DE2933693A1 - Bandpassfilterschaltung - Google Patents
BandpassfilterschaltungInfo
- Publication number
- DE2933693A1 DE2933693A1 DE2933693A DE2933693A DE2933693A1 DE 2933693 A1 DE2933693 A1 DE 2933693A1 DE 2933693 A DE2933693 A DE 2933693A DE 2933693 A DE2933693 A DE 2933693A DE 2933693 A1 DE2933693 A1 DE 2933693A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- path
- band
- pass filter
- multiplier
- frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2275—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals
- H04L27/2276—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses the received modulated signals using frequency multiplication or harmonic tracking
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H19/00—Networks using time-varying elements, e.g. N-path filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Description
Bandpaßfilterachaltung 2933693
Priorität: 23. August 1978 Japan 53-102586
Die Erfindung bezieht sich auf ein Bandpaßfilter mit verbesserter Phasencharakteristik, das eine Signalkomponente
aus einem Frequenzspektrum auswählt.
Im allgemeinen wird eine Phasendifferenz zwischen dem Eingang und dem Ausgang eines Bandpaßfilters für eine
Eingangsfrequenz nicht glatt in dem Durchlaßband, wie Fig. 1 als Beispiel zeigt.
In Fig. 1 stellt die X-Achse die Frequenz dar, während die Y-Achse die Dämpfung und Phase angibt. Die ausgezogene
Linie zeigt die Dämpfungscharakteristik und
die gestrichelte Linie zeigt die Phasencharakteristik. f-1 und f1 bedeuten die untere und obere Grenzfrequenz
und fo bedeutet die Mittelfrequenz. 20
Da die Eingangsfrequenz weit von der Mittelfrequenz fo entfernt ist, wie die Figur zeigt, wird eine Phasenabweichung
zwischen den Eingangs- und AusgangsSignalen
erzeugt.
Es ist bekannt, daß diese Phasenabweichung verschieden wird, wenn die Bandbreite des Bandpaßfilters schmaler
wird. Wenn es deshalb erforderlich ist, die Phasenbeziehung zwischen dem Eingang und dem Ausgang in einer
Schaltung konstant zu halten, in der die Signalkomponente mittels eines Bandpaßfilters für ein schmales Band
ausgewählt wird, sollen die Eingangsfrequenz und die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters immer zusammenfallen.
Ein Bandpaßfilter mit diesen Anforderungen wird für ein Datenübertragungssystem in großem Umfang verwendet,
indem das Synchronisiersignal oder der Träger mit genauer Phase ausgewählt wird, beispielsweise für ein
Datenübertragungssystem mittels PSK-Modulation, von dem ein Beispiel in Fig. 2 gezeigt ist.
030009/0922
Gemäß Fig. 2 wird ein 4-Phasen-PSK-Signal viermal durch
die Frequenzmultipliziereinrichtung 21 multipliziert und dann wird die Rauschkomponente durch das Schmalbandpaßfilter
22 ausgesiebt. Danach wird die Frequenz um 1/4 durch die Frequenzdividiereinrichtung 25
dividiert. Auf diese Weise wird der Träger wieder hergestellt.
Bei diesem Verfahren ist es notwendig, die in dem
Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung 21 enthaltene Rauschkomponente ausreichend zu eliminieren und
andererseits ist es auch notwendig, die Phasenabweichung ausreichend klein zu halten, da diese Phasenabweichung
zwischen den Eingangs- und Ausgangsfrequenzen des Band-. paßfilters 22 die Leistungsfähigkeit des Systems verschlechtert, wenn sich die Eingangsfrequenz ändert.
Aus diesem Grunde wird üblicherweise ein Gleichlauf-Filter verwendet. Bei dem in Fig. 3 gezeigten Gleichlauf-Filter
wird eine Phasendifferenz der Eingangs- und Ausgangsfrequenzen des Bandpaßfilters 32 durch den
Phasendetektor 34- aufgefunden und eine Spannung entsprechend
der Phasendifferenz wird von dem Phasendetektor 34 zu dem Empfangsoszillator 36 über das
Schleifenfilter 35 eingegeben, wodurch die Schwingungsfrequenz des Empfangsoszillators 36 so geändert wird,
daß die Mittelfrequenz fo des Bandpaßfilters 32 und die Eingangsfrequenz f des Bandpaßfilters 32 zusammenfallen.
Ein solches Gleichlauf-Filter hat jedoch den Nachteil,
daß der Gleichlauf des Übergangseingangssignals durch Verwendung der Rückkopplungsregelung verzögert wird.
Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Bandpaßfilter zu schaffen, das keine Phasendifferenz zwischen
030009/0922
dem Eingang und dem Ausgang aufweist, auch wenn sich die Eingangsfrequenz ändert, wobei keine Rückkopplungsregelung
verwendet wird. Gelöst wird die Aufgabe durch die Merkmale des Kennzeichens des Patentanspruchs 1.
Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Erfindung wird beispielhaft anhand der Zeichnung
beschrieben, in der sind
Fig. 1 eine Darstellung der Dämpfungscharakteristik und
Fig. 1 eine Darstellung der Dämpfungscharakteristik und
der Phasencharakteristik eines Bandpaßfilters, Fig. 2 ein Schaltbild einer Trägerregenerierschaltung,
Fig. 3 ein Schaltbild eines Gleichlauf-Filters,
Fig. 4 ein Schaltbild einer Grundschaltung der Erfindung, Fig. 5 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform
der Erfindung,
Fig. 6 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 6 ein Schaltbild einer zweiten Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 7 ein Schaltbild einer dritten Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 8 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsform
der Erfindung,
Fig. 9 eine Darstellung der Charakteristiken der in Fig. 8 gezeigten Schaltung und einer bekannten Schaltung,
Fig. 9 eine Darstellung der Charakteristiken der in Fig. 8 gezeigten Schaltung und einer bekannten Schaltung,
Fig. 10 ein Schaltbild einer fünften Ausführungsform
der Erfindung und
Fig. 11 ein Schaltbild einer sechsten Ausführungsform
Fig. 11 ein Schaltbild einer sechsten Ausführungsform
der Erfindung.
30
30
In dem Bandpaßfilter der Erfindung wird allgemein ein Eingangssignal auf zwei Wege aufgeteilt, wobei die
Frequenzen der beiden geteilten Ausgänge durch eine Frequenzmultiplizier- oder -dividiereinrichtung unterschiedlich
gemacht werden. Gleichzeitig werden Phasenänderungen der beiden geteilten Signale in Abhängigkeit
von einer Frequenzänderung gleich gehalten und dann
0300 09/0922
wird eine Frequenzdifferenz der beiden dividierten Signale
mittels der Multipliziereinrichtung ausgeblendet.
In Fig. 4 sind 1 ein Signaleingangsanschluß, 2 ein Signalausgangsanschluß,
41, 42, 44, 45, 47 und 49 Bandpaßfilter, 43 und 46 Frequenzmultiplizier- oder -dividiereinrichtungen,
wobei das Verhältnis zwischen der Ausgangsfrequenz und der Eingangsfrequenz jeweils mit m und η
angegeben ist. Wenn Multipliziereinrichtungen vorgesehen sind, wird dieses Verhältnis ganzzahlig, während das
Verhältnis, wenn es sich um Dividiereinrichtungen handelt, der reziproke Wert der ganzen Zahl wird. 48 ist eine Multipliziereinrichtung,
welche die Summen- oder Subtraktionsfrequenzkomponente aus dem Produkt der beiden Eingangs-
signale ausblenden kann. Gemäß Fig. 4 werden die beiden
Wege von dem Abzweigpunkt a zu der Multipliziereinrichtung 48 jeweils mit erster und zweiter Weg bezeichnet. Der
erste Weg enthält den Punkt d, während der zweite Weg den Punkt g enthält.
Nachfolgend wird die Wirkungsweise der Schaltung beschrieben. Das Eingangssignal an dem Eingangsanschluß 1 wird durch
folgende Gleichung ausgedrückt:
sintft (1)
Die Mittelwinkelfrequenz der Bandpaßfilter 41, 42 und 45
wird mit Ü ο angenommen und die Mittelwinkelfrequenzen der Bandpaßfilter 44, 47 und 49 werden jeweils mit πΰο,
nA?o und (m-n) Qo angenommen.
Wenn im allgemeinen vorausgesetzt wird, daß die Ausgangsphase
θ eines Bandpaßfilters sich linear mit der Eingangswinkelfrequenz 4) in der Nähe der Mittelwinkelfrequenz AV ο
des Bandpaßfilters ändert, kann die Ausgangsphase als Produkt der Winkelfrequenzdifferenz Δ0 » ύ ο -ύ und der
Gruppenverzögerungszeit X angenähert werden. Es gilt
nämlich
030009/0922
θ = Δ ΐθΓ (2).
Das Signal am Punkt b der Fig. 4 kann deshalb wie folgt
ausgedrückt werden, da die Phasenabweichung durch die Bandpaßfilter 41 und 42 erzeugt wird, wenn die Eingangssignalfrequenz
verstimmt ist;
sin [tot + Λ O(ri +T2)j (3).
Hierbei sind T1 und t2 die Gruppenverzögerungszeiten der
Bandpaßfilter 41 und 42. /Jo-O wird als Δ Ο ausgedrückt
und O ist die Winkelfrequenz des Eingangssignals.
Wenn das durch die Gleichung (3) ausgedrückte Signal durch den Kreis 43 multipliziert oder dividiert wird,
werden sowohl Frequenz als auch Phase mit m multipliziert und das Signal am Punkt c wird in folgender Weise
ausgedrückt:
sin ImOt + ΐΔ^ (Π +τ 2)] (4).
Dieses Signal erzeugt eine Phasenabweichung durch das Bandpaßfilter 44 und das Signal am Punkt d kann in
folgender Weise ausgedrückt werden:
, ~- 1
sin (rnut + πιΛΟ ( C 1 + t 2 +O)Jf (5).
