DE3031467C2 - Bildplattenspieler mit einem Servosystem - Google Patents
Bildplattenspieler mit einem ServosystemInfo
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Description
einen Sägezahngenerator (V2, R 1, Λ 2, Cl) zur
Erzeugung einer Sägezahnspannung; eine Einrichtung (Q 2) zum Zurückstellen des
Sägezahngenerators während des ersten Zeitintervalls;
eine auf die Sägezahnspannung ansprechende erste Anordnung (64), die ein Aktivierungssi- so
gnal an die Vorladeschaltung (58) legt, wenn die Sägezahnspannung innerhalb eines durch einen
ersten und einen zweiten Wert definierten Bereichs liegt;
eine auf die Sägezahnspannung ansprechende zweite Anordnung (62), die ein Aktivierungssignal
an den Phasendetektor (50) legt, wenn die Sägezahnspannung innerhalb eines durch den
ersten und e>nen dritten Wert definierten Bereichs liegt, wobei der dritte Wert in einem
gegebenen Sinn größer als der zweite Wert ist.
4. Bildplattenspieler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator einen
integrierenden Kondensator (Ct) zur Integration fe5
eines ihm zugeführten Stroms, einer Quelle (R 2) für eine Offsetspannung und eine Anordnung enthält,
um die Offsetspannung mit einer am integrierenden Kondensator erzeugten Spannung zu summieren.
5. Bildplattenspieler nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine Anordnung (Q 3) zum Begrenzen
des Betrags der Sägezahnspannung auf einen vorbestimmten Wert.
Die Erfindung bezieht sich auf Bildplattenspieler mit einem Servosystem gemäß dem Oberbegriff des
Anspruchs 1.
Ein Bildplattenspieler, der ein videosignalkorrigierendes Servosystem enthält, ist in der US-Patentschrift
39 65 482 beschrieben. Dieser Plattenspieler enthält einen Drehteller zum Drehen einer Bildplatte, einen
Abnehmerwandle·- zum Fühlen von Kapazitätsänderungen,
die charakteristisch für die auf der Platte aufgezeichnete Information sind. Die Information ist bei
diesem Bildplattensystem im sogenannten BSC-Format (»buried subcarrier« format) verschlüsselt, bei welchem
der Farbhilfsträger nicht wie beim NTSC-Format am oberen Ende des Leuchtdichtebandes liegt, sondern
innerhalb des Leuchtdichtesignalspektrums »eingebettet« ist. Der erwähnte Plattenspieler enthält einen
Oszillator, der auf die abgefühlten Kapazitätsschwankungen anspricht, um ein frequenzmoduliertes Ausgangisigna!
(FM-Signal) zu erzeugen. Das FM-Signal
wird dann zum Erhalt eines Videosignalgemischs demoduliert, welches dann mittels eines Video-Umsetzers
aus dem BSC-Format in ein NTSC-Format umgesetzt wird.
Ein vorteilhaftes Merkmal des vorstehend beschriebenen Plattenspielers besteht darin, daß Fehler in der
Relativgeschwindigkeit zwischen Platte und Abnehmer und Fehler in der Farbartfrequenz mit Hilfe eines
einzigen Servosystems korrigiert werden, das zwei Schleifen aufweist. Das Servosystem enthält einen
getasttten Farbburst-Detektor, der ein zusammengesetztes
oder kombiniertes Fehlersignal erzeugt, welches charakteristisch ist für Phasen- und Frequenzabwei-
* chungen zwischen dem Ausgangssignal eines kristallgesteuerten NTSC-Bezugsfrequenzoszillators und der
Farbsynchronkomponente (Farbburst) des von einem Video-Umsetzer gelieferten Farbart-Ausgangssignals.
Ein Filter trennt das kombinierte Fehlersignal in zwei Teilfehlersignale. Eines der Teilfehlersignale wird einem
die Tangentialposition der Abtastnadel steuernden Wandler (bekannt als »Armstrecker«) angelegt, um eine
Haupt-Rückkopplungsschleife zu bilden, welche Fehler in der Relativgeschwindigkeit zwischen der Abtastnadel
und der Oberfläche der Platte ausregelt. Auf diese Weise werden Frequenzfehler sowohl in der Farbartals
auch in der Leuchtdichtekomponente des ausgangsseitigen Videosignalgemischs (die z. B. von einer
Verziehung oder einer Exzentrizität der Platte herrühren) minimalisiert. Der andere Teil des kombinierten
Fehlersignals wird einem spannungsgesteuerten Oszillator angelegt, der Bestandteil einer Überlagerungsschal·
tung im Video-Umsetzer ist. Die damit gebildete Neben-Rückkopplungsschleife (die innerhalb der
Haupt-Rückkopplungsschleife eingeschachtelt ist) regelt Phasen- und Frequenzfehler in der Farbartkomponente
des ausgangsseitigen Videosignalsgemischs aus.
Bei Plattenspielern des in der vorstehend erwähnten US-Patentschrift beschriebenen allgemeinen Typs ist es
wünschenswert, die Erfassungszeit der Servoschleife minimal zu machen, damit der Benutzer nach dem
Einschalten der »Abspiel«-Betriebsart des Plattenspielers
nur eine minimale Zeitspanne zu warten braucht, bis ein zufriedenstellendes BNd auf einem zugehörigen
Fernsehmonitor erscheint Die Erfassungszeit ist auch während des Normaibetriebs des Plattenspielers wichtig,
weil die Servoschleife (d. h. diejenige Schleife, die mit dem Farbburstsignal phasensynchronisiert wird) der
Gefahr zwischenzeitlicher Verluste der Synchronisierung unterliegt, z. B. infolge von Plattendefekten. Ein
vorübergehender Verlust der Synchronisierung kann auch dann eintreten, wenn der Benutzer den Plattenspieler
im sogenannten »Suchlauf« betreibt, um eine bestimmte Stelle auf der Platte aufzusuchen.
