DE2913115B2 - Teilnehmerschaltung mit einem symmetrischen Leistungsverstärker für die Speisung einer Teilnehmerleitung - Google Patents

Description

als 1 ist, wobei Wder Widerstand der Teilnehmerleitung und r der Wert des Widerstandsteils der Eingangsimpedanz ist.

8. Teilnehmerschaltung nach Anspurch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zum Speisen der Basis und des Emitters des Strominjektionstransistors derart eingerichtet iind, daß beim Auftreten eines Gebührensignals auf der Teilnehmerleitung der Kollektorstrom des Injektionstransistors, welcher Strom in den erwähnten Abzweig der Eingangsimpedanz eingespeist wird, abwechselnd glpich λ/und λΙ+jo ist, wobei J₀ ein vorgegebener Gleichstrom ist.

Die Erfindung betrifft eine Teilnehmerschaltung mit einem symmetrischen Leistungsverstärker, der von zwei komplementären Transistorpaaren gebildet wird, wobei die Basen und die Emitter eines jeden Transistorpaars miteinander verbunden sind und zwei Eingangs- bzw. zwei Ausgangsanschlüsse des symmetrischen Verstärkers bilden, während die Kollektoren der Transistoren vom einen Typ mit einem ersten Anschluß einer Gleichspannungsquelle und die Kollektorer. der Transistoren vom anderen Typ mit einem zweiten Anschluß der Gleichspannungsquelle gekoppelt sind, wobei die Ausgangsanschlüsse mit den Anschlüssen einer Teilnehmerleitung und die Eingangsanschlüsse über zwei Eingangsimpedanzen mit den Anschlüssen der Gleichspannungsquelle verbunden sind.

Bekanntlich ist eine Teilnehmerschaltung eine Anordnung zum Verbinden einer Teilnehmerleitung mit einer Fernsprechzentrale und diese Anordnung soll es

ermöglichen, unter der Steuerung der Zentrale der Teilnehmerleitung verschiedene Spannungen zuzuführen. Beispiele dieser Spannungen sind die Rufspannung mit einer Frequenz beispielsweise von 25 oder 50 Hz, eine Gleichspannung mit einer bestimmten Polarität zum Übertragen von Wählinformationen und Sprachsignalen, und ein Gebührensignal mit einer Frequenz beispielsweise von 12 kHz. Für Signalisierungszwecke muß die Teilnehmerschaltung auch die Möglichkeit haben, die Polarität der Gleichspannung auf der Teilnehmerleitung umzukehren.

Die Verwirklichung dieser verschiedenen Spannungsarten auf der Teilnehmerleitung ruft praktische Probleme hervor, die sich im allgemeinen nicht auf einfache und wirtschaftliche Weise lösen lassen. Die zum Venneiden störender Harmonischer auf der Teilnehmerleitung der sinusförmigen Rufspannung wird an einer Wicklung eines an sich voluminösen und aufwendigen Transformators abgegriffen. Bekanntlich kann eine Wicklung eines derartigen Transformators in eine Ader der Leitung aufgenommen werden, welche Wicklung dabei für Sprachsignale eine geringe Impedanz aufweisen muß. Weiter ist es bekannv, für die Dauer des Rufsignals die Transformatorwicklung über Relaiskontakte mit den Anschlüssen der Teilnehmerleitung zu verbinden.

In der DE-OS 28 44 492 der Anmelderin wurde bereits beschrieben, obige Speisefunktionen ohne Transformator oder Relais durchzuführen, aber ausschließlich mit Bauteilen, die in Feststoff integriert werden können, indem eine Schaltung benutzt wird, die einen symmetrischen Leistungsverstärker enthält, dessen zwei Ausgangsanschlüsse mit der Teilnehmerleitung verbunden sind und von dem jeder Eingangsanschluß mit dem Ausgang eines Digital-Analog-Wandlers verbunden ist. Dabei wird ein Eingangsanschluß eines jeden Digital-Analog-Wandlers über ein Schaltnetzwerk mit dem einen oder dem anderen Anschluß der Gleichspannungsspeisung verbunden. Die Schaltnetze werden von einem unter der Steuerung der Fernsprechzentrale erzeugten binären Digitalsignal in Gegenphase gesteuert, das die für die Teilnehmerleitung gewünschte Spannung kennzeichnet

Die Speisung der Teilnehmerleitung über einen symmetrischen Leistungsverstärker gibt Probleme bei der Begrenzung des Stromes in den Transistoren dieses Verstärkers bei sehr kurzen Leitungen oder bei zufälligen Kurzschlüssen der Leitung. Die verschiedenen Verwaltungen erfordern übrigens, daß der aus der Speiserjuelle bezogene Strom in der Teilnehmerleitung von einem Widerstand mit einem bestimmten Wert R, in Frankreich z. B. 300 Ohm, begrenzt wird.

Sowohl um die Transistoren des symmetrischen Verstärkers zu schützen, als auch um die Bedingungen der Verwaltungen zu erfüllen, kann diese Strombegrenzung durch das Aufnehmen von zwei Widerständen mit einem Wert RIl zwischen die zwei Ausgangsanschlüsse des symmetrischen Verstärkers und die beiden Enden der Teilnehmerleitung verwirklicht werden. Es gibt dabei jedoch den Nachteil, daß an die Anschlüsse eines jeden dieser Widerstände ein Enikoppiungskondensator für Sprechströme angeschlossen werden muß. Jeder Kondensator muß eine ziemlich große Kapazität besitzen und in zwei Richtungen eine Gleichspannung in der Größenordnung der Hälfte der Speisespannung führen. Zur Gewährleistung der Symmetrie des Verstärkers müssen beide Kondensatoren möglichst gleich sein. Dieses Verfuhren der Strombegrenzung

ίο

erfordert somit ziemlich aufwendige und voluminöse Entkopplungskondensatoren.

Strombegrenzung durch die polarisierten Transistoren des symmetrischen Verstärkers, wobei die Transistören die Rolle eines Widerstandes erfüllen können, führt zu einer so hohen Dissipation in diesen Transistoren, daß Integration nicht gut möglich ist

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Teilnehmerschaltung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 zu schaffen, bei der der Strom in der Teilnehmerleitung und in den Transistoren des symmetrischen Verstärkers derart begrenzt wird, daß eine Integration möglichst vieler Bauteile möglich ist

Diese Aufgabe wird bei der Teilnehmerschaltung nach der Erfindung dadurch gelöst, daß im Kollektorkreis der Transistoren vom einen Typ und im Kollektorkreis der Transistoren vom anderen Typ zwei gleiche Widerstände für die Begrenzung des Stroms in der Teilnehmerleitung aufgenommen sind, daß Mittel zum Abhängigmachen der Basisspannung der Transistoren von der Kollektorspannung d\. ier Transistoren vorhanden sind und daß zwischen ckn Eingangsanschlüssen des symmetrischen Leistungsverstärkers ein Entkopplungskondensator für die Sprechströme in der Teilnehmerleitung angeordnet ist.

Mit c'en erfindungsgemäßen Maßnahmen wird erreicht, daß die Transistoren des symmetrischen Verstärkers in der Nähe der Sättigung arbeiten können, so daß die verbrauchte Leistung klein genug ist, um Integration zu ermöglichen. Außerdem kann der Entkopplungskondensator einen ziemlich geringen Wert haben, beispielsweise um hundertmal kleiner als den erforderlichen Wert für einen über die Anschlüsse eines Strombegrenzungswiderstandes angeordneten Kondensator.

