DE3315680C2 - Verfahren und Vorrichtung zum Aufzeichnen eines mit einem Videosignal frequenzmodulierten Trägersignals - Google Patents

Abstract

Zur Reduzierung von Übersprechkomponenten, die in einem wiedergegebenen Videosignal vorhanden sind, das von einem Aufzeichnungsmedium wie einer Videoplatte wiedergewonnen wurde, wird ein Verfahren und ein System angegeben, das beim Aufzeichnen der Videoinformation Verwendung findet. Ein Videosignal wird demgemäß so aufgezeichnet, daß ein Absolutwert der Differenz zwischen einem kumulativen Wert der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals bei jeder horizontalen Zeilenabtastung in einem ersten Abschnitt der Aufzeichnungsspuren und einem zweiten kumulativen Wert der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals bei jeder horizontalen Zeilenabtastzeit eines zweiten Abschnittes der Aufzeichnungsspuren, benachbart zu dem ersten Abschnitt, auf einen Wert (2m + 1) η gesteuert wird, wobei m eine positive ganze Zahl einschließlich dem Wert 0 ist.

Description

F i g. 7 eine Darstellung der Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen einer für bestimmte Schaltungsbausteine der Schaltung nach Fig. 5 verwendbaren integrierten Schaltung und

Fig. 8 A bis 8D Teildiagramme ähnlich Fig. 7, die den Betrieb der integrierten Schaltung bei verschiedenen Betriebszuständen der Vorrichtung zeigen.

s Zunächst wird das Grundprinzip der vorliegenden Erfindung beschrieben. Bei einem Aufzeichnungsmedium wie einer Bildplatte wird ein Aufzeichnungs-Hochfrequenz-Signal, allgemein ein frequenzmoduliertes Signal, längs einer Aufzeichnungsspur aufgezeichnet, die entweder aus Spiralen oder konzentrischen Kreisen besteht. Die Phase dieses Hochfrequenzsignals kann dadurch ausgewertet werden, daß man einen Abschnitt einer Aufzeichnungsspur betrachtet, der jeweils einer horizontalen Bildzeile (1 H) des Videosignals entspricht. Wenn der ίο Zeitpunkt des Beginns und des Beendensjedes Abschnittes der Aufzeichnungsspur jeweils als / = 0bzw. / = T_H angenommen werden, kann die Phase ©„(/) des Hochfrequenzsignals eines η-ten Abschnittes der jeweiligen Aufzeichnungsspur in folgender Weise ausgedrückt werden:

Od/+ e„(0), (1)

wobei 12.(/) eine Winkelfrequenz des Hochfrequenzsignals des η-ten Abschnittes der Aufzeichnungsspur zum Zeitpunkt / ist und ö„(0) der Anfangswert der Phase des HF-Signals beim η-ten Abschnitt der Aufzeichnungsspur zum Zeitpunkt / = 0 ist.

Die Begrenzungen jedes dieser Abschnitte mit einer Zeitdauer einer horizontalen Abtastzeile brauchen nicht notwendigerweise mit der Lage der Horizontal-Synchronisierungssignale übereinstimmen, die in dem aufzuzeichnenden Videosignal enthalten sind. Anders gesagt, die Lage der Begrenzung kann willkürlich an jedem Punkt der Aufzeichnungsspur festgelegt werden. In der folgenden Beschreibung wird jedoch die Lage jeder Begrenzung so ausgewählt, daß sie bei dem horizontalen Synchronisationssignal liegt, um das Verständnis zu erleichtern. Wie in Fig. 1 gezeigt, in der Wellenformen bei einer Platte mit konstanter Lineargeschwindigkeit (CLV) dargestellt sind, ist die der Begrenzung jedes 1 //-Abschnittes entsprechende Lage bei einer der betrachteten Aufzeichnungsspur benachbarten Aufzeichnungsspur, die die Übersprechstörungen verursacht, nicht mit der Lage des Horizontal-Synchronisationssignals ausgerichtet. Diese Lagen sind jedoch bei einer Platte mit konstanter Winkelgeschwindigkeit (CAV) miteinander ausgerichtet, da die einer Umdrehung der Platte entsprechenden Zeit so gewählt wird, daß sie ein Vielfaches des Zeitabstandes zwischen den jeweiligen Horizontal-Synchronisationssignalen entspricht.

Aus diesem Grund ist das wiedergegebene Hochfrequenzsignal, das durch die Gleichung (1) dargestellt wird, der Phasenmodulation durch die Übersprechkomponente unterworfen, die von einer Aufzeichnungsspur benachbart zu der gerade abgespielten Aufzeichnungsspur herrührt. In F i g. 2 zeigt die Linie OP den Vektor der Hochfrequenz-Signalkomponente der Aufzeichnungsspur an, von der das aufgezeichnete Videosignal abgespielt wird. Die Linie FQ zeigt die Hocnfrequenz-uberspfcenkümpünenic, die von der benachbarten Aufzeichnungsspur herrührt. Dementsprechend ergibt die Linie OQ den Vektor des abgespielten HF-Signals einschließlich der Übersprechkomponente an. Zusätzlich ist mit Φ_η die Phase der Hochfrequenz-Übersprechkomponente dargestellt.

Nach der in Fig. 2 dargestellten Beziehung kan die folgende Gleichung (2) abgeleitet werden für den Wert Δ 0, der die Verschiebung der Phase Q_n des wiedergegebenen Hochfrequenzsignals angibt, nachdem es der Phasenmodulation infolge der Hochfrequenz-Übersprecnkomponente unterworfen wurde:

tan Δ θ = TQ/OT= ε sin (θ,- Φ_η)/{\ + ε cos(ö„ -*„)}. (2)

In dieser Gleichung (2) ist der Absolutwert der Amplitude des Vektors OP als »1« angenommen, und der Absolutwert der Amplitude des Vektors PQ ist mit »r« angenommen. Da r extrem klein ist, normalerweise geringer als -30 dB, kann die Gleichung (2) wie folgt umgeschrieben werden:

ΑΘ = fsin(0„- Φ,). (3)

Wird angenommen, daß das HF-Signal ein FM-Signal ist, das mit dem Videosignal frequenzmoduliert wurde, so zeigt die Gleichung (3) das Ausmaß der Phasenverschiebung des FM-Signals an, die durch die HF-Über-Sprechkomponente erzeugt wurde. Deswegen kann die Größe einer in einem FM-Demodulator-Ausgangssignal erscheinenden Übersprechkomponente durch Differenzierung der Gleichung (3) bezüglich der Zeit t erhalten werden. Die so wiedergegebene Schwebungskomponente infolge des Übersprecheffekts, die auf dem Bildschirm als Störung erscheint, wird nun durch die folgende Gleichung ausgedrückt:

at Vd/ at

Mit anderen Worten, die Amplitude des demodulierten Video-Übersprechsignals ist proportional zu dem Produkt aus der Amplitude der HF-Übersprechkomponente, die dem wiedergegebenen Signal zugemischt ist, und der Differenz zwischen einer Augenbiicksfrequenz d 8„/a ι des wiedergegebenen HF-Signals und einer Augenblicksfrequenz d Φ_α/ά ι der HF-Übersprechkomponente. Außerdem berechnet sich die Phase des demodulierten Videoübersprechsignals gemäß der Differenz zwischen der Phase 9„ des wiedergegebenen HF-Signals und der Phase Φ, der HF-Übersprechkomponente.