Wie allgemein bekannt hängt die Erfassungs- oder Stabilisierungszeit des Servosystems von den Filterzeitkonstanten der Schleife ab. Auf den ersten Blick
erscheint es daher logisch, zur Verminderung der Erfassungszeit der Servoschleife einfach die Filterzeitkonstanten der Schleife kleiner zu machen. Diese
Lösung ist jedoch dann nicht praktikabel, wenn die Zeitkonstanten der Servoschleife zur optimalen Anpassung
an die Kenngrößen der Aufzeichnungsplatte oder an die dynamischen Eigenschaften der mechanischen
Systeme des Plattenspielers dimensioniert sind.
Ein anderer Parameter, den man ändern könnte, wäre die Schleifenverstärkung der Servoschleife. Im allgemeinen
führt eine Erhöhung der Schleifenverstärkung zu einer Abnahme der Erfassungszeit, jedoch wird hier
bald eine Grenze erreicht, wo Probleme mit der Schleifenstabilität auftreten (bei hohen Schleifenverstärkungen
ist im allgemeinen die Gefahr von Schwingungen oder übermäßigen Regelschwankungen
größer als bei niedrigeren Schleifenverstärkungen).
Eine auf den ersten Blick geeignet erscheinende Lösung des Problems der Erfassungszeit könnte darin
bestehen, das Servosystem so »vorzuspannen« daß es sich im Falle eines Verlustes der Phasensynchronisation
selbst »rückzentriert« (d. h. einen einem Fehler von Null entsprechenden Zustand innerhalb des Zentrums seines
normalen Betriebsbereichs einnimmt), was eine optimale Ausgangsbedingung für die Wiedererfassung darstellt.
Bei dem Plattenspieler nach der obenerwähnten US-Patentschrift könnte dies z. B. dadurch erreicht
werden, daß man einen Widerstand zwischen den Ausgang des getasteten Farbburst-Phasendetektors und
eine Quelle für eine Bezugsspannung schaltet, die der Servo-Steuerspannung für den Zustand »kein Fehler«
entspricht. Ein Problem bei dieser Lösung besteht jedoch darin, daß die sich durch den Widerstand
ergebende Belastung die Schleifenverstärkung vermindern könnte. Ein ernsteres Problem ist aber, daß der
Widerstand unter bestimmten Bedingungen einen Verlust der Phasensynchronisierung bewirken kann,
indem er einen Entladeweg für den Haltekondensator bildet, der die Fehlerspannung des Servosystems, d. Ji.
die Ausgangsspannung des getasteten Burst-Phasendetektors während der Intervalle zwischen den Farbburst
speichert.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Bildplattenspieler mit einem videosignalkorrigierenden
Servosystem so auszulegen, daß die Stabilisierungszeit des Servosystems wesentlich verringert wird, andererseits
aber die vorstehend genannten Probleme der Reduzierung der Schleifenverstärkung und Störungen
des Normalbetriebs des Servosystems vermieden werden.
Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.
Bei einer besonderen Ausführungsform der Erfindung erfolgt die periodische Vorspannung durch eine
Vorladeschaltung, die bei Aktivierung den Kondensator auf einen vorbestimmten Spannungswert auflädt, und
eine Zeitschaltung, weiche den Phasendetektor und die Vorladeschaltung während eines ersten Zeitintervalls
aktiviert und welche während eines zweiten Zeitintervalls den Phasendetektor aktiviert und die Vorladeschaltung
unwirksam macht und welche während eines dritten Zeitintervalls den Phasendelektor und die
Vorladeschaltung unwirksam macht
Eine Ausgestaltung der Erfindung zeichnet sich dadurch aus, daß das erste und das zweite Zeitintervall
durch Auswahl derjenigen Parameter eingestellt werden, die einen Offsetspannungspegel und die Integrationssteilheit
eines Integrators in der Zeitspannung bestimmen.
Die Erfindung wird nachstehend an einem Ausführungsbeispiel anhand von Zeichnungen näher erläutert.
F i g. t zeigt teilweise in Blockform und teilweise im Detail einen erfindungsgemäß ausgelegten Bildplattenspieler;
Fig.2 zeigt den zeitlichen Verlauf verschiedener Signale im Plattenspieler nach F i g. 1.
Der in Fi g. 1 dargestellte Bildplattenspieler hat einen Drehteller 10 zum Drehen einer Bildplatte 12 und einen
Abnehmerwandler 14, mit dessen Hilfe Informationssignale von der Platte wiedergewonnen werden. Als
Beispiel sei angenommen, daß der Plattenspieler zum Abspielen von Platten ausgelegt ist, auf welchen die
Information in Form topologischer Änderungen gespeichert ist und durch Fühlen von Kapazitätsänderungen
zwischen dem Abnehmerwandler 14 und der Platte 12 wiedergewonnen wird. Das Ausgangssignal des Wandiers
14 wirkt auf den Eingang einer Umwandlerschaltung 16 gegeben, die einen Kapazitäts/Spannungs-Umwandler
enthält, der auf Kapazitätsänderungen zwischen einer im Wandler 14 sitzenden Abtastnadel und
der abgespielten Ausgangssignalspannung (FM-Ausgangssignal)
zu erzeugen, das für die aufgezeichnete Information charakteristisch ist. Solche Aufzeichnungsplatten
und geeignete Schaltungen zur Durchführung der Kapazitäts/Spannungs-Umwandlung sind allgemein
bekannt und z. B. in den US-Patentschriften 37 83 196. 39 72 064 und 37 11 641 beschrieben.
