DE1085914B - Transistorschaltung zum Zufuehren von Saegezahnstroemen an einen Belastungswiderstand - Google Patents

Description

DEUTSCHES

Die Erfindung bezieht sich auf eine Transistorschaltung zum Zuführen von Sägezahns.trömen an einen Belastungswiderstand mit ohmscher und induktiver Komponente. Solche Sägezahnströme bestehen aus Hinlaufperioden, die über schnelle Änderungen aufweisende Rückschlagperioden aneinander anschließen.

Die Spannung über einer durch einen sägezahnförmigen Strom durchflossenen Belastungsimpedanz mit ohmscher und induktiver Komponente läßt sich bekanntlich in zwei Teile zerlegen, und zwar in eine zur Rücklaufperiode gehörende Impulskamponente und in eine Sägezabnkornponente. Der Rückschlagimpuls kann sehr hohe Werte annehmen, durch den ein für den Sägezahntiinlauf angeschlossener Transistor zerstört werden kann.

Die Erfindung eignet sich insbesondere für Anwendungen, bei denen die Amplitude der RücMaufspitzenspannung über der Belastung vergleichbar ist mit der Sägezahnspitzenspannung, d. h. nicht wesentlich größer als diese ist. In einem typischen Falle findet die Erfindung Anwendung bei der Bildablenkung eines Fernsehtast- oder Wiedergaibesystems, bei dem magnetische Strahlablenkung verwendet wird.

Bei Bilidablenk-Ausgangssohaltungen mit Röhren können die großen Spannungsimpulse, die während der Rücklaufperiode über den Ablenkspulen auftreten, leicht von den Röhren vertragen werden. Dies ist bei Schaltungen mit Transistoren nicht der Fall, sofern nicht besondere Transistoren, insbesondere Leistungstransistoren, oder besondere Schaltungen angewendet werden, was den Aufwand und die Kosten merklich erhöhten.

An sich ist es möglich, den Betriebsspannungsbereich eines Transistors so klein zu gestalten, daß der Spannungsimpuls darin untergebracht werden kann, aber dies läßt einen äußerst geringen Spannungsbereich für den Sägezahn'hinlauf übrig, und dies hat eine Zunahme der Stromänderung zur Folge.

Andererseits besitzen Transistoren derartige Kennlinien, daß für Anpassungszwecke kein Ausgangstransforrnator erforderlich ist. Dadurch ergibt sich der Vorteil, daß der Ausgangstransformator entbehrlich ist, in welchem Falle vorzugsweise ein anderes Mittel vorhanden sein muß, um Gleichströme von den Ablenkspulen fernzuhalten. Solche Mittel können aus einer Gegentaktstuf e mit symmetrischem Ausgang oder einer ähnlichen Schaltung bestehen.

Man erhält eine verbesserte Transistorschaltung der eingangs erwähnten Art, bei der normale Transistoren verwendet wenden können, wobei eine Gefahr der Überlastung durch zu hohe Spannungen nicht besteht, wenn gemäß der Erfindung die Transistorschaltung aus einem Sägezahngenerator zum Zuführen der Säge-Transistorschaltung

zum Zuführen von Sägezahnströmen

an einen Belastungswiderstand

Anmelder:

N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken,
Eindhoven (Niederlande)

Vertreter: Dipl.-Ing. E. Walther, Patentanwalt,
Hamburg 1, Mönckebergstr. 7

Beanspruciite Priorität:
Großbritannien vom 17. April 1958

David Robin Birt, Hurst Green,
Oxted, Surrey (Großbritannien),
ist als Erfinder genannt worden

zahnspannungskomponente an die Belastung, der mindestens einen Transistor (Tl, T2) zum Steuern des Hinlaufstromes durch die Belastung enthält, und aus einem vom Sägezahngenerator getrennten Impulsgenerator (Tp) zum Zuführen einer Impulsspannungskomponente besteht, durch den während jeder Rücklaufperiode der Strom durch die Belastung am Ende der Hinlaufperiode umgekehrt und auf den bei Beginn einer folgenden Hinlaufperiode erforderlichen Wert gebracht wird.

Dadurch, daß der Impulsgenerator vom Sägezahngenerator getrennt wird, ist es möglich, eine Impulsspannung zu erzeugen, die größer als die für den Transistor oder die Transistoren zulässige Spannung ist, ohne daß der Transistor oder die Transistoren Schaden erleiden.

Eine solche Schaltung kann einen einzigen Transistor zum Steuern des Hinlaufstromes durch die Belastung verwenden, in welchem Falle dieser Strom zwischen einem Höchstwert in eimer bestimmten Richtung an einem Ende der Hinlaufperiode und einem Nullwert am anderen Ende der Hinlaufperiode schwankt. Die Schaltungsanordnung kann jedoch auch zwei in Gegentakt geschaltete Transistoren verwenden.

Bei einer besonderen Ausführungsform der Schaltungsanordnung nach der Erfindung enthält der Sägezahngenerator einen ersten Transistor zum Steuern des Hinlaufstromes durch die Belastung in einer bestimmten Richtung und einen zweiten Transistor zum

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ι υοο a

Steuern des Hinlauf stromes durch die Belastung in der entgegengesetzten Richtung und Mittel, durch die an die Steuerelektroden dieser Transistoren 'derartige Steuerspannungen angelegt weiden können, daß einer der Transistoren den ganzen oder nahezu den ganzen Belastungsstrom bei Beginn der Hinlaufperiode steuert, während der andere Transistor den ganzen oder nahezu den ganzen Belastungsstrpm am Ende der Hinlaufperiode steuert, und der erwähnte Impulsgenerator vom erwähnten Sägezahngenerator derart getrennt ist, daß die Amplitude der über der Belastung erzeugten Sägezahnspannung nahezu gleich der ganzen den Hauptstromkreis der Transistoren zugef ührten Speisespannung sein kann.