Um das streifenartige Schwebungsmuster, das wegen der Übersprcchkomponente entsteht, aus dem sichtbaren Teil des Bildschirms der Bildröhre zu vertreiben, ist es notwendig, die folgende Bedingung zu erfüllen: Die augenblicklichen Frequenzen der Schwebungskomponenten, die in benachbarten zwei Abtastzeilen erzeugt werden (welche im folgenden einfach »Zeilen« genannt werden) sind einander gleich, und die Anfangsphase dieser Schwebungskomponenten stehen zwischen zwei benachbarten Zeilen in inverser Beziehung.

Wellenformen von Schwebungskomponenten, die diese Bedingung erfüllen, sind in Fig. 3 dargestellt. Wie aus Tig. 3 zu sehen ist, werden diese Schwebungskomponenten im Ganzen infolge der gegenseitigen Einwirkungen der Schwebungskomponenten der benachbarten Zeilen ausgeglichen.

Nun wird die Frequenz und die Phase des Schwebungsbestandteils bei einer CLV-Aufzeichnungsplatte mit Bezug auf die Gleichung (4) diskutiert, cV.ren aufgezeichnetes Signal in Fig. 1 dargestellt ist. Die Augenblicksfrequenz der Schwebungskomponente wird durch Differenzieren des Phasenterms der Gleichung (4) erhalten, und zwar in folgender Weise:

η - ω«

(5)

10

dt di ^K" ι?

wobei ω,, die Augenblicksfrequenz der von einer benachbarten Aufzeichnungsspur stammmenden HF-Über-

Auf diese Weise wird die augenblickliche Frequenz der Schwebungskomponente der n+ lten Zeile, die der η-ten Zeile benachbart liegt, in folgender Weise ausgedrückt:

dt

dt

««ti <u„. ι

(b)

Infolge einer Zeilenähnlichkeit (einer Charakteristik, daß ähnliche Videoinformationen in aufeinanderfolgenden Zeilen aufgezeichnet werden) des aufgezeichneten Videosignals kann die folgende Beziehung erhalten werden:

Ω,,(ι) ω Λ»

(7) 30

Man sieht also, daß die Augenblicksfrequenzen der η-ten Zeile und die der n+ lten Zeile nach den Gleichungen (5) und (6) fast einander gleich sind.

Als nächstes wird die Anfangsphase der Schwebungskomponente diskutiert. Die Anfangsphase kann so errechnet werden, daß in den Phasenterm der Gleichung (4) der Wert t = 0 eingesetzt wird, und damit ergibt sich für die n+He Zeile 0„_+: (0) - Φ,,_{+ ]} (0). Dazu kann gemäß der Gleichung (1) die folgende Gleichung erhalten werden:

TII

O_n+1(O) = jß„

(8)

Damit ergibt sich für die Anfangsphase der Schwebungskomponente der n+ Uen Zeile folgender Wert:

O_n+1(O) -Φ_η+,(0) =

in

0„(O)

„(Od/ +

- ΦΑ0)] +

TI

ß„(Od/-

(9)

In der Gleichung (9) bezeichnet der Term 6>„₊, (0) - Φ_η+, (0) die Anfangsphase in der /?+ lten Zeile, und der Term 0„(O) - Φ_η(0) die Anfangsphase in der η-ten Zeile, und diese werden im folgenden als A bzw. B bezeichnet. Dementsprechend kann die Differenz zwischen den Anfangsphasen in der n+ lten Zeile und der n-ten Zeile A -B in folgender Weise ausgedrückt werden:

TH TH

A -B = Jß„(/)d/- Jo_n(Od/. (10)

0 0

Der Term

TH

Co_n(Od/

bezeichnet den kumulativen Wert der Phase des aufgezeichneten HF-Signals des 1 //-Zeitabschnittes der n-ten Zeile. Bei einem Videosignal ändert sich dieser Integrationswert zwar nicht abrupt im Zeilenverlauf, ändert sich jedoch um Zeile für Zeile bei der Vertikalbewegung der Abtastung des wiedergegebenen Bildes. Deshalb gibt es keine Beziehungen zwischen den Werten ß„(0 und ω_π(ί), und die Differenz A -D der Anfangsphasen der

S Schwebungskomponenten zweier Zeilen nach Gleichung (10) kann nicht konstant sein, sondern ändert sich je nach dem inhalt der Bildinforniation.

Das bedeutet, daO dieser Zustand keine der Bedingungen zur Reduzierung der Auswirkung der Schwebungskomponcnte erfüllt, wonach der Wert \A - B\ gleich (2 m+ l)/rsein soll, wobei meine positive ganze Zahl einschließlich dem Wert 0 ist).

ίο Nun kann der kumulative Wert der Phase während des Zeitabschnittes 1H, der als

TH

Ja, ω di

0 15

ausgedrückt wurde, auch in folgender Weise ausgedrückt werden, da der Phasenwert eine Funktion mit ein:*r Periode von 2 π ist:

Jß„(/)d/ = 2^,,7+iv (11)

£ wobei Α, eine positive ganze Zahl einschließlich dem Wert 0 ist und φ_η den restlichen Phasenwert bezeichnet,

■I der durch Abziehen des Wertes 2 k_t π von dem kumulativen Wert der Phase bedeutet (φ_η erfüllt dabei die Glei-

% 25 chung 0 < q>„ < 2 π).

;ί In gleicher Weise kann der kumulative Wert der Phase für die HF-Übersprechkomponente auf folgende Weise

;' ausgedrückt werden:

30 je.(i)df-2*₂/r+»;, (12)

'.■ ο

... wobei k₂ eine positive ganze Zahl einschließlich dem Wert 0 ist und φ'_η den verbleibenden Phasenwert bezeichnet, der die Gleichung 0 < φ'_η < 2 π erfüllt.

