DE2938066A1

DE2938066A1 - Schaltkreis

Info

Publication number: DE2938066A1
Application number: DE19792938066
Authority: DE
Inventors: Richard H Baker
Original assignee: Exxon Research and Engineering Co
Current assignee: ExxonMobil Technology and Engineering Co
Priority date: 1978-09-21
Filing date: 1979-09-20
Publication date: 1980-04-03
Also published as: SE7907853L; GB2035740B; US4210826A; GB2035740A; CA1136214A; NL7907061A; JPS5542499A; FR2437113A1

Description

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PATENTANWÄLTE DR. KARL TH. HEGEL · DIPL.-ING. KLAUS

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Schaltkreis

0300U/0803

Postscheckkonto: Hamburg 291220-205 . Bank: Dresdner Bank AG. Hamburg, Kto.-Nr. 3813897

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Beschreibung:

Die Erfindung bezieht sich auf transistorbestückte Schaltkreise und im besonderen auf Schaltkreise zur Schaltung von Spannungen, die erheblich über der Nennspannung der Schalttransistoren des Schaltkreises liegen.

Leistungstransistoren des gegenwärtigen Standes der Technik, die für Hochleistungsschaltungen praktisch eingesetzt werden, sind hinsichtlich ihrer Schaltspannungen auf ein Niveau unterhalb von 600 Volt begrenzt. Um Spannungen zu schalten, die über 600 Volt liegen, müssen in herkömmlicher Weise Reihen von Leistungstransistoren hintereinander geschaltet werden, um die Transistorspannung zu begrenzen. Derartige Hintereinanderschaltungen von Reihen von Leistungstransistoren machen es erforderlich, daß sowohl die statischen als auch die dynamischen Parameter der Hochspannungsschalttransistoren sehr genau übereinstimmen müssen. Dieses Erfordernis für die Übereinstimmung vermindert die Verläßlichkeit der Schaltungen und erhöht die Kosten.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen Schaltkreis der eingangs genannten Art so auszugestalten, daß die Nennspannungen der Transistoren bei der Schaltung hoher Spannungen nicht überschritten werden, ohne daß es erforderlich ist, Reihen von Leistungstransistoreinheiten hintereinanderzuschalten.

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Gelöst wird die Aufgabe nach der Erfindung durch die in den Patentansprüchen angegebenen Merkmale. Dabei sind für nicht lineare Verstärker- oder Schaltkreise Kaskodenschaltungen des ersten bis vierten Leistungstransistors vorgesehen, z, B. zwischen einer ersten Klemme zur Aufnahme einer Betriebsspannung und einer zweiten Klemme zur Verbindung mit einem Bezugspotential mit entgegengesetzt polarisierten Dioden, die individuell zwischen einer Klemmspannungsquelle und einer gemeinsamen Verbindung zwischen den obersten beiden Transistoren bzw. den untersten beiden Transistoren angeschlossen sind, zur Begrenzung des oberen gemeinsamen Verbindungspunktes auf ein Spannungsniveau unterhalb desjenigen der Klemmspannung und des unteren gemeinsamen Verbindungspunktes auf Spannungsnieaus oberhalb der Klemmspannung. Der Spannungsunterschied zwischen der Betriebsspannung und der Klemmspannung wird geringer gehalten als die V_CEX-Nennspannung der Transistoren, wodurch das Schalten einer Betriebsspannung ermöglicht wird, die wesentlich höher ist als die Nennspannung der Transistoren iber eine Last, die an die gemeinsame Verbindung zwischen den beiden mittleren Transistoren gelegt ist, und das Schalten einer Arbeitsspannung, die wesentlich die Nennspannung der Transistoren übersteigt, an eine Bezugspotentialsquelle über die untersten beiden Transistoren. Das Einschalten nur der mittleren beiden Transistoren führt zu einem zweiseitigen Stromfluß zwischen der Klemmspannungsklemme und der Last.

Weitere Vorteile, Merkmale und Einzelheiten der Erfindung werden anhand der nachfolgenden Beschreibung verschiedener Aus-

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führungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen deutlich. Dabei zeigt bzw. zeigen im einzelnen:

Figur 1 ein schematisches Schaltdiagramm einer Ausführungsform der Erfindung unter Darstellung von sechs möglichen Betriebs- oder Schaltzuständen dieser Ausführungsform gemäß den Bildern (A), (B), (C), (D), (E) und (F),

Figur 2 ein schematisches Schaltdiagramm eines transistorbestückten Schaltkreises oder nicht linearen Verstärkers einschließlich der Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 1,

Figur 3 ein Zeitdiagramm typischer Steuersignale entsprechend den Bildern (A), (B), (C), (D) zum Betrieb des transistorbestückten Schaltkreises gemäß Fig. 2 in einer vorbestimmten Folge von Schaltzuständen,

Figuren 4,

und 6 schematische Schaltdiagramme anderer Ausführungsformen gemäß der Erfindung zum Schalten schrittweise höherer Spannungen und

Figur 7 ein shematisches Schaltdiagramm einer unabhängigen transistorbestückten Schaltung zur Darstellung eines jeden der einpoligen Ausschalter nach allen Ausführungsformen der Erfindung.

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Die in Fig. 1 (A) dargestellte Ausführungsform der Erfindung umfaßt beispielsweise vier gleiche Leitungstransistoren 1, 3, 5, 7, die der Einfachheit halber als einpolige Ausschalter dargestellt sind und in Kaskoden angeschlossen sind, zwischen einer ersten Klemme 9 zur Aufnahme einer Betriebsspannung +E₁ und einer zweiten Klemme 11 zur Aufnahme eines Bezugsspannungspotentials, bei welchem es in diesem Beispiel sich um Erdung handelt. Eine dritte Klemme 13 zur Aufnahme einer Klemmspannung +E₂ ist über entgegengesetzt polarisierte Dioden 15, 17 an die gemeinsame Verbindung zwischen den obersten beiden Transistoren 1, 3 bzw. den untersten beiden Transistoren 5, 7 angeschlossen. Eine Ausgangsklemme 19 ist an die gemeinsame Verbindung zwischen den Transistoren 3 und 5 angeschlossen, Die Schaltungsverbindungen entsprechend der Darstellung der Fig. l(A) ist den Schaltungen gemäß Fig. l(B) bis (F) identisch, Jeder der Schalter 1, 3, 5, 7 stellt den Kollektor-Emitterstromweg eines Schalttransistors dar, wodurch, wenn es sich beispielsweise um NPN-Transistoren handelt und ihre Basis-Emitterverbindungen in Vorwärtsrichtung geregelt sind und ein hinreichender Strom ihren Basiselektroden zugeführt wird, diese Schalttransistoren in Sättigung gehen und eine im wesentlichen niedrige Impedanz zwischen den jeweiligen Kollektor- und Emitterelektroden liegt, entsprechend einem geschlossenen elektromechanischen Schalter. Wenn ihre Basis-Emitterverbindungen rückwärts geregelt sind, werden die Transistoren abgeschaltet, womit die Impedanz zwischen den jeweiligen Kollektor- und Emitterelektroden wesentlich ansteigt, ensprechend einem offenen Schalter. Eine Nennspannung

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eines Transistors ist die Durchbruchsspannung von der Kollektor zur Emitterelektrode, wobei eine gewisse Rückwärtsregelungsspannung an die Basis des Transistors gelegt ist (üblicherweise bezeichnet als V_CEX). Nach dem gegenwärtigen Stand der Technik sind die Transistoren mit der höchsten Spannung, die verfügbar sind, NPN-Transistoren mit einer V_. -Nennspannung von etwa 600 Volt. Gemäß der Erfindung hält man den Unterschied zwischen der Betriebsspannung +E^ und +Ep geringer als die V___x-Nennspannung der Transistoren 1, 3, 5 und 7, womit man ermöglicht, daß diese Transistoren Spannungen zu schalten vermögen, die wesentlich größer sind als ihre V_c χ-Nennspannungen, wie noch beschrieben werden wird.

Zur Erläuterung soll angenommen werden, daß die Betriebsspannung +E^ beispielsweise ein Niveau von +1200 Volt besitzt« Wenn in Fig. 1 NPN-Transistoren mit einer V_CEX~Nennspannung von mindestens 600 Volt eingesetzt werden, dann muß die Klemmspannung +E_? auf ein Niveau von +600 Volt eingestellt werden, welches in diesem Beispiel die Hälfte von E. ist. Dementsprechend begrenzt die Diode 15 die gemeinsame Verbindung zwischen den Schaltern 1 und 3 hinsichtlich einer Abnahme des Spannungsniveaus unter +E₂, in diesem Beispiel +600 Volt. Die Diode 17 dient dazu, die gemeinsame verbindung zwischen den Schaltern oder Transistoren 5 und 7 auf ein Spannungsniveau zu begrenzen, das in diesem Beispiel +600 Volt nicht überschreitet. Dementsprechend kann unabhängig davon, in welcher Kombination die Transistoren 1, 3, 5 und

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-r-

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in einem der Zustände 1 bis 6 geschaltet sind, die Spannung über den Kollektor-Emitterstromweg eines jeden dieser Transistoren nicht 600 Volt überschreiten. Auf diese Weise können im Zustand 1 600 Volt-Transistoren zur Schaltung einer Betriebsspannung +E₁ von 1200 Volt über eine Last geschaltet werden, die an die Klemme 19 gelegt ist, oder im Zustand 5 zur Schaltung einer Arbeitsspannung von +1200 Volt von der Last zur Erde. Es soll noch erwähnt werden, was dem Sachverständigen auf diesem Gebiet geläufig ist, daß, wenn sich der Transistor leitend in Sättigung befindet, der Spannungsabfall über dessen Kollektor-Emitterstromweg im allgemeinen in der Größenordnung von 1 Volt liegt, wegen der im wesentlichen geringen Impedanz dieses Stromweges im Sättigungszustand des Transistors. Außerdem erfordert diese Betriebsweise nicht eine Übereinstimmung der Transistoren 1, 3, 5 und 7.

Eine andere Ausführungsform der Erfindung umfaßt die Klemmdioden 15 und 17, wenn die Kombination der Transistoren 1, 3, 5 und 7 sich im Zustand 6 befindet. In diesem Zustand fließt ein zweiseitig gerichteter Strom zwischen der Klemmspannungsquelle, die an der Klemme 13 +E~ Volt zur Verfugung stellt und der Last, die an die Ausgangsklemme 19 gelegt ist. Außerdem stellt die Kombination der Diode 15 und des Transistors 3 einen torgesteuerten Stromweg dar für den Stromfluß von der Klemme 13 zur Ausgangsklemme 19, wenn sich immer die Kombination der Transistoren im Zustand 2 befindet. In ähnlicher Weise stellt die Kombination der Diode 17 und des Transistors 15 einen torgesteuerten Weg für den Stromfluß von der Ausgangsklemme 19 zur Begrenzungsklemme 13 dar, wenn immer die Kom-

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- Jg -

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bination der Transistoren 1, 3, 5 und 7 sich im Zustand 4 befindet.

Die Zustände 1 bis 6 sind die einzig nützlichen Zustände für die Kombination der Transistoren 1, 3, 5 und 7. Wenn alle Transistorschalter 1, 3, 5 und 7 eingeschaltet sind, wird die Betriebsspannungsquelle, die die Betriebsspannung +E₁ Volt zur Verfügung stellt, zur Bezugsspannungsquelle kurzgeschlossen, die an die Klemme 11 angeschlossen ist, womit ein überhöhter Strom durch die Transistoren fließt und diese zerstört. Dementsprechend muß dieser letztere Zustand zu allen Zeiten verhindert werden. Um den Betrieb der Transistoren in einem unzulässigen Zustand zu verhindern, ist es erstrebenswert, Steuersignale an die Transistoren 1, 3, 5 und 7 anzulegen,

,eine Umschaltung um von einem Zustand zum nächsten mit Unterbrechung vorzusehen.