Hier ist Ύ 3 die Gruppenverzögerungszeit des Bandpaßfilters
44.
30
30
In gleicher Weise kann das Signal am Punkt g wie folgt ausgedrückt werden:
sin Inut + hau (X 1 + T4 + Γ5)} (6).
Hier sindT4 und T 5 die Gruppenverzögerungszeiten der
Bandpaßfilter 45 und 47.
030009/0922
Die an den Punkten d und g auftretenden Signale werden
durch die Multipliziereinrichtung 48 multipliziert.
Das Ausgangssignal tritt als Summen- und Subtraktionsfrequenzkomponenten
auf und die Subtraktionsfrequenzkomponente kann durch folgende Gleichung ausgedrückt
werden:
cos {(m-n) tjf + m Δ.0 (Γ1 +T2 +T3)
- ηΔΦ( Π + T4 +t-5)}- . (7).
Wenn dieses Signal durch das Bandpaßfilter 49 geht, kann
das Signal vom Ausgangsanschluß 2 in folgender Weise ausgedrückt werden:
cos {(m-n) to t + m A $ ( T 1 + T"2 + 13)
= cos {(m-n) IO t + βΔΌ (T 1 +T2 + T3 + Γ6
- ηΔθ(Τΐ +Τ4 + Γ5 +Τ6)] (8).
Hierbei ist T 6 die Gruppenverzögerungszeit des Bandpaßfilters 49.
Die Bedingung, daß die Phase des Ausgangssignals der in Fig. 4 gezeigten Schaltung frei von der Wirkung
einer Änderung der Eingangsfrequenz ist, kann durch die Gleichung (8) oder (9) unter der Bedingung ausgedrückt
werden, daß der Phasenausdruck der Gleichung (S) Null wird:
m (T 1 +T 2 +T3 +T 6) «.η (T 1 +T4 +T^ +Te) (9)
oder
m/n (T 1 +T4 +T5 +T6)/(T1 + T2 +T3 +t6) (10).
Die Gleichung (10) bedeutet, daß das Frequenzverhältnis
der beiden Wege gleich der Gesamtsumme der Gruppenverzögerungszeiten
von dem Eingang zum Ausgang über zwei Wege ist.
030009/0922
Zur Erläuterung der Erfindung als allgemeiner Fall
enthält die in Fig. 4- gezeigte Grund schaltung sechs
Bandpaßfilter. Es wird jedoch nachfolgend erläutert, daß wenigstens zwei Bandpaßfilter notwendig sind,
um die Wirkung der Erfindung zu erreichen.
Mit der Festlegung m/n » K kann die folgende Beziehung
aus der Gleichung (10) erhalten werden:
14- +T5 - (K-I)(T 1 +T6) + K (Γ2 +T3) (11).
Wie sich aus der Gleichung (7) ergibt, müssen zwei Eingangsfrequenzen zu der Multipliziereinrichtung
unterschiedlich sein, um eine Subtraktionsfrequenzkomponente am Ausgang der Multipliziereinrichtung zu
erhalten, die nicht ein Gleichstromsignal ist.
Wenn die Ausgangsfrequenz des zweiten Weges niedriger als die Ausgangsfrequenz des ersten Weges ist, gilt
K>1. Deshalb ergibt sich aus der Gleichung (11):
Xn. +t5
>o (12).
Wenn ein Bandpaßfilter als Mittel zum Erzeugen einer Verzögerungszeit verwendet wird, bedeutet die Gleichung
(12), daß es notwendig ist, ein Bandpaßfilter für den Weg bei der niedrigeren Frequenz zu verwenden. Auch
ist es notwendig, ein weiteres Bandpaßfilter in den anderen Weg als denjenigen Weg einzusetzen, in den
ein Bandpaßfilter bereits eingesetzt ist, so daß die
Gleichung (9) oder (10) erfüllt ist.
Die Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf eine weitgehend vereinfachte Schaltung beschrieben,
von der in Fig. 5 eia Beispiel gezeigt ist.
In dieser Figur sind 5I und 52 Bandpaßfilter mit gleichartiger
Charakteristik. 53 ist eine 1/2-Dividiereinrichtung,
030009/0922
während 5^ eine Multipliziereinrichtung ist. Es wird
hierbei angenommen, daß die Phasenabweichungen θ jeweils in diesen Bandpaßfiltern erzeugt werden, da die an dem
Eingangsanschluß 1 auftretenden Eingangssignale gegenüber
den Mittelfrequenzen der Bandpaßfilter 51 und 52 verstimmt
werden. Da Frequenz und Phase auf die Hälfte durch die
Dividiereinrichtung herabgesetzt werden, obwohl eine Phasenabweichung im Eingangssignal der Dividiereinrichtung 53 2Θ ist, kann das Ausgangssignal der Dividiereinrichtung
in folgender Weise ausgedrückt werden:
sin (iOt / 2 + Θ) (15),
wobei das Eingangssignal am Anschluß 1 als sinot
angenommen wird.