'.- 35 Damit kann die Phasendifferenz A-B der Schwebungskomponente zwischen zwei benachbarten Zeilen auf

; folgende Weise ausgedrückt werden:

r TH TH

A -B = Ja_n(O df- Jo_n(Od/ = 2m;r + (φ_Π-φϊ), (13)

wobei m dem Wert ^₁ - k₂ entspricht, d. h. eine positive oder negative ganze Zahl einschließlich dem Wert 0 sein kann. Falls es möglich ist, den Absolutwert dieser Phasendifferenz q>„ - p„ immer gleich dem Wert π zu halten, ; dann wird die Gleichung | A - B\ = (2 m + 1) π erfüllt, und der schädliche Effekt der Schwebungskomponente

45 auf das wiedergegebene Bild kann beseitigt werden.

Beispielsweise kann eine Phasensteuerung in solcher Weise durchgeführt werden, daß die verbleibende Phase

; * p„ auf einen konstanten Wert α in jeder horizontalen Abtastzeitlänge 1 //"während einer Umdrehung der Scheibe

gesetzt werden kann, wobei β jeden konstanten Wert einschließlich 0 annehmen kann, und dann alternativ auf

; einen weiteren konstanten Wert a + π oder a - π während den nächstfolgenden horizontalen Abtastzeitlängen

\\ 50 einer folgenden Umdrehung der Platte eingestellt wird, und daß beim Aufzeichnen der Videoinformation diese

'■>. beschriebene Phasensteuerung wiederholt wird.

^;i Ein Verfahren zum Steuern de·" kumulativen Wertes φ_η der Phase des Aufzeichnungs-HF-Signals während

i? jeder einzelnen horizontalen Abtastzeitlänge 1H wird nachfolgend erläutert.

,ft Wie bereits erwähnt, wird das Videosignal, wenn es auf einer Videoplatte aufgezeichnet wird, normalerweise

% 55 durch einen Frequenzmodulationsvorgang aufbereitet Insbesondere wird während der Frequenzmodulation

H der SynchronisatioTJs-Spitzenpegel oder Austastpegel auf eine vorbestimmte Frequenz /₀ geklemmt, und dann

% wird die Frequenz von dieser vorbestimmten Frequenz f₀ um ^/entsprechend dem Luminanzpegel des Video-

Jj signals verschoben. Als ein Beispiel wird nachfolgend beschrieben, wie die Frequenzmodulation dadurch erzielt

I wird, daß der Austastpegel auf eine vorbestimmte konstante Frequenz festgelegt wird.

60 Die Winkelfrequenz eines Ausgangssignals eines Modulators wird in folgender Weise ausgedrückt:

a„(z) = c ■ v_n(f) + a₀, (14)

65 wobei der Wert c eine Modulations-Sensitiv,tät (Hz/·.) bezeichnet, der Wert v„(z) einen auf den Austastpegel bezogenen Luminanzpegel (v) bezeichnet und Q₀ eine Winkelfrequenz des Austastpegels mit dem Wert 2 π/₀ darstellt.
Damit kann der kumulative Wert der Phase des HF-Signals einer horizontalen Abtastzeitlänge 1 h in folgen-

der Weise ausgedrückt werden:

TIl TIl

Jö.Wd/ = c· Jv„(/)d/ + fl₀· TH. (15)

O (I

Da c und Q₀TH bekannte konstante Werte sind, kann die kumulative Phase durch Auswerten der Größe

v„(t) dt

erhalten werden.

Die kumulative Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals wird dann, entsprechend dem Rest-Phasenwert q>„, der durch Abziehen des Wertes 2 Jt, π von der wie beschrieben errechneten kumulativen Phase erhalten werden \s kann, auf die Werte α und α ± π gesteuert.

Da der Wert der verbleibenden Phase durch Integration erst nach der Vollendung des Zeitabschnittes 1H erhalten werden kann, wird die Steuerung (Korrektur) der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals mit einer

τ/ χ ι υ u_n...;.u

VCl £Ugl»l Ull<£ VWII 1 Ii UbniiM.

Für diesen Korrekturvorgang sind zwei Verfahren möglich. Bei einem ersten Verfahren wird die Winkelfrequenz dvi Austastpegels fl₀ = 2nf₀ um einen Wert Δ Q₀ verschoben, wobei die durch die Gleichung (15) bestimmte kumulative Phasengröße auf den Wert α oder α ± π festgesetzt wird. Bei einem zweiten Verfahren wird der Schwarzabhebungswert (set up level) eines Abschnittes des Videosignales ausschließlich des Abschnittes des Austastsignals um die Größe Δ ν verschoben, wodurch der kumulative Wert der Phase auf den Wert a oder α ± π gestellt wird.

Es braucht nicht besonders erwähnt zu werden, daß der gleiche Phasenkorrekturvorgang auch bei den benachbarten Aufzeichnungsspuren durchgeführt wird.

Das hier beschriebene Verfahren kennzeichnet sich dadurch, daß das Aufzeichnen der Videoinformation so durchgeführt wird, daß ein A bsolutwert \A - B | der Differenz zwischen dem Kumulativwert der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals jedßr horizontalen Abtastzeitlänge eines ersten Abschnittes einer Aufzeichnungsspur (2Jt₂Tr + <p„) und dem kumulativen Wert der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals jeder horizontalen Abtastzeitlänge eines benachbart liegenden Abschnittes der Aufzeichnungsspur auf (2 m + 1) · π festgesetzt wird.

Konkreter festgestellt, wird das Aufzeichnen der Videoinformation dadurch bewirkt, daß der Wert der verbleibenden Phase q>„ (der durch Abziehen eines Wertes 2 Zc₁ π, 2 k₂ π usw. entsprechend dem jeweiligen Abschnitt der Aufzeichnungsspur von dem kumulativen Wert der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals erhalten wird) auf einen vorbestimmten Wert α festgesetzt wird in einem ersten Abschnitt der Aufzeichnungsspur und auf Werte α ± π in einem zweiten Abschnitt der Aufzeichnungsspur, der dem ersten Abschnitt benachbart ist.

Eine Ausführung des erfindungsgemäßen Systems zum Aufzeichnen von Videoin^formation wird nun anhand der Fig. 4 besprochen.

