DE3200478A1

DE3200478A1 - "schaltungsanordnung fuer eine bildwiedergabeanordnung zum erzeugen eines saegezahnfoermigen horizontal-ablenkstromes"

Info

Publication number: DE3200478A1
Application number: DE19823200478
Authority: DE
Inventors: Dirk Johan Adriaan 5621 Eindhoven Teuling
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1981-01-13
Filing date: 1982-01-09
Publication date: 1982-09-02
Also published as: IT1149423B; FR2498030B1; IT8219035A0; GB2091058B; FR2498030A1; GB2091058A; US4464612A; NL8100118A; JPS57136866A; DE3200478C2; JPH0311146B2

Description

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Schaltungsanordnung für eine Bildwiedergabeanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Horizontal-Ablenkstromes

Die Erfindung bezieht sich, auf eine Schaltungsanordnung für eine Bildwiedergabeanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes mit einem Hinlauf und einem Rücklauf durch eine Horizontal-Ablenkspule, die während der Hinlaufzeit durch wenigstens zwei reihengeschaltete steuerbare horizontal-frequent schaltende Ablenkschalter an einen Hinlauf-Kondensator angeschlossen ist, welche Schalter während der Rücklaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt sind, in welcher Rücklaufzeit die Ablenkspule, der Hinlaufkondensator und Schaltungselemente, die zusammen eine Rücklaufkapazität bilden, einen Teil eines Resonanznetzwerkes bilden, dessen Elemente die Dauer der Rücklaufzeit bestimmen, wobei die Schaltungsanordnung zugleich eine mit einer Speisespannungsquelle gekoppelte Speisewicklung zum während der Rücklaufzeit Zuführen von Speiseenergie zu dem Resonanznetzwerk aufweist.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der US-Patentschrift 3 030 kkk bekannt. Diese bekannte Schaltungsanordnung bietet den Vorteil, dass die während der Rücklaufzeit an der Ablenkspule vorhandene hohe Spannung über zwei Schalter verteilt wird. In Fernsehempfängern für die die bekannte Schaltungsanordnung gemeint ist, hat die Horizontal-Frequenz den Wert, der durch die Fernsehnorm vorgeschrieben ist, d.h. beispielsweise 15i75 kHz für die US-Norm. Bei Bildwiedergabeanordnungen, für die eine höhere Qualität als die der bisherigen Empfänger erwünscht ist, kann für einen höheren Wert gewählt werden. Dies ist insbesondere der Fall bei Bildwiedergaberöhren mit einem hohen Auflösungsvermögen, die beispielsweise zum Wiedergeben digital erzeugter Bilder benutzt werden und wobei die Horizontal-Frequenz einen Wert hat, der zwischen 15 und 6k kHz liegen kann.

Die bekannte Schaltungsanordnung ist für eine

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andere Horizontal-Frequenz als 15»75 kHz auch geeignet, unter der Bedingung jedoch, dass für die Speisespannung ein anderer Wert gewählt wird, so dass auch die Hinlaufspannung, die an dem Hinlaufkondensator vorhanden ist und c der Speisespannung entspricht, einen anderen Wert erhält. Sonst würde die Amplitude des Horizontal-Ablenkstromes und daher die Breite des wiedergegebenen Bildes unrichtig sein. Wünscht man, dass die Horizontal-Ablenkschaltung für unterschiedliche Werte der Horizontal-Frequenz geeignet

JO ist, muss der Wert der Speisespannung regelbar, wenigstens einstellbar sein. Eine derartige Einstellung führt meistens zu grossen Verlusten. Weil ausserdem die Speisespannungsschaltung, die die Horizontal-Ablenkschaltung mit Speiseenergie versieht, meistens andere Belastungen hat, die durch diese Einstellung unangegriffen bleiben müssen, ist eine einstellbare verlustarme Speisespannungsschaltung schwer verwirklichbar.

Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Schaltungsanordnung der obengenannten Art zu schaffen, wobei die Amplitude des erzeugten Horizontal-Ablenkstromes von dem Wert der Horizontal-Frequenz nahezu unabhängig ist und mit einfachen, wenig aufwendigen Mitteln auf den gewünschten Wert eingestellt werden kann. Dazu weist die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass die Speisewicklung in wenigstens zwei Teilwicklungen aufgeteilt ist, die je einerseits mittels einer Speisediode mit dem Resonanznetzwerk und andererseits mit einem Ablenkschalter und über einen steuerbaren, ebenfalls horizontalfrequent schaltenden Speiseschalter mit der Speisespannungsquelle verbunden sind, welcher Speiseschalter während wenigstens eines Teils der Hinlaufzeit zum in der Speisewicklung Speichern von Speiseenergie leitend ist, während die Speisedioden gesperrt sind, und während des restlichen Teils der Horizontal-Periode gesperrt ist, wahrend die Speisedioden leitend sind, wobei der während der Rücklaufzeit durch die Speisedioden fliessenden Strom Verluste ausgleicht.

Vorzugsweise weist die erfindungsgernässe Schaltungs-

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anordnung das Kennzeichen auf, dass die Leitungsdauer des Speiseschalters zum Einstellen der Amplitude des Ablenkstromes einstellbar ist und das« sie abhängig von der Speisespannung einstellbar ist. Durch diese Massnahme ist die Amplitude des erzeugten Ablenkstromes auch von der Speisespannung unabhängig. Die Leitungsdauer kann auch vertikal-frequent modulierbar sein zum Korrigieren der Rasterverzerrung.

Die Schaltungsanordnung kann das Kennzeichen auf—

IQ weisen, dass der Verbindungspunkt der Ablenkschalter an einem Bezugspotential liegt. Ein Kennzeichen der Schaltungsanordnung kann sein, dass ein Rücklaufkondensator einerseits und die Reihenschaltung aus einer Teilwicklung und einer Speisediode andererseits zu jedem Ablenkschalter parallel liegt, wobei das Verhältnis der Kapazität des ersten Rücklaufkondensators zu der des zweiten dem Verhältnis der Anzahl Windungen der zweiten Teilwicklung zu der der ersten Teilwicklung entspricht und dass die Reihenschaltung aus einem Hinlaufkondensator und einer Horizontal-Ablenkspulenhälfte zu jedem Ablenkschalter parallel liegt.

