DE3200478A1 - "schaltungsanordnung fuer eine bildwiedergabeanordnung zum erzeugen eines saegezahnfoermigen horizontal-ablenkstromes" - Google Patents
"schaltungsanordnung fuer eine bildwiedergabeanordnung zum erzeugen eines saegezahnfoermigen horizontal-ablenkstromes"Info
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Description
"""":*· 3200473
9931 y£K 30.12.1981
Schaltungsanordnung für eine Bildwiedergabeanordnung zum
Erzeugen eines sägezahnförmigen Horizontal-Ablenkstromes
Die Erfindung bezieht sich, auf eine Schaltungsanordnung
für eine Bildwiedergabeanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes mit einem Hinlauf und
einem Rücklauf durch eine Horizontal-Ablenkspule, die während der Hinlaufzeit durch wenigstens zwei reihengeschaltete
steuerbare horizontal-frequent schaltende Ablenkschalter an einen Hinlauf-Kondensator angeschlossen ist,
welche Schalter während der Rücklaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt sind, in welcher Rücklaufzeit die Ablenkspule,
der Hinlaufkondensator und Schaltungselemente, die zusammen eine Rücklaufkapazität bilden, einen Teil eines
Resonanznetzwerkes bilden, dessen Elemente die Dauer der Rücklaufzeit bestimmen, wobei die Schaltungsanordnung
zugleich eine mit einer Speisespannungsquelle gekoppelte Speisewicklung zum während der Rücklaufzeit Zuführen von
Speiseenergie zu dem Resonanznetzwerk aufweist.
Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der US-Patentschrift 3 030 kkk bekannt. Diese bekannte Schaltungsanordnung
bietet den Vorteil, dass die während der Rücklaufzeit an der Ablenkspule vorhandene hohe Spannung
über zwei Schalter verteilt wird. In Fernsehempfängern für
die die bekannte Schaltungsanordnung gemeint ist, hat die Horizontal-Frequenz den Wert, der durch die Fernsehnorm
vorgeschrieben ist, d.h. beispielsweise 15i75 kHz für die
US-Norm. Bei Bildwiedergabeanordnungen, für die eine höhere Qualität als die der bisherigen Empfänger erwünscht
ist, kann für einen höheren Wert gewählt werden. Dies ist insbesondere der Fall bei Bildwiedergaberöhren mit einem
hohen Auflösungsvermögen, die beispielsweise zum Wiedergeben digital erzeugter Bilder benutzt werden und wobei
die Horizontal-Frequenz einen Wert hat, der zwischen 15 und
6k kHz liegen kann.
Die bekannte Schaltungsanordnung ist für eine
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andere Horizontal-Frequenz als 15»75 kHz auch geeignet,
unter der Bedingung jedoch, dass für die Speisespannung ein anderer Wert gewählt wird, so dass auch die Hinlaufspannung,
die an dem Hinlaufkondensator vorhanden ist und c der Speisespannung entspricht, einen anderen Wert erhält.
Sonst würde die Amplitude des Horizontal-Ablenkstromes und daher die Breite des wiedergegebenen Bildes unrichtig
sein. Wünscht man, dass die Horizontal-Ablenkschaltung
für unterschiedliche Werte der Horizontal-Frequenz geeignet
JO ist, muss der Wert der Speisespannung regelbar, wenigstens
einstellbar sein. Eine derartige Einstellung führt meistens zu grossen Verlusten. Weil ausserdem die Speisespannungsschaltung,
die die Horizontal-Ablenkschaltung mit Speiseenergie versieht, meistens andere Belastungen hat, die
durch diese Einstellung unangegriffen bleiben müssen, ist
eine einstellbare verlustarme Speisespannungsschaltung schwer verwirklichbar.
Die Erfindung hat nun zur Aufgabe, eine Schaltungsanordnung der obengenannten Art zu schaffen, wobei die
Amplitude des erzeugten Horizontal-Ablenkstromes von dem Wert der Horizontal-Frequenz nahezu unabhängig ist und
mit einfachen, wenig aufwendigen Mitteln auf den gewünschten Wert eingestellt werden kann. Dazu weist die erfindungsgemässe
Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass die Speisewicklung in wenigstens zwei Teilwicklungen aufgeteilt
ist, die je einerseits mittels einer Speisediode mit dem Resonanznetzwerk und andererseits mit einem Ablenkschalter
und über einen steuerbaren, ebenfalls horizontalfrequent schaltenden Speiseschalter mit der Speisespannungsquelle
verbunden sind, welcher Speiseschalter während wenigstens eines Teils der Hinlaufzeit zum in der Speisewicklung
Speichern von Speiseenergie leitend ist, während die Speisedioden gesperrt sind, und während des restlichen
Teils der Horizontal-Periode gesperrt ist, wahrend die
Speisedioden leitend sind, wobei der während der Rücklaufzeit durch die Speisedioden fliessenden Strom Verluste
ausgleicht.
Vorzugsweise weist die erfindungsgernässe Schaltungs-
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PHN 9931 X ")■■ 3°·12·1981
anordnung das Kennzeichen auf, dass die Leitungsdauer des
Speiseschalters zum Einstellen der Amplitude des Ablenkstromes einstellbar ist und das« sie abhängig von der
Speisespannung einstellbar ist. Durch diese Massnahme ist die Amplitude des erzeugten Ablenkstromes auch von der
Speisespannung unabhängig. Die Leitungsdauer kann auch
vertikal-frequent modulierbar sein zum Korrigieren der Rasterverzerrung.
Die Schaltungsanordnung kann das Kennzeichen auf—
IQ weisen, dass der Verbindungspunkt der Ablenkschalter an
einem Bezugspotential liegt. Ein Kennzeichen der Schaltungsanordnung kann sein, dass ein Rücklaufkondensator einerseits
und die Reihenschaltung aus einer Teilwicklung und einer Speisediode andererseits zu jedem Ablenkschalter
parallel liegt, wobei das Verhältnis der Kapazität des ersten Rücklaufkondensators zu der des zweiten dem Verhältnis
der Anzahl Windungen der zweiten Teilwicklung zu der der ersten Teilwicklung entspricht und dass die Reihenschaltung
aus einem Hinlaufkondensator und einer Horizontal-Ablenkspulenhälfte
zu jedem Ablenkschalter parallel liegt.
