DE3015859C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf ein Oberflächenpotential-Elektrometer
gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
In "Hochspannungstechnik", Adolf J. Schwab, Springer-Verlag,
1969, S. 119-124, ist ein Oberflächenpotential-Elektrometer
beschrieben, das nach dem Generatorprinzip arbeitet.
Bei diesem bekannten Elektrometer, das aufgrund seiner
Arbeitsweise auch als Generatorspannungsmesser bezeichnet
wird, ist eine Meßelektrode in Form einer feststehenden Metallscheibe
von dem von einer zu messenden Oberfläche erzeugten
elektrischen Feld im wesentlichen abgeschirmt. Eine
als Sektorblende ausgebildete, vor der Meßelektrode angeordnete
Metallscheibe setzt die Meßelektrode einem Teil des
elektrischen Feldes aus, wobei ein rotierender Flügel die
zur Meßelektrode verlaufenden Feldlinien periodisch unterbricht.
In der Meßelektrode wird daher ein Wechselspannungssignal
induziert, dessen Frequenz proportional zur
Drehzahl des Unterbrecherflügels und dessen Amplitude ein
Maß für das Oberflächenpotential ist. Da dieses Wechselspannungssignal
außerordentlich schwach ist, wird es zur
anschließenden Auswertung oder Anzeige mittels einer Verstärkerschaltung
in ein hochohmiges Signal umgesetzt.
Bei diesem bekannten Elektrometer ist zum Antrieb des Unterbrecherflügels
ein Elektromotor erforderlich, der sehr
präzise ausgeführt sein muß, damit Drehzahlschwankungen
keine Auswirkungen auf die erzielbare Meßgenauigkeit haben.
Darüberhinaus müssen die Meßelektrode sowie die von der
Meßelektrode zur externen Verstärkerschaltung führende Meßleitung
vor Brummeinstreuung, die unter anderem von den
Feldwicklungen des Motors erzeugt werden, ausreichend abgeschirmt
sein. Daher erfordert dieses bekannte Elektrometer
einen relativ großen konstruktiven Aufwand und ist entsprechend
teuer.
Aus der DE-OS 27 12 664 ist ohne nähere konstruktive Einzelheiten
ein Vorzeichengeber für ein Elektrometer der vorstehend
beschriebenen Art bekannt.
Gemäß der DE-OS 26 13 528 ist eine als "Kelvinsonde" bekannte
Meßeinrichtung offenbart, mit der die Elektronen-Austrittsarbeit
aus Materialgrenzflächen, insbesondere der
von Halbleitern, bestimmbar ist. Hierzu wird die zu messende
Halbleiterprobe in einem Abschirmgehäuse angeordnet,
wobei in Abstand zu der Probe eine Elektrode angeordnet
ist, die von einem Piezokristall in Schwingungen versetzt
wird. Ein entsprechend der Austrittsarbeit geändertes, zur
Kapazität dieser Kondensatoranordnung proportionales Signal
wird über eine an der Probe angeschlossene Meßleitung erfaßt
und einem außerhalb des Gehäuses angeordneten Verstärker
zur Auswertung zugeführt.
Auch bei dieser Meßeinrichtung liegt durch die räumliche
Trennung zwischen Elektrode und Verstärker der Nachteil
vor, daß für die Gewinnung von einwandfreien Meßsignalen
ein erheblicher konstruktiver Aufwand notwendig ist.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Oberflächenpotential-Elektrometer
derart weiterzubilden, daß
bei wesentlich verringertem Konstruktionsaufwand gute
Meßergebnisse erzielbar sind.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im Patentanspruch
1 genannten Maßnahmen gelöst.
Die Unterbrechereinrichtung ist demzufolge als Schwingelement
ausgebildet, das die zu der Meßelektrode verlaufenden
Feldlinien in einer periodischen Hin- und Herbewegung zyklisch
unterbricht. Dieses Schwingelement kann mit vergleichsweise
einfach ausgebauten elektromechanischen Wandlern
in eine hochstabile Schwingung versetzt werden, so daß
das in der Meßelektrode induzierte Wechselspannungssignal
eine entsprechend stabile Frequenz aufweist. Dadurch, daß
die Meßelektrode und die Verstärkerschaltung erfindungsgemäß
auf einer gemeinsamen gedruckten Leiterplatte angeordnet
sind, wird darüberhinaus erreicht, daß diese Teile relativ
einfach von Brummeinstreuungen abgeschirmt werden
können. Insbesondere das sehr schwache Wechselspannungssignal
der Meßelektrode wird nur über eine sehr kurze Strecke
geführt, so daß Meßfehler durch Einstreuungen praktisch
ausgeschlossen sind. Hieraus wird deutlich, daß das Elektrometer
trotz stark verringertem Konstruktionsaufwand hervorragend
genaue Meßsignale liefert.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus
den Unteransprüchen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen
unter Bezugnahme auf die Zeichnung
näher beschrieben.
Es zeigt
Fig. 1A eine Querschnittsansicht eines Kopiergerätes,
bei dem die Erfindung anwendbar
ist,
Fig. 1B eine Draufsicht einer Leerbelichtungslampe
und ihrer Umgebung,
Fig. 2 eine grafische Darstellung des Oberflächenpotentials
in verschiedenen Bereichen
einer photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel,
Fig. 3 und 4 grafische Darstellungen der temperaturbedingten
und zeitlichen Änderungen des
Oberflächenpotentials,
Fig. 5-1 und 5-2 perspektivische Ansichten eines
Ausführungsbeispiels des Oberflächenpotential-Elektrometers,
Fig. 6 eine perspektivische Teilansicht des Oberflächenpotential-Elektrometers
gemäß
Fig. 5,
Fig. 7 eine Querschnittsansicht des Oberflächen-Elektrometers
gemäß den
Fig. 5 und 6,
Fig. 8 ein Schaltbild einer Treiberschaltung
für einen Stimmgabel-Vibrator,
Fig. 9-1 und 9-2 perspektivische Ansichten
eines weiteren Ausführungsbeispiels
des Oberflächenpotential-Elektrometers,
Fig. 10 eine Teil-Querschnittsansicht des Oberflächenpotential-Elektrometers gemäß
Fig. 9-1,
Fig. 11 eine Querschnittsansicht des Oberflächenpotential-Elektrometers
gemäß Fig. 9,
Fig. 12 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels
einer Stimmgabel-Treiberschaltung,
Fig. 13 eine Querschnittansicht des Stimmgabel-Schwingelementes
gemäß Fig. 9-1,
Fig. 14 ein Schaltbild einer Potential-Meßschaltung,
Fig. 15 eine in Form eines Längsschnitts dargestellte
Ansicht des in der Nähe der Aufzeichnungstrommel
angeordneten Oberflächenpotential-Elektrometers,
Fig. 16 eine Querschnittsansicht des Oberflächenpotential-Elektrometers
gemäß Fig. 15,
Fig. 17 eine perspektivische Ansicht der Verbindungseinrichtung
gemäß Fig. 15,
Fig. 18 eine Draufsicht der Verbindungseinrichtung
gemäß Fig. 15,
Fig. 19A eine perspektivische Ansicht eines
weiteren Ausführungsbeispiels des
Oberflächenpotential-Elektrometers,
Fig. 19B eine Querschnittsansicht des Oberflächenpotential-Elektrometers
entlang der Linie
Z-Z′ gemäß Fig. 19A,
Fig. 19C ein Aufriß des Oberflächenpotential-Elektrometers
gemäß Fig. 19A,
Fig. 19D eine Querschnittsansicht entlang der
Linie Y-Y′ gemäß Fig. 19C,
Fig. 20A und 20B grafische Darstellungen der Änderungen
des Oberflächenpotentials,
Fig. 21A eine schematische Querschnittsansicht
eines Kopiergerätes, die das Verfahren
einer Entwicklungsvorspannungssteuerung
veranschaulicht,
Fig. 21B ein Schaltbild einer Belichtungssteuerschaltung
für eine Vorlagen-Belichtungslampe,
Fig. 22 einen Steuersignalplan für die Bilderzeugung
und die Oberflächenpotentialsteuerung,
Fig. 23 ein Blockschaltbild einer Oberflächenpotential-Meßschaltung,
Fig. 24 ein Blockschaltbild einer Meßspannungs-Verarbeitungsschaltung,
Fig. 25 ein Schaltbild der Trennschaltung CT103
gemäß Fig. 23,
Fig. 26 Signalverläufe an verschiedenen Teilen
der Oberflächenpotential-Meßschaltung
gemäß Fig. 23,
Fig. 27 ein detailliertes Schaltbild des Integriergliedes
CT106 und des Verstärkers
CT107 gemäß Fig. 23,
Fig. 28 Signalverläufe an verschiedenen Teilen
der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 27,
Fig. 29 ein detailliertes Schaltbild des Hochspannungsverstärkers
CT108, des Dämpfungsgliedes
CT109 und des Pufferverstärkers
CT110 gemäß Fig. 23,
Fig. 30 eine grafische Darstellung der Beziehung zwischen
einem Oberflächenpotential VP und einer
Rückkopplungsspannung VF,
Fig. 31 ein detailliertes Schaltbild des Integriergliedes
CT12 gemäß Fig. 24,
Fig. 32 einen Signalplan von Steuerimpulsen,
Fig. 33 ein Schaltbild einer Ladespannungs-Steuerschaltung,
Fig. 34 ein Schaltbild einer Entwicklungsvorspannungs-Steuerschaltung
und
Fig. 35 eine grafische Darstellung der Ausgangshochspannung.
Die im Rahmen der Beschreibung in Betracht gezogenen
Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend
in folgender Reihenfolge beschrieben:
- (1) Grundsätzlicher Aufbau des Bilderzeugungsgerätes
- (2) Aufbau des Oberflächenpotential-Elektrometers
- (3) Automatisches Oberflächenpotential-Steuersystem
- (4) Oberflächenpotential-Meßschaltung
- (5) Meßpotential-Verarbeitungsschaltung
(1) Fig. 1B stellt eine Querschnittsansicht eines
Kopiergerätes dar, bei dem die Erfindung anwendbar
ist. Das Kopiergerät weist eine Aufzeichnungstrommel
47 auf, an dessen Außenseite ein saumloses, dreischichtiges,
photoempfindliches Aufzeichnungsmaterial
mit einer photoleitfähigen CdS-Schicht aufgebracht
ist. Die auf einer Achse drehbar gelagerte Aufzeichnungstrommel
47 wird von einem Hauptmotor 71 in Drehung
versetzt, der durch Betätigung einer Kopierstarttaste
erregt wird.
Nachdem sich die Aufzeichnungstrommel 47 um einen
vorgegebenen Winkel gedreht hat, wird eine auf einer
Vorlagen-Trägerglasplatte 54 befindliche Vorlage von
einer einstückig mit einem ersten Abtastspiegel 44
ausgeführten Beleuchtungslampe 46 ausgeleuchtet, wobei
das reflektierte Licht von dem ersten Abtastspiegel
44 und einem zweiten Abtastspiegel 53 abgetastet wird.
Das reflektierte Bildlicht wird über das Objektiv
52 und einen dritten Spiegel 55 geführt und bei einer
Belichtungsstation auf die Aufzeichnungstrommel 47
fokussiert.
Die Aufzeichnungstrommel 47 wird vorher einem Ladungsbeseitigungsvorgang
mittels einer Vorbelichtungslampe
50 und einem Wechselspannungs-Vorlader 51′ unterzogen,
woraufhin eine z. B. positive Koronaaufladung durch
einen Primärlader 51 erfolgt. Sodann wird die Aufzeichnungstrommel
47 an der Belichtungsstation mit dem von
der Beleuchtungslampe 46 ausgeleuchteten Bild einer
Schlitzbelichtung ausgesetzt.
Hierbei wird gleichzeitig mittels eines Ladungsbeseitigers
69 eine Ladungsentfernung durch eine Wechselspannungs-Koronaentladung
oder eine Gleichspannungs-Koronaentladung
mit einer der Primär-Koronaentladung
entgegengesetzten
Polarität durchgeführt, woraufhin die
Aufzeichnungstrommel von einer Gesamtbelichtungslampe
18 gleichmäßig ausgeleuchtet und ein elektrostatisches
Ladungsbild mit hohem Kontrast auf der Aufzeichnungstrommel
47 ausgebildet wird. Dieses Ladungsbild
wird unter Verwendung von Flüssigentwickler an
einer Entwicklungswalze 65 in einer Entwicklungsstation
62 zu einem sichtbaren Tonerbild entwickelt, das von
einem Vorübertragungslader 61 für eine Bildübertragung
vorbereitet wird.
Ein in einer oberen Kassette 10 oder einer unteren
Kassette 11 enthaltenes Bildempfangsblatt wird derart über eine
Papiertransportwalze 59 in das Kopiergerät hineingeführt,
daß die vorderen
Enden des Ladungsbildes und des Bildempfangsblattes
zusammenfallen bzw. aufeinandertreffen.
Nach Abschluß der Bildübertragung wird das Bildempfangsblatt
mittels einer Trennwalze 43 von der Aufzeichnungstrommel
47 abgelöst und sodann von einer Transportwalze
41 zwischen einer Heizplatte 38 und Druckwalzen
40, 41 hindurchgeführt, wobei das Bild durch
Druck- und Wärmeeinwirkung fixiert wird. Danach wird
das Bildempfangsblatt schließlich über eine Austragwalze
37 und eine Papiererfassungswalze 36 in einen
Auffangbehälter 34 ausgetragen.