Wenn z. B. die Wicklung eines (nicht dargestellten) Gleichstrommotors zwischen die Ausgangsklemmen 13 und 19 gelegt ist, bevorzugt man, daß die Kombination der Transistoren 1, 3, 5 und 7 in jeden der Zustände 1 bis 5 aufeinanderfolgend in steigender oder absteigender Reihe betrieben wird. Bei einem solchen Einsatz könnten die Transistoren während einer relativ kurzen Zeitdauer im Stadium 3 beim Schalten der Transistoren von dem Zustand 1 in den Zustand 5 gehalten werden, um beispielsweise den Motor dynamisch zu unterbrechen. Es ist bei vielen Anwendungen erforderlich, wie beispielsweise beim Antrieb eines Motors, antiparallele Dioden über die Schalter 1, 3, 5 und 7 vorzusehen, wie dies in Fig. 2 dargestellt und

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im Zusammenhang hiermit beschrieben wird, die jedoch zur Vereinfachung in Fig. 2 nicht gezeigt sind. Da in dieser Weise die Motorwicklung eine induktive Last darstellt, die hoch aufgeladen werden kann, vermindert der schrittweise Betrieb der Transistoren den Effekt der induktiven Riickschlagspannung von der Motorwicklung, wodurch eine Beschädigung des Motors oder eine Überlastung der Transistoren verhindert wird. In einer ähnlichen Weise wird ein schrittweises Schalten bevorzugt, wenn der Schaltkreis an irgendeine komplexe Impedanzlast angeschlossen ist, wie beispielsweise eine Induktionsspule oder einen Kondensator, wobei in einem Zustand des Schaltkreises der Last Strom zugeführt werden kann und in einem anderen Zustand der Strom von der Last abfließt.

In Fig. 2 ist ein nicht linearer Schaltverstärker dargestellt, mit einer Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 1. Die Schalttransistoren 1, 3, 5 und 7 werden in diesem Beispiel durch NPN-Darlington-Schalter gebildet. Die Dioden 21, 23, 25 und 27, die umgekehrt parallel zu den Darlington-Schaltern 1, 3, 5 bzw. 7 angeschlossen sind, ermöglichen ein bilaterales Schalten, wie dem Sachverständigen hinlänglich bekannt ist. Der Kondensator 29 stellt in Kombination mit der Diode 31 und den Transistoren 33, 35 und 37 eine Bootskrapping-Schaltung dar, um die Darlington-Transistoren 1 und 3 einzuschalten. Die Dioden 39, 41 und 43 stellen sicher, daß eine Rückwärtsregelungsspannung von mindestens einem Diodenabfall über die Basis-Emitterelektroden der Schalter 1, 3 , 5 und 7 gelegt ist, wenn immer eine Spannung einer entsprechenden Amplitude an die

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Basiselektrode dieser Transistorschalter angelegt ist, um sie abzuschalten oder in abgeschaltetem Zustand zu halten.

Ein erster Trennschaltverstärker umfaßt die Eingangsklemmen 45 und 47, den NPN-Schalttansistor 49, die NPN-Darlington-Schalter 51 und 53, die Widerstände 55, 57, 59, 33, 35 und 37, die Dioden 31, 61 und 63, die Zener-Diode 65 sowie die Klemme 67 zur Aufnahme einer Regelspannung -V. Dieser erste Trennschaltverstärker kann betrachtet werden als habe er Pseudoausgangsklemmen an den Schaltkreispunkten 69 und 71, an welchen er Steuer- oder Spannungssignale abgibt für den Betrieb der Darlington-Schalter 1 bzw. 3.

Ein zweiter Trennschaltverstärker umfaßt eine Eingangsklemme 73, einen NPN-Darlington-Schalter 75, die Widerstände 77, 79 und 81 sowie eine Pseudoausgangsklemme an dem Schaltkreispunkt 85 zur Darstellung einer Steuerspannung oder eines Signals zum Betrieb des Darlington-Schalters 5.

Ein dritter Trennschaltverstärker umfaßt eine Eingansklemme 87, die Widerstände 89 und 91, einen Darlington-Schalter 93 sowie eine Pseudoausgangsklemme an dem Schaltkreispunkt 95 zur Zuführung von Steuer- oder Spannungssignalen für den Betrieb des Darlington-Schalters 7.

Eine Steuerung 97 wird eingesetzt zur Erzeugung von ersten bis vierten Ordnungs- oder Eingangssignalen (A), (B), (C), (D) zur

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Anlegung an die Eingangsklemmen 45, 47, 73 bzw. 87 zum Betrieb der Schaltkreise in die verschiedenen Stadien 1 bis 6, wie dies in Fig. 1 gezeigt ist. Bei der Steuerung 97 kann es sich um einen Mikrorechner handeln, der programmiert ist, zur Erzeugung einer bestimmten Kombination oder Kombinationen von Niveaus von Eingangssignalen (A), (B), (C) und (D), wie dies beispielsweise in Fig. 3 gezeigt ist, und wie nachfolgend noch näher beschrieben werden soll. Die Steuerung 97 kann auch durch eine andere Einrichtung als einen Mikrorechner dargestellt werden, wie beispielsweise durch einen Aufbau von vier einpoligen Umschaltern, die selektiv entweder -V Volt oder Erde an die Eingangsklemmen 45, 47, 73 bzw. 87 legen können, zum Betrieb des Schaltkreises in einem der angestrebten sechs Zustände, wie dem Sachverständigen auf diesem Gebiet aufgrund der nachfolgenden Beschreibung des Betriebes des Schaltkreises einleuchtet.

Die Tabelle I zeigt die Spannungs- oder Signalniveaus, die erforderlich sind für die Eingangssignale A, B, C, D von der Steuerung 97 für den Betrieb des nicht linearen Schaltverstärkers gemäß Fig. 2 in einem der sechs möglichen Betriebszustände für die Kombination der Darlington-Schalter 1, 3, 5 und 7 gemäß der Darstellung in Fig. 1.

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Tabelle I

Schaltkreiszustand	Eiηgangssignal- niveau	JB	1	C	D	Betriebssustand der	51,	5_3	JL	Einrichtungen	21	5,86	93	2	O	O	Ausgangsniveau oder Zustand
	A	O		1	1	49	O	O	1	3_	1	O	1	O
1	O	O	1	1	1	O	O	O	O	1	1	O	1	O	+E₁ Volt
2	1		O			1				1					+E₂ Volt
		1	O	1	1		1	1	O		1	O	1	O	(Temporärzu stand)
3	O		O	1	O	1	1	O	O	O	1	1	O	Erdung (einge schalteter Zu stand)
4	O			O				O					+E₂
		O	O		1	1	O		O	1	O	1	(Temporärzu- ^ stand) ^ ei
5	O	O	1	O	O	O	O	O	O	1	1	Erdung f
6	1	1	1	1	O	O	O	1	1	O	1	+E₂ Volt
2	1			1				1				+E₂ Volt
					(Temporärzu stand)

Bemerkung:

1. Für die Eingangssignalniveaus 0 S -V Volt, 1 S Erdung

2. Für den Transistor 49 und die Darlington-Schalter 1, 3, 5, 7, 49, 51, 53, 75,93

0 Ä Abschaltung, 1 £ Einschaltung *■*

3. Im Zustand 6 kann der Strom in beiden Richtungen zwischen den Klemmen 13 und 19 00 fließen. O

i °^{hmlSChe Belast}"ng soll zwischen der Klemme 19 und der

Aus dieser Tabelle läßt sich ersehen, daß der Zustand 1 erreicht wird, indem man die Steuerung 97 so betreibt, daß sie eine Digitalkodierung 0,0,1,1 erzeugt für die Eingangssignale A, B, C bzw. D, eine digitale Null, die einem Niveau von -V entspricht, sowie eine digitale Eins, die der Erdung entspricht. Der Transistor 49 und der Darlington-Schalter 53 werden abgeschaltet entsprechend den Niveaus der Eingangssignale A bzw. B. Wenn der Darlington-Schalter 53 abgeschaltet ist, liegt die Impedanz zwischen dessen Kollektor- und Emitterelektrodenstromweg im wesentlichen hoch, daß verhindert wird, daß der Darlington-Schalter 51 einschaltet. Das Nichtlei ten des Transistors 49 und des Darlington-Schalters 53 bewirkt, daß sich die Spannung im Schaltkreispunkt 69 im wesentlichen +E^ Volt nähert, wodurch Strom fließt von der Kondensator-Bootstrap-Quelle, die (E₁ + E«) an die Kathode der Diode 31 legt, durch den Stromweg einschließlich des Widerstandes 35 und den Widerstand 37 in die Basiselektroden der Darlington-Schalter 1 bzw. 3, wodurch beide eingeschaltet werden. Im Stadium 1 ermöglicht das Nichtleiten des Darlington-Schalters 51, daß die Spannung sich an dem Schaltkreispunkt 71 +E^ Volt nähert, wodurch der Strom fließt von dem Bootstrap-Kondensator 29 durch den Stromweg einschließlich des Widerstandes 35 in die Basiselektrode des Darlington-Schalters 3, wodurch dieser gleichzeitig mit dem Darlington-Schalter 1 eingeschaltet wird. Die Erdniveausignale, die an die Basiselektroden der Darlington-Schalter 75 und 93 gelegt werden, über die Eingangssignale C bzw. D, bewirkt, daß diese Schalter einschalten. Mit eingeschaltetem Darlington-Schalter 75 wird eine Spannung, die ein

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Niveau von etwa (+E₂) Volt liegt in Rückwärtsregelang über den Widerstand 79 gelegt, wodurch der Strom fließt von +E₁ durch den Widerstand 82, um durch den Widerstand 79 zu fließen und damit den Darlington-Schalter 5 und den Transistor 86 ausgeschaltet zu halten. Bei eingeschaltetem Darlington-Schalter 93 ist die Impedanz zwischen seiner Kollektor- und Emitterelektrode wesentlich vermindert, um etwa -V Volt an die Basiselektrode des Darlington-Schalters 7 zu legen und diesen abgeschaltet zu halten.

Wenn die Schalter 1 und 3 abgeschaltet sind, lädt der Bootstrap-Kondensator 29 auf etwa +E^ Volt über einen Stromleitungsweg auf, der den Widerstand 33, die Diode 31, eine (nichtdargestellte) Last, die zwischen die Klemme 19 und (in diesem Beispiel angenommen) der Erde und/oder in erster Linie die Kollektor-Emitterstromwege der Darlington-Schalter 5 und 7 umfaßt, wenn diese Schalter gleichzeitig eingeschaltet sind. Wenn die Darlington-Schalter 1 und 3 gleichzeitig sich in einem leitenden Stadium 1 befinden, wird die Betriebsspannung +E^ im wesentlichen an die Ausgangsklemme 19 gelegt.