Ein Ausbau der Schaltungsanordnung kann das Kennzeichen aufweisen, dass ein dritter Ablenkschalter mit den zwei Ablenkschaltern in Reihe liegt, wobei ein dritter Rücklaufkondensator einerseits und die Reihenschaltung aus einer dritten Teilwicklung der Speisewicklung und einer dritten Speisediode andererseits zu dem dritten Ablenkschalter parallel liegt.

In einer Abwandlung weist die Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass der erste Ablenkschalter die Reihenschaltung aus dem in einer Richtung leitfähigen Speiseschalter und einer Diode mit derselben Leitungsrichtung aufweist, während eine weitere Diode mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung in einem Parallelzweig liegt, wobei der Verbindungspunkt der Ablenkschalter auf einem Bezugspotential liegt und wobei der Speiseschalter und der zweite Ablenkschalter zu dem Endzeitpunkt der Hinlaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt werden.

Die Schaltungsanordnung kann mit Vorteil das

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Kennzeichen aufweisen, dass die Teilwicklungen Sekundärwicklungen eines Transformators sind, dessen Primärwicklung mit dem Speiseschalter in Reihe liegt, wobei die gebildete Reihenschaltung an die Speisespannungsquelle angeschlossen ist.

Eine Schaltungsanordnung, bei der die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in einer Richtung leitend sein kann, und eine zu demselben parallel liegende Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten, kann das Kennzeichen aufweisen, dass eine Spannungs— quelle mit den genannten Dioden in Reihe liegt zum wenigstens zu dem Einschaltzeitpunkt der genannten steuerbaren Schalter in dem leitenden Zustand Halten der Dioden,

In- einer Ausführungsform weist die Schaltungsan-Ordnung das Kennzeichen auf, dass die Steuerelektrode eines Ablenkschalters mit einer Sekundärwicklung eines Treibertransformators verbunden ist, dessen Primärwicklung mit einer Stromquelle verbunden ist, wobei die beiden Wicklungen gleichzeitig Strom führen zum in den leitenden Zustand Bringen und in diesem Zustand Halten des Ablenkschalters und dass die Steuerelektrode zugleich mit einem Transistor verbunden ist zum Sperren des Ablenkschalters.

Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung kann gekennzeichnet sein durch eine Rückkopplung einer Rücklauf— spannung zu den Steuermitteln des Speiseschalters zum Beeinflussen der Leitungsdauer desselben oder das Kennzeichen aufweisen, dass die Steuermittel des Speiseschalters einen Sägezahnspannungsgenerator und eine Vergleichsstufe zum Erzeugen eines impulsförmigen Steuersignals enthalten, wobei eine Flanke des erzeugten Steuersignals abhängig von einer Gleichspannung und von einem vertikal-frequenten Signal einstellbar ist, während die Neigung der Sägezahnspannung unter dem Einfluss der Speisespannung veränderlich ist.

Eine Schaltungsanordnung¹, bei der die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in nur einer Richtung leitend sein kann, und eine zu demselben parallel liegende Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten, kann das Kennzeichen aufweisen, dass die beiden

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steuerbaren Schalter torgesteuerte Schalter sind.

Ausführungsbeispiele der Schaltungsanordnung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 das Schaltbild der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung,

Fig. 2 Wellenformen, die darin auftreten,

Fig. 3, h, 5 und 6 Abwandlungen der Schaltungsanordnung nach der Erfindung,

W ■ Fig. 7 einen detaillierten Schaltplan der Schaltungs an Ordnung.

In Fig. 1 ist L eine Horizontal-Ablenkspule zum elektromagnetischen Ablenken in der horizontalen Richtung eines oder mehrerer in einer nicht dargestellten Bildwiedergaberöhre erzeugten Elektronenstrahles (bzw. -strahlen). In Reihe damit liegt ein Hinlaufkondensator C. Parallel zu dem gebildeten Netzwerk liegen die Reihenschaltungen aus zwei npn-Schalttransistoren T₁ und T„, zwei Dioden D und D„ und zwei Rücklaufkondensatoren C und C^, Der Emitter des Transistors T₁ ist mit dem Kollektor des Transistors T₀ Und die Anode der Diode D. iat mit der Kathode der Diode D^ verbunden. Die Kondensatoren C und C₂ haben nahezu dieselbe Kapazität.

Die Primärwicklung L.. eines Transformators T ist einerseits mit der positiven Klemme einer Speisespannungsquelle V-n und andererseits mit dem Kollektor eines weiteren u

npn-Schalttransistors T verbunden. Der Emitter des Transistors T„ ist mit der negativen Klemme der Quelle V^ verbunden, welche Klemme an Masse liegt. Mit einem Ende einer Sekundärwicklung L des Transformators T ist die Anode einer weiteren Diode D verbunden. Die Kathode derselben ist mit dem Verbindungspunkt der Kondensatoren C und C₁, mit der Kathode der Diode D₁ und mit dem Kollektor des Transistors T verbunden. Auf ähnliche Weise ist ein Ende einer zweiten Sekundärwicklung L„ des Transformators T mit der Kathode einer Diode Dl verbunden, deren Anode mit dem Verbindungspunkt der Spule L, des Kondensators C«, der Anode der Diode D„ und des Emitters des Transistors T^

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verbunden ist.

Die Wicklungen L₀ und L^. haben dieselbe Windungszahl und sind andererseits miteinander und mit dem Verbindungspunkt der Transistoren T. und T«, der Dioden D₁ und D₂ und der Kondensatoren C. und C„ verbunden. Dieser Punkt liegt an einem Bezugspotential, beispielsweise an dem der genannten Masse. Der Wickelsinn der Wicklungen L-, L,, und L_ ist in Fig. 1 durch. Punkte bezeichnet. Einfachheitshalber sind in Fig. 1 die Steuermittel, die sich in den Basisleitungen der Transistoren T₁ und T₂ befinden, nicht dargestellt.