Sowohl wenn ein einziger Transistor al's auch wenn ein erster und ein zweiter Transistor im Sägezahngenerator einer Schaltung der vorstehend erwähnten Art Verwendung finden, kann die Impulsspannungskomponente parallel zu oder in Reihe mit der Sägezahnspannungskomponente zugeführt werden. Das erste Verfahren kann bei einem Sägezahngenerator ~ Anwendung finden, der tatsächlich parallel zum Impulsgenerator geschaltet ist, wobei Trennmittel vorhanden sind, um zu verhindern, daß der Spannungsimpuls am Transistor oder einem der Transistoren zum Steuern des Hinlaufstromes auftritt. Diese Trennmittel können aus einem Gleichrichter bestehen, der in Reihe mit der Hauptstromstrecke des Transistors geschaltet ist.

Wie nachstehend näher erläutert wird, ist, wenn ein einziger Transistor zum Steuern des Stromes durch die Belastung verwendet wird, ein besonderer Vorteil in bezug auf die Linearität dadurch erzielbar, daß der Sägezahnhinlauf bei maximalem Belastungsstrom anstatt, wie üblich ist, bei minimalem oder Nullstrom anfängt.

Wenn ein erster und ein zweiter Transistor zum Steuern des Stromes durch die Belastung Verwendung finden, können diese zwei Transistoren von der gleichen Leitungsart sein und als Gegentaktstufe mit asymmetrischem Ausgang geschaltet sein, wobei die Hauptsfcromeingangselektrode des einen Transistors mit der Hauptstromausgangselektrode des anderen Transistors und mit einem Ende der Belastung verbunden ist. Wenn, wie vorstehend beschrieben, ein Trenngleichrichter Anwendung findet, kann diese Verbindung einer der erwähnten Elektroden mit der anderen und mit der Belastung über diesen Gleichrichter verlaufen.

Solche Schaltungen werden nachstehend im Detail beschrieben und haben den Vorteil, daß ein Ausgangstransformator entbehrlich ist.

Wenn eine Gegentaktschaltung gewählt wird, ist es zweckmäßig, daß der Sägezahngenerator so ausgebildet ist, daß der erste und der zweite Transistor in 5-Schaltung betrieben werden, wobei während nahezu der ganzen ersten Hälfte der Hinlaufperiode nur einer dieser Transistoren und während nahezu der ganzen zweiten Hälfte der Hinlaufperiode nur der andere Transistor leitend ist. Ein derartiger ß-Betrieb ermöglicht es, daß der mittlere von iden beiden Transistoren verbrauchte Strom die Hälfte des Stromes bei ^-Betrieb ist.

Der während der Rücklaufperiode angelegte Spannungsimpuls hat vorzugsweise eine rechteckige Form, weil dies die Verwendung einer minimalen Impulsspannung ermöglicht.

Wenn das L: i?-Verhältnis groß ist, wie es häufig der Fall ist, ist die Impulsspannung größer als die Sägezahnspitzenspannung. Sollen womöglich Halbleiterelethente anstatt Röhren benutzt werden oder sollen möglichst viele Teile eines Gerätes aus einer Niedierspannungquelle, wie sie für Transietorspeisung Verwendung findet, betrieben werden, so kann es erwünscht sein, daß im Impulsgenerator mindestens ein Transistor und auch Transformierungsmittel zum Herauftransformieren der Impulsspannung auf einem passenden Wert, der höher als die Hauptspeisespannung für die Transistoren ist, Anwendung finden.

Ausführungsbeispiele der Erfindung mit p-n-p-Schiohttransistoren zur Anwendung bei der Bildablenkung für ein Fernsehabtast- oder Wiedergabesystem mit magnetischer Strahlablenkung werden nachstehend an Hand der schematischen Zeichnungen näher beschrieben.

Eine fundamentale Anforderung einer Rasterzeitbasis ist die, daß sie einen mehr oder weniger sägezahnförmigen Strom in den Abtastspulen erzeugt. Gemäß den britischen Normen muß der Rücklauf innerhalb der 14 Zeilenperioden vollbracht sein, die die Bildunterdrückungsperiode bilden. In der Praxis muß der Rücklauf vorzugsweise in einer 'kürzeren Zeit vollbracht werden, um einen Sicherheitsbereich übrig zu lassen. In runden Zahlen dauert die Abtastung 19 ms und der Rücklauf 1 ms.

Die Abtastspulen können durch eine Impedanz L in Reihe mit einem Widerstand R dargestellt werden. Wenn angenommen wird, 'daß ein sägezahnförmiger Strom in der Schaltung fließt, so haben die entsprechenden Spannungs-Zeit-Diagramme VR und VL die Form der Fig. 1. Der Wert der Spannung VR von Scheitel zu Scheitel wird durch das Produkt Is · R gegeben, wobei Is der Wert von Scheitel zu Scheitel des Abtaststromes in den Spulen ist. VL wird durch die Formel

VL = L

dls dt

bestimmt, wobei ϊ die Zeit ist. Die Spannung über den Abtastspulen ist die Summe der Spannungen VL und VR, und die Werte dieses zusammengesetzten Spannungs-Zeit-Diagramms bei unterschiedlichen Spulentypen sind stark verschieden, weil sie vom Verhältnis L: R abhängig sind, das seinerseits von der baulichen Gestaltung der Spule abhängt. Für eine Spule mit einem kleinen Verhältnis L: R ist somit das zusammengesetzte Spannungs-Zeit-Diagramm nahezu ein linearer Sägezahn, während für eine Spule mit einem hohen Verhältnis L : R das Spannungs-Zeit-Diagramm sich mehr einer rechteckigen Form nähert; ein typisches zusammengesetztes Spannungs-Zeit-Diagramm zeigt Fig. 2.