Um von dem Stadium 1 in das Stadium 2 überzugehen, ist es erforderlich, das Niveau des Eingangssignals A von einem digitalen O-Niveau auf ein digitales 1-Niveau oder Erdung zu ändern, wobei die Niveaus der Eingangssignale B, C und D verbleiben wie im Stadium 1. Der Transistor 49 spricht durch Einschalten an, wodurch im wesentlichen die Impedanz zwischen dessen Kollektor- und Emitterelektrode vermindert wird, was eine Rückwärtsregelungsspannung von im wesentlichen (Eg + V)

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erzeugt, die über die Zener-Diode 65 gelegt wird und bewirkt, daß die Zener-Diode leitend wird, wodurch wiederum die Spannung an der Klemme 69 vermindert wird auf +E_? - V Volt. Hierdurch wird der Strom, der durch den Widerstand von der Basiselektrode des Darlington-Schalters 1 durch den Stromleitungsweg einschließlich der Zener-Diode 65, den Strombegrenzungswiderstand 57, die Diode 63, den Kollektor-Emitterstromweg des Transistors 49 und die Regelspannungsklemme 67 in die Spannungsquelle hineingeführt, die die Regelspannung -V zuführt, wodurch der Daiington-Schalter 1 ausgeschaltet wird.

Um von dem Stadium 2 in das Stadium 3 überzugehen, verbleiben die Niveaus der Eingangssignale C und D wie in den Stadien 1 und 2, wobei zunächst das Niveau des Eingangssignals B von einem digitalen O-Niveau auf ein digitales 1-Niveau geht, worauf sich das Niveau von A von einem digitalen 1-Niveau auf ein digitales O-Niveau ändert. Hierdurch wird der Transistor 49 abgeschaltet,und während der Transistor 49 abschaltet, schaltet der Darlington-Schalter 53 ein. Bei abgeschaltetem Transistor 49 verbleibt der Darlington-Schalter 51 eingeschaltet über den Stromfluß in die Basiselektrode des Darlington-Schalters 51 von der Spannungsquelle, die +Ep Volt zuführt. Da der Darlington-Schalter 53 eingeschaltet ist, wird der Strom, der durch die Widerstände 35 und 37 fließt, geschuntet auf -V über die Stromleitungswege einschließlich der Widerstände 57 bzw. 59.

Um den Schaltkreis gemäß Fig. 2 von seinem Stadium 3 in das

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Stadium 4 zu führen, ändert sich das Niveau des Bingangssignals C von einem digitalen 1-Niveau auf ein digitales O-Niveau, während man die Niveaus der Eingangssignale A, B und D wie im Zustand 3 beibehält. Entsprechend dem Niveau des Eingangssignals C, das auf ein digitales O-Niveau geht, wird der Darlington-Schalter 75 ausgeschaltet, wodurch das Spannungsniveau an dem Stromkreispunkt 85 oberhalb +E_? geht, so daß der Transistor 86 eingeschaltet ist und Strom fließt von der Betriebsspannungsquelle, die +E₁ Volt zur Verfügung stellt, an die Klemme 9 durch den Widerstand 81 und den Transistor 86 in die Basiselektrode des Darlington-Schalters 5 hinein, wodruch dieser eingeschaltet wird.

Um die Schaltung gemäß Fig. 2 in den Zustand 5 von dem Zustand 4 zu führen, ist es erforderlich, die Steuerung 97 so zu betreiben, daß sie das Niveau des Eingangssignals D von einem digitalen 1-Niveau in ein digitales O-Niveau ändert, während gleichzeitig die Niveaus der anderen Eingangssignale A, B und C wie im Stadium 4 verbleiben. Entsprechend dieser Niveauänderung des Eingangssignals D schaltet der Darlington-Schalter 93 aus und gestattet einen Stromfluß von der Spannungsquelle, die +E~ Volt an die Klemme 13 legt durch den Widerstand 91 in die Basiselektrode des Darlington-Schalters 7, wodurch dieser eingeschaltet wird und bewirkt, daß ein Bezugsspannungspotential oder eine Spannung an die Klemme 11 gelegt wird, die über die Stromwege im wesentlichen geringer Impedanz durch die Leitung der Darlington-Schalter 5 und 7 an die Klemme 19 gelegt wird.

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Um den Zustand des Stromkreises gemäß Fig. 2 von dem Stadium 5 in das Stadium 6 zu ändern, ist es erforderlich, daß die Steuerung 97 so betrieben wird, daß nur das Niveau der Eingangssignale A und D von einem digitalen O-Niveau auf ein digitales 1-Niveau geändert werden, wobei B und C wie im Stadium 5 verbleiben. Dementsprechend wird aus der obigen Diskussion deutlich, daß der Transistor 49 einschaltet, die Darlington-Schalter 51, 53 und 7 ausschalten, die Darlington-Schalter 3 und 93 einschalten, der Darlington-Schalter 1 abgeschaltet bleibt und der Darlington-Schalter 5 eingeschaltet bleibt.

Cs ist noch herauszustellen, daß durch die Auslegung des ersten Trennschaltverstärkers die Dioden 61 und 63 eine Begrenzung zwischen der gemeinsamen Verbindung zwischen den Darlington-Schaltern 51 und 53 auf ein Spannungsniveau darstellen, das +E- Volt nicht überschreitet. Auf diese Weise können die Transistoren und Darlington-Schalter 51 und 53 eine V-,,ν Durchbruchsnennspannung besitzen, die wesentlich geringer ist als das Niveau der Betriebsspannung +E., plus dem absoluten Wert der Regelspannung -V. In anderen Worten kann die V-,„_v-Nennspannung des Darlington-Schalters 51 etwa gleich einem Wert gesetzt werden, der der Differenz zwischen dem Betriebsspannungsniveau +E₁ und dem Spannungsniveau der Begrenzungsspannung +E- ist, während die V_CEy-Nennspannung des Darlington-Schalters 53 so eingestellt werden, daß sie einen Wert besitzt, der der Summe von (E₂ + V) gleich ist. Ohne den Einschluß der Klemmdioden 61 und 63, wenn immer die

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Darlington-Schalter eingeschaltet sind, können die Basiselektroden der Darlington-Schalter 1 und 3 ansteigen, um sich einem Niveau der Betriebsspannung +E₁ zu nähern, wodurch das Niveau der Spannungen an den Kollektoren der Darlington-Schalter 51 und 53 +E₁ Volt angenähert wird, wodurch diese Transistoren mindestens V_CE -Durchbruchsnennspannungen besitzen, die gleich +E₁ bzw. (+E₁ + V) sind.

Unter Bezugnahme auf die Tabelle I und die obige'Diskussion des Betriebes der Schaltung gemäß Fig. 2 zeigt das Zeitdiagramm gemäß Fig. 3 Wellenformen 99, 101, 103 und 105, die als Eingangssignale A, B, C bzw. D verwendet werden können zum Betrieb der Schaltverstärker gemäß Fig. 2 zum Antrieb einer induktiven Last, die an die Ausgangsklemme 19 angeschlossen ist, wie beispielsweise die Wicklung eines Motors, wobei der Schaltverstärker schrittweise in einer ansteigenden oder absteigenden Reihenfolge betrieben werden muß, durch die ersten bis fünften Stadien, um eine Beschädigung der Motorwicklung zu verhindern, wie es bereits erwähnt worden ist. Unter Bezugnahme auf Fig. 3 befindet sich vor der Zeit t₁ der Schaltverstärker gemäß Fig. 2 im Stadium 1, um die Betriebsspannung +E₁ an die Motorwicklung in diesem Beispiel zu legen. Zwischen den Zeiten t₁ und t~ wird der verstärker in den Zustand 2 gebracht und als nächstes in den Alternativzustand 2 zwischen den Zeiten t₂ und t~. Zwischen den Zeiten tj und t, wird der Schaltverstärker in seinen Zustand 3 gebracht, während der dargestellten sehr kurzen Zeitdauer, wobei jedes induktive Rückschlagen von der Motorwicklung über die Strom-

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leitungswege der Dioden 21 und 23 zur Betriebsspannungsquelle geleitet wird, die +E^ Volt an der Klemme 9 zur Verfugung stellt für ein positives Rückschlagen und über die Dioden und 27 zur Leitung eines Stromes von der Erde zur Ausgangsklemme 19 bei einem negativen Rückschlag. Zwischen den Zeiten t₄ und t₅ wird der Schaltverstärker in seinen Zustand 4 gebracht, um Strom von der Last zur Klemmspannungsquelle zu leiten über den Stromweg einschließlich der Kollektor-Emitterelektroden des Darlington-Schalters 5 und der Diode 17. Zwischen den ^eiten te und tg wird der Schaltverstärker in den fünften Zuetand gebracht, um die Motorlast zu unterbrechen, oder die aufgeladene Induktivität der Motorwicklung zu erden über die Leitungswege der eingeschalteten Darlington-Schalter 5 und 7. Der Motor wird zurück auf Geschwindigkeit gebracht, indem man schrittweise den Schaltverstärker von dem Stadium in das Stadium 4 zwischen den Zeiten t_ß und t~, in das Stadium 3 zwischen den Zeiten t_? und tg, in das alternative Stadium 2 zwischen den Zeiten tg und t_g in das normale Stadium zwischen den Zeiten tg und t^_Q und schließlich in das Stadium 1 nach der Zeit t_1Q bringt. Es ist herauszustellen, daß das Zeitdiagramm gemäß Fig. 1 lediglich als Beispiel gegeben ist, wobei auch andere Folgen des Schaltverstärkers gemäß Fig. 2 durch seine verschiedenen Stadien erforderlich sein können, um andere Motortypen oder unterschiedliche Lasttypen zu treiben.

In Fig. 4 ist die Ausführungsform der Schaltung gemäß Fig. 1 dargestellt, wobei +E₁ durch die Batterien 99 bis 102 zur Ver-

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fügung gestellt wird, die in Reihe zwischen die Klemmen 9 und 13 geschaltet sind (+E. ■ +'AE in diesem Beispiel). In ähnlicher Weise ist ein Satz von Batterien 103 bis 106 in Reihe zwischen die Klemmen 11 und 13 geschaltet, um -4E Volt an die Klemme 11 zu legen. Die Klemme 13 ist in diesem letzteren Beispiel an die Erdung angeschlossen. Es ist zu bemerken, daß in Fig. 4 zum Zwecke der Erläuterung ein balanciertes System dargestellt ist, wobei jede der Batterien 99 bis 106 eine Spannung von E Volt besitzt. Die individuellen Batterien 99 bis 106 können durch jede Gleichstromquelle ersetzt werden, um die Spannungen +4E bzw. -4E Volt gemäß diesem Beispiel zur Verfugung zu stellen. Für Lasten, die einen symmetrischen Betrieb erfordern, bevorzugt man im allgemeinen den Betrieb des Schaltkreises gemäß Fig. 4 in einer ausbalancierten Weise, wobei jedoch bei bestimmten Anwendungen es erforderlich sein kann, ungleiche Niveaus von positiver und negativer Spannung zu schalten und Gleichspannungsquellen einzusetzen, die ungleiche Gleichspannungsniveaus eraeugen. Wie aus der nachfolgenden Erläuterung deutlich wird, sind die einzelnen Batterien 99 bis 106 in Reihenschaltung dargestellt, statt einer einzigen Batterie zur Zuführung von +4E Volt und eine andere einzige Batterie zur Zuführung von -4E Volt, um zu erläutern, wie die Schaltung gemäß Fig. 4 erweitert werden kann über den Einschluß zusätzlider Schalter und Dioden, um jeweils größere Niveaus positiver und negativer Spannungen zu schalten.