Ein Ausbau der Schaltungsanordnung kann das Kennzeichen aufweisen, dass ein dritter Ablenkschalter
mit den zwei Ablenkschaltern in Reihe liegt, wobei ein dritter Rücklaufkondensator einerseits und die Reihenschaltung
aus einer dritten Teilwicklung der Speisewicklung und einer dritten Speisediode andererseits zu dem dritten
Ablenkschalter parallel liegt.
In einer Abwandlung weist die Schaltungsanordnung das Kennzeichen auf, dass der erste Ablenkschalter die
Reihenschaltung aus dem in einer Richtung leitfähigen Speiseschalter und einer Diode mit derselben Leitungsrichtung aufweist, während eine weitere Diode mit der entgegengesetzten
Leitungsrichtung in einem Parallelzweig liegt, wobei der Verbindungspunkt der Ablenkschalter auf
einem Bezugspotential liegt und wobei der Speiseschalter und der zweite Ablenkschalter zu dem Endzeitpunkt der
Hinlaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt werden.
Die Schaltungsanordnung kann mit Vorteil das
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Kennzeichen aufweisen, dass die Teilwicklungen Sekundärwicklungen eines Transformators sind, dessen Primärwicklung
mit dem Speiseschalter in Reihe liegt, wobei die gebildete Reihenschaltung an die Speisespannungsquelle angeschlossen
ist.
Eine Schaltungsanordnung, bei der die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in einer Richtung leitend
sein kann, und eine zu demselben parallel liegende Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten,
kann das Kennzeichen aufweisen, dass eine Spannungs— quelle mit den genannten Dioden in Reihe liegt zum wenigstens
zu dem Einschaltzeitpunkt der genannten steuerbaren Schalter in dem leitenden Zustand Halten der Dioden,
In- einer Ausführungsform weist die Schaltungsan-Ordnung
das Kennzeichen auf, dass die Steuerelektrode eines Ablenkschalters mit einer Sekundärwicklung eines Treibertransformators
verbunden ist, dessen Primärwicklung mit einer Stromquelle verbunden ist, wobei die beiden Wicklungen
gleichzeitig Strom führen zum in den leitenden Zustand Bringen und in diesem Zustand Halten des Ablenkschalters
und dass die Steuerelektrode zugleich mit einem Transistor verbunden ist zum Sperren des Ablenkschalters.
Die erfindungsgemässe Schaltungsanordnung kann
gekennzeichnet sein durch eine Rückkopplung einer Rücklauf— spannung zu den Steuermitteln des Speiseschalters zum Beeinflussen
der Leitungsdauer desselben oder das Kennzeichen aufweisen, dass die Steuermittel des Speiseschalters einen
Sägezahnspannungsgenerator und eine Vergleichsstufe zum Erzeugen eines impulsförmigen Steuersignals enthalten, wobei
eine Flanke des erzeugten Steuersignals abhängig von einer Gleichspannung und von einem vertikal-frequenten Signal
einstellbar ist, während die Neigung der Sägezahnspannung unter dem Einfluss der Speisespannung veränderlich ist.
Eine Schaltungsanordnung1, bei der die Ablenkschalter
je einen steuerbaren Schalter, der in nur einer Richtung leitend sein kann, und eine zu demselben parallel liegende
Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten, kann das Kennzeichen aufweisen, dass die beiden
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steuerbaren Schalter torgesteuerte Schalter sind.
Ausführungsbeispiele der Schaltungsanordnung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im folgenden näher
beschrieben. Es zeigen
Fig. 1 das Schaltbild der erfindungsgemässen
Schaltungsanordnung,
Fig. 2 Wellenformen, die darin auftreten,
Fig. 3, h, 5 und 6 Abwandlungen der Schaltungsanordnung
nach der Erfindung,
W ■ Fig. 7 einen detaillierten Schaltplan der Schaltungs
an Ordnung.
In Fig. 1 ist L eine Horizontal-Ablenkspule zum elektromagnetischen Ablenken in der horizontalen Richtung
eines oder mehrerer in einer nicht dargestellten Bildwiedergaberöhre erzeugten Elektronenstrahles (bzw. -strahlen).
In Reihe damit liegt ein Hinlaufkondensator C. Parallel zu dem gebildeten Netzwerk liegen die Reihenschaltungen aus
zwei npn-Schalttransistoren T1 und T„, zwei Dioden D und
D„ und zwei Rücklaufkondensatoren C und C^, Der Emitter
des Transistors T1 ist mit dem Kollektor des Transistors T0
Und die Anode der Diode D. iat mit der Kathode der Diode D^
verbunden. Die Kondensatoren C und C2 haben nahezu dieselbe
Kapazität.
Die Primärwicklung L.. eines Transformators T ist
einerseits mit der positiven Klemme einer Speisespannungsquelle V-n und andererseits mit dem Kollektor eines weiteren
u
npn-Schalttransistors T verbunden. Der Emitter des Transistors
T„ ist mit der negativen Klemme der Quelle V^ verbunden,
welche Klemme an Masse liegt. Mit einem Ende einer Sekundärwicklung L des Transformators T ist die Anode einer
weiteren Diode D verbunden. Die Kathode derselben ist mit dem Verbindungspunkt der Kondensatoren C und C1, mit der
Kathode der Diode D1 und mit dem Kollektor des Transistors
T verbunden. Auf ähnliche Weise ist ein Ende einer zweiten Sekundärwicklung L„ des Transformators T mit der
Kathode einer Diode Dl verbunden, deren Anode mit dem
Verbindungspunkt der Spule L, des Kondensators C«, der
Anode der Diode D„ und des Emitters des Transistors T^
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PHN 9931 j/AO- 30.12.1981
verbunden ist.
Die Wicklungen L0 und L^. haben dieselbe Windungszahl
und sind andererseits miteinander und mit dem Verbindungspunkt der Transistoren T. und T«, der Dioden D1 und
D2 und der Kondensatoren C. und C„ verbunden. Dieser Punkt
liegt an einem Bezugspotential, beispielsweise an dem der genannten Masse. Der Wickelsinn der Wicklungen L-, L,, und L_
ist in Fig. 1 durch. Punkte bezeichnet. Einfachheitshalber
sind in Fig. 1 die Steuermittel, die sich in den Basisleitungen der Transistoren T1 und T2 befinden, nicht dargestellt.
