DE3015859C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Oberflächenpotential-Elektrometer gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

In "Hochspannungstechnik", Adolf J. Schwab, Springer-Verlag, 1969, S. 119-124, ist ein Oberflächenpotential-Elektrometer beschrieben, das nach dem Generatorprinzip arbeitet. Bei diesem bekannten Elektrometer, das aufgrund seiner Arbeitsweise auch als Generatorspannungsmesser bezeichnet wird, ist eine Meßelektrode in Form einer feststehenden Metallscheibe von dem von einer zu messenden Oberfläche erzeugten elektrischen Feld im wesentlichen abgeschirmt. Eine als Sektorblende ausgebildete, vor der Meßelektrode angeordnete Metallscheibe setzt die Meßelektrode einem Teil des elektrischen Feldes aus, wobei ein rotierender Flügel die zur Meßelektrode verlaufenden Feldlinien periodisch unterbricht. In der Meßelektrode wird daher ein Wechselspannungssignal induziert, dessen Frequenz proportional zur Drehzahl des Unterbrecherflügels und dessen Amplitude ein Maß für das Oberflächenpotential ist. Da dieses Wechselspannungssignal außerordentlich schwach ist, wird es zur anschließenden Auswertung oder Anzeige mittels einer Verstärkerschaltung in ein hochohmiges Signal umgesetzt.

Bei diesem bekannten Elektrometer ist zum Antrieb des Unterbrecherflügels ein Elektromotor erforderlich, der sehr präzise ausgeführt sein muß, damit Drehzahlschwankungen keine Auswirkungen auf die erzielbare Meßgenauigkeit haben. Darüberhinaus müssen die Meßelektrode sowie die von der Meßelektrode zur externen Verstärkerschaltung führende Meßleitung vor Brummeinstreuung, die unter anderem von den Feldwicklungen des Motors erzeugt werden, ausreichend abgeschirmt sein. Daher erfordert dieses bekannte Elektrometer einen relativ großen konstruktiven Aufwand und ist entsprechend teuer.

Aus der DE-OS 27 12 664 ist ohne nähere konstruktive Einzelheiten ein Vorzeichengeber für ein Elektrometer der vorstehend beschriebenen Art bekannt.

Gemäß der DE-OS 26 13 528 ist eine als "Kelvinsonde" bekannte Meßeinrichtung offenbart, mit der die Elektronen-Austrittsarbeit aus Materialgrenzflächen, insbesondere der von Halbleitern, bestimmbar ist. Hierzu wird die zu messende Halbleiterprobe in einem Abschirmgehäuse angeordnet, wobei in Abstand zu der Probe eine Elektrode angeordnet ist, die von einem Piezokristall in Schwingungen versetzt wird. Ein entsprechend der Austrittsarbeit geändertes, zur Kapazität dieser Kondensatoranordnung proportionales Signal wird über eine an der Probe angeschlossene Meßleitung erfaßt und einem außerhalb des Gehäuses angeordneten Verstärker zur Auswertung zugeführt.

Auch bei dieser Meßeinrichtung liegt durch die räumliche Trennung zwischen Elektrode und Verstärker der Nachteil vor, daß für die Gewinnung von einwandfreien Meßsignalen ein erheblicher konstruktiver Aufwand notwendig ist.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Oberflächenpotential-Elektrometer derart weiterzubilden, daß bei wesentlich verringertem Konstruktionsaufwand gute Meßergebnisse erzielbar sind.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im Patentanspruch 1 genannten Maßnahmen gelöst.

Die Unterbrechereinrichtung ist demzufolge als Schwingelement ausgebildet, das die zu der Meßelektrode verlaufenden Feldlinien in einer periodischen Hin- und Herbewegung zyklisch unterbricht. Dieses Schwingelement kann mit vergleichsweise einfach ausgebauten elektromechanischen Wandlern in eine hochstabile Schwingung versetzt werden, so daß das in der Meßelektrode induzierte Wechselspannungssignal eine entsprechend stabile Frequenz aufweist. Dadurch, daß die Meßelektrode und die Verstärkerschaltung erfindungsgemäß auf einer gemeinsamen gedruckten Leiterplatte angeordnet sind, wird darüberhinaus erreicht, daß diese Teile relativ einfach von Brummeinstreuungen abgeschirmt werden können. Insbesondere das sehr schwache Wechselspannungssignal der Meßelektrode wird nur über eine sehr kurze Strecke geführt, so daß Meßfehler durch Einstreuungen praktisch ausgeschlossen sind. Hieraus wird deutlich, daß das Elektrometer trotz stark verringertem Konstruktionsaufwand hervorragend genaue Meßsignale liefert.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.

Es zeigt

Fig. 1A eine Querschnittsansicht eines Kopiergerätes, bei dem die Erfindung anwendbar ist,

Fig. 1B eine Draufsicht einer Leerbelichtungslampe und ihrer Umgebung,

Fig. 2 eine grafische Darstellung des Oberflächenpotentials in verschiedenen Bereichen einer photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel,

Fig. 3 und 4 grafische Darstellungen der temperaturbedingten und zeitlichen Änderungen des Oberflächenpotentials,

Fig. 5-1 und 5-2 perspektivische Ansichten eines Ausführungsbeispiels des Oberflächenpotential-Elektrometers,

Fig. 6 eine perspektivische Teilansicht des Oberflächenpotential-Elektrometers gemäß Fig. 5,

Fig. 7 eine Querschnittsansicht des Oberflächen-Elektrometers gemäß den Fig. 5 und 6,

Fig. 8 ein Schaltbild einer Treiberschaltung für einen Stimmgabel-Vibrator,

Fig. 9-1 und 9-2 perspektivische Ansichten eines weiteren Ausführungsbeispiels des Oberflächenpotential-Elektrometers,

Fig. 10 eine Teil-Querschnittsansicht des Oberflächenpotential-Elektrometers gemäß Fig. 9-1,

Fig. 11 eine Querschnittsansicht des Oberflächenpotential-Elektrometers gemäß Fig. 9,

Fig. 12 ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels einer Stimmgabel-Treiberschaltung,

Fig. 13 eine Querschnittansicht des Stimmgabel-Schwingelementes gemäß Fig. 9-1,

Fig. 14 ein Schaltbild einer Potential-Meßschaltung,

Fig. 15 eine in Form eines Längsschnitts dargestellte Ansicht des in der Nähe der Aufzeichnungstrommel angeordneten Oberflächenpotential-Elektrometers,

Fig. 16 eine Querschnittsansicht des Oberflächenpotential-Elektrometers gemäß Fig. 15,

Fig. 17 eine perspektivische Ansicht der Verbindungseinrichtung gemäß Fig. 15,

Fig. 18 eine Draufsicht der Verbindungseinrichtung gemäß Fig. 15,

Fig. 19A eine perspektivische Ansicht eines weiteren Ausführungsbeispiels des Oberflächenpotential-Elektrometers,

Fig. 19B eine Querschnittsansicht des Oberflächenpotential-Elektrometers entlang der Linie Z-Z′ gemäß Fig. 19A,

Fig. 19C ein Aufriß des Oberflächenpotential-Elektrometers gemäß Fig. 19A,

Fig. 19D eine Querschnittsansicht entlang der Linie Y-Y′ gemäß Fig. 19C,

Fig. 20A und 20B grafische Darstellungen der Änderungen des Oberflächenpotentials,

Fig. 21A eine schematische Querschnittsansicht eines Kopiergerätes, die das Verfahren einer Entwicklungsvorspannungssteuerung veranschaulicht,

Fig. 21B ein Schaltbild einer Belichtungssteuerschaltung für eine Vorlagen-Belichtungslampe,

Fig. 22 einen Steuersignalplan für die Bilderzeugung und die Oberflächenpotentialsteuerung,

Fig. 23 ein Blockschaltbild einer Oberflächenpotential-Meßschaltung,

Fig. 24 ein Blockschaltbild einer Meßspannungs-Verarbeitungsschaltung,

Fig. 25 ein Schaltbild der Trennschaltung CT103 gemäß Fig. 23,

Fig. 26 Signalverläufe an verschiedenen Teilen der Oberflächenpotential-Meßschaltung gemäß Fig. 23,

Fig. 27 ein detailliertes Schaltbild des Integriergliedes CT106 und des Verstärkers CT107 gemäß Fig. 23,

Fig. 28 Signalverläufe an verschiedenen Teilen der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 27,

Fig. 29 ein detailliertes Schaltbild des Hochspannungsverstärkers CT108, des Dämpfungsgliedes CT109 und des Pufferverstärkers CT110 gemäß Fig. 23,

Fig. 30 eine grafische Darstellung der Beziehung zwischen einem Oberflächenpotential V_P und einer Rückkopplungsspannung V_F,

Fig. 31 ein detailliertes Schaltbild des Integriergliedes CT12 gemäß Fig. 24,

Fig. 32 einen Signalplan von Steuerimpulsen,

Fig. 33 ein Schaltbild einer Ladespannungs-Steuerschaltung,

Fig. 34 ein Schaltbild einer Entwicklungsvorspannungs-Steuerschaltung und

Fig. 35 eine grafische Darstellung der Ausgangshochspannung.

Die im Rahmen der Beschreibung in Betracht gezogenen Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend in folgender Reihenfolge beschrieben:

• (1) Grundsätzlicher Aufbau des Bilderzeugungsgerätes
• (2) Aufbau des Oberflächenpotential-Elektrometers
• (3) Automatisches Oberflächenpotential-Steuersystem
• (4) Oberflächenpotential-Meßschaltung
• (5) Meßpotential-Verarbeitungsschaltung

1. Grundsätzlicher Aufbau des Bilderzeugungsgerätes

(1) Fig. 1B stellt eine Querschnittsansicht eines Kopiergerätes dar, bei dem die Erfindung anwendbar ist. Das Kopiergerät weist eine Aufzeichnungstrommel 47 auf, an dessen Außenseite ein saumloses, dreischichtiges, photoempfindliches Aufzeichnungsmaterial mit einer photoleitfähigen CdS-Schicht aufgebracht ist. Die auf einer Achse drehbar gelagerte Aufzeichnungstrommel 47 wird von einem Hauptmotor 71 in Drehung versetzt, der durch Betätigung einer Kopierstarttaste erregt wird.

Nachdem sich die Aufzeichnungstrommel 47 um einen vorgegebenen Winkel gedreht hat, wird eine auf einer Vorlagen-Trägerglasplatte 54 befindliche Vorlage von einer einstückig mit einem ersten Abtastspiegel 44 ausgeführten Beleuchtungslampe 46 ausgeleuchtet, wobei das reflektierte Licht von dem ersten Abtastspiegel 44 und einem zweiten Abtastspiegel 53 abgetastet wird.

Das reflektierte Bildlicht wird über das Objektiv 52 und einen dritten Spiegel 55 geführt und bei einer Belichtungsstation auf die Aufzeichnungstrommel 47 fokussiert.

Die Aufzeichnungstrommel 47 wird vorher einem Ladungsbeseitigungsvorgang mittels einer Vorbelichtungslampe 50 und einem Wechselspannungs-Vorlader 51′ unterzogen, woraufhin eine z. B. positive Koronaaufladung durch einen Primärlader 51 erfolgt. Sodann wird die Aufzeichnungstrommel 47 an der Belichtungsstation mit dem von der Beleuchtungslampe 46 ausgeleuchteten Bild einer Schlitzbelichtung ausgesetzt.

Hierbei wird gleichzeitig mittels eines Ladungsbeseitigers 69 eine Ladungsentfernung durch eine Wechselspannungs-Koronaentladung oder eine Gleichspannungs-Koronaentladung mit einer der Primär-Koronaentladung entgegengesetzten Polarität durchgeführt, woraufhin die Aufzeichnungstrommel von einer Gesamtbelichtungslampe 18 gleichmäßig ausgeleuchtet und ein elektrostatisches Ladungsbild mit hohem Kontrast auf der Aufzeichnungstrommel 47 ausgebildet wird. Dieses Ladungsbild wird unter Verwendung von Flüssigentwickler an einer Entwicklungswalze 65 in einer Entwicklungsstation 62 zu einem sichtbaren Tonerbild entwickelt, das von einem Vorübertragungslader 61 für eine Bildübertragung vorbereitet wird.

Ein in einer oberen Kassette 10 oder einer unteren Kassette 11 enthaltenes Bildempfangsblatt wird derart über eine Papiertransportwalze 59 in das Kopiergerät hineingeführt, daß die vorderen Enden des Ladungsbildes und des Bildempfangsblattes zusammenfallen bzw. aufeinandertreffen.

Nach Abschluß der Bildübertragung wird das Bildempfangsblatt mittels einer Trennwalze 43 von der Aufzeichnungstrommel 47 abgelöst und sodann von einer Transportwalze 41 zwischen einer Heizplatte 38 und Druckwalzen 40, 41 hindurchgeführt, wobei das Bild durch Druck- und Wärmeeinwirkung fixiert wird. Danach wird das Bildempfangsblatt schließlich über eine Austragwalze 37 und eine Papiererfassungswalze 36 in einen Auffangbehälter 34 ausgetragen.

