DE2850555C2

DE2850555C2 -

Info

Publication number: DE2850555C2
Application number: DE2850555A
Authority: DE
Inventors: Gianfranco Turin/Torino It Lorea
Original assignee: Rai Radiotelevisione Italiana SpA
Current assignee: Rai Radiotelevisione Italiana SpA
Priority date: 1978-05-05
Filing date: 1978-11-22
Publication date: 1988-06-16
Also published as: NL7901323A; NL188005B; NL188005C; GB2020519A; IT1159657B; FR2425183A1; DE2850555A1; US4264784A; FR2425183B1; IT7868031A0; GB2020519B

Description

Die Erfindung betrifft Verfahren zum Erzeugen eines Stereo-Multiplex-Signals nach den Oberbegriffen der Ansprüche 1 und 3, sowie einen Stereo-Codierer nach dem Oberbegriff des Anspruches 4.

Die für derartige Zwecke verwendeten Stereo- Codierer arbeiten nach verschiedenen Prinzipien.

Aus der Entgegenhaltung "Wireless World", April 1977, Heft 1496, Aufsatz "Stereo coder", ist bei Zeitmultiplex-Codierern das Problem der Komplexität der Filter in einem Stereo-Modulator auf der Basis der Schaltcodierung bekannt. Lösungen für eine einfachere Filterung sind hieraus jedoch nicht zu entnehmen. Bei einem derartigen bekannten Decodierer werden die Tonkanäle durch abwechselndes Abtasten des Multiplex- Signals nach dem Zeit-Multiplexverfahren gewonnen, also senderseitig durch abwechselndes Abtasten codiert.

Die US-PS 39 62 551 befaßt sich mit dem Decodieren von Stereo-Signalen, zeigt jedoch keinen Hinweis auf den Aufbau des Codierers. Zwar ist dieser Entgegenhaltung die Verwendung einer bestimmten Kurvenform zur Verringerung des Gehaltes an Harmonischen in einem Signal zu entnehmen, jedoch mit dem Ziel, die Geräusche zu reduzieren, die durch Störsignale bedingt sind, welche zusammen mit dem interessierenden Signal aufgenommen werden. Die spezielle Kurvenform ersetzt hierbei ein rechteckförmiges oder sinusförmiges Signal in einem herkömmlichen Decodierer durch ein Pilotsignal bestimmter Modulatoren, welches so ausgestaltet ist, daß es keine Signalkomponente der dritten Harmonischen besitzt. Es wird somit die Signalkomponente der dritten Harmonischen eliminiert; hierbei handelt es sich lediglich um ein mehrpegeliges Signal, das keinen Anlaß zu Amplitudenproblemen gibt, da es mit nur drei Pegeln realisiert werden kann; das Signal muß symmetrisch sein, und damit haben die drei Pegel gleichen Abstand. Eine Signalbewertung ist hierbei nicht erforderlich.

Aus der Literaturstelle "Elektronik", 1971, Heft 12, Seiten 413 und 414, "Ein digitaler Sinusgenerator", ist bekannt, Kurven ohne Harmonische bis zu einer bestimmten Ordnung zu synthetisieren. Hieraus ergibt sich jedoch weder die Verwendung derartiger Kurvenformen bei einer Stereo-Übertragung noch die Synthese der Kurvenform aus Samples der Audio-Signale des linken und des rechten Kanals einer solchen Übertragung.

Demgegenüber ist es Aufgabe der Erfindung, Verfahren zum Erzeugen eines Stereo-Multiplex-Signals bzw. einen Stereo- Codierer der gattungsgemäßen Art anzugeben, die mit geringem Filteraufwand am Codiererausgang realisierbar sind und keine Komponenten ungeradzahliger Harmonischer entstehen lassen.

Dies wird gemäß der Erfindung mit den Merkmalen des Kennzeichens des Anspruches 1 bzw. 3 sowie des Anspruches 4 erreicht. Weitere Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Mit den Verfahren bzw. dem Codierer nach der Erfindung wird nicht nur ein Signal ohne Komponenten der dritten und fünften Harmonischen (und möglicherweise höherer Ordnung) erzeugt, sondern dieses Signal wird gleichzeitig so verarbeitet, daß es nach dem CCIR-Empfehlungen amplitudenmoduliert ist, d. h., daß ein Multiplex-Stereo-Signal erzeugt wird.