In Fig. 4 wird ein auf einer Aufzeicf splatte aufzuzeichnendes Videosignal an einem Analog/Digital-Wandler 1 angelegt. Dann wird die Abtastlrequenz des A/D-Wandlers 1 z. B. so ausgewählt, daß sie das vierfache der Frequenz des Farbhilfsträgersjgnals/,,. beträgt, und die jeweils abgetasteten Werte werden in parallele 8-Bit-Daten gewandelt. Falls das Ausgangssignal dieses A/D-Wandlers während eines Zeitraumes 1 //(entsprechend 910 Abtastwerten) akkumuliert wird, entspricht der akkumulierte Wert einem Wert

und dieser ist proportional zu dem kumulativen Wert der Phase 2 A| η + q>„ des aufzuzeichnenden HF-Signals während der Zeitlänge 1H. Deshalb wird ein 8-Bit-Parallel-Addierkreis 2 und ein Zwischenspeicherkreis 3 vorgesehen zur Integration, um den Wert

^ Wd/

zu erhalten. Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 1 wird dem 8-Bit-Addierkreis 2 zugeführt, und das Ausgangssignal dieses Addierkreises 2 kommt dann zu dem Zwischenspeicherkreis 3, der das Ausgangssignal des Addierkreises 2 festhält, und das Ausgangssignal des Zwischenspeicherkreises 3 wird wieder zum anderen Eingang des 8-Bit-Addierkreises 2 geführt. Die Frequenz des Zwischenkreis-Speicherzeitpunktes des Zwischenspeicherkreises 3 wird ebenfalls auf das Vierfache der Farbhilfsträgerfrequenz/_Jr festgesetzt, so daß dieser mit dem Abtastzeitpunkt des A/D-Wandlers synchronisiert ist.

Wird die Schaltung so ausgelegt, daß ein Zustand, bei dem alle Bits des Zwischenspeicherkreises 3 den Wert logisch »1« annehmen, der Phase 2 η entspricht, dann wird der Zwischenspeicherkreis 3 immerauf »0« zurückgestellt, wenn die Phase gleich 2 π ist.

Das Ausgangssignal des Zwischenspeicherkreises 3 wird dann einem Zwischenspeicherkreis 4 der nächsten

Stufe zugeführt, in welchem das Eingangssignal mit einer Zeitgabefrequenz f_H(die Frequenz der Horizontalsynchronisation) ist. Durch diese Anordnung stellt der Signalwert im Zwischenspeicherkreis 4 die verbleibende Phase φ, dar, die durch Subtrahieren des Wertes 2Ar₁-J? vom Wert

ί<

gemäß der Gleichung (15) erhalten wird.

Die Vorrichtung ist so aufgebaut, daß der Synchronisationsspitzenwert des Videosignals entsprechend diesem Signalwert des Zwischenspeicherkreises 4 wie oben beschrieben gesteuert wird.

Das dem A/D-Wandler zugeführte Videosignal ist in diesem Falle vorher mittels eines Klemm-Verfahrens so behandelt worden, daß ein Bit geringster Wertigkeit LSB (Least Significant Bit) des Ausgangssignals des A/D-Wandlers 1 den Synchronisationsspitzenwert ergibt. Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 1 wird weiter über einen Verzögerungskreis 5 mit der Verzögerungszeit 1 //einem D/A-Wandler 6 zugeführt. Das Ausgangssigna] dieses Ό/A-Wandlers 6 kommt dann über einen Koppelkondensator 7 zu einem Pufferkreis 8, und dessen Ausgangssignal wird einem Frequenzmodulator 9 zugeführt.

Das Ausgangssignal des oben beschriebenen Zwischenspeicherkreises 4 wird durch eine Phasenkorrekturschaltung 10 in seiner Phase gesteuert entsprechend dem Ausgangszustand eines T-Flip-Flop-Kreises 11. Das T- Flip-Flop 11 wird in seinem Stell-Rückstell-Zustand durch eine Reihe von Impulsen gesteuert, die jeweils bei jeder Umdrehung der Aufzeichnungsplatte abgegeben werden, beispielsweise durch einen Impulsgenerator, der mit Platten-Antriebsvorrichtung verbund^ ist. Damit wird der Logikpegel des T-FIip-Flops 11 abwechselnd hoch oder niedrig entsprechend der Plattenumdrehung gesteuert Der Phasenkorrekturkreis 10 besitzt ein erstes Ausgangssignal, das den Absolutwert des kompensierten Signals bezeichnet, und ein zweites Ausgangssignal, das die Polarität des kompensierten Signals anzeigt Diese beiden Ausgangssignale werden einem Digital/Analog-Wandler 12 zugeführt, der das von dem Phasenkorrekturkreis 10 stammende Signal in ein Analogsignal wandelt Dieses analoge Ausgangssignal des D/A-Wandlers 12 wird dann in einem Addierkreis 13 zu einem Referenzsignal Vg addiert, und das Ausgangssignal des Addisrkreises 13 wird dann zur Steuerung des Synchron-Spitzen-Klemmvorganges des Eingangssignals des Puflerkreises 8 mittels eines Synchronisations-Spitzen-Schal- te rs 14 benutzt.

Falls kein Eingangssignal vorhanden ist, sind die Ausgangssignale des A/D-Wandler 1 und des D/A-Wandler 6 gleich 0, und folglich ist der Pegel des Eingangssignals dss FM-Modulators 9 gleich dem Synchronisationsspitzenpegel. Damit wird die Frequenz des durch den FM-Modulator 9 erzeugten FM-HF-Signals gleich der Synchronisationsspitzen-Frequenz /„. Wenn diese so ausgewählt ist, daß sie ein Jt-faches der Frequenz f_H beträgt (wobei k eine ganze Zahl ist), kann das FM-Signal durch die folgende Gleichung (16) ausgedrückt werden:

\_y (16)

So kann das FM-Modulationssignal so gesteuert werden, daß es ein Mehrfaches von 2 π ist. Wenn dann das Videosignal dem A/D-Wandler 1 zugeführt wird, erzeugt der D/A-Wandler 6 ein um 1 //verzögerters Ausgangssignal. Andererseits erzeugt der Zwischenspeicherkreis 4 ein binäres Digitalsignal N, das der verbleibenden Phase φ_Γ entspricht.

Dieses Ausgangssignal N wird dann in einem später zu beschreibenden Steuervorgang für den Luminanzpegel des Videosignals benutzt durch Steuern des Synchronisationsspitzen-Klemmpegels in der Weise, daß der verbleibende Wert der kumulativen Phase des FM-HF-Signals in dem Zeitabschnitt 1 //entweder 0 oder π wird (d. h. a = 0). Der oben erwähnte Korrekturvorgang wird nun beschrieben.

so Wenn angenommen wird, daß ein binäres Digitalsignal entsprechend einem Wert 2 knals Nq bezeichnet wird, besteht eine Beziehung zwischen Nund N₀ in der Weise, daß N<N₀/2, wenn das Bit höchster Wertigkeit MSB (Most Significant Bit) des Ausgangssignals W des Zwischenspeicherkreises 4 den Wert »0« besitzt, und N > N_o/2, wenn das MSB gleich »1« ist. Damit wird durch Erkennung des Pegels des MSB eine Entscheidung ermöglicht, ob der Wert der Phase q>„, der N entspricht, den Wert π übersteigt.