Nach der Bildübertragung wird die Oberfläche der Aufzeichnungstrommel 47 in einer aus einer Reinigungswalze 48 und einem elastischen Reinigungsblatt 49 bestehenden Reinigungsstation einer Oberflächenreinigung unterworfen und für den nächstfolgenden Bilderzeugungszyklus weiterbewegt.

Ein Oberflächenpotential-Elektrometer 67 ist in der Nähe der Trommeloberfläche zwischen der Gesamtbelichtungslampe 18 und der Entwicklungsstation 62 zur Messung des Oberflächenpotentials vorgesehen.

Vor dem vorstehend beschriebenen Kopierzyklus wird ein "Vorbenetzungsschritt" durchgeführt, bei dem Flüssigentwickler auf das Reinigungsblatt 49 gegossen wird, während die Aufzeichnungstrommel 47 nach dem Einschalten der Stromversorgung noch stillsteht. Durch diesen Schritt wird der in der Nähe des Reinigungsblattes 49 angesammelte Toner entfernt und die Berührungsfläche zwischen dem Reinigungsblatt 49 und der Aufzeichnungstrommel 47 gängig gemacht. Nach einer Vorbenetzungszeit von ca. vier Sekunden wird ein "Vordrehungsschritt" durchgeführt, bei dem die Aufzeichnungstrommel 47 gedreht und die Vorbelichtungslampe 50 sowie der Wechselspannungs-Vorlader 51′ zur Beseitigung der auf der Aufzeichnungstrommel 47 verbliebenen Restladung bzw. Hysterese in Betrieb genommen werden. Außerdem wird die Trommeloberfläche von der Reinigungswalze 48 und dem Reinigungsblatt 49 gereinigt. Dieser Schritt dient zur Herstellung einer geeigneten Aufzeichnungsempfindlichkeit sowie zur Bildung einer sauberen Oberfläche für die Bilderzeugung.

Die Perioden der Vorbenetzung und der Vordrehung werden, wie nachstehend erläutert, in Abhängigkeit von verschiedenen Bedingungen automatisch geändert.

Nach Beendigung einer voreingestellten Anzahl von Kopierzyklen wird ferner ein "Nachdrehungsschritt" LSTR durchgeführt, bei dem die Aufzeichnungstrommel 47 mehrere Umdrehungen zur Ladungsbeseitigung und Reinigung der Trommeloberfläche durch den Wechselspannungslader 69 usw. durchführt. Dieser Schritt dient dazu, die Aufzeichnungstrommel 47 in einem elektrostatisch und physisch sauberen Zustand zurückzulassen.

Fig. 1B stellt eine Draufsicht auf die Leerbelichtungslampe 70 gemäß Fig. 1A und deren Umgebung dar. Im einzelnen sind Leerbelichtungslampen 70-1 bis 70-5 vorgesehen, die während der Trommeldrehung mit Ausnahme der Bildbelichtung zur Verteilung der Ladung auf der Aufzeichnungstrommel 47 eingeschaltet werden, wodurch eine unnötige Toneransammlung auf der Aufzeichnungstrommel 47 vermieden wird.

Die Leerbelichtungslampe 70-1 zur Ausleuchtung der dem Oberflächenpotential-Elektrometer 67 zugeordneten Trommeloberfläche wird jedoch kurzzeitig abgeschaltet, wenn das Dunkelpotential von dem Oberflächenpotential-Elektrometer gemessen wird. Falls das Kopieren im Format B5 erfolgt, das einen kleineren Bildbereich als das Format A4 oder A3 aufweist, wird die Leerbelichtungslampe 70-5 auch während der Vorwärtsbewegung des optischen Systems im bildfreien Bereich eingeschaltet gehalten. Eine "Kassettenlampe" 70-0 ist zur Ausleuchtung eines mit einer Führungstrennplatte 43-1 in Berührung gehaltenen Trommelabschnitts vorgesehen, damit die Ladung in diesem Bereich vollständig verteilt und verhindert wird.

Diese Lampe ist während der Trommeldrehung ständig eingeschaltet.

In Fig. 2 sind Änderungen des Oberflächenpotentials der photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel 47 für einen hellen Bereich (mit hoher Reflexion) und einen dunklen Bereich (mit geringer Reflexion) der Vorlage in verschiedenen Stadien des Kopiervorganges dargestellt. Das endgültige elektrostatische Ladungsbild wird von den Oberflächenpotentialen in dem dunklen Bereich (A) und in dem hellen Bereich (B) repräsentiert. Diese erfahren doch bei einem Anstieg der Umgebungstemperatur, wie in Fig. 3 durch (A′) und (B′) veranschaulicht, oder durch alterungsabhängige Veränderungen der photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel 47, wie in Fig. 4 veranschaulicht, Änderungen, so daß der Kontrast zwischen den hellen und dunklen Bereichen verloren geht.

Nachstehend wird näher auf ein Verfahren zur Kompensation solcher Änderungen des Oberflächenpotentials eingegangen, die auf derartigen temperaturabhängigen oder zeitabhängigen Veränderungen beruhen.

(2) Aufbau des Oberflächenpotential-Elektrometers

Wie in den Fig. 5-1 und 5-2 in perspektivischer Ansicht dargestellt, ist das Oberflächenpotential-Elektrometer zur Abschirmung des äußeren elektrischen Feldes von einem metallischen Abschirmgehäuse 105 umgeben, das mit einem gegenüber der auszumessenden Oberfläche angeordneten Meßfenster 106 versehen ist. Innerhalb des Abschirmgehäuses 105 ist ein Stimmgabelelement 101 vorgesehen, das mit dem Abschirmgehäuse 105 elektrisch leitend verbunden ist und mittels einer Spule 102 selbsterregte Schwingungen mit einer mechanischen Resonanzfrequenz durchführt. Am vorderen Ende des Stimmgabelelementes ist mechanisch und elektrisch eine als Unterbrecherelektrode 103 angebracht, die aufgrund dieser Schwingungen eine in Pfeilrichtung erfolgende Bewegung zum Öffnen und Schließen des Meßfensters in regelmäßigen Intervallen durchgeführt. Hinter der Unterbrecherelektrode 103 ist eine gedruckte Leiterplatte 104 fest angebracht, auf der eine aus Kupferfolie hergestellte und die gleiche Form wie das Meßfenster aufweisende Meßelektrode 120 (Fig. 7) gegenüber dem Meßfenster angeordnet ist. Auf diese Weise läßt sich durch Verwendung einer gemeinsamen gedruckten Leiterplatte anstelle der bei üblichen Potential-Elektrometern vorgesehenen separaten Elektrode ein einfacherer Aufbau erzielen.

Gemäß Fig. 5-2 ist außerdem eine Abschirmplatte 121 vorgesehen, die die Meßelektrode 120 und die gedruckte Leiterplatte 104 vor den von der Treiberspule 102 ausgehenden elektrischen und magnetischen Feldern abschirmt.

Fig. 6 zeigt den Bereich des Meßfensters 106 in perspektivischer Darstellung, wobei die Abmessungen des Meßfensters mit A und B bezeichnet sind.

Fig. 7 zeigt den Bereich des Meßfensters 106 in Form einer Querschnittsansicht, wobei die Bezugszahl 108 ein Auflageelement für das Stimmgabelelement 101 und die Bezugszahl 107 die auszumessende Oberfläche bezeichnen.

Die von der Oberflächenladung dieser Oberfläche 107 ausgehenden elektrischen Feldlinien erreichen die Meßelektrode 120 durch das Meßfenster 106 und werden von der dazwischen angeordneten und durch die Schwingungen der Stimmgabel 101 in der Richtung A bewegten Unterbrecherelektrode 103 geschnitten. In der Meßelektrode wird daher eine Wechselspannung induziert, deren Amplitude der Differenz zwischen dem Oberflächenpotential der Oberfläche 107 und dem Potential der auf dem gleichen Potential wie das Abschirmgehäuse gehaltenen Unterbrecherelektrode proportional ist. Das Wechselspannungssignal wird von einer auf der gedruckten Leiterplatte 104 angeordneten und aus einer Emitterfolgerschaltung bestehenden Stromverstärkerschaltung in ein niederohmiges Signal umgesetzt, das als Ausgangssignal des Oberflächenpotential-Elektrometers abgegeben wird.

In Fig. 8 ist ein Ausführungsbeispiel der Treiberschaltung für die Stimmgabel 101 dargestellt, die eine Treiberspule 102-1, eine Rückkopplungsspule 102-2 und eine Oszillatorschaltung aus Bauelementen 111 bis 114 aufweist. Die Spulen 102-1 und 102-2 bilden einen selbsterregten Schwingkreis, dessen Resonanzbedingung durch die Bauelemente 111 bis 114 bestimmt ist. Die Stimmgabel 101 wird durch die elektromagnetische Wirkung der Spulen 102-1 und 102-2 in Schwingungen versetzt. Über Anschlüsse 109 und 110 wird eine Gleichspannung zugeführt.

In den Fig. 9-1, 9-2, 10 und 11 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel des Oberflächenpotential-Elektrometers veranschaulicht, bei dem die Stimmgabel 101 von einem piezoelektrischen Element in Schwingungen versetzt wird. Das Schwingungselement ist in der dargestellten Weise augebildet und fest an einer Halterung 200 angebracht. An den Armen des Schwingungselementes sind piezoelektrische Elemente 201, 202 angebracht, die in der in Fig. 13 dargestellten Weise jeweils aus piezoelektrischem Material 205 bestehen, das zwischen Elektroden 203, 204 eingebettet und an dem jeweiligen Arm mittels eines leitenden Klebemittels befestigt ist. Die Unterbrecherelektrode 103 wird von einem gebogenen Endabschnitt des Schwingungselementes gebildet, der derart ausgestaltet ist, daß er das Meßfenster 106 verdecken kann. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Unterbrecherelektrode 103 derart angeordnet, daß sie in der Breite A ständig das halbe Meßfenster 106 verdeckt und im Schwingungszustand das gesamte Meßfenster 106 verdecken kann. Die Flächenbeziehung zwischen der Unterbrecherelektrode 103 und dem Meßfenster 106 ist jedoch in Abhängigkeit von der jeweiligen Zielsetzung veränderbar. Die in den Fig. 9 bis 11 dargestellten weiteren Bauelemente entsprechen den mit gleichen Bezugszahlen versehenen Bauelementen gemäß den Fig. 5 bis 7.

In Fig. 12 ist ein Ausführungsbeispiel einer Treiberschaltung für die mit piezoelektrischen Elementen arbeitende Stimmgabel veranschaulicht.

Im allgemeinen zeigt ein piezoelektrisches Element eine Formänderung in Stirnrichtung, wenn es in Richtung seiner Dicke mit einem elektrischen Feld beaufschlagt wird. Die mit einem leitenden Klebemittel an dem Stimmgabel-Schwingungselement befestigten piezoelektrischen Elemente bilden mit der Stimmgabel einen einstückigen Vibrator. Bei Anlegen eines elektrischen Feldes in Richtung der Dickenabmessungen wird somit durch die Formänderung der sich entlang des Schwingungselementes ausdehnenden piezoelektrischen Elemente eine longitudinale Auslenkung in dem Schwingungselement erzeugt.

Weiterhin ist in Fig. 12 eine aus Transistoren Tr51, Tr52, Widerständen R51 bis R57 sowie Kondensatoren C51 bis C53 gebildete Oszillatorschaltung dargestellt, die die piezoelektrischen Elemente 201, 202 in Vibrationen bzw. Schwingungen versetzt, wobei das piezoelektrische Element 201 in dieser Oszillatorschaltung ein selbsterregtes Schwingungselement bildet. Das piezoelektrische Element 202 ist mit dem Kollektor des Transistors Tr52 und das piezoelektrische Element 201 mit der Basis des Transistors Tr51 verbunden.

Durch das Anlegen einer Spannung an Anschlüsse P51, P52 wird dem piezoelektrischen Element 202 die Spannung zugeführt, wodurch eine mechanische Schwingung der Stimmgabel 101 ausgelöst wird, die sodann von dem piezoelektrischen Element 201 in ein über ihrem Dickenbereich erzeugtes elektrisches Signal umgesetzt wird. Dieses Signal wird als Rückkopplungssignal dem Eingang der Treiberschaltung zugeführt, die auf diese Weise eine Schwingung mit der Resonanzfrequenz der Stimmgabel 101 einleitet. Im einzelnen wird das an dem piezoelektrischen Element 201 abgegriffene Rückkopplungsausgangssignal von dem Transistor Tr51 stromverstärkt und über den Widerstand R52 sowie den Kondensator C52 der Basis des nachgeschalteten Transistors Tr52 zur weiteren Signalverstärkung zugeführt, und zum piezoelektrischen Element 202 zu dessen Schwingungsverstärkung weitergeleitet. Das von dem piezoelektrischen Element 201 erhaltene Rückkopplungssignal ist derart gewählt, daß bezüglich der Treiberschaltung eine Mitkopplung erfolgt, so daß die Stimmgabel 101 durch ihren hohen Q-Wert bzw. Gütefaktor die Schwingung mit ihrer Resonanzfrequenz aufrechterhält.

