angegebenen Maßnahmen.

Die Schaltung gemäß der Erfindung ist somit mit einer zusätzlichen Schleife, bestehend aus der zweiten und dritten Schaltung, versehen, um die Impulsbreite des Ausgangssignals in Abhängigkeit von dem Anzeigesignal zu ändern, zusätzlich zu der Hauptschleife, die die Impulsbreite des Ausgangssignals mitteis des Rückkopplungssignals steuert. Wenn die Impulsbreite des Ausgangssignals aufgrund einer Änderung der Impulsbreite des Eingangssignals in jeder Periode kleiner wird als der vorgegebene Wert, wird die zusätzliche Schleife wirksam und steuert eine Verbreiterung der Impulsbreite des Ausgangssignals. Somit wird selbst dann, wenn die zufälligen Änderungen der Impulsbreite des Eingangssignals andauern, die Impulsbreite des Ausgangssignals so lange vergrößert, wie die zusätzliche Schleife anspricht. Hierdurch wird die häufige Erzeugung eines Ausgangssignals mit unter dem Sollwert liegender Impulsbreite vermieden.

Da die zufälligen Änderungen der Impulsbreite des Eingangssignals, insbesondere bei einem Zündsystem für Verbrennungsmotoren nicht über eine sehr lange Zeit andauern werden, ist deshalb in einer Ausgestaltung der Erfindung eine Zeitgeberschaltung vorgesehen, um die Arbeitszeitdauer der zusätzlichen Schleife zu steuern. Es ist ferner vorteilhaft, wenn die dritte Schaltung auf die erste Schaltung in der Weise einwirkt, daß die Stärke des Rückkopplungssignals zur Verbreiterung der Impulsbreite des Ausgangssignals verändert wird. Wenn ein induktives Element, wie z. B. eine Zündspule von dem Ausgangssignal von der ersten Schaltung beaufschlagt wird, dann kann die Impulsbreite des Ausgangssignals überwacht werden durch Detektierung des durch die induktive Last fließenden Stroms. Diese Möglichkeit ergibt sich daraus, daß der durch die induktive Last fließende Strom sich entsprechend ihrer Zeitkonstante ändert.

Gemäß einer weiteren Ausgestaltung ist ein Impulsdetektor vorgesehen mit einem Eingang zum Empfang eines Eingangsimpulssignals, einem Vergleicher mit erstem und zweitem Eingang, einer Bezugsspannungsquelle, die an dem zweiten Vergleichereingang liegt, wobei der Vergleicher das dem ersten Eingang zugeführte

Eingangsimpulssignal mit der Bezugsspannung vergleicht, einem Anti-Koinzidenz-Detektor, der einen Impuls erzeugt, wenn das Ausgangsmaterial des !Comparators mit dem Eingangsimpulssignal nicht koinzidiert, und einem Flip-Flop, der in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des !Comparators und des Anti-Koinzidenzdetektors gesetzt bzw. zurückgesetzt wird.

Der Impulsdetektor erzeugt ein Detektor-Ausgangssignal, wenn das Eingangsimpulssignal kleiner ist als die Bezugsspannung. In diesem Fall wird kein normales Ausgangssignal erhalten und die Leistungsabgabe des Zündsystems wird somit nicht ordnungsgemäß gesteuert.

Durch Verwendung des Detektorsignals kann jedoch die Steuerung des Zündsystems rasch wieder eingeregelt werden.

Ausführungsformen der Erfindung werden im folgenden anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 das Blockschaltbild einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung;

F i g. 2 die Spannungs- und Stromverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung nach F i g. 1 im Normalbetrieb;

Fig.3 Spannungs- und Stromverläufe an den entsprechenden Punkten der Schaltung im Falle zufälliger Störungen der Pulsbreite (Periode) des Eingangssignals, und zwar ohne Anwendung der erfindungsgemäßen ersten und zweiten Schaltung;

Fig.4 Spannungs- und Stromverläufe an den entsprechenden Schaltungspunkten bei Anwendung der erfindungsgemäßen Schaltung, im Falle zufälliger Störungen der Pulsbreite des Eingangssignals;

F i g. 5 das Schaltbild der zweiten Hilfsschaltung von

Fig.6 das Schaltbild der dritten Hilfsschaltung von Fig.l;

F i g. 7 das Schaltbild einer anderen Ausführungsform der zweiten Hilfsschaltung;

Fig.8 das Schaltbild einer weiteren Ausführungsform der zweiten Hilfsschaltung;

F i g. 9 Spannungs- und Stromverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung nach F i g. 7;

Fig. 10 Spannungs- und Stromverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung nach F i g. 8.

Die Ausführungsform nach Fig. 1, die zur Anwendung im Zündsystem eines Verbrennungsmotors vorgesehen ist, wird hinsichtlich ihrer Betriebsweise, die durch die Spannungs- und Stromverläufe von Fig.2 wiedergegeben ist, beschrieben. Dem Eingang 1 wird ein Eingangssignal zugeführt, dessen Frequenz (Periode) synchron zur Drehzahl des Motors ist. Das Eingangssignal wird erhalten durch Detektieren der Umdrehungen des Motors mittels eines Hall-Sensors. Das Tastverhältnis von hohem Signalwert (Impuls) zur niedrigem Signalwert (Impulslücke) in jeder Periode wird unabhängig von der Motordrehzahl konstant gehalten. Dies bedeutet, daß die Impulsbreite des Eingangssignals sich entsprechend der Drehzahl ändert. Das Eingangssignal wird der Eingangsstufe 7 einer ersten Schaltung 2 zugeführt, die dazu dient, ein Ausgangssignal mit im wesentlichen konstanter Impulsbreite über den ganzen Bereich der Frequenzänderungen des Eingangssignals zu erzeugen.

Die Eingansstufe 7 erzeugt aus dem Eingangssignal eine geformten Impulszug Va (F i g. 2) und kann z. B. aus einem Vergleicher oder einem Schmitt-Trigger bestehen. Das Signal Va wird einem Integrator 8 mit einem Kondensator Q zugeführt, der während der Niedrig-Intervalle des Signals Va mit einem Strom /| aufgeladen und während der Hoch-Intervalle des Signals Va mit einem Strom h entladen wird (h Φ I\, I\ > h). Die Lade- und Entladespannung Vb des Kondensators C\ wird als Ausgangsspannung vom Integrator 8 einem invertierenden Eingang (—) eines Komparators 9 zugeführt. Ein nicht invertierender Eingang (+) des Komparators 9 wird mit einem Signal Vc von einer später beschriebenen Rückkopplungsschaltung 14 beaufschlagt. Das durch Vergleich zwischen den Signalen Vb und Vc erzeugte Ausgangssignal des Vergleichers wird als Signal Vd einem Eingang einer UND-Schaltung 10 zugeführt, an deren anderen Eingang das Signal Va anliegt. Das Ausgangssignal Ve der UND-Schaltung 10 wird zum Integrator 8 zurückgekoppelt, um das Ausgangsniveau für die Aufladung des Kondensators Q konstant zu halten. Das Signal Vdentlädt den Kondensator C\, wenn es hohes Niveau hat. Infolgedessen hat das Ausgangssignal Vb vom Integrator 8 die in F i g. 2 gezeigte Wellenform.

In Abhängigkeit von den Signalen Va und Vd erzeugt die UND-Schaltung 10 das in F i g. 2 gezeigte Signal Ve. Ein Treiber 11 empfängt das Signal Ve und erzeugt ein Treibersignal mit Strom- und Spannungsniveaus Ve' und /e'(F i g. 2), die ausreichen, um eine Ausgangsschaltung 3 zu treiben. Das Treibersignal vom Treiber 11 wird im folgenden als Signal Vle'bezeichnet. Es stellt das Ausgangssignal der ersten Schaltung 2 dar.

