CH646560A5 - Teilnehmerschaltung mit einem symmetrischen leistungsverstaerker fuer die speisung einer teilnehmerleitung. - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Teilnehmerschaltung mit einem symmetrischen Leistungsverstärker, der von zwei komplementären Transistorpaaren gebildet wird, wobei die Basen und die Emitter eines jeden Transistorpaars miteinander verbunden sind und zwei Eingangs- bzw. zwei Ausgangssanschlüsse des symmetrischen Verstärkers bilden, während die Kollektoren der Transistoren vom einen Typ mit einem ersten Anschluss einer Gleichspannungsquelle und die Kollektoren der Transistoren vom anderen Typ mit einem zweiten Anschluss der Gleichspannungsquelle gekoppelt sind, wobei die Ausgangsanschlüsse mit den Anschlüssen einer Teilnehmerleitung und die Eingangsanschlüsse über zwei Eingangsimpedanzen mit den Anschlüssen der Gleichspannungsquelle verbunden sind.

Bekanntlich ist eine Teilnehmerschaltung eine Anordnung zum Verbinden einer Teilnehmerleitung mit einer Fernsprechzentrale und diese Anordnung soll es ermöglichen, unter der Steuerung der Zentrale der Teilnehmerleitung verschiedene Spannungen zuzuführen. Beispiele dieser Spannungen sind die Rufspannung mit einer Frequenz beispielsweise von 25 oder 50 Hz, eine Gleichspannung mit einer bestimmten Polarität zum Übertragen von Wählinformationen und Sprachsignalen, und ein Gebührensignal mit einer Frequenz beispielsweise von 12 kHz. Für Signalisierungs-zwecke muss die Teilnehmerschaltung auch die Möglichkeit haben, die Polarität der Gleichspannung auf der Teilnehmerleitung umzukehren.

Die Verwirklichung dieser verschiedenen Spannungsarten auf der Teilnehmerleitung ruft praktische Probleme hervor, die sich im allgemeinen nicht auf einfache und wirtschaftliche Weise lösen lassen. Die zum Vermeiden störender Harmonischen auf der Teilnehmerleitung sinusförmige Rufspannung wird an einer Wicklung eines an sich voluminösen und auf2

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wendigen Transformators abgegriffen. Bekanntlich kann eine Wicklung eines derartigen Transformators in eine Ader der Leitung aufgenommen werden, welche Wicklung dabei für Sprachsignale eine geringe Impedanz aufweisen muss. Weiter ist es bekannt, für die Dauer des Rufsignals die Transformatorwicklung über Relaiskontakte mit den Anschlüssen der Teilnehmerleitung zu verbinden.

In der schweizerischen Patentschrift Nr. 636 990 ist bereits beschrieben, obige Speisefunktionen ohne Transformator oder Relais durchzuführen, aber ausschliesslich mit Bauteilen, die in Feststoff integriert werden können, indem eine Schaltung benutzt wird, die einen symmetrischen Leistungsverstärker enthält, dessen zwei Ausgangsanschlüsse mit der Teilnehmerleitung verbunden sind und von dem jeder Eingangsanschluss mit dem Ausgang eines Digital-Analog-Wandlers verbunden ist. Dabei wird ein Eingangsanschluss eines jeden Digital-Analog-Wandlers über ein Schaltnetzwerk mit dem einen oder dem anderen Anschluss der Gleichspannungsspeisung verbunden. Die Schaltnetze werden von einem unter der Steuerung der Fernsprechzentrale erzeugten binären Digitalsignal in Gegenphase gesteuert, das die für die Teilnehmerleitung gewünschte Spannung kennzeichnet.

Die Speisung der Teilnehmerleitung über einen symmetrischen Leistungsverstärker gibt Probleme bei der Begrenzung des Stromes in den Transistoren dieses Verstärkers bei sehr kurzen Leitungen oder bei zufälligen Kurzschlüssen der Leitung. Die verschiedenen Verwaltungen erfordern übrigens, dass der aus der Speisequelle bezogene Strom in der Teilnehmerleitung von einem Widerstand mit einem bestimmten Wert R, in Frankreich z.B. 300 Ohm, begrenzt wird.

