DE3315680C2 - Verfahren und Vorrichtung zum Aufzeichnen eines mit einem Videosignal frequenzmodulierten Trägersignals - Google Patents
Verfahren und Vorrichtung zum Aufzeichnen eines mit einem Videosignal frequenzmodulierten TrägersignalsInfo
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Abstract
Zur Reduzierung von Übersprechkomponenten, die in einem wiedergegebenen Videosignal vorhanden sind, das von einem Aufzeichnungsmedium wie einer Videoplatte wiedergewonnen wurde, wird ein Verfahren und ein System angegeben, das beim Aufzeichnen der Videoinformation Verwendung findet. Ein Videosignal wird demgemäß so aufgezeichnet, daß ein Absolutwert der Differenz zwischen einem kumulativen Wert der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals bei jeder horizontalen Zeilenabtastung in einem ersten Abschnitt der Aufzeichnungsspuren und einem zweiten kumulativen Wert der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals bei jeder horizontalen Zeilenabtastzeit eines zweiten Abschnittes der Aufzeichnungsspuren, benachbart zu dem ersten Abschnitt, auf einen Wert (2m + 1) η gesteuert wird, wobei m eine positive ganze Zahl einschließlich dem Wert 0 ist.
Description
F i g. 7 eine Darstellung der Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen einer für bestimmte Schaltungsbausteine
der Schaltung nach Fig. 5 verwendbaren integrierten Schaltung und
Fig. 8 A bis 8D Teildiagramme ähnlich Fig. 7, die den Betrieb der integrierten Schaltung bei verschiedenen
Betriebszuständen der Vorrichtung zeigen.
s Zunächst wird das Grundprinzip der vorliegenden Erfindung beschrieben. Bei einem Aufzeichnungsmedium
wie einer Bildplatte wird ein Aufzeichnungs-Hochfrequenz-Signal, allgemein ein frequenzmoduliertes Signal,
längs einer Aufzeichnungsspur aufgezeichnet, die entweder aus Spiralen oder konzentrischen Kreisen besteht.
Die Phase dieses Hochfrequenzsignals kann dadurch ausgewertet werden, daß man einen Abschnitt einer Aufzeichnungsspur
betrachtet, der jeweils einer horizontalen Bildzeile (1 H) des Videosignals entspricht. Wenn der
ίο Zeitpunkt des Beginns und des Beendensjedes Abschnittes der Aufzeichnungsspur jeweils als / = 0bzw. / = TH
angenommen werden, kann die Phase ©„(/) des Hochfrequenzsignals eines η-ten Abschnittes der jeweiligen
Aufzeichnungsspur in folgender Weise ausgedrückt werden:
Od/+ e„(0), (1)
wobei 12.(/) eine Winkelfrequenz des Hochfrequenzsignals des η-ten Abschnittes der Aufzeichnungsspur zum
Zeitpunkt / ist und ö„(0) der Anfangswert der Phase des HF-Signals beim η-ten Abschnitt der Aufzeichnungsspur
zum Zeitpunkt / = 0 ist.
Die Begrenzungen jedes dieser Abschnitte mit einer Zeitdauer einer horizontalen Abtastzeile brauchen nicht
notwendigerweise mit der Lage der Horizontal-Synchronisierungssignale übereinstimmen, die in dem aufzuzeichnenden
Videosignal enthalten sind. Anders gesagt, die Lage der Begrenzung kann willkürlich an jedem
Punkt der Aufzeichnungsspur festgelegt werden. In der folgenden Beschreibung wird jedoch die Lage jeder
Begrenzung so ausgewählt, daß sie bei dem horizontalen Synchronisationssignal liegt, um das Verständnis zu
erleichtern. Wie in Fig. 1 gezeigt, in der Wellenformen bei einer Platte mit konstanter Lineargeschwindigkeit
(CLV) dargestellt sind, ist die der Begrenzung jedes 1 //-Abschnittes entsprechende Lage bei einer der betrachteten
Aufzeichnungsspur benachbarten Aufzeichnungsspur, die die Übersprechstörungen verursacht, nicht mit
der Lage des Horizontal-Synchronisationssignals ausgerichtet. Diese Lagen sind jedoch bei einer Platte mit konstanter
Winkelgeschwindigkeit (CAV) miteinander ausgerichtet, da die einer Umdrehung der Platte entsprechenden
Zeit so gewählt wird, daß sie ein Vielfaches des Zeitabstandes zwischen den jeweiligen Horizontal-Synchronisationssignalen
entspricht.
Aus diesem Grund ist das wiedergegebene Hochfrequenzsignal, das durch die Gleichung (1) dargestellt wird,
der Phasenmodulation durch die Übersprechkomponente unterworfen, die von einer Aufzeichnungsspur
benachbart zu der gerade abgespielten Aufzeichnungsspur herrührt. In F i g. 2 zeigt die Linie OP den Vektor der
Hochfrequenz-Signalkomponente der Aufzeichnungsspur an, von der das aufgezeichnete Videosignal abgespielt
wird. Die Linie FQ zeigt die Hocnfrequenz-uberspfcenkümpünenic, die von der benachbarten Aufzeichnungsspur
herrührt. Dementsprechend ergibt die Linie OQ den Vektor des abgespielten HF-Signals einschließlich
der Übersprechkomponente an. Zusätzlich ist mit Φη die Phase der Hochfrequenz-Übersprechkomponente
dargestellt.
Nach der in Fig. 2 dargestellten Beziehung kan die folgende Gleichung (2) abgeleitet werden für den Wert
Δ 0, der die Verschiebung der Phase Qn des wiedergegebenen Hochfrequenzsignals angibt, nachdem es der Phasenmodulation
infolge der Hochfrequenz-Übersprecnkomponente unterworfen wurde:
tan Δ θ = TQ/OT= ε sin (θ,- Φη)/{\ + ε cos(ö„ -*„)}. (2)
In dieser Gleichung (2) ist der Absolutwert der Amplitude des Vektors OP als »1« angenommen, und der
Absolutwert der Amplitude des Vektors PQ ist mit »r« angenommen. Da r extrem klein ist, normalerweise geringer
als -30 dB, kann die Gleichung (2) wie folgt umgeschrieben werden:
ΑΘ = fsin(0„- Φ,). (3)
Wird angenommen, daß das HF-Signal ein FM-Signal ist, das mit dem Videosignal frequenzmoduliert wurde,
so zeigt die Gleichung (3) das Ausmaß der Phasenverschiebung des FM-Signals an, die durch die HF-Über-Sprechkomponente
erzeugt wurde. Deswegen kann die Größe einer in einem FM-Demodulator-Ausgangssignal
erscheinenden Übersprechkomponente durch Differenzierung der Gleichung (3) bezüglich der Zeit t erhalten
werden. Die so wiedergegebene Schwebungskomponente infolge des Übersprecheffekts, die auf dem Bildschirm
als Störung erscheint, wird nun durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
at Vd/ at
Mit anderen Worten, die Amplitude des demodulierten Video-Übersprechsignals ist proportional zu dem Produkt aus der Amplitude der HF-Übersprechkomponente, die dem wiedergegebenen Signal zugemischt ist, und
der Differenz zwischen einer Augenbiicksfrequenz d 8„/a ι des wiedergegebenen HF-Signals und einer Augenblicksfrequenz
d Φα/ά ι der HF-Übersprechkomponente. Außerdem berechnet sich die Phase des demodulierten
Videoübersprechsignals gemäß der Differenz zwischen der Phase 9„ des wiedergegebenen HF-Signals und
der Phase Φ, der HF-Übersprechkomponente.