- 21 0300U/0803

Tabelle II Fig. Nr. Schaltunqszustand

Betriebszustand der Bauelemente Ί 5 5 7 ΪΪ3 ΪΪ4 Ϊ19 Ϊ5δ"

Ausgangsniveau oder Zustand

1 2 3

1 2 3 4 5

1 2 3 4 5 6

0	1	1	0	—	0	1	—	—	—
1	1	0	0	-	0	-	-	-
0	0	1	1	-	0	-	-	-
0	1	1	0	0	0	0	—	—
1	1	1	0	0	0	-	-
1	1	0	0	1	0	-	-
0	1	1	1	1	0	-	-
0	0	1	1	0	1	-	-
0	1	1	0	0	0	0	0
1	1	1	1	0	0	0
1	1	1	0	0	0	0
1	1	0	0	0	1	0
0	1	1	1	1	0	0
0	0	1	1	1	0	1

O; siehe Bemerkung 1 +4E Volt -4E Volt

siehe Bemerkung 2	Volt	Volt	I
+ 2E	Volt	Volt	•0 I
+6E	Volt	Volt
-2E	Volt	Volt	1
-6E	siehe Bemerkung 3
0; siehe Bemerkung
+4E
+8E
-4E
-8E

Bermerkungen: (1) Ausgangsklemme 19 geerdet für einen zweiseitig gerichteten Strom zwischen den Klemmen 13 und 19.

(2) Ausgangsklemme 19 begrenzt auf +2E Volt und -2E Volt.

(3) Ausgangsklemme 19 begrenzt auf +4E Volt und -4E Volt.

- 22 -

CO 00

In Tabelle II sind die primären Schaltkreiszustände für den Betrieb des Schaltkreises gemäß Fig. 4 dargestellt. Im Schaltkreisstadium 1 werden die Schalter 3 und 5 geschlossen, um eine Bezugspotentialquelle, in diesem Fall Erdung, an die Ausgangsklemme 19 anzuschließen. Unter Berücksichtigung der Spannungsabfälle zwischen den Klemmen 13 und 19 für von der Erde zur Ausgangsklemme 19 fließenden Strom ist die Spannung an der Ausgangsklemme unterhalb der Erdung um ein Niveau, das den Summen der Spannungsabfälle über die Diode 15 und den Hauptstromleitungsweg der Schalteinrichtung 3 entspricht. In ähnlicher Weise ist für Strom, der von der Ausgangsklemme 19 zur Klemme 13 fließt, das Spannungsniveau an der Ausgangsklemme 19 oberhalb der Erdung um einen Betrag, der gleich der Summe der Spannungsabfälle über den ^Hauptstromleitungsweg der Schalteinrichtung 5 und der Diode 17 ist. Wie weiter oben beschrieben wurde, fließt, wenn die Schalter 3 und 5 in ihrem geschlossenen Zustand betrieben werden, während gleichzeitig die Schalter und 7 sich in ihrer offenen Position befinden, ein zweiseitig gerichteter Strom zwischen den Klemmen 13 und 19. Im Schaltkreiszustand 2 werden die Schalter 1 und3 in der geschlossenen Position betrieben, während die Schalter 5 und 7 geöffnet sind, zur Anlage von +4E Volt an der Ausgangsklemme 19. Wenn die Spannung über der Last zufällig ansteigt auf ein Niveau höher als +4E Volt, was bei einer induktiven Last eintreten kann, fließt ein Strom von der Last durch die Klemme 19 und die Schalter 3 und 1 durch die Batterien 99 bis 102 zur Erde. Es ist zu erwähnen, daß, wie oben für Fig. 2 erwähnt wurde, eine individuelle Diode normalerweise umgekehrt oder antiparallel

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über jeden der Schalter der Fig, 1 und 4 bis 6 angeschlossen ist, um ein doppelseitiges Schalten in den Stromkreis zu ermöglichen, d. h., um einen kontinuierlichen Stromfluß durch die Blindlasten, die durch den Schaltkreis betrieben werden, auch dann vorzusehen, wenn die individuellen Schalter des Schaltkreises in ihren geöffneten Stellungen betrieben werden. Wenn beispielsweise die Schalter 1 und 3 gleichzeitig in ihren geschlossen Positionen beschrieben werden, während die Schalter 5 und 7 geöffnet sind, um Strom einer induktiven Last zuzuführen und dann die Schalter 1 und 3 plötzlich geöffnet werden, verursacht die induktive Last, indem sie einen Stromfluß in der gleichen Richtung aufrechtzuerhalten versucht, ein "Zurückschlagen" mit einer Spannung, deren Niveau negativer ist als -4E Volt, wodurch ein Strom durch die Dioden fließt, die antiparallel über die Schalter 5 und 7 gelegt sind und hiervon von Erde über die Batterien 103 bis 106. Im dritten Zustand werden die Schalter 5 und 7 in ihren geschlossenen Positionen betrieben, während gleichzeitig die Schalter 1 und 3 geöffnet sind, um -4E Volt an die Ausgangsklemme 19 zu legen. Wenn zu dieser Zeit die Spannung über der Last zufällig abnimmt auf einen Wert, der niedriger ist als -4E Volt, so fließt ein Strom von der Erde durch die Batterien 103 bis 106, die Schalter 5 und 7, aus der Klemme 19 heraus und in die Last, statt der normalen Betriebsweise,gemäß welcher der Strom in die entgegengesetzte Richtung fließt. Die Schalter 1, 3, 5 und 7 der Fig. 4 müssen bei offener Schaltung eine Nennspannung von mindestens 4E Volt besitzen. Dies liegt daran, daß wenn die

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0300U/0803

oberen Schalter 1 und 3 in ihren geschlossenen Positionen betrieben werden, während die unteren Schalter 5 und 7 in ihren offenen Positionen sind, oder umgekehrt, die Schalter in ihrem offenen Zustand eine Spannung von 8E Volt über ihre offenen Stromleitungswege in Reihe geschaltet besitzen. Nimmt man an, daß die Leerlaufimpedanzen der Schalter im wesentlichen übereinstimmen, so muß jeder Schalter eine Leerlaufspannungsfähigkeit von etwa 1/2 der Maximalspannung besitzen, die über die in Reihe geschalteten Hauptstromwege angelegt werden kann.

In Fig. 5 ist eine weitere Ausführungsform der Erfindung dargestellt für Schaltungen bis zu +6E oder -6E Volt über eine Last, die an die Klemme 19 angeschlossen ist. Im Vergleich mit Fig. umfaßt der Schaltkreis 5 zusätzlich die Dioden 111 und 112 sowie die Schalter 113 und 114. Die Schaltverbindungen gemäß Fig. 5 für bestimmte Elemente unterscheiden sich von den Verbindungen dieser Elemente in Fig. 4, wobei sie jedoch einem bestimmten Muster folgen, das aus der nachfolgenden Diskussion einleuchtet. In Tabelle II sind die Primarschaltzustande für Fig. 5 entsprechend dem gleichzeitigen Betrieb der Schalter 1, 3, 5, 7, 113 und 114 in verschiedenen Kombinationen der jeweiligen offenen und geschlossenen Zustände dargestellt. Aus Tabelle II läßt sich ersehen, daß die Schaltung gemäß Fig. 5 betreibbar ist für die Anlage von entweder Erdung, +2E Volt, +6E Volt, -2E Volt oder -6E Volt an die Ausgangsklemme 19. Um ein sprungartiges Ansteigen der Ströme zu veireiden, und die Möglichkeit vorübergehender Spannungspitzen zu vermindern, bevorzugt man es, den Schaltkreiszustand 3 zu erhalten, indem man zunächst den

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- 25 -

-,25 -

Schaltkrd.s in den Zustand 1 versetzt, dann in Zustand 2 und schließlich in den Zustand 3. Mit anderen Worten, bevorzugt man den Betrieb des Schaltkreises gemäß Fig. 5, indem man von einem Zustand in den nächsten Zustand geht, indem man die Schalter des Schaltkreises aufeinanderfolgend in höhere oder niedrigere Spannungszustände schrittweise versetzt, um die Änderungen in den Ausgangsspannungen auf ein Minimum beim Schalten zwischen den einzelnen Zuständen zu vemindern. Um beispielweise die Ausgangsspannung von +6E Volt in -6E Volt zu ändern, wird der Schaltkreis aufeinanderfolgend von dem Zustand 3 zum Zustand 2, zum Zustand 1, zum Zustand 4 und schließlich zum Zustand 5 geschaltet, anstatt der unmittelbaren Schaltung vom Zustand 3 zum Zustand 5.Es ist außerdem wichtig, daß eine Umschaltung mit Unterbrechung durchgeführt wird, um die Möglichkeit eines Kurzschlusses einer jeden der Batterien 107 bis 110 zur Erde oder untereinander zu verhindern. Bei der Ausführungsform der Schaltung gemäß Fig. 5 muß jeder der Schalter 1, 3, 5, 7, 113 und 114 eine Leerlaufnennspannung von mindestens 4E Volt besitzen. Dies wird bestimmt durch die gleichzeitige Schließung der oberen drei Schalter 1, 3, und 113, während die unteren drei Schalter 5, 7 und 114 geöffnet sind, oder umgekehrt, wobei die Spannung über die Reihenkombination der drei offenen Schalter ein Niveau von 12E besitzen. Geht man wiederum davon aus, daß die Leerlaufimpedanzen der Schalter 1, 3, 5, 7, 113 und 114 im wesentlichen übereinstimmen, so ergibt sich durch die Division von 12E durch 3, daß die Leerlaufnennspannung für jeden dieser Schalter 4E Volt beträgt.

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^H3

Andere alternative Ausführungsformen der Erfindung zur Schaltung zwischen einem Maximum von +NE oder -NE Volt kann man erhalten, indem man zusätzliche Schalter und Dioden, wie erforderlich, in der in Fig. 6 dargestellten Weise hinzufügt. N ist eine gerade Zahl außer 2, nämlich

4, 6, 8, 10, Diese Schaltkreiserweiterung ist durch

die vertikalen gestrichelten Linien im oberen und unteren Bereich der Schaltung gemäß Fig. 6 angezeigt. Wenn es erforderlich ist +NE oder -NE Volt mittels dieses Schaltkreises zu schalten, dann sind N Batterien erforderlich sowohl in der oberen Hälfte des Schaltkreises oberhalb der Klemmen 13 und 19 als auch im unteren Teil des Schaltkreises unterhalb diesen Klemmen 13 und 19. Außerdem ist die Anzahl der Schalter, die für die obere und untere Hälfte des Schaltkreises erforderlich ist, gleich N dividiert durch 2. Die Anzahl der Dioden, die für die obere und untere Hälfte des Schaltkreises erforderlich ist, ist um eins geringer als die Zahl der Schalter JlN/2 - lj. Die Batterien in dem oberen und unterem Teil des Schaltkreises sind in Reihe angeschlossen, wie dargestellt, zur Bereitstellung der Betriebsspannungen +NE bzw. -NE Volt. Die Hauptstromleitungswege der Schalteinrichtungen in der oberen Hälfte des Schaltkreises sind in Reihe zwischen die Betriebsspannungsklemme und die Ausgangsklemme 19 geschaltet. Die Schalteinrichtungen in der unteren Hälfte des Schaltkreises sind mit ihren Hauptstromleitungswegen in Reihe zwischen die Betriebsspannungsklemme 11 und die Ausgangsklemme 19 geschaltet. Die gemeinsame Verbindung zwischen