Ein Video-FM-Demodulator 18 gewinnt aus dem von
der Abnehmerschaltung 16 erzeugten FM-Signal ein Videoausgangssignal. Zur Erläuterung bestimmter
Merkmale der Erfindung sei angenommen, daß die auf '° der Platte aufgezeichneten Videosignale im weiter oben
erwähnten BSC-Format und nicht im herkömmlichen NTSC-Format verschlüsselt sind. Bekanntlich (vgl. z. B.
die US-Patentschrift 38 72 498) wird beim BSC-Format die Farbartinformation durch einen Farbhilfsträger in
ähnlicher Weise wie beim bekannten NTSC-Format dargestellt Anders als beim NTSC-Format liegt jedoch
die Farbartkomponente im BSC-Format nicht am oberen Ende des Leuchtdichtesignalbandes, sondern ist
in einem frequenzmäßig tieferliegenden Teil des Videobandes eingebettet. So liegt bei einer beispielhaften
Ausführungsform die Frequenz des Farbhilfsträgers in der Nähe von 1,53 MHz, wobei sich die Seitenbänder
des Farbhilfsträgers über ±500 KHz beidseitig dieser Trägerfrequenz erstrecken, während das Leuchtdichtesignalband
bis weit oberhalb der höchsten Seitenbandfrequenz des Farbhilfsträgers reicht (z. B. bis 3 MHz).
Der FM-Demodulator 18 kann z. B. ein mit Impulszählung arbeitender Typ oder ein mit phasensynchroni-
sierter Schleife (PLL) arbeitender Typ sein. Ein geeigneter FM-Demodulator mit Impulszählung ist in
der US-Patentschrift 40 38 686 beschrieben. Ein FM-Demodulator mit phasensynchronisierter Schleife ist in
der US-Patentschrift 42 03 134 offenbart.
Das vom FM-Demodulator 18 erzeugte Videosignalgemisch wird durch einen Video-Umsetzer 20 (in F i g. 1
gestrichelt eingerahmt) aus dem BSC-Format in ein NTSC-Format umgesetzt. Das BSC-Videosignal gelangt
zum Eingang einer Verzögerungsleitung 22 und wird dann mit dem Ausgangssignal dieser Verzögerungsleitung
in einer Summierschaltung 24 summiert, um ein Kammfilter zu bilden, das die Leuchtdichtekomponente
aus dem Farb-Videosignalgemisch heraustrennt. Die Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung 22 ist so
gewählt, daß dieser Leuchtdichte-Kammfilter einen Frequenzgang hat, der eine Vielzahl von Durchiaß-rviaxima
bei geradzahligen Verfahren der halben nominellen Horizontalzeilenfrequenz aufweist und eine Vielzahl
von Sperrstellen (Minima) bei ungeradzahligen Vielfachen der halben nominellen Zeilenfrequenz aufweist.
Eine geeignete Verzögerung hierfür ist z. B. die einer Horizontalablenkperiode entsprechende Zeit.
Das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 22 wird in einer Subtrahierschaltung 26 vom BSC-Videosignal
subtrahiert, um ein weiteres Kammfilter zu bilden, das die Farbartkomponente des Videosignaigemisches
durchläßt. Dieses Farbart-Kammfilter hat einen Frequenzgang, der eine Vielzahl von Durchlaß-Maxima bei
ungeradzahligen Vielfachen der halben nominellen Zeilenfrequenz aufweist und eine Vielzahl sperrender
Minima bei geradzahligen Vielfachen der halben nominellen Zeilenfrequenz aufweist.
Die Verzögerungsleitung 22 kann eine herkömmliche LC-VerzögerungsIeitung, eine akustische Verzögerungsleitung
oder vorzugsweise ein ladungsgekoppeltes Bauelement (CCD-Anordnung) sein, wie es beispielsweise
in einem Aufsatz von J. Matob »Charge Coupled Device« beschrieben ist, der in der Januar-Ausgabe 1975
der Zeitschrift Wireless World veröffentlicht wurde, Weitere Vorteile und Beispiele für Kammfilterung und
Videoformatumsetzung können den US-Patentschriften 38 72 498, 39 96 610 und 41 95 309 entnommen werden.
Da der Frequenzbereich des Leuchtdichtesignals beim BSC-Format im wesentlichen der gleiche ist wie
beim NTSC-Format, bleibt zur Erzeugung eines einwandfreien NTSC-Leuchtdichteausgangssignals nur
noch übrig, die beim Aufzeichnungsvorgang eingeführte Vorverzerrung zu kompensieren und das Signal um die
für Vertikaldetails verantwortliche Information zu vervollständigen. Diese Vervollständigung geschieht
dadurch, daß das Ausgangssignal der Summierschaltung 24 über eine Kaskadenschaltung eines Verzögerungselernents
30 und eines Tiefpaßfilters 32 auf einen Eingang einer weiteren Summierschaltung 28 gegeben wird,
deren anderer Eingang über ein Tiefpaßfilter 34 das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung 26 empfängt
Geeignete Kennwerte für die erwähnten koppelnden Bauteile sind eine Verzögerungszeit von etwa 500
Nanosekunden für das Verzögerungselement 30 (zur Kompensation der Laufzeit im Tiefpaßfilter 34), ein
Durchlaßbereich von 0-5 MHz für das Tiefpaßfilter 32 und ein Durchlaßbereich von 0—500 KHz für das
Tiefpaßfilter 34. Die Kompensation der Vorverzerrung geschieht dadurch, daß das Ausgangssignal der Summierschaltung
28 auf den Eingang einer Nachentzerrungsschaltung 36 gegeben wird, die vorzugsweise eine
Übertragungskennlinie hat, welche komplementär zur Übertragungskennlinie der beim Aufzeichnungsvorgang,
verwendeten Vorverzerrungsschaltung ist.
Das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung 26 enthält' sowohl niedrigfrequente Information (die vom
r> Tiefpaßfilter 34 durchgelassen wurde, um wie erwähnt
die Vertikaldetails des Leuchtdichtesignals wieder einzufügen) als auch das Farbartsignal im BSC-Format.
Die niedrigfrequente Information wird unterdrückt, indem das Ausgangssignal der Subtrahierschaltung 26
ι» auf den Eingang eines Bandfilters 38 gegeben wird, das
vorzugsweise einen Durchlaßbereich von 1 MHz hat, der auf die Nominalfrequenz des BSC-Farbhilfsträgers
zentriert ist (1,53 MHz).