Wird in erster Instanz die Kapazität des Kondensators
C als unendlich gross vorausgesetzt, so wird vorausgesetzt, dass die Spannung am Kondensator C, die Hinlaufspannung
ν, konstant bleibt. Während eines Teils, während der Hinlaufzeit, der Horizontal-Periode sind die durch den
Transistor T und die Diode D1 bzw. durch den Transistor T„
und die Diode D„ gebildeten Schalter, wobei entweder der Transistor oder die Diode leitend ist und wobei die Diode
fortfallen kann, wenn der Transistor invers leitend sein kann, leitend. Unter diesen Umständen ist während der
ganzen Hinlaufzeit die Spannung ν an der Spule L vorhanden.
Der durch die Spule L fliessende Horizontal-Ablenkstrom i hat daher einen linearen Verlauf und kehrt zu dem Mittelpunkt
der Hinlaufzeit seine Richtung um. Vor diesem Zeitpunkt fliesst er durch die Diode D und D„, und nach diesem
Zeitpunkt fliesst er durch die Transistoren T1 und T .
Dies gilt für eine Schaltungsanordnung ohne Verluste. Die Basiselektroden der Transistoren T1 und T„ bekommen
rechtzeitig vor dem genannten Mittenzeitpunkt positive Steuersignale zugeführt.
Der Rücklauf wird zu dem Zeitpunkt, wo die Transistoren T1 und T unter dem Einfluss eines rechtzeitig zugeführten
negativen Steuersignals nahezu gleichzeitig gesperrt
werden, eingeleitet. Während der Rücklaufzeit bilden
die Induktivitäten und die Kapazitäten der Schaltungsanordnung
nach Fig. 1 ein Resonanznetzwerk. Die Änderung des Stromes i wird nun durch das Netzwerk bestimmt und ist
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nahezu sinusförmig. Am Verbindungspunkt der Elemente T , D1,
D,,, C und C1 steigt die Spannung entsprechend einer nahezu
Kosinus-Funktion über Massepotential, während die Spannung
an dem unten dargestellten Ende der Spule L entsprechend derselben Funktion negativ wird. Zu dem Mittenzeitpunkt
der Rücklaufzeit kehrt der Strom i seine Richtung um, während die erstgenannte Spannung ein Maximum und die
zweite ein Minimum erreicht. An jedem Schalter T1, D1 bzw.
T„, D2 ist eine maximale Spannung vorhanden, die die Hälfte
der Spannung ist, die an einem einzigen Schalter vorhanden wäre. Die Rücklaufzeit wird zu dem Zeitpunkt beendet, wo
die beiden Spannungen wieder negativ werden, wodurch die Dioden D.. und D„ leitend werden.
Während eines Teils der Hinlaufzeit ist der Transistor T unter dem Einfluss eines horizontal-freqnenten
Steuersignals leitend, das der Basis mittels einer Treiberstufe DR zugeführt wird. Der dann durch die Wicklung L1
fliessende Kollektorstrom des Transistors T_ hat einen linearen Verlauf mit einer konstanten Neigung, wenn die
Spannung V der Spannungsquelle konstant ist. Während der
Hinlaufzeit sind die Spannung an der Kathode der Diode D„ und die Spannung an der Anode der Diode D^ Null. Der Wickel—
sinn der Wicklungen L , L„ und L- sowie die Leitungsrichtung
der Dioden D„ und D, sind derart gewählt worden, dass die
Dioden gesperrt sind, solange durch die Wicklung L1 Strom
fliesst.
Zu dem Zeitpunkt, wo das Leitungsintervall "i des Transistors T beendet wird, wird die Spannung an dem
Kollektor desselben, die nahezu Null war, positiv. Die
Spannung an der Anode der Diode D„ wird auch positiv,
während die Spannung an der Kathode der Diode D. negativ wird. Die beiden Dioden sind leitend und die Wicklungen L„
und L„ werden dadurch und durch entweder die Transistoren T1 und T2 oder die Dioden D1 und D„ nahezu kurzgeschlossen.
Durch diese Wicklungen und durch die Dioden D„ und Dr
fliesst daher ein konstanter Strom. An der Wicklung L1 ist
die Spannung auch Null, so dass die Spannung am Kollektor des Transistors T, der Spannung V.. entspracht. Während der
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Rücklaufzeit verursacht die wahrend des Intervalls durch
den Kollektorstrom des Transistors T in dem Transformator
T gespeicherte Energie nach, wie vor einen Strom durch die Dioden D„ und D^. Dieser Strom nimmt entsprechend derselben
sinusförmigen Funktion wie der Strom i ab, während
der positive Rücklaufimpuls, der an dem Verbindungspunkt
der Kondensatoren C und C. vorhanden ist, auch an der Anode der Diode D„ und daher auch, jedoch um einen Faktor gleich
dem Transformationsverhältnis der Anzahl Windungen der
Wicklung L1 zu der der Wicklung L„, an dem Kollektor des
Transistors T„ vorhanden ist. An der Kathode der Diode Dr
ist derselbe negative Rücklaufimpuls vorhanden wie an dem
unten dargestellten Ende der Spule L. An dem Ende der Rücklaufzeit herrschen dieselben Spannungen wie vorher,
^5 während der Strom durch die Dioden D„ und D. einen konstanten
Wert annimmt, der niedriger, jedoch nicht Null ist. Diese Situation wird beibehalten, bis der Transistor T„
abermals leitend wird.
Aus dem Obenstahenden geht hervor, dass durch
2^ die Dioden D„ und Dr auaserhalb der Zeit L ein Strom zu dem
Ablenkteil der Schaltungsanordnung fliesst. Während der Rücklaufzeit ist die Spannung an diesem Teil nicht Null,
und dieser Strom liefert dann Speiseenergie zum Ausgleichen der Verluste. Eine bessere Einsicht in die Wirkungsweise
der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 wird an Hand der Zeitdiagramme, die in Fig. 2 für zwei Werte der Horizontal-Frequenz
aufgetragen sind, erhalten und zwar links für einen bestimmten Wert f.. = 1/H1 und rechts für einen niedrigeren
Wert f„ =-1/H2. Dabei ist H1 bzw. H2 die Horizontal-Periode.