Wenn die Sägezahnkomponente Fi? und die Impulskomponente VL eines Spannungs-Zeit-Diagramms wie denjenigen der Fig. 2 gemäß der Erfindung gesondert erzeugt werden, können sie parallel oder in Reihe angelegt werden, wie bereits erwähnt, und diese beiden Möglichkeiten sind in den Blockschaltbildern der Fig. 3 a bzw. 3 b dargestellt.

Fig. 4 zeigt eine einfache Form einer Schaltungsanordnung, bei der der Sägezahngenerator tatsächlich parallel zum Impulsgenerator geschaltet ist und bei der Trennmittel D1 vorhanden sind, um zu verhindern, daß der Spannungsimpuls am Transistor Tl zum Steuern des Hinlaufstromes auftritt.

Diese Schaltungsanordnung erfordert die Verwendung eines Ausgangstransformators, der eine Sekundärwicklung S, eine Primärwicklung Ps für den Sägezahngenerator und eine Primärwicklung Pp für den Impulsgenerator mit dem Transistor Tp aufweist. Die

J. \J W <-f

Sekundärwicklung 6" hat Klammen zur Verbindung mit den Abtast- oder Ablenkspulen.

Ein impulsförmiger Steuerstrom wird der Basis des Transistors Tp zugeführt, der als Impulsstromverstärker dient. Das Zeitdiagramm der Kollektorspannung dieses Transistors ist in Fig. 5 a dargestellt. Ein sägezahnföraniger Steuerstrom wird der Basis des Transistors T1 zugeführt, der als ,Sägeza'hnstromverstärker dient.

Bei diesem Beispiel hat der Transformator die Aufga/be, die Gleichstromkomponente von den Ablenkspulen fernzuhaken, weiterhin die Ausgänge der Impuls- und Sägezahngeneratoren zu kombinieren. Die Wicklungen Pp-S des Ausgangs transformator besorgen auch die erforderliche Hinauftransformierung der Impulsspanner. (Zur Einsparung bei diesem Transformator kann in der Praxis der Kollektor des Transistors Tp mit einer Anzapfung der Wicklung Ps so verbunden werden, daß die Windungszahl, von der Speiseleitung — Vcc zur Anzapfung gerechnet, der Windungszahl der Wicklung Pp gleichgemacht wird, so daß die letztere entbehrlich ist.)

Die Diode Dl in der Kollektorleitung des Transistors Π verhindert, daß der durch Tp zugeführte RüeklaufinipuliS über dem Transistor T1 auftritt. Das Wicklungsverhältni's Ps-S wird durch Anpassungserwägungen bestimmt.

Im Gegensatz zu den meisten üblichen Zeitbasisschaltungen ist der den Sägezahnstrom verstärkende Transistor T1 derart eingestellt, daß er bei Beginn der Abtastpeniode stark leitend ist und während der Abtastung allmählich gesperrt wird, und das entsprechende Spannungs-Zeit-Diagramm am Kollektor von Tl ist in Fig. 5 b dargestellt. Der Zweck dieser Schaltung wird nunmehr beschrieben.

Infolge derjenigen Komponente des Kollektorstromes, die in der Parallelimpedanz des Ausgangstransformators fließt, hat bei einem linearen sägezahnförmigen Abtaststrom der KoHektorstrom keine lineare Sägezahnform. Durch die Parallelimpedanz wird eine parabolische Komponente eingeführt, und der Ursprung der Parabel wird durch die L: /?-Zeitkonstante des Kreises der sekundären Transformatorwicklung bestimmt.

Bei Röhrenschaltungen wird eine Nichtlinearität von dieser Art meist in hohem Maße korrigiert, ohne daß besondere Schaltelemente hinzugefügt zu werden brauchen. Bei einer üblichen Röhrenschaltung, bei der eine Röhre Verwendung findet, die einen Ausgangstransformator in ihrer Anodenleitung aufweist, nehmen die Anoden- und Abtastströme während der Hinlaufperiode zu. Weil die Steuerung nahezu linear ist, nimmt das Ausmaß der Zunahme des Anodenstromes während der Abtastung in einer Weise zu, die durch die Krümmung der Ia; Fg--Kennlinie bedingt wird. Die entsprechende /ß-Sägezahnkurve äst der Ia: Vg-Kennlinie der Röhre ähnlich, so daß das erwünschte Zeitdiagramm des Spulenstromes mit einer nahezu linearen Sägezahnspannung am Gitter erzielbar ist.

Wenn bei einer derartigen Schaltung eine Röhre durch einen Transistor ersetzt wird, ist in der Primärwicklung des Transformators ein Strom mit dem gleichen Strom-Zeit-Diagramm erforderlich. Die Ic: Ib-Kennlinie des Transistors hat die-in der Fig. 5 c dargestellte Form, wobei α in dem Maße abnimmt, in dem Ic zunimmt (im Gegensatz zur Ia: Fg-Kurve der Röhre, die progressiv steiler wird). Die Schaltungsanordnung erfordert somit eine nichtlineare Form des Basisstromes und mithin irgendein Verzerrungsnetzwerk im Steuerkreis oder, was üblicher ist, einen nicht-

linearen Rückkopplungskreis. Diese Schwierigkeit wird dadurch vermieden, daß die Basis mittels eines Sägezahnes gesteuert wird, der seine Spitzenamplitude am Beginn der Hinlaufperiode hat. Dabei weist der erforderliche Strom in der Primärwicklung des Transformators die in Fig. 5 d dargestellte Form auf. Diese allgemeine Form ist das Komplement derjenigen der /c.-/Z>-Kennlinie; infolgedessen ist sie dadurch erzielbar, daß der Transistor mittels eines Stromes gesteuert wird, der ein nahezu linearer Sägezahnstrom ist, so daß ein kompliziertes Verzerrungsnetzwerk entbehrlich ist. Dies ist vorteilhaft, obgleich in der Praxis dennoch irgendeine einfache Rückkopplungsschaltung oder eine passive Verzerrung«- oder Verfoiimungsschaltung erforderlich ist, um geringe JSTichtlinearitäten zu korrigieren, wie dies auch bei einer Röhrenechaltung der Fall ist