Bei diesem Ausführungsbeispiel konnte in Verbindung mit der vorstehend beschriebenen Treiberschaltung eine stabile, gleichmäßige Potentialmessung bei einer Stimmgabelfrequenz von 300 Hz erzielt werden.

In Fig. 14 ist ein Ausführungsbeispiel einer Potentialmeßschaltung dargestellt, bei der ein hochohmiger Verstärkerkreis zur Abgabe eines durch die Unterbrecherwirkung der Stimmgabel 101 erhaltenen Wechselspannungssignals von einem Feldeffekt-Transistor Tr53 und Widerständen R58, R59 gebildet wird.

Fig. 15 stellt einen Längsschnitt durch ein in der Nähe der Aufzeichnungstrommel 47 angeordnetes und unter Verwendung einer piezo-betriebenen Stimmgabel aufgebauten Oberflächenpotential-Elektrometers dar. Die Fig. 16A und 16B sind jeweils von links bzw. rechts gesehene Querschnittsansichten entlang der Linie X-X′ gemäß Fig. 15.

Zur Abschirmung des äußeren Feldes ist das Oberflächenpotential-Elektrometer vollständig von einem metallischen Abschirmgehäuse 105 und einer metallischen Halterung 200 umgeben. Das Abschirmgehäuse 105 ist mit einem gegenüber der auszumessenden Oberfläche angeordneten Meßfenster 106 versehen. Die Stimmgabel 101 ist elektrisch leitend an der Halterung 200 angebracht und führt eine selbsterregte mechanische Schwingung mit ihrer Resonanzfrequenz durch, wenn eine Gleichspannung an die Treiberschaltung angelegt wird. Diese ist mit dem an der Stimmgabel 101 angebrachten piezoelektrischen Treiberelement 201 und dem ebenfalls an der Stimmgabel 101 befindlichen piezoelektrischen Rückkopplungselement 202 verbunden.

Am Ende eines Armes der Stimmgabel 101 ist eine Unterbrecherelektrode 103 angebracht, die im wesentlichen die gleiche Form, wie das Meßfenster 106 aufweist. Die Unterbrecherelektrode 103 ist von diesem Arm der Stimmgabel 101 isoliert sowie parallel zu dem Meßfenster angeordnet und führt zum Öffnen und Schließen des Meßfensters 106 in regelmäßigen Intervallen entsprechend der Schwingung der Stimmgabel eine Hin- und Herbewegung durch. Hinter der Unterbrecherelektrode 103 ist eine gedruckte Leiterplatte 104 angebracht, auf der mittels einer Kupferfolie eine Meßelektrode 120 mit der gleichen Form, wie das Meßfenster 106 und diesem gegenüberliegend ausgebildet ist. Die Meßelektrode 120 wird somit abwechselnd von den von der Oberflächenladung auf der Aufzeichnungstrommel 47 ausgehenden elektrischen Feldlinien sowie von den von dem Potential des Abschirmgehäuses 105 her rührenden elektrischen Feldlinien erreicht und erzeugt eine Wechselspannung mit einer der Differenz dieser beiden Poteniale proportionalen Amplitude.

Das auf diese Weise induzierte schwache Signal wird nach einer Stromverstärkung durch einen innerhalb des Abschirmgehäuses angeordneten Vorverstärkers zur Steuerung der Ladevorspannung und der Entwicklungsvorspannung als Ausgangsmaterial abgegeben.

In den Fig. 15 bis 17 sind außerdem eine Seitenplatte 196 zur drehbaren Halterung der Achse bzw. Welle 190 der Aufzeichnungstrommel 47 und ein an der Seitenplatte 196 angebrachtes Verbindungsteil 194 dargestellt. Dieses bildet über ein Halteteil 167 mit darauf befindlichen gedruckten Schaltungen eine lösbare Halterung für das Oberflächenpotential-Elektrometer 67 und dient außerdem zur Aufnahme der Signale von der gedruckten Leiterplatte 104 sowie zum Anlegen einer Gleichspannung an die gedruckte Leiterplatte 104 und dem Zuführen von Treibersignalen zu der Stimmgabel 101. Die Leiterplatte 104 ist senkrecht zu dem Halteteil 167 angeordnet und mit der in Fig. 14 dargestellten Vorverstärkerschaltung sowie der Meßelektrode 120 versehen, die beide auf die Leiterplatte 104 aufgedruckt sind. Fig. 18 zeigt eine Rückansicht des Verbindungsteils 194, wobei mit den Bezugszahlen 197 bis 199 der Meßelektrode 120 zugeordnete Stifte und mit den Bezugszahlen 130, 131 Stifte für die Stimmgabel 101 bezeichnet sind, die über ein weiteres Verbindungselement mit der externen Steuereinheit und der Stromversorgung verbunden sind.

Die Bezugszahl 187 bezeichnet eine Führungshalterung, die das Halteteil 167 in einem vorgegebenen Abstand von der Trommeloberfläche hält und Schienen zur Gleitführung des Halteteils 167 zu dem Verbindungsteil 194 bildet, wodurch die Anbringung und Abnahme des Halteteils 167 erleichtert wird. Die Führungshalterung 187 kann von dem Verbindungsteil 194 oder von der Seitenplatte 196 getragen bzw. gehalten werden.

Zur Umsetzung des Wechselspannungsausgangssignals des Oberflächenpotential-Elektrometers in ein dem Potential des Ladungsbildes auf der photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel 47 entsprechendes Gleichspannungssignal ist ein Synchronsignal zum Identifizieren der Relativstellung und dem zeitlichen Steuern der Meßelektrode 120 in bezug auf das Meßfenster 106 erforderlich. Zu diesem Zweck wird der zeitliche Verlauf der Unterbrechung direkt aus der Unterbrecherwirkung ermittelt und auf eine Synchron-Begrenzerschaltung bzw. Klemmschaltung CT106 (Fig. 23) gegeben. Bei dem unter Verwendung einer Stimmgabel 101 erfolgenden Unterbrechungsverfahren kann jedoch das Zeitsteuersignal bzw. Synchronsignal auch durch das Verzögern des Ausgangssignals der Stimmgabel-Treiberschaltung um eine vorgegebene Dauer erhalten werden, wobei auf diese Weise die Synchronleitung von dem Oberflächenpotential-Elektrometer entfallen kann, wenn die Treiberschaltung in einer externen Steuereinheit vorgesehen ist.

Die über ein Verbindungsteil mechanisch und elektrisch lösbare Anbringung des Oberflächenpotential-Elektrometers ermöglicht ein einfaches Handhaben und gestattet bei einer Gerätewartung auf einfache Weise das Einhalten eines konstanten Abstands zu der photoempfindlichen Oberfläche des Aufzeichnungsträgers.

Anstelle der Gewinnung des Wechselspannungssignals des Oberflächenpotential-Elektrometers durch ein drehbares Unterbrechersystem kann die Unterbrecherantriebsquelle bei einer elektromagnetisch angetriebenen Stimmgabel 101 somit auf einfache Weise von einer Metallplatte, einem Tragteil und Spulen gebildet werden.

Im Falle einer piezo-betriebenen Stimmgabel 101 kann die Unterbrecherantriebsquelle in der vorstehend beschriebenen Weise aus auf einfache Weise an den Schwingarmen der Stimmgabel 101 befestigte piezoelektrische Elemente bestehen. Auf diese Weise ist ein äußerst kleines Oberflächenpotential-Elektrometer erhältlich, da die piezoelektrischen Elemente mit jeweiligen Abmessungen von ca. 3×10 mm in zufriedenstellender Weise in Verbindung mit einer Stimmgabel 101 mit Abmessungen von ca. 10×30 mm verwendbar sind.

Darüber hinaus wird äußerst präzise mittels einer durch die spezifische mechanische Frequenz der Stimmgabel 101 bestimmte und damit sehr stabile, Unterbrechungsfrequenz ein Potential ermittelt.

Weiterhin ermöglicht die Schwingung der Stimmgabel 101 bei deren Resonanzfrequenz eine Unterbrechungswirkung, die sich mit einer einfachen Treiberschaltung und geringem Stromverbrauch erzielen läßt. Hiermit wird auch die Störwirkung des Treibersignals auf die Meßelektrode verringert.

Da die Meßelektrode auf einer gedruckten Leiterplatte angeordnet werden kann, läßt sich ein Oberflächenpotential-Elektrometer mit geringen Abmessungen erhalten und ein Wechselspannungssignal gewinnen, das dem ursprünglichen schwachen Signal naturgetreu entspricht.

Ein weiteres Ausführungsbeispiel des Oberflächenpotential-Elektrometers ist in den Fig. 19A, 19B, 19C und 19D dargestellt. In Fig. 19A ist eine perspektivische Ansicht eines Oberflächenpotential-Elektrometers 67′, in Fig. 19B eine Querschnittsansicht entlang der Linie Z-Z′ gemäß Fig. 19A, in Fig. 19C eine Vorderansicht und in Fig. 19D eine Querschnittsansicht entlang der Linie Y-Y′ gemäß Fig. 19C dargestellt, wobei Bauelemente mit in bezug auf das Ausführungsbeispiel gemäß den Fig. 10, 11 und 13 vergleichbaren Funktionen entsprechende Bezugszahlen tragen. Im Gegensatz zu den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen ist die Meßelektrode 120′ bei diesem Ausführungsbeispiel an einer dem Meßfenster 106 gegenüberliegenden Seite eines Unterbrechers 103′ angebracht, dessen Oberfläche aus Isoliermaterial besteht. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird die Potentialermittlung dadurch ermöglicht, daß die von der Oberfläche 107 zu der an dem Unterbrecher 103′ angebrachten Meßelektrode 120′ verlaufenden elektrischen Feldlinien von dem leitenden Abschirmgehäuse 105 durch die Schwing- oder Vibrationsbewegung des Unterbrechers 103′ geschnitten werden. Die in der Meßelektrode 120′ induzierte Spannung wird über eine an der isolierten Seite der Stimmgabel 101′ angebrachte gedruckte Leiterplatte 120′′ einer an einem Tragteil 200 angebrachten gedruckten Leiterplatte 104′ zugeführt und dort in ein niederohmiges Signal umgesetzt.

Ein von einem Verstärker 108 einer in Verbindung mit Fig. 23 nachstehend noch näher beschriebenen Potentialmeßschaltung abgegebenes Gleichspannungs-Rückkopplungssignal V_F wird nicht dem Unterbrecher 103′, sondern dem Abschirmgehäuse 105 zugeführt. Die Stimmgabel-Treiberschaltung gemäß Fig. 12 findet bei diesem Ausführungsbeispiel zufriedenstellend Verwendung. Auch kann der Vorverstärker in der gleichen Weise aufgebaut sein. Die Synchron-Begrenzerschaltung bzw. Klemmschaltung CT106 gemäß Fig. 23, die die Meßspannung V_P festhält, wenn der Unterbrecher 103 eine dem Meßfenster 106 gegenüberliegende Stellung erreicht, muß jedoch derart geändert werden, daß das Meßpotential festgehalten wird, wenn der Unterbrecher 103′ eine dem Meßfenster 106 nicht gegenüberliegende Stellung einnimmt. Eine solche Modifikation ist auf einfache Weise dadurch erzielbar, daß eine monostabile Kippstufe CT104 gemäß Fig. 23 einen Impuls PLS2 bei der abfallenden Flanke eines Impulses PLS1 anstatt bei dessen Anstiegsflanke erhält. Ein solcher Aufbau ist nicht nur bei dem vorstehend beschriebenen piezo-betriebenen Unterbrecher, sondern auch bei einem elektromagnetisch betriebenen Unterbrecher verwendbar.

(3) Automatisches Oberflächenpotential-Steuersystem

Nachstehend wird näher auf ein automatisches Oberflächenpotential-Steuersystem für ein mit dem vorstehend beschriebenen Oberflächenpotential-Elektrometer ausgestattetes elektrophotographisches Aufzeichnungsgerät eingegangen.

Bei dem nachstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel werden die Oberflächenpotentiale der Aufzeichnungstrommel in den hellen und dunklen Bereichen unter Verwendung der Leerbelichtungslampe 70 gemäß Fig. 1 anstelle der Beleuchtungslampe 46 gemessen. Das heißt, die Hellpotentiale und Dunkelpotentiale werden in jeweiligen Trommeloberflächenbereichen gemessen, die von der Leerbelichtungslampe 70 ausgeleuchtet bzw. nicht ausgeleuchtet sind.