Dieses Signal ist dann das eine Eingangssignal der Multipliziereinrichtung
5^ und das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 51» nämlich das nachfolgend angegebene
Signal, ist das andere Eingangssignal der Multipliziereinrichtung:
sin ( K)t + Θ) (14).
Als Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung 5^ erscheint
das Produkt der beiden Eingangssignale, nämlich
sin (i3t + θ) sin(-2Jyi + θ) - w cos
- \ cos (| tft + 2Θ) (15).
Der erste Ausdruck der rechten Seite der Gleichung (15) ist die Subtraktionsfrequenzkomponente, während der
zweite Ausdruck die Summenfrequenzkomponente ist. Da
diese Komponenten unterschiedliche Frequenzen haben, können sie leicht getrennt werden.
Wenn die Subtraktionsfrequenzkomponente zentriert wird,
erscheint die durch die Bandpaßfilter 51 und 52 erzeugte
030009/0922
Phasenabweichung nicht in dem Ausgangssignal.
Wenn das Divisionsverhältnis der Dividiereinrichtung 53
mit 1/N angenommen wird, wobei N eine ganze Zahl größer als zwei ist, muß das Verhältnis der Gruppenverzögerungszeiten
der Bandpaßfilter 52 und 51, d.h. T4/ Ti, N-1 sein.
Dies wird aus der Gleichung (9) erhalten, wenn m « 1,
η ■ 1/N und X 2 « T3 = ΐ*4- « ΐ~6 « 0 gesetzt werden.
10
Fig. 6 zeigt ein abgeändertes Beispiel der in Fig. 5
angegebenen Schaltung. In dieser Figur sind 55 und 56
Bandpaßfilter, 57 ist eine 1/2-Dividiereinrichtung und 58 eine Multipliziereinrichtung.
Wenn eine Phasenabweichung des Bandpaßfilters 55 auf θ
eingestellt wird und die Phasenabweichung des Bandpaßfilters 56 auf 2Θ eingestellt wird, wird ein Ausgangssignal
an der Multipliziereinrichtung 58 gleich wie bei Fig. 5· Deshalb tritt an dem Ausgang keine Phasenabweichung
auf.
Im Falle der Fig. 5 und 6 ist ein Bandpaßfilter zum
Trennen der Summenfrequenzkomponente und der Subtraktionsfrequenzkomponente
für die Ausgangsstufe erforderlich. Im allgemeinen hat dieses Bandpaßfilter jedoch eine
ausreichend große Bandbreite im Vergleich mit derjenigen der oben erwähnten Bandpaßfilter 51, 52, 55 und 56 und
aus diesem Grund ist die Phasenabweichung sehr gering.
Dies ist deshalb aus Gründen der Vereinfachung nicht dargestellt.
Das Verhältnis der Gruppenverzogerungszeiten der Bandpaßfilter
56 und 55 muß gleich N sein, wenn das
Divisionsverhältnis der Dividiereinrichtung 57 mit 1/N wie im allgemeinen Fall angenommen wird.
030009/0922
Dies ergibt sich aus der Gleichung (9), wenn m = 1, η = 1/N und Ti = T3 = T 5 = Γ6 « O gesetzt werden.
Gemäß Fig. 5 oder 6 ist die Frequenz des Ausgangssignals
die Hälfte der des Eingangssignals, jedoch ist es zweckmäßig, einen solchen Vorgang bei der Schaltung
zum Wiedergewinnen des in Fig. 2 gezeigten PSK-modulierten
Signals anzuwenden, da in einer solchen Schaltung die Frequenz des Bandpaßfilterausgangssignals dividiert wird.
Wenn es jedoch erforderlich ist, die Eingangs- und Ausgangsfrequenzen konstant zu halten, sollen die Ausgangssignale
in Fig. 5 und 6 verdoppelt werden oder die Schaltung
soll so aufgebaut werden, wie das in Fig. 7 gezeigt ist.
In dieser Figur sind 61 und 62 Bandpaßfilter, 63 ein Frequenzverdoppler und 64 eine Multipliziereinrichtung.
Wenn eine Phasenabweichung der Bandpaßfilter 61 und 62 mit θ angenommen wird, hat ein Ausgangssignal des Bandpaßfilters
62 eine Phasenabweichung von 2Θ. Die Phasenabweichung des Ausgangssignals des Verdopplers 63 wird
auch 2 θ und die Frequenz ist verdoppelt.
Wenn deshalb das Eingangssignal an dem Anschluß 1 mit sin ^t angenommen wird, wird das Ausgangs signal des Bandpaßfilters 62 sin (Ut + 2 Θ), während das Aus gangs signal
des Verdopplers 63 sin ( 2 Ot + 2 θ) wird.
Wenn diese beiden Eingangssignale zu der Multipliziereinrichtung
64 gegeben werden, kann das ^ignal wie folgt
ausgedrückt werden:
sin(2 0t + 2Θ) sin(0t + 20) = ^- cos 01
- ^ cos (3ut + 4 Θ) (16).