Die Ausgangsschaltung 3 wird vom Signal Ve' von der ersten Schaltung 2 derart getrieben, daß sie eine als Last angeschlossene Zündspu'e 4 mit Strom verrorgt. Die Ausgangsschaltung 3 hat einen Transistor Q\ in Darlington-Schaltung, der eingeschaltet wird, wenn das Signal Ve' hohes Niveau hat, wodurch ein Strom zur Spule 4 fließt Somit wird die Stromzuführungszeit zur Zündspule 4 durch die Impulsbreite des Signals Ve' bestimmt.

Da die Zündspule 4 ein induktives Element ist, wächst der durch sie fließende Strom entsprechend der Zeitkonstante an, die von der Induktivität und dem ohmsehen Widerstand der Spule 4 bestimmt wird. Somit ergibt sich für den durch die Zündspule 4 fließenden Strom /ctt/rder in F i g. 2 dargestellte Verlauf.

Ein Stromdetektor 12 detektiert den durch die Zündspule 4 fließenden Strom und besitzt einen Widerstand R\, der mit dem Emitter des Transistors Q\ verbunden ist Da dessen Emitter und Kollektorströme nahezu gleich sind, wandelt der Widerstand R\ den durch die Spule 4 fließenden Strom lourin ein Spannungssignal Vf um. Somit haben die Änderungen des Spannungsverlaufes /die gleiche Form wie der Strom lour, wie in F i g. 2 dargestellt Ein auf das Signal Vf vom Stromdetektor 12 ansprechender Strombegrenzer 13 macht die von der Zündspule 4 abgegebene Zündenergie konstant Zu diesem Zweck detektiert der Strombegrenzer 13 den Spannungsabfall am Widerstand R\, der sich ergibt wenn der Strom low den Wert loun erreicht und begrenzt den Treiberstrom Ve'so, daß der durch die Spule 4 fließende Strom Iout auf dem Wert loun gehalten wird, wie in F ig. 2 gezeigt

Das Signal Vf vom Stromdetektor 12 wird ferner der Rückkopplungsschaltung 14 zugeführt Diese enthält einen Kondensator Ci und steuert die Aufladung und Entladung des Kondensators Ci in Abhängigkeit vom Signal Vf. Der Kondensator Ci wird mit dem Strom /3 aufgeladen, wenn der durch die Zündspule 4 (Widerstand Äi) fließende Strom lour kleiner ist als der Wert loun, und er wird mit dem Strom U entladen (U Φ h. h < h), wenn der Strom Iout auf dem Wert loun gehal-

ten wird. Infolgedessen erzeugt der Kondensator 2 den Lade/Entlade-Spannungsverlauf, der durch das Signal Vc in F i g. 2 dargestellt wird. Das Signal Vc wird dem nicht invertierenden Eingang ( + ) des Vergleichers 9 als negatives Rückkopplungssignal zugeführt.

Auf diese Weise wird das RUckkopplungssignal Vd entsprechend dem durch die Zündspule 4 fließenden Strom Ιουτ erzeugt, und die Impulsbreite des Signals Ve', welches die Stromzuführungszeiten zur Spule 4 steuert, wird durch das Rückkopplungssignal Vc und das ι ο Signal Vb gesteuert. Obwohl somit bei dem in F i g. 2 angenommenen Fall die Periode des Signals Va konstant ist (d. h„ daß die Motordrehzahl konstant ist), werden trotzdem die Niveaus der Signale Vb und Vc derart geändert, daß sich eine im wesentlichen konstante Stromzuführungszeit zu der Spule 4 (d. h. eine im wesentlichen konstante Impulsbreite des Signals Ve') über den gesamten Drehzahlbereich des Motors ergibt.

Die Schaltung gemäß F i g. 1 umfaßt ferner eine zweite Schaltung 5 zur Überwachung der Pulsbreite des Ausgangssignals Ve' von der ersten Schaltung, sowie eine dritte Schaltung 6 zum zwangsweisen Ändern der Pulsbreite des Ausgangssignals Ve' in Abhängigkeit vom Ausgangssignal der zweiten Schaltung 5. Die zweite Schaltung 5 empfängt das Signal V/vom Stromdetektor 12 und überwacht hierdurch die Pulsbreite des Signals Ve', da sich das Spannungsniveau des Signals Vf entsprechend der Änderung des durch die Zündspule fließenden Stroms Ιουτ ändert und dieser Strom Ιουτ durch die Pulsbreite des Signals Ve' gesteuert wird. Wenn die Pulsbreite des Signals Ve' gekürzt wird, erreicht der durch die Zündspule 4 fließende Strom Ιουτ möglicherweise nicht den Wert Ιουτ\ und kann kleiner werden als ein Stromwert /01/72. Die zweite Schaltung 5 stellt anhand des Spannungsniveaus des Signals V/diesen Zustand fest. Wenn der Maximalwert des durch die Spule fließenden Stroms Ιουτ kleiner ist als der Stromwert /01/72, ist die von der Spule 4 abgegebene Zündenergie nicht ausreichend, um eine vollständige Verbrennung des Gasgemisches zu erreichen. Dies erhöht die Luftverschmutzung. Bei der in F i g. 2 gezeigten Betriebsweise erreicht der Strom Ιουτ den vorgegebenen Sollwert hun- Demnach werden die zweite und dritte Schaltung 5 und 6 in diesem Fall nicht aktiv. F i g. 2 zeigt somit die Strom- und Spannungsverläufe beim Normalbetrieb, bei dem die Pulsbreitensteuerung des Ausgangssignals Ve in Abhängigkeit vom Eingangssignal Va erfolgt, dessen Periode der Drehzahl des Motors entspricht