Der Phasenkorrekturvorgang kann nun unterteilt werden in einen ersten oder einen zweiten Vorgangstyp, je nachdem, ob der Wert φ_η größer als π ist oder nicht. Wenn das MSB des Ausgangssignals W den Wert »1« besitzt und der Ziel wert der Phasenkorrektur /r ist, dann wird das zu Korrekturzwecken anzulegende Signal ~(q>„- π) sein, da q>„ - (q>„ - /r) wiederum ff ergibt. Die Größe dieses Signals kann digital als -(N-N₀ /2) ausgedrückt werden, da die Werte tp„ und ff jeweils N bzw. Λό/2 entsprechen. Damit wird in dem Phasenkorrekturkreis 110 eine Berechnung ausgeführt, und es ergibt sich das Ausgangssignal des Absolutwertes [ /V - /V₀ /21 und das negative Polarität anzeigende Ausgangssignal. Wenn im Gegensatz dazu das MSB des Ausgangssignals JV»0« ist und der Zielwert der Phasenkorrektur η beträgt, wird das zur Phasenkorrektur anzulegende Signal π - φ_η sein, d. h. + (/V₀/2 - Λ0, da <p„ + (π - φ_η) wiederum ff ergibt. Die anderen Ausgangssignale des Phasenkorrekturkreises 10 werden durch gleichartige Vorgänge erzeugt und sind in der nachfolgenden Tabelle aufgelistet:

MSB des Ausgangssignals N Korrektur-Zielwert

0 π

(ψ~^Ν)

-ff

Dieser eben erklärte Vorgang im Phasenkorrekturkreis 10 wird durch das alternierende hohe und tiefe Ausgangssignal des T-Flip-Flops 11 kontrolliert, das wiederum durch Impulssignale, die bei jeder Umdrehung der Platte erzeugt werden, getriggert wird.

Zum Beispiel wird bevorzugterweise der Zielwert der Phasensteuerung auf den Konstantwert 0 gesetzt, wenn das Ausgangssignal des T-Flip-Flops 11 den niedrigen Pegel besitzt. Besitzt dieses Ausgangssignal einen k ;ßen Pegel, dann wird der Wert der Phasensteuerung auf den konstanten Wert π gesetzt. Daraufhin wird das Ausgangssignal des Phasenkorrekturkreises 10 von seinem Digitalzustand in einen Analogwert gewandelt, so daß es zur Änderung des Synchronisationsspitzenpegels benutzt werden kann.

Weiter wird bevorzugterweise ein integrierter Kreis verwendet, der die Funktionen des Phasenkorrekturkreises 10 und des Digital/Analog-Wandlers 12 ausführt, um den Schaltungsaufbau zu vereinfachen. Es ist von der Firma TRW unter der Bezeichnung TDC 1007 J ein integrierter Schaltkreis erhältlich, der eice Eingangsklemme zur Aufnahme eines digitalen Eingangssignals und eine Klemme zur Aufnahme eines Betriebsart-Bestimmungssignals besitzt sowie eine Ausgangsklemme, die ein Analogsignal abgibt, das durch eine Digital/ Analog-Wandlung erzeugt wird. Diese integrierte Schaltung besitzt vier Betriebsarten zur Behandlung von digitalen Eingangssignalen und übt dazu die Funktion einer Digital/Analog-Wandlung aus, wie es nachfolgend anhand der Fig. 7 und 8 A bis 8 D beschrieben wird.

Es sind in Fig. 7 die vier Betriebsarten der integrierten Schaltung gezeigt, und zwar sind an der Abszissenüchse die Größe des digitalen Eingangssignals und an der Ordinatenachse die Größe des analogen Ausgangssignals angezeigt. Der Verstärkungsfaktor der Schaltung ist so festgelegt, daß eine Amplitudenänderung von 1V der analogen Ausgangsspannung einer Phasenverschiebung um volle 360° des modulierten HF-Signals entspricht, und dabei entspricht eine analoge Ausgangsspannung von -0,5 V der Phase 0° des modulierten HF-Signals.

Die erste Betriebsart wird als Betriebsart mit nichtinversem oder proportionalem Ausgang bezeichnet, und die Kennlinie isi in Fig. 7 durchgezogen. Es entsteht eine analoge Ausgangsspannung, die direkt proportional dem digitalen Eingangssignal verläuft. Die zweite Betriebsart wird als Betriebsart mit inversem Ausgangssignal bezeichnet und durch die Punktreihe in Fig. 7 dargestellt, und man sieht, daß das analoge Ausgangssignal proportional zum Inversen des Wertes des digitalen Eingangssignales erzeugt wird.

Die dritte Betriebsart wird als Betriebsart mit Zweier-Komplementausgang bezeichnet und i;t in F i g. 7 gestrichelt angezeigt. Hier wird das analoge Ausgangssignal jeweils proportional zu einem 2er-KompIement (einem wahren Komplement mit Basis 2) des digitalen Eingangssignals erzeugt. Schließlich gibt es eine vierte Betriebsart, die hier als Betriebsart mit invertiertem 2er-Komplement-Ausgangssignal bezeichnet wird, dis in Fig. 7 strichpunktiert eingezeichnet ist und bei der das analoge Ausgangssignal dem Inversen des Ausgangssignals der Betriebsart 3 entspricht. Wie bereits erwähnt, wird eine dieser vier Betriebsarten entsprechend dem Betriebsart-Auswahlsignal ausgewählt, das an die Betriebsart-Eingangsklemme angelegt ist. Bei der Verwendung dieser integrierten Schaltung in dem in F i g. 4 dargestellten System reicht es aus, nur die vierte Betriebsart, d. h. die mit einem invertierten 2er-Komplement-Ausgangssignal zu benutzen, und zwar werden die Gründe dafür anschließend mit Bezug auf die Fig. 8 A bis 8 D erklärt.