Wird in erster Instanz die Kapazität des Kondensators C als unendlich gross vorausgesetzt, so wird vorausgesetzt, dass die Spannung am Kondensator C, die Hinlaufspannung ν, konstant bleibt. Während eines Teils, während der Hinlaufzeit, der Horizontal-Periode sind die durch den Transistor T und die Diode D₁ bzw. durch den Transistor T„ und die Diode D„ gebildeten Schalter, wobei entweder der Transistor oder die Diode leitend ist und wobei die Diode fortfallen kann, wenn der Transistor invers leitend sein kann, leitend. Unter diesen Umständen ist während der ganzen Hinlaufzeit die Spannung ν an der Spule L vorhanden. Der durch die Spule L fliessende Horizontal-Ablenkstrom i hat daher einen linearen Verlauf und kehrt zu dem Mittelpunkt der Hinlaufzeit seine Richtung um. Vor diesem Zeitpunkt fliesst er durch die Diode D und D„, und nach diesem Zeitpunkt fliesst er durch die Transistoren T₁ und T . Dies gilt für eine Schaltungsanordnung ohne Verluste. Die Basiselektroden der Transistoren T₁ und T„ bekommen rechtzeitig vor dem genannten Mittenzeitpunkt positive Steuersignale zugeführt.

Der Rücklauf wird zu dem Zeitpunkt, wo die Transistoren T₁ und T unter dem Einfluss eines rechtzeitig zugeführten negativen Steuersignals nahezu gleichzeitig gesperrt werden, eingeleitet. Während der Rücklaufzeit bilden die Induktivitäten und die Kapazitäten der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ein Resonanznetzwerk. Die Änderung des Stromes i wird nun durch das Netzwerk bestimmt und ist

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nahezu sinusförmig. Am Verbindungspunkt der Elemente T , D₁, D,,, C und C₁ steigt die Spannung entsprechend einer nahezu Kosinus-Funktion über Massepotential, während die Spannung an dem unten dargestellten Ende der Spule L entsprechend derselben Funktion negativ wird. Zu dem Mittenzeitpunkt der Rücklaufzeit kehrt der Strom i seine Richtung um, während die erstgenannte Spannung ein Maximum und die zweite ein Minimum erreicht. An jedem Schalter T₁, D₁ bzw. T„, D₂ ist eine maximale Spannung vorhanden, die die Hälfte der Spannung ist, die an einem einzigen Schalter vorhanden wäre. Die Rücklaufzeit wird zu dem Zeitpunkt beendet, wo die beiden Spannungen wieder negativ werden, wodurch die Dioden D.. und D„ leitend werden.

Während eines Teils der Hinlaufzeit ist der Transistor T unter dem Einfluss eines horizontal-freqnenten Steuersignals leitend, das der Basis mittels einer Treiberstufe DR zugeführt wird. Der dann durch die Wicklung L₁ fliessende Kollektorstrom des Transistors T_ hat einen linearen Verlauf mit einer konstanten Neigung, wenn die Spannung V der Spannungsquelle konstant ist. Während der Hinlaufzeit sind die Spannung an der Kathode der Diode D„ und die Spannung an der Anode der Diode D^ Null. Der Wickel— sinn der Wicklungen L , L„ und L- sowie die Leitungsrichtung der Dioden D„ und D, sind derart gewählt worden, dass die

Dioden gesperrt sind, solange durch die Wicklung L₁ Strom fliesst.

Zu dem Zeitpunkt, wo das Leitungsintervall "i des Transistors T beendet wird, wird die Spannung an dem Kollektor desselben, die nahezu Null war, positiv. Die

Spannung an der Anode der Diode D„ wird auch positiv, während die Spannung an der Kathode der Diode D. negativ wird. Die beiden Dioden sind leitend und die Wicklungen L„ und L„ werden dadurch und durch entweder die Transistoren T₁ und T₂ oder die Dioden D₁ und D„ nahezu kurzgeschlossen.

Durch diese Wicklungen und durch die Dioden D„ und Dr fliesst daher ein konstanter Strom. An der Wicklung L₁ ist die Spannung auch Null, so dass die Spannung am Kollektor des Transistors T, der Spannung V.. entspracht. Während der

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Rücklaufzeit verursacht die wahrend des Intervalls durch den Kollektorstrom des Transistors T in dem Transformator T gespeicherte Energie nach, wie vor einen Strom durch die Dioden D„ und D^. Dieser Strom nimmt entsprechend derselben sinusförmigen Funktion wie der Strom i ab, während der positive Rücklaufimpuls, der an dem Verbindungspunkt der Kondensatoren C und C. vorhanden ist, auch an der Anode der Diode D„ und daher auch, jedoch um einen Faktor gleich dem Transformationsverhältnis der Anzahl Windungen der Wicklung L₁ zu der der Wicklung L„, an dem Kollektor des Transistors T„ vorhanden ist. An der Kathode der Diode Dr ist derselbe negative Rücklaufimpuls vorhanden wie an dem unten dargestellten Ende der Spule L. An dem Ende der Rücklaufzeit herrschen dieselben Spannungen wie vorher,

^⁵ während der Strom durch die Dioden D„ und D. einen konstanten Wert annimmt, der niedriger, jedoch nicht Null ist. Diese Situation wird beibehalten, bis der Transistor T„ abermals leitend wird.

Aus dem Obenstahenden geht hervor, dass durch

²^ die Dioden D„ und Dr auaserhalb der Zeit L ein Strom zu dem Ablenkteil der Schaltungsanordnung fliesst. Während der Rücklaufzeit ist die Spannung an diesem Teil nicht Null, und dieser Strom liefert dann Speiseenergie zum Ausgleichen der Verluste. Eine bessere Einsicht in die Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird an Hand der Zeitdiagramme, die in Fig. 2 für zwei Werte der Horizontal-Frequenz aufgetragen sind, erhalten und zwar links für einen bestimmten Wert f.. = 1/H₁ und rechts für einen niedrigeren Wert f„ =-1/H₂. Dabei ist H₁ bzw. H₂ die Horizontal-Periode.