Zunächst werden zur Gewinnung eines geeigneten Bildkontrastes Sollwerte für das Hellpotential und das Dunkelpotential ausgewählt. Bei diesem Ausführungsbeispiel werden der Sollwert V_L0 des Hellpotentials auf -100 V und der Sollwert V_D0 des Dunkelpotentials auf +500 V festgelegt. Da das Oberflächenpotential durch Einstellen des dem Primärlader 51 und dem Wechselspannungslader zugeführten Stromes gesteuert wird, werden für den Positiv-Lader ein Normalstrom I_DC1 und für den Wechselspannungslader ein Normalstrom I_AC1 derart festgelegt, daß das Hellpotential und das Dunkelpotential mit dem jeweils zugehörigen Sollpotential übereinstimmt. Beim vorliegenden Ausführungsbeispiel wurden folgende Sollwerte verwendet:

I_DC1 = 350 µA, I_AC1 = 200 µA

Die Steuerung des Oberflächenpotentials wird in der folgenden Weise erzielt:

Zunächst werden das im hellen Bereich ermittelte Oberflächenpotential V_L1 und das im dunklen Bereich ermittelte Oberflächenpotential V_D1 mit den jeweiligen Sollpotentialen V_L0 und V_D0 zur Ermittlung ihrer Differenzen ΔV_L1 und ΔV_D1 miteinander verglichen, d. h., es wird

ΔV_L1 = V_L0 - V_L1 (1)

und

ΔV_D1 = V_D0 - V_D1 (2)

gebildet.

Die bei dem Hellpotential und dem Dunkelpotential auftretenden Differenzen werden jeweils von dem Wechselspannungslader und dem Primärlader 51 kompensiert, wobei die Einstellung bzw. Regelung des Wechselspannungsladers jedoch nicht nur das Hellpotential, sondern auch das Dunkelpotential beeinflußt. Mittels der Einstellung bzw. Regelung des Primärladers wird gleichermaßen nicht nur das Dunkelpotential, sondern auch das Hellpotential beeinflußt. Aus diesem Grunde wird ein Kompensationssystem verwendet, das sowohl den Wechselspannungslader als auch den Primärlader 51 berücksichtigt.

Der Korrekturstrom ΔI_DC1 des Primärladers 51 läßt sich folgendermaßen wiedergeben:

ΔI_D1 = α1 · ΔV_D1 + α2 · ΔV_L1 (3)

wobei α1 und α2 Sollwertkoeffizienten sind, die die Änderung des Stromes des Primärladers 51 in Abhängigkeit von der Änderung der Oberflächenpotentiale V_D und V_L bezeichnen und durch

und

bestimmbar sind.

Ferner läßt sich der Korrekturstrom ΔI_AC1 des Wechselspannungsladers mittels der Formel

ΔI_AC1 = β1 · ΔV_D1 + β2 · ΔV_L1 (6)

wiedergeben, wobei β1 und β2 Sollwertkoeffizienten sind, die sich über die Formeln

und

ermitteln lassen.

Die Ströme für den Primär-Lader 51 und den Wechselspannungslader lassen sich somit nach der ersten Korrektur unter Verwendung der Gleichungen (4), (5) und (1) mittels

I_DC2 = α1 · ΔV_D1 + α2 · ΔV_L1 + I_DC1 (9)

und

I_AC2 = β1 · ΔV_D1 + β2 · ΔV_L1 + I_AC1 (10)

wiedergeben.

Es ist nicht zwingend erforderlich, daß die Oberflächenpotentiale die Sollwerte unbedingt nach der ersten Korrektur erreichen, da die Sollwertkoeffizienten bzw. Einstellkoeffizienten α1, α2, β1 und β2 für bestimmte Aufladungsbedingungen, wie Umgebungstemperatur, Feuchtigkeit, Zustand des Koronaladers usw., ausgewählt sind, welche von Änderungen der Umgebungsbedingungen oder alterungsbedingten Leistungsabfall des Laders beeinflußbar sind. Aus diesem Grund wird die Messung des Oberflächenpotentials in einem bestimmten Zustand des Gerätes mehrfach durchgeführt, so daß auch die Steuerung der Ausgangsleistung der Koronaentlader mehrfach erfolgt. Die zweite Korrektur sowie die folgenden Korrekturen werden in der gleichen Weise wie die erste Korrektur durchgeführt, so daß sich nach der n-ten Korrektur der Strom I_DC(n+1) des Primär-Laders und der Strom I_AC(n+1) des Wechselspannungsladers durch die Formeln

I_DC(n+1) = α1 · ΔV_Dn + α2 · ΔV_Ln + I_DCn

und

I_AC(n+1) = β1 · ΔV_Dn + β2 · ΔV_Ln + I_ACn

zu bestimmen sind.

Die Fig. 20A und 20B zeigen die Änderung des Dunkelpotentials nach einer dreifachen Korrektur des Steuerstroms I_DC des Primärladers 51, und zwar für die beiden Fälle, daß die Sollwert- bzw. Einstellkoeffizienten kleiner oder größer als die tatsächlichen Koeffizienten sind.

Bei diesem Ausführungsbeispiel wird die Anzahl der Korrekturen auf folgende Weise gewählt:

In Zustand 1, in dem die Kopierstarttaste innerhalb von 30 Sekunden nach der Beendigung des vorherigen Kopierzyklus betätigt wird, erfolgen keine Korrekturen.

In Zustand 2, in dem die Kopierstarttaste innerhalb einer Dauer von 30 Sekunden bis 30 Minuten nach der Beendigung des vorherigen Kopierzyklus betätigt wird, erfolgt eine Korrektur.

In Zustand 3, in dem die Kopierstarttaste innerhalb einer Dauer von 30 Minuten bis 5 Stunden nach der Beendigung des vorherigen Kopierzyklus betätigt wird, erfolgen zwei Korrekturen.

In Zustand 4, in dem die Kopierstarttaste nach Ablauf von mehr als 5 Stunden nach der Beendigung des vorherigen Kopierzyklus oder nach dem Einschalten des Hauptschalters betätigt wird, erfolgen vier Korrekturen.

Auf diese Weise besteht die Möglichkeit, die Stabilität der Oberflächenpotentiale an dem photoempfindlichen Material bzw. Aufzeichnungsträger zu gewährleisten und die Verringerung der Kopiergeschwindigkeit zu minimieren.

Im Zustand 1 werden die vorherigen Betriebsbedingungen des Primärladers 51 und des Wechselspannungsladers gespeichert und zu deren Steuerung beim nächsten Kopierzyklus verwendet, während im Zustand 2 der vorherige Steuerausgangsstrom dem photoempfindlichen Material bzw. Aufzeichnungsträger zur Ermittlung der Oberflächenpotentiale für die Steuerung zugeführt wird.

Im Zustand 3 und im Zustand 4 werden für die erste Korrektur jedoch die Sollströme I_DC1 und I_AC1 zur Messung der Oberflächenpotentiale verwendet. Für den Fall, daß innerhalb einer Zeitdauer von mehr als 30 Minuten kein Kopiervorgang erfolgt, wird in Abständen von jeweils 30 Minuten ebenfalls eine Korrektur durchgeführt.

Diese Funktion basiert auf der Arbeitsweise einer Speicherschaltung zur Abspeicherung der Steuersignale, d. h. auf der Tatsache, daß die Speicherzeit eines Analogspeichers (Integrierglied gemäß Fig. 31) zum Verhindern von Informationsverlusten vorzugsweise auf 30 Minuten begrenzt ist. Da die gespeicherte Information nach dem Überschreiten einer längeren als 30minütigen Speicherzeit Schwankungen von mehr als 5% des ursprünglichen Wertes aufweisen kann, werden die Oberflächenpotentiale in einem solchen Fall nach dem Rückstellen erneut gemessen.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel erfolgt ferner eine Steuerung der Entwicklungsvorspannung, auf die nachstehend unter Bezugnahme auf die schematische Querschnittsansicht gemäß Fig. 21A näher eingegangen wird.

Unmittelbar vor dem Vorlagenbelichten wird eine dicht bei der Vorlagen-Trägerglasplatte 54 vorgesehene Normalweiß-Platte 80 von der Halogen-Beleuchtungslampe 46 ausgeleuchtet und das diffus reflektierte Licht über die Spiegel 44, 53, 55 und das Objekt 52 auf die Aufzeichnungstrommel 47 gerichtet. Die Ausleuchtungslichtmenge wird gemäß einem Normalwert gewählt, während die Lichtmenge bei dem Vorlagenbelichten durch die Bewegung der Lampe 46 auf einen von der Bedienungsperson beliebig gewählten Betrag eingestellt wird. Das Oberflächenpotential-Elektrometer 67 mißt das Oberflächenpotential ϑ_L in dem dem diffus reflektierten Licht ausgesetzten Trommelbereich und stellt die Entwicklungsvorspannung auf einen Wert ein, der um 50 V über dem Oberflächenpotential ϑ_L liegt.

Diese Entwicklungsvorspannung V_H dient zur Bildung eines elektrischen Feldes, das konstant von der Entwicklungswalze 65 auf die photoempfindliche Aufzeichnungstrommel 47 gerichtet wird und zwischen der Walze und dem hellen Bereich der Aufzeichnungstrommel 47 verläuft.

Der bei diesem Ausführungsbeispiel verwendete negative Toner ist durch ein Ladungssteuermittel negativ aufgeladen und schlägt sich daher nicht im hellen Bereich der photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel 47 nieder. Auf diese Weise ist eine Hintergrund-Schleierbildung vermeidbar und eine stets gleichmäßige Bilderzeugung zu gewährleisten.

Das vorliegende Ausführungsbeispiel ermöglicht eine stabile, gleichmäßige Bilderzeugung durch die Änderung des Potentials der hellen Bereiche über die Belichtungssteuerung auch dann, wenn der Hintergrund der Vorlage nicht weiß, sondern farbig ist, da die Normalweiß-Platte 80 mit einer Normallichtmenge ausgeleuchtet bzw. belichtet wird, während die tatsächliche Vorlagenbelichtung mit einer Lichtmenge erfolgt, die von der Bedienungsperson beliebig gewählt wird.

In Fig. 21B ist ein Ausführungsbeispiel einer Belichtungssteuerschaltung zur Steuerung der von der Vorlagen-Belichtungslampe 46 abgegebenen Lichtmenge dargestellt. Mit K301 ist ein Relais bezeichnet, daß normalerweise in dem dargestellten Schaltzustand gehalten wird und zur Unterbrechung der Stromversorgung einer Lampe LA1 dient, falls ungewöhnliche Bedingungen vorliegen. In Abhängigkeit von einem hochpegeligen Steuerausgangssignal IEXP einer nicht dargestellten Gleichspannungs-Steuereinheit wird ein Schalter SW11 zur Ansteuerung eines Triacs Tr geschlossen, wodurch die Lampe mit der in dem Steuersignalplan gemäß Fig. 22C veranschaulichten zeitlichen Steuerung eingeschaltet wird. Zur Steuerung der Kopierdichte durch Regeln bzw. Einstellen der von der Lampe LA1 abgegebenen Lichtmenge ist eine Lichtsteuerschaltung zur Stromphasensteuerung eines Triacs in Abhängigkeit von der Schaltstellung einer Dichte-Steuereinrichtung VR106 vorgesehen.

Ein Relais K103 ermöglicht in dem dargestellten Schaltzustand eine Lichtsteuerung über einen Stellwiderstand VR106 und wählt im invertierten Schaltzustand eine Normallichtmenge aus, die gleich der in der Mittelstellung des Lichteinstellbereiches erhaltenen Lichtmenge ist. In Abhängigkeit von einem Normalbelichtungssignal SEXP wird ein Schalter SW12 geschlossen, wodurch die Normalweiß-Platte 80 mit der Normallichtmenge ausgeleuchtet und die Vorspannung für die Entwicklungswalze in Abhängigkeit von dem an dem photoempfindlichen Material bzw. Aufzeichnungsträger gemessenen Hellpotential gewählt werden.

Die Verwendung der von der eigentlichen Belichtungslampe zur Bestimmung der Entwicklungsvorspannung V_H ausgeleuchteten Normalweiß-Platte 80 ermöglicht eine höhere Genauigkeit der Vorspannungssteuerung und führt zu keinem Verringern der Kopiergeschwindigkeit, da dieser Vorgang unmittelbar vor dem Vorlagenbelichten erfolgt. Darüber hinaus ist eine stabile, gleichmäßige Bilderzeugung ohne Hintergrund-Schleierbildung auch bei einem farbigen Vorlagen-Hintergrund gewährleistet, da die Vorlage mit einer von der Bedienungsperson beliebig wählbaren Lichtmenge belichtet wird.