Ausführungsbeispiele der Teilnehmerschaltung nach der Erfindung werden nachstehend an Hand der Zeichnung näher erläutert Es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild einer Ausführungsforn i der erfindungsgemäßen Schaltung,

F i g. 2 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der e. tindungsgemäßen Schaltung,

F i g. 3 ein Schaltbild einer dritten Ausführungsform der Erfindung, die in einer Schaltung mit dehacodierten Signalen zum Erzeugen des Rufsignals verwendet werden kann,

F i g. 4 die Lade- und Entladekurven eines Kondensators zur Veranschaulichung der Schwierigkeiten, die beim Erzeugen des Rufsignals auftreten,

F i g. 5 die Ladestromstrecke des Entkopplungskondensators der Schaltung nach F i g. 3,

F i g. 6 die Lade- und Entladungskurven des Entkopplungskondensators der Schaltung nach F i g. 3,

F i g. 7 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsrorm der Schaltung nach der Erfindung mit deltacodierten Signalen zum Erzeugen des Ruf- und Gebührensignals,

Fig.8 Diagramme, die die von der Schaltung nach Fig.7 eingeführte Verbesserung beim Erzeugen des Gebührensignals veranschaulichen.

Bei der in Fig. ι dargestellten Teilnehmrschaltung speist eine Speisequelle die Teilnehmerleitung 1, wobei die Anschlüsse 2 und 3 der Quelle die Potentiale -\ fund - Eführen, wobei Ei. B. gleich 48 Vn',t isi. Der Strom fließt aus dem Anschluß 2 durch eine Schleifendetektionseinrichtung 5, von der ein Ausgang mi: der positiven Speiseleitung 6 der Schaltung verbunden ist. Die Schleifendetektionseinrichtung 5 ist eine Schwellenwerteinrichtung von einem bekannten Typ, die den

hindurchfließenden Strom mit einem Schwellenwert vergleicht, um die Fernsprechzentrale mit einem Signal zu beliefern, das angibt, ob die Teilnehmerschleife geöffnet oder geschlossen ist. Nachstehend sei angenommen, daß die Teilnehmerleitung mit einer Gleichspannung E= 48 V gespeist werden muß. Die Einrichtung 5 muß dabei, wenn eine geschlossene Teilnehmerschleife detektiert wird, die positive Speiseleitung 6 der Schaltung auf das Nullpotential des Mittelanschlusses 4 der Speisequelle bringen. Wenn die Teilnehmerschleife offen ist, muß das Potential auf der Speiseleitung 6 gleich + E sein. Die negative Speiseleitung 7 der Schaltung führt immer das Potential -£des Anschlusses 3.

Diese Schaltung enthält einen symmetrischen Leistungsverstärker, der aus zwei komplementären Transistorpaaren (Ti, Ti), (Ti. Ta) besteht. Jeder Transistor kann ebenfalls eine zusammengesetzte Schaltung vom Typ, der unter dem Namen Darlingtonschaltung bekannt ist, mit der gleichen Wirkungsweise wie ein einfacher Transistor mit hohem Verstärkungsfaktor sein.

Die Basen der Transistoren (Tu Ti) einerseits und (Ti, Tt) andererseits sind miteinander verbunden und bilden die Eingangsanschlüsse 8 und 9 des symmetrischen Verstärkers. Die Emitter derselben Transistoren sind ebenfalls miteinander für die Bildung der Ausgangsanschlüsse 10 und 11 des Verstärkers verbunden. Diese Ausgangsanschlüsse 10 und 11 sind mit der Teilnehmerleitung 1 über die Wicklungen 12 und 13 eines nicht dargestellten Transformators verbunden, der die Sprechsignale auf die Zentrale überträgt. Die Kollektoren der npn-Transistoren T\ und T₃ sind miteinander verbunden, um durch die Spannung auf der positiven Speiseleitung gespeist zu werden. Die Kollektoren der pnp-Transistoren Ti und Ta sind miteinander verbunden, um durch die Spannung auf der negativen Speiseleitung 7 versorgt zu werden.

Die zwei Eingangsanschlüsse des symmetrischen Verstärkers sind über Widerstände 16 und 17 mit zwei Schaltkreisen 14 und 15 verbunden. Die Widerstände 16 und 17 bilden mit einem zv/ischen die Anschlüsse 8 und 9 aufgenommenen Kondensator 18 zwei Integrationskreise. Die zwei entsprechenden Anschlüsse t der Schaltkreise 14 und 15 sind mit der positiven Speiseleitung 6 verbunden, und die zwei entsprechenden Anschlüsse r sind mit der negativen Speiseleitung 7 verbunden.

Die zwei Schaltkreise 14 und 15 werden unter der Steuerung der Fernsprechzentrale von den komplementären Signalen Λ'und X\n Gegenphase gesteuert, wobei X ein binäres Signal ist, das die der Teilnehmerleitung zuzuführende Spannung kennzeichnet

Wenn das Binärsignal X einen bestimmten konstanten Wert besitzt, wodurch die beiden Schaltkreise 14 und 15 in die in der Figur dargestellte Position gebracht werden, sind die Transistoren Ti und 73 gesperrt und die Teilnehmerleitung 1 wird bei geschlossener Schleife von einer Gleichspannung E gespeist, wobei der Strom in der angegebenen Richtung vom Anschluß 10 zum Anschluß 11 fließt. Wenn das Binärsignal X einen entgegengesetzten Wert besitzt, so daß die Schaltkreise 14 und 15 in die andere Position gebracht werden, sind nur die Transistoren Ti und T3 leitfähig, und der Strom in der Teilnehmerleitung fließt in der entgegengesetzten Richtung.

Wenn das Binärsignal X ein Signal ist, das mit Hilfe der Deltamodulation aus einem sinusförmigen Signal mit einer Frequenz gleich der Frequenz des Rufsignals (z. B. 50 Hz) erhalten wird, arbeiten die Schaltkreise 14 und 15 zusammen mit den von den Widerständen 16 und 17 und dem Kondensator 18 gebildeten Integrations- --, kreisen als Deltamodulatoren. An den beiden Eingangsklemmen 8 und 9 des symmetrischen Verstärkers entstehen dabei in der Gegenphase zwei nahezu sinusförmige Spannungen mit der Frequenz des Rufsignals. Wenn die Teilnehmerschleife offen ist, sind

in die Potentiale der Speiseleitungen 6 und 7 gleich £bzw. — E₁ und die erwähnten sinusförmigen Spannungen besitzen eine Amplitude E Die Transistoren Ti. Tj. T) und Τ* des symmetrischen Verstärkers arbeiten als Emitterfolger mit einer Spannungsverstärkung gleich 1 i und, abgesehen vom Spannungsabfall an den Transistoren Ti bis Ta und an den Transformatorwicklungen 12 und 13 entsteht dabei an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung 1 eine sinusförmige Rufspannung mit einer Amplitude ungefähr gleich 2£

2» Nachstehend wird beschrieben, wie die Begrenzung des Gleichstroms erreicht wird, der in der Teilnehmerleitung vom Anschluß 10 zum Anschluß 11 fließt, d. h.. wenn die Schaltkreise 14 und 15 die angegebene Position einnehmen, so daß der Strom in der

2i Teilnehmerleitung über den Kollektor-Emitterraum der Transistoren T₁ und Ta fließt.

Die Kollektoren der Transistoren Ti und T₄ sind mit den Speiseleitungen 6 bzw. 7 über zwei Widerstände 19

und 20 mit gleichem Wert ^ verbunden, welcher Wert dem Wert entspricht, der für die Begrenzung des Stroms erforderlich ist.

Die Basis des pnp-Transistors 21 ist mit dem Ende des Widerstands 19 verbunden, der an den Kollektor von Ti

ji angeschlossen und dessen Emitter mit dem anderen Ende des Widerstands 19 über den Widerstand 22 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 21 ist mit den gegenseitig verbundenen Kollektoren der pnp-Transistoren 23 und 24 verbunden. Die Basen dieser Transistoren sind gegenseitig über die Widerstände 25 und 26 (wenige Ohm) verbunden, die in der Strecke des Kollektorstroms der Transistoren Ti und T3 angeordnet sind. Diese Schaltung der Transistoren 23 und 24 bildet einen Wechselkreis, der den Kollektorstrom / des Transistors 21 zu dem mit dem Eingang 27 des Stromspiegels M\ verbundenen Emitter des Transistors 23 steuert, wenn der Transistor 7Ί leitet. Bekanntlich ist ein Stromspiegel eine Schaltung, die an ihren Ausgang einen Strom liefert, der ein gut definiertes Verhältnis in bezug auf den Strom an ihrem Eingang hat. In der dargestellten Form besteht der Stromspiegel M-, ius einer Diode 28, die zwischen der Basis und dem Emitter des pnp-Transistors 29 in gleicher Richtung wie die Basis-Emitter-Diode dieses Transistors verbunden ist Die Basis des Transistors bildet der Eingangsanschluß 27 des Stromspiegels; seinen Kollektor bildet der Ausgangsanschluß 30 des Stromspiegels; schließlich ist sein Emitter mit dem Potential — E des Spannungsanschlusses 3 verbunden. Der Ausgangsanschluß 30 des Stromspiegels Ai₁ ist mit dem Eingangsanschluß 8 des symmetrischen Verstärkers verbunden.