Nachstehend wird die Erfindung in Verbindung mit der Zeichnung anhand von Ausführungsbeispielen erläutert. Es zeigt

Fig. 1 einen Codierer bekannter Bauweise,

Fig. 2 das mit einem derartigen Codierer erhaltene Signal,

Fig. 3 die Änderung des Signals nach Fig. 2 durch Widerstände,

Fig. 4 das entsprechende Signal am Ausgang des Tiefpaßfilters nach Fig. 1,

Fig. 5 eine schematische Darstellung einer Kurvenform nach der Erfindung, bei der die dritte und fünfte Oberwelle fehlt,

Fig. 6 die Kurvenform hinter dem elektronischen Schalter und

Fig. 7 eine spezielle Ausführungsform des Stereo-Codierers nach der Erfindung.

Fig. 1 zeigt das Prinzipschaltbild eines bekannten Stereo- Codierers. 11 und 12 bezeichnen die Eingänge der beiden Übertragungskanäle A und B, A 1 und A 2 Amplitudenentzerrer, um dem Signal die nötige (vom CCIR empfohlene und als Pilotfrequenzbetrieb bezeichnete) Vorverzerrung (d. h. eine Amplitudenentzerrung mit Überhöhung der hohen Frequenzen) zu erteilen, und C 1 und C 2 zwei lineare Verstärker. Ein Oszillator L mit einer Frequenz von 38 kHz steuert eine elektronische Schaltvorrichtung so, daß die beiden Schalter D 1, D 2 jeweils für die Dauer von ¹/₇₆ ₀₀₀ Sekunden abwechselnd offen bzw. geschlossen sind. Fig. 2 zeigt das hinter dem elektronischen Schalter erhaltene Signal, wenn die Wirkung der Widerstände R 1 und R 2 vernachlässigt und nur an den Eingang I 1 ein sinusförmiges Signal angelegt wird. Durch die Winderstände R 1, R 2 und R 3 wird das Signal wie in Fig. 3 gezeigt verändert, wobei die Werte dieser Widerstände so gewählt sind, daß V₁/V₂=(4+π)/(4-π) ist und dadurch am Ausgang des phasenentzerrten Tiefpaßfilters F mit einem Grenzwert bei 53 kHz das in Fig. 4 abgebildete Signal erhalten wird. Zu diesem Signal wird ein sinusförmiges Steuersignal mit der Frequenz 19 kHz addiert, welches vom Oszillator L mit der Frequenz 38 kHz geliefert wird, wobei diesem Oszillator ein Modul-2-Frequenzteiler G, ein Filter R zur Ausscheidung der Oberwellen und ein Phasenschieber H nachgeschaltet sind.

Das am Ausgang einer Summierschaltung S erscheinende, durch den Verstärker M verstärkte Signal moduliert den FM-Sender.

Die Einstellung des Filters F einer derartigen bekannten Einrichtung ist mit erheblichen Schwierigkeiten verbunden, da zum Erhalten einer qualitätsmäßig zufriedenstellenden Übertragung dieses Filters einen Amplitudengang bis zu 53 kHz innerhalb weniger Zehntel dB und eine lineare Phasenkurve innerhalb weniger Grade aufweisen soll. Zugleich soll das Filter die im Modulationsvorgang vom elektronischen Schalter D 1, D 2 erzeugten Oberwellen oberhalb 99 kHz hinreichend dämpfen. Die beiden Schalter D 1 und D 2 bilden nämlich ein Rechteckwellen-Signal mit einer Frequenz von 38 kHz, das im Gegentakt, d. h. mit Unterdrückung des Trägers, durch die Programmsignale moduliert ist. Aus der Spektralanalyse des so gebildeten Signals ergibt sich, daß bei Frequenzwerten, die ungeraden Mehrfachen von 38 kHz entsprechen, eine Spektralverteilung ähnlich der vorliegt, die um den Wert von 38 kHz mit Amplituden l : n (n = der betrachtete Oberwellenbereich) liegt. Daraus folgt, daß der niedrigste Wert der auszuscheidenden Frequenzen im 38-kHz-Bereich die dritte Harmonische ist, welcher der Höchstwert der modulierenden Frequenz, und zwar 15 kHz zu entziehen ist (3×38-15=99 kHz).

Andererseits ist bekannt, daß der Kurvenform, von der in Fig. 5 eine Periode dargestellt ist, nicht nur die geraden Oberwellen, sondern auch die dritte und die fünfte Oberwelle fehlen, wenn die dargestellten Verhältnisse vorliegen bzw. wenn die in Fig. 5 mit 1, 2, 3, 4, 5 und 6 bezeichneten Übergänge zu den Zeiten ⅛ T, ¼ T, ⅜ T, ⅝ T, ¾ T und ⅞ T erfolgen und die mit I, II, III und IV bezeichneten Signalstufen den Werten

(K stellt eine beliebige Konstante dar) entsprechend proportional sind.