Der Motor arbeitet nicht immer mit gleichmäßiger Drehung. Dies gilt z. B. beim Start mittels Anlasser. Ferner kann bei kalten Temperaturen die höhere Viskosität des Motoröls die gleichmäßige Umdrehung beeinträchtigen. Dies kann dazu führen, daß die Periode (Pulsbreite) des den Eingang 1 zugeführten Signals jeweils für eine oder wenige Perioden verkürzt oder verlängert wird, wie bei dem Signal Va in Fig.3 dargestellt Es ergeben sich dann, falls die zweite und dritte Schaltung 5 und 6 nicht vorhanden sind, die in F i g. 3 dargestellten Strom- und Spannungsverläufe an den jeweiligen Punkten. Gemäß F i g. 3 tritt häufig der Zustand auf, daß der durch die Zündspule 4 fließende Strom Ιουτ nicht den vorgegebenen Sollwert loun erreicht Das Signal Vb wird erzeugt von dem Kondensator C\ im Integrator 8, der mit dem Strom /1 aufgeladen wird, wenn das Signal Va niedriges Niveau hat, und mit dem Strom h entladen wird, wenn das Signal Va hohes Niveau hat Der Kondensator Ci wird deshalb höher aufgeladen, wenn das Intervall mit niedrigem Niveau des Signals Va langer wird. Andererseits wird das Signal Vc der Rückkopplungsschaltung 14 erzeugt von dem Kondensator C2, der mit dem Strom /3 aufgeladen wird, wenn der Strom Ιουτ einen kleineren Wert als der Sollwert Ιουτι hat, und mit dem Strom /4 entladen wird, wenn der Strom Ιουτ den Wert Ιουη annimmt. Bei den in Fig.3 dargestellten Perioden 7Ί und T2 ist in der Periode Ti die Pulsbreite (d. h. das Intervall mit hohem Niveau) des Signals Va abrupt verringert, und damit wird auch das Intervall, in welchem das Signal Vc größer als das Signal Vb ist, abrupt verringert. Infolgedessen wird die Pulsbreite des Signals V_c kleiner, wodurch der Strom Ιουτ nicht den Sollwert Ιουτ\ erreicht. In der nächsten Periode T3 geht die Aufladung des Kondensators C\ von der Bezugsspannung aus, aufgrund der Rückkopplung des Signals Vd von der UND-Schaltung 9 zum Integrator 8. Da andererseits der Ausgangsstrom /ot/rden Sollwert Ιουη nicht erreicht hat, setzt sich die Aufladung des Kondensators C2 mit dem Strom /3 fort. Infolgedessen wird in der Periode T₃ die Pulsbreite des Signals Ve' abrupt verlängert. Dies führt wiederum zu einer Verlängerung des Zeitintervalls, in welchem der Ausgangsstrom Ιουτ auf dem Sollwert Ιουη ist, so daß der Kondensator Cj während einer längeren Zeit mit dem Strom /4 entladen wird. Infolgedessen wird das Ausgangsniveau für die Aufladung des Kondensators C3 in der Periode Tu verringert. Die Aufladung des Kondensators Q im Integrator 8 geht vom Bezugsniveau aus. Aus diesem Grund wird die Impulsbreite des Signals Ve auch in der Periode Ta sehr kurz, so daß auch nur eine sehr kleine Menge des Stromes Ιουτ fließt. Da der Strom Ιουτ den Sollwert Ιουη nicht erreicht, wird der Kondensator C₂ weiterhin mit dem Strom /3 in der Periode Ca aufgeladen. Das resultierende Signal Vc wirkt sich auf die folgenden Perioden Γ5 und Te, aus. Infolgedessen wird die Pulsbreite des Signals Ve'in der Periode T₇ wieder sehr klein.

Wie aus dieser Beschreibung hervorgeht, wird aufgrund der Tatsache, daß das die Pulsbreite des Signals Ve steuernde Signal Vc durch die Aufladung und Entladung des Kondensators C2 in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom Ιουτ erhalten wird, mehrmals hintereinander das Signal Ve mit einer unter dem Sollwert liegenden Impulsbreite erzeugt, wenn die Periode (Impulsbreite) des Signals Ve zufällig gestört wird. Insbesondere in den Perioden Ta und T₅ in F i g. 3 fließt der Strom Ιουτ nur sehr kurz. Deshalb wird die von der Zündspule 4 abgegebene Zündenergie außerordentlich klein, so daß ein Teil des Gasgemisches aufgrund unvollständiger Verbrennung direkt in die Atmosphäre ausgestoßen wird, was zu einer erhöhten umweltbelastenden Schadstoffemission führt.

Um diesen Nachteil zu vermeiden, sind in der Schaltung nach F i g. 1 die zweite Schaltung 5 und die dritte Schaltung 6 vorgesehen. Hierdurch ergeben sich bei einer gleichen Störung des Signals Va, wie in F i g. 3 dargestellt, die Strom- und Spannungsverläufe gemäß Fig.4.

Die zweite Schaltung 5 umfaßt einen Komparator 15. Das Signal Vf vom Stromdetektor 12 in der ersten Schaltung 2 und die Vergleichsspannung Vp_n-VOn einer Bezugsspannungsquelle 16 werden dem nicht invertierenden Eingang ( + ) bzw. dem invertierenden Eingang (—)des Komparators 15 zugeführt. Die Vergleichsspannung Voet wird auf den gleichen Spannungswert eingestellt wie der Spannungsabfall am Widerstand R\, der sich ergibt, wenn der durch die Zündspule 4 fließende Strom Ιουτ die Stromstärke Ιουη erreicht Das vom

Komparator 15 erzeugte Signal Vg hat somit einen hohen Wert, wenn der Strom hur den Wert loun erreicht, und ansonsten einen niedrigen Wert, wie in F i g. 4 gezeigt. Das Signal Vg wird dem Setzeingang Seines S-R-Flip-Flops 17 (im folgenden als S-R F/Fabgekürzt) und ferner einem Eingang einer NOR-Schaltung 19 zugeführt. Dem anderen Eingang der NOR-Schaltung 15 wird ein Signal Vh (vgl. F i g. 4) zugeführt, welches durch Invertieren des Signals Va von der Eingangsstufe 7 mit einem Inverter 18 erhalten wird. In Abhängigkeit von den Signalen Vg und Vh gibt die NOR-Schaltung 19 das in F i g. 4 gezeigte NOR-Signal Vi ab. Dieses wird dem Rücksetzeingang R des S-R F/F 17 zugeführt. Ein Signal Vj vom Q-Ausgang des S-R F/F 17 und das Signal Va von der Eingangsstufe 7 werden den beiden Eingängen einer NOR-Schaltung 20 zugeführt. Das Ausgangssignal VAr der NOR-Schaltung 20 ist das Ausgangssignal der zweiten Schaltung 5. Mit dieser Anordnung wird das in F i g. 4 dargestellte Impulssignal Vk erzeugt, wenn der durch die Zündspule 4 fließende Strom Ιουτ nicht den Wert loun erreicht oder wenn die Spannung des Signals nicht das dem Stromwert loun entsprechenden Niveau erreicht. Mit anderen Worten detektiert die zweite Schaltung 5, ob die Impulsbreite des Ausgangssignals Ve' von der ersten Schaltung 2 so klein ist, daß der Strom Ιουτ nicht den Wert loun erreicht, und erzeugt dann das Impulssignal Vk. Dieses Impulssignal Vk wird synchron mit dem Ende der Periode T₂ erzeugt und hat eine Impulsbreite, die mit dem Intervall des niedrigen Wertes des Signals Va in der Periode Γ3 koinzidiert.

Die dritte Schaltung 6 wird in Abhängigkeit von dem von der zweiten Schaltung 5 erzeugten Impulssignal Vk aktiv. Die dritte Schaltung 6 umfaßt eine Ladespannungs-Steuerschaltung 21, eine Zeitkonstanten-Konverterschaltung 22 und eine Zeitgeberschaltung 23, und die Schaltungen werden durch das Impulssignal Vk von der zweiten Schaltung 5 in Betrieb gesetzt Die Ladespannungs-Steuerschaltung 21 dient dazu, das Aufladungsniveau des Kondensators C₂ in der Rückkopplungsschaltung 14 höher als das des Kondensators Q in dem Integrator 8 zu halten. Zu diesem Zweck überwacht die Steuerschaltung 21 die Aufladespannung des Kondensators Q in dem Integrator 8 und steuert das Spannungsniveau am Kondensator C₂ auf einen Wert, der um eine konstante Spannung höher ist als das Spannungsniveau am Kondensator C\. Wie man aus Fig.4 erkennt, wird auch dann, wenn die Ladespannung am Kondensator Ci sich bei Änderungen der Niedrig-Intervalle des Signals Va ändert, das Spannungsniveau am Kondensator C₂ immer höher als das erst genannte Niveau gehalten. Da das Ausgangssignal Ve der UND-Schaltung 10 zum Integrator 8 rückgekoppelt wird, wird der Kondensator Ci sofort entladen, wenn das Signal Ve den hohen Wert annimmt. In Abhängigkeit davon wird das Spannungsniveau des Kondensators C₂ durch die Zeitkonstanten-Konverterschaltung 22 gesteuert