Mit dem Widerstand 20, der in der Strecke des Kollektorstroms des anderen Transistors Ti des symmetrischen Verstärkers angeordnet ist, der gleichzeitig mit Tj leitet, sind analoge Schaltungen mit Transistoren verbunden, die mit den eben genannten Transistoren komplementär sind. So ist an den Anschlüssen des Widerstandes 20 eine Serienschaltung

aus dem Widerstand 32 und der Basis-Emitter-Diode des Transistors 31 angeordnet, dessen Kollektorstrom /' auf den Eingang 37 des Stromspiegels Af₄ mit Hilfe der Wechselschaltung gerichtet ist, die aus den Transistoren 33 und 34 und aus den Widerstanden 35 und 36 besteht. Der Stromspiegel Af₄ wird durch die Diode 38 und den Transistor 39 gebildet und vom Potential +E des Spannu^gsanschlusses 2 gespeist Schließlich ist der Ausgangranschluß 40 des Stromspiegels Af₄ mit dem Eingangsanschluß 9 des symmetrischen Verstärkers verbunden.

In der eben beschriebenen Situation arbeitet die Schaltung wie folgt:

Der Strom in der Teilnehmerleitung, der Ober die Transistoren T\ und T₄ fließt, wird von den Widerständen in der Strecke des Kollektorstroms dieser Transistoren begrenzt, d. h. im wesentlichen von den Widerständen 19 und 20. Die verbundenen Schaltungen müssen die Basis-Spannung der Transistoren Γι und T₄ von ihrer Kollektorspannung abhängig machen, die vom Spannungsabfall an den Widerständen 19 und 20 abhängig ist, so daß die Sättigung dieser Transistoren verhindert wird und sie in einem linearen Bereich arbeiten, der jedoch so nahe beim Sättigungszustand liegt, daß nur eine geringe Leistung verbraucht wird. Die Arbeit im linearen Zustand ist insbesondere deshalb notwendig, um eine Modulation im Strom der Teilnehmerleitung durch Sprechsignale zu ermöglichen, während durch den geringen Leistungsverbrauch die Integration der Transistoren T\ bis T₄ ermöglicht wird.

Hins^htlich des Transistors Ti wird dieses Ergebnis wie folgt erreicht. Ein Strom /durch den Widerstand 19

mit dem Wert y verringert die Kollektorspannung des

Transistors Ti um den Wert-y-. Wenn ρ der Wert des Widerstandes 22 ist, ist der Kollektorstrom / des

Rl Ti ansistors 21 etwa gleich -j^. Mit einem Stromspiegel Af₁, der für ein Stromverhältnis gleich 1 ausgelegt ist, wird dieser Strom / in der angegebenen Richtung Ober den Widerstand 16 injiziert, der an den Eingang des symmetrischen Verstärkers, d h. an die Basis von Γι angeschlossen ist Man kann dabei für den Widerstand 16 einen Wert gleich ρ wählen, so daß eine Verringerung

-y-der Kollektorspannung des Transistors Ti einer

Verringerung der Basisspannung -y- · ρ —-j- entspricht

Die Basisspannung von T₁ erfährt also die gleichen so Änderungen wie die Kollektorspannung von Γι, und es ist somit klar, daß man dafür sorgen kann, daß zwischen diesen beiden Elektroden ein nahezu konstanter Potentialunterschied herrscht, den man auf einen geringen Wert von wenigen Volt festsetzen kann; man leitet daraus ab, daß der Spannungsabfall im Emitter-Kollektorraum des Transistors Ti nahezu konstant bleibt und die gleiche Größenordnung von wenigen Volt beibehält Der Transistor T₁ ist also nie gesättigt und verbraucht immer eine ziemlich geringe Leistung. eo

FOr den anderen Transistor T₄, der gleichzeitig mit Ti leitend ist, könnte auf gleiche Weise angegeben werden, daß der KoUektorstrom i' des Transistors 31 vom Stromspiegel M₄ in den Widerstand 17 in der angegebenen Richtung zugeführt wird. Wenn die Widerstände 32 und 17 den gleichen Wert ρ wie die Widerstände 22 und 16 haben, ist ersichtlich, daß die Änderungen in den Basis- und Kollektorspannungen des Transistors Tt identisch, jedoch denen der Basis- und Kollektorspannungen des Transistors Γι entgegengesetzt sind. Der Transistor Tt ist also nie gesättigt und man kann so vorgesehen, daß nur eine geringe Leistung verbraucht wird.

Wenn man in der Teilnehmerleitung 1 einen Gleichstrom in der Richtung fließen lassen möchte, die der Richtung entgegengesetzt ist die angegeben ist, d. h. vom Anschluß 11 zum Anschluß 10, werden die Schaltkreise 14 und 15 in die Position gebracht, die der angegebenen Position entgegengesetzt ist und der Leitungsstrom durchfließt die leitenden Transistoren Tj und T₇. Die gleichen Widerstände 19 und 20 mit dem

Wert y dienen zum Begrenzen des Stroms in der Teilnehmerleitung.

Um die Basisspannung des Transistors T₃ von der Kollektorspannung abhängig zu machen, gelangt der Kollektorstrom /des Transistors 21 Ober den Transistor 24 und den Stromspiegel M₃, der M₁ identisch ist, zum Widerstand 17 und iließt in der mit dem gestrichelten Pfeil angegebenen Richtung hindurch. Ebenso durchfließt der Strom /'des Transistors 31 über den Transistor 34 und den Stromspiegel M₇, der Af₄ identisch ist, den Widerstand 16 in der mit dem gestrichelten Pfeil angegebenen Richtung. Wie oben leitet man auf gleiche Weise ab, daß die Transistoren T} und T₇ nie gesättigt sind und daß nur eine geringe Leistung darin verbraucht werden kann.

Schließlich bildet der Kondensator 18, der zwischen den Eingangsanschlüssen 8 und 9 des symmetrischen Verstärkers angeschlossen ist, eine Entkopplung für die variablen Sprechströme, die in der Teilnehmerleitung erzeugt werden. Wenn der Gleichstrom in der Teilnehmerleitung die Transistoren Ti bis T₄ durchfließt, werden diese variablen Signale vom Kondensator 18 über die Basis-Emitter-Dioden dieser Transistoren kurzgeschlossen, und sie durchfließen nicht die Widerstände 19 und 20, die dabei von Kondensatoren nicht mehr entkoppelt zu werden brauchen.

Diese Arbeitsweise ermöglicht es, einen Entkopplungskondensator 18 mit geringer Kapazität zu verwenden. Während insbesondere Entkopplungskondensatoren an den Anschlüssen der Widerstände 19 und 20 geringe Impedanzwerte in bezug auf den Wert

y dieser Widerstände haben müßten, bedingt man nur, daß der Impedanzwert des Kondensators 18 in bezug auf den Wert ρ der Widerstände 22 und 32 gering ist Die Verringerung der Kapazität liegt in der Größenordnung eines Faktors 100.