Nach der Bildübertragung wird die Oberfläche der
Aufzeichnungstrommel 47 in einer aus einer Reinigungswalze
48 und einem elastischen Reinigungsblatt 49
bestehenden Reinigungsstation einer Oberflächenreinigung
unterworfen und für den nächstfolgenden Bilderzeugungszyklus
weiterbewegt.
Ein Oberflächenpotential-Elektrometer 67 ist in der
Nähe der Trommeloberfläche zwischen der Gesamtbelichtungslampe
18 und der Entwicklungsstation 62 zur Messung
des Oberflächenpotentials vorgesehen.
Vor dem vorstehend beschriebenen Kopierzyklus wird
ein "Vorbenetzungsschritt" durchgeführt, bei dem Flüssigentwickler
auf das Reinigungsblatt 49 gegossen
wird, während die Aufzeichnungstrommel 47 nach dem
Einschalten der Stromversorgung noch stillsteht.
Durch diesen Schritt wird der in der Nähe des
Reinigungsblattes 49 angesammelte Toner entfernt und
die Berührungsfläche zwischen dem Reinigungsblatt 49
und der Aufzeichnungstrommel 47 gängig gemacht. Nach
einer Vorbenetzungszeit von ca. vier Sekunden wird ein
"Vordrehungsschritt" durchgeführt, bei dem die Aufzeichnungstrommel
47 gedreht und die Vorbelichtungslampe
50 sowie der Wechselspannungs-Vorlader 51′ zur
Beseitigung der auf der Aufzeichnungstrommel 47 verbliebenen
Restladung bzw. Hysterese in Betrieb genommen
werden. Außerdem wird die Trommeloberfläche von
der Reinigungswalze 48 und dem Reinigungsblatt 49 gereinigt.
Dieser Schritt dient zur Herstellung einer
geeigneten Aufzeichnungsempfindlichkeit sowie zur Bildung
einer sauberen Oberfläche für die Bilderzeugung.
Die Perioden der Vorbenetzung und der Vordrehung werden,
wie nachstehend erläutert, in Abhängigkeit von verschiedenen Bedingungen
automatisch geändert.
Nach Beendigung einer voreingestellten Anzahl von
Kopierzyklen wird ferner ein "Nachdrehungsschritt"
LSTR durchgeführt, bei dem die Aufzeichnungstrommel 47
mehrere Umdrehungen zur Ladungsbeseitigung und Reinigung
der Trommeloberfläche durch den Wechselspannungslader
69 usw. durchführt. Dieser Schritt dient dazu,
die Aufzeichnungstrommel 47 in einem elektrostatisch
und physisch sauberen Zustand zurückzulassen.
Fig. 1B stellt eine Draufsicht auf die Leerbelichtungslampe
70 gemäß Fig. 1A und deren Umgebung dar.
Im einzelnen sind Leerbelichtungslampen 70-1 bis 70-5
vorgesehen, die während der Trommeldrehung mit Ausnahme
der Bildbelichtung zur Verteilung der Ladung auf
der Aufzeichnungstrommel 47 eingeschaltet werden, wodurch
eine unnötige Toneransammlung auf der Aufzeichnungstrommel
47 vermieden wird.
Die Leerbelichtungslampe 70-1 zur Ausleuchtung
der dem Oberflächenpotential-Elektrometer 67 zugeordneten
Trommeloberfläche wird jedoch kurzzeitig abgeschaltet,
wenn das Dunkelpotential von dem Oberflächenpotential-Elektrometer
gemessen wird. Falls das Kopieren
im Format B5 erfolgt, das einen kleineren Bildbereich
als das Format A4 oder A3 aufweist, wird die Leerbelichtungslampe
70-5 auch während der Vorwärtsbewegung
des optischen Systems im bildfreien Bereich eingeschaltet
gehalten. Eine "Kassettenlampe" 70-0 ist zur Ausleuchtung
eines mit einer Führungstrennplatte 43-1 in Berührung
gehaltenen Trommelabschnitts vorgesehen, damit
die Ladung in diesem Bereich vollständig verteilt und
verhindert wird.
Diese Lampe ist während der Trommeldrehung
ständig eingeschaltet.
In Fig. 2 sind Änderungen des Oberflächenpotentials
der photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel 47 für einen
hellen Bereich (mit hoher Reflexion) und einen dunklen
Bereich (mit geringer Reflexion) der Vorlage in verschiedenen
Stadien des Kopiervorganges dargestellt.
Das endgültige elektrostatische Ladungsbild wird von
den Oberflächenpotentialen in dem dunklen Bereich
(A) und in dem hellen Bereich (B) repräsentiert. Diese erfahren
doch bei einem Anstieg der Umgebungstemperatur,
wie in Fig. 3 durch (A′) und (B′)
veranschaulicht, oder durch alterungsabhängige
Veränderungen der photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel
47, wie in Fig. 4 veranschaulicht,
Änderungen, so daß der Kontrast zwischen den hellen und
dunklen Bereichen verloren geht.
Nachstehend wird näher auf ein Verfahren zur Kompensation
solcher Änderungen des Oberflächenpotentials
eingegangen, die auf derartigen temperaturabhängigen
oder zeitabhängigen Veränderungen beruhen.
Wie in den Fig. 5-1 und 5-2 in perspektivischer
Ansicht dargestellt, ist das Oberflächenpotential-Elektrometer
zur Abschirmung des äußeren elektrischen
Feldes von einem metallischen Abschirmgehäuse 105 umgeben,
das mit einem gegenüber der auszumessenden Oberfläche
angeordneten Meßfenster 106 versehen ist. Innerhalb
des Abschirmgehäuses 105 ist ein Stimmgabelelement
101 vorgesehen, das mit dem Abschirmgehäuse 105
elektrisch leitend verbunden ist und mittels einer Spule
102 selbsterregte Schwingungen mit einer mechanischen
Resonanzfrequenz durchführt. Am vorderen Ende des
Stimmgabelelementes ist mechanisch und elektrisch eine
als Unterbrecherelektrode 103 angebracht, die aufgrund
dieser Schwingungen eine in Pfeilrichtung erfolgende
Bewegung zum Öffnen und Schließen des Meßfensters in
regelmäßigen Intervallen durchgeführt. Hinter der Unterbrecherelektrode
103 ist eine gedruckte Leiterplatte
104 fest angebracht, auf der eine aus Kupferfolie
hergestellte und die gleiche Form wie das Meßfenster aufweisende
Meßelektrode 120 (Fig. 7) gegenüber dem Meßfenster
angeordnet ist. Auf diese Weise läßt sich durch
Verwendung einer gemeinsamen gedruckten Leiterplatte
anstelle der bei üblichen Potential-Elektrometern vorgesehenen
separaten Elektrode ein einfacherer Aufbau erzielen.
Gemäß Fig. 5-2 ist außerdem eine Abschirmplatte
121 vorgesehen, die die Meßelektrode 120 und die gedruckte
Leiterplatte 104 vor den von der Treiberspule
102 ausgehenden elektrischen und magnetischen Feldern
abschirmt.
Fig. 6 zeigt den Bereich des Meßfensters 106 in
perspektivischer Darstellung, wobei die Abmessungen
des Meßfensters mit A und B bezeichnet sind.
Fig. 7 zeigt den Bereich des Meßfensters 106 in
Form einer Querschnittsansicht, wobei die Bezugszahl
108 ein Auflageelement für das Stimmgabelelement 101
und die Bezugszahl 107 die auszumessende Oberfläche
bezeichnen.
Die von der Oberflächenladung dieser Oberfläche 107
ausgehenden elektrischen Feldlinien erreichen die Meßelektrode
120 durch das Meßfenster 106 und werden von
der dazwischen angeordneten und durch die Schwingungen
der Stimmgabel 101 in der Richtung A bewegten
Unterbrecherelektrode 103 geschnitten. In der Meßelektrode
wird daher eine Wechselspannung induziert, deren
Amplitude der Differenz zwischen dem Oberflächenpotential
der Oberfläche 107 und dem Potential der auf dem gleichen
Potential wie das Abschirmgehäuse gehaltenen Unterbrecherelektrode
proportional ist. Das Wechselspannungssignal
wird von einer auf der gedruckten Leiterplatte
104 angeordneten und aus einer Emitterfolgerschaltung
bestehenden Stromverstärkerschaltung in ein niederohmiges
Signal umgesetzt, das als Ausgangssignal des Oberflächenpotential-Elektrometers
abgegeben wird.
In Fig. 8 ist ein Ausführungsbeispiel der Treiberschaltung
für die Stimmgabel 101 dargestellt, die eine
Treiberspule 102-1, eine Rückkopplungsspule 102-2
und eine Oszillatorschaltung aus Bauelementen 111 bis
114 aufweist. Die Spulen 102-1 und 102-2 bilden einen
selbsterregten Schwingkreis, dessen Resonanzbedingung
durch die Bauelemente 111 bis 114 bestimmt ist.
Die Stimmgabel 101 wird durch die elektromagnetische
Wirkung der Spulen 102-1 und 102-2 in Schwingungen versetzt.
Über Anschlüsse 109 und 110 wird eine Gleichspannung
zugeführt.
In den Fig. 9-1, 9-2, 10 und 11 ist ein weiteres
Ausführungsbeispiel des Oberflächenpotential-Elektrometers
veranschaulicht, bei dem die Stimmgabel 101 von
einem piezoelektrischen Element in Schwingungen versetzt
wird. Das Schwingungselement ist in der dargestellten
Weise augebildet und fest an einer Halterung 200 angebracht.
An den Armen des Schwingungselementes sind
piezoelektrische Elemente 201, 202 angebracht, die in
der in Fig. 13 dargestellten Weise jeweils aus piezoelektrischem
Material 205 bestehen, das zwischen Elektroden
203, 204 eingebettet und an dem jeweiligen Arm mittels
eines leitenden Klebemittels befestigt ist. Die
Unterbrecherelektrode 103 wird von einem gebogenen
Endabschnitt des Schwingungselementes gebildet, der
derart ausgestaltet ist, daß er das Meßfenster 106
verdecken kann. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die
Unterbrecherelektrode 103 derart angeordnet, daß sie
in der Breite A ständig das halbe Meßfenster 106 verdeckt
und im Schwingungszustand das gesamte Meßfenster 106
verdecken kann. Die Flächenbeziehung zwischen der Unterbrecherelektrode
103 und dem Meßfenster 106 ist jedoch
in Abhängigkeit von der jeweiligen Zielsetzung veränderbar.
Die in den Fig. 9 bis 11 dargestellten weiteren
Bauelemente entsprechen den mit gleichen Bezugszahlen
versehenen Bauelementen gemäß den Fig. 5 bis 7.
In Fig. 12 ist ein Ausführungsbeispiel einer Treiberschaltung
für die mit piezoelektrischen Elementen arbeitende
Stimmgabel veranschaulicht.
Im allgemeinen zeigt ein piezoelektrisches Element
eine Formänderung in Stirnrichtung, wenn es in Richtung
seiner Dicke mit einem elektrischen Feld beaufschlagt
wird. Die mit einem leitenden Klebemittel an dem Stimmgabel-Schwingungselement
befestigten piezoelektrischen
Elemente bilden mit der Stimmgabel einen einstückigen
Vibrator. Bei Anlegen eines elektrischen Feldes in Richtung
der Dickenabmessungen wird somit durch die Formänderung
der sich entlang des Schwingungselementes
ausdehnenden piezoelektrischen Elemente eine longitudinale
Auslenkung in dem Schwingungselement erzeugt.
Weiterhin ist in Fig. 12 eine
aus Transistoren Tr51, Tr52, Widerständen R51 bis R57
sowie Kondensatoren C51 bis C53 gebildete
Oszillatorschaltung
dargestellt, die die piezoelektrischen Elemente 201,
202 in Vibrationen bzw. Schwingungen versetzt, wobei
das piezoelektrische Element 201 in dieser Oszillatorschaltung
ein selbsterregtes Schwingungselement bildet.
Das piezoelektrische Element 202 ist mit dem Kollektor
des Transistors Tr52 und das piezoelektrische
Element 201 mit der Basis des Transistors Tr51
verbunden.
Durch das Anlegen einer Spannung an Anschlüsse P51, P52
wird dem piezoelektrischen Element 202 die Spannung
zugeführt, wodurch eine mechanische Schwingung der Stimmgabel
101 ausgelöst wird, die sodann von dem piezoelektrischen
Element 201 in ein über ihrem Dickenbereich erzeugtes
elektrisches Signal umgesetzt wird. Dieses
Signal wird als Rückkopplungssignal dem Eingang der
Treiberschaltung zugeführt, die auf diese Weise eine
Schwingung mit der Resonanzfrequenz der Stimmgabel 101
einleitet. Im einzelnen wird das an dem piezoelektrischen
Element 201 abgegriffene Rückkopplungsausgangssignal
von dem Transistor Tr51 stromverstärkt und über
den Widerstand R52 sowie den Kondensator C52 der Basis
des nachgeschalteten Transistors Tr52 zur weiteren Signalverstärkung zugeführt,
und zum piezoelektrischen
Element 202 zu dessen Schwingungsverstärkung
weitergeleitet. Das von dem piezoelektrischen
Element 201 erhaltene Rückkopplungssignal ist derart
gewählt, daß bezüglich der Treiberschaltung eine
Mitkopplung erfolgt, so daß die Stimmgabel 101
durch ihren hohen Q-Wert
bzw. Gütefaktor die Schwingung mit ihrer Resonanzfrequenz aufrechterhält.