Die Zeitkonstanten-Konverterschaltung 22 hat die Funktion, die Lade- und Entlade-Zeitkonstanten des Kondensators C₂ in der Rückkopplungsschaltung 4 zu verändern, und infolgedessen den Ladestrom zum Kondensator C₂ von /3 auf I₅ (<h) und den Entladestrom vom Kondensator C₂ von U auf /e (</.») zu ändern. Obwohl die bei Ladung und Entladung wirksamen Zeitkonstanten des Kondensators C₂ durch den Konverter 22 geändert werden, werden seine Lade- und Entladeintervalle durch das Signal Vf von dem Stromdetektor 12 in gleicher Weise, wie oben beschrieben, gesteuert Deshalb wird der Kondensator C₂ weiter aufgeladen mit dem Strom /5 von einem höheren Spannungsniveau aus, als das Niveau am Kondensator Ci am Ende der Aufladung mit konstantem Niveau, und wird dann mit dem Strom h entladen, wenn der Ausgangsstrom lour dem Strombegrenzungsbetrieb unterliegt. Infolgedessen hat das von der Rückkopplungsschaltung i4 erhaltene Signal Vc den in F i g. 4 gezeigten Verlauf und ist immer größer als das Signal Vb, solange die Schaltung 21 und der Konverter 22 in Betrieb sind. Hierdurch hält das Ausgangssignal Vd des Vergleichers 9 seinen hohen Wert, so daß die Impulsbreite des Ausgangssignals Ve' von der ersten Schaltung 2 mit der des Signals Va koinzident gehalten wird. Der durch die Zündspule 4 fließende Strom Ιουτ erreicht immer den Sollwert loun, so daß eine ausreichende und konstante Zündenergie von der Spule 4 erzeugt wird.

Die Zeitgeberschaltung 23 in der dritten Schaltung 6 dient zum Einstellen der Betriebszeit der Ladespannungs-Steuerspannung 21 und des Zeitkonstanten-Konverters 22. Wie oben erwähnt, macht das Impulssignal Vk die Impulsbreite des Signals Ve' koinzident mit der des Eingangssignals Va, so daß die Strombegrenzungszeit des Ausgangsstroms hur verlängert wird. Die Verlängerung der Strombegrenzungszeit vergrößert den Leistungsverlust des Transistors <?i in der Ausgangsschaltung 3. Deshalb ist ein Betrieb der dritten Schaltung 6 während einer längeren Zeit nicht erwünscht, da eine Überhitzung des Transistors Q\ auftreten kann. Hierbei ist zu beachten, daß die zufälligen Störungen der Periodendauer des Signals Va nicht lange andauern. Aus diesen Gründen ist die Zeitgeberschaltung 23 vorgesehen. Diese wird jeweils durch das Signal Vk in Gang gesetzt und erzeugt dann zu verschiedenen Zeiten die beiden Signale Vl und Vm, wobei das Signal Vl vor dem Signal Vl erzeugt wird, wie in F i g. 4 gezeigt. Wenn das Signal V7 hochspringt, wird der Betrieb der Ladespannungs-Steuerschaltung 21 gestoppt Infolgedessen wird die Aufladung und Entladung des Kondensators C₂ ausschließlich durch den Konverter 22 gesteuert, und die Lade- und Entladezeiten werden durch das Niveau des Ausgangsstromes lour bestimmt. Dies bewirkt, daß die Impulsbreite des Ausgangssignals Ve fortschreitend verkürzt wird. Wenn das von der Zeitgeberschaltung 23 erzeugte Signal Vm auf hohen Wert springt, wird auch der Betrieb des Zeitkonstanten-Konverters 22 gestoppt. Die Spannung des Kondensators C₂ wird von da an von der Lade/Entlade-Zeitkonstanten der Rückkopplungsschaltung 14 nach der Periode 7b gesteuert Die Impulsbreite des Signals Ve wird daher nun durch die n.egative Rückkopplungsschleife in der ersten Schaltung 2 gesteuert Die Zeitpunkte der Signale Vl und Vm werden vorzugsweise so eingestellt, daß das Signal Vl um 250—500 msec und das Signal Vm um 550—1100 msec nach dem Impulssignal Vk erzeugt werden.

Wie oben erwähnt, wird durch die zweite Schaltung 5 festgestellt, wenn der Ausgangsstrom lour den Wert hun nicht erreicht, und die dritte Schaltung 6 steuert dann das Signal Vc von der Rückkopplungsschaltung 16 so, daß es höher ist als das Signal Vb vom Integrator 8.

Infolgedessen wird das häufige Auftreten des in F i g. 3 gezeigten Zustandes, bei dem der Ausgangsstrom Ιουτ nur in sehr kleiner Menge fließt, verhindert.

Falls gewünscht kann die dritte Schaltung so abgeändert werden, daß sie direkt auf den Komparator 9 einwirkt um das Ausgangssignal Vd während einer vorgegebenen Zeit auf einen hohen Wert zu steuern. Vorzugsweise werden die erste, zweite und dritte Schaltung 2, 5 und 6 als integrierte Schaltung gemeinsam auf ei-

nem Halbleitersubstrat aus gebildet, mit Ausnahme der Kondensatoren Q und C₂ und des Widerstandes Ä|.

F i g. 5 zeigt ein Beispiel für eine konkrete Schaltung der Ausgangsschaltung 3 und der zweiten Schaltung 5, wobei die gleichen Bezugszeichen wie in F i g. 1 verwendet werden. Das Signal Ve' vom Treiber 11 wird der Basis des in Darlington-Schaltung liegenden Transistors Qi zugeführt, dessen Kollektor über eine Primärwicklung 4-1 der Zündspule 4 mit einem Stromversorgungsanschluß 24 verbunden ist. Der Emitter des Transistors Q, ist über den Stromdetektorwiderstand R\ geerdet. Das als Spannungsabfall am Widerstand R\ erhaltene Signal Vf wird der Basis eines Transistors Q₂ in dem Komparator 15 zugeführt. Der Transistor Q₂ bildet ein Differenzverstärker zusammen mit einem Transistor Q), an dessen Basis die Vergleichsspannung Vdet von der Bezugsspannungsquelle 16 anliegt. Die Transistoren Qn, Qs dienen als aktive Last, und der Widerstand R₂ dient als Stromquelle. Das Kollektorsignal vom Transistor Q₂ wird einem Emitterfolgerverstärker aus dem Transistor Qe und den Widerständen R3 und Rn zugeführt. Das Ausgangssignal vom Transistor Qe wird einem invertierenden Verstärker, bestehend aus Transistor Qj und Widerstand Rs, zugeführt Diese Komponenten bilden den Komparator 15. Wenn das Signal Vf größer als die Vergleichsspannung Vdet ist, wird der Transistor Q₂ eingeschaltet und beide Transistoren Qe und Q₇ gesperrt. Im gegenteiligen Fall werden die Transistoren Qi bis Qi eingeschaltet. Infolgedessen wird das Signal Vg am Kollektor des Transistors Qj erhalten.