Schließlich sei bemerkt daß im Ausführungsbeispiel nach F i g. 1 der Entkopplungskondensator 18 nahezu kostenfrei ist, denn er wird bereits zur Bildung der beiden Integrationskreise mit den beiden Widerstanden 16 und 17 benötigt, weiche Kreise nun Demodulieren der komplementären Signale Ä"und ΛΓdienen.

Eine zweite Ausfflhrungsform der Schaltung nach der Erfindung ist im Schaltbild nach Fig.2 dargestellt, in dem man mit gleichen Bezugen eine bestimmte Anzahl von Elementen der F i g. 1 wiederfindet Man verwendet ebenfalls zwei Strombegrenzungswiderstande 19 und 20, die in der Strecke des KoDektorstroms der Transistoren 71 bis T₄ des symmetrischen Verstärkers angebracht sind. Zwischen den Eingangsalischlüssen 8 und 9 des synanetrischen Verstärkers ist ebenfalls ein Entkopplungskondensator 18 für die Sprechsignale angeschlossen, der im herangezogenen Beispiel eben-

falls ein Teil der Integrationskreise ist, die mit den Ausgängen der Schaltkreise 14 und 15 verbunden sind. Der Unterschied zum Schema nach Fig. 1 liegt »ι der Art, in der die Basisspannung von der Kollektorspannung der Transistoren Ti bis Ti zur Vermeidung ihrer Sättigung abhängig gemacht wird.

Zum Erreichen dieses Ergebnisses wird der Kollektor des Transistor. 7i Ober die Diode D₁ mit einem Anschluß P verbunden, der einen Abzweig der Impedanz bild*, die mit dem Eingang 8 des symmetrischen Verstärkers verbunden ist Diese Diode D\ ist in Richtung des Anschlusses P zum Kollektor von Γι durchlässig. Der Kollektor des Transistors Ti ist mit dem Anschluß P Ober die Diode D₂ verbunden, die in Richtung des Kollektors T₂ auf den Anschluß P durchlässig ist Die Kollektoren der Transistoren von Tj und Ta werden auf analoge Weise Ober die Dioden Dj und Dk mit einem Anschluß Q verbunden, der einen Abzweig von der Impedanz bildet, die an den Eingang 9 des symmetrischen Verstärkers angeschlossen ist

Zwischen dem Ausgang des Schaltkreises 14 und dem Eingangsanschluß 8 des symmetrischen Verstärkers ist eine Impedanz angeordnet, die aus einem Widerstand 41 zwischen dem Schaltkreis 14 und dem Anschluß P und aus einem Zweipol 42 zwischen dem Anschluß P und dem Anschluß 8 besteht Der Zweipol 42 besteht aus zwei entgegengesetzt gerichteten parallelen Diodenzweigen 43 und 44 in Serie mit der Parallelschaltung zweier entgegengesetzt gerichteter Dioden 45 und 46 und einem Widerstand 47.

Zwischen dem Ausgang des Schaltkreises 15 und dem Eingangsanschluß 9 des symmetrischen Verstärkers ist eine Impedanz angeordnet, die aus dem Widerstand 48 zwischen dem Schaltkreis 15 und dem Anschluß Q und aus dem Zweipol 49 zwischen dem Anschluß Q und dem Anschluß 9 besteht Der Zweipol 49 wird gebildet wie der Zweipol 42 mit Hilfe von Dioden und eines Widerstandes 97.

Wenn in der geschlossenen Teilnehmerschleife ein Gleichstrom /vom Anschluß 10 zum Anschluß 11 fließt was mit den Schaltkreisen 14 und 15 in der angegebenen Position erreicht wird, durchfließt dieser Gleichstrom / den Widerstand 19, den Emitter-Kollektorraum der Transistoren T₁ und 7} und den Widerstand 20. Der Spannungsabfall an den Widerständen 19 und 20 reicht aus, um das Potential des Kollektors von 7) niedriger als das des Anschlusses P und um das Potential des Kollektors von T₄ größer als das Potential des Anschlusses Q zu machen. Die beiden Dioden Di und D₄ sind also durchlässig und das Potential der Anschlüsse P und Q ist bis auf eine Diodenspannung gleich dem der Kollektoren der Transistoren Ti und T₄. Der Unterschied zwischen dem Potential des Anschlusses 8, d. h. der Basis des Transistors T₁, und das Potential des Anschlusses P ist gleich dem Spannungsabfall am Diodenzweig 43 und an der Diode 45. Man sieht schließlich also, daß bei eingeschaltetem Gleichstrom / in der Teilnehmerleitung die Basisspannung des Transistors Ti völlig abhängig von der Kollektorspannung ist weil sie sich davon nur um wenige Diodenspannung in Durchlaßrichtung unterscheidet Es ist klar, daß dies auch für die Basis- und Kollektorspannungen des Transistors Ti gilt Schließlich kann man auf gleiche Weise nachweisen, daß, wenn die Transistoren T₃ und T₂ leitend gemacht sind, so daß der Gleichstrom in der Teilnehmerltng in der anderen Richtung ίueSt, die Dioden D₁ und D₂ durchlässig werden und über die Zweipole 42 und 49 die Abhängigmachung der Basisspannung von der Kollektorspannung dieser Transistoren ermi/glichen.

Die variablen Sprechströme, die in der Teilnehmerleitung gebildet werden, schließt der Entkopplungskon- -j densator 18 über die Basis-Emitterdioden der Transistoren T\ und T₄ kurz, wenn sie leitend sind. Man bedingt bei diesem Kondensator 18, daß er für Sprechströme eine geringe Impedanz in bezug auf die Zweipole 42 und 49 aufweist Da der Zweipol 42 beispielsweise den

ίο geringen Basisstrom des Transistors T₁ durchläßt verhält sich der Diodenabzweig 43 wie ein ziemlich hoher Widerstand, und die Parallelschaltung der Diode 45 und des Widerstands 47 verhält sich vorwiegend wie der Widerstand 47. Der Wert dieses Widerstands 47

ι -, bestimmt schließlich den minimalen Impedanzwert des Zweipols 42 in bezug auf die Sprechströme. Dies gilt ebenso für den Widerstand 97 im Zweipol 49. Man kann beispielsweise als Wert der Widerstände 47 und 97 15kOhm annehmen, so daß die Kapazität des Kondensators 18 viel geringer sein kann als die der Entkopplungskondensatoren, die an die Anschlüsse der Begrenzungswiderstände 19 und 20 gestellt werden würden, deren charakteristischer Wert 150 0hm beträgt

Es werden nachstehend andere Ausführungsformen der Erfindung beschrieben, die es ermöglichen, nicht nur die Funktionen zu verwirklichen, die in bezug auf die Strombegrenzung, die Steuerung des Basisstroms der Transistoren und das Entkoppeln der Sprechsignale

jo beschrieben sind, sondern es außerdem ermöglichen, die Wirkung dieser Schaltung zu verbessern, wenn sie zum Anschalten des Rufsignals oder der Schwingungen der Gebührensignals auf die Teilnehmerleitung gesteuert wird.

ji Zunächst wird die Wirkung der Schaltung nach F i g. 2 beschrieben, wenn sie so gesteuert wird, daß das Rufsignal einer Frequenz beispielsweise von 50 Hz auf der Teilnehmerleitung erscheint Wie bereits angegeben wurde, werden die Schaltkreise 14 und 15_ dabei von komplementären Binärsignalen X und X gesteuert wobei das Binärsignal X beispielsweise ein deltamoduliertes Signal ist das aus der Kodierung eines sinusförmigen Signals von 50 Hz herrührt Beim Übertragen des Rufsignals ist die Teilnehmerschleife

4~> offen und die Speiseleitungen 6 und 7 führen die Potentiale +Fund — E Dem Kondensator 18 wird dabei über die Impedanzen 41 und 42 einerseits und 48 und 49 andererseits die Aufladespannung +2£ zugeführt wenn die Bits des Deltasignals X beispielsweise

V) den Wert »1« haben, und die Entladespannung — 2 F zugeführt, wenn diese Bits den Wert »0« haben. Während dieses Betriebs sind durch den Ladezustand des Kondensators 18 und durch den ziemlich geringen Spannungsabfall in den Widerständen 19 und 20 die

">", Dioden Di, D₂, D* D₄ nie durchlässig, und es entsteht an den Anschlüssen des Kondensators 18 eine Rekonstruktion des Signals von 50 Hz. Dieses rekonstruierte Signal aus einer Aufeinanderfolge von Ladungen und Entladungen des Kondensators 18 abhängig vom Wert der

6υ Deltabits, besitzt die allgemeine Sinusfonn. Weil an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung nahezu die gleiche Spannung wie am Kondensator 18 liegt, ist es wichtig, daß die Spitzenwerte dieser sinusförmigen Spannung ungefähr die maximalen und minimalen Werte + 2Fund — 2Ferreichen, jedoch ohne Begrenzung der Sinusform. Man möchte nämlich einerseits eine Rufspannung erhalten, die zum Erregen der Glocke des Teilnehmers ausreicht und andererseits in der Teilnehmerleitung

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keine Harmonischen mit einem Vielfachen von 50 Hz bei niedriger Frequenz erzeugen.