In Fig. 2a wird der Verlauf des Stromes i dargestellt. Die Amplitude I desselben muss in beiden Fällen gleich sein, wenn man will,dass die Breite des wiedergegebenen Bildes bei veränderlicher Horizontal-Frequenz nicht variiert. Fig. 2b zeigt den Verlauf der Spannung am Kollektor des Transistors T . Weil die Dauer der Rücklaufzeit nicht durch die Horizontal-Frequenz sondern durch die Elemente der Schaltungsanordnung bestimmt wird, kann mit

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Hilfe der Formel V = L —:—-— eingesehen werden, dass die

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RUcklaufimpulse, insbesondere iiire Amplitude, nahezu ungeändert bleiben, wenn die Frequenz geändert wird. Die Änderung Zx i des Stromes i während der Rücklauf zeit A-1 ist in beiden Fällen ja gleich I.

Aus derselben Fig. 2b geht auch hervor, dass die Hinlaufspannung einen niedrigeren Wert hat, als wenn die Horizontal—Frequenz niedriger ist. Diese Spannung, die dein mittleren Wert der Spannung nach Fig. 2b entspricht, ist

Ό in dieser Figur angegeben und zwar links als V- und rechts als V₂.

Fig. 2c zeigt den Verlauf der Spannung am Kollektor des Transistors T„. Die Spannung an der Wicklung L_? erfährt eine gleichförmige Änderung, wobei der mittlere Wert Null ist. Die Spannung an der Wicklung L- ist derselben entgegengesetzt. Weil der Wert der Spannung an der Wicklung L₂ während der Hinlaufzeit ausserhalb der Zeit ^ nahezu Null ist, bedeutet dies, dass die Oberfläche des Rücklaufimpulses in Fig. 2c der des Rechtecks in der Zeit tTentspricht. Daraus geht hervor, dass das Produkt V χ IT nahezu konstant ist. Weil die Spannung V obenstehend als konstant vorausgesetzt ist, ist also die Zeit i~ auch nahezu konstant, d.h. nicht von der Frequenz abhängig. In Fig. 2d zum Schluss ist die Änderung dargestellt des Stromes durch den Transformator T. In der Zeit "C fliesst dieser Strom durch die Wicklung L₁, in der restlichen Zeit der Periode fliesst er durch die Wicklungen L„ und L„, was in Fig. 1 nach der Primärseite transformiert dargestellt wird.

Aus dem obenstehenden geht nicht nur hervor, dass die Leitungszeit ^"des Transistors T„ bei konstanter Speisespannung V nahezu konstant ist, sondern auch, dass die Lage derselben in der Hinlaufzeit nicht von Bedeutung ist, so dass diese Lage beliebig gewählt werden kann» In der Praxis wird die Dauer des Steuerimpulses des Transistors T„ einstellbar sein. Durch diese Einstellung kann die Απφΐχ— tude des Rücklaufimpulses und daher die Amplitude I sowie die Breite des wiedergegebenen Bildes auf einen gewünschten

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Wert eingestellt werden. Dieser Wert hängt von der Horizontalfrequenz nicht ab. Gleichspannungen, die durch Gleichrichtung von Spannungen, die an weiteren Sekundärwicklungen des Transformators T vorhanden sind, erhalten werden, werden dadurch auf konstante Werte eingestellt. In Fig. 1 ist L. eine derartige Sekundärwicklung.

Die Spannung V_B ist konstant, wenn die Quelle derselben eine stabilisierte Speisespannungsschaltung ist. Ändert sich nun die Spannung V^, beispielsweise weil diese Spannung durch Gleichrichtung von dem elektrischen Versorgungsnetz abgeleitet ist, so kann die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 jedoch dafür sorgen, dass die Amplitude I des Horizontal-Ablenkstromes sowie der Wert der sekundären Gleichspannungen konstant bleiben. Dazu wird die Zeit "C abhängig von einer dieser Spannungen, beispielsweise abhängig von der Spannung, die von der Wicklung L^ mit Hilfe einer Diode D_r und eines Kondensators C abgeleitet wird, geregelt. Die Treiberstufe DR enthält eine Vergleichsstufe, in der die Spannung des Kondensators C„ mit einer 2" Bezugsspannung V _ vergleichen wird, um auf bekannte Weise die Leitungszeit des Transistors T„ zu beeinflussen. Dabei ist die längst mögliche Dauer der Zeit ^ gleich der Hinlaufzeit.

Mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kann die Ost-West-Korrektur zum Korrigieren der Rasterverzeichnung auf einfache Weise dadurch ausgebildet werden, dass die Zeit L eine vertikal—frequente Dauermodulation erfährt. Dazu wird ein vertikal-frequentes. meistens parabelförmiges

Signal V der Treiberstufe DR zugeführt. Die Bezugsp ar

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spannung ist nun gleichsam vertikal-frequent geworden. Die Parabelform muss derart sein, dass die Zeit T maximal ist für die mittlere horizontale Linie des wiedergegebenen Bildes, d.h. in der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit, wodurch die Amplitude I auch maximal ist und minimal ist für die oberste und unterste horizontale Linie am Wiedergabeschirni, d.h. am Anfang und am Ende der Vertikal-Hinlauf zeit, wodurch die Amplitude I auch minimal ist. Durch die erhaltene Üst-West-Modulation wird der Gleichspannung

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des Kondensators C„ eine vertikal-frequente Spannung überlagert, woraus hervorgeht, dass der Transformator T zum Erzeugen der Hochspannung für die Endanode der Bildwiedergaberöhre nicht geeignet ist.

Es dürfte einleuchten, dass ein anderer Punkt, beispielsweise der Emitter des Transistors T„, des Ablenkteils mit Masse verbunden sein kann. Der Vorteil, was dies anbelangt aus Fig. 1, liegt in der Tatsache, dass die Wechselspannungen an den Enden der Ablenkspule in ihrem

1Q Absolutwert gleich sind und entgegengesetzte Vorzeichen aufweisen, so dass.die Mitte der Spule das Potential von Masse hat. Dadurch ist die kapazitive Strahlung der Spule nach anderen Teilen der Bildwiedergabeanordnung, von der die beschriebene Schaltungsanordnung einen Teil bildet, gering.