Da der Frequenzbereich des Farbartsignals im BSC-Format (zentriert auf nominell 1,53MHz) niedriger
liegt als im NTSC-Format (zentriert auf nominell 3,58 MHz) isl eine Aufwärts-Umsetzung des Ausgangssignals
des Bandfilters 38 notwendig, bevor die Farbart- und Leuchtdichtesignale zur Bildung eines NTSC-Vi-
2» deosignalgemischs addiert werden (in der Summierschaltung
40). Diese Frequenzumsetzung erfolgt mit Hilfe eines spannungsgesteuerten Oszillators 42, einer
Multiplizierschaltung 44 und eines Bandfilters 46. Die Nenn-Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators
42 (in der Mitte seines Steuerbereichs) beträgt 5,11 MHz. Somit liefert die Multiplizierschaltung 44, die
das vom Ausgang des Bandfilters 38 kommende BSC-Farbartsignal mit dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten
Oszillators 42 mischt oder multipliziert, Ausgangssignale mit Nominalfrequenzen von
3,58MHz und 6,64MHz. Ein Bandfilter 46 läßt das niedrigfrequente Signal (das der NTSC-Form für das
Farbartsignal entspricht) zu einer Summierschaltung 40 durch, wo es mit dem vom Ausgang der Nachentzer-
J5 rungsschaltung 36 kommenden NTSC-Leuchtdichtesignal
summiert wird, und als Ausgangssignal des Bildplattenspielers ein Videosignalgemisch im NTSC-Format
zu erzeugen.
Die Multiplizierschaltung 44 und das Bandfilter 46 können herkömmlicher Bauart sein. Es ist aber erwünscht, daß der spannungsgesteuerte Oszillator 42 eine hohe Stabilität und die Fähigkeit weiter Frequenzauslenkungen hat. Ein bevorzugter spannungsgesteuerter Oszillator mit einem weiten Auslenkungsbereich ist
Die Multiplizierschaltung 44 und das Bandfilter 46 können herkömmlicher Bauart sein. Es ist aber erwünscht, daß der spannungsgesteuerte Oszillator 42 eine hohe Stabilität und die Fähigkeit weiter Frequenzauslenkungen hat. Ein bevorzugter spannungsgesteuerter Oszillator mit einem weiten Auslenkungsbereich ist
4") in der US-Patentschrift 42 86 235 beschrieben.
Die übrigen Elemente der in F i g. 1 dargestellten Anordnung bilden ein videosignalkorrigierendes Servosystem,
das vom Plattenspieler erzeugte Fehler im Videosignal erfaßt und Rückkopplungssignale an
geeignete Stellen im Plattenspieler liefert, um diese Fehler auszuregeln. Die Fehlererfassung erfolgt mittels
eines Phasendetektors 50, der bei Aktivierung durch ein von einer Zeiisteuerschaitung 50 erzeugtes Zeitstcucr-
oder Tastsignal die Frequenz und die Phase der Farbsynchronkomponente (Farbburst) des vom Ausgang
des Bandfilters 46 kommenden Farbartsignals mit der Frequenz und Phase eines von einem Bezugsoszillators
52 erzeugten NTSC-Bezugsfrequenzsignal (3,579545 MHz) vergleicht und im Falle einer Abweichung
eine entsprechende Fehlerspannung an einen Haltekondensator 54 legt Wie weiter unten noch näher
erläutert werden wird, speichert der Kondensator 54 die Fehlerspannung während des Intervalls der sogenannten
»Aktivabtastung«, das dem Farbtastintervall unmit-
' ^ telbar folgt (und während dessen der Phasendetektor 50
abgeschaltet ist).
Die Fehlerkorrektur geschieht mit Hilfe eines Filters 56, das die vom Phasendetektor 50 erzeugte Fehlerspan-
nung in zwei Teilfehlersignale 51 und 52 umwandelt. Das Teilsignal 51 wird über einen Treiberverstärker 70
einem »Armstreckw-Wandler 72 angelegt, der die Fehler in der Relativgeschwindigkeit zwischen Abtastnadel
und Platte korrigiert. Der Wandler 72 ist mechanisch mit dem Abnehmerwandler 14 des Plattenspielers
gekoppelt, um die Tangentialposition der Abtastnadel relativ zu der auf der Bildplatte 12
aufgezeichneten Informationsspur zu verstellen. Wenn z. B. die Platte nicht genau rund ist, ändert der Wandler
72 die effektive Länge des Abnehmerarms periodisch mit der Drehung der Platte in solchem Sinne, daß die
Exzentrizität der Platte kompensiert wird. Hierzu geeignete Armstreck-Wandler sind z. B. in den US-Patentschriften
38 82 267 und 39 83 318 beschrieben.
Das Teilsignal 52 wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 42 im Video-Umsetzer 20 in solchem Sinne
zugeführt, daß Frequenz- und Phasenfehler in der Farbartkomponente des ausgangsseitigen NTSC-Videosignalgemisches
ausgeregelt werden. Das Teilsignal 52 enthält eine niedrigfrequente Komponente und eine
breitbandige Komponente. Die niedrigfrequente Komponente (z. B. niedriger als 1 Hz) korrigiert sehr
niedrigfrequente Fehler, wie sie z. B. durch Netzfrequenzschwankungen verursacht werden können, welche
die Umlaufgeschwindigkeit des Drehtellers beeinflussen. Die breitbandige Komponente des Teilsignals 52
korrigiert relativ hochfrequente Fehler, die z. B. von ungewollten Änderungen im wiedergewonnenen Videosignal
herrüh. en.