Bei einem Stereo-Codierer sollen die Filter für das Stereo- Signal und für das Steuersignal (entsprechend R und F in Fig. 1) bedeutend vereinfacht werden. Das Verfahren wird mit zwei an sich bekannten Verstärkerketten in den beiden Stereo-Leitungen (Kanal A und Kanal B), die die beiden elektrischen Signale S₁ und S₂ (Fig. 1) liefern, durchgeführt.

Das erfindungsgemäße Verfahren zum Erzeugen eines Stereo-Multiplex- Signals besteht darin, daß die bereits vorverzerrten Signale S₁ und S₂ des linken Kanals und des rechten Kanals einer Stereo-Anlage benutzt werden, um deren Stufen in aufeinanderfolgenden Zeitabschnitten so zu verändern und kombinieren, daß eine bis zur sechsten Harmonischen oberwellenfreie Kurvenform entsteht, wobei man zu diesem Ergebnis durch Umschaltungen gelangt, die in Zeitabständen von jeweils ⅛ f (f = die Frequenz des Sekundärträgers; nach den heute üblichen Normen ist f=38 kHz) derart erfolgen, daß in den aufeinanderfolgenden Zeitabschnitten ein Signal S _u aufgebaut wird, das den nachstehend aufgeführten Werten porportional ist:

die sich anschließend in der umgekehrten, dann wieder in der aufgeführten Reihenfolge und so fort wiederholen.

Nach einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung erfolgen diese Umschaltungen in Zeitabständen von jeweils ¹/₃₀₄ ₀₀₀ Sekunden.

Die vorgeschlagene Lösung bringt den Vorteil mit sich, daß die Mindestfrequenz, über die hinaus das nächstfolgende Filter dämpfend zu wirken hat, auf 251 kHz gelegt werden kann, da die erhaltene Kurvenform bis einschließlich der sechsten Harmonischen oberwellenfrei ist.

Das Steuersignal wird durch in Zeitabständen von jeweils ¹/₁₅₂ ₀₀₀ Sekunden aufeinanderfolgenden Umschaltungen derart aufgebaut, daß sich der Reihe nach Stufen bilden, die zu den nachstehend aufgeführten Werten proportional sind:

Die Erfindung betrifft auch einen Codierer zur Durchführung des beschriebenen Verfahrens. Dieser Codierer enthält mehr als zwei Schaltervorrichtungen, die synchron gesteuert und Spannungs- oder Stromteilern derart zugeordnet sind, daß dadurch ein Stereo-Codierer entsteht.

Fig. 6 zeigt die Kurvenform hinter dem elektronischen Schalter, wenn dabei, wie weiter oben für die Kurvenform nach Fig. 3 angenommen wird, nur an den Eingang des Kanals A ein sinusförmiges Signal angelegt wird.

Fig. 7 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des Stereo- Codierers. Hierbei ist OSC ein Oszillator, der ein Rechtecksignal von 304 kHz erzeugt; die integrierte Schaltung 40 163 ist eine logische Digitalschaltung aus vier bistabilen Schaltkreisen in Kaskadenschaltung mit zugehörigen Ausgängen Q₀, Q₁, Q₂, Q₃, wobei die bistabilen Schaltkreise derart miteinander verbunden sind, daß sie einen Synchron-Binärzähler bilden, der bei jedem an den Eingang CP gelegten Wechsel vom tiefen Zustand in den hohen Zustand des Signals von 304 kHz um eine Einheit weiterschaltet; die integrierten Schaltungen 4028 sind Decodierschaltungen, die den von Q₀, Q₁, Q₂ und Q₃ gelieferten Binärcode 1-2-4-8 in den hohen Zustand eines der Ausgänge O₀, O₁, O₂, O₄, O₅, O₆ nach dem Dezimalcode, der dem an die Eingänge angelegten Binärcode entspricht, umformen; die integrierten Schaltungen 4027 bestehen jeweils aus zwei JK-Flipflops, wobei hier gleichzeitig an den Eingang J eines JK-Flipflops ein H-Signal (hoher Signalpegel) und an den Eingang K desselben ein L-Signal (niedriger Signalpegel) angelegt wird oder umgekehrt; in diesen beiden Fällen geben die Ausgänge Q und den Zustand der Eingänge in dem Augenblick wieder, in dem an den Eingang CP ein Wechsel von L nach H erfolgt. In einem dritten Fall wird an beide Eingänge J und K ein L-Signal angelegt; dann verbleiben die Ausgänge Q und Q nach diesem Übergang im vorhergehenden Zustand.