030Ö09/0922
Wie bereits beschrieben wurde, ist deshalb, wenn eine Zentrierung nur bei dem ersten Ausdruck der rechten
Seite erfolgt, eine Phasenabweichung zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal Null und die
Frequenz ist auch gleich am Eingang und am Ausgang.
Wenn das Multiplikationsverhältnis der Multipliziereinrichtung 63 mit M angenommen wird, wobei M eine
gerade Zahl größer als zwei ist, muß das Verhältnis der Gruppenverzögerungszeiten der Bandpaßfilter 62 und 61,
d.h. CVTi, M-1 sein. Dies ergibt sich aus der
Gleichung (9), wenn m = M, η = 1 und T 2 = T"3 =T5 =
T 6 « 0 gesetzt werden.
Die vierte Ausführungsform, bei der die Erfindung bei
einer Schaltung zum Wiedergewinnen eines Trägers aus einem 4—Phasen-PSK-modulierten Signal angewendet wird,
wird unter Bezugnahme auf Fig. 8 beschrieben. Bei dieser Ausführungsform wird die Eingangssignalfrequenz zu dem
Bandpaßfilter unter Verwendung eines üblichen Frequenzumsetzers niedrig gehalten. Dadurch kann der Schaltungsaufbau vereinfacht werden. In Fig. 8 sind 71 eine
4~fach-Multipliziereinrichtung, 72 ein Verdoppler, 73
eine 1/2-Dividiereinrichtung, 7^· eine 1/4-Dividiereinrichtung,
75 und 76 Bandpaßfilter, 77 und 78 Frequenzumsetzer, 79 eine Multipliziereinrichtung und 80 ein
Oszillator, der mit einer Frequenz von 100 MHz schwingt. Hier wird davon ausgegangen, daß das 4-Phasen-PSK-modulierte
Signal mit der Mittelfrequenz von 70 MHz an dem Eingangsanschluß 3 eingegeben wird. Zuerst wird die
Frequenz 4-fach auf 280 MHz durch die Multipliziereinrichtung
71 multipliziert, um die Modulation zu eliminieren.
Die 280-MHz-Komponente wird dann in der Frequenz auf
80 MHz durch den Frequenzumsetzer 77 umgesetzt. Dann wird die Rauschkomponente durch das Bandpaßfilter ausgesiebt.
Die Empfangsfrequenz von 200 MHz, um 80 MHz zu
03 0 009/0922
erhalten, kann dadurch erlangt werden, daß die von dem Oszillator 80 ausgesandte Sinuswelle mit 100 MHz durch
die Multipliziereinrichtung 72 multipliziert wird. Wenn die Mittelfrequenz des Bandpaßfilters 75 geringfügig
gegenüber 80 MHz verstimmt ist, wird ein Phasenfehler Θ1 proportional zu dieser Verstimmung erzeugt.
Das Ausgangssignal des Bandpaßfilters 75 wird auf zwei
Wege aufgeteilt. Das eine Signal läuft über das Bandpaßfilter 76 und wird durch 4- durch die Dividiereinrichtung
74- geteilt und gelangt danach zu der Multipliziereinrichtung
79 am Punkt h. Das andere Signal wird
in 180 MHz umgesetzt, indem es zu der von dem Oszillator 80 ausgesandten Frequenz von 100 MHz mittels des
Frequenzumsetzers 78 addiert wird, woraufhin es zu der
Multipliziereinrichtung 79 gelangt, nachdem es durch durch die Dividiereinrichtung 73 dividiert worden ist.
Hierbei werden die Frequenz und die Phase am Punkt h jeweils 20 MHz und (Θ1 + Θ2)Α, wobei Θ2 die Phasenänderung ist, die durch das Bandpaßfilter 76 erzeugt wird.
Die Frequenz am Punkt i beträgt 90 MHz, während die Phase Θ1/2 ist. Wenn angenommen wird, daß die Frequenzdifferenz
zwischen den Punkten h und i von der MuItipliziereinrichtung 79 ausgeblendet wird,'können eine
Sinuswelle mit der Frequenz von 70 MHz und der Phase von (Θ1 - θ2)/4 als .Ausgangssignal erhalten werden.
Der Träger, in dem eine Phasenabweichung aufgrund des Filters unwirksam gemacht worden ist, kann deshalb zu dem
Ausgangsanschluß 4 der Fig. 8 unter Verwendung der beiden Bandpaßfilter 75 und 76 abgegeben werden, wenn gilt
Θ1 » Θ2.
Fig. 9 zeigt die Charakteristik der in Fig. 8 gezeigten
Schaltung, wobei zum Vergleich die Charakteristik einer bekannten Schaltung unter Verwendung nur eines Bandpaßfilters 75 auch dargestellt ist.
030009/0922
In der Figur bezeichnet die ausgezogene Linie die Charakteristik der in Fig. 8 gezeigten Schaltung und
zeigt die gestrichelte Linie die Charakteristik der bekannten Schaltung, wobei die X-Achse die Frequenzabweichung
und die Y-Achse die Phasenabweichung angeben.