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den obersten beiden Schaltern in der oberen Hälfte des Schaltkreises ist über eine Diode an die gemeinsame Verbindung zwischen den obersten vier Batterien mit der Kette von Batterien unmittelbar darunter verbunden, wodurch die Dioden in dem oberen Abschnitt des Schaltkreises polarisiert sind, um einen Strom von der Batterienkette zu den Schaltern durchzulassen. Die gemeinsame Verbindung zwischen den obersten vier Batterien und dem unteren Teil der Kette von Batterien ist ebenso über eine Diode in dem unteren Teil des Schaltkreises an die gemeinsame Verbindung zwischen den obersten beiden Schaltern in den untersten Teil des Schaltkreises gelegt, wobei die letztere Diode entgegengesetzt polarisiert ist als die erstgenannte Diode, um einen Strom von der unteren Schalterreihe zu der Batteriekette zu leiten. Die gemeinsame Verbindung zwischen den zweit- und drittobersten Schaltern des oberen Kreises ist über eine Diode mit der gemeinsamen Verbindung zwischen dem Fuß der zweiten Gruppe von vier Batterien (mit Bezug auf die oberste Gruppe von vier Batterien) und der dritten Gruppe von vier Batterien verbunden, wobei diese gemeinsame Verbindung der Batterien auch über eine zur vorangehend genannten, entgegengesetzt polarisierte Diode an die gemeinsame Verbindung zwischen dem zweit- und drittobersten Schalter des unteren Teils des Kreises verbunden ist usw. Diese Muster der untereinander verbundenen Batterien, Dioden und Schaltern kann bis zur N-ten Stufe fortgesetzt werden, wie dem Sachverständigen auf diesem Gebiet einleuchtet. Wie gezeigt, ist die gemeinsame Verbindung zwischen den Batterien in der oberen

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Q300U/0803

Hälfte des Schaltkreises und der unteren Hälfte des Schaltkreises an die Klemme 13 angeschlossen zur Aufnahme einer Bezugsspannungsquelle, wobei es sich in diesem Beispiel um Erdung handelt. Mit anderen Worten, sind die Batterien in Reihe geschalten zwischen den Betriebsspannungsklemmen 9 und 11, wobei der mittlere Spannungspunkt an die Bezugsspannungsklemme 13 angeschlossen ist. In ähnlicher Weise sind die Hauptstromleitungswege der Schalter in Reihe geschaltet zwischen den Betriebsspannungsklemmen 9 und 11, während der mittlere Punkt dieser in Reihe angeschlossenen Schalter an die Ausgangsklemme 19 angeschlossen ist.

Um das fortschreitende Hinzufügen weitere Schalter, Dioden und Batterien zur Schaltung höherer Spannungsniveaus gemäß einer alternativen Ausführungsform der Erfindung noch näher zu erläutern, soll angenommen werden, daß N gleich 8 ist. Die sich ergebende Schaltung würde sich,wie in Fig. 6 dargestellt, ergeben, wobei jedoch die gestrichelten Linien durchgezogen sind. Diese letztere Schaltung ist der nächste Schritt von der Schaltung gemäß Fig. 5, wobei im Vergleich mit Fig. 5 die zusätzlichen Schalter 119 und 120, die Dioden 121 und 122 sowie die Batterien 11S bis 118 vorgesehen sind. Es ist anzuführen, daß N eine gerade Zahl sein muß. Die primären Schaltzustände für diese letztere Schaltung ist in Tabelle II dargestellt zum Erhalt von O, +4 oder + 8E Volt an der Klemme 19. Unter Bezugnahme auf die Fig. 4, 5 und 6 sowie die Tabelle II leuchtet ein, daß für den N-ten Grad der Ausführungsform ge-

maß der Erfindung (^ + 1) unterschiedliche Niveaus für die

Ausgangsspannung erzielbar sind.

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Für den Schaltkreis N-ten Grades entsprechend der Ausführungsform nach Fig. 6 erhält man die Nennspannung für die Schalteinrichtungen wie zuvor, indem man alle Schalter der oberen Hälfte des Kreises schließt, während die Schalter der unteren Hälfte offen sind, oder umgekehrt, wobei 2NE Volt über die Reihe der offenen Schalter liegt, während die Anzahl dieser

Schalter N^ ist. Diese Zahl wird durch 2NE geteilt, um die

Nennspannung für jeden Schalter zu 4E Volt zu erhalten (wobei man davon ausgeht, daß die Schalteinrichtungen untereinander ähnlich sind). Jeder dieser N-Schalter kann durch jede

2
Schalteinrichtung dargestellt werden, die die Schaltwirkung

eines einpoligen Ausschalters zu erfüllen vermag, wie beispielweise Transistoren, silikongesteuerte Gleichrichter, elektromechanische Relais usw. Es ist noch zu erwähnen, daß in einem praktischen System, in welchem die Schaltung gemäß FJg 6 betrieben wird, um einer Blindlast,wie beispielsweise einem Motor, Energie zuzuführen, es erstrebenswert ist, individuelle Dioden umgekehrt parallel zu einer jeden Schalteinrichtung anzuschließen, um eine bilaterale Schaltwirkung zu erzielen, wie dies oben erwähnt worden ist.

Es ist gezeigt worden, daß die Ausführungsform der Erfindung gemäß Fig. 4 erweitert werden kann zu alternativen anderen Ausführungsformen der Erfindung, um progressiv größere Spannungen über die Zufügung von mehr Schalteinrichtungen und Dioden in der erforderlichen Zahl zu schalten. Um die Strom-

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- ys -

W^ 2938Ü66

führungsfähigkeit der vorliegenden Schaltung in ihren verschiedenen Ausführungsformen zu steigern, können zusätzliche Schalteinrichtungen hinzugefügt werden, parallel zu den vorliegenden Schalteinrichtungen, wie dies dem Sachverständigen geläufig ist. Außerdem können durch Schließen und Öffnen der Schalteinrichtungen in einer periodischen Weise und in einem wiederholten Muster die Gleichbetriebsspannungen umgesetzt werden in eine schrittförmige Wechselstromwellenform an der Ausgangsklemme 19. Um die Umsetzung einer Gleichspannung oder -spannungen in einen Dreiphasenwechselstrom zu erhalten, können drei Schaltkreise der vorliegenden Art betrieben werden von der gleichen Gleichspannungsquelle oder den gleichen Quellen, die periodisch in einem vorbestimmten Muster 120° außer Phase gegeneimnder geschaltet werden. Außerdem könne zwei ähnliche Ausführungsformen der Erfindung untereinander in einer brückenähnlichen Konfiguration geschaltet werden, um eine Brückenmischschaltung darzustellen.

Zum Zwecke der nachfolgenden Diskussion soll ein torgesteuerter Stromweg definiert werden als ein Stromleitungsweg zwischen einer Spannungsquelle und einer Ausgangsklemme, wobei der Stromleitungsweg eine Schalteinrichtung umfaßt, um selektiv den Leitungsweg zu öffnen und zu schließen. In ähnlicher Weise wird ein torgesteuerter Erdungsweg hier definiert als ein Stromleitungsweg zwischen einer Quelle eines Bezugspotentials, in diesem Fall Erde, und einer Ausgangsklemme, wobei der Stromleitungsweg eine Schalteinrichtung umfaßt, die ein wahl-

- 11 030014/0803

weises öffnen und Schließen des Stromleitungweges ermöglicht. Dementsprechend sind unter Bezugnahme auf die Fig.

N
4, 5, 6, wenn y ungerade ist, wie beispielsweise in Fig. 5, wo N gleich 6 ist, nur torgesteuerte Stromwege vorgesehen. Zum Beispiel bildet in Fig. 5 die Kombination der Schalteinrichtung 5, der Diode 17 und der Batterien 101 und 102 einen torgesteuerten Stromweg für die Verbindung der Ausgangsklemme 19 an +2E Volt, wenn immer die Schalteinrichtung 5 in geschlossenem Zustand betrieben wird. Wenn der Schalter 5 geschlossen ist, wenn immer die Spannung über der Last, die an die Ausgangsklemme 19 angeschlossen ist, +2E Volt überschreitet, fließt ein Strom von der Last in die Klemme 19 und durch den torgesteuerten Stromweg 5, 17, ICl, 102 zur

N
Erde. In Fig. 6 ist für N gleich 8 -j naturlich gerade,und

beide torgesteuerte Erdungs- und Stromwege sind in der sich ergebenden Schaltung vorhanden. So bildet beispielsweise in Fig. 6 die Kombination der Schalteinrichtung 1 und 3 mit der Diode 111 einen torgesteuerten Erdungsweg zwischen der Klemme 13 und der Ausgangsklemme 19. Wenn immer die Schalter 1 und 3 in ihren geschlossenen Positionen betrieben werden, kann ein Strom von der Erde zu der Ausgangsklemme 19 über den letzteren torgesteuerten Stromweg fließen. In ähnlicher Weise bilden die Schalteinrichtungen 5 und 7 in Kombination mit der Diode 112 einen torgesteuerten Stromweg für einen Stromfluß in die entgegengesetzte Richtung, wenn immer die Schalter 5 und 7 in ihren geschlossenen Positionen betrieben werden.

- 32 -

0300U/08Ü3

2938Q66

In tig. 7 ist ein Schaltkreis gezeigt, der bevorzugt eingesetzt wird, zur Darstellung eines jeden individuellen einpoligen Ausschalters, wie sie in den Schaltungen nach den Fig. 1, 4, 5 und 6 der vorliegenden Erfindung gezeigt sind. Bieser Schaltkreis wurde speziell entwickelt, um die [Probleme zu lösen, die nach dem Stand der Technik auftreten, wenn man einen verläßlichen Betrieb der Schaltungen erzielen will, die mehr als zwei Transistoren aufweisen, welche in Kaskoden angeschlossen sind, um relativ hohe Spannungsniveaus zu schalten. Ein wesentliches Merkmal der Schaltung gemäß Fig. 7 umfaßt die optische Kupplung 200 und die HiIfsspannungsquelIe 202. Die optische Kupplung 200 isoliert den Schaltkreis elektrisch von der Steuersignalquelle (z. B. einem Mikrorechner), die zwischen den Eingangsklemmen 204 und 206 angeschlossen ist, womit es ermöglicht wird, Spannungsniveaus an den Klemmen 200 und 210 unabhängig von der Spannung, die über den Eingangsklemmen 204 und 206 liegt, auf und abgleiten zu lassen. Die Hi IfsspannungsquelIe 2ü2 umfaßt einen Transformator, der sowohl dazu dient, die

,die
Wechselspannung/zwischen Klemmen 214 und 216 liegt, von anderen Teilen des Schaltkreises zu isolieren, als auch über die Sekundärwicklung eine vorbestimmte Wechselspannung zu erzeugen, zum Betrieb des VoIlwellengleiehr ichters der Dioden 218 bis 2.Ί1. Die Mi t te labgri f f s tel Ie der Sekundärwicklung des Transformators 212 ist gemeinsam mit der Netzklomme 210 und den S iebkondensu toten 222 und 224 verbunden, womit die Betriebsi] leichspannungen tV und -V auf jeweils die Spannung bezogen worden, die an der Netzklemme 2 10 anliegt. Diese Eietriebnr.pannurujea *V und -V werden jeweils dn ;1 i e [ie t r iebsspannungs-

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sammelschienen 226 bzw. 228 angelegt. Das Inbezugsetzen der Betriebsspannungn +V und -V zu der Spannung, die an der Netzklemme 210 liegt, stellt sicher, daß die Betriebsspannungsniveaus bei den richtigen Betriebsniveaus relativ zur Spannung an der Netzklemme 210 verbleiben, wodurch ermöglicht wird, daß der Schaltkreis in jeder Position innerhalb der kaskodengeschalteten Kette derartiger Schaltkreise, wie sie in den Fig. 1, 4, 5 und 6 dargestellt ist, eingeschlossen werden kann.