Eine geeignete Konstruktion für das Filter 56 ist in der eingangs erwähnten US-Patentschrift 39 65 482
beschrieben. Bei dieser Konstruktion wird das Teilfehlersignal 51 durch Filterung des Ausgangssignals des
Phasendetektors mittels eines aktiven Tiefpaßfilters gewonnen, dessen Eckfrequenz gleich der Drehzahl des
Drehtellers gewählt ist (z. B. 7,5 Hz für eine Tellerdrehzahl von 450 Umdrehungen je Minute). Das Teilfehlersignal
52 wird erhalten mit Hilfe eines in Kaskade geschalteten passiven Tiefpaßfilters, dessen Eckfrequenz
wesentlich niedriger als die Tellerdrehzahl ist (in der erwähnten US-Patentschrift wird für die Eckfrequenz
0,27 Hz vorgeschlagen) und durch Summierung des Ausgangssignals des passiven Filters (d. h. der
niedrigfrequenten Komponente von 52) mit einem ungefilterten Signal vom Phasendetektor (d. h. mit der
breitbandigen Komponente von 52). Eine bevorzugte Ausführungsform für das Filter 56, bei welcher beide
Tiefpaßfilter aktive Filter sind und die eine Schaltungsanordnung zur Erfassung und Unterdrückung vor
Einschwingvorgängen oder Übergangserscheinungen enthält, ist in der US-Patentschrift 42 47 866 beschrieben.
Mit dem Haltekondensator 54 ist eine Vorladeschaltung 58 gekoppelt, um den Kondensator 54 auf einen
vorbestimmten Spannungspegel vorzuladen. Die Schaltung 58 kann z. B. durch eine Torschaltung oder einen
Schalter gebildet sein, der zwischen den Kondensator 58 und eine Quelle für eine Spannung geschaltet ist, die
gleich der »Nullfehler«-Spannung des Servosystems ist
Mit dem Ausdruck »Nullfehler«-Spannung ist hier derjenige Wert der Spannung am Kondensator 54
gemeint, bei welchem sich der Wandler 72 auf die Mitte seines normalen Betriebsbereichs stellt und bei welchem
sich das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 42 auf seine nominelle Mittenfrequenz von
5,11 MHz stellt
Die Zeitsteuerschaltung 60 liefert Tast- oder Aktivierungssignale an den Phasendetektor 50 und an die
Vorladeschaltung 58 und ist mit einer Komponente des am Ausgang der Nachentzerrungsschaltung 36 erzeugten
NTSC-Leuchtdichtesignals synchronisiert. Die Schaltung 60 enthält einen die Synchronimpulsspitzen
fühlenden, in Basisschaltung angeordneten Transistor Qi, der an seinem Emitter das NTSC-Leuchtdichtesignal
von der Nachentzerrungsschaltung 36 empfängt und dessen Basis an eine Quelle einer Bezugsspannung
Vl angeschlossen ist. Der Kollektor des Transistors Q1
ist über zwei Antisättigungs-Dioden D1 und D 2 mit dem
Kollektor bzw. mit der Basis eines Sägezahn-Klemmtransistors Q 2 verbunden, dessen Emitter an festem
Potential (Masse) liegt. Die Basis des Transistors Q 2 ist
'Γ) außerdem über einen Ausschalt-Vorspannungswiderstand
R 3 mit Masse verbunden.
Der Kollektor des Transistors Q 2 ist ferner mit
einem Eingangs/Ausgangs-Schaltungsknoten A eines Sägezahngenerators verbunden, der einen Sägezahn
veränderbarer Steigung und mit veränderbarem Offset erzeugt und aus einem Steigungs-Steuerwiderstand R 1,
einem Offset-Steuerwiderstand R2 und einem Integratorkondensator Ci besteht. Der Widerstand Ri liegt
zwischen einer Quelle für eine Bezugsspannung V2 und dem Schaltungsknoten A. Der Widerstand R 2 und der
Kondensator Cl liegen in Reihe zueinander zwischen dem Schaltungsknoten A und Masse (die Reihenfolge
innerhalb der Reihenschaltung kann gewünschtenfalls umgekehrt werden).
Der Eingangs/Ausgangs-Knoten A ist mit dem
Emitter eines Sägezahnbegrenzungs-Transistors Q 3 gekoppelt, der als Begrenzer in Basisschaltung betrieben
wird, indem seine Basis an eine Bezugsspannung V3 und sein Kollektor an Masse angeschlossen ist. Der
r> Schaltungsknoten 4 ist ferner mit einem Vergleicher 62
gekoppelt, der ein Aktivierungs- oder Tastsignal an den Phasendetektor 50 Hefen, wenn die Spannung am
Schaltungsknoten A niedriger ist als ein am anderen Eingang des Vergleichers liegender Bezugspegel V4.
4(1 Die Aktivierung der Vorladeschaltung 58 erfolgt durch
einen weiteren Vergleicher 64, der die am Schaltungsknoten A herrschende Spannung mit einem Bezugspegei
V5 vergleicht.
Im folgenden sei noch einmal kurz auf die allgemeine
'"' Arbeitsweise des Plattenspielers eingegangen. Wenn
eine Platte abgespielt wird, erzeugt der nahe der Oberfläche der Platte befindliche Abnehmerwandler 14
Kapazitätsänderungen, die für die auf der Platte aufgezeichnete Information charakteristisch sind. Diese
'" Änderungen erscheinen als ein mit einem Videosignal
im BSC-Format frequenzmodulierter Träger. Die Abnehmerschaltung 16 spricht auf diese Kapazitätsändcrungcr;
an und macht daraus ein Ausgangsspannungssignal,
das vom FM-Demodulator 18 demoduliert wird,
" um ein BSC-Videosignalgemisch zu erzeugen. Der
Video-Umsetzer 20 setzt das BSC-Signal in das NTSC-Format um, wie es weiter oben erläutert wurde.
Der Phasendetektor 50, der durch die Zeitsteuerschaltung 60 während des Farbburstintervalls getastet wird,
o0 erzeugt ein kombiniertes Fehlersignal, das charakteristisch
ist für Phasen- und Frequenzabweichungen zwischen dem Ausgang des NTSC-Bezugsoszillators 52
und der Farbburstkomponente das vom Video-Umsetzer erzeugten NTSC-Farbartsignals. Das kombinierte
Fehlersignal wird an den Fehlerspannungs-Haltekondensator 54 gelegt, der es während des aktiven
Abtastintervalls jeder Horizontalablenkperiode speichert Das Filter 56 trennt das kombinierte Fehlersignal
in zwei Teilsignale 5 1 und S2. Der Armstreck-Wandler
72, der mit dem Abnehmerwandler 14 gekoppelt ist, spricht auf das Teilsignal 51 an und ändert die Position
des Abnehmerwandlers 14 im Sinne einer Reduzierung von Geschwindigkeitsfehlern und somit von Fehlern, die
sowohl in der Farbart- als auch in der Leuchtdichtekomponente des vom Umsetzer 20 erzeugten Ausgangs-Videosignalgemischs
vorkommen. Der spannungsgesteuerte Oszillator 42 im Umsetzer 20 spricht auf das Teilfehlersignal 52 an, um eine weitere Korrektur von
Frequenz- und Phasenfeh^ern in der Farbartkomponente
des ausgangssei tigen NTSC-Videosignalgemischs zu bewirken.