Um das streifenartige Schwebungsmuster, das wegen der Übersprcchkomponente entsteht, aus dem sichtbaren
Teil des Bildschirms der Bildröhre zu vertreiben, ist es notwendig, die folgende Bedingung zu erfüllen: Die
augenblicklichen Frequenzen der Schwebungskomponenten, die in benachbarten zwei Abtastzeilen erzeugt
werden (welche im folgenden einfach »Zeilen« genannt werden) sind einander gleich, und die Anfangsphase
dieser Schwebungskomponenten stehen zwischen zwei benachbarten Zeilen in inverser Beziehung.
Wellenformen von Schwebungskomponenten, die diese Bedingung erfüllen, sind in Fig. 3 dargestellt. Wie
aus Tig. 3 zu sehen ist, werden diese Schwebungskomponenten im Ganzen infolge der gegenseitigen Einwirkungen
der Schwebungskomponenten der benachbarten Zeilen ausgeglichen.
Nun wird die Frequenz und die Phase des Schwebungsbestandteils bei einer CLV-Aufzeichnungsplatte mit
Bezug auf die Gleichung (4) diskutiert, cV.ren aufgezeichnetes Signal in Fig. 1 dargestellt ist. Die Augenblicksfrequenz der Schwebungskomponente wird durch Differenzieren des Phasenterms der Gleichung (4) erhalten,
und zwar in folgender Weise:
η - ω«
(5)
10
dt
di
K" ι?
wobei ω,, die Augenblicksfrequenz der von einer benachbarten Aufzeichnungsspur stammmenden HF-Über-
Auf diese Weise wird die augenblickliche Frequenz der Schwebungskomponente der n+ lten Zeile, die der
η-ten Zeile benachbart liegt, in folgender Weise ausgedrückt:
dt
dt
««ti <u„. ι
(b)
Infolge einer Zeilenähnlichkeit (einer Charakteristik, daß ähnliche Videoinformationen in aufeinanderfolgenden
Zeilen aufgezeichnet werden) des aufgezeichneten Videosignals kann die folgende Beziehung erhalten werden:
Ω,,(ι)
ω Λ»
(7) 30
Man sieht also, daß die Augenblicksfrequenzen der η-ten Zeile und die der n+ lten Zeile nach den Gleichungen
(5) und (6) fast einander gleich sind.
Als nächstes wird die Anfangsphase der Schwebungskomponente diskutiert. Die Anfangsphase kann so
errechnet werden, daß in den Phasenterm der Gleichung (4) der Wert t = 0 eingesetzt wird, und damit ergibt sich
für die n+He Zeile 0„+: (0) - Φ,,+ ] (0). Dazu kann gemäß der Gleichung (1) die folgende Gleichung erhalten
werden:
TII
On+1(O) = jß„
(8)
Damit ergibt sich für die Anfangsphase der Schwebungskomponente der n+ Uen Zeile folgender Wert:
On+1(O) -Φη+,(0) =
in
0„(O)
„(Od/ +
- ΦΑ0)] +
TI
ß„(Od/-
(9)
In der Gleichung (9) bezeichnet der Term 6>„+, (0) - Φη+, (0) die Anfangsphase in der /?+ lten Zeile, und der
Term 0„(O) - Φη(0) die Anfangsphase in der η-ten Zeile, und diese werden im folgenden als A bzw. B bezeichnet.
Dementsprechend kann die Differenz zwischen den Anfangsphasen in der n+ lten Zeile und der n-ten
Zeile A -B in folgender Weise ausgedrückt werden:
TH TH
0 0
Der Term
TH
Con(Od/
bezeichnet den kumulativen Wert der Phase des aufgezeichneten HF-Signals des 1 //-Zeitabschnittes der n-ten
Zeile. Bei einem Videosignal ändert sich dieser Integrationswert zwar nicht abrupt im Zeilenverlauf, ändert sich
jedoch um Zeile für Zeile bei der Vertikalbewegung der Abtastung des wiedergegebenen Bildes. Deshalb gibt es
keine Beziehungen zwischen den Werten ß„(0 und ωπ(ί), und die Differenz A -D der Anfangsphasen der
S Schwebungskomponenten zweier Zeilen nach Gleichung (10) kann nicht konstant sein, sondern ändert sich je
nach dem inhalt der Bildinforniation.
Das bedeutet, daO dieser Zustand keine der Bedingungen zur Reduzierung der Auswirkung der Schwebungskomponcnte
erfüllt, wonach der Wert \A - B\ gleich (2 m+ l)/rsein soll, wobei meine positive ganze Zahl einschließlich
dem Wert 0 ist).
ίο Nun kann der kumulative Wert der Phase während des Zeitabschnittes 1H, der als
TH
Ja, ω di
0
15
ausgedrückt wurde, auch in folgender Weise ausgedrückt werden, da der Phasenwert eine Funktion mit ein:*r
Periode von 2 π ist:
Jß„(/)d/ = 2^,,7+iv (11)
£ wobei Α, eine positive ganze Zahl einschließlich dem Wert 0 ist und φη den restlichen Phasenwert bezeichnet,
■I der durch Abziehen des Wertes 2 kt π von dem kumulativen Wert der Phase bedeutet (φη erfüllt dabei die Glei-
% 25 chung 0 < q>„ < 2 π).
;ί In gleicher Weise kann der kumulative Wert der Phase für die HF-Übersprechkomponente auf folgende Weise
;' ausgedrückt werden:
30 je.(i)df-2*2/r+»;, (12)
'.■
ο
... wobei k2 eine positive ganze Zahl einschließlich dem Wert 0 ist und φ'η den verbleibenden Phasenwert bezeichnet,
der die Gleichung 0 < φ'η
< 2 π erfüllt.