Es soll nun der Betrieb der Schaltung gemäß Fig. 7 beschrieben werden. Es soll davon ausgegangen werden, daß der Schaltkreis abgeschaltet ist, wobei in diesem Zustand die Darlington-Schaltung 230, 231 abgeschaltet ist, wodurch eine im wesentlichen hohe Impedanz zwischen den Anschluß- oder Ausgangsklemmen 208 und 210 liegt. Dies ist analog eines geöffneten, einpoligen Ausschalters, dessen Kontakte durch die Klemmen 208 und 210 repräsentiert werden. Um den Schaltkreis einzuschalten, wird ein Steuersignal zwischen die Eingangsklemmen 204 und 206 gelegt, um zu bewirken, daß ein Strom i , wie dargestellt, durch den Strombegrenzunqswiderstand 205 und die lichtemittierende Diode 232 der optischen Kupplung 2OO fließt. Entsprechend diesem Stromfluß emittiert die Diode 232 eine infrarote Strahlung, die durch die ίhotodiode 234 aufgenommen wird. Die Hiotodiode 234 spricht auf dieses Licht an, indem sie ihre Impedanz wesentlich erniedrigt und dabei einen Stromfluß ermöglicht von der Spannunqsschiene 226 (die +V Voltseite des Hi 1 ίsstromanschLusses 202) in die Basiselektrode des Transistors 236 der/optischen Kupplung 2()ü hinein und durch den Widerstand 238 zur -V Be tr i ebnr.pannunqsschiene 228 hin, wodurch der Tran-

030014/0803 _ 34 -

-X-

sistor 236 eingeschaltet ist. Wenn der Transistor 236 auf diese Weise einschaltet, fließt ein Stron von der pns i t i \.'.-» ·■·. Spannungsschiene 226 durch den Widerstand 240 sowie den Kollektor-Emitterstromweg des Transistors 236 zur negativen Spannungsschiene 228 hin, wodurch wiederum das Spannungsniveau an der Ausgangsklemme des Inverters 242 in seinem Potential abnimmt von im wesentlichen +V auf -V Volt. Entsprechend diesem Spannungabfall an der Eingangsklemme ändert der Inverter 242 das Spannungsniveau an seiner Ausgangsklemme von einem relativ niedrigen Niveau auf ein relativ hohes Niveau. Der Inverter 244 ändert den Zustand des Niveaus seines Ausgangssignals von einem relativ hohen Niveau auf ein relativ niedriges Niveau von etwa -V Volt entsprechend der Änderung des Niveaus des Ausgangssignals von dem Inverter 242, wodurch die Basiselektrode des Darlington-Transistors 246 "herabgezogen" wird. Der Letztere verbleibt in einem gesättigten Zustand infolge der geringen Ladungsträgerspeicherung in seinem Basisbereich. Bevor der Darlington-Transistor 246 in seinen ungesättigten Zustand gerät infolge der Rekombination der geringen Ladungsträger in seinem Basisibereich, ändert der Inverter 248 das Niveau seines Ausgangssignals von einem hohen Niveau auf ein niedriges Niveau entsprechend der Niveauänderung des Ausgangssignals von dem Inverter 242. Der Inverter 250 ändert das Niveau seines Ausgangssignals von einem niedrigen Niveau auf ein hohes Niveau mit einer Zeitverzögerung, die bestimmt wird durch die Werte des Widerstandes 252 und des Kondensators 254 entsprechend dem niedrigen Niveau des Ausgangssignals von dem Inverter 248. Wenn nun das positiv gehende Ausgangssignal von

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dem Inverter 250 das Eingangsschwellwertniveau des Inverters 256 überschreitet, spricht der letztere darauf an durch die Änderung seines Ausgangssignals von einem hohen Niveau auf ein niedriges Niveau, wodurch Strom fließt von der positiven Schiene 226 durch die Widerstände 258 und 260 in die Ausgangsklemme des Inverters 256 hinein und von der Basiselektrode des Transistors 262 durch den Strombegrenzungswiderstand 260 in die Ausgangsklemme des Inverters 256, In dieser Wäse wird der Transistor 262 etwa zwei Mikrosekunden nach der Änderung des Ausgangssignals des Inverters 242 von einem niedrigen Niveau auf ein hohes Niveau eingeschaltet. Wenn der Transistor 262 auf diese Weise einschaltet, werden im wesentlichen +V Volt über den Emitter-Kollektorstromweg des Transistors 232 (der nun eine im wesentlichen niedrige Impedanz besitzt) sowie die Kombination des Widerstandes 264 der parallel zu der Reihenschaltung des Kondensators 266 und des Widerstandes 268 liegt, an die Kollektorelektrode des Darlington-Transistors 246 angelegt, wodurch der letztere außer Sättigung gerät und abschaltet. Wenn der Darlington-Transistor 246 außer Sättigung gerät, fließt der vorübergehende Übergangsstrom, der den Kondensator 266 und den Widerstand 268 (der die Stromgröße steuert) durchströmt, in die Basiselektrode des Transistors 230 hinein, wodurch die Darlington-Schaltung 230, 231 übersteuert und in einer im wesentlichen kurzen Zeitdauer eingeschaltet wird (die Transistoren 230 und 231 eingeschaltet). Nach der Einschaltübersteuerung sinkt der vorübergehende Strom ab infolge der Aufladung des Beschleunigerkondensators 266, wo-

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bei die Größe des Basisstromes, der an der Basiselektrode des Transistors 230 anliegt durch den Wert des Widerstandes 264 gesteuert wird, um die Darlington-Schaltung 230, 231 eingeschaltet zu halten. Wenn die Darlington-Schaltung 230, 231 auf diese Weise einschaltet, ist die Impedanz zwischen der Kollektor- und Emitterelektrode des Transistors 231 im wesentlichen vermindert, um die Anschlußklemme 208 mit der Ausgangsklemme 210 zu verbinden und damit hierzwischen einen Stromfluß zu ermöglichen. Zu dieser Zeit produziert entsprechend dem niedrigen Niveau des Ausgangssignals von dem Inverter 248 der Inverter 270 ein hohes Ausgangssignal für die Anlage über den Widerstand 272 an die Basiselektrode des Transistors 274, um diesen Transistor abgeschaltet zu halten.

Wenn der Schaltkreis gemäß Fig. 1 in der oben beschriebenen Weise betrieben wird, um die Ausgangs-Darlington-Schaltung 230, 231 einzuschalten und es anschließend angestrebt wird, diese Darlington-Schaltung auszuschalten, wird das an den Klemmen 204 und 206 liegende Eingangssignal abgenommen, um den Strom i zu unterbrechen, der durch die lichtemittierende Diode 232 fließt. Als nächstes steigt in einer schrittweisen Ordnung die Impedanz der Photodiode 234 wesentlich an und verhindert den Fluß eines Basisstromes für den Transistor 236, wodurch der Transistor 236 abschaltet. Wenn der Transistor 236 abschaltet, steigt die Spannung an seiner Kollektorelektrode in Richtung auf die positive Schiene 226, wodurch etwa +V Volt an die Eingangsklemme des Inverters 242 gelegt werden. Der Letztere spricht hierauf an durch Änderung des Niveaus seines Ausgangssignals von einem

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- yi -

hohen auf ein niedriges Niveau, während die Inverter 244 und 248 hierauf ansprechen durch Änderung des Niveaus des Ausgangssignals von einem niedrigen Niveau auf ein hohes Niveau. Wenn das Ausgangssignal von dem Inverter 248 hochgeht, spricht der Inverter 270 hierauf an durch Änderung des Niveaus seines Ausgangssignals von einem hohen Niveau auf ein niedriges Niveau, wodurch Strom fließt von der positiven Schiene 226 durch die Widerstände 276 und 272 in die Ausgangsklemme des Inverters 270 hinein. Außerdem fließt ein Basisstrom von dem Transistor 274 durch den Widerstand 272 in die Ausgangsklemme des Inverters 270, wodurch der Transistor 274 eingeschaltet wird und einen großen momentanen Übergangsstrom fließen läßt von der positiven Schiene 226 durch den Kollektor-Emitterstromweg des Transistors 274 und im wesentlichen durch die Beschleunigerschaltung des Kondensators 278 und der Widerstände 280 und 282 in die Basiselektrode des Darlington-Transistors 246 hinein, wodurch ein schnelles Einschalten dieses Darlington-Transistors durchgeführt wird. Die Zeitkonstante der Beschleunigungsschaltung 278, 280, 282 ist so, daß kurz nachdem der Darlington-Transistor 246 eingeschaltet,

der Kondensator 278 auflädt und der Haltestrom_/ um den Darüber lington-Transistor 246 aufzuladen, wird den Widerstand 282

und den Kollektor-Emitterstromweg des Transistors 274 von der positiven Schiene 226 zur Verfügung gestellt. Das harte Einschalten des Darlington-Transistors 246 übersteuert den statischen "Einstrom", der von dem Widerstand 264 in die Basiselektrode des Transistors 230 fließt, wodurch ein großer Strom aus der Basiselektrode der Transistoren 230 und 231 herausfließt,

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während der Basisstrom des Transistors 231 zur Kollektor-Elektrode des Darlington-Transistors 246 über den Stromweg fließt, der durch die Dioden 284 und 286 gebildet wird. Hierdurch gerät die Ausgangs-Darlington-Schaltung 230, 231 außer Sättigung und schaltet rasch ab mit einem entsprechenden niedrigen Abschaltleistungsverlust. Es ist noch herauszustellen, daß zur gleichen Zeit, wenn der Darlington-Transistor 246 einschaltet, der Inverter 250 sein Ausgangssignal von einem hohen Niveau auf ein niedriges Niveau ändert entsprechend dem hohen Niveau des Ausgangssignals von dem Inverter 248. Der Inverter 256 ändert das Niveau des Ausgangssignals von einem niedrigen Niveau auf ein hohes Niveau entsprechend der Änderung des Niveaus des Ausgangssignals von dem Inverter 250, wodurch der Transistor 262 ausgeschaltet wird. Es ist außerdem noch zu erwähnen, daß die Widerstände 288 und 290 als "Hochzieh"-Widerstände für die Inverter 248 bzw. 250 dienen, daß die Widerstände 292 und 294 als Regelwiderstände dienen und daß die Diode 296 eine Entladung der Kollektor-Basis-Verbindung der Transistoren 230 und 231 gestattet, wenn die V~„

Spannung über diese Transistoren von einem hohen positiven auf einen relativ niedrigen positiven Wert abfällt. Die antiparallele Diode 298 über der Darlington-Schaltung 230, 231 ist eingeschlossen, um für einen bilateralen Stromfluß für die Darlington-Schaltung 230, 231 zu schaffen, wodurch, wenn der Schaltkreis abschaltet, Strom von der Blindlast, die an die Ausgangsklemme 210 angeschlossen ist, durch die Diode 298 in

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die Anschlußklemme 208 fließen kann. Um eine Mehrzahl von demjenigen der Fig. 7 identischen Schaltkreisen in Kaskoden miteinander zu verbinden, wird die Klemme 208 eines ersten individuellen Schaltkreises an die Klemme 210 eines zweiten individuellen Schaltkreise;¹. u.:J die Klemme 210 des ersten individuellen Schaltkreises an die Klemme 208 eines dritten individuellen Schaltkreises angeschlossen usw.