Wie sich aus dieser Figur ergibt, weicht bei der bekannten Schaltung die Phase um i 10° ab, wenn die Frequenz um
- 20 kHz gegenüber der Mittelfrequenz verschoben wird, während bei der Schaltung nach der Erfindung die Abweichung
nur - 5° beträgt. Dies ist darauf zurückzuführen, daß
eine Differenz der Phasencharakteristik der Bandpaßfilter 75 und 76, die für Versuchszwecke verwendet worden sind,
vorhanden ist. Wenn die Charakteristiken zusammenfallen, ist die Abweichung im Prinzip Null.
Bei der obigen Erläuterung ist von zwei Bandpaßfiltern
ausgegangen worden. Eine gleichartige Wirkung kann auch unter Verwendung einer Verzögerungsleitung als Mittel zur
Erzeugung einer Verzögerungszeit oder von Verzögerungsleitungen anstelle eines in Fig. 4 gezeigten Filters oder
von Filtern erhalten werden. Der Grund liegt darin, daß die Ausgangsphase θ einer Verzögerungsleitung und eines
Bandpaßfilters sich linear wie folgt ändert: ^
θ = - iof - Δ. ΌΪ"- ^O^ (17).
Der zweite Ausdruck der Gleichung (17) ist konstant, so
daß die Gleichungen (2) und (17) insofern gleich sind, als es sich auf die Phasenabweichung aufgrund einer
Änderung der Eingangsfrequenz bezieht.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung, bei der
eine Verzögerungsleitung anstelle eines Bandpaßfilters verwendet ist, wird unter Bezugnahme auf Fig. 10 als
weitgehend vereinfachtes Beispiel beschrieben.
030009/0922
In Fig. 10 ist 91 ein Bandpaßfilter, 92 eine Verzögerungsleitung,
95 eine 1/2-Dividiereinrichtung und 94- eine
Multipliziereinrichtung.
In dieser Schaltung wird eine Verzögerungsleitung 92 anstelle
des Bandpaßfilters 52 in Fig. 5 verwendet.
Wenn die Gruppenverzögerungszeit des Bandpaßfilters 91
mit Ti, die Verzögerungszeit der Verzögerungsleitung 92 mit
T^ und das Eingangssignal am Anschluß 1 mit sin οt
angenommen werden, können die beiden Eingangssignale der Multipliziereinrichtung 94- wie folgt ausgedrückt
werden:
sin (io t + Δ ut/l) (18)
sin {^Ö(t -T 4) + \ AioTwj ' ■ (19).
Wie im Falle der oben erwähnten Methode kann das folgende
Ausgangssignal durch Ausblenden der Subtraktionsfrequenzkomponente
aus dem Ausgangssignal der Multipliziereinrichtung
erhalten werden:
cos 0 lit +^ΔΟΤ1 +Ju
= cos [J Qt + JiO(t4 -T1) + J Oo T 1] (20).
= cos [J Qt + JiO(t4 -T1) + J Oo T 1] (20).
Wenn M = T^ gilt, wird deshalb die Phasenabweichung Null,
auch wenn sich die Eingangsfrequenz ändert.
In diesem Fall muß das Verzögerungszeitverhältnis der
Verzögerungsleitung 92 und des Bandpaßfilters 91 proportional N-1 wie im Falle der Fig. 5 sein, wenn
das Divisionsverhältnis der Dividiereinrichtung 93 mit 1/N angenommen wird.
Fig. 11 zeigt eine Abänderung der in Fig. 6 dargestellten
Ausführungsform, wobei die Multipliziereinrichtung 102 anstelle der Dividiereinrichtung 57 verwendet wird. 100 und
0 30009/092 2
und 101 sind Bandpaßfilter.
Das Phasenabweichungsverhältnis oder das Verzögerungszeitverhältnis
der Bandpaßfilter 100 und 101 muß bei dieser Schaltung im wesentlichen gleich dem Multiplikationsverhältnis
M der Multipliziereinrichtung 102 sein. Der Grund dafür ergibt sich aus der obigen
Beschreibung.
Aus der vorangehenden Beschreibung ergibt sich, daß die Erfindung eine Ausbildung eines Bandpaßfilters ohne
Änderung einer Phasenabweichung des Eingangssignals und des Ausgangssignals infolge einer Änderung der Eingangsfrequenz ergibt, wobei keine Rückkopplungsregel-
einrichtung erforderlich ist. Dadurch wird der Schaltungsaufbau vereinfacht und gleichzeitig kann der
Nachteil eines Gleichlauf-Filters vermieden werden, daß
nämlich eine Verzögerung in der Gleichlaufzeit für das
Übergangseingangssignal auftritt.
