DE3709879C2 - Zündsystem für eine Brennkraftmaschine - Google Patents
Zündsystem für eine BrennkraftmaschineInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Zündsystem für eine
Brennkraftmaschine gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Aus der DE 31 34 883 A1 ist ein elektronisches geregeltes
Zündsystem für eine Brennkraftmaschine bekannt, bei dem der
Zündzeitpunkt durch Erzeugen eines Korrektursignals in Abhängigkeit
von der Drehzahl der Brennkraftmaschine gesteuert
wird. Eine Spannung wird innerhalb eines Zündzyklus
sägezahnförmig in einem ersten Abschnitt desselben in der
einen Richtung und in einem zweiten Abschnitt desselben in
der entgegengesetzten Richtung integriert. Die Umkehrung
der Integrationsrichtung wird für den Übergang vom zweiten
zum ersten Abschnitt, d. h. zu Beginn eines neuen Zündzyklus,
ausschließlich durch die abfallende Flanke eines Impulsgeber-
Steuersignals und für den Übergang vom ersten zum
zweiten Abschnitt durch das Unterschreiten einer vom Impulsgeber-
Steuersignal unabhängigen Vergleichsspannung ausgelöst.
Ein rechteckförmiges Zündzeitpunkt-Korrektursignal
wird aus der ansteigenden Flanke des Impulsgeber-Steuersignals
und dem Übergangszeitpunkt des Integrationssignals
vom ersten zum zweiten Abschnitt erzeugt, wobei die ansteigende
Flanke des Korrektursignals das Einschalten des primärseitigen
Zündspulenstroms bewirkt und dessen abfallende
Flanke durch das Ausschalten des primärseitigen Zündspulenstroms
die Erzeugung einer Zündhochspannung bewirkt und damit
den Zündzeitpunkt definiert.
Hierbei erfolgt jedoch die Steuerung des Zündspulen-Einschaltstroms
invariant ohne Berücksichtigung des Betriebszustands
der Brennkraftmaschine, so daß die im Zündzeitpunkt
an die Zündspule abgegebene Energiemenge nicht in Abhängigkeit
des tatsächlichen Betriebszustand optimierbar
und somit eine maximale, zur optimalen Zündung ausreichenden
Energiemenge bei schneller Beschleunigung der Brennkraftmaschine
nicht gewährleistet ist.
Ferner ist aus der die DE 31 35 881 A1 ergänzenden DE 32 33 554 A1
die Verwendung eines Entladungsimpulses zur Beschränkung
des Integrationswerts für die Steuerung des
Zündzeitpunkts auf einen Maximalwert bekannt. Das durch einen
Induktionsgeber erzeugte Impulsgeber-Steuersignal kann
in bekannten Zündsystemen bei hohen Drehzahlen einen maximal
zulässigen Spannungs-Spitzenwert überschreiten und
die funktionale Stabilität des Zündsystems gefährden. Unter
solchen Bedingungen wird deshalb ein in seiner Breite variabler
Entladungsimpuls erzeugt, der den Integrationswert
zur Steuerung des Zündzeitpunkts auf einen zulässigen Maximalwert
beschränkt. Der Entladungsimpuls besitzt demnach
ausschließlich eine Integrationswert-Begrenzerfunktion,
bei dessen Fehlen ein stabiles Systemverhalten nicht gewährleistet
ist.
Weiter ist aus der DE 33 28 951 A1 ein elektronisch geregeltes
Zündsystem für eine Brennkraftmaschine bekannt,
bei dem der Zündzeitpunkt durch Erzeugen eines von der
Drehzahl und der Last der Brennkraftmaschine abhängigen
Zündzeitpunkt-Steuersignals gesteuert wird. Zu diesem Zweck
wird eine Spannung innerhalb eines Zündzyklus sägezahnförmig
in einem ersten Abschnitt desselben in der einen Richtung
und in einem zweiten Abschnitt desselben in der entgegengesetzten
Richtung integriert, wobei die Umkehrung der
Integrationsrichtung zwischen den beiden Abschnitten ausschließlich
durch die beiden Flanken des Impulsgeber-
Steuersignals bestimmt wird. Ein rechteckförmiges Zündzeitpunkt-
Steuersignal wird unabhängig vom Signalverlauf des
Impulsgeber-Steuersignals aus dem Schnittpunkt des Integrationswerts
mit einer Referenzspannung im ersten Abschnitt
und dem Nulldurchgang der Integrationskurve vom ersten zum
zweiten Abschnitt erzeugt.
Auch mit dieser bekannten Anordnung ist die Bereitstellung
einer maximalen, zur optimalen Zündung ausreichenden Energiemenge
bei schneller Beschleunigung der Brennkraftmaschine
nicht gewährleistet.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Zündsystem
für eine Brennkraftmaschine derart auszugestalten,
daß selbst bei einer plötzlichen Beschleunigung eine ausreichende
Zündenergie bereitgestellt wird.
Diese Aufgabe wird mit den im Kennzeichen des Patentanspruchs
1 angegebenen Mitteln gelöst.
Erfindungsgemäß wird somit, gesteuert durch ein Steuersignal,
eine Spannung sägezahnförmig in einem zweiten Abschnitt
des dem betrachteten Zündzyklus vorangehenden Zündzyklus
in der einen Richtung integriert und in einem ersten
Abschnitt des momentan betrachteten Zündzyklus in der Gegenrichtung.
Die Umkehrung der Integrationsrichtung vom
zweiten Abschnitt zum ersten Abschnitt erfolgt zum Zündzeitpunkt
des Auftretens der abfallenden Flanke des Steuersignals
und ist unabhängig von der Höhe des Integrationswerts
zu diesem Zeitpunkt. Gleichzeitig wird zu diesem Zeitpunkt
ebenfalls flankengesteuert der primärseitige Zündspulenstrom
abgeschaltet und die Zündung ausgelöst.
Erreicht der Integrationswert im zu diesem Zeitpunkt neu
beginnenden ersten Abschnitt des Zündzyklus einen ersten
Vergleichswert, so erzeugt die Rückstellschaltung einen
Rückstellimpuls kurzer Dauer zum Zurückstellen des Integrationswerts
auf einen Anfangswert. Gleichzeitig wird zu diesem
Zeitpunkt der primärseitige Zündspulenstrom und damit
die Energiezufuhr zur Zündspule eingeschaltet. Bei steigender
Drehzahl erreicht der Integrationswert einen niedrigeren
Spitzenwert und wird daher schneller auf den ersten
Vergleichswert entladen, so daß der Rückstellimpuls früher
auftreten, das Erregen der Zündspule früher erfolgen, und
somit auch in einem derartigen Betriebszustand ausreichend
Zündenergie zugeführt werden kann.
Die Integration wird damit in drei Phasen variabler Dauer
unterteilt, mit denen der Primärstrom-Einschaltzeitpunkt an
wechselnde Betriebszustände angepaßt wird, d. h. der
Schließwinkel derart variiert wird, daß die Dauer der Spulenerregung
und damit die der Zündspule zugeführte Energie
im wesentlichen konstant bleiben. Im Extremfall eines Auftretens
einer sehr starken Beschleunigung, d. h. wenn die
ansteigende Flanke des Steuersignals erscheint, bevor der
Integrationswert den ersten Vergleichswert erreicht hat,
wird der primärseitige Zündspulenstrom frühestmöglich eingeschaltet.
Hieraus ergibt sich immer eine maximal mögliche Einschaltdauer
des Spulenstroms, die selbst bei einer plötzlichen
Beschleunigung der Brennkraftmaschine die Bereitstellung
einer ausreichenden Zündenergie gewährleistet. Darüber hinaus
wird bei dem Betrieb der Brennkraftmaschine mit hoher
Drehzahl die Zündfunkendauer zuverlässig festgelegt, und es
kann unter gleichzeitig einfacher Gestaltung der Zündspule
eine ausreichend hohe Zündspannung erzeugt und zwangsweise
verhindert werden, daß bei sehr langsamem Lauf der Brennkraftmaschine
die Einschaltdauer übermäßig lang wird.
In den Unteransprüchen sind vorteilhafte Ausführungsformen
der Erfindung gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild des Zündsystems gemäß einem
ersten Ausführungsbeispiel.
Fig. 2 Kurvenformen von Signalen an verschiedenen
Teilen des Zündsystems zur Erläuterung der
Funktion desselben.
Fig. 3 Kurvenformen, die das Funktionsprinzip des
Zündsystems veranschaulichen.
Fig. 4 Kennlinien der Maschinendrehzahl gegen den
Schließwinkel bei dem in Fig. 1 gezeigten System.
Fig. 5 ein Schaltbild, das eine andere Ausführungsform
eines in dem System nach Fig. 1 verwendeten Addier/Subtrahier-
Integrators zeigt.
Fig. 6 ein Schaltbild des Zündsystems gemäß einem
zweiten Ausführungsbeispiel.
Fig. 7 Kurvenformen von Signalen an verschiedenen
Teilen des in Fig. 6 gezeigten Systems zur Erläuterung
der Funktion desselben.
Fig. 8 ein Schaltbild, das wesentliche Teile des Zündsystems
gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel
zeigt.
Fig. 9 ein Schaltbild des Zündsystems gemäß einem
vierten Ausführungsbeispiel.
Fig. 10 Kurvenformen von Signalen an verschiedenen
Teilen des in Fig. 9 gezeigten Sytems zur
Erläuterung der Funktion desselben.
Fig. 11 bis 13 Kurvenformen für die nähere Erläuterung
des Funktionsprinzips des Zündsystems.
Fig. 14 eine grafische Darstellung von Kennlinien der
Drehzahl der Brennkraftmaschine gegen den Schließwinkel bei dem in
Fig. 9 gezeigten System.
Fig. 15 ein Schaltbild, das eine andere Ausführungsform
eines in dem System nach Fig. 9 verwendeten Addier/
Subtrahier-Integrators zeigt.