In Fig. 2a wird der Verlauf des Stromes i dargestellt. Die Amplitude I desselben muss in beiden Fällen
gleich sein, wenn man will,dass die Breite des wiedergegebenen Bildes bei veränderlicher Horizontal-Frequenz nicht
variiert. Fig. 2b zeigt den Verlauf der Spannung am Kollektor des Transistors T . Weil die Dauer der Rücklaufzeit
nicht durch die Horizontal-Frequenz sondern durch die Elemente der Schaltungsanordnung bestimmt wird, kann mit
■-· 3200:73
PHN 9931 J^W' 30. 12.1 Q81
Δ.±
Hilfe der Formel V = L —:—-— eingesehen werden, dass die
/«i t
RUcklaufimpulse, insbesondere iiire Amplitude, nahezu ungeändert
bleiben, wenn die Frequenz geändert wird. Die Änderung Zx i des Stromes i während der Rücklauf zeit A-1 ist in
beiden Fällen ja gleich I.
Aus derselben Fig. 2b geht auch hervor, dass die Hinlaufspannung einen niedrigeren Wert hat, als wenn die
Horizontal—Frequenz niedriger ist. Diese Spannung, die dein
mittleren Wert der Spannung nach Fig. 2b entspricht, ist
Ό in dieser Figur angegeben und zwar links als V- und rechts
als V2.
Fig. 2c zeigt den Verlauf der Spannung am Kollektor
des Transistors T„. Die Spannung an der Wicklung L?
erfährt eine gleichförmige Änderung, wobei der mittlere
Wert Null ist. Die Spannung an der Wicklung L- ist derselben
entgegengesetzt. Weil der Wert der Spannung an der Wicklung L2 während der Hinlaufzeit ausserhalb der Zeit ^
nahezu Null ist, bedeutet dies, dass die Oberfläche des Rücklaufimpulses in Fig. 2c der des Rechtecks in der
Zeit tTentspricht. Daraus geht hervor, dass das Produkt
V χ IT nahezu konstant ist. Weil die Spannung V obenstehend
als konstant vorausgesetzt ist, ist also die Zeit i~
auch nahezu konstant, d.h. nicht von der Frequenz abhängig. In Fig. 2d zum Schluss ist die Änderung dargestellt des
Stromes durch den Transformator T. In der Zeit "C fliesst
dieser Strom durch die Wicklung L1, in der restlichen Zeit
der Periode fliesst er durch die Wicklungen L„ und L„, was
in Fig. 1 nach der Primärseite transformiert dargestellt wird.
Aus dem obenstehenden geht nicht nur hervor, dass die Leitungszeit ^"des Transistors T„ bei konstanter Speisespannung
V nahezu konstant ist, sondern auch, dass die Lage derselben in der Hinlaufzeit nicht von Bedeutung ist,
so dass diese Lage beliebig gewählt werden kann» In der Praxis wird die Dauer des Steuerimpulses des Transistors T„
einstellbar sein. Durch diese Einstellung kann die Απφΐχ—
tude des Rücklaufimpulses und daher die Amplitude I sowie die Breite des wiedergegebenen Bildes auf einen gewünschten
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Wert eingestellt werden. Dieser Wert hängt von der Horizontalfrequenz
nicht ab. Gleichspannungen, die durch Gleichrichtung von Spannungen, die an weiteren Sekundärwicklungen
des Transformators T vorhanden sind, erhalten werden, werden dadurch auf konstante Werte eingestellt. In Fig. 1
ist L. eine derartige Sekundärwicklung.
Die Spannung VB ist konstant, wenn die Quelle derselben
eine stabilisierte Speisespannungsschaltung ist. Ändert sich nun die Spannung V^, beispielsweise weil diese
Spannung durch Gleichrichtung von dem elektrischen Versorgungsnetz abgeleitet ist, so kann die Schaltungsanordnung
nach Fig. 1 jedoch dafür sorgen, dass die Amplitude I des Horizontal-Ablenkstromes sowie der Wert der sekundären
Gleichspannungen konstant bleiben. Dazu wird die Zeit "C
abhängig von einer dieser Spannungen, beispielsweise abhängig von der Spannung, die von der Wicklung L^ mit
Hilfe einer Diode Dr und eines Kondensators C abgeleitet
wird, geregelt. Die Treiberstufe DR enthält eine Vergleichsstufe, in der die Spannung des Kondensators C„ mit einer
2" Bezugsspannung V _ vergleichen wird, um auf bekannte
Weise die Leitungszeit des Transistors T„ zu beeinflussen.
Dabei ist die längst mögliche Dauer der Zeit ^ gleich der Hinlaufzeit.
Mit der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kann die Ost-West-Korrektur zum Korrigieren der Rasterverzeichnung
auf einfache Weise dadurch ausgebildet werden, dass die Zeit L eine vertikal—frequente Dauermodulation erfährt.
Dazu wird ein vertikal-frequentes. meistens parabelförmiges
Signal V der Treiberstufe DR zugeführt. Die Bezugsp
ar
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spannung ist nun gleichsam vertikal-frequent geworden.
Die Parabelform muss derart sein, dass die Zeit T maximal ist für die mittlere horizontale Linie des wiedergegebenen
Bildes, d.h. in der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit, wodurch
die Amplitude I auch maximal ist und minimal ist für die oberste und unterste horizontale Linie am Wiedergabeschirni,
d.h. am Anfang und am Ende der Vertikal-Hinlauf zeit, wodurch die Amplitude I auch minimal ist. Durch
die erhaltene Üst-West-Modulation wird der Gleichspannung
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des Kondensators C„ eine vertikal-frequente Spannung überlagert,
woraus hervorgeht, dass der Transformator T zum Erzeugen der Hochspannung für die Endanode der Bildwiedergaberöhre nicht geeignet ist.
Es dürfte einleuchten, dass ein anderer Punkt,
beispielsweise der Emitter des Transistors T„, des Ablenkteils
mit Masse verbunden sein kann. Der Vorteil, was dies anbelangt aus Fig. 1, liegt in der Tatsache, dass die
Wechselspannungen an den Enden der Ablenkspule in ihrem
1Q Absolutwert gleich sind und entgegengesetzte Vorzeichen aufweisen, so dass.die Mitte der Spule das Potential von
Masse hat. Dadurch ist die kapazitive Strahlung der Spule nach anderen Teilen der Bildwiedergabeanordnung, von der
die beschriebene Schaltungsanordnung einen Teil bildet, gering.