Einzelheiten der Arbeitsweise des Phasendetektors 50, der Vorladeschaltung 58 und der Zeitsteuerschaltung
60 seien nun anhand der in Fig.2 dargestellten Wellenformen erläutert. Die Wellenform 201 zeigt den
typischen Verlauf des ausgangsseitigen NTSC-Videosignalgemischs, wie es am Ausgang der Summierschaltung
40 während einer Horizontalablenkperiode erscheint. Die Wellenform 202 zeigt die Spannung am
Schaltungsknoten A. Die Wellenform 203 zeigt das Ausgangssignal des Synchronsignaldetektors (Qi),
wobei ein hoher Pegel das Fließen von Kollektorstrom bedeutet. Die Wellenform 204 zeigt das Ausgangssignal
des Vergleichers 64 und die Wellenform 205 das Ausgangssignal des Vergleichers 62 (in beiden Signalen
bedeutet ein hoher Pegel ein aktivierendes Ausgangssignal und ein niedriger Pegel ein sperrendes Ausgangssignal).
Zu einem Zeitpunkt fi macht der Pegel des
Videosignalgemischs (Wellenform 201) einen Sprung von einem Austastpegel zu einem maximalen Pegel, und
anschließend (Zeitpunkt (2) springt das Signal in
entgegengesetzter Richtung zurück auf den Austastpegel. Das Zeitintervall fi — f2 entspricht dem Intervall der
Synchronimpulsspitze des Videosignalgemischs (ungefähr 4,7 Mikrosekunden bei der NTSC-Norm) und wird
vom Transistor Q 1 der Synchronimpuls-Abtrennstufe gefühlt, um die Zeitsteuerschaltung 60 zu synchronisieren.
Das Fühlen geschieht dadurch, daß für die Bezugsspannung Vl ein Wert gewählt wird, der
zwischen dem Austastpegcl und dem maximalen Signalpegel des am Ausgang der Nachentzerrungsschaltung
36 erzeugten NTSC-Leuchtdichtesignal (nicht dargestellt) liegt. Da das Leuchtdichtesignal dem
Emitter des Transistors Qi angelegt wird, wird während der ganzen Dauer der Synchronimpuisspitze
der Basis-Emitter-Übergang dieses Transistors in Durchlaßrichtung gespannt und damit Kollektorstrom
erzeugt, wie es die Wellenform 203 zeigt.
Die Tatsache, daß die Zeitsteuerschaltung durch Fühlen des Intervalls der Synchronimpuisspitze des
Leuchtdichtesign?!s und nicht des zusammengesetzten
Signalgemischs synchronisiert wird, hat zwei Vorteile: Zum einen wird ein falsches Fühlen bzw. eine falsche
Triggerung des Transistors Qi der Synchronimpuls-Abtrennstufe
verhindert, und zum anderen entfällt die Notwendigkeit für eine genaue Justierung oder
Stabilisierung der Spannung Vl. Zur Veranschaulichung sei angenommen, der Emitter von Q1 wäre mit
dem Ausgang der Summierschaltung 40 verbunden. Zur zuverlässigen Erfassung der Synchronimpuisspitze wäre
es dann notwendig, für die Spannung Vl einen Pegel zwischen dem Spitzenwert des Farbburstsignals und der
Synchronimpuisspitze zu wählen, weil ansonsten der Transistor Q1 während des Farbburstintervalls fälschlich
durch das Farbburstsignal getriggert werden könnte (der Spitzenwert des Farbburst hat typischerweise die
halbe Höhe der Synchronimpuisspitze). Diese mögliche Schwierigkeit wird dadurch vermieden, daß man für das
an dem Emitter des Transistors Qi zu legende Signal die Leuchtdichtekomponente des Videoausgangssignals
nimmt, denn im Leuchtdichtesignal ist der Farbburst infolge der Kammfilterung effektiv nicht mehr enthalten.
Ein weiterer Vorteil der hier beschriebenen Synchro-
Ein weiterer Vorteil der hier beschriebenen Synchro-
1(1 nisierungsschaltung besteht darin, daß sie in integrierter
Form hergestellt werden kann. Alles was man dazu benötigt, ist ein geeignet vorgespannter Transistor in
Basisschaltung oder irgendein anderer Vergleichertyp. Dies ist im Kontrast mit den Synchronimpuls-Erfassungsschaltungen
in Fernsehempfängern zu sehen, die typischerweise eine Schwing- oder Resonanzschaltung
enthalten, um zu verhindern, daß der Farbburst die Synchronimpulserfassung stört. Eine solche Lösung hat
den Nachteil, daß die Resonanzschaltungen Induktivitäten und Kapazitäten benötigen, also sperrige und teure
Elemente, die für den Bau integrierter Schaltungen nicht geeignet sind.
Der Sägezahn-Klemmtransistor Q 2 wird während des Synchronimpulsintervalls ii — /2 durch den vom
Transistor Q1 erzeugten Kollektorstrom eingeschaltet
und entlädt den Integratorkondensator Ci auf einen Spannungspegel, der ungefähr gleich dem Betrag der an
einem Halbleiterübergang abfallenden Spannung ist (V1x in der Wellenform 202). Dies kommt daher, daß die
Antisättigungs-Dioden Dl und D2 das Bestreben
haben, die Kollektorspannung und die Basisspanung des Transistors Q 2 einander anzugleichen und dadurch eine
Sättigung zu verhindern und die Erholungszeit des Transistors (Ausschaltzeit) zu verkürzen. Dies ist ein
J5 Merkmal der Erfindung, welches sicherstellt, daß die
von der Zeitsteuerschaltung 60 eingestellten Zeitintervalle nicht von der Sättigungs-Speicherzeit des Transistors
Q2 abhängen (die Speicherzeit ist ein veränderlicher und praktisch nicht vorhersagbarer Parameter).