Fig. 16 ein Schaltbild des Zündsystems gemäß einem
fünften Ausführungsbeispiel.
Fig. 17 Kurvenformen von Signalen an verschiedenen
Teilen des in Fig. 16 gezeigten Systems zur
Erläuterung der Funktion desselben.
Fig. 18 und 19 Schaltbilder, die jeweils andere Ausführungsformen
eines in dem System nach Fig. 16
verwendeten Addier/Subtrahier-Integrators zeigen.
Ein erstes Ausführungsbeispiel des Zündsystems wird nachstehend
unter Bezugnahme auf das Schaltbild in Fig. 1 und die
Kurvenformen nach Fig. 2 beschrieben. In der
Fig. 1 ist 10 ein Signalgeber zum Erzeugen eines
Zündwinkelsignals, das entsprechend dem Drehwinkel der Brennkraftmaschine
in einen ersten und einen zweiten Abschnitt mit
im wesentlichen festgelegten Winkeln unterteilt ist, unter
Nutzung des Hall-Effekts oder dergleichen. Mit 30 ist ein
Leistungstransistor bezeichnet, während mit 20 eine Zenerdiode
zum Schutz gegen Durchschlagen des Leistungstransistors
30 bezeichnet ist.
Mit 40 ist eine Zündspule bezeichnet, während mit 50 ein
Batterieanschluß bezeichnet ist, der über einen nicht gezeigten
Zündschlüsselhalter mit dem Pluspol einer Batterie
verbunden ist. Nachstehend wird nun eine Steuerschaltung
beschrieben. Eine
Impulsformerschaltung zur Bildung eines Eingangssignals aus dem von dem Signalgeber 10 abgegebenen
Winkelsingal enthält Widerstände 101 bis 105 und
Transistoren 106 und 107. Eine Lade/Entlade-Steuerschaltung
200 enthält Widerstände 201 bis 210 und Transistoren 211 bis
216.
Ein Addier/Subtrahier-Integrator 300 enthält Widerstände 301
bis 306, eine Diode 307, einen Kondensator 308, Transistoren
309 bis 312 und einen Vergleicher 313.
Eine monostabile Schaltung 400 zum Verhindern eines fortgesetzten
Einschaltzustands enthält Widerstände 401 bis 411, eine
Diode 412, einen Kondensator 413, Transistoren 414 bis 418
und Vergleicher 419 und 420.
Eine Konstantspannungs/Ausgangsverstärkerschaltung 500 enthält
Widerstände 501 bis 505, eine Zenerdiode 506 und Transistoren
507 bis 509.
Es wird nun die Funktion des gemäß der vorstehenden Beschreibung
aufgebauten Systems erläutert. In der Fig. 2 ist links
der Betrieb bei verhältnismäßig niedriger Drehzahl,
in der Mitte der Betrieb bei verhältnismäßig hoher
Drehzahl und rechts der Betrieb bei stillstehender Brennkraftmaschine
und eingeschaltetem Zündschlüsselhalter dargestellt. In der
Fig. 2 sind bei (a) bis (i) jeweils die Kurvenform von
Signalen dargestellt, die an jeweiligen Bauteilen entstehen
und die in Fig. 1 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet
sind. Zuerst wird auf den linken Teil der Fig. 2 Bezug genommen.
Wenn während eines zweiten Abschnitts eines vorangehenden
Zündzyklus von einem Zeitpunkt t0 bis zu einem Zeitpunkt t1
das Winkelsignal des Signalgebers 10 auf hohem Pegel liegt,
wird der Kondensator 308 mit einer bestimmten Spannung exponentiell
aufgeladen. Wenn zu dem Zeitpunkt t1 das Winkelsignal
des Signalgebers 10 von dem hohen auf den niedrigen Pegel
wechselt, wird der Transistor 106 gesperrt und der Transistor
215 durchgeschaltet, so daß das Laden des bisher über den
Widerstand 301, die Diode 307 und den Widerstnad 302 geladenen
Kondensators 308 beendet wird. Zugleich wird der Transistor
107 durchgeschaltet und der Transistor 311 gesperrt,
wodurch eine Stromspiegelschaltung bestehend aus den Transistoren 310
und 312 bewirkt, daß die subtraktive zeitliche Integration
der Ladungen im Kondensator 308, nämlich desen Entladung
über den Transistor 310, mit einem Strom beginnt, der gleich
dem aus einer nachfolgend mit Vcc bezeichneten Spannungsquelle
hierfür fließenden Strom ist; dies hat zur Folge, daß die
Anschlußspannung (b) an dem Kondensator 308 linear abnimmt,
solange während des ersten Abschnitts des Zündzyklus das
Winkelsignal des Signalgebers 10 auf niedrigem Pegel liegt.
Wenn dann zu einem Zeitpunkt t2 die Spannung an dem Kondesnator
308 auf eine erste Vergleichsspannung VT1 absinkt, die
durch das Widerstandsverhältnis zwischen dem Widerstand 305
und dem Widerstand 306 bestimmt ist, steigt das Ausgangssignal
(c) des Vergleichers 313 auf den hohen Pegel an, wodurch
der Transistor 212 durchgeschaltet und der Transistor 213
gesperrt wird.
Da das Ausgangssignal (f) des Vergleichers 419 noch auf dem
niedrigen Pegel liegt und daher der Transistor 214 gesperrt
ist, steigt an dessen mit dem Kollektor des Transistors 213
verbundenem Kollektor das Signal (h) einen Rückstellimpuls bildend auf den hohen Pegel
an, so daß der Transistor 309 durchgeschaltet
wird, wodurch der Kondensator 308 schnell auf den Anfangswert
(0V) entladen wird.
Andererseits wird durch das Durchschalten des Transistors 212
der Transistor 414 gesperrt, so daß der Kondensator 413 aus
der Konstantspannungsquelle über die Widerstände 402 und 403
aufgeladen wird. Zugleich wird durch das Sperren des Transistors
213 der Transistor 415 durchgeschaltet, so daß der
Kondensator 413 ferner über den Widerstand 406 und die Diode
412 geladen wird.
Infolgedessen steigt die Anschlußspannung (e) an dem Kondensator
413 steil an. Weiterhin wird durch das Durchschalten des
Transistors 212 der Transistor 418 gesperrt, was zur Folge
hat, daß der Leistungstransistor 30 eingeschaltet wird, wodurch
das Zuführen des Primärstroms zu der Zündspule 40 beginnt.
Wenn zu einem Zeitpunkt t3 die Spannung an dem Kondensator
413 eine zweite Vergleichsspannung VT2 erreicht, die durch
das Widerstandsverhältnis zwischen den Widerständen 407 und
408 und dem Widerstand 409 bestimmt ist, steigt das Ausgangssignal
(f) des Vergleichers 419 auf den hohen Pegel an, so
daß der Transistor 214 durchgeschaltet wird, wodurch der in
Fig. 2 gezeigte Rückstellimpuls (h) beendet wird.
Infolgedessen wird der Transistor 309 und damit der Schnellentladungskreis
für den Kondensator 308 gesperrt, während
durch das Sperren des Transistors 415 der Transistor 416
durchgeschaltet wird, wodurch das Laden des Kondensators 413
über den Widerstand 406 beendet wird, so daß daher der Ladegradient
des Kondensators 413 flacher wird. Obzwar der Transistor
216 gesperrt ist, beginnt noch nicht das Laden des
Kondensator 308, da der Transistor 215 durchgeschaltet ist.
Wenn dann zu einem Zeitpunkt t4 das Winkelsignal (a) des
Signalgebers 10 den hohen Pegel annimmt, wird der Transistor
106 durchgeschaltet und der Transistor 215 gesperrt, so daß
das Laden des Kondensators 308 über den Widerstand 301 beginnt.
Wenn dann das Ausgangssignal des Signalgebers 10 zu einem
Zeitpunkt t5 wieder auf den niedrigen Pegel abfällt, wird der
Transistor 211 gesperrt, während der Transistor 218 durchgeschaltet
wird. Dadurch wird der Leistungstransistor 30 abgeschaltet,
wodurch der Strom über die Primärwicklung der Zündspule
40 abgeschaltet wird, in deren Sekundärwicklung auf
diese Weise eine hohe Zündspannung induziert wird.
Es wird nun kurz der mittlere Teil der Fig. 2 erläutert. Mit
einem Anstieg der Drehzahl wird der Kondensator 308
mit einer geringeren Ladungsmenge geladen, wodurch die Entladedauer
des Kondensators vor dem Erreichen der ersten Vergleichsspannung
VT1 verkürzt wird, was zu einem früheren
Beginn der Erregung der Zündspule 40 führt. Die
Kennlinie des Schließwinkels in
bezug auf die Drehzahl wird nachfolgend quantitativ
erläutert.
Es wird nun kurz der rechte Teil der Fig. 2 beschrieben.
Es sei angenommen, daß bei eingeschaltetem Zündschlüsselschalter
und stillstehender Brennkraftmaschine das Winkelsignal des Signalgebers
10 auf dem hohen Pegel verbleibt und der Transistor
211 eingeschaltet bleibt, oder das Winkelsignal des Signalgebers
10 auf dem niedrigen Pegel verbleibt und der Kondensator
308 auf "0" entladen wird, wobei das Ausgangssignal des
Vergleichers 313 den hohen Pegel beibehält und der Transistor
212 durchgeschaltet bleibt. Dadurch bleibt der Transistor 414
gesperrt.
Infolgedessen steigt die Spannung an dem Kondensator 413
fortgesetzt an, wonach zu einem Zeitpunkt, an dem die Spannung
an dem Kondensator 413 eine dritte Vergleichsspannung
VT3 erreicht, die durch das Widerstandsverhältnis zwischen
dem Widerstand 407 und den Widerständen 408 und 409 bestimmt
ist und die auf einem im Vergleich zu der zweiten Vergleichsspannung
VT2 ausreichend großen Wert eingestellt ist, das
Ausgangssignal (g) des Vergleichers 420 auf den hohen Pegel
ansteigt, so daß der Transistor 417 durchgeschaltet wird,
wodurch verhindert wird, daß der Leistungstransistor 30 fortgesetzt
eingeschaltet bleibt.