Weil Hochleistungstransistoren meistens eine relativ lange Ausschaltverzögerungszext aufweisen, kann
für Transistoren T und Tp1 die gleichzeitig ausgeschaltet
werden müssen, torgesteuerte Schalter (gate turn-off switches) benutzt werden, wofür die genannte Zeit viel
kürzer ist. Auch können ein oder mehrere Transistoren durch Transistoren vom pnp-Typ ersetzt werden: so kann
beispielsweise der Transistor T„ vom pnp-Typ sein, wobei der Emitter und der Kollektor gegenüber Fig. 1 vertauscht
sind. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 1 kann einigermassen geändert werden ohne dass die Wirkung derselben dadurch
wesentlich beeinflusst wird. Die Kondensatoren C1 und C,
können beispielsweise durch einen Kondensator ersetzt werden, der entweder zu dem Netzwerk L, C oder zu der Spule
L parallel liegt. Mit den Kondensatoren nach Fig. 1 wird der Rücklaufimpuls an der Spule L besser über die Schalter
T1, D. und T2, D„ verteilt. Auch ist es nicht notwendig,
dass die Kondensatoren C1 und C dieselbe Kapazität haben,
insofern das Verhältnis der Kapazitäten C1 und C„ dem
Verhältnis der Windungszahl der Wicklungen L,, und L„ entspricht.
Auf entsprechende Weise wie die Kondensatoren C und C können die Dioden D1 und D? durch nur eine Diode
ersetzt werden, unter der Bedingung jedoch, dass diese
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Diode den Gesanitrücklaufimpuls aushalten kann.
Die Schaltungsanordnung kann auch bekannte Elemente,
beispielsweise eine Zentrierschaltung oder eine Linearitätskorrektureinrichtung,
enthalten. Auch kann die Ablenkspule an die Sekundärseite eines Transformators angeschlossen
werden.
Durch den Transformator T kann zwischen dem Speise- und dem Ablenkteil der Schaltungsanordnung eine galvanische
Trennung vorgesehen werden. Ist diese Trennung nicht erwünscht, so kann auf den Transformator verzichtet werden
und kann der Transistor T unmittelbar mit dem Verbindungspunkt der Wicklung L_ und der Diode D. einerseits und mit
der positiven Klemme der Quelle V andererseits verbunden werden. Auf ähnliche Weise kann der Transistor T„ mit dem
Verbindungspunkt der Wicklung L2 und der Diode D„ einerseits
und mit einer negativen Speisespannung andererseits verbunden werden. In den beiden Fällen sind an der Anode
der Diode D„ und an der Kathode der Diode Di dieselben
Spannungsformen vorhanden wie in Fig. 1.
Eine andere Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 ist diejenige nach Fig. 3>
wobei gegenüber Fig.1 die Reihenschaltung L, C durch zwei Reihennetzwerke L1, C1
und L", C" ersetzt ist. Der Verbindungspunkt der beiden Reihennetzwerke kann an Masse gelegt werden. Dabei können
die Induktivitäten L· und L" fast identische Horizontal-Ablenkspulenhälften
sein, während die Kondensatoren C' und C" nahezu gleiche Kapazitäten aufweisen.
In der Ausführungsform nach Fig. k ist eine dritte
Ablenkschaltung vorgesehen, wobei ein Transistor T, , eine zu demselben anti-parallel liegende Diode D7, eine Speisewicklung
Lr, eine Speisediode D.. und ein Rücklaufkondensator
C, auf dieselbe Art und Weise vorhanden sind wie die entsprechenden Elemente aus Fig. 1. In Fig. 3 und k sind nur
die Ablenkschaltungen dargestellt. Die dritte dieser SchaltunßsanOrdnungen ist mit der zweiten auf dieselbe
Art und Weise verbunden wie die zweite mit dem ersten und das Reihennetzwerk L, C liegt zwischen dem Kollektor des
Transistors T1 und dem Emitter des Transistors T., der an
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Masse liegt. Es dürfte einleuchten, dass die Beschreibung der Wirkungsweise der Schaltungsanordnung nach Fig. 1
ohne Änderung auch Tür die Schaltungsanordnung nach Fig. h
gilt. Der Vorteil der Fig. k gegenüber Fig. 1 ist, dass die hohe Rücklaufspannung, die zu einer kurzen Rücklaufzeit
gehört, nun über drei Schalter statt über zwei verteilt wird. Selbstverständlich kann die Schaltungsanordnung
nach Fig. k beliebig um eine oder mehrere Ablenkschaltungen
vergrössert und/oder auf die obenstehend beschriebene Art und Weise geändert werden.
In den bisher beschriebenen Schaltungsanordnungen bekommen die Transistoren in dem Ablenkteil Steuersignale
mit einer nahezu konstanten Dauer zugeführt, wodurch sie während der zweiten Hälfte der Hinlaufzeit leitend sind,
während der Speisetransistor T_ während einer Zeit i- in der
Hinlaufzeit leitend ist, welche Zeit als Funktion der
Speisespannung einstellbar bzw. regelbar ist. In der Ausführungsform
nach Fig. 5 ist gegenüber Fig. 1 die Änderung vorgesehen, dass der Transistor T1 die Funktionen der
2" Transistoren T1 und T„ aus Fig. 1 kombiniert. Dabei ist
die Wicklung L1 mit dem Kollektor des Transistors T verbunden,
während eine Diode T„ zwischen diesem Kollektor
und dem Verbindungspunkt der Elemente D1, C1, C und D„
liegt, und zwar mit derselben Leitungsrichtung wie die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T1. Der Transistor
Tp bekommt dasselbe Steuersignal zugeführt wie die Transistoren T1 und T„ in den vorhergehenden Figuren. Das
Steuersignal des Transistors T1 in Fig. 5 dagegen hat eine
veränderliche oder einstellbare Dauer, wodurch die Ampli-
^ tude des Ablenkstromes bei Änderungen der Horizontal-Frequenz
oder der Speisespannung nicht ändert. Dies bedeutet, dass der Regelbereich im Falle von Fig. 5 etwas
beschränkter sein wird als für die vorhergehenden Figuren. Der Teil der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 mit
den Elementen T1, D1, D„ und Dg arbeitet auf ähnliche Weise
wie die kombinierte Speisespanrmngs- und Horizontal-Ablenkschaltung,
die in der Veröffentlichung "IEEE Transactions on Broadcasting Television Receivers", August 1972, '/'
PHN 9931 J^ -fjf- 30.12.1981
HeTt BTR-18, Nr. 3, Seiten 177-182, beschrieben worden ist.