Der Betrieb der integrierten Schaltung in der Vorrichtung zur Aufzeichnung von Videoinformation wird so erklärt unter Berücksichtigung der vier in der vorher gezeigten TiJeI dargestellten Fälle. Wenn der Zielwert der Phasenkorrektur 0 ist und das MSB des Eingangssignals /Vebenfalls 0 ist, bedeutet das, daß /V kleiner als N₀ /2 ist, und das- Vorzeichen des Ausgangs-Analog-Signals sollte negativ sein. Dann kann das ausgehende Analogsignal direkt entsprechend der vierten Betriebsart der integrierten Schaltung erhalten werden, wie es durch die strichpunktierte Linie in F i g. 8 A dargestellt ist. 1st der Zielwert der Phasenkorrektur 0 und das MSB des Eingangssignals ΛΊ, dann wird der Analogwert durch Hinzufügen eines Wertes N₀-N entsprechend der gestrichelten Linie in Fig. 8 B erhalten. Dieser gleiche Analogwert kann jedoch auch entsprechend der strichpunktierten Linie in Fig. 8 B erhalten werden, wenn ein Wert ^angewendet wird. Falls der Zielwert der Phasenkorrektur π ist und das MSB des Eingangssignals 0 ist, kann das analoge Ausgangssignal entweder durch Anwenden des Wertes Nq/2 + Nan der strichpunktierten Linie in Fig. 8 C erhalten werden oder durch Anwenden des Wertes N₀ /2 - Nan der gestrichelten Linie. Der Wert N_o/2 + Nv/ird durch Ändern des MSB des Eingangssignals N von 0 H

auf 1 erhalten. ¥:■

Wenn schließlich der Zielwert der Phasenkorrektur π beträgt und das MSB des Eingangssignals N1 ist, wird ^

nach Fi g. 8 D das analoge Ausgangssignal entsprechend der strichpunktierten Linie durch Anwenden des Wertes N- N_o/2 erhalten, den man durch Ändern des MSB des Eingangssignals yVvon 1 auf 0 erzielt. Zusammengefaßt kann man sagen, daß die integrierte Schaltung immer in der Betriebsart mit Ausgangssignal invers zum 2er-Komplement erhalten werden kann, die durch die strichpunktierten Linien in F i g. 7 und in den F ig. 8 A bis 8 D angezeigt ist. Weiter kann das Eingangs-Digitalsignal ohne Änderung angelegt werden, wenn der Zielwert der

Phasenkorrektur 0 ist, und es reicht aus, das MSB des anliegenden Signals ^Vzu ändern, wenn der Zielwert der Phasenkorrektur π beträgt

Die Aufzeichnung der Videoinformation wird in einer solchen Weise bewirkt, daß der verbleibende Phasenwert 0„des aufzuzeichnenden HF-Signals bei jeder Umdrehung der Aufzeichnungsplatte auf 0 bzw. n-korrigiert wird, das bedeutet, daß bei jedem einer Umdrehung entsprechenden Abschnitt der Aufzeichnungsspur einer dieser beiden Werte alternativ angewendet wird. Dadurch besitzen die Übersprechkomponenten der Wiedergabesignale zweier benachbarter Zeilen die gleiche Frequenz und sind mit entgegengesetzter Phase versehen. Damit werden die Schwebungskomponenten jeder Zeile ausgeglichen, wie man in den in F i g. 3 gezeigten Wellenformen sieht Das bedeutet, daß die Schwebungskomponente bezüglich des aufgezeichneten Videosignals gegenläufig ist Dementsprechend kann die in dem wiedergegebenen Videosignal enthaltene Schwebungskomponente durch Verwendung eines sogenannten Kammfilters in dem Wiedergabesystem weiter reduziert werden. Zusätzlich besitzt die besprochene Schaltanordnung die Eigenschaft, daß das wiedergegebene Signal aus dem so aufgezeichneten Videosignal einen wechselnden Luminanzpegel besitzt. Diese Änderung des Luminanzpegels ist jedoch nicht problematisch, da bei der Wiedergabevorrichtung meistens der Synchronspitzen-Klemmbetrieb eingesetzt wird.

Es ist dazuhin auch möglich, den Schwarzabhebungspegel (set up level) des Bildes zu steuern statt der Steuerung des Synchronspitzenpegels des Videosignals, wie es oben beschrieben wurde.

Es wird nun anhand der F i g. 5 eine zweite Ausführung der erfindungsgemäßen Aufzeichnungsvorrichtung für Videosignale unter Benutzung des besprochenen Steuerverfahrens behandelt. Dabei sind in Fig. 5 die Bauteilen aus Fig. 4 entsprechenden Bauteile mit gleichem Bezugszeichen versehen.

Bei dieser Ausführung wird der Xiernrncnspannungspege! für die Synchronspiizenkiemmung an der Eingangsklemme des Puflerkreises 8 auf einem konstanten Wertgehalten. Es ist ein Addierkreis 15 vorgesehen, der das Ausgangssignal der D/A-Wandler 6 und 12 addiert, und dessen Ausgangssignal wird dem Pufferkreis 8 zugeführt. Das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 12 wird dem Addierkreis 15 über einen Schalter 16 angelegt, der durch ein Austast-Impulssignal EIN/AUS gesteuert wird.

Fig. 6 zeigt die Beziehung zwischen dem Videosignal und dem Austastimpulssignal. In der zweiten Ausführung nach Fi g. 5 wird der Schalter 16 während des Zeitraumes geöffnet, während dessen das Austastimpulssignal einen hohen logischen Pegel besitzt, so daß der Luminanzpegel des Videosignals entsprechend dem Ausgangssignal des D/A-Wandlers 12 zur Ausführung des Phasen-Kompensationsvorganges geändert wird. Es ist daher zu verstehen, daß bei dieser Ausführung der Schwarzabhebungspegel des wiedergegebenen Videosignals geändert v.-ird. Die Größe der Schwarzwertpegel-Fluktuierung infolge dieses Vorganges kann jedoch vernachlässigt werden, da die Frequenz des Trägersignals des FM-HF-Signals relativ hoch ist (8 MHz bei dem Videoplattensystem) und die Schwankung des Schwarzwert-Abhebungspegels während des Wiedergabebetriebes weit unter dem Änderungswert liegt, der mit dem Auge erkennbar ist.

Zwar ist bei der Beschreibung bisher ein solcher Aufbau angenommen worden, bei dem die Restkomponente oder verbleibende Komponente φ, des kumulativen Phasenwertes des Aufzeichnungs-HF-Signa! bei jedem 1H-Zeitabschnitt auf 0 oder ^jeweils bei einer Umdrehung der Platte korrigiert wird, aber es ist auch möglich, diese Korrektur schon bei einer 1/Af-Drehung der Platte auszuführen, wobei M eine natürliche Zahl ist. Das Ausmaß der Phasenkorrektur ist nicht auf 0 und π begrenzt, sondern kann auch Werte wie α ock.r α ± π annehmen.

Beispielsweise kann der Restwert der Phase bei einem ersten Abschnitt der Aufzeichnungsspur auf α ± π/2 festgesetzt werden und dann bei einem weiteren, dem eben erwähnten Abschnitt der Aufzeichnungsspur benachbarten Abschnitt auf β+ n/2 festgesetzt werden. Es ist lediglich erforderlich, daß eine Differenz der Restwerte <p„ der Phase bei zwei benachbarten Aufzeichnungsspuren besteht.
Falls die vorhandenen Bildaufzeichnungs-Abschnitte in den einzelnen Aufzeichnungsspuren einander weitgehend ähnlich sind, kann auch der Verzögerungskreis 5 in dem System nach Fig. 4 weggelassen werden. In einem derartigen Fall wird vorzugsweise der Restwert φ_η der Phase in jeder Zeile entsprechend einem Wert N gesteuert, der dem Restwert der Phase entspricht, der sich bei der vorhergehenden Zeilenabtastung ergibt.