Es wird nun quantitativ die Kennline der Änderungen des
Schließwinkels Θ in bezug auf Änderungen der
Drehzahl N erläutert. Zuerst wird anhand Fig. 3
das Prinzip der Schließwinkelsteuerung erläutert. Bei (a) ist
die Kurvenform des Winkelsignals des Signalgebers 10 gezeigt,
während bei (b) die Kurvenform der Anschlußspannung an dem
Kondensator 308 des Addier/Subtrahier-Integrators 300 gezeigt
ist. Hinsichtlich der Anteile hohen und niedrigen Pegels
des Winkelsignals des Signalgebers 10 sei angenommen, daß bei
einer Zündzyklus-Zeit T bei einer gegebenen Drehzahl
der Anteil hohen Pegels K ist. Während der Dauer
dieses hohen Pegels, d. h., während einer Zeit KT, wird durch
das Laden des Kondensators 308 eine additive Integration nach
einer Exponentialfunktion der Zeit ausgeführt, während in der
restlichen Zeit (T-KT) durch das Entladen eine einfache
bzw. lineare subtraktive Integration ausgeführt wird; zu dem
Zeitpunkt, an dem der Subtraktions-Integrationswert einen
vorbestimmten Wert VT erreicht, beginnt die Erregung
der Zündspule, welche dann zum Zeitpunkt des Abfallens
des Winkelsignals des Signalgebers 10 von dem hohen auf den
niedrigen Pegel beendet wird. Wenn die Zeitdauer der Erregung
der Zündspule 40 die in Fig. 3 mit TON bezeichnete Zeit
ist, wird der Schließwinkel folgendermaßen berechnet:
Es sei angenommen, daß
C: die Kapazität des Kondensators 303 ist,
K: das Tastverhältnis des Winkelsignals des Signalgebers ist,
R301: der Widerstandswert der Reihenschaltung aus den Widerständen 301 und 302 ist,
R304: der Widerstandswert des Widerstands 304 ist,
Vcc: die Speisespannung an den Widerständen 301 und 304 ist und
Vc: die Ladespannung an dem Kondensator 308 ist;
ferner werden die Basis-Emitter-Spannung VBE des Transistors 312 und der Durchlaß-Spannungsabfall VF an der Diode 307 als näherungsweise "0" angenommen. Es ergibt sich
C: die Kapazität des Kondensators 303 ist,
K: das Tastverhältnis des Winkelsignals des Signalgebers ist,
R301: der Widerstandswert der Reihenschaltung aus den Widerständen 301 und 302 ist,
R304: der Widerstandswert des Widerstands 304 ist,
Vcc: die Speisespannung an den Widerständen 301 und 304 ist und
Vc: die Ladespannung an dem Kondensator 308 ist;
ferner werden die Basis-Emitter-Spannung VBE des Transistors 312 und der Durchlaß-Spannungsabfall VF an der Diode 307 als näherungsweise "0" angenommen. Es ergibt sich
Der Entladestrom des Kondensators 308 ist gegeben durch
Daraus folgt:
wobei folgende Werte einzusetzen sind: VT = 0,2 (V), C = 0,22 (µF),
R301 = 136 (kΩ), R304 = 800 (kΩ), Vcc = 0,8 · Batteriespannung
VB (infolge des Spannungsabfalls der Speisespannung
an dem Widerstand 503) und K = 30°/180° (Kurbelwellenwinkel).
Fig. 4 zeigt die Rechenergebnisse für die Batteriespannungen
10 V und 16 V bei einer Batterie mit der Nennspannung
12V.
In Fig. 4 sind als gestrichelte Linien idealisierte
Schließwinkel-Kennlinien mit einer festen Einschaltzeit zum
Erhalt eines bestimmten Primärstroms dargestellt. Abweichend
von dem herkömmlichen System, bei dem sich der Schließwinkel
proportional zu der Drehzahl der Brennkraftmaschine
ändert, ist das Zündsystem gemäß dem Ausführungsbeispiel
derart ausgelegt, daß der Kondensator im zweiten Abschnitt
exponentiell geladen wird, so daß im Bereich niedriger
Drehzahlen, in dem häufig bei der Beschleunigung der
Brennkraftmaschine eine Verkürzung der Einschaltdauer auftritt,
die Erregungs- oder Einschaltdauer im Vergleich zu der
idealisierten Schließwinkel-Kennlinie groß ist.
Falls ferner bei einer plötzlichen oder starken Beschleunigung
der Brennkraftmaschine das Winkelsignal
aus dem Signalgeber 10 von dem niedrigen auf den hohen
Pegel wechselt, bevor die Entladespannung des Kondensators
die erste Vergleichsspannung VT1 erreicht, wird dadurch der Transistor
211 durchgeschaltet, wodurch über die Transistoren
418, 508 und 509 der Leistungstransistor 30 eingeschaltet
wird, so daß die Erregung der Primärwicklung der Zündspule 40
beginnt. Dadurch ist selbst bei starker Beschleunigung
eine minimal erforderliche Einschaltdauer des Primärstroms
während der Zeit hohen Pegels des Winkelsignals des Signalgebers
10 gewährleistet.
Ferner wird zu Beginn des Zuführens des Primärstroms ein
Rückstellimpuls kurzer Dauer gemäß Fig. 2(h) an der Basis des
Transistors 309 erzeugt, wodurch dieser unverzögert durchgeschaltet
wird, so daß der Kondensator 308 auf den Anfangswert
(0V) entladen wird. Die Impulsdauer des Rückstellimpulses ist
so kurz, daß das Laden des Kondensators 308 in dem zweiten
Abschnitt nicht wesentlich beeinflußt wird.
Auf diese Weise ist es möglich, während des nächsten Zündzyklus
selbst bei starker Beschleunigung den Kondensator 308
von dem Anfangswert an zu laden, wodurch das Verzögern des
Einschaltens im nächsten Zündzyklus verhindert wird.
Ferner können dadurch, daß der Ladestrom des Kondensators 413
nach dem Erreichen der zweiten Vergleichsspannung VT2 auf einen
anderen Gradienten verringert wird, der Rückstellimpuls kurzer
Dauer und ein weitaus längeres Abschaltsignal für den
noch eingeschalteten Leistungstransistor auf genaue Weise
durch das Erfassen der Anschlußspannung an dem einzigen Kondensator
413 mittels der Vergleicher 419 und 420 erzeugt
werden.
Die Fig. 5 zeigt als andere Ausführungsform einen Addier/
Subtrahier-Integrator 3000, der bei dem Zündsystem nach Fig. 1
verwendet wird. Nach Fig. 5 ist dem Integrator 300 des in
Fig. 1 gezeigten Zündsystems eine Stromspiegelschaltung mit
einem Widerstand 314 und Transistoren 315 und 316 hinzugefügt,
und zwar mit dem Zweck, die additive Integration an dem
Kondensator 308 als Kombination einer linearen additiven
Integration und einer exponentiellen additiven Integration
auszuführen.
Ein zweites Ausführungsbeispiel des Zündsystems ist in Fig. 6
gezeigt. Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von
dem ersten Ausführungsbeispiel darin, daß bei diesem zweiten
Ausführungsbeispiel ein Anschluß des Widerstands 402 zum
Laden des Kondensators 413 nicht an den Emitter (Konstantspannungsausgang)
des Spannungsregler-Transistors 507, sondern
an dessen Kollektor mit der Speisespannung Vcc angeschlossen
ist.
Die Kurvenformen der an den verschiedenen Teilen bei dem
zweiten Ausführungsbeispiel entstehenden und dem rechten Teil
der Fig. 2 entsprechenden Signale sind in Fig. 7 in einen
linken Teil für niedrige Batteriespannung und einen rechten
Teil für hohe Batteriespannung unterteilt. Aus Fig. 7
ist ersichtlich, daß bei niedriger Batteriespannung der Kondensator
413 über die Widerstände 402 und 403 mit geringerem
Strom geladen wird, so daß eine längere Zeit bis zum zwangsweisen
Ausschalten des Leistungstransistors 30 verstreicht.
Infolgedessen erreicht selbst bei niedriger Batteriespannung
und sehr niedriger Drehzahl der Brennkraftmaschine beispielsweise
während des Anlaufens der Brenkraftmaschine die Ladespannung an
dem Kondensator 413 nicht die dritte Vergleichsspannung VT3,
so daß auf diese Weise ein fehlerfreies Anlassen der Brennkraftmaschine
ermöglicht ist. Im Gegensatz dazu ist bei hoher
Batteriespannung der Ladestrom für den Kondensator 413 erhöht,
so daß die Ladespannung des Kondensators 413 die dritte
Vergleichsspannung VT3 in kürzerer Zeit erreicht, wodurch
während des Stillstands der Brennkraftmaschine eine unnötige Erwärmung
des Leistungstransistors 30 und der Zündspule 40 verhindert
werden kann.