Bei diesem Ausführungsbeispiel konnte in Verbindung
mit der vorstehend beschriebenen Treiberschaltung eine
stabile, gleichmäßige Potentialmessung bei einer Stimmgabelfrequenz
von 300 Hz erzielt werden.
In Fig. 14 ist ein Ausführungsbeispiel einer Potentialmeßschaltung
dargestellt, bei der ein hochohmiger Verstärkerkreis
zur Abgabe eines durch die Unterbrecherwirkung
der Stimmgabel 101 erhaltenen Wechselspannungssignals
von einem Feldeffekt-Transistor Tr53 und
Widerständen R58, R59 gebildet wird.
Fig. 15 stellt einen Längsschnitt durch ein in der
Nähe der Aufzeichnungstrommel 47 angeordnetes und unter
Verwendung einer piezo-betriebenen Stimmgabel aufgebauten
Oberflächenpotential-Elektrometers dar.
Die Fig. 16A und 16B sind jeweils von links bzw. rechts gesehene
Querschnittsansichten entlang der Linie X-X′
gemäß Fig. 15.
Zur Abschirmung des äußeren Feldes ist das Oberflächenpotential-Elektrometer
vollständig von einem
metallischen Abschirmgehäuse 105 und einer metallischen
Halterung 200 umgeben. Das Abschirmgehäuse 105 ist
mit einem gegenüber der auszumessenden Oberfläche angeordneten
Meßfenster 106 versehen. Die Stimmgabel 101
ist elektrisch leitend an der Halterung 200
angebracht und führt eine selbsterregte mechanische
Schwingung mit ihrer Resonanzfrequenz durch, wenn eine
Gleichspannung an die Treiberschaltung angelegt wird.
Diese ist mit dem an der Stimmgabel 101 angebrachten piezoelektrischen
Treiberelement 201 und dem ebenfalls an der Stimmgabel
101 befindlichen piezoelektrischen Rückkopplungselement
202 verbunden.
Am Ende eines Armes der Stimmgabel 101 ist eine Unterbrecherelektrode
103 angebracht, die im wesentlichen
die gleiche Form, wie das Meßfenster 106 aufweist. Die
Unterbrecherelektrode 103 ist von diesem Arm der Stimmgabel
101 isoliert sowie parallel zu dem Meßfenster angeordnet
und führt zum Öffnen
und Schließen des Meßfensters 106 in regelmäßigen
Intervallen entsprechend der Schwingung der Stimmgabel eine Hin- und Herbewegung
durch. Hinter der Unterbrecherelektrode 103 ist eine
gedruckte Leiterplatte 104 angebracht, auf der mittels
einer Kupferfolie eine Meßelektrode 120 mit der gleichen
Form, wie das Meßfenster 106 und diesem gegenüberliegend
ausgebildet ist. Die Meßelektrode 120 wird somit abwechselnd
von den von der Oberflächenladung auf der
Aufzeichnungstrommel 47 ausgehenden elektrischen Feldlinien
sowie von den von dem Potential des Abschirmgehäuses
105 her rührenden elektrischen Feldlinien erreicht
und erzeugt eine Wechselspannung mit einer der
Differenz dieser beiden Poteniale proportionalen
Amplitude.
Das auf diese Weise induzierte schwache Signal wird
nach einer Stromverstärkung durch einen innerhalb des
Abschirmgehäuses angeordneten Vorverstärkers zur Steuerung
der Ladevorspannung und der Entwicklungsvorspannung
als Ausgangsmaterial abgegeben.
In den Fig. 15 bis 17 sind außerdem eine Seitenplatte
196 zur drehbaren Halterung der Achse bzw. Welle 190
der Aufzeichnungstrommel 47 und ein an der Seitenplatte
196 angebrachtes Verbindungsteil 194 dargestellt.
Dieses bildet über ein Halteteil 167 mit
darauf befindlichen gedruckten Schaltungen eine lösbare
Halterung für das Oberflächenpotential-Elektrometer
67 und dient außerdem zur Aufnahme der Signale von
der gedruckten Leiterplatte 104 sowie zum Anlegen einer
Gleichspannung an die gedruckte Leiterplatte 104 und
dem Zuführen von Treibersignalen zu der Stimmgabel 101. Die
Leiterplatte 104 ist senkrecht zu dem Halteteil 167
angeordnet und mit der in Fig. 14 dargestellten Vorverstärkerschaltung
sowie der Meßelektrode 120 versehen,
die beide auf die Leiterplatte 104 aufgedruckt sind.
Fig. 18 zeigt eine Rückansicht des Verbindungsteils
194, wobei mit den Bezugszahlen 197 bis 199 der Meßelektrode
120 zugeordnete Stifte und mit den Bezugszahlen
130, 131 Stifte für die Stimmgabel 101 bezeichnet
sind, die über ein weiteres Verbindungselement mit der
externen Steuereinheit und der Stromversorgung verbunden
sind.
Die Bezugszahl 187 bezeichnet eine Führungshalterung,
die das Halteteil 167 in einem vorgegebenen Abstand von
der Trommeloberfläche hält und Schienen zur Gleitführung
des Halteteils 167 zu dem Verbindungsteil 194 bildet,
wodurch die Anbringung und Abnahme des Halteteils
167 erleichtert wird. Die Führungshalterung 187 kann
von dem Verbindungsteil 194 oder von der Seitenplatte
196 getragen bzw. gehalten werden.
Zur Umsetzung des Wechselspannungsausgangssignals
des Oberflächenpotential-Elektrometers in ein dem
Potential des Ladungsbildes auf der photoempfindlichen
Aufzeichnungstrommel 47 entsprechendes Gleichspannungssignal
ist ein Synchronsignal zum Identifizieren der
Relativstellung und dem zeitlichen Steuern der Meßelektrode
120 in bezug auf das Meßfenster 106 erforderlich.
Zu diesem Zweck wird der zeitliche Verlauf der
Unterbrechung direkt aus der Unterbrecherwirkung ermittelt
und auf eine Synchron-Begrenzerschaltung bzw.
Klemmschaltung CT106 (Fig. 23) gegeben. Bei dem unter
Verwendung einer Stimmgabel 101 erfolgenden
Unterbrechungsverfahren kann jedoch das Zeitsteuersignal
bzw. Synchronsignal auch durch das Verzögern
des Ausgangssignals der Stimmgabel-Treiberschaltung um
eine vorgegebene Dauer erhalten werden, wobei auf diese
Weise die Synchronleitung von dem Oberflächenpotential-Elektrometer
entfallen kann, wenn die Treiberschaltung
in einer externen Steuereinheit vorgesehen ist.
Die über ein Verbindungsteil mechanisch und elektrisch
lösbare Anbringung des Oberflächenpotential-Elektrometers
ermöglicht ein einfaches Handhaben und gestattet bei
einer Gerätewartung auf einfache Weise das Einhalten
eines konstanten Abstands zu der photoempfindlichen
Oberfläche des Aufzeichnungsträgers.
Anstelle der Gewinnung des Wechselspannungssignals
des Oberflächenpotential-Elektrometers durch ein drehbares
Unterbrechersystem kann die Unterbrecherantriebsquelle
bei einer elektromagnetisch angetriebenen Stimmgabel
101 somit auf einfache Weise von einer Metallplatte,
einem Tragteil und Spulen gebildet werden.
Im Falle einer piezo-betriebenen Stimmgabel 101 kann die
Unterbrecherantriebsquelle in der vorstehend beschriebenen
Weise aus
auf einfache Weise an den Schwingarmen der Stimmgabel 101 befestigte
piezoelektrische Elemente bestehen. Auf diese Weise ist ein äußerst kleines
Oberflächenpotential-Elektrometer erhältlich, da die
piezoelektrischen Elemente mit jeweiligen Abmessungen
von ca. 3×10 mm in zufriedenstellender Weise in Verbindung
mit einer Stimmgabel 101 mit Abmessungen von ca.
10×30 mm verwendbar sind.
Darüber hinaus wird äußerst präzise
mittels einer durch die spezifische mechanische
Frequenz der Stimmgabel 101 bestimmte und damit sehr stabile,
Unterbrechungsfrequenz ein Potential ermittelt.
Weiterhin ermöglicht die Schwingung der Stimmgabel 101
bei deren Resonanzfrequenz eine Unterbrechungswirkung,
die sich mit einer einfachen Treiberschaltung und geringem
Stromverbrauch erzielen läßt. Hiermit wird auch die
Störwirkung des Treibersignals auf die Meßelektrode
verringert.
Da die Meßelektrode auf einer gedruckten Leiterplatte
angeordnet werden kann, läßt sich ein Oberflächenpotential-Elektrometer
mit geringen Abmessungen erhalten und ein Wechselspannungssignal
gewinnen, das dem ursprünglichen schwachen Signal naturgetreu entspricht.
Ein weiteres Ausführungsbeispiel des Oberflächenpotential-Elektrometers
ist in den Fig. 19A, 19B, 19C
und 19D dargestellt. In Fig. 19A ist eine perspektivische
Ansicht eines Oberflächenpotential-Elektrometers 67′, in
Fig. 19B eine Querschnittsansicht entlang der Linie
Z-Z′ gemäß Fig. 19A, in Fig. 19C eine Vorderansicht und in
Fig. 19D eine Querschnittsansicht entlang der Linie Y-Y′
gemäß Fig. 19C dargestellt, wobei Bauelemente mit in bezug auf
das Ausführungsbeispiel gemäß den Fig. 10, 11 und 13
vergleichbaren Funktionen entsprechende Bezugszahlen
tragen. Im Gegensatz zu den vorstehend beschriebenen
Ausführungsbeispielen ist die Meßelektrode 120′ bei
diesem Ausführungsbeispiel an einer dem Meßfenster
106 gegenüberliegenden Seite eines Unterbrechers 103′
angebracht, dessen Oberfläche aus Isoliermaterial besteht.
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird
die Potentialermittlung dadurch ermöglicht, daß die
von der Oberfläche 107 zu der an dem Unterbrecher 103′
angebrachten Meßelektrode 120′ verlaufenden elektrischen
Feldlinien von dem leitenden Abschirmgehäuse
105 durch die Schwing- oder Vibrationsbewegung des
Unterbrechers 103′ geschnitten werden. Die in der Meßelektrode
120′ induzierte Spannung wird über eine an der
isolierten Seite der Stimmgabel 101′ angebrachte gedruckte
Leiterplatte 120′′ einer an einem Tragteil 200
angebrachten gedruckten Leiterplatte 104′ zugeführt und
dort in ein niederohmiges Signal umgesetzt.
Ein von einem Verstärker 108 einer in Verbindung mit
Fig. 23 nachstehend noch näher beschriebenen Potentialmeßschaltung
abgegebenes Gleichspannungs-Rückkopplungssignal
VF wird nicht dem Unterbrecher 103′, sondern
dem Abschirmgehäuse 105 zugeführt. Die Stimmgabel-Treiberschaltung
gemäß Fig. 12 findet bei diesem Ausführungsbeispiel
zufriedenstellend Verwendung. Auch kann
der Vorverstärker in der gleichen Weise aufgebaut
sein. Die Synchron-Begrenzerschaltung bzw. Klemmschaltung
CT106 gemäß Fig. 23, die die Meßspannung VP festhält,
wenn der Unterbrecher 103 eine dem Meßfenster 106
gegenüberliegende Stellung erreicht, muß jedoch derart
geändert werden, daß das Meßpotential festgehalten wird,
wenn der Unterbrecher 103′ eine dem Meßfenster 106 nicht
gegenüberliegende Stellung einnimmt. Eine solche
Modifikation ist auf einfache Weise dadurch erzielbar,
daß eine monostabile Kippstufe CT104 gemäß Fig. 23
einen Impuls PLS2 bei der abfallenden Flanke eines Impulses
PLS1 anstatt bei dessen Anstiegsflanke erhält. Ein solcher
Aufbau ist nicht nur bei dem vorstehend beschriebenen
piezo-betriebenen Unterbrecher, sondern auch bei
einem elektromagnetisch betriebenen Unterbrecher verwendbar.
Nachstehend wird näher auf ein automatisches Oberflächenpotential-Steuersystem
für ein mit dem vorstehend
beschriebenen Oberflächenpotential-Elektrometer ausgestattetes
elektrophotographisches Aufzeichnungsgerät
eingegangen.
Bei dem nachstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel
werden die Oberflächenpotentiale der Aufzeichnungstrommel
in den hellen und dunklen Bereichen unter Verwendung
der Leerbelichtungslampe 70 gemäß Fig. 1 anstelle
der Beleuchtungslampe 46 gemessen. Das heißt, die Hellpotentiale
und Dunkelpotentiale werden in jeweiligen Trommeloberflächenbereichen
gemessen, die von der Leerbelichtungslampe
70 ausgeleuchtet bzw. nicht ausgeleuchtet
sind.