Die integrierten Schaltungen SD 5000 B sind elektronische Vierfachschalter mit den Polen P und D und mit dem Steuereingang G; bei hohem Signalpegel am Steuereingang ist der Schalter geschlossen, bei niedrigem Signalpegel offen.

Die Signale der beiden Stereo-Kanäle A und B werden an die beiden Eingänge E₁ bzw. E₂ gelegt und durchlaufen die beiden Schalter D₁ und D₂ mit den darin eingesetzten Vorverzerrungs- Schaltungen; es folgen Verstärker F₁ und F₂ mit niedriger Ausgangsimpedanz, die über die Kondensatoren C 1 und C 2 die Signale S₁ und S₂ den elektronischen Schaltern zuführen. Jeder Wechsel des vom Oszillator mit 304 kHz gelieferten Signals vom niedrigen zum hohen Signalpegel schaltet den Zähler 40 163 um einen Schritt weiter, so daß dessen Ausgänge Q₀, Q₁, Q₂, Q₃ in zyklisch aufeinander folgenden Zeitabschnitten nachstehende Pegelwerte annehmen:

1.L, L, L, L 2.H, L, L, L 3.L, H, L, L 4.H, H, L, L 5.L, L, H, L 6.H, L, H, L 7.L, H, H, L 8.H, H, H, L 9.L, L, L, H 10.H, L, L, H 11.L, H, L, H 12.H, H, L, H 13.L, L, H, H 14.H, L, H, H 15.L, H, H, H 16.H, H, H, H

wobei L den niedrigen Pegelwert und H den hohen Pegelwert des jeweiligen Signals bedeutet. Diese Signale werden an die Eingänge der beiden integrierten Schaltungen 4028 gelegt. Was die Schaltung 4028-I betrifft, nehmen den oben aufgeführten Zeitabschnitten entsprechend folgende Ausgänge dieser Schaltung den Pegelwert H an:

1.O₀ 2.O₁ 3.O₂ 4.keiner 5.O₄ 6.O₅ 7.O₆ 8.keiner 9.O₀ 10.O₁ 11.O₂ 12.keiner 13.O₄ 14.O₅ 14.O₆ 16.keiner

während die nicht aufgeführten Ausgänge den Pegelwert L beibehalten.

Hieraus ergibt sich, daß die Pegelwerte der Zeitabschnitte 1. bis 8. in den Zeitabschnitten 9. bis 16. genau wiederkehren; daher ist es ausreichend, auf die Pegelwerte der Zeitabschnitte 1. bis 8. näher einzugehen.

Die Ausgänge der integrierten Schaltung 4028-I sind mit den Eingängen J und K des ersten und zweiten Abschnittes der integrierten Schaltung 4027-I und mit jenen des ersten Abschnittes der integrierten Schaltung 4027-II verbunden. Dementsprechend nehmen die drei Ausgänge ₁-I; ₂-I; ₁-II in den oben aufgeführten Zeitabschnitten, an deren Ende die Übergänge des an die Eingänge CP angelegten Signals mit 304 kHz von L nach H erfolgen, folgende Zustände an:

1.L, L, L 2.H, L, L 3.H, L, H 4.H, H, H 5.H, H, H 6.H, L, H 7.H, L, L 8.L, L, L

Diese Ausgänge sind in entsprechender Weise mit den Steuereingängen G 3, G 4, G 1 der integrierten Schaltung SD 5000 B-I zum Schließen der zugehörigen Schalter verbunden. Diese leiten das Signal in den nachfolgenden Zeitabschnitten, die den vorausgehenden entsprechen, durch folgende Widerstände: 1.R 5 2.R 5, R 2 3.R 5, R 2, R 4 4.R 5, R 2, R 4, R 3 5.R 5, R 2, R 4, R 3 6.R 5, R 2, R 4 7.R 5, R 2 8.R 5 Gleichzeitig werden die von Q₁-I, Q₂-I, Q₁-II kommenden Signale an die Steuereingänge G 3, G 4, G 1 der integrierten Schaltung SD 5000 B-II gelegt. In den entsprechenden Zeitabschnitten durchläuft das Signal S₂ folgende Widerstände:

1.R 8, R 9, R 10, R 6 2.R 9, R 10, R 6 3.R 9, R 6 4.R 6 5.R 6 6.R 6, R 9 7.R 6, R 9, R 10 8.R 6, R 9, R 10, R 8

Nachdem alle genannten Widerstände zum Eingang 4 der Verstärkerschaltung µA 715 führen, die eine niedrige Eingangsimpedanz hat, sind die entsprechenden, am genannten Eingang zusammenlaufenden Ströme proportional sowohl der vor den Widerständen angelegten Spannung als auch dem Leitwert der Widerstände. Daraus folgt, daß bei den angegebenen Widerstandswerten der gesamte, dem Eingang 4 des Verstärkers µA 715 zufließende Strom proportional den unter (1) aufgeführten Stufenwerten ist.

Eine Betätigung dieses Schalters erzeugt am nutzbaren Signal einen Störimpuls mit der Grundfrequenz von 304 kHz, wenn eine regelmäßige Folge von Umschaltungen in Zeitabständen von ¹/₃₀₄ ₀₀₀ Sekunden vorliegt. In den oben aufgeführten Zeitabschnittfolgen für die Betätigung der Schalter erfolgt keine Umschaltung zwischen den Zeitabschnitten 4. und 5. sowie zwischen den Zeitabschnitten 8. und 1. der nächsten Folge.

Dies würde zu einer Störkomponente bei 76 kHz führen. Zur Abhilfe wird das Signal von Q₂ auf G 2-I und dasselbe vom Tor 4069 invertierte Signal auf G 2-II geleitet, wodurch die beiden in jeder Folge fehlenden Impulse erzeugt werden. Das Steuersignal wird durch Verwendung der von den Toren Q₂-II, Q₁-III, Q₂-III kommenden Signale erhalten; über die Widerstände R 11, R 12, R 13 werden die unter (2) beschriebenen Stufenwerte erhalten; außerdem wird das Steuersignal gegenüber der vorgesehenen genauen Einsatzstellung um 22,5 Grad verzögert erhalten. Um eine ausreichende Dämpfung der siebten und neunten Oberwelle zu erreichen, ist ein durch C 3, C 4 und R 14 gebildetes Tiefpaßfilter eingeschaltet, das eine Phasenverschiebung des Signals mit der Frequenz von 19 kHz im Sinne einer Verzögerung um 157,5 Grad (157,5+22,5=180) ergibt. Dann wird das Signal über R 15 und von T 1 verstärkt dem Eingang 4 der integrierten Schaltung µA 715 zugeleitet. Die integrierte Verstärkerschaltung µA 715 speist ein durch C 5, C 6, C 7, C 8, L 1 und L 2 gebildetes Tiefpaßfilter, das eine Grenzfrequenz von 200 kHz hat, und das einen Transistor T 2 speist, dessen Schaltung aus C 9 und R 16 eine leichte Phasenkorrektur vornimmt. Es schließt ein Verstärker N bekannter Bauart mit hoher Eingangsimpedanz an, der den Ausgang U des Gerätes speist. Für die Widerstände, die Drosseln und die nicht elektrolytischen Kondensatoren ist eine Arbeitsgenauigkeit von wenigstens 1% erforderlich.

Entsprechend dem erläuterten Prinzip kann die Anzahl von Umschaltungen erhöht werden, wobei eine Kurve ähnlich der nach Fig. 5 erhalten wird, die jedoch über die sechste Harmonische hinaus oberwellenfrei ist (z. B. bis zur zehnten Harmonischen).

Claims

1. Verfahren zum Erzeugen eines Stereo-Multiplex-Signals, das dem Frequenzmodulator eines Pilotfrequenz-Stereo- Senders zugeführt wird, indem die bereits vorverzerrten Signale des linken und des rechten Kanals des Stereo- Senders abgetastet werden,
dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzielung eines Stereo- Multiplex-Signals, das zumindest frei von Komponenten entsprechend den Harmonischen der Hilfsträgerfrequenz bis zur und einschließlich der sechsten Harmonischen ist, die Abtastfrequenz mit dem Achtfachen der Hilfsträgerfrequenz festgelegt wird, und daß eine Amplitudenbewertung der abgetasteten Tonsignalabschnitte der Abtastsignale (S₁), S₂) durch entsprechende Multiplikationsfaktoren vorgenommen wird, derart, daß in den acht Zeitintervallen einer Periode des Hilfsträgers die Amplitude der Stereo-Multiplex- Signale proportional den folgenden Werten ist: wobei diese Werte anschließend in umgekehrter Reihenfolge für die anderen vier Zeitintervalle wiederholt werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Pilotsignal, das ebenfalls frei von Komponenten mindestens bis zur und einschließlich der sechsten Harmonischen ist, durch Amplitudenbewertung einer Folge von logischen Signalen erzeugt wird, wobei die Bewertungskoeffizienten zu einer Kurvenform führen, die in den aufeinanderfolgenden acht Zeitintervallen, deren jedes die Dauer von ein Achtel der Pilotsignalperiode hat, Amplitudenpegel proportional den folgenden Werten haben: und wobei die Amplitudenpegel der ersten vier Intervalle in umgekehrter Reihenfolge für die anderen vier Intervalle wiederholt werden.