Dieses Ergebnis ist nicht leicht erreichbar, weil die Schwankungen in der Spannung Δ ν am Kondensator 18, die jedes Deltabit liefert, in hohem Maße, vom anfänglichen Ladezustand des Kondensators abhängig sind. Dies zeigt Fig.4, in der der Buchstabe H die Ladekurve des Kondensators !8 mit Exponentialverlauf angibt, der zunächst auf der Spannung -2£ aufgeladen ist und dem man zum Zeitpunkt t = 0 die Spannung + 2£ Ober den Widerstand der Elemente 41, 42, 48 und 49 zufahrt; der Buchstabe D gibt die Entladekurve dieses Kondensators 18 an, der zunächst mit der Spannung + 2E geladen ist und dem man zum Zeitpunkt i=0 die Spannung ~2£flber den gleichen Widerstand zuführt

Aus diesen Kurven ist ersichtlich, daß, wenn am Kondensator 18 zunächst eine Spannung — v\ vorhanden ist, die sich der Spannung von —2E nähert, ein Deltabit mit dem Wert »1« einen starken Spannungsanstieg Av, die der Neigung der Kurve H am Punkt a proportional 'St, und ein Deltabit mit dem Wert »0« eine geringe Herabsetzung der Spannung — Av ergibt, die proportional der Neigung der Kurve D am Punkt b ist. Dagegen ergibt ein Deltabit mit dem Wert »1«, wenn am Kondensator 18 zunächst eine Spannung + vi liegt, die sich der Spannung +2E nähert, einen geringen Anstieg der Spannung Δ ν, der der Neigung der Kurve H am Punkt c proportional ist, und ein Deltabit mit dem Wert »0« ergibt eine starke Herabsetzung der Spannung -Av, die der Neigung Jer Kurve D am Punkt ΰ proportional ist Nur wenn der Kondensator 18 zwischen den Anschlüssen eine Spannung gleich Null führt (Schnittpunkt m beider Kurven Wund D), sind der Anstieg und die Herabsetzung der Spannung nahezu gleich. Durch die Ungleichheit der Erhöhungen und Herabsetzungen der Spannung für die Deltabits »1« und »0« nahe den maximalen Spannungen — 2£ und +2E am Kondensator 18 ist es schwierig, die Schaltung so zu regeln, daß unter allen Bedingungen die Rufspannung von 50Hz etwa die Werte +2E und -2E ohne Begrenzungsverzerrung erreicht Dieser Nachteil wurde ebenfalls in der in F i g. 1 beschriebenen Schaltung vorgefunden.

Die in Fig.3 dargestellte Schaltung ermöglicht es, diesen Nachteil zu beseitigen, wobei die gleiche Idee benutzt wurde als die, die im Schema nach F i g. 2 zum Steuern der Basisspannung der Transistoren des symmetrischen Verstärkers an ihrer Kollektorspannung benutzt wurde.

Das Schaltbild nach F i g. 3 enthält einen Großteil der Elemente des Schaltbilds nach Fig. 2 mit gleichen Bezugsziffern. Insbesondere sind die Zweipole 42 und 49 identisch und nicht detailliert dargestellt Die Dioden Di und Da sind nicht vorhanden, aber wie nachstehend erläutert wird, erfüllen die Elemente der Stromspiegel Af'i bis ΜΆ die Aufgabe der Dioden D\ und D» gemäß Fig.2

Die Stromspiegel M\ und Af 3 sind mit ihren Speiseanschlüssen 50 und 60 mit der Speiseleitung 6 über den Begrenzungswiderstand 19 verbunden. In der dargestellten Form besteht der Stromspiegel M\ aus einer Diode 51, die zwischen der Basis und dem Emitter des pnp-Transistors 52 in gleicher Richtung wie die Emitter-Basis-Diode dieses Transistors angeschlossen ist Die Basis und der Kollektor des Transistors 52 bilden den EingangsanscfaluB 53 bzw. den AusgangsanschJuQ 54 des Stromspiegels M\. Der Stromspiegel Ai'3 wird auf eleiche Weise mit Hilfe der Diode 61 und des Transistors 62 gebildet und ist mit Ein- und Ausgangsanschlüssen 63 und 64 versehen. Die Eingangsanschlüsse 53 und 63 sind mit dem Kollektor der Transistoren 71 und T] verbunden. Die Ausgangsanschlüsse 54 und 64

^r) sind mit den Anschlüssen fund Q verbunden.

Die anderen Stromspiegel M'2 und Af* sir.J i.iit ihren Speiseanschlüssen 70 und 80 mit der Speiseleitung 7 über den anderen Begrenzungswiderstand 20 verbunden. Diese Stromspiegel werden mit Hilfe der Dioden 71 und 81 und der npn-Transistoren 72 und 82 gebildet. Die Eingangsanschlüsse 73 und 83 dieser Stromspiegel sind mit dem Kollektor der Transistoren T₂ und 7} und ihre Ausgangsanschlüsse 74 und 84 mit den Anschlüssen P und Q verbunden.

i Es sind zwei Arbeitsweisen der Schaltung nach F i g. 3 zu unterscheiden, die sich auf die Speisung der Teilnehmerleitung mit Gleichstrom bzw. mit Rufwechselstrom beziehen.
Wenn die Schaltkreise 14 und 15 ununterbrochen in der angegebenen Position eingestellt sind, um einen Strom / in Richtung des Anschlusses 10 zum Anschluß 11 in der Leitung 1 fließen zu lassen, ist dieser Strom /, der an den Speiseanschlüssen 50 und 80 der Stromspiegel M'\ und M'i, erscheint, hoch genug, um die

2ί Transistoren 52 und 82 in den Sättigungszustand zu bringen. Die Kollektorspannung des pnp-Transistors 52 übersteigt seine Basisspannung und die Kollektor-Basisdiode dieses Transistors wird in der Durchlaßrichtung durchlässig und erfüllt so die Aufgabe der Diode D\ in

jo Fig. 2. Die Kollektorspannung des npn-Transistors 82 unterbietet die Basisspannung dieses Transistors, die Kollektor-Basisdiode dieses Transistors wird in der Durchlaßrichtung durchlässig und erfüllt so die Aufgabe der Diode D* in Fig.2. Es wird wie in der Schaltung

η nach F i g. 2, die Basisspannung der Transistoren 71 bis Τ* von der Kollektorspannung der Transistoren abhängig gemacht, wenn die Teilnehmerleitung mit Gleichstrom gespeist wird.
Wenn die_Schaltkreise 14 und 15 von den Deltasigna-

■40 len Xund Xgesteuert werden, um in der Teilnehmerleitung den Rufwechselstrom von 50 Hz fließen zu lassen, ist dieser Strom, der für die eine Stromrichtung an den Speiseanschlüssen 50 und 80 der Spiegel M\ und Af 4 erscheint niemals hoch genug, um die Transisl .· -en 52

4ϊ und 82 zu sättig» Hie Stromspiegel M\ und M\ arbeiten dabei norm., weise in der einen Stromrichtung und die Stromspiegel M'2 und Af 3 in der anderen Stromrichtung.

Diese Stromspiegel M\ bis Af 4 sind ausgelegt um bei Normalbetrieb einen Strom (1 —λ) /an ihre Eingangsanschlüsse 53, 63, 73 und 83 und einen Strom II an ihre Ausgangsanschlüsse 54,64, 74 und 84 zu liefern; /ist der momentane Wert des Rufstroms, der die Teilnehmerleitung und die Widerstände 19 und 20 durchfließt; λ ist ein Koeffizient zwischen 0 und 1.

Die momentane Spannung ν am Kondensator 18 zwischen den Eingangsanschlüssen 8 und 9 des symmetrischen Verstärkers liegt an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung 1 bis auf Spannungsabfälle in

μ zwei Basis-Emitter-Dioden der Transistoren 71 bis T₄ an. Wenn man die Impedanz der Teilnehmerleitung mit W bezeichnet, ist der Strom in dieser Leitung in erster

Annäherung / so daß die Ströme λ/, die an den Ausgangsanschlüssen der Stromspiegel erzeugt werden,

so sind, daß λ/= λ-

Um die Auswirkung dieser Ströme-^ zu erläutern, ist

in Fig.5 ein vereinfachtes Schema der Fig.3 dargestellt, das den Ladungsweg des Kondensators 18

darstellt Die Ströme-^-aus den Stromspiegeln M'\ und Af 4 gelangen an dir Anschlüsse P und Q zwischen dem Widerstand 41 und dem Zweipol 42 und zwischen dem Widerstand 48 und dem Zweipol 49.

Es läßt sich nachweisen, daß die Spannung ν am Kondensator 18 mit der Kapazität C der Differentialgleichung entspricht:

2rC dn 2£-6d

K=I-

2τλ W '

In diesen Formeln ist rder Wert der Widerstände 41 oder 48; Vd ist der Spannungsabfall an den Anschlüssen einer Diode, die in Strom in Vorwärtsrichtung durchflieBt, und der Term 6 Vd stellt die 6 Dioden der Zweipole 42 und 49 dar, die in Serie zum Aufladen des Kondensators 18 auftreten. Dieser Term 6 Vd (etwa 3 Volt), der in bezug auf 2E klein ist (beispielsweise 96 Volt), wird im weiteren vernachlässigt

Die Differentialgleichung (1) zeigt, daß die Regel zum Aufladen des Kondensators 18 die ist, die man erhalten würde, indem dieser Kondensator über einen Wider-

It 'Ie

stand -^ eine Spannung 2E* --^-zugeführt wird, wobei der Term 6 v_d vernachlässigt wird. Wenn für den Parameter Λ der Stromspiegel «in solcher Wert benutzt wird, daß der Teilungsfaktor X< 1 ist, beispielsweise gleich Va oder ¹Za, bekommt man für die Ladungskurve des Kondensators 18 die Kurve //', die in Fig.6 dargestellt und mit der Kurve //in Fig.4 verglichen werden kann. Für die Erläuterungen entsprechen die Ordinaten des Diagramms nach Fig.6 denen, die in einem ersten Maßstab I angegeben sind. Die Kurve H' entspricht dem Laden eines zunächst mit einer Spannung -2£* geladenen Kondensator, dem man zum

Zeitpunkt (—0 über einen Widerstand -^- eine Spannung +2£* zuführt Mit K< 1 bekommt man selbstverständlich 2£* > 2£ Die Kurve D', die mit der Kurve D in F i g. 4 verglichen werden kann, gibt das Entladen eines zunächst mit der Spannung + 2£* geladenen Kondensators an, dem man zum Zeitpunkt (-0 über den

Widerstand -£ eine Spannung -2£* zuführt Die Teile

dieser Kurve //'und D', die zu berücksichtigen sind, sind selbstverständlich diejenigen, die zwischen den äußersten Spannungen +2E und -2E liegen, die am Kondensator 18 auftreten können.

In Fig.6 ist eine Verbesserung dargestellt die dadurch erhalten wird, daß den Anschlüssen fund Q die

Ströme-jp- zugeführt werden, wenn die Schaltung von

Deltasignalen zum Erzeugen des Rufsignals gesteuert wird. Wenn am Kondensator 18 eine Spannung - V| zur Verfügung steht, die in der Nähe von -2Eliegt, gibt ein Deltabit mit dem Wert »1« oder »0« eine Erhöhung oder Herabsetzung der Spannung, die der Neigung der Kurven H' oder D' an den Punkten »' und b' proportional ist So ergibt, wenn am Kondensator 18 eine Spannung + V\ vorhanden ist die sich der von +2£ nähert, ein Deltasignal mit dem Wert »1« oder »0« eine Erhöhung oder Herabsetzung der Spannung, die der Neigung der Kurven //'oder D¹ an den Punkten cOder d' proportional ist Es ist aus Ftg.6 klar, daß alle Neigungen ziemlich nahe beieinander liegen, so daß s man aus den Deltasignalen XwA Xam Kondensator 18 und auf der Teilnehmerleitung leicht eine gute Wiedergabe des sinusförmigen Rufsignals von 50Hz mit einer Amplitude erhalten kann, die sich leicht auf einen Wert regem läßt, der sich +2Eund -^Enähert

In Fig.7 ist eine andere Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung mit den gleichen Eigenschaften, wie in Fig.3 dargestellt, und zwar hinsichtlich der Abhängigkeit der Basisspannung von der Kollektorspannung der Transistoren des symmetri sehen Verstärkers und hinsichtlich der Bildung des Rufsignals.

Im Schaltbild nach Fig.7 erfüllt eine bestimmte Anzahl von Elementen die gleiche Aufgabe und es sind auch die gleichen Bezugsziffern wie in Fig.3 verwen det Der Strombegrenzungswiderstand 19 ist mit den Kollektoren der Transistoren T\ und Tj über die Dioden 55 und 65 verbunden, die in Durchlaßrichtung in bezug auf den Kollektoren dieser Transistoren angeschlossen sind Die Speiseleitung 6 ist über den Widerstand 90 mit dem Emitter der beiden pnp-Transistoren 56 und 66 verbunden. Die Basen dieser Transistoren sind mit den Kollektoren der Transistoren 71 und T₃ und ihre Kollektoren mit den Anschlüssen /' und Q verbunden Auf entsprechende Weise wird der Strombegrenzungs widerstand 20 über die Dioden 75 und 85 mit den Kollektoren der Transistoren T₂ und T_A verbunden. Die Speiseleitung 7 ist Über den Widerstand 91 mit dem Emitter der beiden npn-Transistoren 76 und 86 verbunden. Die Basen diesen* Transistoren sind mit den Kollektoren der Transistoren T₇ und Ta und ihre Kollektoren mit den Anschlüssen Pund <? verbunden.

