DE2403331C3 - Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines mittels einer Modulationsspannung beeinflußten sägezahniörmlgen Ablenkstromes durch eine Horlzontalablenk-Spule - Google Patents
Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines mittels einer Modulationsspannung beeinflußten sägezahniörmlgen Ablenkstromes durch eine Horlzontalablenk-SpuleInfo
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- DE2403331C3 DE2403331C3 DE19742403331 DE2403331A DE2403331C3 DE 2403331 C3 DE2403331 C3 DE 2403331C3 DE 19742403331 DE19742403331 DE 19742403331 DE 2403331 A DE2403331 A DE 2403331A DE 2403331 C3 DE2403331 C3 DE 2403331C3
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Description
Pie Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines mittels einer Modulationsspannung
beeinflußten sägezahnförmigen Ablenkstromes durch eine (erste) Horizontalablenk-Spule,
bei der während des Hinlaufes die erste Spule mit einer zweiten Spule in Reihe geschaltet ist und
an der Ablenkspule die Differenz einer Speisespannung und der Modulationsspannung derart anliegt,
daß die Summe der an der ersten und der zweiten Spule anliegenden Spannungen nicht von der Modulationsspannung
abhängt, wobei ein erstes Sägezahnnetzwerk die Ablenkspule, einen eine (erste) Diode
enthaltenden Schalter und wenigstens einen (ersten) Hinlaufkondensator enthält, dessen eines Ende über
S5 eine Ladeinduktivität mit der Speisespannungsquelle
in Verbindung steht und dessen Spannung im Hinlaufintervall mit Hilfe eines gesteuerten Schalters an die
Ablenkspule angelegt wird, derart, daß darin ein sägezahnförmiger Strom fließt, und wobei ein zweites Sägezahnnetzwerk
gebildet wird aus der zweiten Spule und einem (zweiten) Hinlaufkondensator, dessen
Spannung von einer Modulalionsquelle gesteuert und im Hinlauf je nach Stromrichtung über die erste Diode
oder über eine zweite Diode, welche Dioden mit gleieher
Durchlaßrichtung hintereinander liegen, an die zweite Spule angelegt wird, derart, daß darin ein sägezahnförmiger
Strom fließt, und wobei der Schalter am Ende des Hinlaufes gesperrt wird und damit auch die
Dioden nichtleitend werden, wobei weiter die bei ge-"ffnetem
Schalter und Dioden im Rücklaufintervall
gebildeten Schwingungskreise auf die gleiche Frenuenz abgestimmt sind.
In einer bekannten Schaltungsanordnung zum Erueen
eines sägezahnförmigen Horizontal-AblenksnOtoes
nach der US-PS 3444426 ist zur Korrektur der Rasterverzeichnung in der horizontalen Richtung,
die sogenannte Ost-West-Korrektur, des wiedergegebenen Bildes in einer BUdwiedergabeanordnung die
Speisespannung die Summe einer Gleichspannung und einer vertikal-frequenten parabelförmigen SpannungDie
letztgenannte Spannung rührt vom Vertikal-Ablenkstromgenerator
her, der einen Teil derselben Wiedergabeanordnung bildet. Dadurch erfährt der Horizontal-Ablenkstrom die vertikal-frequente
Modulation, die für die genannte Korrektur erwünscht
Ein Nachteil der bekannten Schaltungsanordnung ist, daß die während der Rücklaufzeit an einer zwirnen
den Schaltmitteln und der Speisespannungsquelle geschalteten Induktivität vorhandenen Rücklaufimpulse
vertikal-frequent moduliert sind. Mit dieser Induktivität ist eine Wicklung gekoppelt, mit
der die genannten Impulse aufwärtstransformiert und zur Erzeugung der Hochspannung für die Endanode
der Bildwiedergaberöhre einem Gleichrichter zugeführt werden. Estritt daher eine unerwünschte Modulation
der Hochspannung auf. Dies gilt auch für Hilfsspannungen,
die auf bekannte Weise durch andere mit der genannten Induktivität gekoppelte Wicklungen
erzeugt werden können.
Dieser Nachteil läßt sich mit bekannten Schaltungsanordnungen beheben, in denen zwei Generatoren
verwendet werden, von denen einer wenigstens den Ost-West-modulierten Anteil des Signals liefert
und die mittels einer Brückenschaltung gegenüber einander entkoppelt sind. Dabei ist ein Transformator
notwendig, und das Gleichgewicht muß mittels einer Brückenspule eingestellt werden, welches Gleichgewicht
unter allen Umständen beibehalten werden
Der erwähnte Nachteil wird auch vermieden bei einer Schaltungsanordnung der eingangs erwähnten Art
nach der Druckschrift »VALVO entwicklungsmitteilungen«
Nr. 53 a, bei der unabhängig von der erforderlichen Modulation des Zeilenablenkstromes die
Rücklaufspannung und damit die daraus durch Gleichrichtung erzeugte Hochspannung konstant und
von der erwähnten Modulation frei ist. Um die mit gleicher Durchlaßrichtung hintereinander liegenden
Dioden im Rücklaufintervall zu sperren, ist dort eine zusätzliche Transformatorwicklung erforderlich, die
im Rücklaufintervall einen Sperrimpuls liefert und deren Hinlaufspannung durch eine Spannung kompensiert
wird, die an einem in Reihe liegenden RC-Glied auftritt.