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Claims

Patentansprüche:

erste bis vierte Transistorschalteinrichtungen gleicher Konduktivität, die aufeinanderfolgend in Kaskoden geschaltet sind und jeweils eine Basis-, eine Kollektor- und eine Emitterelektrode besitzen, wobei die Basiselektrode jeweils ein erstes bis viertes Steuersignal aufzunehmen vermag, während eine Betriebsspannung E^ an ein Ende der Kaskodenkombination gelegt ist und eine Bezugsspannungsquelle an dem anderen Ende der Kaskodenkombination anliegt,

eine primäre Ausgangsklemme, die an die gemeinsame Verbindung der zweiten und dritten Transistorschalteinrichtung angeschlossen ist,

eine erste Diode, die zwischen der gemeinsamen Verbindung der ersten und zweiten Schalteinrichtung und einer ersten Regelspannungsquelle angeschlossen ist mit einem Spannungsniveau von E_? Volt mit der gleichen Polarität wie die Betriebsspannung, wobei die erste Diode polarisiert ist, um in Kombination mit der zweiten Transistorschalteinrichtung einen torgesteuerten Stromweg zu bilden, zum selektiven Durchlassen von Strom in einer Richtung zwischen der Regelspannungsquelle und der Ausgangsquelle sowie

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eine zweite Diode, die zwischen der Regelspannungsquelle und der gemeinsamen Verbindung der dritten und vierten Schalteinrichtung angeschlossen ist, wobei die zweite Diode in der entgegengesetzten Richtung wie die erste Diode polarisiert ist zur Bildung in Kombination mit der dritten Schalteinrichtung eines torgesteuerten Stromweges zum selektiven Durchlassen eines Stromes in entgegengesetzter Richtung zwischen der Regelspannungsquelle und der Ausgangsklemme,

wobei die Differenz zwischen der Betriebsspannung E^ und der Regelspannung E~ geringer ist als V_CEX, die Durchbruchsspannung von dem Kollektor zum Emitter mit einiger Rückwärtsregelungsspannung, die an die Basiselektrode einer jeden der ersten bis vierten Transistorschalteinrichtungen gelegt ist, wodurch die Kombination der ersten bis vierten Transistorschalteinrichtungen in einem ersten Zustand betreibbar ist, während die erste und die zweite Schalteinrichtung eingeschal-

-und
tet und die dritte vierte Schalteinrichtung abgeschaltet ist zur Anlage der Betriebsspannung E^ an die primäre Ausgangsklemme, in einem zweiten Zustand, in welchem nur die zweite Schalteinrichtung eingeschaltet ist, in einem dritten Zustand, in welchem alle von der ersten bis zur vierten Schalteinrichtung abgeschaltet sind, in einem vierten Zustand, in welchem nur die dritte Schalteinrichtung eingeschaltet ist und einem fünften Zustand, in welchem nur die dritten bis vierten Schalteinrichtungen eingeschaltet sind zur Anlage

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der Bezugsspannung an die prLmäre Ausgangsklemme, wobei die
Kombination der ersten bis vierten Schalteinrichtung betreibbar sind von einem zum nächsten des ersten bis fünften Zustandes, um ein Schalten der Betriebsspannung E₁ zu ermöglichen, deren Wert we-sentlich größer ist als die V-^-Nennspannung eines jeden der ersten bis vierten Transistorschalteinrichtungen und außerdem betreibbar ist von jedem der
zweiten, dritten und vierten Zustände unmittelbar in einen
sechsten Zustand, in welchem nur die zweite und dritte Transistorschalteinrichtung eingeschaltet ist zur Bildung eines zweiseitig gerichteten Stromflusses zwischen der Regelspannungsquelle und der Ausgangsklemme.
2. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß außerdem eine Steuerung vorgesehen ist, zur Erzeugung der
ersten bis vierten Steuersignale zum selektiven Betrieb des Verstärkerschaltkreises in den angestrebten der ersten bis
sechsten Betriebszustände der Kombination der ersten bis
vierten Transistorschalteinrichtung.
3. Schaltkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerung aus einem Mikrorechner besteht, der programmiert ist zum Betrieb der Steuereinrichtung bei der Erzeugung der ersten bis vierten Steuersignale.
4. Schaltkreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß eine dritte bis sechste Diode vorgesehen ist, die umgekehrt parallel zu den Kollektor- und Emitterelektroden der ersten

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bis vierten Transistor-Schalteinrichtung angeschlossen ist zur Bildung eines zweiseitig gerichteten Stromflusses in der Ausgangsstufe des Schaltverstärkers.
5. Schaltkreis nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuereinrichtung umfaßt:

eine siebte Diode, die über die Basiselektrode und die Emitterelektrode der ersten Transistorschalteinrichtung gelegt und polarisiert ist zur Sicherstellung einer Rückwärtsregelungspannung von mindestens einem Diodenabfall über die Basis-Emitterelektroden der ersten Schalteinrichtung, wenn immer das erste Steuersignal ein Spannungsniveau besitzt zur Abschaltung der ersten Schalteinrichtung sowie

einen Trennschaltverstärker, der zwischen der ersten Regelspannungsquelle und einer zweiten Regelspannungsquelle, die gegenüber der ersten umgekehrt polarisiert ist, angeschlossen ist und eine erste und eine zweite Ausgangsklemme besitzt, die an die Basiselektroden der ersten bzw. zweiten Schalteinrichtung angeschlossen ist, wobei die Trennschaltung in einem ersten und einem zweiten Zustand betreibbar ist zur Erzeugung des ersten und zweiten Steuersignals an der ersten bzw. zweiten Ausgangsklemme zum Abschalten der ersten und zweiten Schalteinrichtung!^ dritten bis fünften Zustand des Schaltverstärkers sowie in einem zweiten Zustand zur Erzeugung des ersten und zweiten Steuersignals zum Abschalten der ersten Schalteinrichtung und Einschalten der zweiten Schalteinrichtung im zweiten und sechsten Zustand des Schaltverstärkers sowie einem dritten Zustand zur Erzeugung der ersten und zweiten Steuersignale

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zum Einschalten der ersten und zweiten Schalteinrichtung.
6. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche zum Betrieb von Schalttransistoren bei einer größeren als ihrer Nennspannung und zur Zuführung und Ableitung von Strom von sowohl Widerstandslasten als auch komplexen Impedanzlasten, gekennzeichnet durch

eine erste Klemme zur Aufnahme einer Betriebsspannung von +E₁ Volt,

einer zweiten Klemme zur Aufnahme eines Bezugspotentials,

eine dritte Klemme zur Aufnahme einer Spannung von +E₂ Volt,

eine primäre Ausgangsklemme zum Anschluß an eine 'Last,

erste bis vierte NPN-Schalttransistoren, die jeweils eine Basiselektrode zur Aufnahme eines ersten bis vierten Steuersignals besitzen sowie eine Kollektorelektrode und eine Emitterelektrode, wobei die ersten bis vierten Schalttransistoren in Kaskoden geschaltet sind mit der Kollektorelektrode des ersten Schalttransistors angeschlossen an eine erste Klemme, die Emitterelektrode das vierten SchalttransiSbors angeschlossen an die zweite Klemme und die Emitter- und Kollektorelektroden des zweiten und dritten Schalttransistors jeweils angeschlos-

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sen an die gemeinsame Ausgangsklemme,

eine erste Diode, die zwischen die gemeinsame Verbindung des ersten und zweiten Schalttransistors und die dritte Klemme gelegt ist und polarisiert ist zur Begrenzung der letzteren gemeinsamen Verbindung, damit diese nicht weniger negativ wird als +E₂ Volt,

eine zweite Diode, die zwischen die gemeinsame Verbindung des ersten und vierten Schalttransistors und die dritte Klemme gelegt ist und polarisiert ist zur Begrenzung der letzteren Verbindung, damit diese nicht positiver wird als +E- Volt, wodurch die Differenz der Spannung zwischen +E₁ Volt und +E^ Volt geringer ist als V„„_v, die Durchbruchsspannung vom Kollektor zum Emitter mit einiger Rückwärtsregelungsspannung, die an die Basis gelegt ist, eines jeden der ersten bis vierten NPN-Schalttransistoren und

eine Steuerschalteinrichtung zur selektiven Erzeugung des ersten bis vierten Steuersignals für den Betrieb der Kombination für die ersten bis vierten NPN-Schalttransistoreinrichtungen in jeweils einem der ersten bis fünften unterschiedlichen Zuständen, wobei in dem ersten Zustand nur der erste und der zweite Schalter eingeschaltet sind, wodurch +E₁ Volt an die Ausgangsklemme gelegt sind, in dem zweiten Zustand nur der zweite Schalter eingeschaltet ist, in dem dritten Zustand jeder der ersten bis vierten Schalter ausge-

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schaltet ist, in dem vierten Zustand nur der dritte Schalter eingeschaltet ist und in dem fünften Zustand nur der dritte und vierte Schalter eingeschaltet sind, wodurch die Bezugsspannung an die Ausgangsklemme gelegt ist,

wobei die Kombination der Steuerung und der ersten und adelten Diode ein Schalten der Betriebsspannung +E^ ermöglicht, deren Spannungsniveau erheblich die V_._EX-Spannung der ersten bis vierten NPN-Transistorschalteinrichtungen überschreitet, während die Kombination der ersten Diode und der zweiten Schalttransistoreinrichtung einen torgesteuerten Stromweg bildet für einen Stromfluß von der dritten Klemme zur Ausgangsklemme im zweiten Zustand und die Kombination der zweiten Diode und der dritten Schalttransistoreinrichtung einen torgesteuerten Stromweg bildet für einen Stromfluß von der Auagangsklemme zur dritten Klemme im vierten Zustand.
7. Schaltkreis nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschalteinrichtung Elemente umfaßt zur Erzeugung der ersten bis vierte Steuersignale für den Betrieb der Kombination der ersten bis vierten NPN-Schalttransistoreinrichtungen von jedem der ersten bis fünften Zustände in einen sechsten Zustand, in welchem nur die zweite und dritte NPN-Schalttransistoreinrichtung eingeschaltet ist, um dadurch einen zweiseitig gerichteten Stromfluß zwischen der dritten Klemme und der Ausgangsklemme zu bilden.

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OWGlNAL INSPECTED
8. Schaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung einen Mikrorechner umfaßt, der programmiert ist zum selbsttätigen Betrieb der Steuerschaltung, um die ersten bis vierten Steuersignale zu erzeugen.
9. Schaltkreis nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung die folgenden Elemente umfaßt, nämlich:

eine vierte Klemme zur Aufnahme einer Regelspannung von -V Volt,

eine dritte Diode mit einer Kathodenelektrode und einer Anodenelektrode, die an die Basiselektrode bzw. die Emitterelektrode der ersten NPN-Schalttransistoreinrichtung angeschlossen ist,

ein Trennschaltverstäiker, der zwischen die erste und die vierte Klemme gelegt ist mit einer ersten und einer zweiten Ausgangsklemme, die an die Basiselektroden der ersten bzw. zweiten Schalttransistoreinrichtungen angeschlossen sind, um das erste und zweite Steuersignal zuzuführen, wobei die Trannschaltung in einem ersten Zustand betreibbar ist, um die Regelspannung an diese Basiselektroden zu legen und dabei einen Abführstromweg von diesen Basiselektroden zu einer Spannungsquelle zu bilden, die die Regelspannung zum Abschalten der ersten und zweiten Schalttransistoreinrichtungen zur Verfügung stellt, und wobei die Trennschaltverstärkereinrichtung in einem zweiten Zustand betreibbar ist zur Stromzuführung von einer Spannungs-

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293S066

quelle, die +E₂ Volt der Basis der zweiten Schalttransistoreinrichtung zuführt und diese letztere einschaltet, während gleichzeitig ein Abführungsstromweg von der Basis dieser ersten Transistorschalteinrichtung zur Regelspannungsquelle gebildet wird und schließlich die Trennschaltverstärkereinrichtung in einem dritten Zustand betreibbar ist, um gleichzeitig einen Strom von der +Ep Volt Spannungsquelle zu den Basiselektroden der ersten und zweiten Schalttransistoreinrichtung zu führen und hierbei diese einzuschalten.
10. Schaltkreis nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Trennschaltverstä'rkereinrichtung die folgenden Elemente umfaßt, nämlich:

eine fünte, sechste und siebte NPN-Schalttransistoreinrichtung, die jeweils eine Basis-, Emitter- und Kollektorelektrode aufweisen, wobei die fünfte und siebte Schalttransistoreinrichtung mit ihren Emitterelektroden an die vierte Klemme angelegt sind und die Bads der fünften und siebten Schalttransistoreinrichtungen das erste bzw. zweite Eingangssignal aufzunehmen vermögen,

eine vierte Diode mit einer Anodenelektrode, die an die dritte Klemme angeschlossen ist, sowie eine¹ Kathodenelektrode,

einen ersten und zweiten Strombegrenzungswiderstand, die jeweils individuell zwischen die Kathodenelektrode der vierten