Bei dem vorangehend beschriebenen Ausführungsbeispiel wird
das Erregungs-Einschaltsignal vom Vergleicher 313 zu einem
Zeitpunkt erzeugt, an dem der Integrationswert der ersten
Integrierschaltung den vorbestimmten Wert erreicht, und das
Erregen der Zündspule 40 beginnt zum Zeitpunkt des Erzeugens
des Einschaltsignals oder des Wechselns des Winkelsignals des
Signalgebers 10 vom ersten zum zweiten Abschnitt, je nachdem,
welches dieser Ereignisse früher eintritt. Es besteht jedoch
keine Einschränkung auf diese Betriebsweise; vielmehr kann
natürlich die gleiche Wirkung alternativ dadurch erreicht
werden, daß das Einschaltsignal für den Erregungsbeginn
der Zündspule 40 zum Zeitpunkt des Abfallens des Rückstellimpulses
erzeugt wird, welcher während einer kurzen Zeitdauer
erzeugt wird, bevor der Integrationswert bei der mit dem
Erzeugen eines Ausgangssignals des Vergleichers 313 begonnenen
Integration der zweiten Integrierschaltung den kleinen
ersten vorgewählten Sollwert erreicht. D. h., es ist
leicht zu ersehen, daß die gleiche Wirkung mit einer Anordnung
erzielbar ist, bei der der Zeitpunkt des Beginnens der
Speisung der Zündspule auf direkte oder indirekte Weise dadurch
bestimmt wird, daß der Integrationswert der ersten
Integrierschaltung einen vorbestimmten Wert erreicht.
Fig. 8 zeigt die wesentlichen Teile des Zündsystems gemäß
einem dritten Ausführungsbeispiel, bei dem ein Einschaltsignal
zum Zeitpunkt des Abfallens eines Rückstellimpulses erzeugt
wird. Abweichend von dem vorangehend beschriebenen
ersten Ausführungsbeispiel erfolgt in einer logischen Schaltung
mit Widerständen 202a und 203a und Transistoren 211a und
212a eine logische Verknüpfung des in Fig. 2(a) gezeigten
Winkelsignals des Signalgebers 10 und des in Fig. 2(f) gezeigten
Ausgangssignals des Vergleichers 419, wobei das sich
ergebende logische Ausgangssignal statt des in Fig. 2(d)
gezeigten logischen Ausgangssignals der Transistoren 211 und
212 über den Widerstand 411 an die Basis des Transistors 418
angelegt wird.
Ferner kann abweichend von den vorangehend beschriebenen
Ausführungsbeispielen, bei denen eine Integrierschaltung mit
einer analogen Schaltung und einem Kondensator verwendet
wird, statt dessen eine andere Integrierschaltung mit einer
digitalen Schaltung und einem Zähler verwendet werden sowie
auch die Integration der Integrierschaltung in den zu den in
Fig. 2 gezeigten Richtungen jeweils entgegengesetzten Richtung
ausgeführt werden.
Ferner kann anstelle des Signalgebers 10 zum Steuern des
Zündzeitpunkts mit einem mechanischen Phasenvorschubmechanismus
ein anderer Signalgeber zum Steuern des Zündzeitpunkts
auf elektronische Weise mittels eines Mikrocomputers
verwendet werden.
Falls bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen
während einer plötzlichen Beschleunigung der Brennkraftmaschine
das Winkelsignal des Signalgebers 10 von dem ersten zu
dem zweiten Abschnitt wechselt, bevor in der entsprechenden
Generatorschaltung ein Einschaltsignal erzeugt wird, wird der
Leistungstransistor 30 eingeschaltet, wodurch die Zufuhr des
Primärstroms zur Primärwicklung der Zündspule 40 beginnt. Auf
diese Weise ist selbst bei starker oder plötzlicher Beschleunigung
ein Minimum an erforderlicher Primärstrom-Einschaltzeit
während des zweiten Abschnitts des Winkelsignals des
Signalgebers 10 sichergestellt. Ferner wird von der Rückstellschaltung
synchron mit dem Beginn der Zufuhr des Primärstroms
der Rückstellimpuls kurzer Dauer erzeugt, um dadurch unverzüglich
den Integrationswert der Integrierschaltung auf den
Anfangswert zurückzustellen. Es ist somit möglich, in dem
nächsten Zündzyklus selbst bei der plötzlichen Beschleunigung
in der Integrierschaltung von dem Anfangswert ausgehend zu
integrieren, wodurch eine Verzögerung des Einschaltzeitpunkts
verhindert wird, die sonst im nächsten Zündzyklus auftreten
könnte. Infolgedessen wird zwangsläufig eine Verminderung der
Zündenergie verhindert.
Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die zweite Integrierschaltung
zum Steuern der Erzeugung des Rückstellimpulses
auch zum Ausschalten des bei Stillstand eingeschaltet
belassenen Leistungstransistors verwendet wird, so daß sich
damit eine vereinfachte Anordnung zum Verhindern einer
unnötigen Erwärmung des Leistungstransistors 30 und der Zündspule
40 ergibt.
Ferner wird die Zeit bis zu dem Zeitpunkt, an dem der Integrationswert
der zweiten Integrierschaltung den Sollwert
erreicht, entsprechend der Speisespannung in der
Weise geändert, daß der Leistungstransistor 30 um so früher
ausgeschaltet wird, je höher die Speisespannung Vcc ist. Auf
diese Weise ist es möglich, bei hoher Batteriespannung und
stehender Brennkraftmaschine ein unnötiges Erwärmen der Zündspule 40 oder
des Leistungstransistor 30 zu verhindern. Wenn im Gegensatz
dazu die Brennkraftmaschine im Bereich sehr niedriger Drehzahlen bei
niedriger Batteriespannung, wie beispielsweise beim Anlassen der Maschine
läuft, wird der Zeitpunkt des Ausschaltens des Leistungstransistors
30 verzögert, wodurch ein fehlerfreies
Anlaufen der Brennkraftmaschine gewährleistet ist.
Fig. 9 zeigt das Zündsystem gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel,
bei dem der Addier/Subtrahier-Integrator 300
und die monostabile Schaltung 400 zum Verhindern des
fortgesetzten Einschaltens nach Fig. 1 jeweils durch abgewandelte
Schaltungen 3001 und 4001 ersetzt sind. Die Gestaltungen
und Verbindungen des Signalgebers 10, der Eingangssignal-
Impulsformerschaltung 100, der Lade/Entlade-Steuerschaltung
200, der Konstantspannungs/Ausgangsverstärkerschaltung 500
und der Zündschaltung 600 sind mit denjenigen bei dem in Fig. 1
gezeigten Ausführungsbeispiel identisch. Bei den beiden
Ausführungsbeispielen sind mit den gleichen Bezugszeichen
gleichartige Komponenten bezeichnet, die auf gleiche Weise
arbeiten.
Mit 3001 ist der abgewandelte Addier/Subtrahier-Integrator
mit Widerständen 320 bis 334, Dioden 335 und 336, einem
Kondensator 337, Transistoren 338 bis 349 und Vergleichern
350 und 351 bezeichnet. Dieser abgewandelte Integrator enthält
im Vergleich zu dem in Fig. 1 gezeigten Integrator 300 zusätzliche
Elemente wie Stromspiegelschaltungen, bestehend aus den Transistoren
338, 339, 344 und 345, die Diode 336 und den Vergleicher
351.
Mit 4001 ist die abgewandelte monostabile Schaltung zum
Unterbrechen des fortgesetzten Einschaltens bezeichnet, die
sich von der Schaltung 400 nach Fig. 1 hauptsächlich darin
unterscheidet, daß der Kollektor des Transistors 414 über den
Widerstand 402 mit dem Kollektor des Transistors 507 und der
Speisespannung Vcc verbunden ist (Leitung zwischen Anschlüssen
und ), das Ausgangssignal (f) des Vergleichers 419 über
den Kollektor eines Transistors 423 mit der Basis des
Transistors 417 und das Ausgangssignal (g) des
Vergleichers 420 mit der Basis eines Transistors 421 verbunden
ist, dessen Kollektor mit den miteinander gekoppelten Kollektoren
der Transistoren 417 und 418 verbunden ist.
Es wird nun die Funktion der Schaltung mit dem vorstehend
beschriebenen Aufbau erläutert. In Fig. 10 ist im linken
Teil der Bereich bei verhältnismäßig niedriger Drehzahl,
im mittleren Teil der Betrieb bei verhältnismäßig
hoher Drehzahl und im rechten Teil
der Betrieb bei stehender Brennkraftmaschine und eingschaltetem Zündschlüsselschalter
dargestellt. Die bei (a) bis (i) in Fig. 10
dargestellten Kurvenformen sind diejenigen von Signalen, die
in Fig. 9 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet sind.
Zuerst wird der linke Teil von Fig. 10 erläutert.
Während des zweiten Abschnitts des Zündzyklus wird in der
Zeit von einem Zeitpunkt t0 bis zu einem Zeitpunkt t3, während
der das Winkelsignal des Signalgebers 10 auf dem hohen
Pegel verbleibt, der Kondensator 337 auf eine bestimmte Spannung
aufgeladen. Zu einem Zeitpunkt t1, an dem die Ladespannung
eine niedrige erste Vergleichsspannung VT1L erreicht,
die durch den Widerstand 326 und die parallel geschalteten
Widerstände 327 und 328 bestimmt ist, wechselt das in Fig. 10(c)
gezeigte Ausgangssignal des Vergleichers 350 von dem
hohen auf den niedrigen Pegel. Wenn die Ladespannung des
Kondensators 337 weiter ansteigt und zu einem Zeitpunkt t2
eine hohe zweite Vergleichsspannung VT2H erreicht, die durch
die Widerstände 329 und 330 bestimmt ist, gibt der Vergleicher
351 ein Ausgangssignal niedrigen Pegels ab, durch das
der Transistor 349 gesperrt wird, wodurch der Transistor 348
durchgeschaltet wird. Infolgedessen wird zu dem Widerstand
330 der Widerstand 331 parallel geschaltet, wodurch die
zweite Vergleichsspannung VT2 für den Vergleicher 351 von hohem
Pegel auf einen niedrigen Pegel VT2L geändert wird. Zugleich
wird über den Widerstand 324 der Transistor 346 durchgeschaltet,
um einen bisher über die Diode 336 zu dem Transistor 342
fließenden Strom zu unterbrechen, der durch die Transistoren
344 und 345 und den Widerstand 325 bestimmt ist, welche eine
Stromspiegelschaltung bilden. Daher wird der Entladestrom des
Kondensators 337 im ersten Abschnitt vermindert, um dadurch
den Entladungsgradienten umzuschalten.