Der Widerstand R 3 erfüllt die doppelte Aufgabe, die Verhinderung der Sättigung des Transistors Q 2 zu
unterstützen und die Ausschaltzeit des Transistors zu verkürzen. Wie erwähnt haben die Dioden D1 und D 2
das Bestreben, Kollektor- und Basisspannung von Q 2 einander anzugleichen. Diese Angleichung ist exakt,
wenn die Dioden eine gleich große Halbleiter-Übergangsfläche haben und den gleichen Strombetrag leiten.
Ohne den Widerstand R 3 wäre der Strom in der Diode Dl (nach dem Entladen des Kondensators Cl) höher
als der Strom in der Diode D 2, und zwar um einen
Faktor, der gleich der Gleichstromverstärkung in Emitterschaltung des Transistors Q 2 ist (Hybridparameter
tiFE des Transistors) ist. Man hat also die Wahl
zwischen zwei Möglichkeiten, um zu verhindern, daß die
" Kollektorspannung des Transistors Q ί niedriger ist als
die Basisspannung. So könnte man z. B. das Verhältnis der Halbleiter-Übergangsflächen der Dioden Dl und
D 2 gleich Iife wählen. Dies hat jedoch den Nachteil, daß
die eine Diode sehr groß im Vergleich zur anderen
Diode wäre. Die andere, hier gezeigte Möglichkeit besteht darin, einen Widerstand R 3 parallel zum
Basis-Emitter-Übergang des Transistors Q 2 zu schalten, der zusätzlichen Strom zur Diode D 2 liefert und
damit ein kleineres Verhältnis der Halbleiter-Übertragungsflächen
erlaubt (z. B. ein Verhältnis von Eins). Durch den Widerstand R 3 wird ferner die Ausschaltzeit
weiter verbessert weil dieser Widerstand eine Sperrvorspannung an die Basis des Transistors Q 2 legt wenn
der Transistor Q 1 ausgeschaltet wird.
Zum Zeitpunkt T2, wenn die Transistoren Q 1 und Q 2
ausgeschaltet werden, macht die Spannung am Schaltungsknoten A (Wellenform 202) einen Sprung. Die
Höhe A Vdieses Sprungs ist eine steuerbare Größe und stellt eine konstante Offsetzspannung dar, die der
Spannung des Integratorkondensators hinzuaddiert wird, um eine Sägezahnspannung yzu erzeugen, die sich
nach folgender Gleichung berechnen läßt:
y=mX+AV+b
hierin ist
hierin ist
(1)
IO
y die Spannung am Schaltungsknoten A,
m ist die Anderungsgeschwindigkeit der Spannung is
am Kondensator CI,
χ ist die Zeit,
b ist die Anfangsspannung am Kondensator C1, und
AV ist die Offsetspannung (Höhe des Spannungssprungs).
Es ist ein Merkmal der Erfindung, daß die Zeitsteuerung der an den Phasendetektor 50 und an die
Vorladeschaltung 58 gelegten Signale durch die Wahl der Sägezahnsteilheit m und der Offsetspannung A V
gesteuert werden kann und diese Parameter unabhängig voneinander steuerbar sind. Wie weiter unten noch
erläutert wird, steuert die Steilheit m die Breite des »Zeitfensters« für die Phasensynchronisierung (Intervall
/3— £4), und die Offsetspannung AV steuert die Lage dieses Zeitfensters längs der hinteren Schwarzschulter
(h— is) des Horizontalsynchronsignals.
Im einzelnen wird zum Zeitpunkt fc, wenn sich die
Transistoren Q1 und Q 2 ausschalten, der Kondensator
Cl auf einen Spannungspegel von V^ Volt aufgeladen
(Ausdruck b in der Gleichung 1). Die Spannung am Kondensator Cl beginnt dann sofort, sich mit einer
Anfangsgeschwindigkeit m zu ändern, die proportional den Kapazitätswert des Kondensators C1 und dem in
den Kondensator gesendeten Ladestrom ist Indem man to den Wert des Widerstandes R 1 sehr viel größer als den
Wert des Widerstandes R 2 wählt (oder indem man den Widerstand R 1 durch eine Konstantstromquelle ersetzt),
kann man den Ladestrom und somit die Steilheit m unabhängig vom Wert des Widerstandes R 2 machen. «
Da der Ladestrom jedoch durch den Widerstand R 2 fließt, wird an ihm eine Offsetspannung A Verzeugt, und
da der Widerstand R 2 in Reihe mit dem Kondensator CX liegt addiert sich diese Offsetspannung mit der
Kondensatorspannung. Somit kann bei einem gegebenen Ladestrom, der die Steilheit des Sägezahns und die
Breite des Zeitfensters bestimmt der Wert des Widerstandes R 2 unabhängig geändert werden, um den
Offset des Sägezahns und somit die Position des Zeitfensters zu steuern.
Während des Intervalls f2—/5 steigt die Spannung am
Schaltungsknoten A linear bis auf einen Grenzwert an, der gleich der Summe der Bezugsspannung V3 und der
Vfw-Spannung des Sägezahn-Begrenzungstransistors Q 3 ist, und zu diesem Zeitpunkt schaltet sich der
Transistor Q 3 ein, um jedes weitere Ansteigen des Sägezahns zu verhindern. Der Transistor Q 3 bleibt
dann für den Rest (ts—t7) des Horizontalintervalls
eingeschaltet Die gestrichelt gezeichnete Verlängerung des Sägezahns in der Wellenform 202 soll veranschaulichen,
daß sich ohne die erwähnte Begrenzung die Sägezahnspannung asymptotisch der Bezugsspannung
V2 nähern würde. Die Begrenzung der Sägezahnspannung auf einen vorbestimmten Wert ist vorteilhaft, weil
zum einen dadurch die Länge der Zeit verkürzt wird, die der Transistor Q2 zum Entladen des Kondensators Cl
benötigt, und zum andern die Anforderungen au den Transistor Q 2 hinsichtlich des Spitzenwerts des
Kollektorstroms und des Basissteuerstroms nicht so hoch sind.