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AO 2935Q6Ö

Diode und die Basiselektrode der ersten und zweiten NPN-Schalteinrichtung gelegt sind,

eine Zener-Diode mit einer Anodenelektrode, die gemeinsam an die Emitter- und Kollektorelektroden der sechsten bzw. siebten Schalteinrichtung gelegt ist und einer Kathodenelektorde, die an die Basiselektrode der ersten Schalteinrichtung angeschlossen ist,

eine fünfte Diode mit einer Anodenelektrode, die an die Anodenelektrode der Zener-Diode angeschlossen ist und einer Kathodenelektrode, die an die gemeinsame Verbindung der Kollektor- und Basiselektroden der fünften bzw. sechsten NPN-Schalteinrichtungen gelegt ist,

eine sechste Diode mit einer Anodenelektrode, die an die Kollektorelektrode der fünften Schalttransistoreinrichtung gelegt ist und einer Kathodenelektrode, die mit der dritten Klemme in Verbindung steht,

einen dritten Strombegrenzungswiderstand, der parallel zur sechsten Diode geschaltet ist und einen vierten Strombe_ grenzungswiderstand, der zwischen der zweiten Ausgangsklemme und der Kollektorelektrode der sechsten NPN-Schalttransistoreinrichtung liegt,

wobei die fünfte Schalttransistoreinrichtung eingeschaltet ist entsprechend einem relativ hohen Niveau des ersten Ein-

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λα 2939068

gangssignals zur Anlage einer Regelspannung an die Basis des sechsten Transistors, die diese "herabzieht" und den Translator ausschaltet, wodurch die Spannung von +E₂ im wesentlichen an die zweite Ausgangsklemme über den Stromleitungsweg gelegt wird, der durch die vierte Diode und den zweiten Widerstand gebildet wird, wobei die fünfte Schalteinrichtung ausgeschaltet wird entsprechend einem relativ niedrigen Niveau des ersten Eingangssignals zur Anlage von +E₂ Volt an die Basis der sechsten Schalteinrichtung, wodurch der Basis Strom zugeführt und die Schalteinrichtung eingeschaltet wird, während die siebte Schalttransistoreinrichtung eingeschaltet wird entsprechend einem relativ hohen Niveau des zweiten Eingangssignals zur Bildung in Kombination mit der Zener-Diode einen Stromweg relativ geringer Impedanz zwischen der ersten Ausgangsklemme der Trenneinrichtung und der vierten Klemme, wobei die Spannung über die Zener-Diode hinreichend ist, um die Zener-Diode zu dieser Zeit in Sperrichtung in den Durchbruchszustand zu versetzen und dabei im wesentlichen -V Volt an die erste Ausgangsklemme zu legen und die siebte Transistorschalteinrichtung ausgeschaltet wird entsprechend dem zweiten Eingangssignal mit einem relativ niedrigen Spannungsniveau, wodurch im wesentlichen das Niveau der Impedanz zwischen der ersten Ausgangsklemme der Trenneinrichtung und der vierten Klemme angehoben wird, was gestattet, daß +E- Volt an die erste Ausgangsklemme gelegt werden, über den Stromweg, der durch die vierte Diode und den ersten Widerstand gebildet wird, wobei, wenn immer der sechste und siebte Tran-

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η 293&Q68

sistor gleichzeitig eingeschaltet ist, die Regelspannung -V im wesentlichen an die zweite Ausgangsklemme über den Stromweg geringer Impedanz gelegt wird, der den vierten Widerstand und den Kollektor-Emitterstromweg des sechsten und siebten Transistors einschließt,

wobei sich die Trenneinrichtung in ihrem ersten Zustand befindet, wenn immer der sechste und siebte Transistor gleichzeitig eingeschaltet sind und in ihrem zweiten Zustand, wenn immer der fünfte Transistor eingeschaltet ist und der sechste und siebte Transistor abgeschaltet sind und in ihrem dritten Zustand, wenn immer der fünfte, sechste und siebte Transistor abgeschaltet sind,

wobei die fünfte und sechste Diode in Kombination die gemeinsame Verbindung zwischen dem sechsten und siebten Transistor vor der Überschreitung von +E„ Volt begrenzen und damit ermöglichen, daß der sechste Transistor einen V_CEX Minimalwert von (E₁- E-) Volt besitzt,und der siebte Transistor einen Minimalwert von (E₀ + V) besitzt.
11. Schaltkreis nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung die folgenden weiteren Elemente aufweist, nämlich:

einen zweiten Trennschaltverstä'rker, der auf ein drittes Eingangssignal anspricht zur Erzeugung des dritten Steuersignals

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mit relativ hohen und niedrigen Niveaus für ein digitales O-Niveau bzw. ein digitales 1-Niveau des dritten Eingangssignals,

einen dritten Trennschaltverstärker, der auf ein viertes Eingangssignal anspricht, zur Erzeugung des vierten Steuersignals mit einem relativ hohen Niveau für ein digitales O-Niveau des vierten Eingangssignals und einem relativ niedrigen Niveau für ein digitales 1-Niveau des vierten Eingangssignals sowie ein Mikrorechner, der programmiert ist zur Erzeugung der ersten bis vierten Eingangssignale für den automatischen Betrieb des Schaltkreises.
12. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, zur Schaltung von bis zu - NE Volt, wobei N eine gerade ganze Zahl, außer 2,ist (N - 4, 6, 8, 10....) und E eine konstante Zahl ist, gekennzeichnet durch

eine erste und eine zweite Betriebsspannungsklemme zur Aufnahme von +NE Volt bzw. -NE Volt,

eine Ausgangsklemme,

eine Anzahl von ^- erste Schalteinrichtung mit jeweils einem Hauptstromleitungsweg, wobei die Stromleitungswege der Schalteinrichtungen in Reihe geschaltet sind zwischen der ersten Betriebsspannung und den Ausgangsklemmen, und jede der Schalt-

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AH

einrichtungen selektiv und individuell in einem ersten Zustand betreibbar ist, in welchem der Hauptstromweg geöffnet ist und einem zweiten Zustand unter Schließung des Hauptstromweges,

N
einer Anzahl von ·*· zwite Schalteinrichtungen mit jeweils

einem Hauptstromleitungsweg, wobei die Hauptstromleitungswege der zweiten Schalteinrichtungen in Reihe zwischen dem Ausgang und den zweiten Betriebsspannungsklemmen angeschlossen sind und jede der zweiten Schalteinrichtungen selektiv und individuell betreibbar ist, in einem ersten Zustand unter Öffnung des Hauptstromleitungsweges und einem zweiten Zustand unter Schließung des Hauptstromleitungsweges,

eine Anzahl von (τ)~ 1 erste Dioden, die jeweils eine Kathodenelektrode sowie eine Anodenelektrode besitzen,

R)-

eine Anzahl von !["jl- 1 zweite Dioden, die jeweils eine Kathodenelektrode sowie eine Anodenelektrode besitzen,

wobei beginnend von der obersten, ersten, gemeinsamen Ver-

bindung zwischen den obersten baden der ·*· ersten Schalteinrichtungen relativ zur ersten Klemme und fortschreitend schrittweise abwärts zu der ("5·)- 1 I gemeinsamen Verbindung zwischen

N
den untersten beiden der ■*■ ersten Schalteinrichtungen jede der

vT] ersten Dioden mit ihren Kathodenelektroden an eine individuelle numerisch Korrespondierende dieser gemeinsamen Verbindungen angeschlossen ist, während deren An-

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4Γ 2538068

odenelektroden individuelle ein unterschiedliches und fortschreitend niedrigeres Niveau einer Gleichspannung aufnehmen,

und beginnend mit der obersten ersten gemeinsamen Verbindung

N
zwischen den obersten beiden der -r- zweiten Schalteinrichtungen relativ zur Ausgangsklemme fortschreitend schrittweise abwärts zu der Γ /n\ - 1 -ten gemeinsamen Verbindung zwischen den untersten beiden der N zweiten Schalteinrichtungen jede der

Eu\- l| zweiten Dioden mit ihrer Anodenelektrode an eine in- ^1J J Γ/ ν Ί

dividuelle numerisch Korresponidierende dieser H)" 1 9^e~ meinsamen Verbindungen angeschlossen ist und deren Kathodenelektrode mit der Anodenelektrode der jeweils numerisch Korresponiderenden der /n\- IJ ersten Dioden in Verbindung steht, wobei die Werte für die verschiedenen Gleichspannungsniveaus so ausgewählt werden, daß sichergestellt ist, daß der Leerlauf-

N
Spannungsdurchbruch der Anzahl der ■*■ ersten und zweiten Schalteinrichtungen nicht überschritten wird, vorausgesetzt, daß die 5- ersten Schalteinrichtungen in einer schrittweisen Ordnung geschlossen werden von der untersten bis zur obersten

N und geöffnet in einer umgekehrten Ordnung, und daß die y zweiten Schalteinrichtungen in einer schrittweisen Ordnung geschlossen werden von der obersten bis zur untersten und geöffnet in umgekehrter Ordnung, wobei die Schalteinrichtungen in den unterschiedlichen Kombinationen ihrer ersten und zweiten Zustände betaeibbar sind, zur Erzeugung eines jeden der [(Ir)+ lj unterechiedlichen Niveaus der Ausgangsspannung an der Ausgangsklemme.

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4i 2938058
13. Schaltkreis nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß außerdem

eine Bezugsspannungsklemme vorgesehen ist zum Anschluß an einen Punkt eines Bezugspotentials, sowie

eine Kette einer Mehrzahl von Gleichspannungsquellefi die in Reihe zwischen die ersten und zweiten Betriebsspannungsklemmen angeschlossen sind, wobei die Mitte der Kette von Gleichspannungsquellen an die Bezugsspannungsklemme angeschlossen ist, und die Kette von Gleichspannungsquellenl (·*·] - 1 Spannungsdjgriffsstellen besitzt, wobei beginnend von der obersten Spannungsabgriff sstelle relativ zu der ersten Betriebsspannungsquelle abwärts zu der (¹I)- d -ten Abgriffsstelle die Abgriffsstellen individuell mit den Anodenelektroden der numerisch Korrespondierenden der Mehrzahl von [J- 1 ersten Dioden angeschlossen sind, wobei die Kette von Gleichspannungsquellen hierdurch die i NE Betriebsspannungen und die unterschiedlichen Gleichspannungsniveaus zur Verfügung stellt.
14. Schaltkreis nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß

M M

jede der Anzahl von ^- ersten und ·*■ zweiten Schalteinrichtungen einen ähnlichen Transistor gleicher Konduktiv!tat besitzt mit einem Hauptstromleitungsweg, der in Kaskode mit den anderen Hauptstromleitungswegen der anderen (N - 1) Transistoren zwischen der ersten und zweiten Betriebsspannungsklemme angeschlossen ist, wobei die mittlere gemeinsame Verbindung zwischen

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dem Transistor an die Ausgangsklemme angeschlossen ist und jeder der Transistoren eine Steuerklemme besitzt zur Aufnahme eines Steuersignals zum Betrieb in seinem ersten und zweiten Zustand.

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