Wenn die Gleichspannung in der Teilnehmerleitung in Richtung des Anschlusses 10 auf den Anschluß 11 eingeschaltet ist, sind die Transistoren Ti und 7} durchlässig und der Spannungsabfall, der durch diesen ziemlich großen Strom über den Widerstand 19 und die Diode 55 einerseits und über den Widerstand 20 und die Diode 85 andererseits bewirkt wird (denn die Teilnehmerschleife war geschlossen), reicht aus, um die Transistoren 56 und 86 in den Sättigungszustand zu bringen, wodurch sich einerseits eine Verbindung zwischen dem Anschluß P und dem Kollektor des Transistors T₁ über die Kollektor-Basiselektrode des Transistors 56 in der Durchlaßrichtung und zum

so anderen zwischen dem Anschluß Q und dem Kollektor des Transistors T₄ über die Kollektor-Basisdiode des Transistors 86 in Durchlaßrichtung bildet Wie in F i g. 3 hat man so die Abhängigkeit der Basisspannung dei Transistoren Γι und Ta von der Kollektorspannung dieser Transistoren verwirklicht

Wenn der Rufwechselstrom von 50Hz durch geeignete Deltasignale X und X die Teilnehmerleitung durchfließt, kann man mit der Sättigung der Transistoren 56,86 und 66,76 auskommen. Dieser Rufstrom mit dem momentanen Wert / durchfließt die Widerstände

19 und 20 mit dem Wert y und bewirkt in der Widerständen 90 und 91 mit dem Wert 5 einen Strorr j— JZI. Wenn der Strom /in der Teilnehmerleitung ir

einer derartigen Richtung fließt, daß die Transistoren 71 und Ta leitend sind wird der Strom j zu den Emittern dei Transistoren 56 und 86 geführt Die Kollektorströme

dieser Transistoren die nahezu gleich diesem Strom j sind, gelangen an die Anschlüsse P und Q in der in der

Figur angegebenen Richtung, Der Koeffizient γ, der

den Zusammenhang zwischen dem Strom j und dem Strom / angibt, kann gleich dem Koeffizienten λ der Schaltung nach F i g. 3 gewählt werden und infolgedessen kann man die gleiche in Fig.6 veranschaulichte Verbesserung hinsichtlich der Bildung des Rufsignals erreichen.

Wie bereits angegeben wurde, kann eine Teilnehmerschaltung vom beschriebenen Typ ebenfalls zum Zuführen des Gebührensignals mit einer Frequenz beispielsweise von 12 kHz benutzt werden.

Die Diagramme in F i g. 8 veranschaulichen nachstehende Beschreibung. Die Impulsreihen des Gebührensignals müssen übertragen werden, wenn die Teilnehmerschleife geschlossen ist Wie bereits angegeben wurde, muß die Schleifendetektionseinrichtung 5 bei geschlossener Teilnehmerschleife das Potential auf der positiven Speiseleitung 6 auf Null bringen, so daß dabei die Schaltung mit einer Spannung + £ gespeist wird.

Zwischen den Schwingungsreihen des Gebührensignals hat das Binärsignal X einen Konstantwert, beispielsweise »1«, und es werden die Schaltkreise 14 und 15 in die in der Figur angegebene Position gebracht, so daß an den Anschlössen des Kondensators 18 eine Gleichspannung + E erscheint, die auch wieder an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung 1 entsteht In den Diagrammen nach Fig.8 gibt fo den Zeitpunkt an, zu dem eine Impulsreihe gestartet wird. Das Diagramm 8a stellt das Binärsignal X dar, das zum Zeitpunkt fo den Wert »1« tat Die Diagramme 8b, 8c und Sd geben für verschiedene noch heranzuziehende Fälle den Verlauf der Spannung an den Anschlüssen des Kondensators 18 an, wobei in allen diesen Fällen zum Zeitpunkt fo die Spannung + EAm Kondensator 18 zur Verfügung steht.

Für die Dauer der Impulsreihen des Gebührensignals wird das Binärsignal Xz.B. durch eine Aufeinanderfolge von Bits gebildet, die abwechselnd die Werte »1« und »0« mit der Frequenz von 12 kHz der Schwingung des Gebührensignals annehmen. Unter dem Einfluß eines derartigen Binärsignals X und des komplementären Signals X sorgen die Schaltkreise 14 und 15 für das abwechselnde Aufladen und Entladen des Kondensators 18. Wenn die Zeitkonstante des Aufladekreises des Kondensators IS einen geeigneten Wert besitzt und die Auflade- und Entladeflanken dieses Kondensators gleich sind, entsteht an den Anschlüssen des Kondensators 18 sowie an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung 1 eine symmetrische Sägezahnspannung der Form wie sie im Diagramm Sb nach dem Zeitpunkt fo dargestellt ist Die Segmente dieses Sägezahns mit negativer Flanke entsprechen dem Entladen des Kondensators 18 durch die Bits X-O und die Segmente mit positiver Flanke entsprechen dem Aufladen des Kondensators durch die Bits X" 1. Die Maxima und das Minima dieser Sägezahnspannung erreichen genau die Werte +fund + E- u, wobei uder Spitze-zu-Spitzewert ist, der für die Schwingungen des öebührensignals erforderlich ist. Diese erforderliche Amplitude u besitzt einen geringen Wert in bezug auf die Gleichspannung +E und deshalb bleibt während jeder Periode des Gebührensignals der mittlere Wert der Spannung am Kondensator 18 und somit an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung nahezu gleich der Gleichspannung + E

Die Spannung am Kondensator 18 besitzt jedoch nur die in F i g. 8b nach dem Zeitpunkt fo dargestellte Form, sofern die Auflade- und Entladezeitkonstanten dieses Kondensators gleich sind. Diese Bedingung wird jedoch nicht erfüllt, auch nicht in der Schaltung nach F i g. 7, wie bisher beschrieben, in der die bereits getroffenen Maßnahmen wie zuvor beschrieben es nur ermöglichen, die Ungleichheit der Auflade- und Entladeflanken des Kondensators 18 herabzusetzen.

Der Einfluß dieser Maßnahmen kann, sofern es sich um den Kurvenverlauf des Gebührensignals handelt mit

ίο Hilfe der zwei Kurven //'und D'in F i g. 6 und mit Hufe der im Maßstab II angegebenen Spannungswerte erläutert werden. Bis zum Zeitpunkt fo ist der Kondensator 18 zur Spannung +Egeladen. Nach dem Zeitpunkt fo entlädt sich der Kondensator für Bits mit dem Wert »0« des Binärsignals A"nach der Kurve D' zwischen den Punkten e' und m'; für die Bits mit dem Wert »1« des Binärsignals A" wird der Kondensator 18 nach der Kurve H' zwischen den Punkten m' und f aufgeladen. Es ist ersichtlich, daß die Flanke der Entladekurve des Kondensators 18 in absolutem Wert immer größer als die Flanke der Aufladekurve ist Es folgt daraus, daß sich die Spannung am Kondensator 18 nach dem Zeitpunkt fo gemäß einer Sägezahnkurve mit einem abnehmenden Mittelwert gemäß Diagramm 8c ändert; der Mittelwert dieser Spannung kann nur für den Wert Null konstant werden, wobei die Auflade- und Entladeflanken des Kondensators 18 gleich sind

Wenn dies erforderlich ist um zu erreichen, daß der Mittelwert der Spannung am Kondensator 18 und somit

jo an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung stabil ist und sich dem Wert der Spannung + E beim Aussenden des Gebührensignals nähert benutzt man die Elemente und Verbindungen, die im Schema nach Fig.7 punktiert dargestellt sind. Eines dieser Elemente ist ein Stromin jektor 92, der beispielsweise durch das Potential +E und - £der Speiseanschl" »se 2 und 3 gespeist wird, und der einen Strom J₀ erzeugt. Dieser Strom J₀ gelangt zum Emitter eines Transistors 56 über den Unterbrecher 93, der von einem Steuersignal T gesteuert wird. Dieses Steuersignal T ist derart daß der Unterbrecher 93 geschlossen ist, wenn die Bits des Binärsignals X gleich »1« sind. Wenn dieser Unterbrecher 93 geschlossen ist wird der Kollektorstrom des Transistors 56, der dem Anschluß P zugeführt wird, gleich y+> Ein anderer Strominjektor 94 erzeugt einen Strom ja mit einer Richtung, die der Richtung des Stroms entgegengesetzt ist, den der Strominjektor 92 auslöst Wenn der Stromunterbrecher 95 vom Steuersignal Γ geschlossen wird, gelangt dieser Strom J₀ zum Emitter des

so Transistors 86, so daß der Kollektorstrom dieses Transistors der dem Anschluß Q zugeführt wird, gleich i

Mit dem beschriebenen vervollständigten Schema nach F i g. 7 sieht die Wirkung der Schaltung hinsichtlich

der Übertragung des Gebührensignals wie im Diagramm 8c/ veranschaulicht aus. Vor dem Zeitpunkt to sind die Schaltkreise 14 und 15 in den dargestellten Positionen eingestellt, wobei sich der Kondensator auf die Spannung + E aufgeladen hat die Transistoren T₁ und T₄ leitend sind und sich die Transistoren 56 und 86 im gesättigten Zustand befinden, wie bereits angegeben wurde.