Fig. 22 zeigt einen Steuersignalplan für die vorstehend beschriebene Bilderzeugung und Oberflächenpotentialsteuerung. Ein erster Schritt INTR stellt hierbei einen Anfangs- oder Vorumdrehungsschritt dar, der stets vor Beginn des Kopierbetriebes zur Beseitigung von Restladung auf der Aufzeichnungstrommel 47 durchgeführt wird und die erforderliche Empfindlichkeit der Aufzeichnungstrommel 47 gewährleistet. Ein weiterer mit CONTRO-N bezeichneter Schritt stellt einen Trommeldrehungsschritt dar, bei dem die Aufzeichnungstrommel 47 während einer Warte- oder Leerlaufzeit in einem Stationärzustand gehalten wird. Während dieser Wartezeit werden das Hellpotential V_L und das Dunkelpotential V_D abwechselnd bei jeder Umdrehung der Aufzeichnungstrommel 47 gemessen, wobei die Oberflächenpotentiale der Aufzeichnungstrommel mittels einer nachstehend noch näher beschriebenen Oberflächenpotential-Steuerschaltung näher auf die Sollpotentiale eingestellt werden. Natürlich besteht auch die Möglichkeit, bei jeder Umdrehung der Aufzeichnungstrommel 47 mehrere Messungen dieser Potentiale durchzuführen.

Ein weiterer mit CR1 bezeichneter Trommeldrehungsschritt ist zur Messung der Hell- und Dunkelpotentiale und Steuerung der Koronalader während einer 0,6fachen Umdrehung der Aufzeichnungstrommel 47 vorgesehen.

Ferner ist ein mit CR2 bezeichneter Trommeldrehungsschritt unmittelbar vor dem Kopiervorgang zur Messung des mittels der von der Belichtungslampe abgegebenen Normallichtmenge erhaltenen Hellpotentials V_L und Bestimmung der Vorspannung der Entwicklungswalze vorgesehen. Dieser Schritt wird stets vor Beginn des Kopierbetriebes durchgeführt. Ein weiterer mit SCTW bezeichneter Schritt umfaßt die Trommeldrehung für den eigentlichen Kopiervorgang sowie die Vorwärtsbewegung des optischen Systems.

Nachstehend wird näher auf die erwähnte Schaltungsanordnung zur Steuerung des Oberflächenpotentials eingegangen.

(4) Oberflächenpotential-Meßschaltung

In Fig. 23 ist ein Ausführungsbeispiel einer Oberflächenpotential-Meßschaltung dargestellt, bei der eine Stimmgabel-Treiberschaltung CT101 in Abhängigkeit von einem Sensor-Treibersignal SMD zum Einleiten der Schwingung der Stimmgabel 101 angesteuert wird, wodurch der Unterbrecher 103 in Schwinggerät und dadurch an der Meßelektrode 120 eine Wechselspannung induziert wird, deren Amplitude dem Absolutwert der Differenz zwischen dem Oberflächenpotential der photoempfindlichen Aufzeichnungstrommel 47 und der Vorspannung des Unterbrechers 103 proportional ist.

Das in der Meßelektrode 120 induzierte Wechselspannungssignal wird von der Meßschaltung gemäß Fig. 23 verstärkt und in eine Gleichspannung der gleichen Polarität wie das gemessene Potential umgesetzt, woraufhin es als Rückkopplungssignal dem Unterbrecher 103 und dem Abschirmgehäuse 105 zugeführt wird, wodurch der Unterbrecher 103 und das Abschirmgehäuse auf dem gleichen Potential wie das zu messende Potential gehalten werden. Auf diese Weise erhält der Unterbrecher 103 ein Rückkopplungspotential, das unabhängig von dem Meßabstand gleich dem zu messenden Potential ist.

Diese Potentialrückkopplung auf den Unterbrecher 103 und das Abschirmgehäuse 105 wird in der nachstehend beschriebenen Weise durchgeführt.

Die Schaltungsanordnung gemäß Fig. 23 umfaßt die Stimmgabel-Treiberschaltung CT101, den Meßpotential-Vorverstärker CT102 gemäß Fig. 14, eine Trennschaltung CT103 gemäß Fig. 25, monostabile Kippstufen CT104 CT105, eine Synchron-Begrenzerschaltung CT106, ein Integrierglied CT107, einen Hochspannungsverstärker CT108, ein Dämpfungsglied CT109, einen Pufferverstärker CT110 und eine Stromversorgungsschaltung CT111.

Die Stromversorgungsschaltung CT111 besteht aus einem Schalterregler, der in Abhängigkeit von einer über Eingangsanschlüsse P102 und P103 zugeführten Eingangsgleichspannung von 24 Volt zwei vollständig von den Eingangsspannungen getrennte Ausgangsspannungen von 24 Volt (P104-P105) und 30 Volt (P106-P107) abgibt.

Die negativen Ausgangspole der Stromversorgungsschaltung CT111 sind beide mit dem Ausgangsanschluß des Verstärkers CT108 verbunden und werden auf diese Weise auf dem gleichen Potential wie das Abschirmgehäuse 105 und der Unterbrecher gehalten.

Der positive Ausgangspol der 30 Volt Ausgangsspannung ist mit dem Stromversorgungsanschluß P51 der Stimmgabel-Treiberschaltung CT101 verbunden, während der positive Ausgangspol der 24 Volt Ausgangsspannung mit dem Stromversorgungsanschluß P53 des Vorverstärkers CT102 und dem Stromversorgungsanschluß P113 der Trennschaltung CT103 verbunden ist.

Das in der Meßelektrode 120 induzierte schwache Wechselspannungssignal wird erst nach dem Umsetzen durch den Vorverstärker CT102 in ein niederohmiges Signal aus dem Oberflächenpotential-Elektrometer herausgeführt, wodurch nachteilige Auswirkungen äußerer Störeinflüsse vermieden werden. Der Ausgangsspannung des Vorverstärkers ist bezüglich des Massepotentials das Ausgangspotential des Hochspannungsverstärkers CT108 überlagert, da der Unterbrecher 103 und das Abschirmgehäuse 105 mit dem Ausgang des Hochspannungsverstärkers CT108 verbunden sind und auch die Stromversorgung für den Vorverstärker durch das Ausgangssignal des Hochspannungsverstärkers CT108 vorgespannt ist.

Mittels der in Fig. 25 dargestellten Trennschaltung CT103 wird das überlagerte Ausgangssignal des Hochspannungsverstärkers CT108 vom Ausgangssignal des Vorverstärkers CT102 getrennt. Dies wird erreicht, indem das Ausgangssignal des Vorverstärkers durch einen Operationsverstärker OA1 zur Erzielung einer Stromänderung bei einer in einem Photo-Koppler PC1 angeordneten Leuchtdiode LED101 einer Wechselspannungsverstärkung unterzogen wird. Somit ändert sich der Emitterstrom eines Phototransistors PTr1 wodurch am Emitter dieses Transistors ein Ausgangssignal erhalten wird, dem das Ausgangssignal des Hochspannungsverstärkers CT108 nicht mehr überlagert ist.

Nachstehend wird unter Bezugnahme auf die Signalverläufe gemäß Fig. 26 die Arbeitsweise der Trennschaltung CT103 näher beschrieben.

Es sei davon ausgegangen, daß das Oberflächenpotential V_P der Aufzeichnungstrommel 47 den Wert +500 Volt gemäß Fig. 25A aufweist und daß die (in Fig. 26B) dargestellte Rückkopplungsspannung V_F des Verstärkers CT108 bei Massepotential einsetzt. Diese Rückkopplungsspannung V_F geht von Massepotential (0 Volt) auf die dem Oberflächenpotential V_P entsprechende Spannung 500 Volt in der in Fig. 26B dargestellten Weise über. Bezüglich der Rückkopplungsspannung V_F stellt die Ausgangsspannung des Vorverstärkers CT102 ein Wechselspannungssignal mit einer Amplitude in der Größenordnung von mehreren Millivolt dar, das dem Absolutwert der Differenz zwischen dem Meßpotential V_P und der Rückkopplungsspannung V_F entspricht und in Fig. 26C dargestellt ist. Bezüglich des Massepotentials ist jedoch der Rückkopplungsspannung V_F dieses Wechselspannungssignal in der in Fig. 26D dargestellten Weise überlagert. Die Rückkopplungsspannung V_F wird dem treiberseitigen Anschluß P115 der Leuchtdiode LED101 der Trennschaltung CT103 zugeführt, während der Anschluß P113 an einem Potential von +24 V liegt und der Anschluß P114 mit dem Ausgang des Vorverstärkers CT102 verbunden ist. Auf diese Weise bildet die Trennschaltung CT103 ein Wechselspannungssignal mit einer Amplitude, die der Differenz zwischen dem Meßpotential V_P und dem Rückkopplungs- oder Vorspannungspotential V_F des Unterbrechers 103 und des Abschirmgehäuses 105 proportional ist. Dieses Wechselspannungssignal bewirkt durch die Photokopplung eine Emitterstromänderung des Phototransistors PTr1, der in einem Spannungsbereich von 24 bis 0 Volt gesteuert wird und über den Ausgangsanschluß P117 ein in Fig. 26E dargestelltes Wechselspannungssignal abgibt, dem das Rückkopplungspotential V_F nicht mehr überlagert ist.

Das Ausgangssignal der Trennschaltung CT103 wird von der Synchron-Begrenzerschaltung CT106 in einen Gleichstrom umgesetzt und von einem Integrierglied CT107 geglättet. Nachstehend wird die Wirkungsweise der Synchron-Begrenzerschaltung CT106 und des Integriergliedes CT107 unter Bezugnahme auf die Signalverläufe gemäß Fig. 28 näher beschrieben.

Das (in Fig. 28A dargestellte) Ausgangssignal der Trennschaltung CT103 stellt - wie vorstehend beschrieben - ein Wechselspannungssignal mit einer der Differenz zwischen dem gemessenen Potential V_P und dem Unterbrecherpotential (Rückkopplungspotential) V_F proportionalen Amplitude dar, das eine bestimmte Phasenbeziehung zu dem in Fig. 28B veranschaulichten Stimmgabel-Treiberimpulssignal PLS1 aufweist. In Fig. 28A bezeichnen der durchgezogene und der gestrichelte Signalverlauf jeweils den Fall, daß das Meßpotential V_P bezüglich des Unterbrechers 103 bzw. des Rückkopplungspotentials V_F positiv oder negativ ist.

Ein (in Fig. 28C dargestelltes) Impulssignal PLS2 wird dadurch erhalten, daß der Ausgangsimpuls PLS1 der Stimmgabel-Treiberschaltung von der monostabilen Kippstufe CT104 derart verzögert wird, daß die Anstiegsflanke dieses Impulses in Richtung des zeitlichen Auftretens der negativen Spitzenwerte des durchgezogenen Signals gemäß Fig. 28A verschoben wird. Beim Auftreten der abfallenden Flanke des Impulses PLS2 wird die monostabile Kippstufe CT105 zur Abgabe eines schmalen negativen Impulses PLS3 (Fig. 28D) angesteuert, der mit dem negativen Spitzenwert des durchgezogenen Ausgangssignals oder mit dem positiven Spitzenwert des gestrichelten Ausgangssignals (Fig. 28A) der Trennschaltung CT103 synchronisiert ist.

Das Ausgangssignal der Trennschaltung CT103 wird einem Eingangsanschluß P119 der Synchron-Begrenzerschaltung CT106 (Fig. 27) zugeführt, wo es mittels einer Emitterfolgerschaltung Tr104 stromverstärkt an einen Kondensator C207 weitergeleitet wird.

Der andere Anschluß des Kondensators C207 ist mit der Gate-Elektrode einer Source-Folgerschaltung Tr105 und der Drain-Elektrode eines Feldeffekt-Transistorschalters Tr106 verbunden. Wenn der Feldeffekt-Transistorschalter Tr106 sperrt, nehmen die Gate-Elektrode der Source-Folgerschaltung Tr105 und Drain-Elektrode des Feldeffekt-Transistorschalters Tr106 einen hochohmigen Zustand zur Aufrechterhaltung der Ladung des Kondensators C207 an, so daß das Potential an dem mit der Gate-Elektrode der Source-Folgerschaltung Tr105 verbundenen Kondensatoranschluß den Potentialänderungen an dem anderen Anschluß folgt.

Das Ausgangsimpulssignal PLS3 der monostabilen Kippstufe CT105 wird einem Eingangsanschluß P120 der Synchron-Begrenzerschaltung CT106 zugeführt und schaltet einen Transistor Tr107 in Abhängigkeit von dem zeitlichen Auftreten der negativen Amplitudenspitzenwerte durch.

Ein Operationsverstärker OA2 ist mit Zener-Begrenzerdioden ZD1, ZD2 zur Begrenzung des Ausgangssignals auf einen Bereich von 0 bis ±5 Volt verbunden. Im Leitzustand des Transistors Tr107 ist die Kathode einer Diode D101 auf +12 Volt vorgespannt, wodurch die Diode D101 sperrt und die Vorspannung zwischen der Source- und Gate-Elektrode des Feldeffekt-Transistorschalters Tr106 auf Null abfällt, so daß ein Strom zwischen ihnen fließen kann. Sodann wird eine Rückkopplungsschleife für den Operationsverstärker OA2 über den Feldeffekt-Transistorschalter Tr106, die Source-Folgerschaltung Tr105 und einen Widerstand R221 gebildet. Hiermit verringert sich die Potentialdifferenz zwischen den beiden Eingängen des Operationsverstärkers OA2 auf Null, so daß aufgrund seines hohen Eingangswiderstandes das Source-Potential der Source-Folgerschaltung Tr105 auf Massepotential abfällt. Gleichzeitig wird der mit der Gate-Elektrode der Source-Folgerschaltung Tr105 verbundene Anschluß des Konensators C207 anstelle von 0 Volt auf ein von der Gate-Source-Spannung der Source-Folgerschaltung Tr105 bestimmtes Potential vorgespannt.