Während der ersten Hälfte der Hinlaufzeit fliesst der Ablenkstrom durch die Dioden D1 und D„. Der Transistor T„
ist gesperrt, wahrend der Transistor T zu einem von der
Speisespannung abhängigen Zeitpunkt in den leitenden Zustand gebracht wird. Weil die Kathode der leitenden Diode D einen
niedrigen negativen Wert hat, während der Kollektor des Transistors T1 einen niedrigen positiven Wert hat, ist die
Diode Dq nicht leitend. Während der zweiten Hälfte der
Hinlaufzeit fliesst der Ablenkstrom durch die Diode Dq
und die Transistoren T1 und T2. Weil der Emitter des Transistors
T„ in Fig. 1 an Masse liegt, muss auch der Emitter des Transistors T1 in Fig. 5 an Masse liegen. Die Vellenformen,
die für Fig. 5 gelten, sind dieselben wie in der genannten Veröffentlichung, d.h., dass der Unterschied
zu denen aus Fig. 2c und 3d liegen in der Tatsache, dass der Arif ang&zeitpunkt' der Zeit C in der ersten Hälfte der
Hinlaufzeit liegen muss und dass der Endzeitpunkt derselben mit dem Endzeitpunkt der Hinlaufzeit zusammenfallen
muss.
Die Schaltungsanordnung nach Fig. 5 kann verschiedenartig
geändert werden. So kann auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. k die Anzahl Ablenkschaltungen vergrössert
werden, während nur ein Transistor die kombinierten Funktionen hat. Auch kann die Kathode einer Speisediode,
beispielsweise Diode D^, in dem Fall ,'wo der Transistor T«
die kombinierten Funktionen hat, nicht mit einem Rücklaufkondensator, sondern mit dem Hinlaufkondensator C verbunden
werden. Die in Fig. 6 dargestellte Schaltungsanordnung wird dann erhalten. Dabei sind die Spannungen
an den Wicklungen des Transformators T blockförmig. Bei
bestimmten Transformationsverhältnisseil desselben kann es
notwendig sein, zwischen der Wicklung L1 und dem Kollektor
des Transistors T1 auf bekannte Weise eine Trenndiode D„
vorzusehen, was auch für die Schaltungsanordnung nach Fig.5
gilt. In einer anderen Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 liegt das Reihennetzwerk aus einer Induktivität
und einem Kondensator parallel zu der Diode D1 und dem
PHN 9931 ^SC ity. 30.12.1981
Kondensator C , und die Kathode der Diode D„ ist mit einem
Abgriff der Induktivität verbunden.
Fig. 7 zeigt einen detaillierten Schaltplan einer Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach Fig. 1, die
grossenteils entsprechend dem Prinzip nach Fig. 1 ausgebildet ist. Darin sind T. und T„ torgesteuerte Schalter,
während T durch ein Darlington-Paar gebildet ist. Das Transformationsverhältnis der Wicklung L„ zu der Wicklung L1
sowie das der Wicklung L_ zu der Wicklung L„ ist gleich
2 : 1. Wahrend die Speisespannung V an der Primärseite
des Transformators T im Durchschnitt 150 V ist, hat die
Speisespannung an den übrigen Tiefleistungsstufen einen
stabilisierten Wert von 20 V. Mittels einer Sekundärwicklung Lg des Transformators T, einer Diode D. und
eines Begrenzungswiderstandes wird an einem Kondensator Cr
eine positive Spannung von etwa 3 V und an einem Kondensator Cg eine negative Spannung von ebenfalls etwa 3 V erzeugt.
Der Kondensator C ist in die Anodenleitung der Diode D1 und der Kondensator C- in die Kathodenleitung
der Diode D aufgenommen. Durch diese Massnahme wird gewährleistet,
dass während der Hinlaufzeit ein kleiner Strom durch die Dioden D1 und D_ fliesst, was eine Verzerrung
des Ablenkstromes in der Mitte der Hinlaufzeit bei der Übernahme derselben durch die Schalter T1 und T2 nahezu
ausgleicht. In Reihe mit der Ablenkspule L und dem Kondensator C ist eine Linearitätskorrekturanordnung LIN aufgenommen
.
Ein spannungsgesteuerter Oszillator OSC erzeugt
eine horizontal-frequente, nahezu symmetrische blockfbrmige
Spannung, die nach Verstärkung den Basiselektroden zweier als Stromquellen wirksamer Treibertransistoren T_
und Tg zugeführt wird. Der Kollektor des Transistors T ist mit der Primärwicklung eines Treibertransformators T1
verbunden, dessen Sekundärwicklung über eine Diode D^1 und
ein RC-Parallelnetzwerk R1, C7 mit der Steuerelektrode A
des Schalters T1 verbunden ist, während das andere Ende
der Sekundärwicklung mit der Kathode des Schalters T1
und damit mit Masse verbunden ist. Auf ähnliche Weise ist
PHN 9931 V^ ILO ' 30.12.1981
der Kollektor des Transistors T, mit der Primärwicklung
eines Treibertränsformators T" verbunden, dessen Sekundärwicklung
über eine Diode D12 U1^d ein RC-Parallelnetzwerk R„,
C0 mit der Steuerelektrode B des Schalters T0 verbunden ist,
Q a
wahrend das andere Ende der Sekundärwicklung mit der Kathode
E des Schalters T0 verbunden ist. Der Wickelsinn der Wicklungen
des Transformators T1 bzw. T" ist derart gewählt;
worden, dass ein sekundärer Strom über die Diode D11 bzw.
D12 zu der Elektrode A bzw. B fliesst. Während der Zeitintervalle,
in denen der Kollektorstrom des Transistors T_ bzw. T/ fliesst und der Schalter T1 bzw. T„ in den leitenden
Zustand bringt und in diesem Zustand hält, wird der Kondensator C_ bzw. C„ aufgeladen.
Der Emitter eines PNP-Transistors T„ ist mit der
Kathode der Diode D.... verbunden, während der Kollektor
desselben mit der Kathode des Schalters T1 und die Basis
über einen Widerstand R„ mit der Anode der Diode D11 verbunden
ist. Auf ähnliche Weise ist der Emitter eines PNP-Transistors T0 mit der Kathode der Diode D10 verbunden,
während der Kollektor desselben mit dem Punkt E und die
Basis über einen Widerstand R. mit der Anode der Diode D
verbunden ist. Während des leitenden Zustandes des Transistors T- verursacht der sekundäre Strom des Transformators Ts
an der Diode D1 einen positiven Spannungsabfall, der den
Transistor T7 gesperrt hält.