Der S-R Flip-Flop (F/F) 17 umfaßt zwei Paare von Transistoren Qs, Q₃ und Qi₀, Qn, wobei in jedem Paar die Emitter und Kollektoren miteinander verbunden sind. Die Basis des Transistors Qs dient als Setzeingang S, an dem das Signal Vg über den Widerstand R§ anliegt. Die Basis des Transistors Q9 ist mit der Kollektorverbindung der Transistoren Qw und Qu über einen Widerstand R9 verbunden. Die Basis des Transistors Q\o ist mit der Kollektorverbindung der Transistoren Qs und Qg durch einen Widerstand Rs verbunden. Die Widerstände R-; und Ä10 dienen als Kollektorwiderstände. Die Basis des Transistors Q_1x dient als Rücksetzeingang, während sein Kollektor den Ausgang Q bildet Das Signal Vg wird auch der Basis eines Transistors Oi 2 über einen Widerstand Ru zugeführt Der Transistor Qi₂ bildet zusammen mit einem Transistor Q13 eine NOR-Schaltung 19, wobei die Kollektoren der Transistoren Qj₂ und Q\3 gemeinsam mit dem Rücksetzeingang R des S-R F/F 17 (d. h. der Basis des Transistors Qu) verbunden sind. Ein Resistor /?n bildet die Kollektorlast. Der Basis des Transistors Q\3 wird über einen Widerstand R\₂ das Signal Vh zugeführt welches durch Invertieren des Signals Va durch den Inverter 18, bestehend aus einem Transistor Q\e und Widerständen Rn und R\$ erhalten wird. Wenn das Signal Vg sein hohes Niveau hat, ist die Basis des Transistors Qs (der Setzeingang S,) auf hohem Niveau und die Basis des Transistors Qu (der Rücksetzeingang R) auf niedrigem Niveau. Somit sind die Transistoren Qs und Qg eingeschaltet und die Transistoren Qto und Qi 1 ausgeschaltet Infolgedessen nimmt das Signal Vj das hohe Niveau an. Wenn die Signale Vg und Vh niedriges Niveau haben, nimmt der Setzeingang S das niedrige Niveau und der Rücksetzeingang R das hohe Niveau an. Die Transistoren Qs und Q₉ sind dann abgeschaltet und die Transistoren Qw und Qn eingeschaltet Infolgedessen geht das Signal Vjauf niedriges Niveau.

Das Signal Vj wird der Basis eines Transistors Qu durch einen Widerstand Ä14 zugeführt Der Transistor Q\a bildet zusammen mit einem Transistor Q15 die NOR-Schaltung 20. Die Kollektoren der Transistoren Q\4 und Qm sind zusammengeschaltet. Die Basis des Transistors Qn w ird über eine Widerstand Rm mit dem Signal Va beaufschlagt. Ein Lastwiderstand Rn ist mit den Kollektoren der Transistoren Qn und Qi5 verbunden. Das Signal Vk für die dritte Schaltung 23 wird von der Kollektorverbindung der Transistoren Qu und Qi 5 abgegriffen. Wenn die Signale Vj und Va auf niedrigem Niveau sind, werden die Transistoren Qm und Qi 5 abgeschaltet, wodurch das Impulssignal Vk auf hohes Niveau geht, wie in Fig.4 gezeigt Eine stabilisierte Spannung Vcc wird den Schaltungen 15 bis 20 von einer Spannungsversorgungsklemme 25 zugeführt.

Anhand von Fig.6 wird nun die Schaltungskonfiguration der dritten Schaltung 6 beschrieben. F i g. 6 enthält auch die Rückkopplungsschaltung 14 und den Integrator 8 zur Erläuterung der Betriebsweise der dritten Schaltung 6. Wenn das Signal Vk von der zweiten Schaltung 5 im unteren Niveau ist, d. h., wenn der durch die Zündspule 4 fließende Strom Ιουτ den Stromwert hun erreicht, befindet sich ein S-Ä-Flip-Flop (F/F) 36 im rückgesetzten Zustand. Infolgedessen hat sein Ausgang Q das untere Niveau und der invertierende Ausgang Q hohes Niveau. Das hohe Niveau des invertierten Ausgangs Q hält den Ausgang einer NOR-Schaltung 38 mit drei Eingängen auf niedrigem Niveau, so daß ein anderer S-Ä-Flip-Flop (FZF)Zl im rückgesetzten Zustand ist Das invertierte Ausgangssignal Q des S-R F/F 36 wird auch der Basis eines Transistors Q59 über einen Widerstand /?62 zugeführt, um den Transistor Q59 einzuschalten. Somit fließt ein Strom /7 von einer Konstantstromquelle 33 durch den Transistor Q59, und ein Kondensator C₃ wird nicht aufgeladen. Der Kondensator C₃ stellt die Zeitgeberschaltung 23 dar. Das invertierte Ausgangssignal Q des S-R F/F36 wird ferner der Basis eines Transistors Q33 durch einen Widerstand R35 zugeführt, um den Transistor Q33 einzuschalten und einen Transistor QiA auszuschalten. Die Widerstände Rn i>nd Λ37 sind Kollektorwiderstände. Ein Signal mit hohem Niveau am Kollektor des Transistors Q34 wird den Basen der Transistoren Q45 und Q35 über die Widerstände Ä39 bzw. Rw geführt Diese Transistoren Q45 und Q35 werden eingeschaltet und halten die Emitterpotentiale der Transistoren Qw, Q36 und Q37 jeweils durch die Widerstände Ä54, /?53 bzw. Rzs, Ra\ auf hohem Niveau. Infolgedessen werden die Transistoren Q44, Q36 und Q37 gesperrt. Andererseits wird das Ausgangssignal Q des S-R F/F 36 mit niedrigem Niveau der Basis eines Transistors Q31 über einen Widerstand R33 zugeführt. Deshalb wird der Transistor Q31 gesperrt und ein Transistor Q32 eingeschaltet. Die Widerstände Rj₂ und Ä34 sind dessen Kollektorwiderstände. Das Kollektor-Ausgangssignal mit niedrigem Niveau des Transistors Q32 wird den Basen der Transistören Q40 und Q43 durch Widerstände Ä47 bzw. Ä48 zugeführt Infolgedessen werden diese Transistoren Q40, Q43 gesperrt und dadurch die Transistoren Q38, Q39 und Q42 aktiviert

Das niedrige Niveau am Ausgang Q des S-R F/F 37 wird über einen Widerstand R30 einem Transistor Q30 zugeführt um diesen zu_ sperren. Das hohe Niveau des invertierten Ausgangs Q des S-R F/F37 wird der Basis eines Transistors Qss über einen Widerstand Re\ zugeführt wodurch der Transistor Qss eingeschaltet wird.

Somit fließt ein Strom durch einen Widerstand Ä60 und einen als Diode geschalteten Transistor Q57, wodurch ein Transistor Qs6 mit einem Kollektorwiderstand Ä59 in den Sättigungszustand gebracht wird. Da der Kollektor

des Transistors Q₅₅ mit dem Kollektor des Transistors Qse verbunden ist, kommt bei Sättigung des Transistors Ost, der Transistor ^5 in den Sperrzustand. Infolgedessen wird der Transistor Q& im Sperrzustand gehalten, wodurch die Transistoren Q₅₀ bis Q54 deaktiviert werden, die einen Differentialverstärker mit dem Transistor Q49 als Stromquelle bilden.

Somit werden die Tansistoren Q3& Q39 und Q42 in Betrieb gesetzt um das Rückkopplungssignal Vc zu erzeugen.

Die Transistoren Qis und Q39 sind miteinander in Differentialschaltung verbunden. Der Basis des Transistors Q59 wird eine Vorspannung über die Widerstände Ä55, /?56 und einen als Diode geschalteten Transistor Q« zugeführt. Andererseits wird der Basis des Transistors Qjs über eine Diode D$ eine über drei in Serie geschaltete Dioden D\ bis Di abfallende Spannung zugeführt. Da ein Strom durch die Dioden D\ bis Di, einen Widerstand /?3i und einen Schalter 27 fließt, erzeugen die Dioden D\ bis Di einen Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung nur dann, wenn der Schalter 27 geschlossen ist Der Schalter 27 wird in Abhängigkeit von dem Signal Vf vom Stromdetektor 12 geöffnet und geschlossen. Wenn der durch die Zündspule 4 fließende Strom Ιουτ den Sollwert him annimmt, ist der Schalter 27 geöffnet, andernfalls geschlossen. Der Schalter 27 wird elektronisch durch ein Transistorelement realisiert. Wenn der Schalter 27 geschlossen ist, sind die Dioden D\ bis D₄ vorgespannt. Somit wird eine Spannung mit dem Wert 2 χ VV (wobei V>den Vorwärts-Spannungsabfall an einer Diode darstellt.) der Basis des Transistors Q38 zugeführt. Andererseits wird der Basis des Transistors Q39 durch den als Diode geschalteten Transistor Qa₆ eine Vorspannung zugeführt, deren Wert nahezu gleich VV ist. Deshalb wird der Transistor Qi₉ gesperrt und der Transistor Qis eingeschaltet. Der Kollektor des Transistors <?39 ist mit dem Kondensator Ci über einen Widerstand Rai verbunden, so daß der Kondensator Ci in diesem Zustand nicht entladen wird.