Zugleich wird durch das Ausgangssignal niedrigen
Pegels aus dem Vergleicher 351 der Transistor 347 gesperrt,
was zur Folge hat, daß die erste Vergleichsspannung an dem
Vergleicher 350 von dem niedrigen Pegel auf eine hohe Spannung
VT1H umgeschaltet wird. Wenn zum Zeitpunkt t3 das Winkelsignal
des Signalgebers 10 von dem hohen auf den niedrigen
Pegel wechselt, wird der Transistor 106 gesperrt und der
Transistor 215 durchgeschaltet, so daß der bisher über die
Diode 335 und den Widerstand 320 zum Kondensator 337 fließende,
durch den Widerstand 321 und die Stromspiegelschaltung
mit den Transistoren 338 und 339 bestimmte Ladestrom unterbrochen
wird. Zugleich wird durch das Durchschalten des Transistors
107 der Impulsformerschaltung 100 der Transistor 343
gesperrt und damit die Entladung (subtraktive Integratiton)
der Ladespannung des Kondensators 337 über den Transistor 341
mit einem Strom begonnen, der gleich dem aus der Stromversorgung
(mit der Speisespannung Vcc) für die Transistoren über den
Widerstand 325 fließenden Strom ist. Infolgedessen wird die
Anschlußspannung des Kondensators 337 mit der in Fig. 10(b)
gezeigten Kurvenform linear während der Zeit vermindert,
während der das Winkelsignal des Signalgebers 10 im ersten
Abschnitt des Zündzyklus auf dem niedrigen Pegel verbleibt.
Wenn zu einem Zeitpunkt t4 die Spannung an dem Kondensator
337 bis auf den durch die Widerstände 326 und 327 bestimmten
hohen Pegel VT1H der ersten Vergleichsspannung VT1 abgefallen
ist, nimmt das in Fig. 10(c) gezeigte Ausgangssignal des
Vergleichers 350 den hohen Pegel an, so daß der Transistor
212 durchgeschaltet und der Transistor 213 gesperrt wird. Zu
diesem Zeitpunkt bleibt das in Fig. 10(f) gezeigten Ausgangssignal
des Vergleichers 419 noch auf dem niedrigen Pegel,
wobei der Transistor 214 gesperrt ist, so daß an dessen
gemeinsamen Kollektor das in Fig. 10(h) gezeigte Ausgangssignal
auf den hohen Pegel ansteigt, wodurch der Transistor
340 durchgeschaltet wird und der Kondensator 337 schnell auf
den Anfangswert (0V) entladen wird. Ferner wird durch das
Einschalten des Transistors 212 der Transistor 414 gesperrt,
so daß das Laden des Kondensators 413 aus der Stromquelle mit
der Speisespannung Vcc über die Widerstände 402 und 403 beginnt.
Zugleich bewirkt das Sperren des Transistors 213 das Durchschalten
des Transistors 416 und das Sperren des Transistors
417, so daß der Kondensator 413 auch über die Diode 412
geladen wird. Dadurch steigt die in Fig. 10(e) gezeigte
Anschlußspannung an dem Kondensator 413 steil an. Andererseits
bewirkt das Durchschalten des Transistors 212 das Sperren
des Transistors 418. Zu dem Zeitpunkt, an dem die Anschlußspannung
des Kondensators 337 durch dessen Entladung
infolge des Durchschaltens des Transistors 340 auf den niedrigen
Pegel VT2L der zweiten Vergleichsspannung VT2 an dem Vergleicher
351 abgefallen ist, gibt der Vergleicher 351 ein
Ausgangssignal hohen Pegels ab, so daß der Transistor 349
durchgeschaltet und der Transistor 348 gesperrt wird,
wodurch die zweite Vergleichsspannung VT2
auf den hohen Pegel VT2H umgeschaltet wird, während zugleich
der Transistor 346 gesperrt wird. Gleichzeitig wird auch der
Transistor 347 durchgeschaltet, so daß der Widerstand 328 zu
dem Widerstand 327 parallel geschaltet wird, wodurch die
erste Vergleichsspannung VT1
auf den niedrigen Pegel VT1L umgeschaltet wird, der durch das
Verhältnis der Parallelschaltung zu dem Widerstand 326 bestimmt
ist.
Zu einem Zeitpunkt t5, an dem die Anschlußspannung des Kondensators
413 eine dritte Vergleichsspannung VT3 erreicht,
die durch das Widerstandsverhältnis zwischen den Widerständen
407 und 408 und dem Widerstand 409 bestimmt ist, nimmt das in
Fig. 10(f) gezeigte Ausgangssignal des Vergleichers 419 den
hohen Pegel an, wodurch der Transistor 214 durchgeschaltet
und dadurch der in Fig. 10(h) gezeigte Rückstellimpuls
abgeschaltet wird. Infolgedessen wird durch das Durchschalten
des Transistors 423 der Transistors 417 gesperrt. Da die
beiden Transistoren 421 und 418 gesperrt sind, wird der
Transistor 408 durchgeschaltet, wodurch der Transistor 409
gesperrt wird, so daß aus dem Treiber-Widerstand 504 über den
Widerstand 505 ein Basisstrom zu dem Leistungstransistor 30
fließt, wodurch dieser eingeschaltet wird. Mit dem Durchschalten
des Transistors 214 wird der Transistor 416 gesperrt
und der Transistor 417 durchgeschaltet. Dadurch wird das
schnelle Laden des Kondensators 413 beendet, was zur Folge
hat, daß die in Fig. 10(e) gezeigte Kurvenform der Ladespannung
des Kondensators 413 flacher verläuft.
Da hierbei der Transistor 215 durchgeschaltet ist,
obwohl der Transistor 216 gesperrt ist, beginnt noch nicht
das Laden des Kondensators 337.
Wenn zu einem Zeitpunkt t6 das in Fig. 10(a) gezeigte Winkelsignal
des Signalgebers 10 den hohen Pegel annimmt, wird der
Transistor 106 durchgeschaltet und der Transistor 215 gesperrt,
wodurch das Laden des Kondensators 337 über den
Widerstand 320 beginnt.
Wenn zu einem Zeitpunkt t7 das Winkelsignal des Signalgebers
10 wieder auf den niedrigen Pegel abfällt, wird der Transistor
211 gesperrt und der Transistor 418 durchgeschaltet.
Dadurch wird der Leistungstransistor 30 ausgeschaltet und
damit die Stromzufuhr zur Primärwicklung der Zündspule 40
unterbrochen, wodurch zugleich in der Sekundärwicklung die
hohe Zündspannung induziert wird.
Es wird nun der mittlere Teil der Fig. 10 erläutert. Wenn bei
steigender Drehzahl das Laden des Kondensators 337
zu einem Zeitpunkt t8 beginnt, erreicht die Ladespannung des
Kondensators 337 nicht den hohen Pegel VT2H der zweiten
Vergleichsspannung VT2 an dem Vergleicher 351, so daß dessen
Ausgangssignal auf dem hohen Pegel verbleibt. Dadurch ist der
Transistor 347 durchgeschaltet, so daß die erste Vergleichsspannung
VT1 auf dem niedrigen Pegel VT1L bleibt. Der Transistor
349 ist durchgeschaltet und der Transistor 346 ist gesperrt,
so daß ein Strom, der zu dem über den Widerstand 325 fließenden
Strom äquivalent ist, und der über den Widerstand 323
fließende Strom zu einem Strom über den Transistor 342 zusammengefaßt
werden, der einen Teil einer Stromspiegelschaltung
bildet. Auf diese Weise wird der Kondensator 337 mit einem
etwas stärkeren Strom als bei niedriger Drehzahl
entladen.
Es wird nun kurz der rechte Teil von Fig. 10 erläutert. Es
sei angenommen, daß zum Zeitpunkt des Einschalten des Zündschlüsselschalters
die Brennkraftmaschine stillsteht, das Winkelsignal
des Signalgebers 10 auf dem hohen Pegel verbleibt und der
Transistor 211 durchgeschaltet ist, oder das Winkelsignal des
Signalgebers 10 auf den niedrigen Pegel abgefallen ist und
der Kondensator 337 auf "0" entladen ist, wobei der Transistor
212 durchgeschaltet und der Transistor 418 gesperrt
ist.
Die Spannung an dem Kondensator 413 steigt fortgesetzt an,
wonach zu einem Zeitpunkt, an dem die Spannung an dem Kondensator
413 eine vierte Vergleichsspannung VT4 erreicht, die
von dem Verhältnis der Widerstände 408 und 409 zu dem Widerstand
407 abhängig ist und damit auf einen Wert eingestellt
ist, der im Vergleich zu der dritten Vergleichsspannung VT3
ausreichend höher liegt, das Ausgangssignal (Fig. 2(g)) des
Vergleichers 420 den hohen Pegel annimmt, wodurch der Transistor
421 durchgeschaltet wird und das fortgesetzte Leiten des
Leistungstransistors 30 abgebrochen wird.