Wenn das Ausgangsimpulssignal PLS3 der monostabilen Kippstufe CT105 von seinem niedrigen Wert auf den hochpegeligen Zustand übergeht, sperrt der Transistor Tr107, wodurch die Diode D101 leitend wird, somit ein Strom über Widerstände R226 und R230 fließt und der Gate-Elektrode des Feldeffekt-Transistorschalters Tr106 eine invertierte hohe Vorspannung zu dessen Sperrung zugeführt wird.

Wenn der Feldeffekt-Transistorschalter Tr106 sperrt, zeigt das Potential an dem mit der Gate-Elektrode der Source-Folgerschaltung Tr105 verbundenen Anschluß des Kondensators C207 die gleiche Änderung, wie das Potential an dem anderen Anschluß, wie vorstehend bereits beschrieben wurde.

Falls das Meßpotential bezüglich des Unterbrecherpotentials positiv ist, wird somit an der Source-Elektrode ein den gleichen Verlauf wie das Signal der Trennschaltung aufweisendes Signal erhalten, bei dem die negativen Spitzenwerte auf Massepotential festgehalten werden, wie dies in Fig. 28E mittels des durchgezogenen Signalverlaufs veranschaulichend dargestellt ist.

Falls das Meßpotential bezüglich des Unterbrecherpotentials negativ ist, wird ebenfalls ein den gleichen Verlauf, wie das Signal der Trennschaltung CT103 aufweisendes Signal erhalten, dessen positive Spitzenwerte auf Massepotential festgehalten sind, wie dies in Fig. 28E durch den gestrichelten Signalverlauf veranschaulicht ist. Dieses Ausgangssignal E wird von einem Operationsverstärker OA3 verstärkt, sodann über einen Widerstand R231 und einen Kondensator C208 integriert, von einem Operationsverstärker OA4 erneut stromverstärkt und danach dem Hochspannungsverstärker CT108 zugeführt.

In Fig. 29 sind Einzelheiten des Hochspannungsverstärkers CT108 dargestellt, der zwei Gleichumrichter INV1, INV2 und einen Operationsverstärker OA5 aufweist, wobei der Gleichumrichter INV2 einen Wechselrichter-Transformator T102 sowie Transistoren Tr102, Tr113 umfaßt und derart aufgebaut ist, daß über die Anode einer Hochspannungsdiode D103 ein festes Ausgangssignal von -1 kV abgegeben wird.

Der einen Wechselrichter-Transformator T101 und Transistoren Tr110, Tr111 umfassende Gleichumrichter INV1 ist steuerbar und gibt über einen Kondensator C211 und einen Widerstand R246 ein Ausgangssignal von 0 bis 2 kV ab, während an der Kathode einer Diode D102 ein variables Ausgangssignal von -1 kV bis +1 kV erhalten wird, da der Anschluß der Niederspannungsseite des Transformators T101 mit der Kathode der Diode D103 verbunden ist. Das Ausgangssignal des Integriergliedes CT107 wird über einen Anschluß P122 einem Operationsverstärker OA5 zugeführt, der die Differenzspannung zu einem mittels eines Stellwiderstandes VR101 ausgewählten Gleichpotential verstärkt. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers OA5 wird über Puffertransistoren Tr108, Tr109 einem gemeinsamen Anschluß auf der Primärseite des Wechselrichter-Transformators T101 zugeführt, wodurch die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers OA5 mittels des Gleichumrichters INV1 annähernd um den Faktor 100 erhöht wird. Der Stellwiderstand VR101 führt eine Offsetspannungskorrektur derart durch, daß das dem negativen Eingang des Operationsverstärkers OA5 zugeführte Gleichpotential annähernd gleich Massepotential ist.

Das durch die Spannungserhöhung mittels des Transformators T101 erhaltene Rückkopplungsspannung V_F wird über einen Anschluß P123 dem Unterbrecher 103 und dem Abschirmgehäuse 105 zugeführt, so daß das Oberflächenpotential-Elektrometer und der Meßbereich ein Gegenkopplungssystem bilden. In diesem erfolgt die Steuerung derart, daß die Eingangspotentialdifferenz zwischen dem Unterbrecher- oder Abschirmgehäusepotential auf das Potential des Meßbereiches abgeglichen wird, so daß die Differenz zwischen dem Eingangspotential an dem Anschluß P122 und dem negativen Eingangspotential am Operationsverstärker OA5 aufgehoben wird.

Solange das Meßpotential V_P in einem Bereich von -1 kV bis +1 kV liegt, wird das von dem Hochspannungsverstärker CT108 erhaltene Rückkopplungsspannung V_F stets gleich dem Meßpotential V_P gehalten.

Das Ausgangssignal des Hochspannungsverstärkers CT108 wird von einem Dämpfungsglied CT109 um den Faktor 1/100 gedämpft, von einem Pufferverstärker CT110 stromverstärkt und sodann einem Ausgangsanschluß P124 zugeführt, über den ein gleichgerichtetes Signal einem in Fig. 24 dargestellten Anschluß P125 zugeführt wird.

Da das dem Unterbrecher 103 und dem Abschirmgehäuse 105 zugeführte Rückkopplungsspannung V_F derart geändert wird, daß die Differenz zu dem Meßpotential V_P stets zum Verschwinden gebracht wird, ist das über den Ausgangsanschluß P123 erhaltene Ausgangssignal äußerst stabil und wird von Signalabweichungen oder Störungen in den Schaltungsanordnungen CT101 und CT108 nicht beeinflußt.

In Fig. 30 ist die Beziehung zwischen dem Meßpotential V_P und der Rückkopplungsspannung V_F für Abstände zwischen dem Abschirmgehäuse 105 und der Aufzeichnungstrommel 47 von 2,4 oder 6 mm dargestellt.

In der grafischen Darstellung gemäß Fig. 30 ist die Ausgangsspannung des Hochspannungsverstärkers CT108 in einem Bereich von -350 Volt bis +750 Volt gewählt.

Wie dieser grafischen Darstellung zu entnehmen ist, bleibt das Rückkopplungspotential V_F unabhängig von dem Abstand bezüglich des Meßpotentials V_P im wesentlichen konstant. Dies beruht wahrscheinlich auf der Tatsache, daß die Meßelektrode vollständig vor den Auswirkungen des von der Trommeloberfläche ausgehenden elektrischen Feldes geschützt ist und somit von dem Abstand zwischen der Elektrode und der Trommeloberfläche unabhängig wird, wenn die Bedingung V_P=V_F erreicht ist, d. h., wenn das Vorspannungspotential des Unterbrechers oder des Abschirmgehäuses gleich dem Oberflächenpotential der Aufzeichnungstrommel 47 wird. Obwohl bei dem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel ein Oberflächenpotential-Elektrometer Verwendung findet, das hin- und hergehende Schwingungen ausführt, besteht auch die Möglichkeit, ein Oberflächenpotential-Elektrometer mit einem Drehsektor zu verwenden, wie es in der US-Patentanmeldung 68 416 beschrieben ist.

(5) Meßpotential-Verarbeitungsschaltung

Unter Bezugnahme auf Fig. 24 wird nachstehend ein Ausführungsbeispiel einer Meßpotential-Verarbeitungsschaltung näher beschrieben. Bei dieser wird die über einen Anschluß P125 anstehende Meßspannung einer Zwischenspeicherschaltung CT7 zur Speicherung des Hellpotential-Sollwertes ϑ_L, einer Zwischenspeicherschaltung CT8 zur Speicherung des Hellpotentials V_L und einer Zwischenspeicherschaltung CT9 zum Speichern des Dunkelpotentials V_D zugeführt wird.

Die ϑ_L-Zwischenspeicherschaltung CT7 erhält von einem Gleichspannungsregler über Inverter I11, I12 einer Impulsgeberschaltung CT6 ein ϑ_L-Meßimpulssignal ϑ_LCTP und hält die über den Eingangsanschluß P125 zugeführte Eingangsspannung in Abhängigkeit von dem Signal ϑ_LCTP fest. Ferner leuchtet eine in der Impulsgeberschaltung CT6 enthaltene Leuchtdiode LED4 bei Erhalt des Signals ϑ_LCTP auf. In ähnlicher Weise hält die V_L-Zwischenspeicherschaltung CT8 die Ausgangsspannung eines Pufferverstärkers CT110 in Abhängigkeit von einem V_L-Meßsignal V_LCTP fest, wobei in Abhängigkeit von dem Anstehen dieses Signals eine Leuchtdiode LED5 in der Impulsgeberschaltung CT6 aufleuchtet. Die V_D-Zwischenspeicherschaltung CT9 hält in gleicher Weise die Ausgangsspannung des Pufferverstärkers CT110 in Abhängigkeit von einem V_D-Meßsignal V_DCTP fest, wobei in Abhängigkeit von dem Anstehen dieses Signals eine Leuchtdiode LED3 in der Impulsgeberschaltung CT6 aufleuchtet.

Zur Durchführung der vorstehend bezüglich des Oberflächenpotential-Steuersystems erläuterten Rechenvorgänge ist eine Rechenschaltung CT11 vorgesehen, die die Stromdifferenzen ΔI_Pn und ΔI_ACn zwischen den dem Positiv-Lader und dem Wechselspannungslader zugeführten Strömen I_Pn, I_ACn und den den Ladern bei der nächstfolgenden Potentialmessung zuzuführenden Strömen I_P(n+1), I_AC(n+1) bestimmt, wobei sich diese Stromdifferenzen durch die Formeln

ΔI_pn = I_p(n+1) - I_pn = α1 · ΔV_Dn + α2 · ΔV_Ln

und

ΔI_ACn = I_AC(n+1) - I_ACn = β1 · ΔV_Dn + β2 · ΔV_Ln

wiedergeben lassen.

Die Rechenschaltung CT11 ist in zwei Abschnitte CT11-a und CT11-b unterteilt, von denen der Abschnitt CT11-a die Ausgangssignale der Zwischenspeicherschaltungen CT8 und CT9 zur Gewinnung des Hellpotentialwertes V_Ln und des Dunkelpotentialwertes V_Dn verstärkt und diese Werte dem Abschnitt CT11-b zuführt, der die Werte

α1(V_D0 - V_Dn) (1)

α1(V_D0 - V_Dn) (2)

β2(V_L0 - V_Ln) (3)

β2(V_L0 - V_Ln) (4)

festlegt
und diese wieder dem Abschnitt CT11-a zur Durchführung der Berechnungen

(1) + (3)

und

(2) + (4)

zuführt, woraufhin die erhaltenen Ergebnisse dem Integrierglied CT12 zugeführt werden.

Das Integrierglied CT12 weist zwei Schaltungsanordnungen für das Hellpotential V_L und das Dunkelpotential V_D auf, die jeweils in der in Fig. 31 dargestellten Weise aufgebaut sind.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 31 wird einem Anschluß T11 ein Setzsignal SET und einem Anschluß T12 ein Rückstellsignal RESET zugeführt, wobei Analogschalter SW1, SW2 in Abhängigkeit von diesen Signalen geschlossen werden.

Beim Schließen des Analogschalters SW1 in Abhängigkeit von dem Setzsignal SET, das von einer monostabilen Kippstufe CT13 aufgrund des Dunkelpotential-Meßsignals V_DCTP abgegeben wird, wird das Eingangspotential dem negativen Eingang eines Operationsverstärkers Q1 zugeführt und gleichzeitig ein Kondensator C1 aufgeladen.

Bei dem vorstehend beschriebenen Zustand 3 oder 4 wird in Abhängigkeit von der Anfangseinstellung ein anfängliches Stellsignal ISP abgegeben, das über eine Rückstellschaltung CT14 als Rückstellsignal dem Integrierglied CT12 zum Schließen des Analogschalters SW2 zugeführt wird, woraufhin sich die in dem Kondensator C1 angesammelte Ladung über einen Widerstand R1 entlädt und über einen Ausgangsanschluß T14 ein Normalpotential von 12 V abgegeben wird. Da der Analogschalter SW1 nur für eine einem Fünftel der vollständigen Aufladungs/Entladungszeit des Kondensators C1 entsprechende Dauer geschlossen wird, erfolgt die Aufladung oder Entladung über einen Bereich, der einem Fünftel der Differenz zwischen der an dem Eingangsanschluß T13 anstehenden Eingangsspannung V_i und der Normalspannung von 12 V entspricht.

Wenn die Eingangsspannung V_i1 beispielsweise 14,5 V beträgt, kann die von dem ersten Setzsignal SET abhängige Ausgangsspannung V_o1 durch

V_o1 = (12 - V_i1)/5 + 12 = -2,5/5 + 12 = 11,5 (V)

gegeben sein.

Falls die Eingangsspannung V_i2 bei der Erzeugung des zweiten Setzsignals den Wert 9,5 V aufweist, nimmt die Ausgangsspannung V_o2 den Wert:

V_o2 = (V_o1 - V_i2)/5 + 12 = (11,5 - 9,5)/5 + 12 = 12,4 (V)

an. Dieser Vorgang wiederholt sich in Abhängigkeit von der Anzahl der Korrekturen. Für eine Ausgangsspannung V_o(n-1) vor dem Schließen des Analogschalters SW1 und eine nachfolgende Eingangsspannung V_in läßt sich die nächste Ausgangsspannung somit aus

V_on = (V_on - V_in)/5 + 12

berechnen, so daß der Betrag der Aufladung einem Fünftel des Änderungsbetrages entspricht. Wie vorstehend beschrieben, entspricht die Eingangsspannung V_i der Stromdifferenz ΔI_DCn oder ΔI_ACn, während die Ausgangsspannung V_o dem Steuerstrom I_DC(n+1) oder I_AC(n+1) entspricht.

Eine Multiplexerschaltung CT15 wird in Abhängigkeit von dem Signal einer Impulssteuerschaltung CT16 gesteuert.

Die Impulssteuerschaltung CT16 führt der Multiplexerschaltung CT15 parallele 2-Bit-Signale zu, die sich in Abhängigkeit von dem jeweiligen Betriebszustand des Gerätes, d. h., in Abhängigkeit von der Vorbenetzungs- oder Bereitschaftsperiode, der Anfangseinstellperiode, der gesteuerten Drehung bzw. dem Kopiervorgang und der Nachdrehung nach dem Kopiervorgang, ändern.

Die Multiplexerschaltung CT15 wählt Kontaktverbindungen in Abhängigkeit von dem Betriebszustand des Gerätes aus und führt über einen Ausgang T3 die Steuerspannung V_AC dem Wechselspannungslader und über einen Ausgang T4 die Steuerspannung V_DC dem Primärlader zu.

Im einzelnen steuert die Impulssteuerschaltung CT16 den Schaltzustand von Kontakten bzw. Schaltern Xc, Yc der Multiplexerschaltung CT15 in Abhängigkeit von dem Zustand des anfänglichen Stellsignals ISP, des Hochspannungssteuerimpulses HVCP und des Nachdrehungsimpulses LRP in der nachstehend in Form einer logischen Tabelle wiedergegebenen Weise, wobei die eingangsseitigen Kontakte mit Xn, Yn (n=0, 1, 2, 3) bezeichnet sind:

An den Eingangskontakten liegen hierbei Signale:

X₀ = +18 V
Y₀ = +18 V
X₁ = +12 V	Y₁ = +12 V
X₂ = Steuersignal	Y₂ = Steuersignal
X₃ = +18 V	Y₃ = Nachdrehungssteuersignal

an.

Fig. 32 zeigt den zeitlichen Verlauf der Steuerimpulse. Wenn kein Kopiervorgang erfolgt, sind die Schalter Xc, Yc jeweils mit dem Kontakt X₀ bzw. Y₀ verbunden, die beide zur Abschaltung der Primär- und Sekundär-Hochspannungsquellen an +18 V liegen. In der ersten Hälfte des Vordrehungsschrittes sind die Schalter Xc, Yc jeweils mit dem Kontakt X₁ bzw. Y₁ verbunden, die beide zur Erzeugung von Normalströmen durch die Primär- und Sekundär-Hochspannungsquellen an +12 V liegen, wobei das Potential der Trommeloberfläche von dem Oberflächenpotential-Elektrometer gemessen wird. In der zweiten Hälfte des Vordrehungsschrittes sind die Schalter Xc, Yc jeweils mit dem Kontakt X₂ bzw. Y₂ verbunden, denen Korrektursignale zugeführt werden, falls das in dem ersten Teil des Vordrehungsschrittes gemessene Potential der Trommeloberfläche sich von dem Sollpotential unterscheidet, so daß die Hochspannungsquellen den Ladern korrigierte Hochspannungen zuführen. Dieser Zustand wird auch beim nächsten Kopierschritt aufrechterhalten. Bei dem Nachdrehungsschritt sind die Schalter Xc und Yc jeweils mit dem Kontakt X₃ bzw. Y₃ verbunden, wobei an dem Kontakt X₃ eine Spannung von +18 V zur Beendigung der Einwirkung des Primärladers anliegt, während an dem Kontakt Y₃ das Nachdrehungssteuersignal zum Zuführen eines bestimmten Koronastromes zu dem Wechselspannungslader ansteht, wodurch die auf der Trommeloberfläche verbliebene Ladung entfernt wird.

Die Steuerspannung V_D für den Primärlader und die Steuerspannung V_AC für den Wechselspannungslader werden von der Multiplexerschaltung CT15 einer Ladespannungssteuerschaltung zugeführt, die in Fig. 33 dargestellt ist.

Bei der Ladespannungssteuerschaltung gemäß Fig. 33 wird die Primärlader-Steuerspannung V_P über einen Widerstand R7 dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers Q5 zugeführt. Dieser bildet die Differenz zwischen einer dem nichtinvertierenden Eingang über einen Stellwiderstand VR1 zugeführten Spannung V_FDC und der Korrekturspannung V_DC, wobei dieser Differenzwert mit dem Faktor -R6/R7 multipliziert wird. Wenn das Primärlader-Treibersignal HVT1 seinen hochpegeligen Zustand aufweist, schaltet das Ausgangssignal des Operationsverstärkers Q5 einen Transistor Tr3 eines Darlington-Stromverstärkers AMP1 nicht durch, so daß dieser über seinen Ausgang ein Nullsignal abgibt. Wenn dagegen das Primärlader-Treibersignal HVT1 seinen niedrigen Wert aufweist, wird der Transistor Tr durchgeschaltet, wodurch eine der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers Q5 im wesentlichen gleiche Spannung einem Primär-Hochspannungstransformator TC1 zugeführt wird. Ein dem Primär-Hochspannungstransformator TC1 zugeordneter Oszillator Q1 schaltet abwechselnd Transistoren Tr1, Tr2 durch, wodurch ein Transformator TS1 eine entsprechend seinem Windungsverhältnis hochtransformierte Sekundärspannung abgibt, die nach dem Gleichrichten durch eine Diode D1 dem Primärlader 51 zugeführt wird. Der Primärkoronastrom I_DC des Primärladers 51 wird von einem Widerstand R11 erfaßt und über den Widerstand VR1 dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers Q5 zugeführt. Hierdurch wird der Primärkoronastrom I_DC derart gesteuert, daß die Primärlader-Steuerspannung V_Dc mit der Spannung V_FDC Koinzidenz aufweist. In ähnlicher Weise wird die Wechselspannungslader-Steuerspannung V_AC über einen Widerstand R13 dem invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers Q7 zugeführt. Dieser bildet die Differenz zwischen einer seinem nichtinvertierenden Eingang über einen Widerstand VR2 zugeführten Spannung V_FAC und der Korrekturspannung V_AC, wobei der Differenzwert mit dem Faktor -R9/R10 multipliziert wird. Wenn das Wechselspannungslader-Treibersignal HVT2 seinen hochpegeligen Zustand aufweist, schaltet das Ausgangssignal des Operationsverstärkers Q7 einen Transistor Tr5 eines Darlington-Stromverstärkers AMP2 nicht durch, so daß dieser über seinen Ausgang ein Nullsignal abgibt. Wenn dagegen das Treibersignal HVT2 seinen niedrigen Wert aufweist, wird der Transistor Tr5 durchgeschaltet, wodurch eine der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers Q7 im wesentlichen gleiche Spannung einem Sekundär-Hochspannungstransformator TC2 zugeführt wird. Ein dem Sekundär-Hochspannungstransformator TC2 zugeordneter Oszillator Q2 schaltet abwechselnd Transistoren Tr7, Tr8 durch, wodurch ein Transformator TS2 eine entsprechend seinem Windungsverhältnis hochtransformierte Sekundärspannung abgibt, die nach Gleichrichtung durch eine Diode D12 als Gleich-Ausgangsspannung abgegeben wird.

Ein Wechselspannungsgenerator ACS erzeugt mittels eines Wechselspannungsoszillators Q3 und eines Transformators TS3 eine einem Sekundärlader 69 zugeführte Wechsel-Hochspannung, der die vorstehend beschriebene Gleich-Ausgangsspannung überlagert ist. Der Korona-Wechselstrom I_AC des Wechselspannungsladers wird von einem Widerstand R12 erfaßt, wobei das über den Widerstand R12 erhaltene Meßsignal von einem Verstärker AMP3 verstärkt und zur Ermittlung der Differenz zwischen den positiven und negativen Signalkomponenten über eine Glättungsschaltung REC geführt wird. Die ermittelte Differenz wird sodann von einem Gleichstromverstärker AMP4 verstärkt. Anschließend wird das Meßsignal über den Widerstand VR2 dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers Q7 zugeführt, wodurch der Korona-Wechselstrom I_AC derart gesteuert wird, daß die Spannung V_FAC Koinzidenz mit der Korrektur-Wechselspannung V_AC aufweist.

Wie vorstehend erläutert, läßt sich bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel ein konstanter Koronastrom durch Kompensation der auf zeitweiligen Änderungen der Umgebungsbedingungen oder der Stromversorgung der Koronalader beruhenden Schwankungen der Laderbelastung erzielen, wobei ferner Schwankungen des Oberflächenpotentials, die z. B. auf einer zeit- bzw. alterungsabhängigen Verschlechterung der Eigenschaften der Aufzeichnungstrommel 47 beruhen, kompensiert werden können, da der Koronastrom durch das von dem Oberflächenpotential abgeleitete Meßsignal und das von dem Koronastrom abgeleitete Meßsignal konstant gehalten werden kann. Außerdem ist durch Betätigen der Schalter SW21, SW22 unabhängig von den Steuerspannungen V_DC, V_AC eine bestimmte Eingangsspannung realisierbar. Bei der vorliegenden Ausführungsform sind außerdem Begrenzerschaltungen LIM1, LIM2 als Strombegrenzereinrichtung zum Verhindern von Schäden vorgesehen. Bei diesen Begrenzerschaltungen LIM1, LIM2 bildet z. B. im Falle der Begrenzerschaltung LIM2 ein Operationsverstärker Q14 mit einem Widerstand R39 eine Pufferschaltung. Dieser wird durch Teilung der Stromversorgungsspannung über Widerstände R31, R38 und einen Stellwiderstand VR31 erhaltene Spannung zugeführt. Die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers Q14 wird mittels eines Stellwiderstandes VR31 auf einen Wert eingestellt, der um 0,6 Volt höher als der Maximalwert V_{AC MAX} des Steuersignals V_AC für den Wechselspannungslader ist. Der Operationsverstärker Q7 dient als Inverter zur Bildung eines größeren Ausgangsstromes für die untere Wechselspannungslader-Steuerspannung V_AC. Wenn diese Spannung unter den Minimalwert V_{AC MIN} abfällt, wird eine Diode D31 leitend, wodurch das Steuersignal V_AC über einen Widerstand R10 und einen niederohmigen Widerstand R41 dem Ausgang des Operationsverstärkers Q14 zugeführt wird. Wenn die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers Q14 im wesentlichen konstant und der Widerstand R41 ausreichend kleiner als der Widerstand R10 sind, erfolgt kein weiterer Anstieg des hochgespannten Ausgangsstromes, der damit auf den erreichten Zustand begrenzt wird. Wenn die Begrenzerschaltung LIM2 aufgrund des Leitzustandes der Diode D31 in Betrieb ist, wird das Ausgangssignal eines Vergleichers Q15 invertiert, wodurch eine Leuchtdiode LED31 aufleuchtet und das Arbeiten der Begrenzerschaltung LIM2 anzeigt. Die Begrenzerschaltung LIM1 für den Primärlader 51 ist bezüglich ihrer Arbeitsweise mit der Begrenzerschaltung LIM2 für den Wechselspannungslader identisch. Die Begrenzerschaltungen LIM1, LIM2 haben die Aufgabe, übermäßig hohe Koronaströme in den Ladern zu verhindern und werden dann in Betrieb genommen, wenn die Oberflächenpotential-Sollwerte durch die für den Primärlader 51 und den Wechselspannungslader festgelegten Ströme nicht erreicht werden, was insbesondere dann auftritt, wenn sich die Eigenschaften der Aufzeichnungstrommel 47 selbst verschlechtert haben. Aus diesem Grunde zeigen die Leuchtdioden LED30, LED31 nicht nur die Inbetriebnahme bzw. das Arbeiten der Begrenzerschaltungen LIM1, LIM2 an, sondern dienen auch als Warnanzeige bezüglich einer Verschlechterung der Eigenschaften der Aufzeichnungstrommel 47. Die Lader können ferner eine Glimmentladung anstelle einer Koronaentladung bewirken, falls die Ladeelektrode äußerst dicht an der Trommeloberfläche angeordnet ist oder sich Fremdmaterial, wie Papier, zwischen dem Lader und der Trommeloberfläche befindet oder die unter Umständen gebrochene Ladeelektrode gar mit der Trommeloberfläche in Berührung gerät. Die Begrenzerschaltungen LIM1, LIM2 verhindern auch in einem solchen Falle das Auftreten übermäßig starker Ströme, die gegebenenfalls die Trommeloberfläche zerstören.

Nachstehend wird unter Bezugnahme auf Fig. 34 eine Schaltungsanordnung zur Steuerung der Entwicklungsvorspannung V_H näher beschrieben.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 34 werden einem Anschluß T2 das Ausgangssignal der ϑ_L-Zwischenspeicherschaltung CT7, einem Anschluß T6 ein die Trommeldrehung bezeichnendes Hauptmotor-Antriebssignal DRMD und einem Anschluß T7 ein während der Entwicklung eines der Vorlage entsprechenden Ladungsbildes erzeugtes Walzenvorspannungssteuersignal RBTP zugeführt. Während der Trommeldrehung und der Ladungsbildentwicklung befinden sich die Signale DRMD und RBTP im hochpegeligen Zustand, wodurch beide Transistoren Tr17, Tr18 durchschalten und das Potential an den Gate-Elektroden von Sperrschicht-Feldeffekt-Transistoren Q12 und Q13 auf 0 Volt verringern, so daß die Feldeffekt-Transistoren Q12 und Q13 sperren. Hierdurch erhält ein Operationsverstärker Q11 die Ausgangsspannung ϑ_L über einen Widerstand R115 und einen Stellwiderstand VR13. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers Q11 wird über einen aus Transistoren Tr15, Tr16 bestehenden Stromverstärker einem bestimmten Abgriff der Primärwicklung eines Transformators T12 zugeführt, wodurch die Entwicklungsvorspannung V_H in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung ϑ_L von Wechselrichterschaltungen VINV, SINV gesteuert wird. In diesem Stadium wird die Entwicklungsvorspannung V_H von den Wechselrichtern SINV, VINV derart gesteuert, daß sie um 50 Volt über dem Normal-Hellpotential der Aufzeichnungstrommel 47 liegt. Wenn sich die Aufzeichnungstrommel 47 dreht, jedoch keine Entwicklung des Ladungsbildes durchgeführt wird, weist das Signal DRMD ebenfalls seinen hohen Pegel auf, während das Signal RBTP seinen niedrigen Pegel aufweist. Somit schaltet der Transistor Tr17 durch und der Transistor Tr18 sperrt, was das Sperren des Feldeffekt-Transistors Q12 und das Durchschalten des Feldeffekt-Transistors Q13 zur Folge hat. Beim Durchschalten des Feldeffekt-Transistors Q13 erhält der Operationsverstärker Q11 eine von einem Stellwiderstand VR15 bestimmte Spannung eines vorgegebenen Betrages, wodurch der Transformator T12 über den Stromverstärker eine dieser Spannung entsprechende vorgegebene Spannung erhält. In diesem Fall ist die von dem Stellwiderstand VR15 bestimmte Spannung derart gewählt, daß die Entwicklungsvorspannung V_H einen Wert von -75 V annimmt, wodurch eine Toner-Anlagerung an der Aufzeichnungstrommel 47 in diesem Betriebszustand verhindert wird. Wenn die Aufzeichnungstrommel 47 keine Drehbewegung ausführt, weisen die Signale DRMD, RBTP ihren niedrigen Pegel auf. In diesem Fall sperrt der Transistor Tr17, während der Transistor Tr18 über eine Diode D27 durchgeschaltet wird, wodurch der Feldeffekt-Transistor Q12 durchschaltet, während der Feldeffekt-Transistor Q13 sperrt. Beim Umschalten des Feldeffekt-Transistors Q12 erhält der Operationsverstärker Q11 eine von einem Stellwiderstand VR14 bestimmte Spannung, wodurch dem Transformator T12 über den Stromverstärker eine dieser Spannung entsprechende Festspannung zugeführt wird.

In diesem Fall wird die von dem Stellwiderstand VR14 bestimmte Spannung derart gewählt, daß die Entwicklungsvorspannung V_H auf 0 V reduziert wird, wodurch ein Niederschlag aus geladenem Flüssigentwickler im Stillstand der Aufzeichnungstrommel 47 verhindert wird.

Somit ist die Stabilität und Gleichmäßigkeit der Entwicklung durch Änderung der Entwicklungswalzen-Vorspannung V_H in Abhängigkeit von dem Steuerzustand des Gerätes und Steuerung der Entwicklungsvorspannung V_H 05630 00070 552 001000280000000200012000285910551900040 0002003015859 00004 05511 in Abhängigkeit von dem während der Entwicklung des Ladungsbildes gemessenen Oberflächenpotential besser erzielbar.

Nachstehend wird näher auf die Arbeitsweise der zum Erzeugen einer festen Ausgangsspannung vorgesehenen (und nachstehend als statischer Wechselrichter bezeichneten) Wechselrichter-Transformatorschaltung SINV und der zur Erzeugung einer variablen Ausgangsspannung vorgesehenen Wechselrichter-Transformatorschaltung VINV eingegangen.

Bei dem statischen Wechselrichter SINV wird durch das Anlegen der Stromversorgung an einen Abgriff der Primärwicklung des Transformators T11 entweder ein Transistor Tr11 oder ein Transistor Tr12 durchgeschaltet. Falls der Transistor Tr11 durchgeschaltet wird, steigt sein Kollektorstrom an und erzeugt in der mit dem Kollektor des Transistors Tr11 verbundenen Wicklung eine dem Anstieg des Kollektorstroms entsprechende Gegen-EMK, wodurch die Basis des Transistors Tr11 auf ein positives Potential gebracht wird. Hierdurch steigt der Kollektorstrom des Transistors Tr11 weiter an. Auf diese Weise erhält der Transistor Tr11 eine Mitkopplungsspannung und geht mit einer von Widerständen R103, R104 und der Induktivität des Transformators Tr11 bestimmten Zeitkonstanten in die Sättigung über. Sobald der Kollektorstrom des Transistors Tr11 gesättigt ist, fällt die Gegen-EMK in der Primärwicklung des Transformators T11 auf Null ab, wodurch der Transistor Tr11 sperrt und sein Kollektorstrom abfällt. Hierdurch wird in der Primärwicklung des Transformators T11 wiederum eine dem Abfall des Kollektorstromes entsprechende Gegen-EMK erzeugt, wodurch der Transistor Tr12 durchgeschaltet wird. Auf diese Weise schalten und sperren die Transistoren Tr11, Tr12 abwechselnd. Zum Schutz der Basen der Transistoren Tr11, Tr12 sind Dioden D21, D22 vorgesehen.

Ein Widerstand R105 dient zum Verhindern von Schwankungen des Kollektorstroms aufgrund von Änderungen des hFE-Wertes der Transistoren Tr11, Tr12, wodurch das Schwingungstastverhältnis auf 1 : 1 gehalten wird. Die Amplitude der in der Primärwicklung des Transformators T11 induzierten Spannung beträgt annähernd das Zweifache der an dem Mittelabgriff des Transformators T11 anliegenden Spannung. Die in der Primärwicklung induzierte Spannung wird auf einen von dem Windungsverhältnis bestimmten Wert hochtransformiert und sodann von einer Diode D25 und einem Kondensator C23 gleichgerichtet und geglättet, wodurch eine Gleich-Hochspannung gewonnen wird.

Die steuerbare Wechselrichterschaltung VINV arbeitet in ähnlicher Weise, mit der Ausnahme, daß die dem Mittelabgriff des Transformators T12 zugeführte Spannung sich in Abhängigkeit von der Eingangsspannung ändert, wodurch die Ausgangsspannung des Transformators T12 in Abhängigkeit von der Eingangsspannung variabel ist.

In Fig. 35 ist über der Ordinate die Ausgangshochspannung V_out als Funktion der dem Mittelabgriff des Transformators T12 zugeführten Eingangsspannung V_in aufgetragen. Die von dem statischen Wechselrichter SINV erhaltene Ausgangsspannung V_s ist somit unabhängig von der Eingangsspannung V_in konstant, während die Ausgangsspannung V_ϑ der steuerbaren Wechselrichterschaltung eine lineare Änderung bezüglich der Eingangsspannung V_in zeigt. Die durch Überlagerung der Ausgangsspannungen V_s und V_ϑ erhaltene tatsächliche Entwicklungsvorspannung V_H zeigt daher eine lineare Änderung von einem negativen zu einem positiven Wert.

Wie vorstehend beschrieben, wird das Meßpotential von dem Abstand zwischen der Meßelektrode und dem auszumessenden Aufzeichnungsmaterial bzw. Aufzeichnungsträger nicht beeinflußt, da eine dem Potential des Ladungsbildes gleiche Spannung der Abschirmeinrichtung zur Abschirmung des elektrischen Feldes zwischen der Meßelektrode und dem Aufzeichnungsmaterial bzw. Aufzeichnungsträger zugeführt wird.

Unter Verwendung des Meßpotentials kann somit eine äußerst präzise Steuerung der Bilderzeugungsbedindungen, wie z. B. der Entwicklungsvorspannung V_H, der Ladespannung usw. bei den verschiedenen Einrichtungen zur Bilderzeugung erzielt werden. Die Ermittlung und Steuerung des Potentials wird nicht von der Montagepräzision des Oberflächenpotential-Elektrometers beeinflußt und kann auch dann stabil und gleichmäßig durchgeführt werden, wenn das Gerät während der Bilderzeugung Vibrationen bzw. Schwingungen ausgesetzt ist.

Obwohl die vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiele in Verbindung mit einem elektrophotographischen Verfahren erläutert worden sind, bei dem ein Belichtungsschritt in Verbindung mit einer gleichzeitigen Ladungsbeseitigung erfolgt, besteht natürlich auch die Möglichkeit der Verwendung eines Gerätes, bei dem ein xerographisches Verfahren oder ein Elektrofax-Verfahren Anwendung findet. Weiterhin ist das Aufzeichnungsmaterial nicht auf ein photoempfindliches Aufzeichnungsmaterial beschränkt, sondern umfaßt auch ein Isoliermaterial.

Claims (10)

1. Oberflächenpotential-Elektrometer mit einer feststehenden Meßelektrode, die von dem elektrischen Feld, das von einer zu messenden Oberfläche ausgeht, abgeschirmt und über eine Meßöffnung einem Teil des elektrischen Feldes ausgesetzt ist, mit einer Unterbrechereinrichtung, die die durch die Meßöffnung zu der Meßelektrode laufenden elektrischen Feldlinien periodisch unterbricht, sowie mit einer Verstärkerschaltung, die ein in der Meßelektrode induziertes Wechselspannungssignal in ein niederohmiges Signal umsetzt, dadurch gekennzeichnet, daß die Unterbrechereinrichtung einen Stimmgabeloszillator (101, 103; 101′, 103′) und eine Antriebseinrichtung (102-1, 102-2; 201, 202) mit einer Treibereinheit und mit einer Rückkopplungseinheit aufweist,
daß die Antriebseinrichtung den Stimmgabeloszillator dazu veranlaßt, eine Eigenschwingung derart durchzuführen, daß der Stimmgabeloszillator die Schwingung mit einer vorbestimmten Resonanzfrequenz beibehält und daß zwischen der Meßelektrode (120; 120′) und der Verstärkerschaltung (CT102), die gemeinsam auf einer gedruckten Leiterplatte (104) angeordnet sind, eine sehr kurze Signalleitung verläuft.

2. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Antriebseinrichtung (102; 201, 202) einen elektromechanischen Wandler aufweist.

3. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der elektromechanische Wandler eine elektromagnetische Spule (102) ist.

4. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der elektromechanische Wandler ein piezoelektrisches Element (201, 202) ist.

5. Oberflächenpotential-Elektrometer nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingung des Stimmgabeloszillators (101, 103; 101′, 103′) parallel zu der in einer Abschirmung (105) ausgebildeten Fläche der Meßöffnung (106) erfolgt.

6. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Stimmgabeloszillator (101, 101′) zwischen der Meßelektrode (120, 120′) und der Abschirmung (105) angeordnet ist.

7. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschirmung ein elektrisch leitendes Gehäuse (105) aufweist, in dem die Meßelektrode (120, 120′) angeordnet ist.

8. Oberflächenpotential-Elektrometer nach Anspruch 5, 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Abschirmung (105) und die Unterbrechereinrichtung (101, 103; 101′, 103′) jeweils einstückig ausgebildet sind.

9. Oberflächenpotential-Elektrometer nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßelektrode (120, 120′) in einem festen parallelen Abstand zu der Meßöffnung (106) angeordnet ist.

10. Oberflächenpotential-Elektrometer nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß eine Umsetzeinrichtung ein Ausgangssignal der Verstärkerschaltung (CT102) in ein Gleichspannungssignal umsetzt und dieses an die Unterbrechereinrichtung (101, 103, 101′, 103′) anlegt.