Der Transistor Q42 ist im leitfähigen Zustand, da er von dem als Diode geschalteten Transistor Qa₆ vorgespannt wird. Der Transistor Q42 hat zwei Kollektoren, wobei der erste Kollektor mit der Basis zur Bildung einer Stromspiegelschaltung verbunden ist. Da der Transistor Qv mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Kollektor und der Basis des Transistors Qa\ verbunden ist, wird der durch den Transistor Q42 fließende Strom am zweiten Kollektor des Transistors Q41 erhalten. Der zweite Kollektor des Transistors ist über einen Widerstand R43 mit dem Kondensator Ci verbuaden. Somit wird der Kondensator C2 mit dem durch den Transistor Qn fließenden Strom /1 aufgeladen, wenn der Transistor Qig im Sperrzustand ist.

Wenn der Ausgangsstrom Ιουτ den Stromwert Ιουτχ erreicht und in den Strombegrenzungsbetrieb kommt, wird der Schalter 27 geöffnet und dadurch der Transistor ζ>38 abgeschaltet. Infolgedessen wird der Transistor Qis eingeschaltet und dadurch der Kondensator C2 mit dem durch den Transistor Q19 fließenden Strom /2 entla-

Cnannima iil

· Xon

nicht invertierenden Eingang (+) des Komparators 9 als Rückkopplungssignal Vc über einen Emitterfolgertransistor (p47 zugeführt, der eine aktive Last aus einem Transistor Qas und einen Widerstand Λ57 hat.

Wenn das Signal Vk mit hohem Niveau (vgl. F i g. 4) von der zweiten Schaltung 5 dem F/F36 zugeführt wird, ist dieser im gesetzten Zustand, so daß der Ausgang Q hohes Niveau und der Ausgang Q niedriges Niveau hat.

Deshalb sind die Transistoren ftg, Qn und φ« gesperrt und die Transistoren Q36, Qn und Q44 eingeschaltet Das niedrige Niveaus am invertierten Ausgang Q des F/F36 sperrt den Transistor Q59, so daß der Kondensator Ci seine Aufladung mit dem Strom /7 von der Konstantstromquelle 33 über dem Widerstand Ra beginnt Die Zeitgeberschaltung beginnt somit als Uhr zu laufen.

Das niedrige Niveau des invertierten Ausgangs Q des F/F 36 wird auch dem ersten Eingang der NOR-Schaltung 38 zugeführt Dem zweiten Eingang der NOR-Schaltung 38 wird der Ausgang eines Komparators 38 zugeführt der die Ladespannung des Kondensators Ci mit einer Bezugsspannung Vrefi von einer Spannungsquelle 40 vergleicht Da der Kondensator C3 seine Aufladung gerade begonnen hat ist der Ausgang des Komparators 35 noch auf niedrigem Niveau. Dem dritten Eingang der NOR-Schaltung 38 wird das Signal Va von der Eingangsstufe 7 zugeführt Das Signal Va ist auf niedrigem Niveau genau dann, wenn das Impulssignal Vk von der zweiten Schaltung 5 erzeugt wird. Somit nimmt der Ausgang der NOR-Schaltung 38 hohes Niveau an, wodurch der F/F 3iJ in den Setzzustand gebracht wird. Der Setzzustand des F/F 37 sperrt den Transistor Qo, da der Transistor Qm den (^-Ausgang des F/F 37 empfängt Infolgedessen werden die Transistoren Qn und Qi6 ebenfalls gesperrt und die Transistoren Qn und φ» eingeschaltet so daß der von den Transistoren Qio bis Qi4 gebildete Differentialverstärker aktiviert wird.

F i g. 6 zeigt auch das schematische Schaltbild des Integrators 8, bei dem eine den Strom I\ erzeugende Konstantstromquelle 38, ein Schalter 29, ein Widerstand Rw und der Kondensator C₁ in Serie geschaltet sind. Eine Serienschaltung aus einem Schalter 30 und einer Konstantstromquelle 32, die den Strom I₂ abgibt, und ein Schalter 31 sind jeweils parallel zu der Serienschaltung des Widerstandes R58 und des Kondensators Q geschaltet. Das öffnen und Schließen der Schalter 29 und 30 wird in Abhängigkeit vom Signal Va gesteuert. Der Schalter 29 ist geschlossen (und der Schalter 30 geöffnet) wenn das Signal Va niedriges Niveau hat, und der Schalter 30 ist geschlossen (der Schalter 29 geöffnet) bei hohem Niveau des Signals Va. Der Schalter 31 wird vom Ausgangssignal Ve der UND-Schaltung 10 gesteuert und bei hohem Niveau des Signals Ve geschlossen. Die Spannung am Kondensator Ci dient als das in Fig.4 gezeigte Signal Vb.

Wie erwähnt, wird der von den Transistoren QiQ bis Qi4 gebildete Differentialverstärker aktiviert, wenn der F/F37 in den Setzzustand kommt. Der Spannungsabfall am Kondensator Ci wird der Basis des Transistors Q$o zugeführt, und der Spannungsabfall am Kondensator C₂ wird der Basis des Transistors Q51 durch eine Diode D« zugeführt. Deshalb entlädt der Transistor Qsa den Kondensator C2, so daß die Basispotentiale der Transistoren Qio und Qn einander gleich werden. Zu dem Zeitpunkt, an dem der Differentialverstärker aus den Transistoren Qio bis Qi4 seinen Betrieb beginnt, befindet sich der Kondensator Q auf Bezugspotential aufgrund des EinKondensator C2 vom Transistor Q54 entladen bis auf ein Spannungsniveau, das um den Vorwärts-Spannungsabfall Vran der Diode D$ größer ist als das Bezugspotential. Gemäß F i g. 4 wird somit das Niveau des Signals Vc abfallen, sobald das Signal Vk auf hohes Niveau ansteigt. Gleichzeitig werden die Signale Va und Ve auf niedriges Niveau invertiert und deshalb wird der Schalter 29 geschlossen und die Schalter 31, 32 geöffnet. In-

folgedessen wird der Kondensator C\ mit dem Strom I\ aufgeladen.