Fig. 6 zeigt eine Schaltungsanordnung, bei der die Impuls- und Sägezahnspannungskomponenten in Reihe miteinander statt parallel zueinander an die Spulen angelegt werden. Die Transistoren T1 und Tp haben ähnliche Funktionen wie die entsprechenden Transistoren der Fig. 4, und an ihre Basiselektroden werden Spannungen mit ähnliehen Zeitdiagrammen angelegt. Die Diode D1 der Fig, 4 ist nicht länger erforderlich, aber neben einem Ausgangstransformator P-S ist ein gesonderter Impulstransformator Pp-Sp erforderlich. Außerdem ist es erwünscht, einen Gleichrichter D anzuschalten, um die Induktion von Sägezahnspannungen von der Wicklung Ps in die Wicklung Pp zu verhindern. Diese Schaltung verwendet aueh einen maximalen Abtaststrom aim Beginn einer Hinlaufperiode und bat in bezug auf Abtastlinearität den gleichen Vorteil wie die Schaltung nach Fig. 4.

Gegentaktschaltungen, bei denen die Impuls- und Sägezahnkomponenten parallel angelegt werden, werden nachstehend beschrieben, während die Arbeitsweise einer Gegentaktstufe mit asymmetrischem Ausgang zunächst ohne Anwendung der Erfindung (an Hand der Fig. 7) erläutert wird.

Fig. 7 zeigt eine einfachere Form einer sogenannten Gegentaktausgangsstufe mit asymmetrischem Ausgang, die zwei gleiche p-n-p-Schichttransistoren Tl und T2 enthält. In dieser Schaltung besteht der Belastungsstrom aus den kombinierten Kollektonströmen der Transistoren Π und T2. Einfachheitshalber wird die Wirkungsweise dieser Schaltung zunächst mit einer rein ohmschen Belastung erläutert. Die Spannung über dem Belastungswiderstand ist in Fig. 8 dargestellt. Der Wert dieses Sägezahns von Scheitel zu. Scheitel ist höchstens gleich Vcc—(2Vk), wobei Vcc die gesamte Kollektorspeisespannung und Vk die zum Transistor Tl ader T2 gehörige »KnickÄ-Spannung ist. Diese Schaltung kann für ^-Betrieb eingestellt werden, aber hierzu ist es erforderlich, daß die beiden Transistoren zugleich leitend ,sind, ausgenommen bei Beginn und am Ende einer Hinlaufperiode, so daß verhältnismäßig große mittlere Kollektorströme erforderlich sind.

Deshalb wind die Schaltung nachstehend wegen des besseren Wirkungsgrades für den Fall von ^-Betrieb beschrieben, wobei dieKollektorstrom-Zeit-Diagramrne in Fig. 9 dargestellt sind. Unter diesen Umständen leitet der Transistor Tl in hohem Maße am Beginn der Abtastung, und während dieser Abtastung wird sein KoHektorstrom Ic 1 herabgesetzt, bis der Transistor schließlich nach einer Zeit -~ gleich der Hälfte

der Abtastperiode gesperrt wird. In diesem Augenblick fängt der Transistor T2 seine Leitungsperiode an.

ι υ ο ο a i ft

7 8

Der Kollektorstrom Ic2 des Transistors T2 nimmt handensein dieser Verstärkerschaltung ermöglicht es,·, bis zu einem Höchstwert am Ende der Abtastperiode Impulse zu erzeugen, die eine Amplitude größer als zu. Dann folgt der Rücklauf, und im Idealfall wird die Kollektorspeisespannung Vcc aufweisen. der Transistor T2 sofort gesperrt >und Tl sofort ein- In Fig. 12 bezeichnet Pg eine Transistorschaltung geschaltet. 5 zum Erzeugen rechteckiger Impulse p auf jede geeig-Hier ist die geeignete Stelle, um die ausschließlich nete übliche Weise, und diese Impulse werden der ohmsche Belastung durch eine Belastung zu ersetzen, Basis des Impulsverstärkungstransistors Γ 3 zugeführt. die ein induktives Element enthält, wie es durch die Ebenso wie bei den vorstehenden Schaltungen sind in der Praxis verwendeten Abtastspulen gebildet wird. die Transistoren Tl und T 2 in eine Gegentaktstufe Die Spannung über der Belastung hat ein Zeit- io mit asymmetrischem Ausgang eingeschaltet. Der diagramm nach Fig. 2. In 'bezug auf die Ausgangs- Transistor T 3 zusammen mit dem Autotransformastufe der Fig. 7 betrachtet, liegt das Zeitdiagramm der tor Tx liefert in seinem Kollektorkreis einen Rechteck-Spulenspannung hinsichtlich des Erdpotentials in der spannungsimpuls mit erhöhter Amplitude, der positiv in Fig. 10 dargestellten Weise. Am Ende eines Abtast- gegen Erde ist. Dieser Impuls wird über eine Diode D 5

hinlaufes (Zeitig durchfließt ein gewisser Strom If ^1S den Abtastspulen zugeführt, wobei das Spannungs^v 2 Zeit-Diagramm m Fig. 13 dargestellt ist. Der Impuls die Abtastspulen; wenn man die Streukapazität außer wird auch (über eine Diode D 6) der Basis des Tran-Betracht läßt, wird, wenn die Schaltung aufhört, diesen sistors Γ2 zugeführt, um dafür zu sorgen, daß dieser

Strom zu liefern, eine Energie proportional zu & ^⁵^⁰™^^, ^def ¹^**? njchtleiteiid ist.