Hierzu 6 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   1. Verfahren zum Aufzeichnen eines mit einem Videosignal frequenzmodulierten Trägersignals auf einen Aufzeichnungsträger, der eine erste Mehrzahl von ersten Aufzeichnungsspuren und eine zweite Mehrzahl von zweiten Aufzeichnungsspuren besitzt, wobei sich jeweils eine erste Aufzeichnungsspur zwischen zwei zweiten Aufzeichnungsspuren befindet und umgekehrt, bei dem die Aufzeichnungssignale in benachbarten Aufzeichnungsspuren aus den Videosignalen und dem Trägersignal zu Verminderung des Spurübersprechens unterschiedlich gebildet sind, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden einer aufzuzeichnenden Bildzeile entsprechenden Aufzeichnungsignalabschnitt ein ihasen korrekturwert bestimmt wird, der zur Differenz zwischen einem über den Aufzeichnungssignalabschnitt erstreckten Zeitintegral über die momentanen Kreisfrequenzen des Aufzeichnungssignals und dem größten ganzzahligen Vielfachen von 2 π, das kleiner als das Zeitintegral ist, proportional ist, daß ein Aufzeichnungsspur-Signal ermittelt wird, das anzeigt, ob eine erste oder eine zweite Aufzeichnungsspur aufgezeichnet werden soll, und

   daß entsprechend dem Phasenkorrekturwert und dim Aufzeichnungsspur-Signal das Zeitintegral über die momentanen Xreisfrequenzen des Aufzeichnungssignals derart geändert wird, daß die Differenz des über den entsprechenden Aufzeichnungssignaiabschnitt erstreckten Zeitintegrals über die momentanen Kreisfrequenzen des Aufzeichnungssignals und dem größten ganzzahligen Vielfachen von 2 π, das kleiner als das Zeitintegral ist, gleich einem konstanten Wert α bzw. gleich der Summe α ± η wird.

   2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichstrompegel des Videosignals verschoben wird, um das Zeitiniegral über die momentanen Kreisfrequsnzen des Aufzeichnungssignais zu ändern.

   3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwarzwert des Videosignals ausgenommen des Abschnitts des Austastsignals verschoben wird, um das Zeitintegral über die momentanen Kreis- frequenzen des Aufzeichnungssignals zu ändern.

   4. Verfahren nach Anspruch 1,2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Videosignal abgetastet und digitalisiert wird und daß die digitalisierten Videosignalwerte aufaddiert wenden, um den Phasenkorrekturwert zu bestimmen, wobei die Aufaddition jeweils wieder bei 0 beginnt, wenn ein einem Phasenwert von 2 n-der Trägerfrequenz entsprechender Wert erreicht ist.

   S. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarität des

   Phaser_.orrekturwerts entsprechend dem Aufzeichnungsspursignal, das anzeigt, ob eine erste oder eine zweite Aufzeichr»ungssp«r aufgezeichnet werden soll, aufrechterhalten oder geändert wird.

   6. Aufzeichnungsvorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche mit einem mit qnem Videosignal beaufschlagten Frequenzmodulator, dessen Ausgangssignal an einer Aufzeichnungsschaliung zum Aufzeichnen der Videoinformation auf einem Aufzeichnungsträger angelegt ist, dadurch gekennzeichnet,

   daß das Videosignal einem Analog/Digital-Wandler (1) zugeführt ist, dessen Ausgang über eine Verzögerungsschaltung (S) an einen ersten Digital/Analog-Wandler (6) angelegt ist, daß ein Eingang einer Integrationsschaltung (2,3,4) mit dem Ausgang des Digital/Ana.¹ Tg-Wandlers (1) ver bunden ist,

   daß ein der Differenz zwischen einem über den Aufzeichnungssignalabschnitt erstreckten Zeitintegral über die momentanen Kreisfrequenzen des Aufzei^hnungssignals und dem größten ganzzahligen Vielfachen von 2 n, das kleiner als das Zeitintegral ist, entsprechendes Ausgangssignal der Integrationsschaltung (2,3,4) nach jeder einer Bildzeile entsprechenden Periode an einen ersten Eingang einer Phasenkorrekturschaltung

   (10) angelegt ist, deren zweiter Eingang von einer Aufzeichnungsspurerfassungsschaltung beaufschlagt ist, daß Ausgänge der Phasenkorrekturschaltung (10) mit Eingängen eines zweiten Digital/Analog-Wandlers (12) verbunden sind, dessen Ausgang an eine Pegeländerungsschaltung (13,14; 15,16) geführt ist, und daß ein Ausgang der Pegeländerungsschaltung (13,14; 15,16) zusammen mit einem Ausgang des ersten Digital/Analog-Wandlers (6) an den Frequenzmodulator (9) angelegt ist.

   7. Aufzeichnungsvorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,

   daß die Integrationsschaltung einen digitalen Addierkreis (2) aufweist, dessen einer Eingang vom Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers (1) beaufschlagt ist, während ein anderer Eingang mit einem Ausgang eines mit dem Analog/Digital-Wandler (1) synchronisierten, digitalen Zwischenspeicherkreis (3) verbunden ist, und

   daß der Ausgang des Zwischenspeicherkreises (3) an einen Eingang eines zweiten digitalen Zwischenspeicherkreises (4) angelegt ist, dessen Ausgang mit dem einen Eingang des Phasenkorrekturkreises. (10) verbunden ist.

   8. Aufzeichnungsvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Zwischenspeicherkreis (3) maximal einen Wert speichern kann, der der Phase 2 π entspricht, so daß der am Ausgang des

   Zwischenspeicherkreises (3) anliegende Wert auf 0 zurückgestellt wird, wenn die aufaddierte Phase gleich 2 π

   9. Aufzeichnungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 6, 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Pegeländerungsschaltung (10) einen Addierkreis (13) umfaßt, dessen einei Eingang vom Ausgangssignal des zweiten Digital/Analog-Wandlers (12) und dessen anderer Eingang von einem Referenzsignal beaufschiagt

   <i5 ist und dessen Ausgang über einen Synchronisations-Spitzen-Schalter (14) zur Steuerung des Synchronisations-Spitzen-Klemmvorgangs an einen Ausgang eines zwischen den ersten Digital/Analog-Wandler (6) und den Frcquenzmodulalor (9) geschalteten Kopplungskondensator (7) gelegt ist.