Der Q-Ausgang mit hohem Niveau des F/F 37 wird dem Transistor Q30 zugeführt, um diesen einzuschalten. Der Kollektor des Transistors Qro ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Basis und dem ersten Kollektor des Transistors Q41 verbunden. Infolgedessen wird der vom zweiten Kollektor des Transistors Qa\ abgegebene Strom deutlich erhöht Da das Signal Va auf niedrigem Niveau ist, ist der Schalter 27 geschlossen. Ferner sind die Transistoren Q36, Q37 und Q44 in Betrieb aufgrund des Ausgangs Q des F/F 36. Deshalb wird der Kondensator C₂ mit dem vom zweiten Kollektor des Transistors Qa\ gelieferten erhöhten Strom aufgeladen. Ferner ist dieser erhöhte Strom größer als der Strom /1 von der Konstantstromquelle 28. Die Ladespannungen der Kondensatoren Q und C₂ werden jedoch durch die Transistoren Q50 bis Q54 miteinander verglichen, und deshalb fließt ein Teil des Stromes vom zweiten Kollektor des Transistors Qa\ durch den Transistor Q54, so daß die Basispotentiale der Transistoren Qx und Q₅\ einander gleichgemacht werden. Als Ergebnis wird der Kondensator C₂ derart aufgeladen, daß seine Spannung immer um den Betrag des Spannungsabfalls an der Diode Dt höher ist als die des Kondensators C\. Die Schalter 29 bis 31 bestehen natürlich aus Halbleiterschaltern.

Wenn das Eingangssignal Va vom niedrigen in das hohe Niveau übergeht wird der Schalter 29 geöffnet und der Schalter 30 geschlossen. Zu diesem Zeitpunkt wird das Signal Ve mit hohem Niveau von der UND-Schaltung 10 abgegeben, so daß der Schalter 31 geschlossen wird, um den Kondensator Ci sofort zu entladen. Wenn das Signal Va vom niedrigen zum hohen Niveau übergeht, nimmt der dritte Eingang der NOR-Schaltung 38 das hohe Niveau an. Infolgedessen wird ein Signal mit niedrigem Niveau dem Setzeingang Sdes F/F 37 zugeführt, und ferner wird dessen Rücksetzeingang R das Signal Va mit hohem Niveau zugeführt. Infolgedessen kommt der F/F37 in den rückge.setzten Zustand. Das hohe Niveau am invertierten Ausgang Q des F/F37 schaltet die Transistoren Q^ und Q57 ein und sperrt die Transistoren (?« bis Q55. Dies beendet den Spannungsvergleich durch die Transistoren Q50 bis Q^. Ferner wird durch das niedrige Niveau am Ausgang Q des F/F 37 der Transistor Q₃₀ gesperrt, wodurch man den Strom /3 vom zweiten Kollektor des Transistors Qa\ erhält. Da zu diesem Zeitpunkt der durch die Zündspule 4 fließende Strom low nicht unter Strombegrenzungsbetrieb steht, bleibt der Schalter 27 geschlossen. Deshalb befindet sich der Transistor Q37 im Sperrzustand und die Transistoren Q36 und Qaa sind eingeschaltet. Da der durch den Transistor Qaa fließende Strom /3 den Verbindungspunkt zwischen dem ersten Kollektor und der Basis des Transistors Qa\ zugeführt wird, wird der Kondensator C3 weiter mit dem Strom /3 aufgeladen. Wenn der Ausgangsstrom lour die Stromstärke I₁ erreicht, um den Schalter 27 zu öffnen, wird der Transistor ζ>37 eingeschaltet und die Transistoren Q36 und Qaa gesperrt. Der Kondensator C3 wird dann mit dem durch Hen Transistor Qn fließenden Strom U entladen. Wie man aus den in F i g. 6 angedeuteten Widerstandswerten der Widerstände Ra₂, R44, R$\ und Λ52 erkennt, sind die Ströme /, und I₂ größer als die Ströme /3 bzw. /4. Das bedeutet, daß die Lade/Entlade-Zeitkonstante des Transistors C2 geändert ist.

Wenn das Eingangssignal Va dann weiter vom hohen Niveau ins niedrige Niveau übergeht, gelangt der F/F37 wieder in den Setzzustand. Daher wird die Spannung am Kondensator C₂ durch den Transistor ^4 herabgesetzt Danach wird der oben beschriebene Vorgang wiederholt mit dem Ergebnis, daß das in F i g. 4 gezeigte Rückkopplungssi *nal Vc durch den Emittertolgertransistör Qa₇ erhalten wird.

Das Aufladen des Kondensators Cz mit dem Strom /7 von der Konstantstromquelle 33 geht weiter. Wenn der Spannungsabfall am Kondensator C3 höher wird als die Bezugsspannung Vref\ von der Spannungsquelle 40, erzeugt der Komparator 35 das Signal Vi mit hohem Niveau (vgL F i g. 4). Hierdurch nimmt der Ausgang der NOR-Schaltung 58 niedriges Niveau an und der F/F 31 kommt in den Rücksetzzustand. Deshalb wird der Transistor Q30 gesperrt und die Transistoren Q43 bis Q55 werden ebenfalls gesperrt. Dieser Rücksetzzustand bleibt unverändert, unabhängig von den Niveauänderungen des Eingangssignals Va. Infolgedessen wird die Ladespannungssteuerung des Kondensators C₂ durch die Transistoren Qw, Q49 bis Q55 beendet

Da die Bezugsspannung Vrefi von der Spannungsquelle 39 höher als Vrefi eingestellt ist, erzeugt der Komparator 34 kein Signal Vm mit hohem Niveau gleichzeitig mit dem Signal Vl. Somit verbleibt der F/F 36 im Setzzustand und die Transistoren Q36. Qn und Qaa sind weiterhin aktiviert Dies bedeutet, daß weiterhin der Betrieb mit geänderter Zeitkonstante vorliegt. Da nunmehr jedoch die Ladespannungs-Steuerschaltung 2 ausgeschaltet ist, wird die Spannung des Rückkopplungssignals Vc fortschreitend abgesenkt aufgrund des negativen Rückkopplungsbetriebes der ersten Schaltung 2, wie in F i g. 4 gezeigt.

Das Aufladen des Kondensators C3 geht weiter. Wenn die Spannung am Kondensator C3 größer wird als die Bezugsspannung Vrefi von der Spannungsquelle 39, erzeugt der Komparator 34 das Signal Vm mit hohem Niveau (vgl. F i g. 4). Hierdurch wird der F/F36 rückgesetzt. Infolgedessen werden die Transistoren Q3& Q37 und Qaa gesperrt und Q38. Q39 und Qa₂ aktiviert. Das Aufladen und Entladen des Kondensators C₂ mit den Strömen /1 und I₂ erfolgt nunmehr wieder mit der normalen Lade/Entlade-Zeitkonstante.

Die Flip-Flops 36 und 37, die NOR-Schaltung 38 und die Vergleicher 34 und 35 in F i g. 6 können im übrigen durch ähnliche Schaltungen realisiert werden wie die Flip-Flops, NOR-Schaltung und Komparator gemäß F ig. 5.

Bei der beschriebenen Betriebsweise wird das Rückkopplungssignal Vc bei Auftreten des Pulssignals Vk so gesteuert, daß es größer ist als das Signal Vb. Infolgedessen ist die Impulsbreite des Ausgangssignals Ve' koinzidient mit der des Eingangssignals Va. Die wiederholte Erzeugung eines unerwünschten Ausgangssignals Ve'wird verhindert.
Die Zeitkonstanten-Konverterschaltung 22 in der dritten Schaltung 6 kann auch weggelassen werden.

F i g. 7 und 8 zeigen weitere Ausführungsformen der zweiten Schaltung 5. Die Ausführungsform nach F i g. 7 verwendet zwei Exklusiv-ODER-Schaltungen 40 und 41 (exklusive logische Summenschaltungen EX-OR) und einen S-R Flip-Flop (FZF)AX zusätzlich zu dem Komparator 15 und der Spannungsquelle 16 und benutzt das Signal Ve' statt des Signals Va. Das Signal Ve' wird einem Eingang der EX-ODER-Schaltung 40 zugeführt, und deren anderer Eingang wird mit dem Ausgangssignal Vg des Komparator 15 beaufschlagt, welches erhalten wird durch Vergleich des Signals V/mit der Vergleichsspannung Vdet- Das Ausgangssignal Vg vom Komparator 15 wird auch dem Rücksetzeingang R des

17

F/F 41 zugeführt, an dessen Setzeingang 5 das Ausgangssignal Vn von der EX-ODER-Schaltung 40 anliegt Das Q-Ausgangssignal vom F/F4i und das Ausgangssignal Vn der EX-ODER-Schaltung 40 werden zwei Eingängen der EX-ODER-Schaltung 42 zugeführt, deren Ausgangssignal als das Signal Vk abgegriffen wird.