Wird der Transistor T- durch das Signal des
Oszillators OSC gesperrt, so kehrt die Spannung an der Primärwicklung des Transformators T· und daher auch an der
Sekundärwicklung ihre Polarität um. Dadurch nimmt der Strom durch die Sekundärwicklung schnell ab und kehrt daraufhin
seine Richtung um, während der Transistor T_ wegen der Spannung des Kondensators C_ leitend wird. Der Basisstrom
desselben fliesst durch den Widerstand R0, während die Diode D gesperrt wird. Der Emitterstrom entferne die in
dex" Steuerelektrode A vorhandenen Ladungsträger, was den Schalter T1 in den Sperrzustand bringt. Mit Hilfe des
Transformators T" und des Transistors Ty erfolgt für den
Schalter T„ ein ahnlicher Verlauf. Die beiden Schalter
PHN 9931 yf l·*' 30. 12.1 S)ö1
werden nahezu gleichzeitig schnell ein- und ausgeschaltet.
Mit Hilfe eines Differenzierkondensators C„ und
eines Transistors T_ wird ein Impuls, dessen Vorderflanke mit der abfallenden Flanke des Signals des Oszillators OSC
zusammenfällt, der Basis des Transistors T. zugeführt.
Der Kollektorwiderstand Rr liegt nicht an der niedrigen
Speisespannung, sondern an der Spannung V . Parallel zu der Kollektor-Emitterstrecke des Transistors T1n liegt
ein durch einen kleinen Widerstand R,- und einen Kondensator C-jQ gebildetes Reihennetzwerk. An dem Kollektor des Transistors
T ist eine sägezahnformige Spannung vorhanden, deren
Neigung mit den Schwankungen der Spannung VR variiert. Die sägezahnformige Spannung wird der nicht umkehrenden
Eingangsklemme einer ersten Vergleichsstufe COMP1 und der
umkehrenden Eingangsklemme einer zweiten Vergleichsstufe
COMP« zugeführt. Die umkehrende Eingangsklemme der Stufe COMP, liegt an einer konstanten Gleichspannung. Die nicht
umkehrende Eingangsklemme der Stufe COMP0 ist über eine
Umkehrstufe mit der AusgangskleHime eines Verstärkers 1
verbunden, mit deren Hilfe drei durch drei Einstellpotentiometer R_, Ro und R„ einstellbare Spannungen der genannten
Eingangsklemme zugeführt werden und zwar eine Gleichspannung, eine vertikal-frequente parabelförmige Spannung und eine
vertikal-frequente sägezahnformige Spannung. Von der letztgenannten
ist auch das Vorzeichen der Neigung einstellbar.
Dadurch werden eine parabelförmige Spannung Y , eine sägezahnformige
Spannung Y mit positiver Neigung und eine sägezahnförmige Spannung -Y mit negativer Neigung, die alle
von einem Vertikal-Ablenkgenerator herrühren, dem Verstärker AMP1 zugeführt. Die Ausgangsspannung desselben ist
also vertikal-frequent, parabelf örniig, wobei die Parabel
abhängig von der Lage des Schleifers des Potentiometers Rg
gekippt sein kann.
Die Ausgangsklemmen der Stufen COMP1 und COMP
sind mit den Eingangsklemmeη eines UND-Tores verbunden,
dessen Ausgangsklemme mit den Basiselektroden zweier Transistoren T11 und T10 verbunden ist. Die Emitterelektroden
der Transistoren T11 und T..,, sind miteinander und über eine
PHN 9931 ^X II' 30.12.1981
Spule L_ mit der Steuerelektrode des Darlington-Paares T„
verbunden. Das Steuersignal desselben ist folglich eine Rechteckspannung, deren Vorderflanke eine Lage hat, die
von der Spannung an der umkehrenden Eingangsklemme der Stufe COMP1 abhängig ist und folglich eine konstante Zeit
nach dem Anfang der Horizontal-Hinlaufzeit auftritt.
Der Zeitpunkt, wo die Rückflanke der genannten Rechteckspannung auftritt, ist von der Spannung an der nicht umkehrenden
Eingangsklemme der Stufe COMP? abhängig. Mittels
des Potentiometers R1-, kann die Breite des wiedergegebenen
Bildes eingestellt werden, wahrend das Potentiometer R0
zur Einstellung der Korrektur der Ost-West-Rasterkissenverzeichnung
und das Potentiometer R„ zur Einstellung der Korrektur der Trapezverzerrung sorgt. Dadurch, dass der
Widerstand R1. mit der Speisespannungsquelle V verbunden
ist, ist der Zeitpunkt, wo die Rückflanke der Steuerspannung
des Darlington-Paares T„ auftritt, von der Spannung V
abhängig. Damit wird eine Vorwärtsregelung erhalten der
Leitungsdauer T* des Daiuington-Paares T„ als Funktion der
Spannung V . Durch die Wahl des Wertes des Widerstandes R kann erhalten werden, dass die Amplitude des Ablenkstromes
von den Schwankungen der Spannung V^ einigermassen unabhängig
ist, so dass die Rtickwärtsregelung mit Hilfe der Wicklung L, und der· Diode D- (siehe Fig. 1) fortfallen kann.
' Der an- einem Abgriff der Wicklung L„ vorhandene
Rücklaufimpvils wird einem Verstärker AMP« zugeführt, in dem
eine Verstärkung sowie eine Formung stattfindet. Das erhaltene Signal wird einem Phasendiskriminator ψ zugeführt,
der zugleich ein Horizontal-Synchronsignal S zugeführt bekommt. Das Ausgangssignal des Diskriminators ψ wird durch
ein Tiefpassfilter F, das dem Oszillator OSC eine Steuerspannung zuführt, geglättet. Durch die auf diese Weise
gebildete Phasenregelsclileife wird erhalten, dass das
Signal des Oszillators OSC und daher der durch die Ablenkspule L fliessende Horizontal-Ablenkstrom die richtige
Frequenz und die richtige Phase gegenüber dem Signal S hat.