Weil Hochleistungstransistoren meistens eine relativ lange Ausschaltverzögerungszext aufweisen, kann für Transistoren T und Tp₁ die gleichzeitig ausgeschaltet werden müssen, torgesteuerte Schalter (gate turn-off switches) benutzt werden, wofür die genannte Zeit viel kürzer ist. Auch können ein oder mehrere Transistoren durch Transistoren vom pnp-Typ ersetzt werden: so kann beispielsweise der Transistor T„ vom pnp-Typ sein, wobei der Emitter und der Kollektor gegenüber Fig. 1 vertauscht sind. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kann einigermassen geändert werden ohne dass die Wirkung derselben dadurch wesentlich beeinflusst wird. Die Kondensatoren C₁ und C, können beispielsweise durch einen Kondensator ersetzt werden, der entweder zu dem Netzwerk L, C oder zu der Spule L parallel liegt. Mit den Kondensatoren nach Fig. 1 wird der Rücklaufimpuls an der Spule L besser über die Schalter T₁, D. und T₂, D„ verteilt. Auch ist es nicht notwendig, dass die Kondensatoren C₁ und C dieselbe Kapazität haben, insofern das Verhältnis der Kapazitäten C₁ und C„ dem Verhältnis der Windungszahl der Wicklungen L,, und L„ entspricht. Auf entsprechende Weise wie die Kondensatoren C und C können die Dioden D₁ und D_? durch nur eine Diode ersetzt werden, unter der Bedingung jedoch, dass diese

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Diode den Gesanitrücklaufimpuls aushalten kann.

Die Schaltungsanordnung kann auch bekannte Elemente, beispielsweise eine Zentrierschaltung oder eine Linearitätskorrektureinrichtung, enthalten. Auch kann die Ablenkspule an die Sekundärseite eines Transformators angeschlossen werden.

Durch den Transformator T kann zwischen dem Speise- und dem Ablenkteil der Schaltungsanordnung eine galvanische Trennung vorgesehen werden. Ist diese Trennung nicht erwünscht, so kann auf den Transformator verzichtet werden und kann der Transistor T unmittelbar mit dem Verbindungspunkt der Wicklung L_ und der Diode D. einerseits und mit der positiven Klemme der Quelle V andererseits verbunden werden. Auf ähnliche Weise kann der Transistor T„ mit dem Verbindungspunkt der Wicklung L₂ und der Diode D„ einerseits und mit einer negativen Speisespannung andererseits verbunden werden. In den beiden Fällen sind an der Anode der Diode D„ und an der Kathode der Diode Di dieselben Spannungsformen vorhanden wie in Fig. 1.

Eine andere Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist diejenige nach Fig. 3> wobei gegenüber Fig.1 die Reihenschaltung L, C durch zwei Reihennetzwerke L¹, C¹ und L", C" ersetzt ist. Der Verbindungspunkt der beiden Reihennetzwerke kann an Masse gelegt werden. Dabei können die Induktivitäten L· und L" fast identische Horizontal-Ablenkspulenhälften sein, während die Kondensatoren C' und C" nahezu gleiche Kapazitäten aufweisen.

In der Ausführungsform nach Fig. k ist eine dritte Ablenkschaltung vorgesehen, wobei ein Transistor T, , eine zu demselben anti-parallel liegende Diode D₇, eine Speisewicklung L_r, eine Speisediode D.. und ein Rücklaufkondensator C, auf dieselbe Art und Weise vorhanden sind wie die entsprechenden Elemente aus Fig. 1. In Fig. 3 und k sind nur die Ablenkschaltungen dargestellt. Die dritte dieser SchaltunßsanOrdnungen ist mit der zweiten auf dieselbe Art und Weise verbunden wie die zweite mit dem ersten und das Reihennetzwerk L, C liegt zwischen dem Kollektor des Transistors T₁ und dem Emitter des Transistors T., der an

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Masse liegt. Es dürfte einleuchten, dass die Beschreibung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ohne Änderung auch Tür die Schaltungsanordnung nach Fig. h gilt. Der Vorteil der Fig. k gegenüber Fig. 1 ist, dass die hohe Rücklaufspannung, die zu einer kurzen Rücklaufzeit gehört, nun über drei Schalter statt über zwei verteilt wird. Selbstverständlich kann die Schaltungsanordnung nach Fig. k beliebig um eine oder mehrere Ablenkschaltungen vergrössert und/oder auf die obenstehend beschriebene Art und Weise geändert werden.

In den bisher beschriebenen Schaltungsanordnungen bekommen die Transistoren in dem Ablenkteil Steuersignale mit einer nahezu konstanten Dauer zugeführt, wodurch sie während der zweiten Hälfte der Hinlaufzeit leitend sind, während der Speisetransistor T_ während einer Zeit i- in der Hinlaufzeit leitend ist, welche Zeit als Funktion der Speisespannung einstellbar bzw. regelbar ist. In der Ausführungsform nach Fig. 5 ist gegenüber Fig. 1 die Änderung vorgesehen, dass der Transistor T₁ die Funktionen der

²" Transistoren T₁ und T„ aus Fig. 1 kombiniert. Dabei ist die Wicklung L₁ mit dem Kollektor des Transistors T verbunden, während eine Diode T„ zwischen diesem Kollektor und dem Verbindungspunkt der Elemente D₁, C₁, C und D„ liegt, und zwar mit derselben Leitungsrichtung wie die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T₁. Der Transistor Tp bekommt dasselbe Steuersignal zugeführt wie die Transistoren T₁ und T„ in den vorhergehenden Figuren. Das Steuersignal des Transistors T₁ in Fig. 5 dagegen hat eine veränderliche oder einstellbare Dauer, wodurch die Ampli-

^ tude des Ablenkstromes bei Änderungen der Horizontal-Frequenz oder der Speisespannung nicht ändert. Dies bedeutet, dass der Regelbereich im Falle von Fig. 5 etwas

beschränkter sein wird als für die vorhergehenden Figuren. Der Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 mit den Elementen T₁, D₁, D„ und Dg arbeitet auf ähnliche Weise wie die kombinierte Speisespanrmngs- und Horizontal-Ablenkschaltung, die in der Veröffentlichung "IEEE Transactions on Broadcasting Television Receivers", August 1972, '/'