'.- 35 Damit kann die Phasendifferenz A-B der Schwebungskomponente zwischen zwei benachbarten Zeilen auf
; folgende Weise ausgedrückt werden:
r TH
TH
A -B = Jan(O df- Jon(Od/ = 2m;r + (φΠ-φϊ), (13)
wobei m dem Wert ^1 - k2 entspricht, d. h. eine positive oder negative ganze Zahl einschließlich dem Wert 0 sein
kann. Falls es möglich ist, den Absolutwert dieser Phasendifferenz q>„ - p„ immer gleich dem Wert π zu halten,
; dann wird die Gleichung | A - B\ = (2 m + 1) π erfüllt, und der schädliche Effekt der Schwebungskomponente
45 auf das wiedergegebene Bild kann beseitigt werden.
Beispielsweise kann eine Phasensteuerung in solcher Weise durchgeführt werden, daß die verbleibende Phase
; * p„ auf einen konstanten Wert α in jeder horizontalen Abtastzeitlänge 1 //"während einer Umdrehung der Scheibe
gesetzt werden kann, wobei β jeden konstanten Wert einschließlich 0 annehmen kann, und dann alternativ auf
; einen weiteren konstanten Wert a + π oder a - π während den nächstfolgenden horizontalen Abtastzeitlängen
\\ 50 einer folgenden Umdrehung der Platte eingestellt wird, und daß beim Aufzeichnen der Videoinformation diese
'■>. beschriebene Phasensteuerung wiederholt wird.
;i Ein Verfahren zum Steuern de·" kumulativen Wertes φη der Phase des Aufzeichnungs-HF-Signals während
i? jeder einzelnen horizontalen Abtastzeitlänge 1H wird nachfolgend erläutert.
,ft Wie bereits erwähnt, wird das Videosignal, wenn es auf einer Videoplatte aufgezeichnet wird, normalerweise
% 55 durch einen Frequenzmodulationsvorgang aufbereitet Insbesondere wird während der Frequenzmodulation
H der SynchronisatioTJs-Spitzenpegel oder Austastpegel auf eine vorbestimmte Frequenz /0 geklemmt, und dann
% wird die Frequenz von dieser vorbestimmten Frequenz f0 um ^/entsprechend dem Luminanzpegel des Video-
Jj signals verschoben. Als ein Beispiel wird nachfolgend beschrieben, wie die Frequenzmodulation dadurch erzielt
I wird, daß der Austastpegel auf eine vorbestimmte konstante Frequenz festgelegt wird.
60 Die Winkelfrequenz eines Ausgangssignals eines Modulators wird in folgender Weise ausgedrückt:
a„(z) = c ■ vn(f) + a0, (14)
65 wobei der Wert c eine Modulations-Sensitiv,tät (Hz/·.) bezeichnet, der Wert v„(z) einen auf den Austastpegel
bezogenen Luminanzpegel (v) bezeichnet und Q0 eine Winkelfrequenz des Austastpegels mit dem Wert 2 π/0
darstellt.
Damit kann der kumulative Wert der Phase des HF-Signals einer horizontalen Abtastzeitlänge 1 h in folgen-
Damit kann der kumulative Wert der Phase des HF-Signals einer horizontalen Abtastzeitlänge 1 h in folgen-
der Weise ausgedrückt werden:
TIl
TIl
Jö.Wd/ = c· Jv„(/)d/ + fl0· TH. (15)
O (I
Da c und Q0TH bekannte konstante Werte sind, kann die kumulative Phase durch Auswerten der Größe
v„(t) dt
erhalten werden.
Die kumulative Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals wird dann, entsprechend dem Rest-Phasenwert q>„,
der durch Abziehen des Wertes 2 Jt, π von der wie beschrieben errechneten kumulativen Phase erhalten werden \s
kann, auf die Werte α und α ± π gesteuert.
Da der Wert der verbleibenden Phase durch Integration erst nach der Vollendung des Zeitabschnittes 1H
erhalten werden kann, wird die Steuerung (Korrektur) der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals mit einer
τ/ χ ι υ un...;.u
Für diesen Korrekturvorgang sind zwei Verfahren möglich. Bei einem ersten Verfahren wird die Winkelfrequenz
dvi Austastpegels fl0 = 2nf0 um einen Wert Δ Q0 verschoben, wobei die durch die Gleichung (15)
bestimmte kumulative Phasengröße auf den Wert α oder α ± π festgesetzt wird. Bei einem zweiten Verfahren
wird der Schwarzabhebungswert (set up level) eines Abschnittes des Videosignales ausschließlich des Abschnittes
des Austastsignals um die Größe Δ ν verschoben, wodurch der kumulative Wert der Phase auf den Wert a
oder α ± π gestellt wird.
Es braucht nicht besonders erwähnt zu werden, daß der gleiche Phasenkorrekturvorgang auch bei den benachbarten
Aufzeichnungsspuren durchgeführt wird.
Das hier beschriebene Verfahren kennzeichnet sich dadurch, daß das Aufzeichnen der Videoinformation so
durchgeführt wird, daß ein A bsolutwert \A - B | der Differenz zwischen dem Kumulativwert der Phase des aufzuzeichnenden
HF-Signals jedßr horizontalen Abtastzeitlänge eines ersten Abschnittes einer Aufzeichnungsspur
(2Jt2Tr + <p„) und dem kumulativen Wert der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals jeder horizontalen
Abtastzeitlänge eines benachbart liegenden Abschnittes der Aufzeichnungsspur auf (2 m + 1) · π festgesetzt
wird.
Konkreter festgestellt, wird das Aufzeichnen der Videoinformation dadurch bewirkt, daß der Wert der verbleibenden
Phase q>„ (der durch Abziehen eines Wertes 2 Zc1 π, 2 k2 π usw. entsprechend dem jeweiligen Abschnitt
der Aufzeichnungsspur von dem kumulativen Wert der Phase des aufzuzeichnenden HF-Signals erhalten wird)
auf einen vorbestimmten Wert α festgesetzt wird in einem ersten Abschnitt der Aufzeichnungsspur und auf
Werte α ± π in einem zweiten Abschnitt der Aufzeichnungsspur, der dem ersten Abschnitt benachbart ist.
Eine Ausführung des erfindungsgemäßen Systems zum Aufzeichnen von Videoinformation wird nun anhand
der Fig. 4 besprochen.
In Fig. 4 wird ein auf einer Aufzeicf splatte aufzuzeichnendes Videosignal an einem Analog/Digital-Wandler
1 angelegt. Dann wird die Abtastlrequenz des A/D-Wandlers 1 z. B. so ausgewählt, daß sie das vierfache
der Frequenz des Farbhilfsträgersjgnals/,,. beträgt, und die jeweils abgetasteten Werte werden in parallele 8-Bit-Daten
gewandelt. Falls das Ausgangssignal dieses A/D-Wandlers während eines Zeitraumes 1 //(entsprechend
910 Abtastwerten) akkumuliert wird, entspricht der akkumulierte Wert einem Wert
und dieser ist proportional zu dem kumulativen Wert der Phase 2 A| η + q>„ des aufzuzeichnenden HF-Signals
während der Zeitlänge 1H. Deshalb wird ein 8-Bit-Parallel-Addierkreis 2 und ein Zwischenspeicherkreis 3 vorgesehen
zur Integration, um den Wert
^ Wd/
zu erhalten. Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 1 wird dem 8-Bit-Addierkreis 2 zugeführt, und das Ausgangssignal
dieses Addierkreises 2 kommt dann zu dem Zwischenspeicherkreis 3, der das Ausgangssignal des
Addierkreises 2 festhält, und das Ausgangssignal des Zwischenspeicherkreises 3 wird wieder zum anderen Eingang
des 8-Bit-Addierkreises 2 geführt. Die Frequenz des Zwischenkreis-Speicherzeitpunktes des Zwischenspeicherkreises
3 wird ebenfalls auf das Vierfache der Farbhilfsträgerfrequenz/Jr festgesetzt, so daß dieser mit
dem Abtastzeitpunkt des A/D-Wandlers synchronisiert ist.
Wird die Schaltung so ausgelegt, daß ein Zustand, bei dem alle Bits des Zwischenspeicherkreises 3 den Wert
logisch »1« annehmen, der Phase 2 η entspricht, dann wird der Zwischenspeicherkreis 3 immerauf »0« zurückgestellt,
wenn die Phase gleich 2 π ist.
Das Ausgangssignal des Zwischenspeicherkreises 3 wird dann einem Zwischenspeicherkreis 4 der nächsten
Stufe zugeführt, in welchem das Eingangssignal mit einer Zeitgabefrequenz fH(die Frequenz der Horizontalsynchronisation) ist. Durch diese Anordnung stellt der Signalwert im Zwischenspeicherkreis 4 die verbleibende
Phase φ, dar, die durch Subtrahieren des Wertes 2Ar1-J? vom Wert
ί<
gemäß der Gleichung (15) erhalten wird.
Die Vorrichtung ist so aufgebaut, daß der Synchronisationsspitzenwert des Videosignals entsprechend diesem
Signalwert des Zwischenspeicherkreises 4 wie oben beschrieben gesteuert wird.
Das dem A/D-Wandler zugeführte Videosignal ist in diesem Falle vorher mittels eines Klemm-Verfahrens so
behandelt worden, daß ein Bit geringster Wertigkeit LSB (Least Significant Bit) des Ausgangssignals des A/D-Wandlers 1 den Synchronisationsspitzenwert ergibt. Das Ausgangssignal des A/D-Wandlers 1 wird weiter über
einen Verzögerungskreis 5 mit der Verzögerungszeit 1 //einem D/A-Wandler 6 zugeführt. Das Ausgangssigna]
dieses Ό/A-Wandlers 6 kommt dann über einen Koppelkondensator 7 zu einem Pufferkreis 8, und dessen Ausgangssignal wird einem Frequenzmodulator 9 zugeführt.
Das Ausgangssignal des oben beschriebenen Zwischenspeicherkreises 4 wird durch eine Phasenkorrekturschaltung 10 in seiner Phase gesteuert entsprechend dem Ausgangszustand eines T-Flip-Flop-Kreises 11. Das T-
Flip-Flop 11 wird in seinem Stell-Rückstell-Zustand durch eine Reihe von Impulsen gesteuert, die jeweils bei
jeder Umdrehung der Aufzeichnungsplatte abgegeben werden, beispielsweise durch einen Impulsgenerator,
der mit Platten-Antriebsvorrichtung verbund^ ist. Damit wird der Logikpegel des T-FIip-Flops 11 abwechselnd
hoch oder niedrig entsprechend der Plattenumdrehung gesteuert Der Phasenkorrekturkreis 10 besitzt ein erstes
Ausgangssignal, das den Absolutwert des kompensierten Signals bezeichnet, und ein zweites Ausgangssignal,
das die Polarität des kompensierten Signals anzeigt Diese beiden Ausgangssignale werden einem Digital/Analog-Wandler 12 zugeführt, der das von dem Phasenkorrekturkreis 10 stammende Signal in ein Analogsignal wandelt Dieses analoge Ausgangssignal des D/A-Wandlers 12 wird dann in einem Addierkreis 13 zu einem Referenzsignal Vg addiert, und das Ausgangssignal des Addisrkreises 13 wird dann zur Steuerung des Synchron-Spitzen-Klemmvorganges des Eingangssignals des Puflerkreises 8 mittels eines Synchronisations-Spitzen-Schal-
te rs 14 benutzt.
Falls kein Eingangssignal vorhanden ist, sind die Ausgangssignale des A/D-Wandler 1 und des D/A-Wandler 6
gleich 0, und folglich ist der Pegel des Eingangssignals dss FM-Modulators 9 gleich dem Synchronisationsspitzenpegel. Damit wird die Frequenz des durch den FM-Modulator 9 erzeugten FM-HF-Signals gleich der Synchronisationsspitzen-Frequenz /„. Wenn diese so ausgewählt ist, daß sie ein Jt-faches der Frequenz fH beträgt
(wobei k eine ganze Zahl ist), kann das FM-Signal durch die folgende Gleichung (16) ausgedrückt werden:
\y
(16)
So kann das FM-Modulationssignal so gesteuert werden, daß es ein Mehrfaches von 2 π ist.
Wenn dann das Videosignal dem A/D-Wandler 1 zugeführt wird, erzeugt der D/A-Wandler 6 ein um 1 //verzögerters Ausgangssignal. Andererseits erzeugt der Zwischenspeicherkreis 4 ein binäres Digitalsignal N, das der
verbleibenden Phase φΓ entspricht.
Dieses Ausgangssignal N wird dann in einem später zu beschreibenden Steuervorgang für den Luminanzpegel
des Videosignals benutzt durch Steuern des Synchronisationsspitzen-Klemmpegels in der Weise, daß der verbleibende Wert der kumulativen Phase des FM-HF-Signals in dem Zeitabschnitt 1 //entweder 0 oder π wird
(d. h. a = 0).
Der oben erwähnte Korrekturvorgang wird nun beschrieben.
so Wenn angenommen wird, daß ein binäres Digitalsignal entsprechend einem Wert 2 knals Nq bezeichnet wird,
besteht eine Beziehung zwischen Nund N0 in der Weise, daß N<N0/2, wenn das Bit höchster Wertigkeit MSB
(Most Significant Bit) des Ausgangssignals W des Zwischenspeicherkreises 4 den Wert »0« besitzt, und
N > No/2, wenn das MSB gleich »1« ist. Damit wird durch Erkennung des Pegels des MSB eine Entscheidung
ermöglicht, ob der Wert der Phase q>„, der N entspricht, den Wert π übersteigt.
Der Phasenkorrekturvorgang kann nun unterteilt werden in einen ersten oder einen zweiten Vorgangstyp, je
nachdem, ob der Wert φη größer als π ist oder nicht. Wenn das MSB des Ausgangssignals W den Wert »1« besitzt
und der Ziel wert der Phasenkorrektur /r ist, dann wird das zu Korrekturzwecken anzulegende Signal ~(q>„- π)
sein, da q>„ - (q>„ - /r) wiederum ff ergibt. Die Größe dieses Signals kann digital als -(N-N0 /2) ausgedrückt werden, da die Werte tp„ und ff jeweils N bzw. Λό/2 entsprechen. Damit wird in dem Phasenkorrekturkreis 110 eine
Berechnung ausgeführt, und es ergibt sich das Ausgangssignal des Absolutwertes [ /V - /V0 /21 und das negative Polarität anzeigende Ausgangssignal. Wenn im Gegensatz dazu das MSB des Ausgangssignals JV»0« ist und
der Zielwert der Phasenkorrektur η beträgt, wird das zur Phasenkorrektur anzulegende Signal π - φη sein, d. h.
+ (/V0/2 - Λ0, da <p„ + (π - φη) wiederum ff ergibt. Die anderen Ausgangssignale des Phasenkorrekturkreises 10
werden durch gleichartige Vorgänge erzeugt und sind in der nachfolgenden Tabelle aufgelistet:
0 π
(ψ~Ν)
-ff
Dieser eben erklärte Vorgang im Phasenkorrekturkreis 10 wird durch das alternierende hohe und tiefe Ausgangssignal
des T-Flip-Flops 11 kontrolliert, das wiederum durch Impulssignale, die bei jeder Umdrehung der
Platte erzeugt werden, getriggert wird.
Zum Beispiel wird bevorzugterweise der Zielwert der Phasensteuerung auf den Konstantwert 0 gesetzt, wenn
das Ausgangssignal des T-Flip-Flops 11 den niedrigen Pegel besitzt. Besitzt dieses Ausgangssignal einen k ;ßen
Pegel, dann wird der Wert der Phasensteuerung auf den konstanten Wert π gesetzt. Daraufhin wird das Ausgangssignal
des Phasenkorrekturkreises 10 von seinem Digitalzustand in einen Analogwert gewandelt, so daß es
zur Änderung des Synchronisationsspitzenpegels benutzt werden kann.
Weiter wird bevorzugterweise ein integrierter Kreis verwendet, der die Funktionen des Phasenkorrekturkreises
10 und des Digital/Analog-Wandlers 12 ausführt, um den Schaltungsaufbau zu vereinfachen. Es ist von der
Firma TRW unter der Bezeichnung TDC 1007 J ein integrierter Schaltkreis erhältlich, der eice Eingangsklemme zur Aufnahme eines digitalen Eingangssignals und eine Klemme zur Aufnahme eines Betriebsart-Bestimmungssignals
besitzt sowie eine Ausgangsklemme, die ein Analogsignal abgibt, das durch eine Digital/
Analog-Wandlung erzeugt wird. Diese integrierte Schaltung besitzt vier Betriebsarten zur Behandlung von digitalen
Eingangssignalen und übt dazu die Funktion einer Digital/Analog-Wandlung aus, wie es nachfolgend
anhand der Fig. 7 und 8 A bis 8 D beschrieben wird.
Es sind in Fig. 7 die vier Betriebsarten der integrierten Schaltung gezeigt, und zwar sind an der Abszissenüchse
die Größe des digitalen Eingangssignals und an der Ordinatenachse die Größe des analogen Ausgangssignals
angezeigt. Der Verstärkungsfaktor der Schaltung ist so festgelegt, daß eine Amplitudenänderung von 1V
der analogen Ausgangsspannung einer Phasenverschiebung um volle 360° des modulierten HF-Signals entspricht,
und dabei entspricht eine analoge Ausgangsspannung von -0,5 V der Phase 0° des modulierten HF-Signals.
Die erste Betriebsart wird als Betriebsart mit nichtinversem oder proportionalem Ausgang bezeichnet, und
die Kennlinie isi in Fig. 7 durchgezogen. Es entsteht eine analoge Ausgangsspannung, die direkt proportional
dem digitalen Eingangssignal verläuft. Die zweite Betriebsart wird als Betriebsart mit inversem Ausgangssignal
bezeichnet und durch die Punktreihe in Fig. 7 dargestellt, und man sieht, daß das analoge Ausgangssignal proportional
zum Inversen des Wertes des digitalen Eingangssignales erzeugt wird.
Die dritte Betriebsart wird als Betriebsart mit Zweier-Komplementausgang bezeichnet und i;t in F i g. 7 gestrichelt
angezeigt. Hier wird das analoge Ausgangssignal jeweils proportional zu einem 2er-KompIement (einem
wahren Komplement mit Basis 2) des digitalen Eingangssignals erzeugt. Schließlich gibt es eine vierte Betriebsart,
die hier als Betriebsart mit invertiertem 2er-Komplement-Ausgangssignal bezeichnet wird, dis in Fig. 7
strichpunktiert eingezeichnet ist und bei der das analoge Ausgangssignal dem Inversen des Ausgangssignals der
Betriebsart 3 entspricht. Wie bereits erwähnt, wird eine dieser vier Betriebsarten entsprechend dem Betriebsart-Auswahlsignal
ausgewählt, das an die Betriebsart-Eingangsklemme angelegt ist. Bei der Verwendung dieser
integrierten Schaltung in dem in F i g. 4 dargestellten System reicht es aus, nur die vierte Betriebsart, d. h. die mit
einem invertierten 2er-Komplement-Ausgangssignal zu benutzen, und zwar werden die Gründe dafür anschließend
mit Bezug auf die Fig. 8 A bis 8 D erklärt.
Der Betrieb der integrierten Schaltung in der Vorrichtung zur Aufzeichnung von Videoinformation wird so
erklärt unter Berücksichtigung der vier in der vorher gezeigten TiJeI dargestellten Fälle. Wenn der Zielwert der
Phasenkorrektur 0 ist und das MSB des Eingangssignals /Vebenfalls 0 ist, bedeutet das, daß /V kleiner als N0 /2 ist,
und das- Vorzeichen des Ausgangs-Analog-Signals sollte negativ sein. Dann kann das ausgehende Analogsignal
direkt entsprechend der vierten Betriebsart der integrierten Schaltung erhalten werden, wie es durch die strichpunktierte
Linie in F i g. 8 A dargestellt ist. 1st der Zielwert der Phasenkorrektur 0 und das MSB des Eingangssignals
ΛΊ, dann wird der Analogwert durch Hinzufügen eines Wertes N0-N entsprechend der gestrichelten
Linie in Fig. 8 B erhalten. Dieser gleiche Analogwert kann jedoch auch entsprechend der strichpunktierten
Linie in Fig. 8 B erhalten werden, wenn ein Wert ^angewendet wird. Falls der Zielwert der Phasenkorrektur π
ist und das MSB des Eingangssignals 0 ist, kann das analoge Ausgangssignal entweder durch Anwenden des
Wertes Nq/2 + Nan der strichpunktierten Linie in Fig. 8 C erhalten werden oder durch Anwenden des Wertes
N0 /2 - Nan der gestrichelten Linie. Der Wert No/2 + Nv/ird durch Ändern des MSB des Eingangssignals N von 0 H
auf 1 erhalten. ¥:■
Wenn schließlich der Zielwert der Phasenkorrektur π beträgt und das MSB des Eingangssignals N1 ist, wird ^
nach Fi g. 8 D das analoge Ausgangssignal entsprechend der strichpunktierten Linie durch Anwenden des Wertes
N- No/2 erhalten, den man durch Ändern des MSB des Eingangssignals yVvon 1 auf 0 erzielt. Zusammengefaßt
kann man sagen, daß die integrierte Schaltung immer in der Betriebsart mit Ausgangssignal invers zum 2er-Komplement
erhalten werden kann, die durch die strichpunktierten Linien in F i g. 7 und in den F ig. 8 A bis 8 D
angezeigt ist. Weiter kann das Eingangs-Digitalsignal ohne Änderung angelegt werden, wenn der Zielwert der
Phasenkorrektur 0 ist, und es reicht aus, das MSB des anliegenden Signals ^Vzu ändern, wenn der Zielwert der
Phasenkorrektur π beträgt
Die Aufzeichnung der Videoinformation wird in einer solchen Weise bewirkt, daß der verbleibende Phasenwert 0„des aufzuzeichnenden HF-Signals bei jeder Umdrehung der Aufzeichnungsplatte auf 0 bzw. n-korrigiert
wird, das bedeutet, daß bei jedem einer Umdrehung entsprechenden Abschnitt der Aufzeichnungsspur einer
dieser beiden Werte alternativ angewendet wird. Dadurch besitzen die Übersprechkomponenten der Wiedergabesignale
zweier benachbarter Zeilen die gleiche Frequenz und sind mit entgegengesetzter Phase versehen.
Damit werden die Schwebungskomponenten jeder Zeile ausgeglichen, wie man in den in F i g. 3 gezeigten Wellenformen
sieht Das bedeutet, daß die Schwebungskomponente bezüglich des aufgezeichneten Videosignals
gegenläufig ist Dementsprechend kann die in dem wiedergegebenen Videosignal enthaltene Schwebungskomponente
durch Verwendung eines sogenannten Kammfilters in dem Wiedergabesystem weiter reduziert werden.
Zusätzlich besitzt die besprochene Schaltanordnung die Eigenschaft, daß das wiedergegebene Signal aus dem
so aufgezeichneten Videosignal einen wechselnden Luminanzpegel besitzt. Diese Änderung des Luminanzpegels
ist jedoch nicht problematisch, da bei der Wiedergabevorrichtung meistens der Synchronspitzen-Klemmbetrieb
eingesetzt wird.
Es ist dazuhin auch möglich, den Schwarzabhebungspegel (set up level) des Bildes zu steuern statt der Steuerung
des Synchronspitzenpegels des Videosignals, wie es oben beschrieben wurde.
Es wird nun anhand der F i g. 5 eine zweite Ausführung der erfindungsgemäßen Aufzeichnungsvorrichtung für
Videosignale unter Benutzung des besprochenen Steuerverfahrens behandelt. Dabei sind in Fig. 5 die Bauteilen
aus Fig. 4 entsprechenden Bauteile mit gleichem Bezugszeichen versehen.
Bei dieser Ausführung wird der Xiernrncnspannungspege! für die Synchronspiizenkiemmung an der Eingangsklemme
des Puflerkreises 8 auf einem konstanten Wertgehalten. Es ist ein Addierkreis 15 vorgesehen, der
das Ausgangssignal der D/A-Wandler 6 und 12 addiert, und dessen Ausgangssignal wird dem Pufferkreis 8 zugeführt.
Das Ausgangssignal des D/A-Wandlers 12 wird dem Addierkreis 15 über einen Schalter 16 angelegt, der
durch ein Austast-Impulssignal EIN/AUS gesteuert wird.
Fig. 6 zeigt die Beziehung zwischen dem Videosignal und dem Austastimpulssignal. In der zweiten Ausführung
nach Fi g. 5 wird der Schalter 16 während des Zeitraumes geöffnet, während dessen das Austastimpulssignal
einen hohen logischen Pegel besitzt, so daß der Luminanzpegel des Videosignals entsprechend dem Ausgangssignal
des D/A-Wandlers 12 zur Ausführung des Phasen-Kompensationsvorganges geändert wird. Es ist
daher zu verstehen, daß bei dieser Ausführung der Schwarzabhebungspegel des wiedergegebenen Videosignals
geändert v.-ird. Die Größe der Schwarzwertpegel-Fluktuierung infolge dieses Vorganges kann jedoch vernachlässigt
werden, da die Frequenz des Trägersignals des FM-HF-Signals relativ hoch ist (8 MHz bei dem Videoplattensystem)
und die Schwankung des Schwarzwert-Abhebungspegels während des Wiedergabebetriebes weit
unter dem Änderungswert liegt, der mit dem Auge erkennbar ist.
Zwar ist bei der Beschreibung bisher ein solcher Aufbau angenommen worden, bei dem die Restkomponente
oder verbleibende Komponente φ, des kumulativen Phasenwertes des Aufzeichnungs-HF-Signa! bei jedem 1H-Zeitabschnitt
auf 0 oder ^jeweils bei einer Umdrehung der Platte korrigiert wird, aber es ist auch möglich, diese
Korrektur schon bei einer 1/Af-Drehung der Platte auszuführen, wobei M eine natürliche Zahl ist. Das Ausmaß
der Phasenkorrektur ist nicht auf 0 und π begrenzt, sondern kann auch Werte wie α ock.r α ± π annehmen.
Beispielsweise kann der Restwert der Phase bei einem ersten Abschnitt der Aufzeichnungsspur auf α ± π/2
festgesetzt werden und dann bei einem weiteren, dem eben erwähnten Abschnitt der Aufzeichnungsspur
benachbarten Abschnitt auf β+ n/2 festgesetzt werden. Es ist lediglich erforderlich, daß eine Differenz der Restwerte <p„ der Phase bei zwei benachbarten Aufzeichnungsspuren besteht.
Falls die vorhandenen Bildaufzeichnungs-Abschnitte in den einzelnen Aufzeichnungsspuren einander weitgehend ähnlich sind, kann auch der Verzögerungskreis 5 in dem System nach Fig. 4 weggelassen werden. In einem derartigen Fall wird vorzugsweise der Restwert φη der Phase in jeder Zeile entsprechend einem Wert N gesteuert, der dem Restwert der Phase entspricht, der sich bei der vorhergehenden Zeilenabtastung ergibt.
Falls die vorhandenen Bildaufzeichnungs-Abschnitte in den einzelnen Aufzeichnungsspuren einander weitgehend ähnlich sind, kann auch der Verzögerungskreis 5 in dem System nach Fig. 4 weggelassen werden. In einem derartigen Fall wird vorzugsweise der Restwert φη der Phase in jeder Zeile entsprechend einem Wert N gesteuert, der dem Restwert der Phase entspricht, der sich bei der vorhergehenden Zeilenabtastung ergibt.
Hierzu 6 Blatt Zeichnungen
Claims (1)
- Patentansprüche:1. Verfahren zum Aufzeichnen eines mit einem Videosignal frequenzmodulierten Trägersignals auf einen Aufzeichnungsträger, der eine erste Mehrzahl von ersten Aufzeichnungsspuren und eine zweite Mehrzahl von zweiten Aufzeichnungsspuren besitzt, wobei sich jeweils eine erste Aufzeichnungsspur zwischen zwei zweiten Aufzeichnungsspuren befindet und umgekehrt, bei dem die Aufzeichnungssignale in benachbarten Aufzeichnungsspuren aus den Videosignalen und dem Trägersignal zu Verminderung des Spurübersprechens unterschiedlich gebildet sind, dadurch gekennzeichnet, daß für jeden einer aufzuzeichnenden Bildzeile entsprechenden Aufzeichnungsignalabschnitt ein ihasen korrekturwert bestimmt wird, der zur Differenz zwischen einem über den Aufzeichnungssignalabschnitt erstreckten Zeitintegral über die momentanen Kreisfrequenzen des Aufzeichnungssignals und dem größten ganzzahligen Vielfachen von 2 π, das kleiner als das Zeitintegral ist, proportional ist, daß ein Aufzeichnungsspur-Signal ermittelt wird, das anzeigt, ob eine erste oder eine zweite Aufzeichnungsspur aufgezeichnet werden soll, unddaß entsprechend dem Phasenkorrekturwert und dim Aufzeichnungsspur-Signal das Zeitintegral über die momentanen Xreisfrequenzen des Aufzeichnungssignals derart geändert wird, daß die Differenz des über den entsprechenden Aufzeichnungssignaiabschnitt erstreckten Zeitintegrals über die momentanen Kreisfrequenzen des Aufzeichnungssignals und dem größten ganzzahligen Vielfachen von 2 π, das kleiner als das Zeitintegral ist, gleich einem konstanten Wert α bzw. gleich der Summe α ± η wird.2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Gleichstrompegel des Videosignals verschoben wird, um das Zeitiniegral über die momentanen Kreisfrequsnzen des Aufzeichnungssignais zu ändern.3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwarzwert des Videosignals ausgenommen des Abschnitts des Austastsignals verschoben wird, um das Zeitintegral über die momentanen Kreis- frequenzen des Aufzeichnungssignals zu ändern.4. Verfahren nach Anspruch 1,2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Videosignal abgetastet und digitalisiert wird und daß die digitalisierten Videosignalwerte aufaddiert wenden, um den Phasenkorrekturwert zu bestimmen, wobei die Aufaddition jeweils wieder bei 0 beginnt, wenn ein einem Phasenwert von 2 n-der Trägerfrequenz entsprechender Wert erreicht ist.S. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Polarität desPhaser_.orrekturwerts entsprechend dem Aufzeichnungsspursignal, das anzeigt, ob eine erste oder eine zweite Aufzeichr»ungssp«r aufgezeichnet werden soll, aufrechterhalten oder geändert wird.6. Aufzeichnungsvorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche mit einem mit qnem Videosignal beaufschlagten Frequenzmodulator, dessen Ausgangssignal an einer Aufzeichnungsschaliung zum Aufzeichnen der Videoinformation auf einem Aufzeichnungsträger angelegt ist, dadurch gekennzeichnet,daß das Videosignal einem Analog/Digital-Wandler (1) zugeführt ist, dessen Ausgang über eine Verzögerungsschaltung (S) an einen ersten Digital/Analog-Wandler (6) angelegt ist, daß ein Eingang einer Integrationsschaltung (2,3,4) mit dem Ausgang des Digital/Ana.1 Tg-Wandlers (1) ver bunden ist,daß ein der Differenz zwischen einem über den Aufzeichnungssignalabschnitt erstreckten Zeitintegral über die momentanen Kreisfrequenzen des Aufzei^hnungssignals und dem größten ganzzahligen Vielfachen von 2 n, das kleiner als das Zeitintegral ist, entsprechendes Ausgangssignal der Integrationsschaltung (2,3,4) nach jeder einer Bildzeile entsprechenden Periode an einen ersten Eingang einer Phasenkorrekturschaltung(10) angelegt ist, deren zweiter Eingang von einer Aufzeichnungsspurerfassungsschaltung beaufschlagt ist, daß Ausgänge der Phasenkorrekturschaltung (10) mit Eingängen eines zweiten Digital/Analog-Wandlers (12) verbunden sind, dessen Ausgang an eine Pegeländerungsschaltung (13,14; 15,16) geführt ist, und daß ein Ausgang der Pegeländerungsschaltung (13,14; 15,16) zusammen mit einem Ausgang des ersten Digital/Analog-Wandlers (6) an den Frequenzmodulator (9) angelegt ist.7. Aufzeichnungsvorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet,daß die Integrationsschaltung einen digitalen Addierkreis (2) aufweist, dessen einer Eingang vom Ausgangssignal des Analog/Digital-Wandlers (1) beaufschlagt ist, während ein anderer Eingang mit einem Ausgang eines mit dem Analog/Digital-Wandler (1) synchronisierten, digitalen Zwischenspeicherkreis (3) verbunden ist, unddaß der Ausgang des Zwischenspeicherkreises (3) an einen Eingang eines zweiten digitalen Zwischenspeicherkreises (4) angelegt ist, dessen Ausgang mit dem einen Eingang des Phasenkorrekturkreises. (10) verbunden ist.8. Aufzeichnungsvorrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der digitale Zwischenspeicherkreis (3) maximal einen Wert speichern kann, der der Phase 2 π entspricht, so daß der am Ausgang desZwischenspeicherkreises (3) anliegende Wert auf 0 zurückgestellt wird, wenn die aufaddierte Phase gleich 2 π9. Aufzeichnungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 6, 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Pegeländerungsschaltung (10) einen Addierkreis (13) umfaßt, dessen einei Eingang vom Ausgangssignal des zweiten Digital/Analog-Wandlers (12) und dessen anderer Eingang von einem Referenzsignal beaufschiagt<i5 ist und dessen Ausgang über einen Synchronisations-Spitzen-Schalter (14) zur Steuerung des Synchronisations-Spitzen-Klemmvorgangs an einen Ausgang eines zwischen den ersten Digital/Analog-Wandler (6) und den Frcquenzmodulalor (9) geschalteten Kopplungskondensator (7) gelegt ist.10. Aufzeichnungsvorrichtung nach einem der Ansprüche 6, 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, daß diePegeländerungsschaltang (10) einen Addierkreis (15) umfaßt, dessen einer Eingang vom Ausgang des ersten Digital/Analog-Wandlers (6) und dessen anderer Eingang über einen von einem Austastimpuls steuerbaren Schalter (16) vom Ausgang des zweiten Digital/Analog-Wandlers beaufschlagt ist, wobei ein Ausgang des Addierkreises an einen Eingang des zwischen den ersten Digital/Analog-Wandler und den Frequenzmodulator (9) geschalteten Kopplungskondensator (7) geführt ist.Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Aufzeichnen eines mit einem Videosignal frequenzmodulierten Trägersignals auf einen Aufzeichnungsträger gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.Bfiim Wiedergeben eines auf einem Auszeichnungsträger wie einer Videoplatte aufgezeichneten Videosignalsist es normalerweise schwierig, ein Spurübersprechen zu reduzieren, das im wiedergegebenen Videosignalϊ, infolge der hochdichteu Anordnung benachbarter Aufzeichnungsspuren enthalten ist. Durch die Übersprech-komponenten ergibt sich eine Verschlechterung der wiedergegebenen Bildqualität Deswegen wird erwogen, ; eine Einrichtung zum Beseitigen des Spurübersprechens bei den Wiedergabevorrichtungen zu schaffen. Diese:. zusätzliche Einrichtung würde bei jeder Wiedergabevorrichtung eine Vergrößerung und damit c;ine Kostenstei-gerung herbeifuhren. Deshalb wurden bereits Verfahren entwickelt, um das Spurübersprechen beim Aufzeich- :. nen von Videosignalen zu vermindern.% Bei einem aus der US-PS 41 65 518 bekannten Verfahren zum Aufzeichnen von Videosign?.' :n auf Magnet-ί ν bänder wird für die von einem ersten Aufzeichnungskopf aufgezeichneten Videosignale eine andere Trägerfrequenz verwendet, als für die von einem zweiten Aufzeichnungskopf aufgezeichneten Signale. Die Videosignale werden hierbei in schräg auf dem Band verlaufenden ersten und zweiten Spuren aufgezeichnet, wobei jeweils eine erste Spur zwischen zwei zweiten Spuren und umgekehrt angeordnet ist. Die Videosignale werden in den ersten Spuren vom ersten Aufzeichnungskopf und in den zweiten Spuren vom zweiten Aufzeichnungskopf jeweils mit verschiedenen Trägerfrequenzen aufgezeichnet, die sich um (m + 1Z2)Zh unterscheiden, wobei m eine positive ganze Zahl einschließlich 0 ist.Dieses Verfahren ist als die sogenannte »'^//,-carrier-shift-recording-method« bekannt und wird für die Aufzeichnung mit zumindest zwei Aufzeichnungsköpfen auf Magnetband benutzt, um Übersprechkomponenten zwischen benachbarten Aufzeichnungsspuren zu verringern.Hierbei wird von der Tatsache Gebrauch gemacht, daß in jeweils einer schräg über dem Magnetband verlaufenden Spur ein vollständiges Halbbild gespeichert ist, so daß in der einen benachbarten Spur das ergänzende Halbbild und in der anderen Nachbarspur das vorhergehende oder nachfolgende Halbbild aufgezeichnet ist, so daß die Videoinformationen in einander benachbarten Spuren nicht wesentlich voneinander abweichen.Aus der US-PS 43 02 768 ist ebenfalls ein Verfahren bekannt, bei dem Trägerfrequenz in benachbarten Aufzeichnungsspuren um (2 η - 1)_/#/2 verschoben ist, um Übersprechkomponenten zwischen benachbarten horizontalen Bildzeilen zu vermindern. Zusätzlich wird hierbei der Einfluß des Spurübersprechens noch durch Kammfilter verringert.Derartige Verfahren lassen sich jedoch nur für Magnetbandaufzeichnungen verwenden, da für deren einwandfreie Funfion die Informationsinhalte in benachbarten Aufzeichnungsspuren miteinander korreliert sein müssen. Das Spurübersprechen bei auf Videoplatten aufgezeichneten Videosignalen läßt sich mit diesen Verfahren jedoch nicht herabsetzen, wenn die Videoinformationen benachbarter Spuren nicht mehr miteinander korreliert sind.Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein gattungsgemäßes Verfahren zum Aufzeichnen von Videoinformationen zu schaffen, bei dem das Spurübersprechen auch bei größeren Unterschieden oer InfonnationsinhaJte der benachbarten Spnen weitgehend unterdrückt wird.Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst.Durch das erfindungsgemäße Verfahren wird der Restweri der Phase in jedem einer Bildzeile entsprechenden Abschnitt auf einem bestimmten Wert eingestellt, und zwar unabhängig vom jeweiligen Informationsinhalt. Dieser bestimmte Weif unterscheidet sich von Aufzeichnungsspur zu Aufzeichnungsspur jeweils um den Betrag π, so daß auch die Schwebungskomponenten benachbarter Spuren in inverser Beziehung zueinanderstehen und rieh im wesentlichen aufheben.Hierbei wird es also durch die Ermittlung entsprechender Zeitintegrale über die momentanen Kreisfrequenzen ermöglicht, das Spurübersprechen auch dann zu reduzieren, wenn keinerlei Voraussetzungen über irgendwelche Informatiunsinhalte benachbarter Aufzeichnungsspuren gemacht werden können.Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sowie vorteilhafte Vorrichtungen zur Ausführung des srflndungsgemäßen Verfahrens sind in den Unteransprüchen beschrieben.Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Zeichnung beispielsweise näher erläutert; in dieser zeigt:Fig. 1 ein Lagediagramm der benachbarten Abschnitte von Aufzeichnungs.puren und eine Wellenform-Darstellung der in den einzelnen Abschnitten der Aufzeichnungsspuren enthaltenen Signal-Wellenformen,Fig- 2 ein Vektordiagramm der Beziehung zwischen einem wiedergegebenen HF-Signal und einer zugeordneten HF-Übersprechkomponente,Fig- 3 ein Wellenformdiagramm der wiedergegebenen Schwebungskomponenten aufeinanderfolgender Horizontalzeilen,Fig. 4 ein Blockschaltbild einer ersten Ausführung einer Videosignal-Aufztseshnungsvorrichtung,Fig. 5 ein Prinzipschaltbild eines Abschnittes einer zweiten Ausführung einer Videosignal-Aufzeichnungs- ■vorrichtung, IFig. 6 ein Wellenform-Diagramm von Betriebszuständen der Schaltung nach Fig. 5. I
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