Leerseite
Claims (1)
- PHN 9931 \ff 30.12.1981PATENTANSPRÜCHE\\J Schaltungsanordnung für eine Bildwiedergabeanordnung zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Ablenkstromes mit einem Hinlauf und einem Rücklauf durch eine Horizontal-Ablenkspule, die während der Hinlaufzeit durch wenigstens zwei reihenge-g schaltete steuerbare horizontal-frequent schaltende Ablenkschalter an einen Hinlaufkondensator angeschlossen ist, welche Schalter während der Rücklaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt sind, in welcher Rücklaufzeit die Ablenkspule, der Hinlaufkondensator und Schaltungselemente, die zusammen eine■ig Rücklaufkapazität bilden, einen Teil eines Resonanznetzwerkes bilden, dessen Elemente die Dauer der Rücklaufzeit bestimmen, wobei die Schaltungsanordnung auch eine mit einer Speisespannungsquelle gekoppelte Speisewicklung zum während.der Rücklaufzeit Zuführen von Speiseenergie zu dem Resonanznetzwerk aufweist, dadurch gekennzeiclxnet, dass die Speisewicklung in wenigstens zwei Teilwicklungen (L , ^) aufgeteilt ist, die je einerseits mittels einer Speisediode (D„, D.) mit dem Resonanznetzwerk und andererseits mit einem Ablenkschalter (T-, D-; Τ2,-ϊ)2) und über einen steuerbaren, ebenfalls horizontal-frequent schaltenden Speiseschalter (T ) mit der Speisespannungsquelle (V_) verbunden sind, welcher Speiseschalter während wenigstens eines Teils ("^) der Hinlaufzeit zum in der Speisewicklung Speichern von Speiseenergie leitend ist, während die Speisedioden gesperrt sind und während des restlichen Teils der Horizontal-Periode gesperrt ist, während die Speisedioden leitend sind, wobei der während der RUcklaufzeit durch die Speisedioden fliessende Strom Verluste ausgleicht.2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurchgekennzeichnet, dass die Leitungsdauer (t ) des Speiseschalters (Τ«) zum Einstellen der Amplitude (i) des Ablenkstromes (i) einstellbar ist.3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurchPHN 9931 ψά Z . 30.12.1981gekennzeichnet, dass die Leitungsdauer (tT) des Speiseschalters (T„) abhängig von der Speisespannung (^d) einstellbar ist.k. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Leitungsdauer ( 'C ) des Speiseschalters (Τ_) vertikal-frequent modulierbar ist zum Korrigieren der Rasterverzerrung»5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Verbindungspunkt der Ablenkschalter (T , D ; T , D ) an einem Bezugspotential liegt.6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Rücklaufkondensator (C1, C2) einerseits und die Reihenschaltung aus einer Teilwicklurig (L2, L«) und einer Speisediode (D„, D. ) andererseits zu jedem Ablenkschalter (T1, D1; T2, D2) parallel liegt, •wobei das Verhältnis der Kapazität des ersten Rücklaufkondensators zu der des zweiten dem Verhältnis der Windungszahl der zweiten Teilwicklung zu der der ersten Teilwicklung entspricht.7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Reihenschaltung aus einem Hinlaufkondensator (C1, C") und einer Horizontal-Ablenkspulenhälfte (L1, L") zu jedem Ablenkschalter (T1, D1; T2, D9) parallel liegt.8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein dritter Ablenkschalter (T., D) mit den zwei Ablenkschaltern (T1, D ; D , D„) in Reihe liegt, wobei ein dritter Rücklaufkondensator (C.) einerseits und die Reihenschaltung aus einer dritten Teilwicklung der Speisewicklung (L_) und einer dritten Speisediode (D,) andererseits zu dem dritten Ablenkschalter parallel liegt.9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche bis h und 8, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Ablenkschalter der Reihenschaltung aus dem in einer Richtung leitfähigen Speiseschalter (T..) und einer Diode (Do) mit derselben Leitungsrichtung aufweist, während eine weitere Diode (D1) mit der entgegengesetzten Leitungsrichtung inPHN 9931 2X S * 30.12.1981einem Parallelzweig liegt, wobei der Verbindungspunkt der Ablenksehalter auf einem Bezugspotential liegt und wobei der Speiseschalter und der zweite Ablenkschalter (T„, D ) zu dem Endzeitpunkt der Hinlaufzeit nahezu gleichzeitig gesperrt werden.10. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche,· dadurch gekennzeichnet, dass die Teilwicklungen (L„, L„) sekundäre Wicklungen eines Transformators (τ) sind, dessen Primärwicklung (L1) mit dem Speiseschalter (T„) in Reihe liegt, wobei die gebildete Reihenschaltung an die Speisespannungsquelle (V_) angeschlossen ist.11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in einer Richtung leitend sein kann, und eine zu demselben parallel1^ liegende Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass eine Spannungsquelle (L_, L^) mit den genannten Dioden (D..* D^) in Reihe liegt zum wenigstens zu dem EinschaltZeitpunkt der genannten steuerbaren Schalter (T1, T„) in dem Leitungszustand Halten der Dioden.12. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerelektrode (A, β) eines Ablenkschalters (T1, D1; T2, D) mit einer Sekundärwicklung eines Treibertransformators (T1, T") verbunden ist, dessen Primärwicklung mit einer Stromquelle (T_, T^) verbunden ist, wobei die beiden Wicklungen gleichzeitig Strom führen zum in den leitenden Zustand Bringen und in diesem Zustand Halten des Ablenkschalters und dass die Steuerelektrode zugleich mit einem Transistor (T„, T„) verbunden ist zumSperren des AbIenkschalters.13· Schaltungsanordnung nach Anspruch 3> gekennzeichnet durch eine Rückkopplung einer Rücklaufspannung zu den Steuermitteln (DR) des Speiseschalters (T„) zum Beeinflussen der Leitungsdauer { ~ ) desselben.1^. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, 3 und ■'+, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuermittel des Speiseschalters (T„) einen Sägezahnspannungsgenerator (t 1oiCiq) und eine Vergleichestufe (COMP1) zum Erzeugen eines impuls-'-■ "' "-- ·'·· '-■-■- 3200473PHN 9931 ^f. 30.12.1981förmigen Steuersignal enthalten, wobei eine Flanke des erzeugten Steuersignals abhängig von einer Gleichspannung und von einem vertikal-frequenten Signal einstellbar ist, während die Neigung der Sägezahnspannung unter dem Einfluss der Speisespannung (V-) veränderlich ist. 15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei die Ablenkschalter je einen steuerbaren Schalter, der in nur einer Richtung leiten kann, und eine zu demselben parallel stehende Diode, deren Leitungsrichtung demselben entgegengesetzt ist, enthalten, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden genannten steuerbaren Schalter (T1, T„) torgesteuerte Schalter sind.
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