Sowohl um die Transistoren des symmetrischen Verstärkers zu schützen, als auch um die Bedingungen der Verwaltungen zu erfüllen, kann diese Strombegrenzung durch das Aufnehmen von zwei Widerständen mit einem Wert R/2 zwischen die zwei Ausgangsanschlüsse des symmetrischen Verstärkers und die beiden Enden der Teilnehmerleitung verwirklicht werden. Es gibt dabei jedoch den Nachteil, dass an die Anschlüsse eines jeden dieser Widerstände ein Entkopplungskondensator für Sprechströme angeschlossen werden muss. Jeder Kondensator muss eine ziemlich grosse Kapazität besitzen und in zwei Richtungen eine Gleichspannung in der Grössenordnung der Hälfte der Speisespannung führen. Zur Gewährleistung der Symmetrie des Verstärkers müssen beide Kondensatoren möglichst gleich sein. Dieses Verfahren der Strombegrenzung erfordert somit ziemlich aufwendige und voluminöse Entkopplungskondensatoren.

Strombegrenzung durch die polarisierten Transistoren des symmetrischen Verstärkers, wobei die Transistoren die Rolle eines Widerstandes erfüllen können, führt zu einer so hohen Dissipation in diesen Transistoren, dass Integration nicht gut möglich ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Teilnehmerschaltung der eingangs erwähnten Art zu schaffen, bei den der Strom in der Teilnehmerleitung und in den Transistoren des symmetrischen Verstärkers derart beschränkt wird, dass Integration möglichst vieler Bauteile möglich ist.

Diese Aufgabe wird bei der Teilnehmerschaltung nach der Erfindung dadurch gelöst, dass im Kollektorkreis der Transistoren vom einen Typ und im Kollektorkreis der Transistoren vom anderen Typ zwei gleiche Widerstände für die Begrenzung des Stroms in der Teilnehmerleitung aufgenommen sind, dass Mittel zum Abhängigmachen der Basisspannung der Transistoren von der Kollektorspannung dieser Transistoren vorhanden sind und dass zwischen den Eingangsanschlüssen des symmetrischen Leistungsverstärkers ein Entkopplungskondensator für die Sprechströme in der Teilnehmerleitung angeordnet ist.

Mit den erfindungsgemässen Massnahmen wird erreicht,

dass die Transistoren des symmetrischen Verstärkers in der Nähe der Sättigung arbeiten können, so dass die dissipierte Leistung klein genug ist, um Integration zu ermöglichen. Ausserdem kann der Entkopplungskondensator einen ziemlich geringen Wert haben, beispielsweise um hundertmal kleiner als den erforderlichen Wert für einen über die Anschlüsse eines Strombegrenzungswiderstandes angeordneten Kondensator.

Ausführungsbeispiele der Teilnehmerschaltung nach der Erfindung werden nachstehend anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen

Figur 1 ein Schaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltung,

Figur 2 ein Schaltbild einer anderen Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltung,

Figur 3 ein Schaltbild einer dritten Ausführungsform der Erfindung, die in einer Schaltung mit deltacodierten Signalen zum Erzeugen des Rufsignals verwendet werden kann,

Figur 4 die Lade- und Entladekurven eines Kondensators zur Veranschaulichung der Schwierigkeiten, die beim Erzeugen des Rufsignals auftreten,

Figur 5 die Ladestromstrecke des Entkopplungskondensators der Schaltung nach Figur 3,

Figur 6 die Lade- und Entladekurven des Entkopplungskondensators der Schaltung nach Figur 3,

Figur 7 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung mit deltacodierten Signalen zum Erzeugen des Ruf- und Gebührensignals,

Figur 8 Diagramme, die die von der Schaltung nach Figur 7 eingeführte Verbesserung beim Erzeugen des Gebührensignals veranschaulichen.

Bei der in Figur 1 dargestellten Teilnehmerschaltung speist eine Speisequelle die Teilnehmerleitung 1, wobei die Anschlüsse 2 und 3 der Quelle die Potentiale + E und - E führen, wobei E z.B. gleich 48 Volt ist. Der Strom fliesst aus dem Anschluss 2 durch eine Schleifendetektionseinrichtung 5, von dem ein Ausgang mit der positiven Speiseleitung 6 der Schaltung verbunden ist. Die Schleifendetektionseinrichtung 5 ist eine Schwellenwerteinrichtung von einem bekannten Typ, die den hindurchfliessenden Strom mit einem Schwellenwert vergleicht, um die Fernsprechzentrale mit einem Signal zu beliefern, das angibt, ob die Teilnehmerschleife geöffnet oder geschlossen ist. Nachstehend sei angenommen, dass die Teilnehmerleitung mit einer Gleichspannung E = 48 V gespeist werden muss. Die Einrichtung 5 muss dabei, wenn eine geschlossene Teilnehmerschleife detektiert wird, die positive Speiseleitung 6 der Schaltung auf das Nullpotential des Mittelanschlusses 4 der Speisequelle bringen. Wenn die Teilnehmerschleife offen ist, muss das Potential auf der Speiseleitung 6 gleich + E sein. Die negative Speiseleitung 7 der Schaltung führt immer das Potential — E des Anschlusses 3.