030009/0922
Claims (6)
- REINLÄNDER Ä BERNHARDTPATENTANWÄLTE 2933§936/383 Orthstraße 12D-8000 München 60FUJITSU LIMITED1015i Kamikodanaka
Nakahara-ku, Kawasaki-shi Kanagawa 211, JapanPatentansprüche(1.) Bandpaßfilterschaltung mit einem ersten und einem zweiten Veg zum Abzweigen von vom Eingangsanschluß ausgesandten Signalen in zwei Signalarten, mit einer Frequenzmultiplizier- oder -dividiereinrichtung, die in wenigstens einem der Zweige vorgesehen ist, um eine Differenz der Ausgangsfrequenzen des ersten und des zweiten Weges zu erzeugen, mit einer Multipliziereinrichtung, die eine Subtraktionsfrequenzkomponente aus dem Produkt der Ausgangssignale des ersten und des zweiten Weges ausblenden kann, mit einem ersten Bandpaßfilter, das in einem der beiden Wege, in dem Weg von dem Eingangsanschluß zu dem Abzweigpunkt oder in dem Weg von der Multipliziereinrichtung zu dem Ausgangsanschluß vorgesehen ist, und mit einem zweiten Bandpaßfilter oder einem Verzögerungselement, das in einen der Wege mit Ausnahme des Wegs eingesetzt ist, in den das erste Bandpaßfilter eingesetzt ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangsfrequenzmultiplizier- oder -dividierverhältnis des ersten und des zweiten Wegs im wesentlichen gleich dem Verhältnis der Gesamtsumme der Verzögerungszeiten zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des zweiten Wegs und der Gesamtsumme der Verzögerungszeiten zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des ersten Wegs ist. - 2. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Bandpaßfilter und eine 1/N-Dividiereinrichtung in dem ersten oder dem zweiten Weg vorgesehen sind, daß das zweite Bandpaßfilter in dem Weg030009/0922von dem Eingangsanschluß zu dem Verzweigungspunkt oder in dem Weg von der Multipliziereinrichtung zu dem Ausgangsanschluß vorgesehen ist und daß das Gruppenverzögerungszeitverhältnis des ersten Bandpaßfilters und des zweiten Bandpaßfilters im wesentlichen gleich N-1 ist.
- 3. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine M-fach-Frequenzmultipliziereinrichtung in dem ersten Weg vorgesehen ist, daß das erste Bandpaßfilter in dem zweiten Weg vorgesehen ist, daß das zweite Bandpaßfilter in dem Weg von dem Eingangsanschluß zu dem Verzweigungspunkt oder in dem Weg von der Multipliziereinrichtung zu dem Ausgangsanschluß vorgesehen ist und daß das Gruppenverzögerungszeitverhältnis des ersten und des zweiten Bandpaßfilters im wesentlichen gleich M-1 ist.
- 4-, Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Bandpaßfilter und eine 1/N-Dividiereinrichtung in dem ersten Weg vorgesehen sind, daß das zweite Bandpaßfilter in dem zweiten Weg vorgesehen ist und daß das Gruppenverzögerungszeitverhältnis des ersten und des zweiten Bandpaßfilters im wesentlichen gleich N ist.
- 5. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Verzögerungselement und eine 1/N-Dividiereinrichtung in dem ersten Weg vorgesehen sind, daß ein Bandpaßfilter in dem Weg von dem Eingangsanschluß zu dem Verzweigungspunkt oder in dem Weg von der Multipliziereinrichtung zu dem Ausgangsanschluß vorgesehen ist und daß das Verzögerungszeitverhältnis des Verzögerungselements und des Bandpaßfilters im wesentlichen gleich N-I ist.
- 6. Bandpaßfilterschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Bandpaßfilter und eine M-fach-Frequenzmultipliziereinrichtung in dem ersten Weg vorgesehen sind, daß das zweite Bandpaßfilter in dem zweiten Weg vorgesehen ist und daß das Gruppenverzögerungszeitverhältnis des ersten und des zweiten Bandpaßfilters im wesentlichen gleich M ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP53102586A JPS6031368B2 (ja) | 1978-08-23 | 1978-08-23 | 帯域炉波器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2933693A1 true DE2933693A1 (de) | 1980-02-28 |
DE2933693C2 DE2933693C2 (de) | 1984-07-26 |
Family
ID=14331328
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2933693A Expired DE2933693C2 (de) | 1978-08-23 | 1979-08-20 | Bandpaßfilterschaltung |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4310803A (de) |
JP (1) | JPS6031368B2 (de) |
CA (1) | CA1137573A (de) |
DE (1) | DE2933693C2 (de) |
FR (1) | FR2434517A1 (de) |
GB (1) | GB2032213B (de) |
IT (1) | IT1122449B (de) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5580950A (en) * | 1978-12-08 | 1980-06-18 | Fujitsu Ltd | Arrier wave regenerating circuit |
US4461014A (en) * | 1980-09-23 | 1984-07-17 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Carrier regenerating circuit |