Es wird nun der Zusammenhang zwischen der Änderung des
Schließwinkels Θ und der Änderung der Drehzahl N
quantitativ erläutert. Zunächst wird anhand Fig. 11 das
Prinzip der Schließwinkelsteuerung erläutert. In Fig. 11
ist bei (a) die Kurvenform des Winkelsignals des Signalgebers
10 dargestellt, während bei (b) die Kurvenform der Anschlußspannung
des Kondensators 337 des Addier/Subtrahier-Integrators
3001 dargestellt ist. Es sei angenommen, daß für das
Ausgangssignal des Signalgebers 10 das Verhältnis zwischen
den Perioden hohen und niedrigen Pegels in einem Zündzyklus T
für eine gegebene Drehzahl mit einer durch K dargestellten
Periode hohen Pegels gewählt ist. Während dieser
Periode hohen Pegels, nämlich während der Zeit KT, wird an dem
Kondensator 337 durch das Laden die additive Integration ausgeführt,
während in der übrigen Zeit (T-KT) die einfache
lineare subtraktive Integration nach der Zeit (durch das
Entladen) vorgenommen wird. Zu einem Zeitpunkt, an dem der
Integrationswert bei der subtraktiven Integration einen vorbestimmten
Wert VT1 erreicht, beginnt die Erregung der
Zündspule 40. Die Erregung wird zum Zeitpunkt des
Abfallens des Winkelsignals des Signalgebers 10 vom hohen auf
den niedrigen Pegel beendet. Wenn der in Fig. 11 mit TON
bezeichnete Zeitabschnitt die Zeit der Erregung der
Zündspule 40 darstellt, ergibt sich der Schließwinkel folgendermaßen:
Wenn die Geschwindigkeit der subtraktiven Integration gleich
"K" gegenüber der Geschwindigkeit der additiven Integration
gewählt wird, wird während des Abschnitts T des nachfolgenden
Zündzyklus durch die subtraktive Integration der Integrationswert
Vc der additiven Integration unter gleichmäßig
gehaltenen Bedingungen gerade auf "0" verringert, wobei die
bei der ersten Vergleichsspannung VT1 in Gang gesetzte Einschaltzeitdauer
TON als eine von Größenänderungen von Vc durch Drehzahländerungen
unabhängige konstante Zeitdauer sichergestellt
ist. D. h., die Einschaltzeitdauer-Kennlinie hängt von dem
Verhältnis der Geschwindigkeit der subtraktiven Integration
zu derjenigen der additiven Integration ab.
Als Beispiel sei angenommen, daß gemäß Fig. 12 die Geschwindigkeit
der subtraktiven Integration auf einen geringfügig
größeren Wert eingestellt wird. Damit wird die Einschaltzeitdauer
in einen Abschnitt T1 mit einer festen Zeit, die bei Änderungen
der Drehzahl unverändert bleibt, und einen
Abschnitt T2 mit einem festen Winkel aufgeteilt, der sich umgekehrt
proportional zu Änderungen der Drehzahl verändert.
Mit einer Verminderung der Drehzahl wird der
Abschnitt T2 größer, so daß es daher möglich ist, eine ausreichende
oder darüber hinaus gehene Einschaltzeitdauer gegenüber der
idealisierten Schließwinkel-Kennlinie im Bereich
niedriger Drehzahlen einzustellen, in dem bei der Beschleunigung
der Brennkraftmaschine häufig die Einschaltzeitdauer
zu kurz wird.
Es wird nun der Verlauf des Schließwinkels Θ bei einer höheren
Drehzahl N quantitativ anhand Fig. 13 erläutert.
Falls die Ladespannung Vc des Kondensators 357 nicht
während der Periode hohen Pegels des Winkelsignals aus dem
Signalgeber 10 den hohen Pegel VT2H der zweiten Vergleichsspannung
VT2 erreicht, nimmt die erste Vergleichsspannung VT1 den
niedrigen Pegel VT1L an. Infolgedessen ändert sich das Verhältnis
zwischen einem Abschnitt T1′ mit fester Zeit und einem
Abschnitt T2′ mit festem Winkel in der bisher mit einer Geschwindigkeit
K1 der subtraktiven Integration im ersten Abschnitt
und mit dem Schalten bei dem hohen Pegel VT1H der ersten
Vergleichsspannung VT1 erzielten
Einschaltzeit TON auf das Verhältnis zwischen einem
Abschnitt T1 fester Zeit und einem Abschnitt T2 festen Winkels, obwohl
unter Nutzung einer Geschwindigkeit K2 bei der subtraktiven
Integration im ersten Abschnitt und durch Schalten bei dem
niedrigen Pegel VT1L der ersten Vergleichsspannung VT1 die gleiche
Einschaltzeit TON erzielt wird. Die Einschaltzeit TON
wird somit in der Weise umgeschaltet, daß der Abschnitt mit dem
festen Winkel vor dem Abschnitt mit der festen Zeit zu einem
Faktor mit großem Einfluß wird. Infolgedessen ändert sich die
Schließwinkelsteuerkennlinie gemäß der Darstellung in Fig. 14
entsprechend der Drehzahl N in einem Bereich unterhalb
einer Drehzahl N2 auf einen Winkel, der von dem Hochpegel-
Verhältnis K des Winkelsignals aus dem Signalgeber 10
abhängig ist, während die Schließwinkelsteuerkennlinie im Bereich hoher
Drehzahl über die Drehzahl N2 derart umgeschaltet wird, daß der
feste Winkel der ausschlaggebende Faktor wird. Auf diese
Weise ist bei hoher Drehzahl ein im wesentlichen
konstanter Schließwinkel für die Dauer der Zündfunken gewährleistet.
Im Falle einer starken oder plötzlichen Beschleunigung der
Brennkraftmaschine wechselt das Winkelsignal des Signalgebers
10 von dem niedrigen auf den hohen Pegel, bevor die
Entladungsspannung des Kondensators 337 die erste Vergleichsspannung
VT1 erreicht, wobei der Transistor 211 durchgeschaltet
wird, so daß der Leistungstransistor 30 über die Transistoren
421, 508 und 509 eingeschaltet wird und damit das Zuführen
des Primärstroms zu der Zündspule 40 beginnt. Es ist daher
möglich, selbst bei einer starken Beschleunigung ein Minimum
an erforderlicher Einschaltzeit des Primärstroms während des
Winkelsignals hohen Pegels aus dem Signalgeber 10 sicherzustellen.
Ferner wird vor dem Einschalten des Primärstroms ein Rückstellimpuls
kurzer Dauer gemäß Fig. 2(h) an die Basis des
Transistors 340 angelegt, wodurch dieser sofort eingeschaltet
wird, um den Kondensator 337 unverzüglich auf den Anfangswert
(0V) zu entladen. Der Rückstellimpuls hat eine derart kurze
Dauer, daß er das Laden des Kondensators 337 während des
zweiten Abschnitts nicht wesentlich beeinflußt.
Die Ladungsmenge in dem Kondensator 337 im zweiten Abschnitt
des Zündzyklus wird mittels des Vergleichers 350 erfaßt, um
die subtraktive Integration an dem Kondensator 337 zu beenden.
Daher wird selbst dann, wenn die Verminderung der
Drehzahl auf einen sehr niedrigen Wert das Begrenzen
der additiven Integration im zweiten Abschnitt auf die Speisespannung
Vcc bewirkt, ein übermäßig frühes Einschalten in
dem ersten Abschnitt verhindert, wodurch im Bereich sehr
niedriger Drehzahlen eine übermäßig lange Einschaltzeit verhindert
wird.
Fig. 15 zeigt einen Teil einer anderen Ausführungsform
3002 des bei dem Zündsystem nach Fig. 1 verwendeten Addier/
Subtrahier-Integrators 3001. Abweichend von dem Integrator
3001 bei dem in Fig. 9 gezeigten Zündsystem ist ein Widerstand
353 hinzugefügt, während die übrigen Teile die gleichen
wie bei dem System nach Fig. 9 sind. Die additive Integration
mit dem Kondensator 337 erfolgt durch eine Kombination aus
einer linearen additiven Integration und einer exponentiellen
additiven Integration, was zu einer etwas abweichenden Form
führt, aber eine äquivalente Wirkung ergibt.
Bei dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel ergibt
sich bei der mit dem Erzeugen des Ausgangssignals des Vergleichers
350 begonnen Integration der zweiten Integrierschaltung
ein Integrationswert in der Weise, daß ein Einschaltsignal
zum Beginnen der Erregung der Zündspule 40
zum Zeitpunkt des Abfallens des Rückstellimpulses auf einen
kleinen Wert erzeugt wird. Stattdessen ist es natürlich möglich,
die gleiche Wirkung durch das Erzeugen eines Einschaltsignals
in dem Vergleicher 350 dann zu erzielen, wenn der
Integrationswert der ersten Integrierschaltung den vorbestimmten
Wert erreicht hat, so daß das Einschalten auf die
Erzeugung dieses Einschaltsignals oder zum Zeitpunkt des
Wechsels des Winkelsignals aus dem Signalgeber 10 von dem
ersten zum zweiten Abschnitt erfolgt, je nachdem, welches
Ereignis früher auftritt. D. h., es ist leicht ersichtlich,
daß äquivalente Wirkungen durch eine Anordnung zum Bestimmen
des Erregungsbeginns der Zündspule erzielt wird, an dem der
Integrationswert der ersten Integrierschaltung den vorbestimmten
Wert erreicht hat.
Ferner kann bei diesem Ausführungsbeispiel statt der Integrierschaltung
mit der analogen Schaltung, die einen Kondensator
enthält, eine Integierschaltung als digitale Schaltung
mit einem Zähler aufgebaut werden, während auch die Richtung
der Integration der Integrierschaltung mit gleicher Wirkung
zu der in Fig. 10 gezeigten Richtung entgegengesetzt sein
kann.
Ferner kann der Signalgeber 10 statt zur Steuerung des Zündzeitpunkts
mittels einer mechanischen Verstellvorrichtung
derart aufgebaut sein, daß der Zündzeitpunkt mittels eines
Mikrocomputers oder dergleichen gesteuert wird.
Aus der vorstehenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele
gemäß Fig. 9 bis 15 ist ersichtlich, daß dann, wenn bei einer
starken oder plötzlichen Beschleunigung der Brennkraftmaschine
das Winkelsignal des Signalgebers 10 von dem ersten zu
dem zweiten Abschnitt wechselt, bevor in der Einschaltsignal-
Generatorschaltung das Einschaltsignal erzeugt wird, der
Leistungstransistor 30 eingeschaltet wird, um die Erregung
der Primärwicklung der Zündspule einzuleiten. Infolgedessen
ist selbst bei einer plötzlichen Beschleunigung zumindest
die Einschaltzeit des Primärstroms während des zweiten
Abschnitts des Winkelsignals des Signalgebers gewährleistet.