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HeTt BTR-18, Nr. 3, Seiten 177-182, beschrieben worden ist. Während der ersten Hälfte der Hinlaufzeit fliesst der Ablenkstrom durch die Dioden D₁ und D„. Der Transistor T„ ist gesperrt, wahrend der Transistor T zu einem von der Speisespannung abhängigen Zeitpunkt in den leitenden Zustand gebracht wird. Weil die Kathode der leitenden Diode D einen niedrigen negativen Wert hat, während der Kollektor des Transistors T₁ einen niedrigen positiven Wert hat, ist die Diode Dq nicht leitend. Während der zweiten Hälfte der Hinlaufzeit fliesst der Ablenkstrom durch die Diode Dq und die Transistoren T₁ und T₂. Weil der Emitter des Transistors T„ in Fig. 1 an Masse liegt, muss auch der Emitter des Transistors T₁ in Fig. 5 an Masse liegen. Die Vellenformen, die für Fig. 5 gelten, sind dieselben wie in der genannten Veröffentlichung, d.h., dass der Unterschied zu denen aus Fig. 2c und 3d liegen in der Tatsache, dass der Arif ang&zeitpunkt' der Zeit C in der ersten Hälfte der Hinlaufzeit liegen muss und dass der Endzeitpunkt derselben mit dem Endzeitpunkt der Hinlaufzeit zusammenfallen muss.

Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 kann verschiedenartig geändert werden. So kann auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. k die Anzahl Ablenkschaltungen vergrössert werden, während nur ein Transistor die kombinierten Funktionen hat. Auch kann die Kathode einer Speisediode, beispielsweise Diode D^, in dem Fall ,'wo der Transistor T« die kombinierten Funktionen hat, nicht mit einem Rücklaufkondensator, sondern mit dem Hinlaufkondensator C verbunden werden. Die in Fig. 6 dargestellte Schaltungsanordnung wird dann erhalten. Dabei sind die Spannungen an den Wicklungen des Transformators T blockförmig. Bei bestimmten Transformationsverhältnisseil desselben kann es notwendig sein, zwischen der Wicklung L₁ und dem Kollektor des Transistors T₁ auf bekannte Weise eine Trenndiode D„ vorzusehen, was auch für die Schaltungsanordnung nach Fig.5 gilt. In einer anderen Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 liegt das Reihennetzwerk aus einer Induktivität und einem Kondensator parallel zu der Diode D₁ und dem

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Kondensator C , und die Kathode der Diode D„ ist mit einem Abgriff der Induktivität verbunden.

Fig. 7 zeigt einen detaillierten Schaltplan einer Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, die grossenteils entsprechend dem Prinzip nach Fig. 1 ausgebildet ist. Darin sind T. und T„ torgesteuerte Schalter, während T durch ein Darlington-Paar gebildet ist. Das Transformationsverhältnis der Wicklung L„ zu der Wicklung L₁ sowie das der Wicklung L_ zu der Wicklung L„ ist gleich 2 : 1. Wahrend die Speisespannung V an der Primärseite des Transformators T im Durchschnitt 150 V ist, hat die Speisespannung an den übrigen Tiefleistungsstufen einen stabilisierten Wert von 20 V. Mittels einer Sekundärwicklung Lg des Transformators T, einer Diode D. und eines Begrenzungswiderstandes wird an einem Kondensator C_r eine positive Spannung von etwa 3 V und an einem Kondensator Cg eine negative Spannung von ebenfalls etwa 3 V erzeugt. Der Kondensator C ist in die Anodenleitung der Diode D₁ und der Kondensator C- in die Kathodenleitung

der Diode D aufgenommen. Durch diese Massnahme wird gewährleistet, dass während der Hinlaufzeit ein kleiner Strom durch die Dioden D₁ und D_ fliesst, was eine Verzerrung des Ablenkstromes in der Mitte der Hinlaufzeit bei der Übernahme derselben durch die Schalter T₁ und T₂ nahezu ausgleicht. In Reihe mit der Ablenkspule L und dem Kondensator C ist eine Linearitätskorrekturanordnung LIN aufgenommen .

Ein spannungsgesteuerter Oszillator OSC erzeugt

eine horizontal-frequente, nahezu symmetrische blockfbrmige Spannung, die nach Verstärkung den Basiselektroden zweier als Stromquellen wirksamer Treibertransistoren T_ und Tg zugeführt wird. Der Kollektor des Transistors T ist mit der Primärwicklung eines Treibertransformators T¹ verbunden, dessen Sekundärwicklung über eine Diode D^₁ und ein RC-Parallelnetzwerk R₁, C₇ mit der Steuerelektrode A des Schalters T₁ verbunden ist, während das andere Ende der Sekundärwicklung mit der Kathode des Schalters T₁ und damit mit Masse verbunden ist. Auf ähnliche Weise ist

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der Kollektor des Transistors T, mit der Primärwicklung eines Treibertränsformators T" verbunden, dessen Sekundärwicklung über eine Diode D₁₂ ^U1^d ein RC-Parallelnetzwerk R„, C₀ mit der Steuerelektrode B des Schalters T₀ verbunden ist,

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wahrend das andere Ende der Sekundärwicklung mit der Kathode E des Schalters T₀ verbunden ist. Der Wickelsinn der Wicklungen des Transformators T¹ bzw. T" ist derart gewählt; worden, dass ein sekundärer Strom über die Diode D₁₁ bzw. D₁₂ zu der Elektrode A bzw. B fliesst. Während der Zeitintervalle, in denen der Kollektorstrom des Transistors T_ bzw. T/ fliesst und der Schalter T₁ bzw. T„ in den leitenden Zustand bringt und in diesem Zustand hält, wird der Kondensator C_ bzw. C„ aufgeladen.

Der Emitter eines PNP-Transistors T„ ist mit der Kathode der Diode D.... verbunden, während der Kollektor desselben mit der Kathode des Schalters T₁ und die Basis über einen Widerstand R„ mit der Anode der Diode D₁₁ verbunden ist. Auf ähnliche Weise ist der Emitter eines PNP-Transistors T₀ mit der Kathode der Diode D₁₀ verbunden, während der Kollektor desselben mit dem Punkt E und die Basis über einen Widerstand R. mit der Anode der Diode D verbunden ist. Während des leitenden Zustandes des Transistors T- verursacht der sekundäre Strom des Transformators T^s an der Diode D₁ einen positiven Spannungsabfall, der den Transistor T₇ gesperrt hält.

Wird der Transistor T- durch das Signal des Oszillators OSC gesperrt, so kehrt die Spannung an der Primärwicklung des Transformators T· und daher auch an der Sekundärwicklung ihre Polarität um. Dadurch nimmt der Strom durch die Sekundärwicklung schnell ab und kehrt daraufhin seine Richtung um, während der Transistor T_ wegen der Spannung des Kondensators C_ leitend wird. Der Basisstrom desselben fliesst durch den Widerstand R₀, während die Diode D gesperrt wird. Der Emitterstrom entferne die in dex" Steuerelektrode A vorhandenen Ladungsträger, was den Schalter T₁ in den Sperrzustand bringt. Mit Hilfe des Transformators T" und des Transistors Ty erfolgt für den Schalter T„ ein ahnlicher Verlauf. Die beiden Schalter

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werden nahezu gleichzeitig schnell ein- und ausgeschaltet.

Mit Hilfe eines Differenzierkondensators C„ und eines Transistors T_ wird ein Impuls, dessen Vorderflanke mit der abfallenden Flanke des Signals des Oszillators OSC zusammenfällt, der Basis des Transistors T. zugeführt. Der Kollektorwiderstand R_r liegt nicht an der niedrigen Speisespannung, sondern an der Spannung V . Parallel zu der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T_1n liegt ein durch einen kleinen Widerstand R,- und einen Kondensator C-jQ gebildetes Reihennetzwerk. An dem Kollektor des Transistors T ist eine sägezahnformige Spannung vorhanden, deren Neigung mit den Schwankungen der Spannung V_R variiert. Die sägezahnformige Spannung wird der nicht umkehrenden Eingangsklemme einer ersten Vergleichsstufe COMP₁ und der umkehrenden Eingangsklemme einer zweiten Vergleichsstufe COMP« zugeführt. Die umkehrende Eingangsklemme der Stufe COMP, liegt an einer konstanten Gleichspannung. Die nicht umkehrende Eingangsklemme der Stufe COMP₀ ist über eine Umkehrstufe mit der AusgangskleHime eines Verstärkers ₁ verbunden, mit deren Hilfe drei durch drei Einstellpotentiometer R_, Ro und R„ einstellbare Spannungen der genannten Eingangsklemme zugeführt werden und zwar eine Gleichspannung, eine vertikal-frequente parabelförmige Spannung und eine vertikal-frequente sägezahnformige Spannung. Von der letztgenannten ist auch das Vorzeichen der Neigung einstellbar.

Dadurch werden eine parabelförmige Spannung Y , eine sägezahnformige Spannung Y mit positiver Neigung und eine sägezahnförmige Spannung -Y mit negativer Neigung, die alle von einem Vertikal-Ablenkgenerator herrühren, dem Verstärker AMP₁ zugeführt. Die Ausgangsspannung desselben ist also vertikal-frequent, parabelf örniig, wobei die Parabel abhängig von der Lage des Schleifers des Potentiometers Rg gekippt sein kann.

Die Ausgangsklemmen der Stufen COMP₁ und COMP sind mit den Eingangsklemmeη eines UND-Tores verbunden, dessen Ausgangsklemme mit den Basiselektroden zweier Transistoren T₁₁ und T₁₀ verbunden ist. Die Emitterelektroden der Transistoren T₁₁ und T..,, sind miteinander und über eine

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Spule L_ mit der Steuerelektrode des Darlington-Paares T„ verbunden. Das Steuersignal desselben ist folglich eine Rechteckspannung, deren Vorderflanke eine Lage hat, die von der Spannung an der umkehrenden Eingangsklemme der Stufe COMP₁ abhängig ist und folglich eine konstante Zeit nach dem Anfang der Horizontal-Hinlaufzeit auftritt. Der Zeitpunkt, wo die Rückflanke der genannten Rechteckspannung auftritt, ist von der Spannung an der nicht umkehrenden Eingangsklemme der Stufe COMP_? abhängig. Mittels des Potentiometers R₁-, kann die Breite des wiedergegebenen Bildes eingestellt werden, wahrend das Potentiometer R₀

zur Einstellung der Korrektur der Ost-West-Rasterkissenverzeichnung und das Potentiometer R„ zur Einstellung der Korrektur der Trapezverzerrung sorgt. Dadurch, dass der Widerstand R₁. mit der Speisespannungsquelle V verbunden ist, ist der Zeitpunkt, wo die Rückflanke der Steuerspannung des Darlington-Paares T„ auftritt, von der Spannung V abhängig. Damit wird eine Vorwärtsregelung erhalten der

Leitungsdauer T* des Daiuington-Paares T„ als Funktion der Spannung V . Durch die Wahl des Wertes des Widerstandes R kann erhalten werden, dass die Amplitude des Ablenkstromes von den Schwankungen der Spannung V^ einigermassen unabhängig ist, so dass die Rtickwärtsregelung mit Hilfe der Wicklung L, und der· Diode D- (siehe Fig. 1) fortfallen kann. ' Der an- einem Abgriff der Wicklung L„ vorhandene Rücklaufimpvils wird einem Verstärker AMP« zugeführt, in dem eine Verstärkung sowie eine Formung stattfindet. Das erhaltene Signal wird einem Phasendiskriminator ψ zugeführt, der zugleich ein Horizontal-Synchronsignal S zugeführt bekommt. Das Ausgangssignal des Diskriminators ψ wird durch ein Tiefpassfilter F, das dem Oszillator OSC eine Steuerspannung zuführt, geglättet. Durch die auf diese Weise gebildete Phasenregelsclileife wird erhalten, dass das Signal des Oszillators OSC und daher der durch die Ablenkspule L fliessende Horizontal-Ablenkstrom die richtige Frequenz und die richtige Phase gegenüber dem Signal S hat.