Zunächst werden zur Gewinnung eines geeigneten
Bildkontrastes Sollwerte für das Hellpotential und
das Dunkelpotential ausgewählt. Bei diesem Ausführungsbeispiel
werden der Sollwert VL0 des Hellpotentials auf
-100 V und der Sollwert VD0 des Dunkelpotentials auf
+500 V festgelegt. Da das Oberflächenpotential durch
Einstellen des dem Primärlader 51 und dem Wechselspannungslader
zugeführten Stromes gesteuert wird, werden für
den Positiv-Lader ein Normalstrom IDC1 und für den
Wechselspannungslader ein Normalstrom IAC1 derart
festgelegt, daß das Hellpotential und das Dunkelpotential
mit dem jeweils zugehörigen Sollpotential
übereinstimmt. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel
wurden folgende Sollwerte verwendet:
IDC1 = 350 µA, IAC1 = 200 µA
Die Steuerung des Oberflächenpotentials wird in
der folgenden Weise erzielt:
Zunächst werden das im hellen Bereich ermittelte
Oberflächenpotential VL1 und das im dunklen Bereich
ermittelte Oberflächenpotential VD1 mit den jeweiligen
Sollpotentialen VL0 und VD0 zur Ermittlung ihrer
Differenzen ΔVL1 und ΔVD1 miteinander verglichen,
d. h., es wird
ΔVL1 = VL0 - VL1 (1)
und
ΔVD1 = VD0 - VD1 (2)
gebildet.
Die bei dem Hellpotential und dem Dunkelpotential
auftretenden Differenzen werden jeweils von dem Wechselspannungslader
und dem Primärlader 51 kompensiert, wobei
die Einstellung bzw. Regelung des Wechselspannungsladers
jedoch nicht nur das Hellpotential, sondern
auch das Dunkelpotential beeinflußt. Mittels der
Einstellung bzw. Regelung des Primärladers wird gleichermaßen nicht nur
das Dunkelpotential, sondern auch das Hellpotential beeinflußt.
Aus diesem Grunde wird ein Kompensationssystem
verwendet, das sowohl den Wechselspannungslader
als auch den Primärlader 51 berücksichtigt.
Der Korrekturstrom ΔIDC1 des Primärladers 51 läßt
sich folgendermaßen wiedergeben:
ΔID1 = α1 · ΔVD1 + α2 · ΔVL1 (3)
wobei α1 und α2 Sollwertkoeffizienten sind, die
die Änderung des Stromes des Primärladers 51 in Abhängigkeit
von der Änderung der Oberflächenpotentiale VD
und VL bezeichnen und
durch
und
bestimmbar sind.
Ferner läßt sich der Korrekturstrom ΔIAC1 des
Wechselspannungsladers
mittels der Formel
ΔIAC1 = β1 · ΔVD1 + β2 · ΔVL1 (6)
wiedergeben,
wobei β1 und β2 Sollwertkoeffizienten sind,
die sich
über die Formeln
und
ermitteln lassen.
Die Ströme für den Primär-Lader 51 und den Wechselspannungslader
lassen sich somit nach der ersten
Korrektur unter Verwendung der Gleichungen (4), (5)
und (1)
mittels
IDC2 = α1 · ΔVD1 + α2 · ΔVL1 + IDC1 (9)
und
IAC2 = β1 · ΔVD1 + β2 · ΔVL1 + IAC1 (10)
wiedergeben.
Es ist nicht zwingend erforderlich, daß die Oberflächenpotentiale die Sollwerte
unbedingt nach der ersten Korrektur erreichen,
da die Sollwertkoeffizienten bzw. Einstellkoeffizienten
α1, α2, β1 und β2 für bestimmte Aufladungsbedingungen,
wie Umgebungstemperatur, Feuchtigkeit,
Zustand des Koronaladers usw., ausgewählt sind,
welche von Änderungen der Umgebungsbedingungen oder
alterungsbedingten Leistungsabfall des Laders beeinflußbar
sind. Aus diesem Grund wird die Messung
des Oberflächenpotentials in einem bestimmten Zustand
des Gerätes mehrfach durchgeführt, so daß auch die
Steuerung der Ausgangsleistung der Koronaentlader
mehrfach erfolgt. Die zweite Korrektur sowie die folgenden
Korrekturen werden in der gleichen Weise wie
die erste Korrektur durchgeführt, so daß sich nach der
n-ten Korrektur der Strom IDC(n+1) des Primär-Laders
und der Strom IAC(n+1) des Wechselspannungsladers
durch die Formeln
IDC(n+1) = α1 · ΔVDn + α2 · ΔVLn + IDCn
und
IAC(n+1) = β1 · ΔVDn + β2 · ΔVLn + IACn
zu bestimmen sind.
Die Fig. 20A und 20B zeigen die Änderung des Dunkelpotentials
nach einer dreifachen Korrektur des Steuerstroms
IDC des Primärladers 51, und zwar für die beiden
Fälle, daß die Sollwert- bzw. Einstellkoeffizienten
kleiner oder größer als die tatsächlichen
Koeffizienten sind.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Anzahl
der Korrekturen auf folgende Weise gewählt:
In Zustand 1, in dem die Kopierstarttaste innerhalb
von 30 Sekunden nach der Beendigung
des vorherigen Kopierzyklus betätigt wird,
erfolgen keine Korrekturen.
In Zustand 2, in dem die Kopierstarttaste innerhalb
einer Dauer von 30 Sekunden bis
30 Minuten nach der Beendigung des vorherigen
Kopierzyklus betätigt wird,
erfolgt eine Korrektur.
In Zustand 3, in dem die Kopierstarttaste innerhalb
einer Dauer von 30 Minuten bis
5 Stunden nach der Beendigung des vorherigen
Kopierzyklus betätigt wird,
erfolgen zwei Korrekturen.
In Zustand 4, in dem die Kopierstarttaste nach
Ablauf von mehr als 5 Stunden nach der
Beendigung des vorherigen Kopierzyklus
oder nach dem Einschalten des Hauptschalters
betätigt wird,
erfolgen vier Korrekturen.
Auf diese Weise besteht die Möglichkeit, die Stabilität der
Oberflächenpotentiale an dem photoempfindlichen Material
bzw. Aufzeichnungsträger zu gewährleisten und die
Verringerung der Kopiergeschwindigkeit zu
minimieren.
Im Zustand 1 werden die vorherigen Betriebsbedingungen
des Primärladers 51 und des Wechselspannungsladers
gespeichert und zu deren Steuerung beim nächsten
Kopierzyklus verwendet, während im Zustand 2 der vorherige
Steuerausgangsstrom dem photoempfindlichen
Material bzw. Aufzeichnungsträger zur Ermittlung der
Oberflächenpotentiale für die Steuerung zugeführt wird.
Im Zustand 3 und im Zustand 4 werden für die erste Korrektur jedoch die
Sollströme IDC1 und IAC1 zur Messung der Oberflächenpotentiale
verwendet. Für den
Fall, daß innerhalb einer Zeitdauer von mehr als 30
Minuten kein Kopiervorgang erfolgt, wird in Abständen
von jeweils 30 Minuten ebenfalls eine Korrektur durchgeführt.
Diese Funktion basiert auf der Arbeitsweise einer
Speicherschaltung zur Abspeicherung der Steuersignale,
d. h. auf der Tatsache, daß die Speicherzeit eines
Analogspeichers (Integrierglied gemäß Fig. 31) zum
Verhindern von Informationsverlusten vorzugsweise
auf 30 Minuten begrenzt ist. Da die gespeicherte Information
nach dem Überschreiten einer längeren als 30minütigen Speicherzeit
Schwankungen von mehr als 5% des ursprünglichen
Wertes aufweisen kann,
werden die Oberflächenpotentiale
in einem solchen Fall nach dem Rückstellen
erneut gemessen.
Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel erfolgt
ferner eine Steuerung der Entwicklungsvorspannung, auf
die nachstehend unter Bezugnahme auf die schematische
Querschnittsansicht gemäß Fig. 21A näher eingegangen
wird.
Unmittelbar vor dem Vorlagenbelichten wird
eine dicht bei der Vorlagen-Trägerglasplatte 54 vorgesehene
Normalweiß-Platte 80 von der Halogen-Beleuchtungslampe
46 ausgeleuchtet und das diffus reflektierte
Licht über die Spiegel 44, 53, 55 und das Objekt
52 auf die Aufzeichnungstrommel 47 gerichtet. Die
Ausleuchtungslichtmenge wird gemäß einem Normalwert
gewählt, während die Lichtmenge bei dem Vorlagenbelichten
durch die Bewegung der Lampe 46 auf einen von der
Bedienungsperson beliebig gewählten Betrag eingestellt
wird. Das Oberflächenpotential-Elektrometer 67 mißt
das Oberflächenpotential ϑL in dem dem diffus reflektierten
Licht ausgesetzten Trommelbereich und stellt
die Entwicklungsvorspannung auf einen Wert ein, der um
50 V über dem Oberflächenpotential ϑL liegt.
Diese Entwicklungsvorspannung VH dient zur Bildung
eines elektrischen Feldes, das konstant von der
Entwicklungswalze 65 auf die photoempfindliche Aufzeichnungstrommel
47 gerichtet wird und zwischen der
Walze und dem hellen Bereich der Aufzeichnungstrommel 47
verläuft.
Der bei diesem Ausführungsbeispiel verwendete
negative Toner ist durch ein Ladungssteuermittel
negativ aufgeladen und schlägt sich daher nicht im
hellen Bereich der photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel
47 nieder. Auf diese Weise ist eine Hintergrund-Schleierbildung
vermeidbar und eine stets gleichmäßige
Bilderzeugung zu gewährleisten.
Das vorliegende Ausführungsbeispiel ermöglicht
eine stabile, gleichmäßige Bilderzeugung durch die
Änderung des Potentials der hellen Bereiche über die
Belichtungssteuerung auch dann, wenn der Hintergrund
der Vorlage nicht weiß, sondern farbig ist, da die
Normalweiß-Platte 80 mit einer Normallichtmenge ausgeleuchtet
bzw. belichtet wird, während die tatsächliche
Vorlagenbelichtung mit einer Lichtmenge erfolgt, die
von der Bedienungsperson beliebig gewählt wird.
In Fig. 21B ist ein Ausführungsbeispiel einer
Belichtungssteuerschaltung zur Steuerung der von der
Vorlagen-Belichtungslampe 46 abgegebenen Lichtmenge
dargestellt. Mit K301 ist ein Relais bezeichnet, daß
normalerweise in dem dargestellten Schaltzustand gehalten
wird und zur Unterbrechung der Stromversorgung
einer Lampe LA1 dient, falls ungewöhnliche Bedingungen
vorliegen. In Abhängigkeit von einem hochpegeligen
Steuerausgangssignal IEXP einer nicht dargestellten
Gleichspannungs-Steuereinheit wird ein Schalter SW11
zur Ansteuerung eines Triacs Tr geschlossen, wodurch
die Lampe mit der in dem Steuersignalplan gemäß Fig. 22C
veranschaulichten zeitlichen Steuerung eingeschaltet
wird. Zur Steuerung der Kopierdichte durch Regeln
bzw. Einstellen der von der Lampe LA1 abgegebenen
Lichtmenge ist eine Lichtsteuerschaltung zur Stromphasensteuerung
eines Triacs in Abhängigkeit von der
Schaltstellung einer Dichte-Steuereinrichtung VR106
vorgesehen.
Ein Relais K103 ermöglicht in dem dargestellten
Schaltzustand eine Lichtsteuerung über einen Stellwiderstand
VR106 und wählt im invertierten Schaltzustand
eine Normallichtmenge aus, die gleich der in der
Mittelstellung des Lichteinstellbereiches erhaltenen
Lichtmenge ist. In Abhängigkeit von einem Normalbelichtungssignal
SEXP wird ein Schalter SW12 geschlossen,
wodurch die Normalweiß-Platte 80 mit der Normallichtmenge
ausgeleuchtet und die Vorspannung für die Entwicklungswalze
in Abhängigkeit von dem an dem photoempfindlichen
Material bzw. Aufzeichnungsträger gemessenen
Hellpotential gewählt werden.
Die Verwendung der von der eigentlichen Belichtungslampe
zur Bestimmung der Entwicklungsvorspannung
VH ausgeleuchteten Normalweiß-Platte 80 ermöglicht
eine höhere Genauigkeit der Vorspannungssteuerung und
führt zu keinem Verringern der Kopiergeschwindigkeit,
da dieser Vorgang unmittelbar vor dem Vorlagenbelichten
erfolgt. Darüber hinaus ist eine
stabile, gleichmäßige Bilderzeugung ohne Hintergrund-Schleierbildung
auch bei einem farbigen Vorlagen-Hintergrund
gewährleistet, da die Vorlage
mit einer von der Bedienungsperson beliebig wählbaren
Lichtmenge belichtet wird.
Fig. 22 zeigt einen Steuersignalplan für die
vorstehend beschriebene Bilderzeugung und Oberflächenpotentialsteuerung.
Ein erster Schritt INTR stellt
hierbei einen Anfangs- oder Vorumdrehungsschritt dar,
der stets vor Beginn des Kopierbetriebes zur Beseitigung
von Restladung auf der Aufzeichnungstrommel 47 durchgeführt
wird und die erforderliche Empfindlichkeit der
Aufzeichnungstrommel 47 gewährleistet. Ein weiterer mit
CONTRO-N bezeichneter Schritt stellt einen Trommeldrehungsschritt
dar, bei dem die Aufzeichnungstrommel 47 während einer
Warte- oder Leerlaufzeit in einem Stationärzustand
gehalten wird. Während dieser Wartezeit werden das
Hellpotential VL und das Dunkelpotential VD abwechselnd
bei jeder Umdrehung der Aufzeichnungstrommel 47
gemessen, wobei die Oberflächenpotentiale der Aufzeichnungstrommel
mittels einer nachstehend noch näher
beschriebenen Oberflächenpotential-Steuerschaltung
näher auf die Sollpotentiale eingestellt werden. Natürlich
besteht auch die Möglichkeit, bei jeder Umdrehung
der Aufzeichnungstrommel 47 mehrere Messungen dieser
Potentiale durchzuführen.