I 2 J ao Die Diode D1 halt den Rucklaufimpuls fern vom

in den Spulen gespeichert, wobei Is wiederum ein Transistor T1 und verhindert dadurch, daß die KoI-

Wert von Scheitel zu Scheitel ist. lektor-Basis-»Diode« des Transistors Tl den Impuls

Während des Rücklaufes nimmt diese Energie z<u- auf Basispotential bringt. Eine Diode D2 ist parallel

nächst auf Null ab. In diesem Augenblick ist der zum Autotransformator geschaltet, um Ausschwingen

Strom in den Ablenkspulen Null. Währenddes übrigen 25 am Ende des Impulses von 1 ms zu verhindern, wobei

Teiles der Rücklaufperiode wird den Spulen Energie die gesamte übrigbleibende Energie zur Hochspan-

in dem Maße zugeführt, in welchem der Strom z. B. nungsleitung zurückgeführt wird,

exponential in der umgekehrten Richtung zunimmt. Bei einem praktischen Ausführungsbeispiel enthielt

Schließlich ist die Energie wiederum gleich der bei die Schaltung der Fig. 12 toroidale Rasterablenk-

Beginn des vorhergehenden Abtasthiinlaufes gespei- 30 spulen mit mehreren Korrektionswicklungen, die so-

cherten Energie, und in diesem Augenblick t₀ fängt mit ein verhältnismäßig hohes L : R-Verhältnis hatten,

der nächste Abtasthinkuf an. Bei der in Fig. 7 darge- Die tatsächlichen Werte waren etwa wie folgt: stellten bekannten Schaltungsanordnung wird diese

Energie dadurch geliefert, daß Tl während der Tabelle I

Rasterunterdrückungsperiode eingeschaltet und T 2 35 L= 14OmH

während dieser Zeit ausgeschaltet wird. In bezug auf Is = 200 mA Scheitel zu Scheitel,

Fig. 10 und 1 ist 2? = 45 Ω

1 Tr -xr-D ι πττ -χτ \ 1 rrt, woraus erfolgt, daß die Werte von VR und VL von

2 Scheitel zu Scheitel sind:

wobei Vs der Spannungsabfall über der Impedanz L ^„ _ „

während der Abtastpeniode und Vk die Knickspannung ~~ ° '

des Transistors ist. Wenn man als Beispiel die nach- _VL _ _L^±_ ₌ 140· IQ-³-200- IQ-³ ₌ 23 y_olt.

stehend an Hand der Tabelle I beschriebenen Spulen fo \ . ιο~³

nimmt, stellt es sich heraus, daß die erforderliche 45

Fcc-Spannung von der Größenordnung von 70 Volt Mit solchen Spulen können in der Schaltungsanord-

ist. Der Transistor T2 muß diese Spannung ertragen _nung der Fig. 12 Werte und Kennlinien gemäß der

können, weil er ihr während des ganzen Rücklaufes nachstehenden Tabelle Verwendung finden:

ausgesetzt ist; außerdem ist die Spannungsänderung

des Punktes A in Fig. 7 während der Abtastung sehr 50 Tabelle II

gering, und infolgedessen ist die Kollektorverlust- Transistoren Tl und T2 Mullard OC 77

leistung m den beiden Transistoren hoch. Mittlerer Kollektorstrom von Tl

Diese Probleme treten bei einer üblichen Schaltungs- _un(j <p2 28 mA

anordnung auf, weil neben der Wirkleistung Blind- /_C-Spitze des Transistors Γ3*.... etwa 400 mA

leistung (Voltampere) von einer gemeinsamen Quelle 55 Kollektorspeisespannung V cc .... 12 Volt (6+ 6)

geliefert wird. Übersetzungsverhältnis des Trans-

Fig. 11 zeigt eine Schaltungsanordnung, die gleich formators Tx 2 J · 1

derjenigen der Fig. 7 ist, nur sind hier ein Gleich- j _{ls p (an den} Spülen)"'.'.'.'.'.'.'.. etwa 28 bis

richter D1 hinzugefügt und eine Impulseingangs- · 3q Volt

klemme zum Anschluß an einen Impulsgenerator, der 60

gesondert, mittels Rechteckspannungsimpulse p, reak- Aus den vorstehenden Tabellen geht hervor, daß die tive Voltampere liefern muß. Es dürfte einleuchten, Kollektorverlustleistung niedrig ist und daß die über daß die Impulse p eine Amplitude aufweisen müssen, dem Transistor Π auftretende Spannung nie über die größer als die Spitzenspannungen des Hinlaufes 40VoIt hinausgeht. In diesem Zusammenhang ist es des Sägezahnes und somit in der Praxis größer als 65 der Mühe wert, den Vorteil eines rechteckigen Imdie Kollektorspeisespanmung Vcc der Transistoren Tl pulses zu wiederholen: Wenn der Impuls etwa sinus- und T2 ist. Fig. 12 zeigt eine Schaltungsanordnung, förmig wäre, müßte seine Spitzenspannung für die die gleich derjenigen der Fig. 11 ist, unter Zusatz gleiche Rücklauf zeit etwa 70 bis 80 Volt sein, einer Impulsverstärkerschaltung mit einem Transistor, Als Variante der Fig. 11 und 12 kann die Gegenweiche die Elemente T3 und Tx enthält; das Vor- 70 taktstufe mit asymmetrischem Ausgang einen oder

mehrere große Kondensatoren enthalten, um das Ende B der Belastung mit den Transistoren T1 und T2 zurückzuverbinden. Dies erübrigt die Verwendung einer Kollektorspeisung mit Mittelanzapfung und gewährleistet die Abwesenheit von Gleichstrom durch die Belastung sogar bei Fehleinstellung. Eine derartige Variante mit zwei solchen Kondensatoren Cl und C2 ist in die Schaltungsanordnung nach Fig. 14 aufgenommen, die im übrigen ein detailliertes Ausführungsbeispiel
Fig. 13 ist.