Ferner wird die Drehzahl in dem Sinne erfaßt, daß
bei hoher Drehzahl von der Steuerung
einer festgelegten Einschaltzeitdauer auf die Steuerung eines
festgelegten Einschaltwinkels umgeschaltet wird, wodurch auch
während hoher Drehzahl ein optimaler
Einschaltwinkel für das Sicherstellen der Zündfunkenzeit
gewährleistet werden kann.
In Fig. 16 ist ds Zündsystem gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel
gezeigt, bei dem eine abgewandelte Schaltung
3003 vorgesehen ist, die eine weiter abgewandelte Ausführungsform
des abgewandelten Addier/Subtrahier-Integrators
3001 nach Fig. 9 darstellt. Bei diesem Ausführungsbeispiel
sind aus dem Integrator 3001 die Diode 336, die Stromspiegel-
Transistoren 344 und 345 und die Transistoren 348 und 349
weggelassen, während stattdessen ein Transistor 354 an den
Ausgang des Vergleichers 351 angeschlossen ist, um damit das
Laden des Kondensators 337 von einer Stromversorgungsleitung
her zu steuern (Emitter-Ausgangsleitung des Transistors 507
nach Fig. 9). Diese beiden Ausführungsbeispiele haben die mit
den gleichen Bezugszeichen bezeichneten Bauteile, die auf
gleiche Weise wirken. Die übrigen Schaltungen 10, 100 bis 600
und dergleichen sind daher nicht dargestellt.
Es wird nun die Funktionsweise des Systems mit dem in Fig. 16
dargestellten Aufbau erläutert. In Fig. 17 ist auf dem
linken Teil der Betrieb bei ausreichend hoher Drehzahl,
im mittleren Teil der Betrieb bei sehr
niedriger Drehzahl während des Anlaufens
und im rechten Teil der Betrieb bei stehender Brennkraftmaschine und
eingeschaltetem Zündschlüsselschalter dargestellt. In
Fig. 17 sind bei (a) bis (i) die Kurvenform von Signalen
gezeigt, die in Fig. 16 mit den gleichen Bezugszeichen bezeichnet
sind.
Der Betrieb gemäß dem linken Teil (bei mittlerer und hoher
Drehzahl) und dem rechten Teil (bei stehender Brennkraftmaschine) nach
Fig. 17 ist im wesentlichen gleich dem Betrieb bei dem vierten
Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 9 und 10 mit der Ausnahme,
daß der Kondensator 337 auf andere Weise geladen wird. Daher
sind diese Zeichnungsteile weder beschrieben noch bezeichnet,
sondern nur als Kurvenformen dargestellt. Die nachstehende
Erläuterung ist somit nur auf den Betrieb mit sehr
niedriger Drehzahl wie während des Anlassens der Brennkraftmaschine
beschränkt. Wenn während des Anlassens der Brennkraftmaschine oder unmittelbar
danach die Drehzahl niedrig ist, ist der Zündzyklus
verlängert, so daß daher der zweite Abschnitt des
Zündzyklus gleichfalls lang wird und damit die Ladezeit des
Kondensators 337 verlängert ist. Infolgedesen nimmt zu dem
Zeitpunkt, an dem die Spannung an dem Kondensator 337 die
durch die Widerstände 329 und 330 bestimmte zweite Vergleichsspannung
VT2 erreicht, das Ausgangssignal des Vergleichers
351 den niedrigen Pegel an, wodurch der Transistor 354
durchgeschaltet wird, so daß der Kondensator 337 über einen
Widerstand 353 schnell geladen wird. Auf diese Weise wird
selbst bei dem Wechsel des Zündzyklus von dem zweiten zu dem
ersten Abschnitt dadurch, daß der Ladestrom über den Widerstand
353 höher als der Entladestrom über den Transistor 341
ist, die subtraktive Zeitintegration an dem Kondensator 337
verhindert. Die Spannung an dem Kondensator 337 sinkt auf
diese Weise in dem ersten Abschnitt nicht unter die erste
Vergleichsspannung VT1 ab. Wenn der Zündzyklus wieder von dem
ersten zu dem zweiten Abschnitt wechselt, wird der Transistor
340 durchgeschaltet, so daß während der Dauer des Rückstellimpulses
gemäß Fig. 17(h) der Kondensator 337 schnell auf den
Anfangswert (0V) entladen wird. Wenn das Ausgangssignal des
Vergleichers 419 auf den hohen Pegel ansteigt, um den Rückstellimpuls
abzuschalten, wird der Transistor 417 gesperrt,
während der Leistungstransistor 30 eingeschaltet wird, wodurch
die Erregung der Zündspule 40 beginnt.
Infolge des Entladens des Kondensators 337 auf den Anfgangswert
nimmt andererseits das Ausgangssignal des Vergleichers
351 den hohen Pegel an, wodurch der Transistor 354 gesperrt
und das schnelle Laden des Kondensators 337 beendet
wird.
Fig. 18 zeigt eine Schaltung 3004 als weitere Ausführungsform
des bei dem System gemäß dem in Fig. 16 gezeigten
fünften Ausführungsbeispiel verwendeten Addier/Subtrahier-
Integrators 3003. Bei dieser Ausführungsform ist parallel zu
dem Transistor 338 des Integrators 3003 ein Widerstand 353
hinzugefügt, um die additive Integration an dem Kondensator
337 durch die Kombination aus einer linearen additiven Integration
und einer logarithmischen bzw. exponentiellen additiven
Integration herbeizuführen. Diese Ausführungsform unterscheidet
sich zwar etwas hinsichtlich des Aufbaus, hat jedoch
die gleiche Funktion wie bei den vorangehend beschriebenen
Ausführungsbeispielen.
Ferner wird bei der Ausführungsform nach Fig. 18 abweichend
von der Schaltung nach Fig. 16 anstelle des Widerstands 329
eine Diode 329a eingesetzt, während der Emitter des Transistors
354, der einen Schaltkreis zum Steigern der Integrationsmenge
bildet, nicht an den Emitter, sondern an den
Kollektor des Spannungsregler-Transistors 507 angeschlossen
ist. Ferner ist zwischen den Emitter und die Basis des Transistors
354 ein Widerstand 352a eingefügt, während der eine
Vielzahl von Transistoren enthaltende Vergleicher 351 durch
einen einzigen Transistor 351a ersetzt ist, dessen Emitter an
den Verbindungspunkt zwischen der Diode 329a und dem Widerstand
330 angeschlossen ist, dessen Basis an den Kondensator
337 angeschlossen ist und dessen Kollektor mit einem Widerstand
360 verbunden ist, wodurch der Schaltungsaufbau vereinfacht
ist.
Das Zündsystem gemäß dem vorstehend beschriebenen fünften
Ausführungsbeispiel wirkt in der Weise, daß die Ladespannung
des Kondensators 337 erfaßt wird und die additive Integration
mit einer Geschwindigkeit herbeigeführt wird, die größer als
diejenige der subtraktiven Integration ist, um bei dem Betrieb
mit sehr niedriger Drehzahl eine Vergrößerung des
Schließwinkels durch die Sättigung der Integrationsmenge bei
der additiven Integration zu verhindern. Auf diese Gestaltung
besteht jedoch bei dem Zündsystem keine Einschränkung; vielmehr
kann gemäß der Darstellung eines abgewandelten Addier/
Subtrahier-Integrators 3005 in Fig. 19 statt der Ladeschaltung
mit dem Widerstand 353 und dem Transistor 354 nach Fig. 16
ein Transistor 354a, der einen Integrationssperrkreis
bildet, der durch das Ausgangssignal des Vergleichers 351
gesteuert ist, parallel zu dem Transistor 342 an dem Entladungskreis
angeschlossen werden. Ferner wird durch das Umkehren
der Eingangspolarität des Vergleichers 351 die subtraktive
Integration zu dem Zeitpunkt beendet, an dem die Spannung
an dem Kondensator 337 die zweite Vergleichsspannung VT2
erreicht.
Es ist somit aus der vorstehenden Beschreibung bezüglich der
in den Fig. 16 bis 19 gezeigten Ausführungsbeispiele ersichtlich,
daß dann, wenn bei einer plötzlichen oder starken
Beschleunigung der Brennkraftmaschine der Wechsel des Winkelsignals
des Signalgebers 10 von dem ersten zum zweiten Abschnitt
vor dem Erzeugen des Einschaltsignals in der Einschaltsignal-
Generatorschaltung auftritt, der Leistungstransistor 30 dadurch
eingeschaltet wird, um die Zufuhr des Primärstroms zu der
Zündspule zu beginnen. Infolgedessen ist zumindest die Primärstrom-
Einschaltzeit im zweiten Abschnitt des Winkelsignals
des Signalgebers selbst bei einer starken Beschleunigung
gewährleistet.
Ferner wird dadurch, daß ein der Drehzahl entsprechender
Integrationswert der Integrierschaltung erfaßt wird,
um den Schließwinkel auf den zweiten Abschnitt des Winkelsignals
aus dem Signalgeber bei dem Betrieb mit sehr niedriger
Drehzahl festzulegen, ein übermäßig großer Schließwinkel
bei sehr niedriger Drehzahl mit einem verhältnismäßig
einfachen Aufbau verhindert. Ferner wird das
Erzeugen des Einschaltsignals auf einfache Weise dadurch
verhindert, daß im wesentlichen die Integration der Integrierschaltung
in der Gegenrichtung gesperrt
wird.