Bei der Ausführungsform nach F i g. 8 soll das Signal Vk nur unter Verwendung des Signals Wvom Stromdetektor 12 erzeugt werden. Sie umfaßt einen Komparator 43, zwei Exklusiv-ODER-Schaltungen 44 und 46 (exklusive logische Summenschaltungen) und einen S-R Flip-Flop (F/F) 45 zusätzlich zu dem Komparator 15 und der Bezugsspannungsquelle 16. Das Signal Vf wird mit der Bezugsspannung Vdet von dem Komparator 15 verglichen und ferner dem nicht invertierenden Eingang (+) des Komparator 43 zugeführt Der invertierende Eingang (—) des Komparator 43 ist geerdet Die Ausgangssignale Vg und Vp von den Komparatoren 15 und 43 werden EX-ODER-Schaltung 44 zugeführt Das Ausgangssignal Vg der EX-ODER-Schahung 44 wird dem Setzeingang S des F/F45 und ferner einem Eingang der EX-ODER-Schaltung 46 zugeführt. Das Ausgangssignal Vg vom Komparator 15 wird ferner dem Rücksetzeingang R des F/F45 zugeführt, dessen (?-Ausgangssignal dem anderen Eingang der EX-ODER-Schaltung 46 zugeführt wird.

Die Betriebsweise der Ausführungsformen nach F i g. 7 und 8 ist anhand der in F i g. 9 bzw. 10 gezeigten Spannungs- und Stromverläufe leicht verständlich und wird deshalb nicht mehr im Detail erläutert.

Hierzu 7 Blatt Zeichnungen

35

40

45

50

l€.

&[

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Erzeugung von Ausgangsimpulsen steuerbarer Breite, mit einer ersten Schaltung, die ein Ausgangssignal in Abhängigkeit von einem Eingangssignal erzeugt, einer Rückkopplungsschaltung zur Erzeugung eines Rückkopplungssignals in Abhängigkeit vom Ausgangssignal und einer Steuerschaltung zur Steuerung des Ausgangssignals derart, daß das Ausgangssignal stabilisiert wird gegen eine Schwankung bezüglich des Eingangs- und Rückkopplungssignals, wobei die Pulsbreite des Ausgangssignals kurzer als die Pulsbreite des Eingangssignals ist, gekennzeichnet durch eine zweite Schaltung (5) zum Detektieren der Impulsbreite des Ausgangssignals (Ve') und zum Erzeugen eines Anzeigesignals (Vk), wenn die Impulsbreite kleiner als ein Sollwert ist, und einer dritten Schaltung (6), die auf das Rückkopplungssignal (Vc) in Abhängigkeit vom Anzeigesignal (Vk) der zweiten Schaltung (5) derart einwirkt, daß die Pulsbreite des Ausgangssignals über dem Sollwert gehalten wird.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Pulsbreite des Ausgangssignals (Ve') so weit vergrößert wird, daß sie im wesentlichen der Pulsbreite des Eingangssignals (Va) gleich wird, wenn die dritte Schaltung (6) das Rückkopplungssignal unterdrückt.

3. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltung (6) das Rückkopplungssignal (Vc) unterdrückt, so daß die Kontrollschaltung (8—11) nur auf das Eingangssignal (Va) anspricht, wobei die erste Schaltung (2) ein Ausgangssignal (Ve') erzeugt, das eine im wesentlichen gleiche Pulsbreite wie das Eingangssignal (Va)hat

4. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung (5), die einen Komparator (15) enthält, ein erstes Signal (Vf) in Abhängigkeit von der Pulsbreite des Ausgangssignals (Ve') an ihrer ersten Eingangsklemme (+) und ein Referenzsignal (Vdet) an ihrer zweiten Eingangsklemme (—) erhält und ein zweites Signal (Vg) an ihrer Ausgangsklemme erzeugt, und daß ein Inverter (18) ein drittes Signal (Vh) erzeugt, das sich durch Invertierung des Eingangssignals (Va) ergibt, eine erste NOR-Schaltung (19) das zweite und dritte Signal (Vg, Vh) empfängt und ein viertes Signal (Vi) erzeugt, ein S-R-Flip-Flop (17) am Set-Eingang (S) mit dem zweiten Signal (Vg) und am Reset-Eingang (R) mit dem vierten Signal (Vi) versorgt wird, und ein fünftes Signal (Vj) erzeugt, und eine zweite NOR-Schaltung (20) das Eingangssignal und das fünfte Signal (Va, Vj) empfängt und das Anzeigesignal (Vk) erzeugt.

5. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung (5) einen Komparator (15) beinhaltet, mit einem ersten Eingang ( + ), der mit dem ersten Signal (Vf) in Abhängigkeit von der Pulsbreite des Ausgangssignals (Ve') versorgt wird, und mit einem zweiten Eingang (— j, der mit einem Referenzsignal (Vdet) versorgt wird und ein zweites Signal (Vg) erzeugt, eine erste exklusive OR-Schaltung (40), die mit dem Ausgangssignal (Ve') und dem zweiten Signal (Vg) und ein drittes Signal (Vn) erzeugt, eine Flip-Flop-Schaltung (41), die durch das dritte Signal (Vn) gesetzt und durch das zweite Signal (Vg) rückgesetzt wird, eine zweite exklusive OR-Schaltung, die mit dem dritten Signal (Vn) und dem Ausgangssignal (Vo) ^^er F''P-F'°P-Schaltung (41) versorgt wird und ein Anzeigesignal (Vk) erzeugt

3. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Schaltung (5) einen ersten Komparator (15) beinhaltet, der mit dem ersten Signal (Vf) in Abhängigkeit von der Pulsbreite des Ausgangssignals (Ve') und einem ersten Referenzsignal (Vdet) versorgt wird, und ein zweites Signal (Vg) erzeugt, daß ein zweiter Komparator (43), der mit dem ersten Signal (Vf) und dem zweiten Referenzsignal (GND), das niedriger als das erste Referenzsignal ist, versorgt wird und ein drittes Signal (Vp)erzeugt, eine erste exklusive ODER-Schaltung, die mit dem zweiten und dritten Signal (Vp, Vg) versorgt wird und ein zweites Signal (Vq) erzeugt, eine Flip-Flop-Schaltung (45), die durch das vierte Signal (Vq) gesetzt und durch das zweite Signal (Vg) rückgesetzt wird, und eine zweite exklusive OR-Schaltung (46), die von dem vierten Signal (Vq) und dem Ausgangssignal (Vr) der Füp-Flop-Schaltung (45) versorgt wird und das Anzeigesignal (Vk) erzeugt

7. Schaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Schaltung (6) eine Zeitschaltung (23) beinhaltet, die auf das Anzeigesignal (Vk) reagiert und ein Zeitsignal (Vl) nach dem Verstreichen einer vorbestimmten Zeit erzeugt, die dritte Schaltung (6) das Rückkopplungssignal (Vc) in den ursprünglichen Zustand in Abhängigkeit von dem Zeitsignal (VI) zurückversetzt.