Stufe mit geerdetem Emitter Γ 6 durchgeführt. In dieser Stufe wird durch die Anwendung von Spannungsgegenkopplung eine gute Linearität aufrechterhalten. Im Kollektorkreis der Phasenumkehrstufe liegt eine Quelle Γ7 konstanten Stromes. Wenn T 6 in hohem Maße leitend ist, fließt der gesamte von dieser Quelle gelieferte Strom zum Kollektor von TQ, und infolgedessen ist der Basisstrom von T2 Null. In dem Maße jedoch, wie der Strom in T6 abnimmt, fließt der

einer Schaltungsanordnung nach io übrigbleibende Strom von T7 zur Basis von T2, so

daß dieser leitend wird. Die Leitungszeit von T2

bei die Kurven B, G, H, K Stromkurven und die übrigen Spannungskurven sind. Die Beschreibung folgt jetzt in gesonderten Abschnitten.

Ausgangsstufe

Die Ausgangsstufe verwendet OC 77-Transistoren Tl und T 2, die in Gegentakt in 5-Schaltung betrieben werden. Bei Beginn der Abtasthinlaufperiode macht

Die Raster-Zeitbasis-Schaltung der Fig. 14 wird in ändert sich durch Änderung des Gleichstrompegels an der Annahme beschrieben, daß die Eigenschaften der der Basis von TQ.

Spule und der weiteren Teile angenähert den Ta- Der Transistor T 7 verhindert, daß der Transistor

bellen I und II entsprechen. Zeitdiagramme in be- 15 T 6 am Beginn einer Abtastung, in welchem Zeitpunkt stimmten Punkten werden in Fig. 15 dargestellt, wo- er gesättigt ist, einen zu großen Kollektorstrom führt.

Dem Transistor T7 mit geerdetem Kollektor wird ein konstanter Basisstrom zugeführt. Unter diesen Umständen bleibt sein Kollektorstrom bei großen Änderungen seiner Emitter-Kollektor-Spannung nahezu konstant. Der erforderliche Emitterstrom wird über einen hohen Widerstand R 4 (22OkQ) aus einem Kondensator C 3 (2 μΡ) erhalten, der auf eine nahezu konstante Spannung von etwa 13 Volt in bezug auf den

der Strom, der von der Steuerstufe Γ8 der Basis des 25 Emitter aufgeladen ist.
unteren Transistors T1 zugeführt wird, diesen Tran- Der Mechanismus, durch den C 3 aufgeladen wird,

sistor stark leitend. Während der Abtastung nimmt wird nunmehr an Hand des Zeitdiagramms L erder Kollektorstrom von T1 gemäß dem Zeitdiagramm G läutert, welches die Spannung im Punkt L der Schalab, bis er in der Mitte des Abtasthinlaufes Null ist. tung darstellt. Es sei ein Anfangszustand angenom-In diesem Augenblick fängt der obere Transistor T 2 3° men, in dem C 3 in einem Zeitpunkt t₀, der dem Bezu leiten an, und während des übrigen Teiles des Ab- ginn eines Abtasthinlaufes entspricht, entladen ist. tasthinlaufes nimmt infolge des vom Transistor T7 Der Punkt L hat somit Erdpotential, und weil angegelieferten Basisstromes sein Kollektorstrom gemäß nommen wird, daß C 3 entladen ist, hat die negative dem Zeitdiagramm H zu. Während der Abtastperiode Elektrode dieses Kondensators auch Erdpotential. Die ist der Belastungsstrom die Summe der Kollektor- 35 Diode D 8 leitet infolgedessen rasch, so daß C 3 bis auf ströme von Tl und T2, wie dies im Zeitdiagramm B etwa 13,5 Volt aufgeladen wird. Während der Abdargestellt ist. tastung wird das Potential im Punkt L entsprechend Im Kollektorkreis des unteren Transistors T1 liegt dem dargestellten Spannungs-Zeit-Diagramm negativ, eine Diode D. Diese Diode beeinflußt die Schaltung DS wird gesperrt, und C 3 wird in geringem Maße nicht nennenswert während des Abtasthinlaufes. Die 40 durch den i?4 durchfließenden Strom entladen. Die Diode hat die Aufgabe, zu verhindern, daß der Rück- Zeitkonstante C3-i?4 ist groß (440 ms) im Vergleich lauf impuls über den Abtastspulen auch über dem un- zur Abtasthinlaufperiode (19 ms), so daß der Entteren Transistor Tl auftritt. Im Emitterkreis dieses ladungsgrad gering ist (von der Größenordnung von Transistors liegt ein Widerstand R1 von 5 Ω. Wenn 0,5 Volt). Auf diese Weise wird ein nahezu konstanter T1 stark leitend ist, ist sein Emitter etwa 0,5 Volt 45 Basisstrom im Transistor aufrechterhalten. Am Benegativ gegen Erde. Hieraus ergibt sich, daß der KoI- ginn des nächsten Abstasthinlaufes leitet D8, so daß lektor von Tl (und somit der Emitter von T 2) mindestens 0,5 Volt negativ gegen Erde ist. Infolgedessen
kann T 2 nicht leiten, wenn seine Basis etwa 20OmV
negativ gegen Erde ist. Dies ist der Zustand am Be- 50
ginn des Abtasthinlaufes. Im Emitterkreis von T 2 ist

C 3 wieder aufgeladen wird. Die Widerstände R 5 und R6 sorgen für eine stabile Wirkung bei Änderung des Kollektor-Rückstromes.

aus Symmetriegründen ein Widerstand R2 von 5 Ω geschaltet.