Ein weiterer mit CR1 bezeichneter Trommeldrehungsschritt ist zur
Messung der Hell- und Dunkelpotentiale und Steuerung
der Koronalader während einer 0,6fachen Umdrehung der
Aufzeichnungstrommel 47 vorgesehen.
Ferner ist ein mit CR2 bezeichneter Trommeldrehungsschritt unmittelbar
vor dem Kopiervorgang zur Messung des mittels
der von der Belichtungslampe abgegebenen Normallichtmenge
erhaltenen Hellpotentials VL und Bestimmung der
Vorspannung der Entwicklungswalze vorgesehen. Dieser
Schritt wird stets vor Beginn des
Kopierbetriebes durchgeführt. Ein weiterer mit SCTW bezeichneter Schritt
umfaßt die Trommeldrehung für den eigentlichen
Kopiervorgang sowie die Vorwärtsbewegung des optischen
Systems.
Nachstehend wird näher auf die erwähnte Schaltungsanordnung
zur Steuerung des Oberflächenpotentials
eingegangen.
In Fig. 23 ist ein Ausführungsbeispiel einer
Oberflächenpotential-Meßschaltung dargestellt, bei der
eine Stimmgabel-Treiberschaltung CT101 in Abhängigkeit
von einem Sensor-Treibersignal SMD zum Einleiten der
Schwingung der Stimmgabel 101 angesteuert wird,
wodurch der Unterbrecher 103 in Schwinggerät
und dadurch an der Meßelektrode 120 eine
Wechselspannung induziert wird, deren Amplitude dem
Absolutwert der Differenz zwischen dem Oberflächenpotential
der photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel
47 und der Vorspannung des Unterbrechers 103 proportional
ist.
Das in der Meßelektrode 120 induzierte Wechselspannungssignal
wird von der Meßschaltung gemäß Fig. 23
verstärkt und in eine Gleichspannung der gleichen
Polarität wie das gemessene Potential umgesetzt, woraufhin
es als Rückkopplungssignal dem Unterbrecher 103
und dem Abschirmgehäuse 105 zugeführt wird, wodurch
der Unterbrecher 103 und das Abschirmgehäuse auf dem gleichen
Potential wie das zu messende Potential gehalten
werden. Auf diese Weise erhält der Unterbrecher 103 ein
Rückkopplungspotential, das unabhängig von dem Meßabstand
gleich dem zu messenden Potential ist.
Diese Potentialrückkopplung auf den Unterbrecher 103
und das Abschirmgehäuse 105 wird in der nachstehend beschriebenen
Weise durchgeführt.
Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 23 umfaßt die
Stimmgabel-Treiberschaltung CT101, den Meßpotential-Vorverstärker
CT102 gemäß Fig. 14, eine Trennschaltung
CT103 gemäß Fig. 25, monostabile Kippstufen CT104
CT105, eine Synchron-Begrenzerschaltung CT106, ein
Integrierglied CT107, einen Hochspannungsverstärker
CT108, ein Dämpfungsglied CT109, einen Pufferverstärker
CT110 und eine Stromversorgungsschaltung CT111.
Die Stromversorgungsschaltung CT111 besteht aus
einem Schalterregler, der in Abhängigkeit von einer
über Eingangsanschlüsse P102 und P103 zugeführten
Eingangsgleichspannung von 24 Volt zwei vollständig
von den Eingangsspannungen getrennte Ausgangsspannungen
von 24 Volt (P104-P105) und 30 Volt (P106-P107)
abgibt.
Die negativen Ausgangspole der Stromversorgungsschaltung
CT111 sind beide mit dem Ausgangsanschluß
des Verstärkers CT108 verbunden und werden auf
diese Weise auf dem gleichen Potential wie das Abschirmgehäuse
105 und der Unterbrecher gehalten.
Der positive Ausgangspol der 30 Volt Ausgangsspannung
ist mit dem Stromversorgungsanschluß
P51 der Stimmgabel-Treiberschaltung CT101 verbunden,
während der positive Ausgangspol der 24 Volt
Ausgangsspannung mit dem Stromversorgungsanschluß
P53 des Vorverstärkers CT102 und dem Stromversorgungsanschluß
P113 der Trennschaltung CT103 verbunden
ist.
Das in der Meßelektrode 120 induzierte schwache
Wechselspannungssignal wird erst nach dem Umsetzen
durch den Vorverstärker CT102 in ein niederohmiges
Signal aus dem Oberflächenpotential-Elektrometer herausgeführt,
wodurch nachteilige Auswirkungen äußerer
Störeinflüsse vermieden werden. Der Ausgangsspannung
des Vorverstärkers ist bezüglich des Massepotentials das
Ausgangspotential des Hochspannungsverstärkers CT108
überlagert, da der Unterbrecher 103 und das Abschirmgehäuse
105 mit dem Ausgang des Hochspannungsverstärkers
CT108 verbunden sind und auch die Stromversorgung
für den Vorverstärker durch das Ausgangssignal des
Hochspannungsverstärkers CT108 vorgespannt ist.
Mittels der in Fig. 25 dargestellten Trennschaltung CT103
wird das überlagerte Ausgangssignal
des Hochspannungsverstärkers CT108 vom Ausgangssignal
des Vorverstärkers CT102 getrennt. Dies wird erreicht, indem
das Ausgangssignal des Vorverstärkers durch einen
Operationsverstärker OA1 zur Erzielung einer Stromänderung
bei einer in einem Photo-Koppler PC1 angeordneten
Leuchtdiode LED101 einer Wechselspannungsverstärkung
unterzogen wird. Somit ändert sich der Emitterstrom eines
Phototransistors PTr1 wodurch am Emitter
dieses Transistors ein Ausgangssignal erhalten
wird, dem das Ausgangssignal des Hochspannungsverstärkers
CT108 nicht mehr überlagert ist.
Nachstehend wird unter Bezugnahme auf die Signalverläufe
gemäß Fig. 26 die Arbeitsweise der Trennschaltung
CT103 näher beschrieben.
Es sei davon ausgegangen, daß das Oberflächenpotential
VP der Aufzeichnungstrommel 47 den Wert +500
Volt gemäß Fig. 25A aufweist und daß die (in Fig. 26B)
dargestellte Rückkopplungsspannung VF des Verstärkers
CT108 bei Massepotential einsetzt. Diese Rückkopplungsspannung
VF geht von Massepotential (0 Volt) auf die
dem Oberflächenpotential VP entsprechende Spannung 500
Volt in der in Fig. 26B dargestellten Weise über.
Bezüglich der Rückkopplungsspannung VF stellt die
Ausgangsspannung des Vorverstärkers CT102 ein Wechselspannungssignal
mit einer Amplitude in der Größenordnung
von mehreren Millivolt dar, das dem Absolutwert
der Differenz zwischen dem Meßpotential VP und der
Rückkopplungsspannung VF entspricht und in Fig. 26C
dargestellt ist. Bezüglich des Massepotentials ist jedoch
der Rückkopplungsspannung VF dieses Wechselspannungssignal
in der in Fig. 26D dargestellten Weise
überlagert. Die Rückkopplungsspannung VF wird dem
treiberseitigen Anschluß P115 der Leuchtdiode LED101
der Trennschaltung CT103 zugeführt, während der Anschluß
P113 an einem Potential von +24 V liegt und
der Anschluß P114 mit dem Ausgang des Vorverstärkers
CT102 verbunden ist. Auf diese Weise bildet die Trennschaltung
CT103 ein Wechselspannungssignal mit einer
Amplitude, die der Differenz zwischen dem Meßpotential
VP und dem Rückkopplungs- oder Vorspannungspotential
VF des Unterbrechers 103 und des Abschirmgehäuses 105
proportional ist. Dieses Wechselspannungssignal bewirkt
durch die Photokopplung eine Emitterstromänderung
des Phototransistors PTr1, der in einem
Spannungsbereich von 24 bis 0 Volt gesteuert wird und
über den Ausgangsanschluß P117 ein in Fig. 26E dargestelltes
Wechselspannungssignal abgibt, dem das Rückkopplungspotential
VF nicht mehr überlagert ist.
Das Ausgangssignal der Trennschaltung CT103 wird
von der Synchron-Begrenzerschaltung CT106 in einen
Gleichstrom umgesetzt und von einem Integrierglied
CT107 geglättet. Nachstehend wird die Wirkungsweise
der Synchron-Begrenzerschaltung CT106 und des Integriergliedes
CT107 unter Bezugnahme auf die Signalverläufe
gemäß Fig. 28 näher beschrieben.
Das (in Fig. 28A dargestellte) Ausgangssignal der
Trennschaltung CT103 stellt - wie vorstehend beschrieben -
ein Wechselspannungssignal mit einer der Differenz
zwischen dem gemessenen Potential VP und dem
Unterbrecherpotential (Rückkopplungspotential) VF
proportionalen Amplitude dar, das eine bestimmte Phasenbeziehung
zu dem in Fig. 28B veranschaulichten
Stimmgabel-Treiberimpulssignal PLS1 aufweist. In Fig. 28A
bezeichnen der durchgezogene und der gestrichelte
Signalverlauf jeweils den Fall, daß das Meßpotential
VP bezüglich des Unterbrechers 103 bzw. des Rückkopplungspotentials
VF positiv oder negativ ist.
Ein (in Fig. 28C dargestelltes) Impulssignal PLS2
wird dadurch erhalten, daß der Ausgangsimpuls PLS1 der
Stimmgabel-Treiberschaltung von der monostabilen Kippstufe
CT104 derart verzögert wird, daß die Anstiegsflanke
dieses Impulses in Richtung des zeitlichen
Auftretens der negativen Spitzenwerte des durchgezogenen
Signals gemäß Fig. 28A verschoben wird. Beim Auftreten
der abfallenden Flanke des Impulses PLS2 wird
die monostabile Kippstufe CT105 zur Abgabe eines schmalen
negativen Impulses PLS3 (Fig. 28D) angesteuert,
der mit dem negativen Spitzenwert des durchgezogenen
Ausgangssignals oder mit dem positiven Spitzenwert des
gestrichelten Ausgangssignals (Fig. 28A) der Trennschaltung
CT103 synchronisiert ist.
Das Ausgangssignal der Trennschaltung CT103 wird einem
Eingangsanschluß P119 der Synchron-Begrenzerschaltung
CT106 (Fig. 27) zugeführt, wo es mittels
einer Emitterfolgerschaltung
Tr104 stromverstärkt an einen Kondensator C207 weitergeleitet wird.
Der andere Anschluß des Kondensators C207 ist mit
der Gate-Elektrode einer Source-Folgerschaltung Tr105
und der Drain-Elektrode eines Feldeffekt-Transistorschalters
Tr106 verbunden. Wenn der Feldeffekt-Transistorschalter
Tr106 sperrt, nehmen die Gate-Elektrode
der Source-Folgerschaltung Tr105 und Drain-Elektrode
des Feldeffekt-Transistorschalters Tr106 einen hochohmigen
Zustand zur Aufrechterhaltung der Ladung des
Kondensators C207 an, so daß das Potential an dem mit
der Gate-Elektrode der Source-Folgerschaltung Tr105
verbundenen Kondensatoranschluß den Potentialänderungen
an dem anderen Anschluß folgt.
Das Ausgangsimpulssignal PLS3 der monostabilen
Kippstufe CT105 wird einem Eingangsanschluß P120 der
Synchron-Begrenzerschaltung CT106 zugeführt und schaltet
einen Transistor Tr107 in Abhängigkeit von dem
zeitlichen Auftreten der negativen Amplitudenspitzenwerte
durch.
Ein Operationsverstärker OA2 ist mit Zener-Begrenzerdioden
ZD1, ZD2 zur Begrenzung des Ausgangssignals
auf einen Bereich von 0 bis ±5 Volt verbunden. Im
Leitzustand des Transistors Tr107 ist die Kathode
einer Diode D101 auf +12 Volt vorgespannt, wodurch die
Diode D101 sperrt und die Vorspannung zwischen der
Source- und Gate-Elektrode des Feldeffekt-Transistorschalters
Tr106 auf Null abfällt, so daß ein Strom
zwischen ihnen fließen kann. Sodann wird eine Rückkopplungsschleife
für den Operationsverstärker OA2 über
den Feldeffekt-Transistorschalter Tr106, die Source-Folgerschaltung
Tr105 und einen Widerstand R221 gebildet.
Hiermit verringert sich die Potentialdifferenz zwischen den
beiden Eingängen des Operationsverstärkers OA2 auf
Null, so daß aufgrund seines hohen Eingangswiderstandes
das Source-Potential der Source-Folgerschaltung
Tr105 auf Massepotential abfällt. Gleichzeitig wird
der mit der Gate-Elektrode der Source-Folgerschaltung
Tr105 verbundene Anschluß des Konensators C207 anstelle
von 0 Volt auf ein von der Gate-Source-Spannung der
Source-Folgerschaltung Tr105 bestimmtes Potential
vorgespannt.
Wenn das Ausgangsimpulssignal PLS3 der monostabilen
Kippstufe CT105 von seinem niedrigen Wert auf den
hochpegeligen Zustand übergeht, sperrt der Transistor
Tr107, wodurch die Diode D101 leitend wird, somit
ein Strom über Widerstände R226 und R230 fließt und
der Gate-Elektrode des Feldeffekt-Transistorschalters
Tr106 eine invertierte hohe Vorspannung zu dessen
Sperrung zugeführt wird.