Claims (14)
1. Zündsystem für eine Brennkraftmaschine mit
einem Signalgeber (10) zum Erzeugen eines Winkelsignals, das im wesentlichen konstant einen ersten und einen zweiten Abschnitt eines Zündzyklus bestimmt,
einer ersten Integrierschaltung (308; 337) zum Integrieren in einer Richtung in einem Abschnitt des Zündzyklus und in der Gegenrichtung in dem anderen Abschnitt desselben,
einer Einschaltsignal-Generatorschaltung (313; 350) zum Erzeugen eines Spulenerregungs-Einschaltsignals synchron mit einem Zeitpunkt, an dem in dem ersten Abschnitt der Integrationswert der ersten Integrierschaltung (308; 337) einen vorbestimmten Wert erreicht,
einem Leistungstransistor (30), der auf das Erzeugen des Einschaltsignals und das Umschalten des Winkelsignals zwischen dem ersten und dem zweiten Abschnitt hin ein- und ausschaltbar ist,
einer Zündspule (40) zum Erzeugen einer Hochspannung durch das Ein- und Ausschalten von Primärstrom auf das Ein- und Ausschalten des Leistungstransistors (30) hin,
gekennzeichnet durch
eine Umschalteinrichtung (215, 216, 310 bis 312; 215, 216, 340 bis 343), die das Integrieren der ersten Integrierschaltung (308; 337) in der einen Richtung im zweiten Abschnitt eines vorangehenden Zündzyklus und in der anderen Richtung im ersten Abschnitt des nächsten Zündzyklus bewirkt,
eine Steuereinrichtung (211, 212, 417, 418, 500), die je nachdem, ob das Erzeugen des Einschaltsignals oder das Umschalten des Winkelsignals vom ersten Abschnitt zum zweiten Abschnitt früher auftritt, den Leistungstransistor (30) bei dem früheren Ereignis einschaltet, wobei der Leistungstransistor (30) durch die Steuereinrichtung (211, 212, 417, 418, 500) ausgeschaltet wird, wenn das Winkelsignal vom zweiten Abschnitt zum ersten Abschnitt wechselt, und
eine Rückstellschaltung (213, 214, 419) zum Erzeugen eines Rückstellimpulses kurzer Dauer für das Zurückstellen des Integrationswerts der ersten Integrierschaltung (308; 337), wenn der Integrationswert der ersten Integrierschaltung (308; 337) im ersten Abschnitt den vorbestimmten Wert erreicht, wobei der vorbestimmte Wert größer als ein Anfangswert ist.
einem Signalgeber (10) zum Erzeugen eines Winkelsignals, das im wesentlichen konstant einen ersten und einen zweiten Abschnitt eines Zündzyklus bestimmt,
einer ersten Integrierschaltung (308; 337) zum Integrieren in einer Richtung in einem Abschnitt des Zündzyklus und in der Gegenrichtung in dem anderen Abschnitt desselben,
einer Einschaltsignal-Generatorschaltung (313; 350) zum Erzeugen eines Spulenerregungs-Einschaltsignals synchron mit einem Zeitpunkt, an dem in dem ersten Abschnitt der Integrationswert der ersten Integrierschaltung (308; 337) einen vorbestimmten Wert erreicht,
einem Leistungstransistor (30), der auf das Erzeugen des Einschaltsignals und das Umschalten des Winkelsignals zwischen dem ersten und dem zweiten Abschnitt hin ein- und ausschaltbar ist,
einer Zündspule (40) zum Erzeugen einer Hochspannung durch das Ein- und Ausschalten von Primärstrom auf das Ein- und Ausschalten des Leistungstransistors (30) hin,
gekennzeichnet durch
eine Umschalteinrichtung (215, 216, 310 bis 312; 215, 216, 340 bis 343), die das Integrieren der ersten Integrierschaltung (308; 337) in der einen Richtung im zweiten Abschnitt eines vorangehenden Zündzyklus und in der anderen Richtung im ersten Abschnitt des nächsten Zündzyklus bewirkt,
eine Steuereinrichtung (211, 212, 417, 418, 500), die je nachdem, ob das Erzeugen des Einschaltsignals oder das Umschalten des Winkelsignals vom ersten Abschnitt zum zweiten Abschnitt früher auftritt, den Leistungstransistor (30) bei dem früheren Ereignis einschaltet, wobei der Leistungstransistor (30) durch die Steuereinrichtung (211, 212, 417, 418, 500) ausgeschaltet wird, wenn das Winkelsignal vom zweiten Abschnitt zum ersten Abschnitt wechselt, und
eine Rückstellschaltung (213, 214, 419) zum Erzeugen eines Rückstellimpulses kurzer Dauer für das Zurückstellen des Integrationswerts der ersten Integrierschaltung (308; 337), wenn der Integrationswert der ersten Integrierschaltung (308; 337) im ersten Abschnitt den vorbestimmten Wert erreicht, wobei der vorbestimmte Wert größer als ein Anfangswert ist.
2. Zündsystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
sich der Integrationswert der ersten Integrierschaltung (308;
337) im zweiten Abschnitt exponentiell ändert.
3. Zündsystem nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
daß der Rückstellimpuls unter Synchronisierung mit dem
Einschalten des Primärstroms der Zündspule (40) erzeugt wird.
4. Zündsystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
das Einschaltsignal unverzögert erzeugt wird, wenn der Integrationswert
der ersten Integrierschaltung (308; 337) im
ersten Abschnitt den vorbestimmten Wert erreicht, und daß der
Rückstellimpuls gleichzeitig mit dem Einschaltsignal erzeugt
wird.
5. Zündsystem nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß
die Einschaltsignal-Generatorschaltung (313; 350) das Einschaltsignal
zum Zeitpunkt des Abfallens des Rückstellimpulses
aus der Rückstellschaltung erzeugt.
6. Zündsystem nach einem der vorangehenden Ansprüche 3 bis 5,
gekennzeichnet durch eine zweite Integrierschaltung (413),
die auf das Einschalten des Primärstroms der Zündspule (40)
hin das Integrieren einer Spannung beginnt, deren höhe der
Höhe einer Speisespannung entspricht, und die während des
ersten Abschnitts des Winkelsignals aus dem Signalgeber (10)
rückgesetzt wird, und eine Integrationswert-Detektorschaltung
(420) zum Ausschalten des Leistungstransistors (30) auf die
Ermittlung hin, daß der Integrationswert der zweiten
Integrierschaltung (413) einen Sollwert erreicht.
7. Zündsystem nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch
eine zweite Integrierschaltung (413), die synchron mit dem
Einschalten des Primärstroms der Zündspule (40) zu
integrieren beginnt und die in dem ersten Abschnitt des
Winkelsignals aus dem Signalgeber (10) rückgesetzt wird, eine
erste Integrationswert-Detektorschaltung (213, 214, 419), die
erfaßt, daß der Integrationswert der zweiten
Integrierschaltung (413) nach begonnener Integration einen
kleinen ersten Sollwert erreicht, und daraufhin einen
Rückstellimpuls kurzer Dauer für das Zurückstellen des
Integrationswerts der ersten Integrierschaltung (308; 337)
auf einen Anfangswert erzeugt, und eine zweite
Integrationswert-Detektorschaltung (420) für das Ausschalten
des Leistungstransistors (30) auf die Ermittlung hin, daß der
Integrationswert der zweiten Integrierschaltung (413) einen
zweiten Sollwert erreicht, der ausreichend höher als der erste
Sollwert ist.
8. Zündsystem nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß
die Geschwindigkeit des Anstiegs des Integrationswerts der
zweiten Integrierschaltung (413) in gebrochener Linie im Vergleich
zu der Geschwindigkeit vor dem Erreichen des ersten
Sollwerts verringert ist.
9. Zündsystem nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet,
daß die Geschwindigkeit des Anstiegs des Integrationswerts
der zweiten Integrierschaltung (413) mit einem Anstieg der
Speisespannung zunimmt.
10. Zündsystem nach einem der Ansprüche 7 bis 9,
gekennzeichnet durch eine Einrichtung (344 bis 349, 351) zum
Erfassen der Maschinendrehzahl und zum Ändern der
Geschwindigkeit der Integration der ersten Integrierschaltung
(337) im ersten Abschnitt in der anderen Richtung sowie eines
Einstellwerts der Einschaltsignal-Generatorschaltung (350).
11. Zündsystem nach einem der Ansprüche 7 bis 10,
gekennzeichnet durch eine Einschaltsignal-Sperrschaltung
(351, 354; 351a, 354; 351, 354a), die das Einschaltsignal im
wesentlichen aufhebt, wenn im zweiten Abschnitt des
Zündzyklus der Integrationswert der ersten Integrierschaltung
(337) in der einen Richtung einen zweiten Sollwert erreicht,
der einer vorgewählten niedrigen Maschinendrehzahl
entspricht.
12. Zündsystem nach einem der Ansprüche 7 bis 10,
gekennzeichnet durch eine Integrationssteuerschaltung (351,
354; 351a, 354; 351, 354a), die im wesentlichen das
Integrieren des Integrationswerts der ersten
Integrierschaltung (337) im ersten Abschnitt eines Zündzyklus
in der anderen Richtung des Integrationswerts aufhebt, wenn
in dem vorangehenden Zündzyklus der Integrationswert der
ersten Integrierschaltung (337) in der einen Richtung im
zweiten Abschnitt einen zweiten Sollwert erreicht, der einer
gewählten niedrigen Maschinendrehzahl entspricht.
13. Zündsystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß
die Integrationssteuerschaltung eine Schaltung (351a, 354;
351, 354) für das Erhöhen der Integrationsgeschwindigkeit
aufweist, um mit der ersten Integrierschaltung (337) in der
einen Richtung zu integrieren, wenn der Integrationswert
der ersten Integrierschaltung (337) in der einen Richtung den
zweiten Sollwert erreicht.
14. Zündsystem nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß
die Integrationssteuerschaltung eine Integrationssperrschaltung
(351, 354a) aufweist, die das Integrieren in der anderen
Richtung im ersten Abschnitt verhindert, wenn der Integrationswert
der ersten Integrierschaltung (337) in der einen
Richtung den zweiten Sollwert erreicht.
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