Die Sägezahnsteuerstufen

Die Steuerung von T1 erfolgt durch einen Emitterverstärker T 8. Der Kopplungskreis zwischen dem Sägezahngenerator und dem Emitterverstärker T 8 muß zwei Anforderungen erfüllen. Diese sind:

1. Die nichtlineare Eingangsimpedanz des Emitterverstärkers darf den Sägezahngenerator nicht beeinflussen.

2. Die Basis von T 8 muß aus einer »Strom«-Quelle (47 kΩ) gespeist werden. Der Gleichstrompegel im Punkt F wird durch die Diode D 4 und die zugehörigen Elemente beeinflußt, so daß Tl nur während der ersten Hälfte des Abtasthinlaufes leitet.

Die Steuerung von T2 muß gegenphasig zu der-

Der Sägezahngenerator

Der eigentliche, angestoßene Generator besteht aus den Transistoren T 4 und T 5, Am Ende des Abstasthinlaufes leitet T5 in hohem Maße, und infolgedessen hat sein Kollektor nahezu Erdpotential. .Während der Rücklaufperiode wird die Basis von TS etwa 0,5 Volt in die positive Richtung gesteuert von einem Impuls, der über eine Diode D 7 vom Impulstransformator Tx geliefert wird. Dadurch wird TS gesperrt, und sein Kollektor nimmt sein Fcc-Potential an. Dies hat zur Folge, daß T4: zu leiten anfängt, so daß der Kondensator C 4 von 0,1 \iF, der mit der Basis von T 5 verbunden ist, aufgeladen wird. Am Ende der Rücklaufperiode leitet T 5 infolge der ohmschen Stromstrecke zwischen seiner Basis und dem Punkt —V cc, so daß sein Kollektorpotential schnell abfällt. Dieser Abfall wird über den Kondensator von 0,1 μΡ und den Emitterverstärker T 4, der bestrebt ist, den Kollektorstrom von T 5 zu sperren, an die Basis von T 5 weiter-

jenigen von Tl erfolgen. Phasenumkehr wird in einer 70 geleitet. Dann wird ein Gleichgewichtszustand er-

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reicht, und der Kondensator von 0,1 μΈ entlädt sich über eine Impedanz gleich dem (1+α)-fachen der Impedanz an der Basis von TS, wobei α die Spannungsverstärkung der Stufe Γ5 ist (in einem typischen Fall 300). Eine linearer Sägezahn mit positivem Riehtungssinn, wie er durch das Zeitdiagramm E dargestellt ist, wird am Emitterwiderstand von Γ4 erhalten. Die Wirkungsweise entspricht derjenigen einer Miller-Röhre mit Kathodenverstärker. Der ursprüngliche Sprung am Beginn des Abtasthinlaufes ist bei der Verwendung eines Transistors sehr klein.

Der Impulsgenerator

Der Impulsgenerator hat die Aufgabe, einen Rechteckspannungsimpuls mit einer Dauer von etwa 1 ms zu erzeugen, dessen Vorderflanke mit dem Ende eines Rasters zusammenfällt. Dieser Impuls hat einen zweifachen Zweck:

1. Er muß den Sägezahngenerator anstoßen.

2. Er muß in den Abtastspulen den Strom erzeugen, der bei Beginn des nächsten Abtasthinlaufes erforderlich ist.

Der Impulsgenerator kann in drei Teile unterteilt werden:

1. Einen Multivibrator mit T9 und Γ10.

2. Eine Stromverstärkungsstufe T3.,

3. Einen Transformator Tx zum Hinaustransformieren der Spannung.

Der Multivibrator ist von einem üblichen Aufbau. T10 ist so bemessen, daß er während der Rasterunterdrückungsperiode während etwa 1 ms leitend ist. Der Emitterstrom von TlO durchfließt die Emitter-Basis-Sperrschicht von T3. Infolgedessen ist der Kollektorstrom von T 3 das a'-fache des Emitterstromes von TlO. Das Spannungs-Zeit-Diagramm der Kollektorspannung von T 3 ist ein rechteckiger Impuls, wie er vom Zeitdiagramm C dargestellt ist. Dieser Impuls wird vom Transformator hinauftransformiert und dann über die Diode DS an die Abtastspulen gelegt. Der Impuls wird auch, über die Diode D 6, der Basis von T 2 zugeführt, um zu verhindern, daß T 2 während des Rücklaufes leitet. Die Diode D 3 hält den Impuls vom Kollektor von T 6 fern.

Der Anstoßimpuls für den Sägezahngenerator wird einer geeigneten Anzapfung i2 des Impulstransformators entnommen.

Synchronisiersignale können an eine geeignete Klemme angelegt werden, die hier mit der Basis des Transistors Γ10 verbunden ist.

Geeignete Teile für die Schaltung nach Fig. 14 werden in der nachstehenden Tabelle III aufgeführt.

Tabelle III

Transistoren Ti und T 2

Transistoren Τ4.,Τ5,Τ9, Γ10

Transistoren T6, T7,T8

Iransistor 1 3 ist em Mullard-

lransistor mit einem

/c-Spitzenstrom ... von etwa
Gleichrichter öl und D5

Gleichrichter D2 D 6 bis D 8

bis D 4 und

Mullard OC 77
Mullard OC 71
Mullard OC 72

400 mA

Mullard OA 10
Germanium-Sperrschicht-
dioden

Mullard OA 81
Germanium-Spitzenkontakt-
dioden

R1, R2 , 5 Ω

RZ .... , 47 kß

A4 220 kQ

R5 33 kQ

R6 100 Ω

R7 6,8 kΩ

R8 1 ΜΩ

R9 100 kΩ

RIO 2,2 kΩ

R11 4,7 kΩ

R12 5 kΩ

R13 500 kΩ

^j4 270kΩ

R15 33 kΩ

R16 10 kQ

R17 100 Ω

R18 47 ΙίΩ

#19, R20, R21 100 kΩ

R22 1ΜΩ

R 23 68 ki2

R24 47 kΩ

Cl, C2 1000 μΕ

C 3 2 μΕ

C4, C5 0,1 μΕ

C 6 0,01 μΕ

Cl 2 μΕ

C9, ClO 1 μΕ

Obgleich die dargestellten Schaltungen mit Schichttransistoren versehen sind, dürfte es einleuchten, daß Feldeffekttransistoren in entsprechenden Schaltungsanordnungen Verwendung finden können, wobei die Hauptstromstrecke (Quelle-Abfuhr-Strecke) jedes Feldeffekttransistors die Emitter-Kollektor-Hauptstromstrecke des entsprechenden Schichttransistors ersetzt.