Wenn zum Zeitpunkt (o das erste Bit mit dem Wert »0« des Binärsignals Xerscheint, treten die Schaltkreise 14 und 15 in die andere Position über, die Transistoren Ti und Ty werden leitend, die Transistoren 66 und 76 sind nicht gesättigt und ihr Kollektorstrom mit dem Wert j gelangt zu den Anschlüssen P und Q, so daß sich der

Kondensator 18 mit einer Flanke entlädt, die dem Wert dieses Stroms j entspricht, d. h. nach der F i g. 6 mit der Flanke der Kurve D'im Punkt e'.

Wenn das zweite Bit mit dem Wert »1« des Binärsignals X erscheint, nehmen die Schaltkreise 14 und 15 die angegebene Position wieder ein. Die Transistoren T\ und T* leiten, und die Transistoren 56 und 86 sind nicht im gesättigten Zustand. Da die Unterbrecher 93 und 95 gleichzeitig geschlossen sind, nimmt der Kollektorstrom der Transistoren 56 und 86, der zu den Anschlüssen fund Q gelangt, den Wert j und ja an. Der Kondensator 18 lädt sich also mit einer Flanke auf, die dem Wert dieses Stroms j+jo entspricht Man kann ja so wählen, daß die Aufladeflanke des Kondensators 18 etwas größer als die Entladeflanke ist, die vom Wert des Stroms j bestimmt wird. Es zeigt sich, daß sich der Kondensator 18 mit der Spannung +E etwas vor dem Erscheinen des folgenden Bits mit dem Wert »0« des Binärsignals X auflädt, wodurch die

geringe Begrenzung der Sägezähne bestimmt wird, die im Diagramm 8c/ ersichtlich ist Aus diesem Diagramm geht klar hervor, daß der Mittelwert der Spannung am Kondensator 18 stabil bleibt und sich in der Nähe der Spannung + E beim Aussenden des Gebührensignals befindet Das gleiche Ergebnis wird für die Spannung an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung erreicht

Es wird dem Fachmann ein leichtes sein, die eben beschriebenen Schaltungen für die Übertragung der Gebührensignale in der Schaltung nach Fig.3 anzuwenden, wobei der Grundgedanke für die herangezogene Stromrichtung des Gleichstroms in der Teilnehmerleitung darin besteht, die Aufladeflanke des Kondensators 18 zu vergrößern, um sie etwas größer als die Cntladeflanke zu machen. Selbstverständlich muß man für die andere Stromrichtung in umgekehrter Richtung auf die Auflade- und Entladeflanke des Kondensators 18 einwirken.

Hierzu 6 Blait Zeichnungen

Claims (7)

Patentansprüche;

1. Teilnehmerschaltung mit einem symmetrischen Leistungsverstärker, der von zwei komplementären Transistorpaaren gebildet wird, wobei die Basen und die Emitter eines jeden Transistorpaars miteinander verbunden sind und zwei Eingangs- bzw. zwei Ausgangsanschlüsse des symmetrischen Verstärkers bilden, während die Kollektoren der Transistoren vom einen Typ mit einem ersten Anschluß einer Gleichspannungsquelle und die Kollektoren der Transistoren vom anderen Typ mit einem zweiten Anschluß der Gleichspannungsquelle gekoppelt sind, wobei die Ausgangsanschlüsse mit den Anschlüssen einer Teilnehmerleitung und die Eingangsanschlüsse über zwei Eingangsimpedanzen mit den Anschlüssen der Gleichspannungsquelle verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, daß im Kollektorkreis der Transistoren (Tf, T₂) vom einen Typ (npn) und im Kollektorkreis der Transistoren (T₂; T₄) vom anderen Typ (pnp) zwei gleiche Widerstände (23, 26; 35, 36) zum Begrenzen des Stroms in der Teilnehmerleitung (1) aufgenommen sind, daß Mittel (Mf, M₂; My, Ma) zum Abhängigmachen der Basisspannung der Transistoren (T\, T₂; Tj, T₄) von der Kollektorspannung dieser Transistoren vorgesehen sind und daß zwischen den Eingangsanschlüssen (8, 9) des symmetrischen Leitungsverstärkers ein Entkopplungskondensator (18) für die jo Sprechströme in der Teilnehmerleitung (1) angeordnet ist.

2. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die in die Kollektorkreise der Transistoren aufgenommenen Wi'-erstände (25, 26; 35, 36) mit je einer Schaltung verbunden sind, die zum Erzeugen eines Stroms / angeordnet ist, der dem Strom durch den erwähnten Widerstand proportional ist, wobei jeder Strom / einem Eingangsanschluß eines Stromspiegels (Mt, M₂, Mj, ίο M₄) zugeführt wird, dessen einer Ausgangsanschluö mit einem Eingangsanschluß des symmetrischen Verstärkers verbunden ist.

3. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jedem der Transistoren (Tu T>, v-> Tj, Tt) des symmetrischen Verstärkers ein Stromspiegel (Mt, M₂, M], Ma) zugeordnet ist, dem der Strom /über eine Wechselschaltung zugeführt wird.

4. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor eines jeden w Transistors (Tt, T₂, Tj, Ta) des symmetrischen Verstärkers über eine Diode (Dt, D₂, Dj, Da) mit einem Abzweig einer Eingangsimpedanz (41, 42 bzw. 48, 49) derart verbunden ist, daß ein Gleichstrom, der über zwei der Transistoren (T\, Ta v, bzw. Tj, T₂) des symmetrischen Verstärkers die Teilnehmerleitung (1) durchfließt, zwei der erwähnten Dioden (Dt, Da bzw. D₃, D₂) in den Durchlaßzustand bringt so daß die Basisspannung von der Kollektorspannung der leitenden Transistoren (Tt, Tt bzw, T3, Ti) des symmetrischen Verstärkers abhängig wird.

5. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsimpedanzen vom erwähnten Abzweig in einen Widerstand (41 bzw. fvi 48) und einen Zweipol (42 bzw. 49) verteilt werden, der mit dem erwähnten Eingangsanschluß (8 bzw. 9) verbunden ist, wobei dieser Zweipol (42 bzw. 49) zwei entgegengesetzt gerichtete parallele Diodenabzweige (43, 45; 44, 46) sowie einen Serienwiderstand (47 bzw. 97) enthält, dessen Wert in bezug auf den Impedanzwert des Entkopplungskondensators (18) für die Sprechströme hoch ist (F i g. 2).

6. Teilnehmerschaltung nach den Ansprüchen 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (D\; D₂; Dj, Da), die zwischen dem Kollektor eines Transistors (T_x, T₂, Ts, T₄) des symmetrischen Verstärkers und einem Abzweig der Eingangsimpedanz angeschlossen ist, durch die Kollektor-Basis-Diode eines dem Transistor des symmetrischen Verstärkers zugeordneten komplementären Strominjektionstransistors (52,72,62,82) dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors des symmetrischen Verstärkers und dessen Kollektor mit dem Abzweig der Eingangsimpedanz verbunden ist, gebildet wird (Fig.3), und daß Mittel vorgesehen sind zum Speisen der Basis und des Emitters des erwähnten Strominjektionstransistors derart, daß beim Auftreten eines Ruisignals auf der Teilnehmerleitung der Koiiektorstrom des Strominjektionstransistors, der in den erwähnten Abzweig der Eingangsimpedanz eingespeist wird, einen Teil XI des Stroms / in der Teilnehmerleitung (1) darstellt, wobei λ ein voreingestellter Faktor ist, während beim Speisen der Teilnehmerleitung mit Gleichstrom der erwähnte Strominjektionstransistor (52, 72, 62, 82) in den Sättigungszustand gebracht wird.

7. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Faktor λ so gewählt wird, daß der Wert des Koeffizienten K=-L^