Die Wellenform 204 stellt das Steuersignal dar, das die Vorladeschaltung 58 vom Vergleicher 64 empfängt,
der die Spannung des Schaltungsknotens A mit der Bezugsspannung V5 vergleicht. Während des Intervalls
fi — h ist die Sägezahnspannung niedriger als V5, und
der Vsr^leächer 64 liefert ein A.kt!V!erun£ycci£TnH! an d'p
Vorladeschaltung 58. Wenn die Sägezahnspannung den Pegel V5 überschreitet, beendet der Vergleicher 58 das
Aktivierungssignal für die Vorladeschaltung (I1,- tj).
Die Wellenform 205 stellt das Steuersignal dar, das dem Phasendetektor 50 vom Vcrgleicher 62 angelegt
wird, der die Spannung des Schaltungsknotens A mit der Bezugsspannutig V4 vergleicht (V4 ist wie dargestellt
positiver als V5). Während des Zeitintervalls h — tA ist
die Sägezahnspannung niedriger als V4, und der Vergleicher 62 liefert ein Aktivierungssignal an den
Phasendetektor 50. Wenn die Sägezahnspannung den Wert K 4 übersteigt, beendet der Vergleicher 62 das
Aktivierungssignal für den Phasendetektor.
Es sei angemerkt, daß die Vorladeschaltung 58 und der Phasendetektor 50 während des Zeitintervalls /1 — i3
beide aktiviert sind. Dies ist nicht wesentlich, und man könnte die Einschaltung des Phasendetektors 50 bis zum
Zeitpunkt t3 hinauszögern. Das ließe sich beispielsweise
durch eine geeignete Verknüpfungs- oder Steuerschaltung erreichen, w eiche das Ausgangssignal des Vergleichers
62 während des Intervalls t\ — ti sperrt, wenn der
Vergleicher 64 ein Aktivierungssignal an die Vorladeschaltung 58 sendet. Bei einer solchen Modifikation
wären jedoch zusätzliche Schaltungsmaßnahmen notwendig, wodurch die Kosten und die Kompliziertheit
der Zeitsteuersignalerzeugung steigen würden.
Während des Intervalls fi — tj, wenn die Vorladeschaltung
58 aktiviert ist, wird der Fehlerspannungs-Haltekondensator
58 auf einen Spannungspegel vorgeladen, welcher der Mitte des Dynamikbereichs des Servosystems
entspricht Falls die Phasensynchronisierung verlorengeht, hat das Fehlen kohärenter oder zusammenhängender
Signale vom Phasendetektor 50 in Verbindung mit dem wiederholten Vorspannen zur Folge, daß der Armstreck-Wandier 72 schließlich
»rückzentriert« wird und der. sparir.ur.gsgesteuerten
Oszillator 42 auf die Mitte seines Steuerbereichs (5,11 MHz) einstellt Wie an früherer Stelle erwähnt, ist
dies die optimale Ausgangsbedingung für das Wiedereinfangen der Phasensynchronisierung. Wenn andererseits
das Servosystem im phasensynchronisierten Zustand ist, hat die Vorladung des Kondensators 54
kaum Einfluß, weil die Folgefrequenz der Vorladung (einmal während jedes Ablenkintervalls) viel höher ist
als die Grenzfrequenzen des Filters 56, während die Anderungsgeschwindigkeit der Ausgangsspannung des
Phasendetektors (Zeile für Zeile gesehen) gut innerhalb der Filterbandbreite liegt
Hierzu 2 Blatt Zeichnungen
Claims (3)
1. Bildplattenspieler mit einem Servosystem, das zur Korrektur von Videosignalen dient und folgendes
enthält: einen Bezugszoszillator zur Erzeugung eines Bezugssignals; einen Phasendetektor, der im
aktivierten Zustand anspricht, um das Bezugssigna! mit einer ersten Synchronsignalkomponente eines
vom Plattenspieler erzeugten Videosignals zu vergleichen und abhängig vom Ergebnis dieses ι ο
Vergleiches eine Fehlerspannung zu erzeugen, und einer Rückkopplungsstrecke zum Anlegen der
Fehlerspannung über einen Haltekondensator und ein diesem nachgeschaltetes Filter an einen Punkt im
Plattenspieler in solchem Sinne, daß Fehlerabweichungen zwischen dem Bezugssignal und der ersten
Synchronsignalkomponente des Videosignals vermindert werden, dadurch gekennzeichnet,
daß eine Vorladeschaltung (58) den Haltekondensator (54) periodisch auf einen vorbestimmten Pegel
vorlädt und daß eine Zeitsteuerschaltung (60), die auf eine zweite Synchronsignalkomponente des Videosignals
anspricht und den zeitlichen Ablauf des durch die Vorladeschaltung (58) und den Phasendetektor
(50) erfolgenden Ladens des Kondensators steuert, sowie das Filter (56) so ausgebildet sind, daß die
Vorladung des Kondensators (54) sich im wesentlichen nur bei verlorengegangener Phasensynchronisierung
auf die an den genannten Punkten im Plattenspieler angelegte Fehlerspannung auswirkt.
2. Bildplattenspieler nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitsteuerschaltung (60)
den Phasendetektor (50) und die Vorladeschaltung (58) während eines ersten Zeitintervalls aktiviert und
während eines zweiten Zeitintervalls den Phasende- 3i
tektor aktiviert und die Vorladeschaltung unwirksam macht und während eines dritten Zeitintervalls
den Phasendetektor und die Vorladeschaltung unwirksam macht.
3. Bildplattenspieler nach Ansprach 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Zeitsteuerschaltung (60)
folgendes enthält:
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