Die Unabhängigkeit des Rücklaufimpulses von der Modulationsspannung bleibt sichergestellt, und besondere
Mittel zum Sperren der Dioden im Rücklaufintervall können eingespart und die Schaltung dadurch
zuverlässiger gemacht werden, wenn gemäß der Erfindung die Sägezahnnetzwerke so zusammengeschaltet
sind, daß eine Diode in jedem Sägezahnnetzwerk der Reihenschaltung der Induktivität und des Kondensators
parallel liegt und wenn der in entgegengesetzter Richtung leitfähige Schalter der Reihenschaltung
der Dioden parallel liegt.
Da bei der Erfindung der Schalter der Reihenschaltung der Dioden unmittelbar parallel liegt, können die
Dioden den Stromfluß in der einen Richtung übernehmen, so daß der Schalter nur für eine, der Durchlaßrichtung
der Dioden entgegengesetzten Richtung stromführend zu sein braucht. Eine zusätzliche Paralleldiode
oder die Aussteuerung eines Transistors in den inversen Betrieb sind dann nicht erforderlich.
Ein weiterer Nachteil der bekannten Schaltungsan- »0 Ordnung ist, daß sie eine sehr gute Stabilisierungsschaltung für die Speisespannung erfordert, damit die
Gleichspannungen sowie der vertikal-frequente Anteil derselben konstant bleiben, und zwar trotz der
unvermeidlichen Schwankungen der aus dem elektri- »5 sehen Versorgungsnetz hergeleiteten Spannung, die
der genannten Stabilisierungsschaltung zugeführt wird und trotz etwaiger Schwankungen der Belastungen
der genannten Wicklungen.
Eine Weiterbildung einer Schaltungsanordnung nach der Erfindung enthält für derartige weitere Beeinflussungen
ein oder mehrere weitere Sägezahnnetzwerke aus je einer weiteren Spule, je einem weiteren
Hinlaufkondensator, dessen Spannung steuerbar ist, je einer weiteren Diode, die mit der ersten und
der zweiten Diode in gleicher Durchlaßrichtung hintereinander liegt, wobei die Rücklaufzeit des Stromes
durch jede weitere Spule der des Sägezahnstromes durch die erste Spule nahezu entspricht.
Es dürfte einleuchten, daß die erfindungsgemäße Maßna hme sich nicht auf die Ost-West-Korrektur zu
beschranken braucht, sondern auch beispielsweise zur Stabilisierung gegen Speisespannungsschwankungen
oder zum Erzeugen eines Korrekturdifferenzstromes und im allgemeinen zur Erhaltung eines Verhaltens
der Spannung an der mit der Horizontal-Ablenkspule zusammenarbeitenden Hinlaufkapazität und daher
des Ablenkstromes, der vom Verhalten der Speisespannung abweicht, anwendbar ist.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den ♦o Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher
beschrieben. Es zeigt
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer Bildwiedergabeanordnung
mit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung,
Fig. 2 bis 7 andere Ausführungsbeispiele von erfindungsgemäßen
Schaltungsanordnungen.
Die Bildwiedergabeanordnung nach Fig. 1 enthält eine Hochfrequenzabstimmeinheit 1 zum Anschluß
an eine Antenne 2, einen Zwischenfrequenzverstärker 3, einen Demodulator 4 und einen Videoverstärker
mit einem Farbdekoder 5, der einer Farbwiedergaberöhre 6 die Farbsignale liefert. Diese Röhre
enthält eine Endanode 7 und ist mit einer Spule Ly
für die Horizontal-(Zeilen)-Ablenkung und mit einer Spule L'y für die Vertikal-(Bild)-Ablenkung versehen.
Mit einem Amplitudensieb 8 werden aus dem Ausgangssignal des Demodulators 4 Horizontal-Synchronimpulse
abgetrennt und einem Horizontal-Oszillator 9 zugeführt sowie Vertikal-Synchronimpulse,
die einem Vertikal-Oszillator 10 zugeführt werden. Der Oszillator 10 steuert eine Vertikal-Endstufe 11,
die den Ablenkstrom rar die Spule L'f liefert. Der
Horizontal-Oszillator 9 steuert eine Treiberstufe Dr,
die Schaltimpulse für einen gesteuerten Schalter, beispielsweise einen Schalttransistor Tf, einer noch zu
beschreibenden Horizontal-Ablenkausgangsschaltung liefert.
In Reihe mit der Horizontal-Ablenkspule Ly liegt
ein Hinlaufkondensator C1 und parallel zu der auf
diese Weise gebildeten Reihenschaltung liegen eine Diode D mit der angegebenen Leitungsrichtung und
eine Rücklaufkondensator Cr. Der Kondensator Cr kann der Spule Ly auch parallel geschaltet sein. Die
genannten vier Elemente stellen nur die Prinzipschaltung mit den Hauptelementen des Ablenkteils dar.
Dieser Teil kann beispielsweise auf bekannte Weise mit einem oder mehreren Transformatoren zur ge
genseitigen Koppelung der Elemente, mit Anordnungen zur Zentrierung und Linearitätskorrektur u. dgl.
versehen sein.
Ein Ende oder ein Abgriff einer Primärwicklung L1 eines Transformators T ist mit dem Kollektor des
npn-Transistors Tr und mit dem Verbindungspunkt A
der Elemente D, C, und Ly verbunden. Am anderen
Ende der Wicklung L1 liegt die positive Klemme einer
Gleichspannungsquelle B, deren negative Klemme an Masse liegt.
Die nicht mit der Ablenkspule Ly verbundenen Enden
der Elemente D, Cr und C1 sind mit dem Verbin
dungspunkt einer Diode D', eines Kondensators C\ und einer Spule L' verbunden. In Reihe mit der Spule
L' liegt ein Kondensator Cn und die freien Enden
der Elemente D\, C'r und C] liegen an Masse. Die
Leitungsrichtung der Diode D' ist dieselbe wie die der Diode D, d.h. die Anode der Diode D' liegt an
Masse. Die Elemente D', L', C\ und C1 bilden ein
Netzwerk, dessen Aufbau dem von den Elementen D, Ly, C„ C1 gebildeten Netzwerk entspricht, jedoch gegebenenfalls
auf einem anderen Impedanzpegel.
Parallel zum Kondensator C1 liegt eine Modulationsquelle
Af1. Diese Modulationsquelle enthält einen Transistor Tr, dessen Emitter mit Masse und dessen
Kollektor mit dem Verbindungspunkt der Spule L' und des Kondensators C1 verbunden ist, sowie eine
die Basiselektrode von T/ steuerende Treiberstufe D/, die an die Vertikal-Endstufe 11 angeschlossen
ist. Die Treiberstufe D,' erzeugt aus den Signalen der
Vertikal-Endstufe ein vertikal-frequentes sich pa- rabelförmig änderndes Modulationssteuersignal, das
zur Ost-West-Rasterkorrektur des Horizontal-Ab- lenkstromes dient. Dieses Signal ändert sich zwar ver-
tikal-frequent, kann aber während einer Horizontal-Periode
als konstant betrachtet werden. Weil die zu korrigierende Rasterverzeichnung meistens kissenförmig ist, muß bekanntlich die eingeführte Modula
tion derartig sein, daß die Amplitude des Horizontal-Ablenkstromes sich mit einer parabelförmigen Umhüllenden ändert, wobei die Spitze der Parabel in der
Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit auftritt und mit der maximalen Amplitude zusammenfällt
Auf dem Kern des Transformators T sind andere Wicklungen angebracht, an denen Spannungen vor
handen sind, die als Speisespannungen für andere
Teile der Bildwiedergabeanordnung dienen. Eine dieser Wicklungen, Wicklung L2, ist in Fig. 1 dargestellt
und erzeugt mit Hilfe eines Hochspannungsgleichrichters Di an einer Glättungskapazität C1 die Hochspannung für die Endanode 7 der Bildwiedergaberöhre 6. Die auf diese Weise erhaltenen Hilfsspeisespannungen sowie die Hochspannung dürfen nicht
dieselbe verrJkal-frequente Modulation erfahren wie der Horizontal-Ablenkstrom.
Nach dem Anfang der Hinlaufzeit sind die Dioden D und D' leitend. Die Spannung am Kondensator C1 beziehungsweise C\ wird an die Spule Ly bezie
hungsweise L' angelegt, wodurch durch die beiden Spulen ein sägezahnförmiger Strom fließt. Der Strom
L durch die Spule L ist der Horizontal-Ablenkstrom. Vor der Mitte der Hinlaufzeit bekommt die Basis des
Transistors Tr ein Steuersignal zugeführt, wodurch dieser Transistor leitend wird. Etwa in der Mitte der
Hinlaufzeit kehren die beiden Ströme ihre Richtung um. Wenn der Strom iy stärker ist als der Strom Γ
durch die Spule L', fließt der Strom if durch den Tran-
sistor Tr, während durch die Diode D' die Differenz
iy - ι fließt. Die Diode D liegt der Reihenschaltung
aus dem Transistor Tr im Sättigungszustand und der Diode D' parallel und ist daher, obschon nicht leitend,
praktisch spannungslcs. Im umgekehrten Fall, wobei derStrom /'stärker ist als der Strom /,,,fließt der Strom
1" durch den Transistor Tr und die Differenz /' bis iy durch die Diode D, und die Diode D' ist stromsowie
spannungslos.
Am Ende der Hinlaufzeit wird der Transistor Tr und dadurch auch die Diode, die sich im leitenden
Zustand befand, gesperrt. Am Kondensator C, beziehungsweise
C'r entsteht eine nahezu sinusförmige Rücklaufspannung. Im Zeitpunkt, in dem diese Spannungen
wieder Null werden, geraten die Dioden D und D' gleichzeitig wieder in den leitenden Zustand:
dies ist der Anfang einer neuen Hinlaufzeit. Eine Bedingung dabei ist, daß die von den Dioden D und D
und den Elementen C„ Ly, C1 beziehungsweise C'r.
L\ C1 bestimmten Rücklaufzeiten nahezu gleich sind,
was der Fall ist, wenn die Resonanzfrequenzen der einzelnen Netzwerke einander entsprechen, wobei die
Rücklaufzeit dann eine bekannte Funktion der Resonanzfrequenz
ist.
Dadurch, daß der Transistor Tr dem Kondensator C1 parallel geschaltet ist, ist gleichsam eine vertikalfrequent
ändernde Belastung an der an diesem Kondensator vorhandenen Spannung v' vorgesehen
Wenn die Kapazität dieses Kondensators derart gewählt worden ist, daß seine Impedanz für die Vertikal-Frequenz
nicht vernachlässigbar klein ist gegenüber der Ausgangsimpedanz der Quelle M1, wird die
Spannung v' und auch die Spannung ν am Kondensator C1 vertikal-frequent ändern, insofern dieselbe
Wahl für den Kondensator C1 gemacht worden ist.
Die Summe der Mittelwerte der Spannungen ν und v' entspricht ja der Spannung VB der Quelle B, da
an den Induktivitäten L1, Ly und L' keine Gleichspannung
bestehen bleiben kann. Die Amplitude des Stromes iy erfährt dieselbe Anordnung wie die Span:
nung v. Das Steuersignal des Transistors Tr muß der
art sein, daß die Spannung ν und dadurch die vertikal-frequente Umhüllende des Stromes iy die
obengenannte gewünschte Form hat.
Die Spannung ν entspricht nahezu dem Mittelweri
der am Kondensator Cr vorhandenen Spannung unc ist der Rückla-jispannung daran proportional. Ebenfalls
entspricht die Spannung v' nahezu dem Mittelwert der am Kondensator C'r vorhandenen Spannung
und ist die Rücklaufspannung daran proportional Nach der Erfindung sind, wie erwähnt, die Rücklaufzeiten der Netzwerke D, C„ L^, C1 und D', Cr, L
C1 nahezu gleich. Die beiden Rücklaufspannungen sind daher gleichförmig und die beiden Proportionali
tätskonstanten sind gleich. Die Spannung V4 art
Puntk A entspricht der Summe der an den Kondensa toren C, und C'r vorhandenen Spannungen, und dei
Spitzenwert der Spannung vA steht gegenüber derr
Mittelwert, d.h. gegenüber der Spannung vB dei
Quelle B, in demselben Verhältnis wie die Rücklaufspannungen
an den Kondensatoren Cr und C'r gegenüber
den Spannungen ν und v'. Wenn die Spannung ve konstant ist, ist der Spitzenwert der Spannung V4
auch konstant. Daraus folgt, daß die Amplitude der an der Wicklung L1 vorhandenen Spannung auch
konstant ist, was bedeutet, daß die Hochspannung an der Elektrode 7 sowie die Hilfsspeisespannungen
keine vertikal-frequente Modulation erfahren trotz der Modulation des Ablenkstromes i,,.
Die Schwankung der Spannung v' ist der der Spannung ν entgegengesetzt, so daß die Spannung v' in
der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit minimal sein muß.
Dasselbe Resultat wie obenstehend läßt sich auch dadurch erreichen, daß die Modulationsquelle nicht
dem Kondensator C1, sondern dem Kondensator C1
parallel geschaltet wird, wobei die Polarität des Steuersignals des Transistors Tr gegenüber dem Steuersignal
in Fig. 1 umgekehrt sein muß. Eine andere Abwandlung ist die, bei der der Transistor Tr' nicht als
sich ändernde Belastung, sondern als Strom- oder Spannungsquelle angeordnet wird. Dieser letztere Fall
tut sich dar, wenn der Transistor Tr' beispielsweise als Emitterfolger geschaltet ist.
In der Praxis wird das Verhältnis zwischen den Induktivitätswerten
der Spulen L und L' dem Verhältnis der daran erwünschten mittleren Hinlaufspannungen
nahezu entsprechend gewählt werden. Wenn beispielsweise die Gesamthinlaufspannung ν + v'
etwa 150 V ist, kann bei einem mittleren Gleichspannungsanteil der Spannung v' von etwa 30 V der Induktivitätswert
der Spule L' einem Viertel von der der Spule Lv entsprechen. Ein praktisches Beispiel ist
etwa 270 μΗ und 1,2 mH. Durch Einstellung des Gleichspannungsanteils der Spannung v' wird die
Breite des wiedergegebenen Bildes eingestellt, während die Amplitude des vertikal-frequenten Anteils
für ein nicht verzeichnetes Bild eingestellt wird.
Obenstehend wurde vorausgesetzt, daß die Spannung vB konstant ist. Das bedeutet, daß diese Spannung
gegen Schwankungen des elektrischen Versorgungsnetzes, gegen etwaige Änderungen der jeweiligen
Belastungen am Transformator Γ und gegen vom Netz herrührende Brummspannungen stabilisiert sein
muß. Eine derartige und kostspielige Stabilisierung ist bei der Ausbildung nach Fig. 2 nicht erforderlich. In
Fig. 2 sind nur die nun wichtigen Elemente dargestellt. Die Schaltungsanordnung enthält dieselben
Netzwerke D, Cr, L, C, und D', C'„ U, C1 und die
Modulationsquelle Mx wie Fig. 1. D-τ Verbindungspunkt A des Kollektors des Transistors Tr mit dem
erstgenannten Netzwerk ist über eine Drosselsr le L3
an die Quelle B angeschlossen. Sie enthält weiter ein drittes ähnliches Netzwerk D", C"r, L", Cn das zwischen
den zwei erstgenannten Netzwerken und Masse in Reihe geschaltet ist, und das auf dieselbe Weise
wie die Quelle M1 an das zweite Netzwerk eine Stabilisierungsschaltung
S angeschlossen ist und das dieselbe Rücklaufzeit hat wie die zwei erstgenannten
Netzwerke. Die Stabilisierangsschaltung S hat eine Klemme 12, der eine Information in bezug entweder
auf die Schwankungen der Spannung ν + V, oder die des Spitzenwertes der an der Reihenschaltung aus den
Netzwerken D, C,, Ly, C1 und D', C'r, L', C1 vorhandenen
Spannung vA zugeführt wird. Sie enthält eine Bezugsspannungsquelle, an der die genannte Information
verglichen wird, wodurch eine derartige Schwankung der am Kondensator C" vorhandenen
Spannung v" erhalten wird, daß die Spannung vA konstant
gehalten wird, ohne daß die Spannung am Kollektor des Transistors Tr konstant ist. Parallel zur
Reihenschaltung aus den Netzwerken D, C„ Ly, C1
und D', C'r, L\ C1 ist die Primärwicklung L1 des
Transformators T über einen Trennkondensator angeordnet. Die Hochspannung sowie die Hilfsspeisespannungen
sind auf diese Weise unabhängig von den Schwankungen der Spannung vs. Wie in Fig. 1 der
ίο Fall ist, haben sie auch keine vertikal-frequente Modulation,
während der Strom iy die gewünschte Modulation erfährt. Es dürfte einleuchten, daß die Schaltungsanordnung
nach Fig. 2 auch ohne Netzwerk D', C",, L', C1 verwendbar ist, beispielsweise in einer
Schwarz-Weiß-Bildwiedergabeanordnung, wobei keine Ost-West-Modulation angewandt wird. In diesem
Fall wird die Spannung ν konstant gehalten, so daß die Rücklaufspannung zum Erzeugen der Hochspannung
geeignet ist.
Fig. 3 zeigt eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach der Erfindung, in der, wie es in der nach
Fig. 2 der Fall ist, die Spannung vs nicht stabilisiert
zu sein braucht. Dabei wird eine Schaltungsanordnung verwendet, die in »IEEE Transactions on Broadcast
andTelevisionReceivers«,August 1972, BTR-18 Nr.
3, Seite 177 bis 182, beschrieben ist und die Kombination aus einer Horizontal-Ablenk- und einer geschalteten
Speisespannungsstabilisierungsschaltung ist. Dabei liegt zwischen dem Punkt A und dem Transistör
Tr eine Diode D2 in Reihe mit derselben Leitungsrichtung
wie der Kollektorstrom des Transistors, während die bereits genannte Primärwicklung L1 des
Transformators T zwischen der Quelle B und dem Verbindungspunkt des Transistors Tr und der Diode
D2 liegt. Die Reihenschaltung aus einer Diode D3 und
einer Sekundärwicklung L4 des Transformators T liegt zwischen dem Punkt A und Masse, wobei die Kathode
der Diode O3 mit dem Punkt A verbunden ist.
Der Wickelsinn der gezeichneten Wicklungen des Transformators T ist in der Figur durch Polaritätspunkte angegeben. Die Treiberschaltung Dr enthält
eine Vergleichsstufe und einen Modulator, wodurch die Leitungszeit des Transistors Tr regelbar ist.
Der Spitzenwert der Spannung vA kann in der Ausbildung
nach Fig. 3 konstant gehalten werden, trotz Schwankungen der Spannung vfl und trotz der vertikal-frequenten
Modulation der Spannungen ν und v' wenn die Spannung am Verbindungspunkt der Spuk
Ly und des Kondensators C1 über ein Tiefpaßfilter F
der Vergleichsstufe der Treiberschaltung Dr züge
führt wird. Dies ist in der Figur gestrichelt dargestellt Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters ist ja der Mit
telwert der Spannung ν + ν'. Eine Bedingung dabe ist, daß das Filter F keinen horizontal-frequenten An
teU, wohl aber einen gegebenenfalls vorhandenen ver
nkal-frequenten Anteil durchläßt. Auf dieselbe Ar
und Weise kann die Spannung vA dem Filter F züge
führt werden. In Fig. 3 erfolgt die Regelung dadurch daß die Spannung an einer Sekundärwicklung L5 de
Transformators T durch einen Spitzengleichrichte D4, C2 gleichgerichtet wird, wobei die auf diese Weis
erhaltene Gleichspannung der Treiberschaltung D zur Regelung der Leitungszeit des Transistors Tr τα
geführt wird. Die Amplitude der Spannung an de Wicklung L5 und daher die der Spannung V4, die de
erstgenannten proportional ist, wird durch die Rege lung der genannen Leitungszeit konstant gehalter
Auf dieselbe Weise kann auch die Spannung v^ selb«
709 612/32«
einem Spitzengleichrichter zugeführt werden.
Es sei bemerkt, daß es in den Ausbildungen der Fig. 2 bzw. 3 möglich ist, durch Steuerung der Schaltungsanordnung
S bzw. Order Spannung V4 jede gewünschte Art Änderung zu erteilen. Der Erfindungsgedanke ist auch in der Ausbildung nach Fig. 4a
anwendbar, in der der (nicht dargestellte) Teil links von Punkt A auf dieselbe Art und Weise wie in Fig. 1
oder Fig. 3 ausgebildet werden kann. In Fig. 4a ist die Horizontal-Ablenkspule L in zwei gleiche Spulenhälften
Lyl und Ly2 aufgeteilt, die in zwei fast identische
Netzwerke dx, C,,, Lyl, Cn und d2, Cn, Ly2,
Cn aufgenommen wird. Diese Netzwerke sind mit dem Netzwerk D1, C'„ L\ C1 für die Ost-West-Korrektur
in Reihe geschaltet, wobei parallel zum Kondensator C1 die Modulationsquelle M1 angeordnet ist.
Eine Modulationsquelle M2 kann dem Kondensator Cf2 parallel geschaltet werden, und zwar zum Herbeiführen
einer derartigen Änderung der Spannung an diesem Kondensator, daß ein Korrekturdifferenzstrom
iK in der einen Spulenhälfte beispielsweise Lyl,
zum Ablenkstrom iy addiert wird und in der anderen
Spulenhälften Ly2, vom Ablenkstrom iy subtrahiert
wird. Dadurch erzeugen bekanntlich die Spulenhälfte Lyl und Ly2 ein Korrekturvierpolfeld, das Ablenkfehler
ausschaltet. Ein derartiges Vierpolfeld ist beispielsweise in der USA.-Patentschrift 3440483 beschrieben
worden, wobei die augenblickliche Stärke des Stromes i* dem Produkt der augenblicklichen
Stärken der beiden Ablenkströme proportional ist und wodurch anisotrop astigmatische Ablenkfehler ausgeschaltet
werden. Der Spitzenwert der Spannung V4 an der Reihenschaltung aus den drei Netzwerken wird
konstant gehalten, wie in bezug auf die Fig. 1,2 oder 3 beschrieben worden ist.
Die Ausbildung nach Fig. 4a weist den Nachteil auf, daß ein Gleichstromanteil des Korrekturstromes
iK durch die Spulenhälfte Ly2, nicht aber durch die
Spulenhälfte Lyl fließt, was Fehler herbeiführen kann.
Die Ausbildung nach Fig. 4b weist diesen Nachteil nicht auf: hier wird die Modulationsquelle M2 über
eine Drosselspule L6 an den Verbindungspunkt der Dioden dx und d2 angeschlossen, wobei die Spule L6
horizontal-frequente, nicht aber vertikal-frequente Signale sperrt. Die Ausgangsspannung der Quelle M2
ist vertikal-frequent sägezahnformig. Der Kondensator C12 liegt zwischen der Spule L6 und dem Verbindungspunkt
der Spulenhälften L^1 und Ln, so daß dieser
Kondensator nun einen Teil der beiden Netzwerke bildet. Am Verbindungspunkt der Dioden dl und d2
entsteht eine vertikal-frequent modulierte horizontal-frequente impulsförmige Spannung. Die Umhüllende der Rücklauf spannung an der einen Diode, beispielsweise d2, ist ein abnehmender Sägezahn und die
der Riickiaufspannang as det anderen Diode, beispielsweise Ii1, ein zunehmender Sägezahn. Die
Summe dieser Spannungen, die in der Figur dargestellt sind, ist ja konstant. Die durch diese Spannungen
durch die Spulen Iy1 und Ly2 verursachten Sröme sind
dem Integral der norizontal-frequenten Spannungen an den Spulen proportional und daher sägezahnformig. Diese Ströme sind also die gewünschten Ströme
L. + iK bzw. L — iK. Es durfte einleuchten, daß andere
bekannte Korrekturdifferenzströme auf ähnliche Weise erzeugbar sind.
In Fig. 5 ist eine Abwandlung dargestellt, wobei die Schaltungsanordnung nach der Erfindung einen
Strom erzeugt zur Korrektur in der vertikalen Rieh-
tung, die sogenannte Nord-Süd-Korrektur, des wie dergegebenen Bildes. Das Ablenknetzwerk D, Cr, L1
C, ist mit dem Netzwerk D', C'r, L\ C1 für die Ost
West-Korrektur und mit einem dritten ähnlichei Netzwerk D", C"r, L"„ C", in Reihe geschaltet. Paral
IeI zum Kondensator C", liegt die Modulationsquelk
M2 mit einem vertikal-frequenten sägezahnförmigei
Signal, und parallel zur Reihenschaltung aus den Kon densatoren C1 und C", liegt die Modulationsquelle
ίο M1 mit einem vertikal-frequenten parabelförmigei
Signal. Weil die Summe der Spannungen an den Kon densatoren C1, C1 und C] konstant ist (= der konstante
Gleichspannungsanteil der Spannung vA) unc weil sich die Summe der Spannungen an den Kondensatoren
C1 und C1 parabelförmig ändert, ändert sich
auch die Spannung am Kondensator C1 parabelförmig
und ist in dieser Spannung kein sägezahnförmiger Anteil vorhanden. Daher ist im Horizontal-Ablenkstroir
kein vertikal-frequenter sägezahnförmiger Anteil vorhanden.
An einer mit der Wicklung L", gekoppelten Wicklung L"2 ist eine horizontal-frequente impulsförmige
Spannung vorhanden, die eine vertikal-frequente sägezahnförmige Umhüllende hat. Von dieser Spannung
wird eine horizontal-frequente impulsförmige Spannung mit konstanter Amplitude subtrahiert, die von
einer Wicklung L7 des Transformators T gelieren
wird. Diese Wellenformen sind in Fig. 5 dargestellt. Die Wicklung L"2 ist mit einer Spule L8 und der Vertikal-Ablenkspule
L' reihengeschaltet, welche Spule an den Vertikal-Ablenkstromgenerator 11 angeschlossen
ist. Zwischen dem Verbindungspunkt der Spulen L8 und L' und Masse liegt ein Kondensator
C3, während die Anschlußklemme der Spule L' am
Generator 11 mittels eines Saugkreises 13 an Masse liegt, und zwar für horizontal-frequente Signale und
wahrend der Verbindungspunkt der Wicklung L"2
und der Spule L8 über die Wicklungen L"2 und L7
fur vertikal-frequente Signale an Masse liegt. Die zwisehen dem Verbindungspunkt der Wicklung L"2 und
der Spule L8 vorhandene Spannung ist horizontal-frequent
impulsförmig mit einer vertikal-frequenten sägezahnförmigen Umhüllenden, die in der Mitte der
Vertikal-Hinlaufzeit Null wird.
Am Kondensator C3 entsteht auf bekannte Weise
eine horizontal-frequente sinusförmige Spannung mit einer vertikal-frequenten sägezahnförmigen Umhüllenden,
welche Spannung durch die Vertikal-Ablenkspule L einen kosinusförmigen Strom verursacht, der
dem Vertikal-Ablenkstrom überlagert ist und der nahezu die erforderliche Parabelform hat. Dieser Strom
ist daher der Nord-Süd-Korrekturstrom.
Im obenstehenden ist an den Kondensator C1 bzw.
C, kerne Anforderung gestellt, es sei denn, daß die
S5 impedanz desselben für die Vertikal-Frequenz nicht
zu klein sein darf. In der Praxis wird der Kondensator C, fur die sogenannte S-Korrektur verwendet. Es ist,
beispielsweise aus »Philips Application Information JNr. 268: All Transistor 110° Colour Television« bekannt, daß die Linearität der Horizontal-Ablenkung
verbessert werden kann, wenn die S-Korrektur mehr Ust-West-moduliert wird als der Ablenkstrom selbst,
was nut der Ausbildung nach Fig. 6 verwirklicht ist ta dieser Figur büdet der Kondensator C. einen Tefl
d" ^εη Netzwerke D, C„ r, C1 und D', C'r, V,
t. wahrend die ModulationsqueUe M, über eine
spule L9 an den Verbindungspunkt der Dioden £>und
D angeschlossen ist Das Verhatnis der Kapazitäten
der Kondensatoren C, und C1 wird durch die gewünschte
Modulation der S-Korrektur gegeben, welche Modulation ihrerseits durch die geometrischen
Eigenschaften der Bildwiedergaberöhre bestimmt wird. Die Ausbildung nach Fig. 1 ist nun nicht möglich:
der Verbindungspunkt des Kondensators C1 und der Spule L' liegt ja während der Honzontal-Hinlaufzeit
an Masse. Dies ist nicht der Fall in Fig. 6, und zwar durch das Vorhandensein des Kondensators C1.
Auf ähnliche Weise wie in der Ausbildung nach Fig. 4b fließt in Fig. 6 kein Gleichstrom durch die
Spule L\
In den beschriebenen Ausführungsformen ist die Induktivität, die zwischen dem Punkt A und der positiven
Klemme der Quelle B vorhanden und daher den Netzwerken parallel geschaltet ist, nicht berücksichtigt
worden. Dies ist berechtigt, solange diese Induktivität für die Horizontal-Frequenz eine große Impedanz
hat. Liegt jedoch an der Induktivität, beispielsweise an der Drosselspule L3 in Fig. 2, eine nicht
vernachlässigbare Streukapazität, zu der derjenige Teil der Schaltungsanordnung, der sich um den Schalter,
beispielsweise den Transistor Tr oder einen Thyristor, befindet, sowie die Hochspannungsgleichrichterschaltung,
beiträgt, so ist die genannte Parallelimpedanz nicht mehr als unendlich groß zu betrachten.
Die Folge ist, daß die Resonanzfrequenzen der einzelnen Netzwerke nicht mehr einander entsprechen und
daher ebensowenig die Rücklaufzeiten derselben. Es dürfte einleuchten, daß die Rücklaufzeiten dennoch
einander entsprechen werden, wenn die Resonanzfrequenz des durch die genannte Induktivität und die
daran vorhandene Kapazität gebildeten Kreises der der Netzwerke entspricht.
Es kann jedoch passieren, daß die z.B. durch Schaltungs-
und Bauelemente-Streukapazitäten bedingte Istkapazität Cp so groß ist, daß die erwähnte Resonanzfrequenz
zu niedrig ist. Während der Rücklaufzeit sind in Fig. 1 die Kapazität Cp sowie die gesamte
primäre Induktivität LP des Transformators T der
Reihenschaltungen C„ C'r und L1, L parallel geschaltet
(die Kapazitäten der Kondensatoren C, und C1 sind zum Ausüben eines wesentlichen Einflusses zu
groß). Die Kondensatoren C, und C'r bilden auf diese
Weise einen kapazitiven Spannungsteiler, so daß der obenstehend beschriebene Kreis auf bekannte Weise
durch einen Kreis mit einem induktiven Spannungsteiler ersetzt werden kann. Dies ist in Fig. 7 dargestellt.
Zwischen dem Punkt A und Masse liegt ein Kondensator C4 und zwischen einem Abgriff der
Wicklung L1 und dem Verbindungspunkt der Dioden D und D' liegt ein Kondensator C5, während
ίο die Kondensatoren C, und C'r fortgefallen sind. Die
Kapazitäten der Kondensatoren C4 und C5 und die
Stelle des Abgriffes können auf einfache Weise an Hand der Kapazität C und der Kapazitäten der Kondensatoren
C, und C, bestimmt werden. Es sei bemerkt, daß die Kondensatoren C4 und C5 im wesentlichen
die Aufgabe der Rücklaufkapazitäten der beiden Netzwerke übernehmen.
In der Ausbildung nach Fig. 7 ist außerdem die Reihenschaltung Ly, C1 nicht mit dem Verbindungs-
punkt der Elemente C1 und L' sondern mit einem
Abgriff der Spule L' verbunden, und zwar aus dem nachfolgenden Grund. In der Mitte der Vertikal-Hinlaufzeit
ist die Ost-West-Modulation am tiefsten. Ist außerdem, wie obenstehend, die S-Korrektur mehr
moduliert als der Ablenkstrom, so ist es ohne diese Maßnahme möglich, daß der Strom durch die Diode
D' dann negativ wird, mit anderen Worten, die Diode D' würde zu leiten aufhören. Wird nun die genannte
Maßnahme angewandt, so fließt durch diese Diode ein Strom, der die Summe des Stromes in der ursprunglichen
Ausbildung und eines dem Strom ί, proportionalen
Stromes ist und daher eine größere Stärke hat. Die Stelle des Abgriffes kann derart gewählt werden,
daß gewährleistet wird, daß die Diode D' unter allen Umständen während der ersten Hälfte der Horizontal-Hinlaufzeit
leitend bleibt. Eine derartige Maßnahme ist auch bei den Ausbildungen der Fig. 4b und
6 möglich, wobei die Rücklaufkapazitäten wie in Fig. 7 oder auf eine andere Art und Weise (beispielsweise
mittels eines parallel zur Spule L1 geschalteten
Kondensators und eines zwischen dem Abgriff der Spule L' und Masse geschalteten Kondensators)
durchgeführt werden können.
Hierzu 4 Blatt Zeichnungen
Claims (10)
1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines mittels einer Modulationsspannung beeinflußter.
sägezahnförmigen Ablenkstromes durch eine (erste) Horizontalablenk-Spule, bei der während des
Hinlaufes die erste Spule mit einer zweiten Spule in Reihe geschaltet ist und an der Ablenkspule
die Differenz einer Speisespannung und der Modulationsspannung derart anliegt, daß die Summe
der an der ersten und der zweiten Spule anliegenden Spannungen nicht von der Modulationsspannung
abhängt, wobei ein erstes Sägezahnnetzwerk die Ablenkspule, einen eine (erste) Diode enthaltenden
Schalter und wenigstens einen (ersten) Hinlaufkondensator enthält, dessen eines Ende
über eine Ladeinduktivität mit der Speisespannungsquelle in Verbindung steht und dessen
Spannung im Hinlaufintervall mit Hilfe eines gesteuerten Schalters an die Ablenkspule angelegt
wird, derart, daß darin ein sägezahnförmiger
Strom fließt, und wobei ein zweites Sägezahnnetzwerk gebildet wird aus der zweiten Spule und einem
(zweiten) Hinlaufkondensator, dessen Spannung von einer Modulationsquelle gesteuert und
im Hinlauf je nach Stromrichtung über die erste Diode oder über eine zweite Diode, welche Dioden
mit gleicher Durchlaßrichtung hintereinander liegen, an die zweite Spule angelegt wird, derart,
daß dann ein sägezahnförmiger Strom fließt, und wobei der Schalter am Ende des Hinlaufs gesperrt
wird und damit auch die Dioden nichtleitend werden, wobei weiter die bei geöffnetem
Schalter und Dioden im Rücklaufintervall gebildeten Schwingungskreise auf die gleiche Frequenz
abgestimmt sind, dadurch gekennzeichnet,
daß die Sägezahnnetzwerke so zusammengeschaltet sind, daß eine Diode (D, D") in jedem
Sägezahnnetzwerk der Reihenschaltung der Induktivität (Ly, L') und des Kondensators (C1,
C,') parallel liegt und daß der in entgegengesetzter Richtung leitfähige Schalter (Tr) der Reihenschaltung
der Dioden (D, D') parallel liegt.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltungsanordnung
ein oder mehrere weitere Sägezahnnetzwerke aus je einer weiteren Spule (L"), je einem
weiteren Hinlaufkondensator (C1"), dessen Spannung
(v") steuerbar ist, je einer weiteren Diode (D"), die mit der ersten und der zweiten Diode
(D, D") in gleicher Durchlaßrichtung hintereinander liegt, enthält, wobei die Rücklaufzeit des
Stromes durch jede weitere Spule (L") der des Sägezahnstromes durch die erste Spule (Lv) nahezu
entspricht (Fig. 2).
3. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die
während der Rücklaufzeit an einer Anzahl der Dioden (D, D') der Sägezahnnetzwerke vorhandene
Spannung (K4) nahezu konstant ist und daß eine
Wicklung (L1) eines Hochspannungstransformators (T) an diese Anzahl angeschlossen ist
(Fig. 2).
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein erstes Steuerelement
(M1) die Spannung an einer Hinlaufkapazität (C,') steuert und daß ein zweites Steuerelement
(S) die Summe der Spannungen an der genannten Hinlaufkapazität und der Spannung an einer anderen
Hinlaufkapazität (C1) steuert (Fig. 2).
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß
eine Hinlaufkapazität aus mehreren Kondensatoren besteht, von denen einer zugleich die Hinlaufkapazität
ist, die mit der Spule eines anderen 'Sägezahnnetzwerkes zusammenarbeitet (Fig. 4b,
Fig. 6, 7).
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Spulen der beiden
in diesem Anspruch genannten Sägezahnnetzwerke zwei fast identische Horizontal-Ablenkspulen
(L^, Lyl) sind (Fig. 4a, 4b).
7. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß
das an eine Hinlaufkapazität (C") angeschlossene Steuerelement (S) eine Stabilisierungsschaltung
zur Stabilisierung der während der Rücklaufzeit an den gesamten Dioden (D, D') der übrigen Sägezahnnetzwerke
vorhandenen Spannung ist.
8. Bildwiedergabeanordnung mit einer Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden
Ansprüche und einem Vertikal-Ablenkstromgenerator, dadurch gekennzeichnet, daß das Steuerelement
(M1) eine an den Vertikal-Ablenkstromgenerator (11) angeschlossene Modulationsquelle
ist.
9. Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die gesteuerte Spannung
vertikal-frequenl p;i rabeiförmig ist.
10. Bildwiedergabeanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die gesteuerte
Spannung vertikal-frequent sägezahnlörmig ist.
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
NL7301421 | 1973-02-01 | ||
NL737301421A NL152733B (nl) | 1973-02-01 | 1973-02-01 | Schakelinrichting voor een van een beeldweergeefbuis voorziene beeldweergeefinrichting voor het opwekken van een zaagtandvormige afbuigstroom door een regelafbuigspoel, alsmede beeldweergeefinrichting voorzien van een dergelijke schakelinrichting. |
Publications (3)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2403331A1 DE2403331A1 (de) | 1974-08-22 |
DE2403331B2 DE2403331B2 (de) | 1976-08-12 |
DE2403331C3 true DE2403331C3 (de) | 1977-03-24 |
Family
ID=
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