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE

\\J Schaltungsanordnung für eine Bildwiedergabeanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes mit einem Hinlauf und einem Rücklauf durch eine Horizontal-Ablenkspule, die während der Hinlaufzeit durch wenigstens zwei reihenge-

g schaltete steuerbare horizontal-frequent schaltende Ablenkschalter an einen Hinlaufkondensator angeschlossen ist, welche Schalter während der Rücklaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt sind, in welcher Rücklaufzeit die Ablenkspule, der Hinlaufkondensator und Schaltungselemente, die zusammen eine

■ig Rücklaufkapazität bilden, einen Teil eines Resonanznetzwerkes bilden, dessen Elemente die Dauer der Rücklaufzeit bestimmen, wobei die Schaltungsanordnung auch eine mit einer Speisespannungsquelle gekoppelte Speisewicklung zum während.der Rücklaufzeit Zuführen von Speiseenergie zu dem Resonanznetzwerk aufweist, dadurch gekennzeiclxnet, dass die Speisewicklung in wenigstens zwei Teilwicklungen (L , ^) aufgeteilt ist, die je einerseits mittels einer Speisediode (D„, D.) mit dem Resonanznetzwerk und andererseits mit einem Ablenkschalter (T-, D-; Τ₂,-ϊ)₂) und über einen steuerbaren, ebenfalls horizontal-frequent schaltenden Speiseschalter (T ) mit der Speisespannungsquelle (V_) verbunden sind, welcher Speiseschalter während wenigstens eines Teils ("^) der Hinlaufzeit zum in der Speisewicklung Speichern von Speiseenergie leitend ist, während die Speisedioden gesperrt sind und während des restlichen Teils der Horizontal-Periode gesperrt ist, während die Speisedioden leitend sind, wobei der während der RUcklaufzeit durch die Speisedioden fliessende Strom Verluste ausgleicht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch

gekennzeichnet, dass die Leitungsdauer (t ) des Speiseschalters (Τ«) zum Einstellen der Amplitude (i) des Ablenkstromes (i) einstellbar ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch

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gekennzeichnet, dass die Leitungsdauer (tT) des Speiseschalters (T„) abhängig von der Speisespannung (^d) einstellbar ist.

k. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Leitungsdauer ( 'C ) des Speiseschalters (Τ_) vertikal-frequent modulierbar ist zum Korrigieren der Rasterverzerrung»

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Verbindungspunkt der Ablenkschalter (T , D ; T , D ) an einem Bezugspotential liegt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Rücklaufkondensator (C₁, C₂) einerseits und die Reihenschaltung aus einer Teilwicklurig (L₂, L«) und einer Speisediode (D„, D. ) andererseits zu jedem Ablenkschalter (T₁, D₁; T₂, D₂) parallel liegt, •wobei das Verhältnis der Kapazität des ersten Rücklaufkondensators zu der des zweiten dem Verhältnis der Windungszahl der zweiten Teilwicklung zu der der ersten Teilwicklung entspricht.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Reihenschaltung aus einem Hinlaufkondensator (C¹, C") und einer Horizontal-Ablenkspulenhälfte (L₁, L") zu jedem Ablenkschalter (T₁, D₁; T₂, D₉) parallel liegt.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein dritter Ablenkschalter (T., D) mit den zwei Ablenkschaltern (T₁, D ; D , D„) in Reihe liegt, wobei ein dritter Rücklaufkondensator (C.) einerseits und die Reihenschaltung aus einer dritten Teilwicklung der Speisewicklung (L_) und einer dritten Speisediode (D,) andererseits zu dem dritten Ablenkschalter parallel liegt.

9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche bis h und 8, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Ablenkschalter der Reihenschaltung aus dem in einer Richtung leitfähigen Speiseschalter (T..) und einer Diode (Do) mit derselben Leitungsrichtung aufweist, während eine weitere Diode (D₁) mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung in

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einem Parallelzweig liegt, wobei der Verbindungspunkt der Ablenksehalter auf einem Bezugspotential liegt und wobei der Speiseschalter und der zweite Ablenkschalter (T„, D ) zu dem Endzeitpunkt der Hinlaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt werden.

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche,· dadurch gekennzeichnet, dass die Teilwicklungen (L„, L„) sekundäre Wicklungen eines Transformators (τ) sind, dessen Primärwicklung (L₁) mit dem Speiseschalter (T„) in Reihe liegt, wobei die gebildete Reihenschaltung an die Speisespannungsquelle (V_) angeschlossen ist.

11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in einer Richtung leitend sein kann, und eine zu demselben parallel

¹^ liegende Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass eine Spannungsquelle (L_, L^) mit den genannten Dioden (D..* D^) in Reihe liegt zum wenigstens zu dem EinschaltZeitpunkt der genannten steuerbaren Schalter (T₁, T„) in dem Leitungszustand Halten der Dioden.

12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerelektrode (A, β) eines Ablenkschalters (T₁, D₁; T₂, D) mit einer Sekundärwicklung eines Treibertransformators (T¹, T") verbunden ist, dessen Primärwicklung mit einer Stromquelle (T_, T^) verbunden ist, wobei die beiden Wicklungen gleichzeitig Strom führen zum in den leitenden Zustand Bringen und in diesem Zustand Halten des Ablenkschalters und dass die Steuerelektrode zugleich mit einem Transistor (T„, T„) verbunden ist zum

Sperren des AbIenkschalters.

13· Schaltungsanordnung nach Anspruch 3> gekennzeichnet durch eine Rückkopplung einer Rücklaufspannung zu den Steuermitteln (DR) des Speiseschalters (T„) zum Beeinflussen der Leitungsdauer { ~ ) desselben.

1^. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, 3 und ■'+, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuermittel des Speiseschalters (T„) einen Sägezahnspannungsgenerator (^t _1oi^Ciq) und eine Vergleichestufe (COMP₁) zum Erzeugen eines impuls-

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förmigen Steuersignal enthalten, wobei eine Flanke des erzeugten Steuersignals abhängig von einer Gleichspannung und von einem vertikal-frequenten Signal einstellbar ist, während die Neigung der Sägezahnspannung unter dem Einfluss der Speisespannung (V-) veränderlich ist. 15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in nur einer Richtung leiten kann, und eine zu demselben parallel stehende Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden genannten steuerbaren Schalter (T₁, T„) torgesteuerte Schalter sind.