3. Verfahren zum Erzeugen eines Stereo-Multiplex-Signals, das dem Frequenzmodulator eines Pilotfrequenz-Stereo- Senders zugeführt wird, indem die bereits vorverzerrten Signale des linken und des rechten Kanals des Stereo- Senders abgetastet werden,
dadurch gekennzeichnet, daß die Signale beider Kanäle synchron mit einer Frequenz N×f (N = ganze Zahl <8 und f = Hilfsträgerfrequenz) abgetastet werden, daß die Samples, die während der Periode des Hilfsträgers erhalten werden, durch entsprechende Bewertungskoeffizienten amplitudenbewertet werden und die bewerteten Samples relativ in bezug auf die beiden Kanäle miteinander und mit einem Pilotsignal summiert werden, daß die Bewertungskoeffizienten so gewählt werden, daß sich Kurvenformen frei von Komponenten entsprechend Harmonischen der Hilfsträgerfrequenz bis zu und einschließlich der (N-2)ten Harmonischen ergeben, daß die Bewertungskoeffizienten für den einen Kanal aus einem ersten Satz von N/2 Bewertungskoeffizienten zur Bewertung der ersten N/2 Samples bestehen, die während einer Periode des Hilfsträgers erhalten werden, und aus einem zweiten Satz von Koeffizienten, die zur Bewertung der anderen N/2 Samples verwendet werden und durch die Koeffizienten des ersten Satzes in umgekehrter Reihenfolge aufgebaut werden, und daß die Bewertungskoeffizienten zur Bewertung der ersten und der zweiten Gruppe von N/2 Samples des anderen Kanals dem zweiten und dem ersten Satz von Koeffizienten entsprechen.

4. Stereo-Codierer zum Erzeugen eines Stereo-Multiplex-Signals, das dem Frequenzmodulator eines Pilotfrequenz-Stereo- Senders zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß er zur Erzeugung eines Stereo-Multiplex-Signals, das frei von mindestens Komponenten bis zu und einschließlich der (N/2)ten Harmonischen (N = ganze Zahl <8) ist, aufweist: eine erste und eine zweite Gruppe von elektronischen Schaltern (SD-5000 B-I, SD-5000 B-II), die die bereits vorverzerrten Signale des linken und rechten Kanals des Stereo-Senders empfangen, und die jeweils N/2 Schalter aufweisen, die synchron mit einer Frequenz N×f (f = Hilfsträgerfrequenz) betrieben werden, damit N Samples des auf dem entsprechenden Kanal vorhandenen Signals für jede Periode des Hilfsträgers erzeugt werden,
eine erste und eine zweite Gruppe von Widerstands-Spannungsteiler- Elementen (R 1-R 5, R 6-R 10), die der ersten und der zweiten Schaltergruppe (SD 5000 B-I, SD 5000 B-II) zur Bewertung der davon ausgehenden Samples verbunden sind, und einen Addierer (µA 715) zum Summieren der bewerteten Samples untereinander und mit einem Pilotsignal. 5. Codierer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß er logische Schaltungen (4027-II, 4027-III) aufweist, die eine Folge von logischen Signalen in jedem von N Intervallen der Dauer 2/(N×f) erzeugen, sowie einen weiteren Widerstands- Spannungsteiler(R 11, R 12, R 13), der die einzelnen logischen Signale aufnimmt und mit vorgegebenen Pegelstufen bewertet, derart, daß sich ein Pilotsignal ergibt, das ebenfalls frei von Harmonischen bis zu und einschließlich der (N-2)ten Harmonischen ist, und daß dieses Pilotsignal dem Addierer (µA 715) zugeführt wird.