FR2502872B1 (fr) * | 1981-03-27 | 1988-06-17 | Laures Antoine | Organe de recuperation de porteuse pour signal a modulations mdp2 ou mdp4 |
JPS58123638U (ja) * | 1982-02-15 | 1983-08-23 | 株式会社ケンウッド | 可変帯域装置 |
US5300838A (en) * | 1992-05-20 | 1994-04-05 | General Electric Co. | Agile bandpass filter |
FI20001774A (fi) * | 2000-08-10 | 2002-02-11 | Nokia Networks Oy | Lähetinvastaanottimen testaaminen |
DE10251176A1 (de) * | 2002-10-31 | 2004-05-13 | Siemens Ag | Anordnung und Verfahren für eine Trägerrückgewinnung |
FR2849726B1 (fr) * | 2003-01-06 | 2005-02-25 | Thomson Licensing Sa | Dispositif de filtrage tres selectif et procede de filtrage correspondant |
Family Cites Families (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3493876A (en) * | 1966-06-28 | 1970-02-03 | Us Army | Stable coherent filter for sampled bandpass signals |
US3602824A (en) * | 1968-08-19 | 1971-08-31 | Sanders Associates Inc | Frequency changing apparatus and methods |
JPS4861063A (de) * | 1971-12-01 | 1973-08-27 | ||
US4095185A (en) * | 1977-04-14 | 1978-06-13 | Winters Paul N | Electrical energy transmission network |
-
1978
- 1978-08-23 JP JP53102586A patent/JPS6031368B2/ja not_active Expired
-
1979
- 1979-08-09 IT IT25011/79A patent/IT1122449B/it active
- 1979-08-20 DE DE2933693A patent/DE2933693C2/de not_active Expired
- 1979-08-20 US US06/068,004 patent/US4310803A/en not_active Expired - Lifetime
- 1979-08-21 FR FR7921068A patent/FR2434517A1/fr active Granted
- 1979-08-22 CA CA000334267A patent/CA1137573A/en not_active Expired
- 1979-08-23 GB GB7929480A patent/GB2032213B/en not_active Expired
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
Fifth international Conference on Digital Satellite Communication, März 1981, Genua, S.319-324 * |
ICDSC-2, 1972, Paris, S.266-276 * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE2933693C2 (de) | 1984-07-26 |
CA1137573A (en) | 1982-12-14 |
FR2434517B1 (de) | 1984-02-03 |
IT1122449B (it) | 1986-04-23 |
IT7925011A0 (it) | 1979-08-09 |
US4310803A (en) | 1982-01-12 |
JPS6031368B2 (ja) | 1985-07-22 |
GB2032213A (en) | 1980-04-30 |
JPS5528674A (en) | 1980-02-29 |
GB2032213B (en) | 1982-09-15 |
FR2434517A1 (fr) | 1980-03-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2541163C2 (de) | Anordnung zur Bestimmung der Phasendifferenz | |
EP0212307B1 (de) | Rundsteuerempfänger | |
DE68921265T2 (de) | Mehrfache Wiederverwendung eines FM-Bandes. | |
DE2637381C2 (de) | Zeitsteuerungswiedergewinnungsschaltung | |
DE3700457C1 (de) | Verfahren und Anordnung zur Synchronisation eines Empfaengers bei digitalen UEbertragungssystemen | |
DE69300291T2 (de) | Frequenzregelschleife. | |
EP0262481A2 (de) | Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines zu einer zugeführten Referenzfrequenz frequenzsynchronen Taktsignals | |
DE2513228A1 (de) | Verfahren und anordnung zur erzeugung von stereodekodiersignalen | |
DE1512270A1 (de) | Verfahren zum Unterdruecken bestimmter Harmonischer in einem periodischen digitalen Wellenzuge und digitaler Wellenformgenerator nach diesem Verfahren | |
DE2933693A1 (de) | Bandpassfilterschaltung | |
DE3531083C2 (de) | ||
DE2540437C2 (de) | Winkelmodulationsanordnung | |
DE2850555C2 (de) | ||
DE2314194C3 (de) | Verfahren und Anordnung zum Demodulieren phasenmodulierter Signale | |
DE3039735A1 (de) | Akustische oberflaechenwellenvorrichtung | |
DE2354718B2 (de) | Demodulationsverfahren für phasenumgetastete Schwingungen und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens | |
DE3208480C2 (de) | ||
DE2011758B2 (de) | Kammfilter | |
DE1591825A1 (de) | Zeitwiedergewinnungs-Schaltung | |
DE2737553A1 (de) | Geschaltetes mehrwegefilter | |
DE2342053B2 (de) | FM-Demodulator | |
DE1959515A1 (de) | Filterverfahren und Schaltungsanordnung zur Durchfuehrung des Filterverfahrens | |
DE69406045T2 (de) | Vorrichtung zur Verminderung der Störspektrallinien des Ausgangssignals eines digitalen Frequenzsynthetisierers | |
EP0004341B1 (de) | Synchronisation eines lokalen Oszillators mit einem Referenzoszillator | |
DE2829429C2 (de) | Verfahren und Anordnung zur weichen Phasenumtastung einer Trägerschwingung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OAP | Request for examination filed | ||
OD | Request for examination | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8328 | Change in the person/name/address of the agent |
Free format text: REINLAENDER, C., DIPL.-ING. DR.-ING., PAT.-ANW., 8000 MUENCHEN |
|
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |