DE3012812A1

DE3012812A1 - Elektronischer schalter

Info

Publication number: DE3012812A1
Application number: DE19803012812
Authority: DE
Inventors: Eise Carel Dijkmans; Rudy Johan Van De Plassche
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1979-04-04
Filing date: 1980-04-02
Publication date: 1980-10-23
Also published as: FR2453548A1; JPS6221447B2; NL7902633A; IT8021118A0; IT1140808B; US4415815A; FR2453548B1; CA1152583A; JPS55135420A; GB2046548B; GB2046548A; DE3012812C2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf

einen elektronischen Schalter mit einem Signaleingang, einem Signalausgang und einem Schalteingang, einem ersten Transistor, dessen Emitter-Elektrode mit dem Signaleingang verbunden ist, dessen Basis-Elektrode mit dem Schalteingang gekoppelt ist, um den ersten Transistor wahlweise in den leitenden Zustand und aus dem leitenden Zustand zu schalten, und dessen Kollektor-Elektrode mit einem Strompunkt verbunden ist, sowie einem einen gleichrichtenden Halbleiterübergang enthaltenden Schaltelement, das zwischen den Signaleingang und dem Signalausgang aufgenommen ist, um einen dem Signaleingang zugeführten Strom zu leiten, wenn der erste Transistor nichtleitend ist, wobei dieses Schaltelement mit einem ein konstantes Potential führenden Punkt derart gekoppelt ist, dass, wenn dieses Schaltelement infolge des Ausschaltens des ersten Transistors leitend wird, die Emitter-Elektrode des ersten Transistors ein vorher bestimmtes erstes Potential führt, während dann, wenn dieses Schaltelement infolge des Einschaltens des ersten Transistors nichtleitend wird, die Emitter-Elektrode des ersten Transistors ein vorher bestimmtes zweites' Potential führt.

Derartige Schalter werden u.a.

in Digital/Analog-Umsetzern dazu benutzt, in Abhängigkeit von dem digitalen Signal eine Anzahl sich als eine binäre Reihe verhaltender Ströme auf einen Ausgang zu schalten (siehe dazu u.a. "Electronic Products", 18. Dezember 1972, S. 57 - 63, insbesondere Fig. 4). Der kleinste zu schaltende Strom im Verhältnis zu dem grössten zu schaltenden Strom wird dann durch die Anzahl Bits des digitalen Signals und somit durch das Maximum des analogen Signals bestimmt. Bei z.B. einem maximalen Ausgangsstrom von k mA ist bei einem 14-Bit-D/A-Umsetzer der kleinste Strom gleich + 250 nA. Dies

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bedeutet, dass an die Genauigkeit des elektronischen Schalters hohe Anforderungen gestellt werden. Ein geeigneter Schaltertyp ist der eingangs genannte Typ, bei dem vorzugsweise das genannte Schaltelement eine Diode ist, während die genannte Kopplung mit dem ein konstantes Potential führenden Punkt dadurch hergestellt werden kann, dass der Signalausgang mit dem Eingang eines gegengekoppelten Operationsverstärkers verbunden wird, wobei dieser Eingang einen virtuellen Erdungspunkt bildet.

Es stellt sich aber heraus, dass der genannte Schalter in z.B. der genannten Anwendung nicht genügend schnell ist. Nach einer der Erfindung zugrunde liegenden Erkenntnis beruht dies auf der Tatsache, dass, um das genannte Schaltelement, insbesondere eine Diode, in den leitenden Zustand und aus dem leitenden Zustand zu steuern, ein Spannungshub an der Emitter-Elektrode des ersten Transistors und somit am Signaleingang erforderlich ist. Mit dem Signaleingang ist eine Eingangsstromquelle verbunden, die eine Streukapazität, in den meisten Fällen eine Kollektorkapazität, eines in der Stromquelle vorhandenen oder mit dieser Quelle in Reihe liegenden Transistors aufweist. Diese Streukapazität muss dem genannten Spannungshub folgen und wird dazu von der Eingangsstromquelle aus beim Einschalten des Schaltelements entladen. Eine solche Streukapazität kann z.B. 3 pF betragen, während der Spannungshub infolge des Schaltens Z₀B. 400 mV betragen kann. Wenn der Signalstrom klein ist und z.B. den genannten Wert von 250 nA aufweist, beansprucht dieses Aufladen verhältnismässig viel Zeit, weil der Ladestrom höchstens gleich dem Signalstrom und die Einschal tzeit also mindestens gleich —— ist, wobei C

diesen Kapazitätswert, AV den Spannungshub und I die Signalstromstärke darstellen. Im genannten Zahlenbeispiel beträgt diese maximale Einschaltzeit denn auch 5 /Usec; /

dies ist in vielen Anwendungen viel zu lang.

Die Erfindung hat die Aufgabe, einen elektronischen Schalter der eingangs erwähnten Art zu

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.5-

schaffen, dessen Einschaltzelt wesentlich kürzer ist, und ist dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Widerstand zwischen den Signaleingang und den Verbindungspunkt der Emitter-Elektrode des ersten Transistors und des Schaltelements aufgenommen ist; und dass der Signaleingang mit einer synchron mit dem ersten Transistor geschalteten Stromquelle verbunden ist, die im leitenden Zustand des ersten Transistors einen zusätzlichen Strom, der über den ersten Widerstand und den ersten Transistor fliesst, dem Signaleingang mit einer derartigen Stärke zuführt, dass der von diesem Strom über dem ersten Widerstand erzeugte Spannungsabfall im wesentlichen den Unterschied zwischen dem genannten ersten und dem genannten zweiten Potential ausgleicht.

Durch die Massnahme nach der Erfindung tritt der genannte Spannungshub am Signaleingang nicht auf und damit ist das genannte Problem gelöst.

Um eine gute Synchronisation der geschalteten Stromquelle und des Schaltens des ersten Transistors sicherzustellen, kann die Erfindung weiter dadurch gekennzeichnet sein, dass die geschaltete Stromquelle einen zweiten und einen dritten Transistor enthält, deren Emitter-Elektroden gemeinsam mit einer Stromquelle verbunden sind, während die Kollektor-Elektrode des zweiten Transistors mit dem Signaleingang und die Kollektor-Elektrode des dritten Transistors mit der Basis-Elektrode verbunden ist, wobei diese Basis-Elektrode über einen zweiten Widerstand mit einem Punkt verbunden ist, der ein derartiges Potential führt, dass der erste Transistor, wenn der dritte Transistor nicht-leitend ist und, wenn dieser dritte Transistor leitend ist, nichtleitend ist.

Eine Ausführungsform der

Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird im folgenden näher beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 einen bekannten Analog-/ Digital-Umsetzer mit elektronischen Schaltern,

Fig. 2 die Schaltdurchlasskennlinie der in der Schaltungsanordnung nach Fig. 1 verwende-

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■ toten elektronischen Schalter,

Fig. 3 einen nach der Erfindung verbesserten elektronischen Schalter, und

Fig. k eine Schaltung, die zwischen den Punkten 10

und 11 in der Kollektorleitung des Transistors T in der _?

Schaltung nach Fig. 3 zur Verbesserung der Sehaltgeschwindigkeit angeordnet werden kann.

Fig. 1 zeigt ein Beispiel der Anwendung eines

elektronischen Schalters S in einem Digital/Analog-Umsetzer. Dieser enthält eine Anzahl genauer Stromquellen CS, die Ströme führen, deren Stärken sich zueinander gemäss der Reihe 1:2:4:...2 verhalten, von denen Fig. 1 der Einfachheit halber drei mit Stromstärken I , 21 und hX

ss s

darstellt. Für z.B. einen 1 4-Bit-A/D-TJmsetzer sind vierzehn

,_ Stromquellen erforderlich. Jede Stromquelle ist über einen 15

elektronischen Schalter (S , S_ und S₀) mit einer Summierschaltung verbunden, die aus einem zwischen dem Ausgang (h) und dem invertierenden Eingang (—) über einen Widerstand 5 mit einem Wert R1 gegengekoppelten Operationsverstärker A besteht, dessen nichtinvertierender Eingang (+) mit Masse verbunden ist. Der invertierende Eingang (-) führt also eine Gleichspanning gleich 0 V und die Ausgangsspannung ist gleich R .(K + 2K + hK ... nK ) X , wobei K , K ,... bzw. K gleich 1 oder 0 ist, in Abhängigkeit davon, ob der Schal-

.. ter S₁, S₀, S₀ ... bzw. S geschlossen oder geöffnet ist. /5 ι d. j n

Zwischen jeweils der Eingangsstromquelle CS und dem zugehörigen Schalter S ist eine Darlingtonkonfiguration mit Transistoren T_ und T als Trennung zwischen den Schaltern S und der Stromquelle CS angeordnet; diese Darlington— Konfiguration ist für die Wirkung der Schaltung weiter nicht besonders interessant.

Jeder der elektronischen Schalter S₁ bis S enthält

1 η

einen Transistor T , dessen Emitter mit einem Signaleingang 2 verbunden ist, der über die Darlingtonkonfiguration T₀,T ο,, mit der zugehörigen Signalstromquelle CS verbunden ist,während der Kollektor des zuerst genannten Transistors mit einan Speiseanschlusspunt +V und seine Basis mit einem Schalteingang 1 verbunden ist.Dar Signaleingarg 2 ist über eine Diode D mit

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einem Signalausgang 3 verbunden, der mit dem invertierenden Eingang (-) des Operationsverstärkers A verbunden ist.

Wenn die Sehaltspannung am Schalteingang 1 genügend hoch ist, ist die Diode D₁ gesperrt und fliesst der Signalstrom I über den Transistor T₁ zu dem positiven Speiseanschlusspunkt +V₁-.. Wenn die Schaltspannung am Schalteingang 1 genügend niedrig ist, ist der Transistor T₁ gesperrt und leitet die Diode D₁ den Signalstrom I zu dem Operationsverstärker A. Die Diode · D₁ wirkt also tatsächlich als Schalter und wird vom Transistor T₁ gesteuert. Insbesondere für sehr kleine Signalströme I , die vor allem in sehr genauen Digital/ Analog-Umsetzern auftreten können, stellt sich heraus, dass sich der in der Schaltung nach Fig. 1 verwendete elektronische Schalter S nicht bewährt, weil die Schaltgeschwindigkeit, wie gefunden wurde, zu niedrig ist. Dies ist auf die am Signaleingang 2 vorhandene Streukapazität C zurückzuführen, die im vorliegenden Beispiel im wesentlichen durch die Kollektorkapazitäten der Transistoren T„ und T-gebildet wird, die aber beim Fehlen der Darlingtonkonfiguration T„, T„ durch die Ausgangskapazität der Signalstromquelle CS gebildet wird.

Fig. 2 zeigt die Zeitbeziehung zwischen der Schaltspannung V„ am Schalteingang 1 des Schalters S₁ und dem Strom I„ am Ausgang 3 des Schalters S₁. Wenn zum Zeitpunkt t die Spannung V_a am Schalteingang 1 vom Pegel H auf den Pegel L herabgesetzt wird, wird der Transistor T₁ gesperrt. Damit die Diode D₁ leitend werden kann, soll dann die Spannung am Signaleingang 2 abnehmen, was nur durch Entladung der Streukapazität C erzielt werden kann, die, solange die Diode D noch nicht leitend ist, von der Stromquelle CS mit einem Strom I entladen wird. Die günstigste Situation ist dabei diejenige, in der der Pegel H derart ist, dass, wenn der Transistor T₁ leitend ist, die Spannung am Signaleingang 2 gerade derart ist, dass die Diode D₁ eben nicht leitend ist ο In diesem Falle ist der Spannungshub am Eingang 2

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■?·

beim Umschalten minimal. Die Schaltzeit T kann einfach

dadurch berechnet werden, dass angenommen wird, dass während der Umschaltung die Kapazität C vom vollständigen Strom I entladen wird, was tatsächlich nicht der Fall ist, weil, je nachdem die Diode D₁ weiter in den leitenden Zustand gelangt, ein zunehmender Teil des Stroms I„ durch die Diode D₁ fliesst. Für diese so definierte Umschaltzeit T gilt:

^S T = CAV

s s ^£-^ , wobei C der Kapazitätswert der

-y. S

s

Streukapazität C und /^ V der Spannungshub am Eingang 2 sind. In der Praxis kann /\ V einen Wert von 4OO mV, I„ einen Wert gleich 250 nA und C einen Wert gleich 3 pF

aufweisen, was einen Wert gleich 4,8 /usec für die Schaltzeit T ergibt; dieser Wert ist für schnelle D/A-Umsetzer

viel zu gross.

Fig. 3 zeigt einen Schalter S

nach der Erfindung. Dieser enthält, wie der Schalter S in Fig. 1, den Transistor T-, die Schaltdiode D , den Signaleingang 2 und den Signalausgang 3. Nach der Erfindung ist ein Widerstand R„ zwischen den Signaleingang 2 und den Verbindungspunkt des Emitters des Transistors T₁ und der Diode D- aufgenommen.

Nach der Erfindung soll durch den Widerstand 8 ein Strom I geschaltet werden, wobei zu gleicher Zeit der Transistor T₁ in den leitenden Zustand geschaltet wird, und wobei dieser Strom einen derartigen Wert aufweist, dass die Spannung am Signaleingang 2 sich im wesentlichen nicht ändert. Um die Gleichzeitigkeit des Schaltens des Stroms I durch den Widerstand 8 mit einem

Wert Rp und des Schaltens des Transistors T₁ sicherzustellen, ist in der Schaltung nach Fig. 3 ein Differenzpaar mit Transistoren Tj, und T_ angeordnet, deren gemein-

samer Emitteranschluss mit der Stromquelle 7» die einen Strom I führt, verbunden ist. Die Basis-Elektroden der Transistoren Tr und T_ führen zu einem Schalteingang (5 und 6). Der Kollektor des Transistors T₅ ist mit dem

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• vl '

Signaleingang 2 und der Kollektor des Transistors T^ ist mit der Basis des Transistors T₁ verbunden, die über einen ¥iderstand 9 mit einem Wert R„ mit einem an einer Bezugsspannung V liegenden Punkt verbunden ist.

Wenn die Spannung an der Basis des Transistors Tr gegenüber der an der Basis des Transistors T_ hoch ist, fliesst der Strom I über den Transistor Tr und den Widerstand 9 zu V und ist der Transistor T₁ bei einer richtigen Bemessung des Wider-Standes 91 des Stroms I und der Spannung V gesperrt, wodurch der Signalstrom I über die Diode D₁ fliesst. Wenn

S I

die Spannung an der Basis des Transistors T^ genügend niedrig gegenüber der Spannung an der Basis des Transistors T^ ist, fliesst kein Strom (abgesehen von dem Basisstrom des Transistors T₁) durch den Widerstand 9 und ist bei einem richtigen Wert der Spannung V der Transistor T₁ leitend. Der Strom I fliesst dann durch den Transistor T₁-, den Widerstand 8 und den Transistor T₁, während der Signalstrom I durch den Widerstand 8 und den Transistor T₁ fliesst.

Wenn der Widerstand 9 einen richtigen Wert R„ aufweist, ist die Spannung am Eingang 2 von dem Schaltzustand des

Transistors T₁ unabhängig und fliesst der Signalstrom I ι s

beim Ausschalten des Transistors T₁ nahezu sofort über die Diode D₁ zum Signalausgang 3» weil beim Fehlen eines Spannungshubs am Signaleingang 2 die Streukapazität C am Eingang nicht aufgeladen oder entladen wird. Dabei sei bemerkt, dass eine etwaige Streukapazität am Kollektor des Transistors Tl die Schaltgeschwindigkeit nahezu nicht beeinflusst, weil diese Streukapazität genügend schnell entladen werden kann, wenn der Strom I genügend gross gewählt wird.

Für die Bemessung der Widerstände 8 und 9» des Stromes I und der Spannung V können die folgenden Regeln gegeben werden:

Die Spannung am Eingang 2 muss konstant bleiben, was zu der Gleichung führt:

¹· ^Vo = ^Vbe - ^Vd ^{+ 1}O¹V

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in der V, die Spannung über dem Basis-Emitter-Ubergang des Transistors T₁ bei der Leitung des Stromes I +1 und V, die Spannung über der Diode D₁ bei der Leitung des Stromes I dars-tellen. Weiter muss gelten, dass die Spannung V genügend hoch sein muss, damit bei leitendem Transistor T^ auch der Transistor T₁ leitend oder die Diode D₁ nichtleitend ist, was zu der Anforderung führt:

²· ^Vo > ^Vbe·

¥enn der Transistor Tr leitend ist, müssen der Transistor T₁ nichtleitend und die Diode D₁ leitend sein, was zu der Forderung führt:

Diese Forderungen werden z.B. dadurch erfüllt, dass:

V=V,
ο be

I₀R₂ = V_d

¹O¹S > ^Vbe ^{+ V}d
gewählt werden.

Bei der obenstehenden Betrachtung

wurde davon ausgegangen, dass die Diode D nichtleitend ist, wenn die Spannung V, über der Diode D₁ gleich 0 V ist, und dass es weiter für den nichtleitenden Zustand des Transistors T₁ erforderlich ist, dass die Basis-Emitterspannung V, gleich 0 V ist. Daraus folgt für V ein Mindestwert gleich der Basis-Emitterr-Spannung V, und ein Minde st spannungshub gleich V, + V, über dem Widerstand 9·

De ο.

Die Spannung V und der Spannungshub I R_ können in der Praxis erheblich kleiner gewählt werden, wenn im ausgeschalteten Zustand des Transistors T₁ oder der Diode D noch ein gewisser Rest strom durch den Transistor T.. oder die Diode D₁ zugelassen wird. Im allgemeinen kann statt der Diode D₁ zwischen den Eingang 2 und den Ausgang 3 auch der Hauptstromweg eines Transistors, dessen Steuerelektrode mit einem Punkt konstanten Potentials verbunden ist, aufgenommen werden, wodurch dann der Signalstrom I an einem hochohmigen Ausgang 3 zur Verfugung steht. Im dargestellten Ausführungsbeispzel kann, weil der Ausgang 3 mit dem virtuellen Erdungspunkt (dem invertierenden Eingang des

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Operationsverstärkers) verbunden ist, eine Diode verwendet werden, was zu bevorzugen ist, weil, wenn ein Bipolartransistor statt einer Diode D₁ verwendet werden würde, der Basisstrom dieses Transistors eine Ungleichheit zwischen den Strömen am Eingang 2 und am Ausgang 3 herbeiführen würde?

Wenn für die Strommessung statt des Operationsverstärkers A z.B. ein Widerstand zwischen der Diode D-j und einem Punkt konstanten Potentials verwendet werden _1D würde, kann die am Eingang 2 auftretende Spannungsänderung über dem Widerstand infolge des geschalteten Signalstroms I ebenfalls durch passende Wahl des Widerstandes 8 ausge-

glichen werden.

Die Schaltgeschwindigkeit der Schaltung nach Fig.3 _1tj wird noch dadurch beschränkt, dass eine Umschaltung des

Stromes I von dem Transistor Tr₁ auf den Transistor Το 4 5

direkt am Punkt 2 über den Kollektor des Transistors T_ erscheint und über die Basisdiffusionskapazität des Transistors T₁ und des Widerstandes 8 in ausgleichendem

_2D Sinne verzögert wird. Dieses Problem kann dadurch gelöst werden, dass in der Kollektorleitung des Transistors T_n. zwischen den Punkten 10 und 11 ein zusätzlicher Transistor T^ angeordnet wird. Da die Basisdiffusionskapazität des Transistors T₁ von dem Emitterstrom abhängig ist, kann

2g diese dadurch verkleinert werden, dass der Kollektorstrom des Transistors T₁. verkleinert wird. Wegen der Schaltgeschwindigkeit kann jedoch der Strom I nicht verkleinert

werden. Eine Lösung besteht darin, den genannten

Transistor T^ durch einen Stromteiler zu ersetzen. Dieser 6

Stromteiler, der zwischen den Punkten 10 und 11 in der Schaltung nach Fig. 3 angeordnet werden kann, ist in Fig. k dargestellt. Dabei ist der Kollektor des Transistors T„ mit der Speisespannung verbunden und sind die Basis-Elektroden der Transistoren Ts und T~ mit einem an der

ο 7

BezugsSpannung V liegenden Punkt (z.B. dem Punkt V in Fig. 1) verbunden. Die beschriebene Bemessung des Widerstandes 8 soll bei Anwendung dieser Massnahme um einen Faktor, der die Inverse des Stromteilungsfaktors der

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Ig

Transistoren Tg und T₇ ist, vergrössert werden.

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE :

Elektronischer Schalter mit

einem Signaleingang, einem Signalausgang und einem Schalteingang, einem ersten Transistor, dessen Emitter-Elektrode mit dem Signaleingang verbunden ist, dessen Basis-Elektrode mit dem Schalteingang gekoppelt ist, um den ersten Transistor wahlweise in den leitenden Zustand und aus dem leitenden Zustand zu schalten, und dessen Kollektor-Elektrode mit einem Strompunkt verbunden ist, und einem einen gleichrichtenden Halbleiterübergang enthalten—

'" den Schaltelement, das zwischen den Signaleingang und den Signalausgang aufgenommen ist, um einen dem Signaleingang zugeführten Strom zu leiten, wenn der erste Transistor nichtleitend ist, wobei dieses Schaltelement mit einem ein konstantes Potential führenden Punkt derart gekoppelt ist, dass, wenn dieses Schaltelement infolge des Ausschaltens des ersten Transistors leitend wird, die Emitter-Elektrode des ersten Transistors ein vorher bestimmtes erstes Potential führt, während, wenn dieses Schaltelement infolge des Einschaltens des ersten Transistors nichtleitend wird, die

Emitter-Elektrode des ersten Transistors ein vorher bestimmtes zweites Potential führt, dadurch gekennzeichnet, dass ein erster Widerstand (Rp) zwischen den Signaleingang (2) und den Verbindungspunkt der Emitter-Elektrode des ersten Transistors (T₁) und des Schaltelements (D₁)

/ \

aufgenommen ist; und dass der Signaleingang \2) mit einer synchron mit dem ersten Transistor (T₁) geschalteten Stromquelle verbunden ist, die im leitenden Zustand des ersten Transistors (T₁) einen zusätzlichen Strom, der über den ersten Widerstand (R_?) und den ersten Transistor (T₁) fliesst, dem Signaleingang (s) mit einer derartigen Stärke zuführt, dass der von diesem Strom über dem ersten Widerstand (Rp) erzeugte Spannungsabfall im wesentlichen den

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Unterschied zwischen dem ersten und dem zweiten Potential ausgleicht.

2. Elektronischer Schalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die geschaltete Stromquelle einen zweiten (tJ und einen dritten (τ_) Transistor enthält, deren Emitter-Elektroden gemeinsam mit einer Stromquelle (7) verbunden sind und deren Basis-Elektroden den genannten Schalteingang (5, 6) bilden, wobei die Kollektor-Elektrode des zweiten Transistors (T_) mit dem Signaleingang (s) und die Kollektor-Elektrode des dritten Transistors (Tl) mit der Basis-Elektrode des ersten Transistors (T₁) verbunden ist, wobei diese Basis-Elektrode über einen zweiten Widerstand (r„) mit einem Punkt verbunden ist, der ein derartiges Potential führt, dass der erste Transistor (T₁) im nichtleitenden Zustand des dritten Transistors (Tn) leitend und im leitenden Zustand dieses dritten Transistors nichtleitend ist.

3. Elektronischer Schalter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Kollektor des zweiten Transistors und dem Signaleingang die Hauptstrombahn eines vierten Transistors, dessen Emitter-Elektrode mit der Kollektor-Elektrode des zweiten Transistors und dessen Basis-Elektrode mit einem an der Bezugsspannung liegenden Punkt verbunden ist, angeordnet ist.

4. Elektronischer Schalter nach Anspruch 3> dadurch gekennzeichnet, dass der vierte Transistor zusammen mit einem fünften Transistor als Stromteilerschaltung geschaltet ist, wobei die Emitter- bzw·. Basis-Elektrode dieses^fünften Transistors mit der Emitter- bzw. Basis-Elektrode des vierten Transistors verbunden ist.

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