Fig. 16 zeigt eine Gegentaktstufe mit asymmetrischem Ausgang, bei der der Rücklaufspannungsimpuls in Reihe mit den Ablenkspulen mittels eines Transformators Txp zugeführt wird. Diese Weise der Impulszufuhr hat den Vorteil, daß der Impuls gar nicht in der Transistorausgangsstufe auftritt, aber auch den Nachteil (in Fällen, in denen Spulen mit niedriger Impedanz Verwendung finden), daß der Impulstransformator Txp die Neigung hat, eine mit der Spulenimpedanz vergleichbare Impedanz aufzuweisen.

Claims (11)

1. Patentansprüche:

   1· Transistorschaltung zum Zuführen von Sägezahnströmen an einen Belastungswiderstand mit ohmscher und induktiver Komponente, dadurch gekennzeichnet, daß sie aus einem Sägezahngenerator ^zum Zuführen der Sägezahnspannungskomponente an die Belastung, der mindestens einen Transistor (Tl, Γ 2) zum Steuern des Hinlauf stromes durch ^die Belastung enthält, und aus einem vom Sägezahngenerator getrennten Impulsgenerator (Tp) zum Zufuhren einer Impulsspannungskomponente besteht, durch den während jeder Rücklaufperiode _{der Strom durch die Belastung am Ende der Hin}.

   laufperiode umgekehrt und auf den bei Beginn einer folgenden Hinlaufperiode erforderlichen Wert gebracht wird.
2. 2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator einen ersten Transistor (Tl) zum Steuern des Hinlauf stromes durch die Belastung in einer bestimmten Richtung und einen zweiten Transistor (T 2) zum Steuern des Hinlaufstromes durch die Belastung in der entgegengesetzten Richtung enthält,

   L UUU C7 1 ·*

   und daß an die Steuerelektroden der erwähnten Transistoren derartige Steuerspannungen angelegt werden, daß einer der Transistoren (Tl) den ganzen oder nahezu den ganzen Belastungsstrom am Beginn der Hinlaufperiode steuert, während der andere Transistor (T 2) den ganzen oder nahezu den ganzen Belastungsstrom am Ende der Hinlaufperiode steuert, und daß der Impulsgenerator vom Sägezahngenerator so getrennt ist, daß die Amplitude der über der Belastung erzeugten Sägezahnspannung nahezu gleich der ganzen, den Hauptstromstrecken der Transistoren zugeführten Speisespannung ist.
3. 3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, bei der der Sägezahngenerator parallel zum Impulsgenerator geschaltet ist, dadurch gekennzeichnet, daß gleichrichtende Elemente (Dl) vorgesehen sind, um zu verhindern, daß der Spannungsimpuls über dem Transistor (T 1) oder einem der Transistoren zum Steuern des Hinlaufstromes auftritt.
4. 4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das (die) gleichrichtende(n) Element(e) (DV) in Reihe mit der Hauptstromecke des Transistors (Tl) geschaltet ist (sind).
5. 5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder nach Anspruch 1 und einem oder mehreren der Ansprüche 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Hauptstromstrecke des Transistors (Tl) in Reihe mit einer Primärwicklung (Ps) eines Transformators liegt, dessen Sekundärwicklung (S) mit der Belastung verbunden ist, während die Schaltungsanordnung so ausgebildet ist, daß der Sägezahnstrom durch den Transistor seinen Höchstwert am Beginn der Hinlaufperiode und seinen Mindestwert am Ende der Hinlaufperiode aufweist.
6. 6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder nach Anspruch 2 und einem oder mehreren der Ansprüche 3 und 4, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor vom gleichen Leitungstyp sind und als Gegentaktstufe mit asymmetrischem Ausgang geschaltet sind und daß die Hauptstromeingangselektrode des einen Transistors (T 2) mit der Hauptstromausgangselektrode des anderen Transistors (T 1) und mit einem Ende der Belastung verbunden ist.
7. 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder nach Anspruch 2 und einem oder mehreren der Ansprüche 3, 4 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator so ausgebildet ist, daß der erste Transistor (Tl) und der zweite Transistor (T 2) in 5-Schaltung betrieben werden, wobei nur einer dieser Transistoren (Tl) während nahezu der ganzen ersten Hälfte der Hinlaufperiode und nur der andere Transistor (T 2) während nahezu der ganzen zweiten Hälfte der Hinlaufperiode leitend ist.
8. 8. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator derart ausgebildet ist, daß er nahezu rechteckige Spannungsimpulse liefert.
9. 9. Schaltungsanordnung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Impulsgenerator Transformierungsmittel (Pp, Tx) zum Hinauftransformieren der Amplitude der Spannungsimpulse enthält.
10. 10. Raster-Zeitbasis-Anordnung mit einer Schaltung nach einem oder mehreren der vorstehenden Ansprüche.
11. 11. Fernsehempfänger mit einer Zeitbasisanordnung nach Anspruch 10.

    In Betracht gezogene Druckschriften:
    »Radio und Fernsehen«, 1957, Heft 17, S. 534;
    »Electronics«, April 1957, S. 172 bis 175.

    Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

    © 009 568/223 7.60