Wenn der Feldeffekt-Transistorschalter Tr106
sperrt, zeigt das Potential an dem mit der Gate-Elektrode
der Source-Folgerschaltung Tr105 verbundenen
Anschluß des Kondensators C207 die gleiche Änderung,
wie das Potential an dem anderen Anschluß, wie vorstehend
bereits beschrieben wurde.
Falls das Meßpotential bezüglich des Unterbrecherpotentials
positiv ist, wird somit an der Source-Elektrode
ein den gleichen Verlauf wie das Signal der
Trennschaltung aufweisendes Signal erhalten, bei dem
die negativen Spitzenwerte auf Massepotential festgehalten
werden, wie dies in Fig. 28E mittels des durchgezogenen
Signalverlaufs veranschaulichend dargestellt ist.
Falls das Meßpotential bezüglich des Unterbrecherpotentials
negativ ist, wird ebenfalls ein den
gleichen Verlauf, wie das Signal der Trennschaltung CT103
aufweisendes Signal erhalten, dessen positive
Spitzenwerte auf Massepotential festgehalten sind, wie
dies in Fig. 28E durch den gestrichelten Signalverlauf
veranschaulicht ist. Dieses Ausgangssignal E wird von
einem Operationsverstärker OA3 verstärkt, sodann über
einen Widerstand R231 und einen Kondensator C208 integriert,
von einem Operationsverstärker OA4 erneut
stromverstärkt und danach dem Hochspannungsverstärker
CT108 zugeführt.
In Fig. 29 sind Einzelheiten des Hochspannungsverstärkers
CT108 dargestellt, der zwei Gleichumrichter
INV1, INV2 und einen Operationsverstärker OA5 aufweist,
wobei der Gleichumrichter INV2 einen Wechselrichter-Transformator
T102 sowie Transistoren Tr102,
Tr113 umfaßt und derart aufgebaut ist, daß über die
Anode einer Hochspannungsdiode D103 ein festes Ausgangssignal
von -1 kV abgegeben wird.
Der einen Wechselrichter-Transformator T101 und
Transistoren Tr110, Tr111 umfassende Gleichumrichter
INV1 ist steuerbar und gibt über einen Kondensator
C211 und einen Widerstand R246 ein Ausgangssignal von
0 bis 2 kV ab, während an der Kathode einer Diode D102
ein variables Ausgangssignal von -1 kV bis +1 kV erhalten
wird, da der Anschluß der Niederspannungsseite des
Transformators T101 mit der Kathode der Diode D103
verbunden ist. Das Ausgangssignal des Integriergliedes
CT107 wird über einen Anschluß P122 einem Operationsverstärker
OA5 zugeführt, der die Differenzspannung zu
einem mittels eines Stellwiderstandes VR101 ausgewählten
Gleichpotential verstärkt. Das Ausgangssignal des
Operationsverstärkers OA5 wird über Puffertransistoren
Tr108, Tr109 einem gemeinsamen Anschluß auf der Primärseite
des Wechselrichter-Transformators T101 zugeführt,
wodurch die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers
OA5 mittels des Gleichumrichters INV1 annähernd
um den Faktor 100 erhöht wird. Der Stellwiderstand
VR101 führt eine Offsetspannungskorrektur derart
durch, daß das dem negativen Eingang des Operationsverstärkers
OA5 zugeführte Gleichpotential annähernd
gleich Massepotential ist.
Das durch die Spannungserhöhung mittels des Transformators
T101 erhaltene Rückkopplungsspannung VF
wird über einen Anschluß P123 dem Unterbrecher 103 und
dem Abschirmgehäuse 105 zugeführt, so daß das Oberflächenpotential-Elektrometer
und der Meßbereich ein
Gegenkopplungssystem bilden. In diesem erfolgt die Steuerung
derart, daß die Eingangspotentialdifferenz
zwischen dem Unterbrecher- oder Abschirmgehäusepotential
auf das Potential des Meßbereiches abgeglichen
wird, so daß die Differenz zwischen dem Eingangspotential
an dem Anschluß P122 und dem negativen Eingangspotential
am Operationsverstärker OA5 aufgehoben
wird.
Solange das Meßpotential VP in einem Bereich von
-1 kV bis +1 kV liegt, wird das von dem Hochspannungsverstärker
CT108 erhaltene Rückkopplungsspannung VF
stets gleich dem Meßpotential VP gehalten.
Das Ausgangssignal des Hochspannungsverstärkers
CT108 wird von einem Dämpfungsglied CT109 um den Faktor
1/100 gedämpft, von einem Pufferverstärker CT110
stromverstärkt und sodann einem Ausgangsanschluß P124
zugeführt, über den ein gleichgerichtetes Signal einem
in Fig. 24 dargestellten Anschluß P125 zugeführt wird.
Da das dem Unterbrecher 103 und dem Abschirmgehäuse
105 zugeführte Rückkopplungsspannung VF derart
geändert wird, daß die Differenz zu dem Meßpotential
VP stets zum Verschwinden gebracht wird, ist das über
den Ausgangsanschluß P123 erhaltene Ausgangssignal
äußerst stabil und wird von Signalabweichungen oder
Störungen in den Schaltungsanordnungen CT101 und CT108
nicht beeinflußt.
In Fig. 30 ist die Beziehung zwischen dem Meßpotential
VP und der Rückkopplungsspannung VF für
Abstände zwischen dem Abschirmgehäuse 105 und der
Aufzeichnungstrommel 47 von 2,4 oder 6 mm dargestellt.
In der grafischen Darstellung gemäß Fig. 30 ist die Ausgangsspannung
des Hochspannungsverstärkers CT108 in einem
Bereich von -350 Volt bis +750 Volt gewählt.
Wie dieser grafischen Darstellung zu entnehmen ist, bleibt das
Rückkopplungspotential VF unabhängig von dem Abstand
bezüglich des Meßpotentials VP im wesentlichen
konstant. Dies beruht wahrscheinlich auf der Tatsache,
daß die Meßelektrode vollständig vor den Auswirkungen
des von der Trommeloberfläche ausgehenden elektrischen
Feldes geschützt ist und somit von dem Abstand
zwischen der Elektrode und der Trommeloberfläche
unabhängig wird, wenn die Bedingung VP=VF erreicht
ist, d. h., wenn das Vorspannungspotential des Unterbrechers
oder des Abschirmgehäuses gleich dem Oberflächenpotential
der Aufzeichnungstrommel 47 wird. Obwohl
bei dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel
ein Oberflächenpotential-Elektrometer Verwendung findet,
das hin- und hergehende Schwingungen ausführt,
besteht auch die Möglichkeit, ein Oberflächenpotential-Elektrometer
mit einem Drehsektor zu verwenden, wie
es in der US-Patentanmeldung 68 416 beschrieben ist.
Unter Bezugnahme auf Fig. 24 wird nachstehend ein
Ausführungsbeispiel einer Meßpotential-Verarbeitungsschaltung
näher beschrieben. Bei dieser wird die über einen
Anschluß P125 anstehende Meßspannung einer Zwischenspeicherschaltung
CT7 zur Speicherung des Hellpotential-Sollwertes
ϑL, einer Zwischenspeicherschaltung
CT8 zur Speicherung des Hellpotentials VL und einer
Zwischenspeicherschaltung CT9 zum Speichern des
Dunkelpotentials VD zugeführt wird.
Die ϑL-Zwischenspeicherschaltung CT7 erhält von
einem Gleichspannungsregler über Inverter I11, I12 einer Impulsgeberschaltung
CT6 ein ϑL-Meßimpulssignal
ϑLCTP
und hält die über den Eingangsanschluß P125
zugeführte Eingangsspannung in Abhängigkeit von dem
Signal ϑLCTP fest. Ferner leuchtet eine in der Impulsgeberschaltung
CT6 enthaltene Leuchtdiode LED4 bei
Erhalt des Signals ϑLCTP auf. In ähnlicher Weise
hält die VL-Zwischenspeicherschaltung CT8 die Ausgangsspannung
eines Pufferverstärkers CT110 in Abhängigkeit
von einem VL-Meßsignal VLCTP fest, wobei in Abhängigkeit
von dem Anstehen dieses Signals eine Leuchtdiode
LED5 in der Impulsgeberschaltung CT6 aufleuchtet. Die
VD-Zwischenspeicherschaltung CT9 hält in gleicher
Weise die Ausgangsspannung des Pufferverstärkers CT110
in Abhängigkeit von einem VD-Meßsignal VDCTP fest,
wobei in Abhängigkeit von dem Anstehen dieses Signals
eine Leuchtdiode LED3 in der Impulsgeberschaltung CT6
aufleuchtet.
Zur Durchführung der vorstehend bezüglich des
Oberflächenpotential-Steuersystems erläuterten Rechenvorgänge
ist eine Rechenschaltung CT11 vorgesehen, die
die Stromdifferenzen ΔIPn und ΔIACn zwischen den
dem Positiv-Lader und dem Wechselspannungslader zugeführten
Strömen IPn, IACn und den den Ladern bei der
nächstfolgenden Potentialmessung zuzuführenden Strömen
IP(n+1), IAC(n+1) bestimmt, wobei sich diese Stromdifferenzen
durch die Formeln
ΔIpn = Ip(n+1) - Ipn = α1 · ΔVDn + α2 · ΔVLn
und
ΔIACn = IAC(n+1) - IACn = β1 · ΔVDn + β2 · ΔVLn
wiedergeben lassen.
Die Rechenschaltung CT11 ist in zwei Abschnitte CT11-a
und CT11-b unterteilt, von denen der Abschnitt CT11-a
die Ausgangssignale der Zwischenspeicherschaltungen
CT8 und CT9 zur Gewinnung des Hellpotentialwertes VLn
und des Dunkelpotentialwertes VDn verstärkt und diese
Werte dem Abschnitt CT11-b zuführt, der die Werte
α1(VD0 - VDn) (1)
α1(VD0 - VDn) (2)
β2(VL0 - VLn) (3)
β2(VL0 - VLn) (4)
festlegt
und diese wieder dem Abschnitt CT11-a zur Durchführung der Berechnungen
und diese wieder dem Abschnitt CT11-a zur Durchführung der Berechnungen
(1) + (3)
und
(2) + (4)
zuführt, woraufhin die erhaltenen Ergebnisse dem Integrierglied
CT12 zugeführt werden.
Das Integrierglied CT12 weist zwei Schaltungsanordnungen
für das Hellpotential VL und das Dunkelpotential VD
auf, die jeweils in der in Fig. 31 dargestellten
Weise aufgebaut sind.
Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 31 wird
einem Anschluß T11 ein Setzsignal SET und einem Anschluß
T12 ein Rückstellsignal RESET zugeführt, wobei
Analogschalter SW1, SW2 in Abhängigkeit von diesen
Signalen geschlossen werden.
Beim Schließen des Analogschalters SW1 in Abhängigkeit
von dem Setzsignal SET, das von einer monostabilen
Kippstufe CT13 aufgrund des Dunkelpotential-Meßsignals
VDCTP abgegeben wird, wird das Eingangspotential dem
negativen Eingang eines Operationsverstärkers Q1 zugeführt
und gleichzeitig ein Kondensator C1 aufgeladen.
Bei dem vorstehend beschriebenen Zustand 3 oder 4
wird in Abhängigkeit von der Anfangseinstellung ein
anfängliches Stellsignal ISP abgegeben, das über eine
Rückstellschaltung CT14 als Rückstellsignal dem Integrierglied
CT12 zum Schließen des Analogschalters SW2
zugeführt wird, woraufhin sich die in dem Kondensator
C1 angesammelte Ladung über einen Widerstand R1 entlädt
und über einen Ausgangsanschluß T14 ein Normalpotential
von 12 V abgegeben wird. Da der Analogschalter
SW1 nur für eine einem Fünftel der vollständigen Aufladungs/Entladungszeit
des Kondensators C1 entsprechende
Dauer geschlossen wird, erfolgt die Aufladung oder
Entladung über einen Bereich, der einem Fünftel der
Differenz zwischen der an dem Eingangsanschluß T13
anstehenden Eingangsspannung Vi und der Normalspannung
von 12 V entspricht.
Wenn die Eingangsspannung Vi1 beispielsweise 14,5 V beträgt,
kann die von dem ersten Setzsignal SET abhängige
Ausgangsspannung Vo1
durch
Vo1 = (12 - Vi1)/5 + 12 = -2,5/5 + 12 = 11,5 (V)
gegeben sein.
Falls die Eingangsspannung Vi2 bei der Erzeugung
des zweiten Setzsignals den Wert 9,5 V aufweist, nimmt
die Ausgangsspannung Vo2 den Wert:
Vo2 = (Vo1 - Vi2)/5 + 12 = (11,5 - 9,5)/5 + 12 = 12,4 (V)
an. Dieser Vorgang wiederholt sich in Abhängigkeit von
der Anzahl der Korrekturen. Für eine Ausgangsspannung
Vo(n-1) vor dem Schließen des Analogschalters SW1 und eine
nachfolgende Eingangsspannung Vin läßt sich die nächste
Ausgangsspannung somit aus
Von = (Von - Vin)/5 + 12
berechnen,
so daß der Betrag der Aufladung einem Fünftel des
Änderungsbetrages entspricht. Wie vorstehend beschrieben,
entspricht die Eingangsspannung Vi der Stromdifferenz
ΔIDCn oder ΔIACn, während die Ausgangsspannung
Vo dem Steuerstrom IDC(n+1) oder IAC(n+1) entspricht.
Eine Multiplexerschaltung CT15 wird in Abhängigkeit
von dem Signal einer Impulssteuerschaltung CT16
gesteuert.
Die Impulssteuerschaltung CT16 führt der Multiplexerschaltung
CT15 parallele 2-Bit-Signale zu, die
sich in Abhängigkeit von dem jeweiligen Betriebszustand
des Gerätes, d. h., in Abhängigkeit von der
Vorbenetzungs- oder Bereitschaftsperiode, der Anfangseinstellperiode,
der gesteuerten Drehung bzw. dem
Kopiervorgang und der Nachdrehung nach dem Kopiervorgang,
ändern.
Die Multiplexerschaltung CT15 wählt Kontaktverbindungen
in Abhängigkeit von dem Betriebszustand des
Gerätes aus und führt über einen Ausgang T3 die Steuerspannung
VAC dem Wechselspannungslader und über einen
Ausgang T4 die Steuerspannung VDC dem Primärlader zu.
Im einzelnen steuert die Impulssteuerschaltung
CT16 den Schaltzustand von Kontakten bzw. Schaltern Xc, Yc der Multiplexerschaltung
CT15 in Abhängigkeit von dem Zustand
des anfänglichen Stellsignals ISP, des Hochspannungssteuerimpulses
HVCP und des Nachdrehungsimpulses LRP
in der nachstehend in Form einer logischen Tabelle
wiedergegebenen Weise, wobei die eingangsseitigen
Kontakte mit Xn, Yn (n=0, 1, 2, 3) bezeichnet sind:
An den Eingangskontakten liegen hierbei
Signale:
X₀ = +18 V | |
Y₀ = +18 V | |
X₁ = +12 V | Y₁ = +12 V |
X₂ = Steuersignal | Y₂ = Steuersignal |
X₃ = +18 V | Y₃ = Nachdrehungssteuersignal |
an.
Fig. 32 zeigt den zeitlichen Verlauf der Steuerimpulse.
Wenn kein Kopiervorgang erfolgt, sind die Schalter
Xc, Yc jeweils mit dem Kontakt X₀ bzw. Y₀ verbunden,
die beide zur Abschaltung der Primär- und Sekundär-Hochspannungsquellen
an +18 V liegen. In der ersten
Hälfte des Vordrehungsschrittes sind die Schalter Xc,
Yc jeweils mit dem Kontakt X₁ bzw. Y₁ verbunden, die
beide zur Erzeugung von Normalströmen durch die Primär-
und Sekundär-Hochspannungsquellen an +12 V liegen,
wobei das Potential der Trommeloberfläche von dem
Oberflächenpotential-Elektrometer gemessen wird. In
der zweiten Hälfte des Vordrehungsschrittes sind die
Schalter Xc, Yc jeweils mit dem Kontakt X₂ bzw. Y₂
verbunden, denen Korrektursignale zugeführt werden,
falls das in dem ersten Teil des Vordrehungsschrittes
gemessene Potential der Trommeloberfläche sich von dem
Sollpotential unterscheidet, so daß die Hochspannungsquellen
den Ladern korrigierte Hochspannungen zuführen.
Dieser Zustand wird auch beim nächsten Kopierschritt
aufrechterhalten. Bei dem Nachdrehungsschritt
sind die Schalter Xc und Yc jeweils mit dem Kontakt X₃
bzw. Y₃ verbunden, wobei an dem Kontakt X₃ eine Spannung
von +18 V zur Beendigung der Einwirkung des Primärladers
anliegt, während an dem Kontakt Y₃ das Nachdrehungssteuersignal
zum Zuführen eines bestimmten
Koronastromes zu dem Wechselspannungslader ansteht, wodurch
die auf der Trommeloberfläche verbliebene
Ladung entfernt wird.
Die Steuerspannung VD für den Primärlader und die
Steuerspannung VAC für den Wechselspannungslader werden
von der Multiplexerschaltung CT15 einer Ladespannungssteuerschaltung
zugeführt, die in Fig. 33 dargestellt
ist.
Bei der Ladespannungssteuerschaltung gemäß Fig. 33
wird die Primärlader-Steuerspannung VP über einen
Widerstand R7 dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers
Q5 zugeführt. Dieser bildet die Differenz zwischen
einer dem nichtinvertierenden Eingang über einen
Stellwiderstand VR1 zugeführten Spannung VFDC und der
Korrekturspannung VDC, wobei dieser Differenzwert
mit dem Faktor -R6/R7 multipliziert wird. Wenn das
Primärlader-Treibersignal HVT1 seinen hochpegeligen
Zustand aufweist, schaltet das Ausgangssignal des
Operationsverstärkers Q5 einen Transistor Tr3 eines
Darlington-Stromverstärkers AMP1 nicht durch, so daß
dieser über seinen Ausgang ein Nullsignal abgibt. Wenn
dagegen das Primärlader-Treibersignal HVT1 seinen
niedrigen Wert aufweist, wird der Transistor Tr durchgeschaltet,
wodurch eine der Ausgangsspannung des
Operationsverstärkers Q5 im wesentlichen gleiche Spannung
einem Primär-Hochspannungstransformator TC1 zugeführt
wird. Ein dem Primär-Hochspannungstransformator
TC1 zugeordneter Oszillator Q1 schaltet abwechselnd
Transistoren Tr1, Tr2 durch, wodurch ein Transformator
TS1 eine entsprechend seinem Windungsverhältnis hochtransformierte
Sekundärspannung abgibt, die nach dem
Gleichrichten durch eine Diode D1 dem Primärlader 51
zugeführt wird. Der Primärkoronastrom IDC des Primärladers
51 wird von einem Widerstand R11 erfaßt und
über den Widerstand VR1 dem nichtinvertierenden Eingang
des Operationsverstärkers Q5 zugeführt. Hierdurch
wird der Primärkoronastrom IDC derart gesteuert, daß
die Primärlader-Steuerspannung VDc mit der Spannung
VFDC Koinzidenz aufweist. In ähnlicher Weise wird die
Wechselspannungslader-Steuerspannung VAC über einen
Widerstand R13 dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers
Q7 zugeführt. Dieser bildet die Differenz zwischen
einer seinem nichtinvertierenden Eingang über
einen Widerstand VR2 zugeführten Spannung VFAC und der
Korrekturspannung VAC, wobei der Differenzwert
mit dem Faktor -R9/R10 multipliziert wird. Wenn das
Wechselspannungslader-Treibersignal HVT2 seinen hochpegeligen
Zustand aufweist, schaltet das Ausgangssignal
des Operationsverstärkers Q7 einen Transistor
Tr5 eines Darlington-Stromverstärkers AMP2 nicht
durch, so daß dieser über seinen Ausgang ein Nullsignal
abgibt. Wenn dagegen das Treibersignal HVT2
seinen niedrigen Wert aufweist, wird der Transistor
Tr5 durchgeschaltet, wodurch eine der Ausgangsspannung
des Operationsverstärkers Q7 im wesentlichen gleiche
Spannung einem Sekundär-Hochspannungstransformator TC2
zugeführt wird. Ein dem Sekundär-Hochspannungstransformator
TC2 zugeordneter Oszillator Q2 schaltet abwechselnd
Transistoren Tr7, Tr8 durch, wodurch ein
Transformator TS2 eine entsprechend seinem Windungsverhältnis
hochtransformierte Sekundärspannung abgibt,
die nach Gleichrichtung durch eine Diode D12 als
Gleich-Ausgangsspannung abgegeben wird.
Ein Wechselspannungsgenerator ACS erzeugt mittels
eines Wechselspannungsoszillators Q3 und eines Transformators
TS3 eine einem Sekundärlader 69 zugeführte
Wechsel-Hochspannung, der die vorstehend beschriebene
Gleich-Ausgangsspannung überlagert ist. Der Korona-Wechselstrom
IAC des Wechselspannungsladers wird von
einem Widerstand R12 erfaßt, wobei das über den Widerstand
R12 erhaltene Meßsignal von einem Verstärker
AMP3 verstärkt und zur Ermittlung der Differenz zwischen
den positiven und negativen Signalkomponenten
über eine Glättungsschaltung REC geführt wird. Die
ermittelte Differenz wird sodann von einem Gleichstromverstärker
AMP4 verstärkt. Anschließend
wird das Meßsignal über den Widerstand VR2 dem nichtinvertierenden
Eingang des Operationsverstärkers Q7
zugeführt, wodurch der Korona-Wechselstrom IAC derart
gesteuert wird, daß die Spannung VFAC Koinzidenz mit
der Korrektur-Wechselspannung VAC aufweist.
Wie vorstehend erläutert, läßt sich bei dem beschriebenen
Ausführungsbeispiel ein konstanter Koronastrom
durch Kompensation der auf zeitweiligen Änderungen
der Umgebungsbedingungen oder der Stromversorgung
der Koronalader beruhenden Schwankungen der Laderbelastung
erzielen, wobei ferner Schwankungen des Oberflächenpotentials,
die z. B. auf einer zeit- bzw.
alterungsabhängigen Verschlechterung der Eigenschaften
der Aufzeichnungstrommel 47 beruhen, kompensiert werden
können, da der Koronastrom durch das von dem Oberflächenpotential
abgeleitete Meßsignal und das von dem
Koronastrom abgeleitete Meßsignal konstant gehalten
werden kann. Außerdem ist durch Betätigen der Schalter
SW21, SW22 unabhängig von den Steuerspannungen
VDC, VAC eine bestimmte Eingangsspannung realisierbar.
Bei der vorliegenden Ausführungsform sind
außerdem Begrenzerschaltungen LIM1, LIM2 als Strombegrenzereinrichtung
zum Verhindern von Schäden vorgesehen.
Bei diesen Begrenzerschaltungen LIM1, LIM2 bildet z. B. im
Falle der Begrenzerschaltung LIM2 ein Operationsverstärker
Q14 mit einem Widerstand R39 eine Pufferschaltung.
Dieser wird durch Teilung der Stromversorgungsspannung
über Widerstände R31, R38 und einen Stellwiderstand
VR31 erhaltene Spannung zugeführt. Die
Ausgangsspannung des Operationsverstärkers Q14 wird
mittels eines Stellwiderstandes VR31 auf einen Wert
eingestellt, der um 0,6 Volt höher als der Maximalwert
VAC MAX des Steuersignals VAC für den Wechselspannungslader
ist. Der Operationsverstärker Q7 dient als Inverter
zur Bildung eines größeren Ausgangsstromes für die
untere Wechselspannungslader-Steuerspannung VAC. Wenn
diese Spannung unter den Minimalwert VAC MIN abfällt,
wird eine Diode D31 leitend, wodurch das Steuersignal
VAC über einen Widerstand R10 und einen niederohmigen
Widerstand R41 dem Ausgang des Operationsverstärkers
Q14 zugeführt wird. Wenn die Ausgangsspannung des
Operationsverstärkers Q14 im wesentlichen konstant und
der Widerstand R41 ausreichend kleiner als der Widerstand
R10 sind, erfolgt kein weiterer Anstieg des
hochgespannten Ausgangsstromes, der damit auf den
erreichten Zustand begrenzt wird. Wenn die Begrenzerschaltung
LIM2 aufgrund des Leitzustandes der Diode D31 in
Betrieb ist, wird das Ausgangssignal eines Vergleichers
Q15 invertiert, wodurch eine Leuchtdiode LED31
aufleuchtet und das Arbeiten der Begrenzerschaltung LIM2
anzeigt. Die Begrenzerschaltung LIM1 für den Primärlader
51 ist bezüglich ihrer Arbeitsweise mit der Begrenzerschaltung
LIM2 für den Wechselspannungslader identisch.
Die Begrenzerschaltungen LIM1, LIM2 haben die
Aufgabe, übermäßig hohe Koronaströme in den Ladern zu
verhindern und werden dann in Betrieb genommen, wenn die
Oberflächenpotential-Sollwerte durch die für den Primärlader
51 und den Wechselspannungslader festgelegten
Ströme nicht erreicht werden, was insbesondere dann
auftritt, wenn sich die Eigenschaften der Aufzeichnungstrommel
47 selbst verschlechtert haben. Aus diesem
Grunde zeigen die Leuchtdioden LED30, LED31 nicht nur
die Inbetriebnahme bzw. das Arbeiten der Begrenzerschaltungen
LIM1, LIM2 an, sondern dienen auch als Warnanzeige
bezüglich einer Verschlechterung der Eigenschaften der
Aufzeichnungstrommel 47. Die Lader können ferner eine
Glimmentladung anstelle einer Koronaentladung bewirken,
falls die Ladeelektrode äußerst dicht an der
Trommeloberfläche angeordnet ist oder sich Fremdmaterial,
wie Papier, zwischen dem Lader und der Trommeloberfläche
befindet oder die unter Umständen gebrochene
Ladeelektrode gar mit der Trommeloberfläche
in Berührung gerät. Die Begrenzerschaltungen LIM1, LIM2 verhindern
auch in einem solchen Falle das Auftreten übermäßig
starker Ströme, die gegebenenfalls
die Trommeloberfläche zerstören.
Nachstehend wird unter Bezugnahme auf Fig. 34
eine Schaltungsanordnung zur Steuerung der Entwicklungsvorspannung
VH näher beschrieben.
Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 34 werden
einem Anschluß T2 das Ausgangssignal der ϑL-Zwischenspeicherschaltung
CT7, einem Anschluß T6 ein die Trommeldrehung
bezeichnendes Hauptmotor-Antriebssignal
DRMD und einem Anschluß T7 ein während der Entwicklung
eines der Vorlage entsprechenden Ladungsbildes erzeugtes
Walzenvorspannungssteuersignal RBTP zugeführt.
Während der Trommeldrehung und der Ladungsbildentwicklung
befinden sich die Signale DRMD und RBTP im
hochpegeligen Zustand, wodurch beide Transistoren Tr17, Tr18
durchschalten und das Potential an den
Gate-Elektroden von Sperrschicht-Feldeffekt-Transistoren
Q12 und Q13 auf 0 Volt verringern, so daß die
Feldeffekt-Transistoren Q12 und Q13 sperren. Hierdurch erhält ein
Operationsverstärker Q11 die Ausgangsspannung ϑL
über einen Widerstand R115 und einen Stellwiderstand
VR13. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers Q11
wird über einen aus Transistoren Tr15, Tr16 bestehenden
Stromverstärker einem bestimmten Abgriff der Primärwicklung
eines Transformators T12 zugeführt, wodurch
die Entwicklungsvorspannung VH in Abhängigkeit
von der Ausgangsspannung ϑL von Wechselrichterschaltungen
VINV, SINV gesteuert wird. In diesem Stadium
wird die Entwicklungsvorspannung VH von den Wechselrichtern
SINV, VINV derart gesteuert, daß sie um 50 Volt
über dem Normal-Hellpotential der Aufzeichnungstrommel
47 liegt. Wenn sich die Aufzeichnungstrommel 47
dreht, jedoch keine Entwicklung des Ladungsbildes
durchgeführt wird, weist das Signal DRMD ebenfalls
seinen hohen Pegel auf, während das Signal RBTP seinen
niedrigen Pegel aufweist. Somit schaltet der Transistor Tr17
durch und der Transistor Tr18 sperrt,
was das Sperren des Feldeffekt-Transistors Q12
und das Durchschalten des Feldeffekt-Transistors Q13
zur Folge hat. Beim Durchschalten des Feldeffekt-Transistors
Q13 erhält der Operationsverstärker Q11
eine von einem Stellwiderstand VR15 bestimmte Spannung
eines vorgegebenen Betrages, wodurch der Transformator
T12 über den Stromverstärker eine dieser Spannung
entsprechende vorgegebene Spannung erhält. In diesem
Fall ist die von dem Stellwiderstand VR15 bestimmte
Spannung derart gewählt, daß die Entwicklungsvorspannung
VH einen Wert von -75 V annimmt, wodurch eine
Toner-Anlagerung an der Aufzeichnungstrommel 47 in diesem
Betriebszustand verhindert wird. Wenn die Aufzeichnungstrommel
47 keine Drehbewegung ausführt, weisen die
Signale DRMD, RBTP ihren niedrigen Pegel auf. In
diesem Fall sperrt der Transistor Tr17, während der
Transistor Tr18 über eine Diode D27 durchgeschaltet
wird, wodurch der Feldeffekt-Transistor
Q12 durchschaltet, während der Feldeffekt-Transistor
Q13 sperrt. Beim Umschalten des Feldeffekt-Transistors
Q12 erhält der Operationsverstärker Q11
eine von einem Stellwiderstand VR14 bestimmte Spannung,
wodurch dem Transformator T12 über den Stromverstärker
eine dieser Spannung entsprechende Festspannung
zugeführt wird.
In diesem Fall wird die von dem Stellwiderstand
VR14 bestimmte Spannung derart gewählt, daß die Entwicklungsvorspannung
VH auf 0 V reduziert wird, wodurch
ein Niederschlag aus geladenem Flüssigentwickler im
Stillstand der Aufzeichnungstrommel 47 verhindert wird.
Somit ist die Stabilität und Gleichmäßigkeit der Entwicklung
durch Änderung der Entwicklungswalzen-Vorspannung
VH in Abhängigkeit von dem Steuerzustand des Gerätes
und Steuerung der Entwicklungsvorspannung VH 05630 00070 552 001000280000000200012000285910551900040 0002003015859 00004 05511 in
Abhängigkeit von dem während der Entwicklung des Ladungsbildes
gemessenen Oberflächenpotential
besser erzielbar.
Nachstehend wird näher auf die Arbeitsweise der
zum Erzeugen einer festen Ausgangsspannung vorgesehenen
(und nachstehend als statischer Wechselrichter
bezeichneten) Wechselrichter-Transformatorschaltung
SINV und der zur Erzeugung einer variablen Ausgangsspannung
vorgesehenen Wechselrichter-Transformatorschaltung
VINV eingegangen.
Bei dem statischen Wechselrichter SINV wird durch das
Anlegen der Stromversorgung an einen Abgriff der Primärwicklung
des Transformators T11 entweder ein Transistor
Tr11 oder ein Transistor Tr12 durchgeschaltet.
Falls der Transistor Tr11 durchgeschaltet wird, steigt
sein Kollektorstrom an und erzeugt in der mit dem
Kollektor des Transistors Tr11 verbundenen Wicklung
eine dem Anstieg des Kollektorstroms entsprechende
Gegen-EMK, wodurch die Basis des Transistors Tr11 auf
ein positives Potential gebracht wird. Hierdurch
steigt der Kollektorstrom des Transistors Tr11 weiter
an. Auf diese Weise erhält der Transistor Tr11 eine
Mitkopplungsspannung und geht mit einer von Widerständen
R103, R104 und der Induktivität des Transformators
Tr11 bestimmten Zeitkonstanten in die Sättigung über.
Sobald der Kollektorstrom des Transistors
Tr11 gesättigt ist, fällt die Gegen-EMK in der Primärwicklung
des Transformators T11 auf Null ab, wodurch der
Transistor Tr11 sperrt und sein Kollektorstrom
abfällt. Hierdurch wird in der Primärwicklung
des Transformators T11 wiederum eine dem Abfall
des Kollektorstromes entsprechende Gegen-EMK erzeugt,
wodurch der Transistor Tr12 durchgeschaltet wird. Auf
diese Weise schalten und sperren die Transistoren Tr11, Tr12 abwechselnd.
Zum Schutz der
Basen der Transistoren Tr11, Tr12 sind Dioden D21, D22
vorgesehen.
Ein Widerstand R105 dient zum Verhindern von
Schwankungen des Kollektorstroms aufgrund von Änderungen
des hFE-Wertes der Transistoren Tr11, Tr12,
wodurch das Schwingungstastverhältnis auf 1 : 1 gehalten
wird. Die Amplitude der in der Primärwicklung des
Transformators T11 induzierten Spannung beträgt annähernd
das Zweifache der an dem Mittelabgriff des
Transformators T11 anliegenden Spannung. Die in der
Primärwicklung induzierte Spannung wird auf einen von
dem Windungsverhältnis bestimmten Wert hochtransformiert
und sodann von einer Diode D25 und einem Kondensator
C23
gleichgerichtet und geglättet, wodurch eine Gleich-Hochspannung
gewonnen wird.
Die steuerbare Wechselrichterschaltung VINV
arbeitet in ähnlicher Weise, mit der Ausnahme, daß die
dem Mittelabgriff des Transformators T12 zugeführte
Spannung sich in Abhängigkeit von der Eingangsspannung
ändert, wodurch die Ausgangsspannung des Transformators
T12 in Abhängigkeit von der Eingangsspannung
variabel ist.
In Fig. 35 ist über der Ordinate die Ausgangshochspannung
Vout als Funktion der dem Mittelabgriff des
Transformators T12 zugeführten Eingangsspannung Vin
aufgetragen. Die von dem statischen Wechselrichter
SINV erhaltene Ausgangsspannung Vs ist somit unabhängig
von der Eingangsspannung Vin konstant, während
die Ausgangsspannung Vϑ der steuerbaren Wechselrichterschaltung
eine lineare Änderung bezüglich der
Eingangsspannung Vin zeigt. Die durch Überlagerung der
Ausgangsspannungen Vs und Vϑ erhaltene tatsächliche
Entwicklungsvorspannung VH zeigt daher eine lineare
Änderung von einem negativen zu einem positiven Wert.
Wie vorstehend beschrieben, wird
das Meßpotential von dem Abstand zwischen der Meßelektrode
und dem auszumessenden Aufzeichnungsmaterial
bzw. Aufzeichnungsträger nicht beeinflußt, da eine dem
Potential des Ladungsbildes gleiche Spannung der Abschirmeinrichtung
zur Abschirmung des elektrischen
Feldes zwischen der Meßelektrode und dem Aufzeichnungsmaterial
bzw. Aufzeichnungsträger zugeführt wird.
Unter Verwendung des Meßpotentials kann somit
eine äußerst präzise Steuerung der Bilderzeugungsbedindungen,
wie z. B. der Entwicklungsvorspannung VH, der
Ladespannung usw. bei den verschiedenen Einrichtungen
zur Bilderzeugung erzielt werden. Die Ermittlung und
Steuerung des Potentials wird nicht von der Montagepräzision
des Oberflächenpotential-Elektrometers beeinflußt
und kann auch dann stabil und gleichmäßig durchgeführt
werden, wenn das Gerät während der Bilderzeugung
Vibrationen bzw. Schwingungen ausgesetzt ist.
Obwohl die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele
in Verbindung mit einem elektrophotographischen
Verfahren erläutert worden sind, bei dem ein
Belichtungsschritt in Verbindung mit einer gleichzeitigen
Ladungsbeseitigung erfolgt, besteht natürlich
auch die Möglichkeit der Verwendung eines Gerätes, bei
dem ein xerographisches Verfahren oder ein Elektrofax-Verfahren
Anwendung findet. Weiterhin ist das Aufzeichnungsmaterial
nicht auf ein photoempfindliches Aufzeichnungsmaterial
beschränkt, sondern umfaßt auch ein
Isoliermaterial.
Claims (10)
1. Oberflächenpotential-Elektrometer mit einer feststehenden
Meßelektrode, die von dem elektrischen Feld, das von
einer zu messenden Oberfläche ausgeht, abgeschirmt und über
eine Meßöffnung einem Teil des elektrischen Feldes ausgesetzt
ist,
mit einer Unterbrechereinrichtung, die die durch die Meßöffnung
zu der Meßelektrode laufenden elektrischen Feldlinien
periodisch unterbricht,
sowie mit einer Verstärkerschaltung, die ein in der Meßelektrode
induziertes Wechselspannungssignal in ein niederohmiges Signal umsetzt,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Unterbrechereinrichtung einen Stimmgabeloszillator
(101, 103; 101′, 103′) und eine Antriebseinrichtung (102-1,
102-2; 201, 202) mit einer Treibereinheit und mit einer
Rückkopplungseinheit aufweist,
daß die Antriebseinrichtung den Stimmgabeloszillator dazu veranlaßt, eine Eigenschwingung derart durchzuführen, daß der Stimmgabeloszillator die Schwingung mit einer vorbestimmten Resonanzfrequenz beibehält und daß zwischen der Meßelektrode (120; 120′) und der Verstärkerschaltung (CT102), die gemeinsam auf einer gedruckten Leiterplatte (104) angeordnet sind, eine sehr kurze Signalleitung verläuft.
daß die Antriebseinrichtung den Stimmgabeloszillator dazu veranlaßt, eine Eigenschwingung derart durchzuführen, daß der Stimmgabeloszillator die Schwingung mit einer vorbestimmten Resonanzfrequenz beibehält und daß zwischen der Meßelektrode (120; 120′) und der Verstärkerschaltung (CT102), die gemeinsam auf einer gedruckten Leiterplatte (104) angeordnet sind, eine sehr kurze Signalleitung verläuft.
2. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet, daß die Antriebseinrichtung (102;
201, 202) einen elektromechanischen Wandler aufweist.
3. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß der elektromechanische Wandler
eine elektromagnetische Spule (102) ist.
4. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet, daß der elektromechanische Wandler
ein piezoelektrisches Element (201, 202) ist.
5. Oberflächenpotential-Elektrometer nach einem der vorangehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die
Schwingung des Stimmgabeloszillators (101, 103; 101′, 103′)
parallel zu der in einer Abschirmung (105) ausgebildeten
Fläche der Meßöffnung (106) erfolgt.
6. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 5,
dadurch gekennzeichnet, daß der Stimmgabeloszillator (101,
101′) zwischen der Meßelektrode (120, 120′) und der Abschirmung
(105) angeordnet ist.
7. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 5
oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschirmung ein
elektrisch leitendes Gehäuse (105) aufweist, in dem die
Meßelektrode (120, 120′) angeordnet ist.
8. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 5, 6
oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschirmung (105)
und die Unterbrechereinrichtung (101, 103; 101′, 103′) jeweils
einstückig ausgebildet sind.
9. Oberflächenpotential-Elektrometer nach einem der vorangehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßelektrode
(120, 120′) in einem festen parallelen Abstand zu
der Meßöffnung (106) angeordnet ist.
10. Oberflächenpotential-Elektrometer nach einem der vorangehenden
Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Umsetzeinrichtung
ein Ausgangssignal der Verstärkerschaltung
(CT102) in ein Gleichspannungssignal umsetzt und dieses an
die Unterbrechereinrichtung (101, 103, 101′, 103′) anlegt.
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