   10. Aufzeichnungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 6, 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die

   Pegeländerungsschaltang (10) einen Addierkreis (15) umfaßt, dessen einer Eingang vom Ausgang des ersten Digital/Analog-Wandlers (6) und dessen anderer Eingang über einen von einem Austastimpuls steuerbaren Schalter (16) vom Ausgang des zweiten Digital/Analog-Wandlers beaufschlagt ist, wobei ein Ausgang des Addierkreises an einen Eingang des zwischen den ersten Digital/Analog-Wandler und den Frequenzmodulator (9) geschalteten Kopplungskondensator (7) geführt ist.

   Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Aufzeichnen eines mit einem Videosignal frequenzmodulierten Trägersignals auf einen Aufzeichnungsträger gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

   Bfiim Wiedergeben eines auf einem Auszeichnungsträger wie einer Videoplatte aufgezeichneten Videosignals

   ist es normalerweise schwierig, ein Spurübersprechen zu reduzieren, das im wiedergegebenen Videosignal

   ϊ, infolge der hochdichteu Anordnung benachbarter Aufzeichnungsspuren enthalten ist. Durch die Übersprech-

   komponenten ergibt sich eine Verschlechterung der wiedergegebenen Bildqualität Deswegen wird erwogen, ; eine Einrichtung zum Beseitigen des Spurübersprechens bei den Wiedergabevorrichtungen zu schaffen. Diese

   :. zusätzliche Einrichtung würde bei jeder Wiedergabevorrichtung eine Vergrößerung und damit c;ine Kostenstei-

   gerung herbeifuhren. Deshalb wurden bereits Verfahren entwickelt, um das Spurübersprechen beim Aufzeich- :. nen von Videosignalen zu vermindern.

   % Bei einem aus der US-PS 41 65 518 bekannten Verfahren zum Aufzeichnen von Videosign?.' :n auf Magnet-

   ί ν bänder wird für die von einem ersten Aufzeichnungskopf aufgezeichneten Videosignale eine andere Trägerfrequenz verwendet, als für die von einem zweiten Aufzeichnungskopf aufgezeichneten Signale. Die Videosignale werden hierbei in schräg auf dem Band verlaufenden ersten und zweiten Spuren aufgezeichnet, wobei jeweils eine erste Spur zwischen zwei zweiten Spuren und umgekehrt angeordnet ist. Die Videosignale werden in den ersten Spuren vom ersten Aufzeichnungskopf und in den zweiten Spuren vom zweiten Aufzeichnungskopf jeweils mit verschiedenen Trägerfrequenzen aufgezeichnet, die sich um (m + ¹Z₂)Zh unterscheiden, wobei m eine positive ganze Zahl einschließlich 0 ist.

   Dieses Verfahren ist als die sogenannte »'^//,-carrier-shift-recording-method« bekannt und wird für die Aufzeichnung mit zumindest zwei Aufzeichnungsköpfen auf Magnetband benutzt, um Übersprechkomponenten zwischen benachbarten Aufzeichnungsspuren zu verringern.

   Hierbei wird von der Tatsache Gebrauch gemacht, daß in jeweils einer schräg über dem Magnetband verlaufenden Spur ein vollständiges Halbbild gespeichert ist, so daß in der einen benachbarten Spur das ergänzende Halbbild und in der anderen Nachbarspur das vorhergehende oder nachfolgende Halbbild aufgezeichnet ist, so daß die Videoinformationen in einander benachbarten Spuren nicht wesentlich voneinander abweichen.

   Aus der US-PS 43 02 768 ist ebenfalls ein Verfahren bekannt, bei dem Trägerfrequenz in benachbarten Aufzeichnungsspuren um (2 η - 1)_/#/2 verschoben ist, um Übersprechkomponenten zwischen benachbarten horizontalen Bildzeilen zu vermindern. Zusätzlich wird hierbei der Einfluß des Spurübersprechens noch durch Kammfilter verringert.

   Derartige Verfahren lassen sich jedoch nur für Magnetbandaufzeichnungen verwenden, da für deren einwandfreie Funfion die Informationsinhalte in benachbarten Aufzeichnungsspuren miteinander korreliert sein müssen. Das Spurübersprechen bei auf Videoplatten aufgezeichneten Videosignalen läßt sich mit diesen Verfahren jedoch nicht herabsetzen, wenn die Videoinformationen benachbarter Spuren nicht mehr miteinander korreliert sind.

   Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein gattungsgemäßes Verfahren zum Aufzeichnen von Videoinformationen zu schaffen, bei dem das Spurübersprechen auch bei größeren Unterschieden oer InfonnationsinhaJte der benachbarten Spnen weitgehend unterdrückt wird.

   Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.

   Durch das erfindungsgemäße Verfahren wird der Restweri der Phase in jedem einer Bildzeile entsprechenden Abschnitt auf einem bestimmten Wert eingestellt, und zwar unabhängig vom jeweiligen Informationsinhalt. Dieser bestimmte Weif unterscheidet sich von Aufzeichnungsspur zu Aufzeichnungsspur jeweils um den Betrag π, so daß auch die Schwebungskomponenten benachbarter Spuren in inverser Beziehung zueinanderstehen und rieh im wesentlichen aufheben.

   Hierbei wird es also durch die Ermittlung entsprechender Zeitintegrale über die momentanen Kreisfrequenzen ermöglicht, das Spurübersprechen auch dann zu reduzieren, wenn keinerlei Voraussetzungen über irgendwelche Informatiunsinhalte benachbarter Aufzeichnungsspuren gemacht werden können.

   Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sowie vorteilhafte Vorrichtungen zur Ausführung des srflndungsgemäßen Verfahrens sind in den Unteransprüchen beschrieben.

   Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert; in dieser zeigt:

   Fig. 1 ein Lagediagramm der benachbarten Abschnitte von Aufzeichnungs.puren und eine Wellenform-Darstellung der in den einzelnen Abschnitten der Aufzeichnungsspuren enthaltenen Signal-Wellenformen,

   Fig- 2 ein Vektordiagramm der Beziehung zwischen einem wiedergegebenen HF-Signal und einer zugeordneten HF-Übersprechkomponente,

   Fig- 3 ein Wellenformdiagramm der wiedergegebenen Schwebungskomponenten aufeinanderfolgender Horizontalzeilen,

   Fig. 4 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführung einer Videosignal-Aufztseshnungsvorrichtung,

   Fig. 5 ein Prinzipschaltbild eines Abschnittes einer zweiten Ausführung einer Videosignal-Aufzeichnungs- ■

   vorrichtung, I

   Fig. 6 ein Wellenform-Diagramm von Betriebszuständen der Schaltung nach Fig. 5. I