Diese Schaltung enthält einen symmetrischen Leistungsverstärker, der aus zwei komplementären Transistorpaaren (Ti, T2), (T3, Ti) besteht. Jeder Transistor kann ebenfalls eine zusammengesetzte Schaltung vom Typ, der unter dem Namen Darlington-Schaltung bekannt ist, mit der gleichen Wirkungsweise wie ein einfacher Transistor mit hohem Verstärkungsfaktor sein.

Die Basen der Transistoren (Ti, T2) einerseits und (T3, Tt) andererseits sind miteinander verbunden und bilden die Eingangsanschlüsse 8 und 9 des symmetrischen Verstärkers. Die Emitter derselben Transistoren sind ebenfalls miteinander für die Bildung der Ausgangsanschlüsse 10 und 11 des Verstärkers verbunden. Diese Ausgangsanschlüsse 10 und 11 sind mit der Teilnehmerleitung 1 über die Wicklungen 12 und 13 eines nicht dargestellten Transformators verbunden, der die Sprechsignale auf die Zentrale überträgt. Die Kollektoren der

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npn-Transistoren Ti und T3 sind miteinander verbunden, um durch die Spannung auf der positiven Speiseleitung gespeist zu werden. Die Kollektoren der pnp-Transistoren T2 und Tt sind miteinander verbunden, um durch die Spannung auf der negativen Speiseleitung 7 versorgt zu werden.

Die zwei Eingangsanschlüsse des symmetrischen Verstärkers sind über Widerstände 16 und 17 mit zwei Schaltkreisen 14 und 15 verbunden. Die Widerstände 16 und 17 bilden mit einem zwischen die Anschlüsse 8 und 9 aufgenommenen Kondensator 18 zwei Integrationskreise. Die zwei entsprechenden Anschlüsse t der Schaltkreise 14 und 15 sind mit der positiven Speiseleitung 6 verbunden und die zwei entsprechenden Anschlüsse r sind mit der negativen Speiseleitung 7 verbunden.

Die zwei Schaltkreise 14 und 15 werden unter der Steuerung der Fernsprechzentrale von den komplementären Signalen X und X in Gegenphase gesteuert, wobei X ein binäres Signal ist, das die der Teilnehmerleitung zuzuführende Spannung kennzeichnet.

Wenn das Binärsignal X einen bestimmten konstanten Wert besitzt, wodurch die beiden Schaltkreise 14 und 15 in die in der Figur dargestellte Position gebracht werden, sind die Transistoren T2 und T3 gesperrt und die Teilnehmerleitung 1 wird bei geschlossener Schleife von einer Gleichspannung E gespeist, wobei der Strom in der angegebenen Richtung vom Anschluss 10 zum Anschluss 11 fliesst. Wenn das Binärsignal X einen entgegengesetzten Wert besitzt, so dass die Schaltkreise 14 und 15 in die andere Position gebracht werden, sind nur die Transistoren T2 und T3 leitfähig und der Strom in der Teilnehmerleitung fliesst in der entgegengesetzten Richtung.

Wenn das Binärsignal X ein Signal ist, das mit Hilfe der Deltamodulation aus einem sinusförmigen Signal mit einer Frequenz gleich der Frequenz des Rufsignals (z.B. 50 Hz) erhalten wird, arbeiten die Schaltkreise 14 und 15 zusammen mit den von den Widerständen 16 und 17 und dem Kondensator 18 gebildeten Integrationskreisen als Deltamodulatoren. An den beiden Eingangsklemmen 8 und 9 des symmetrischen Verstärkers entstehen dabei in der Gegenphase zwei nahezu sinusförmige Spannungen mit der Frequenz des Rufsignals. Wenn die Teilnehmerschleife offen ist, sind die Potentiale der Speiseleitungen 6 und 7 gleich E bzw. - E und die erwähnten sinusförmigen Spannungen besitzen eine Amplitude E. Die Transistoren Ti, T2, T3 und T4 des symmetrischen Verstärkers arbeiten als Emitterfolger mit einer Spannungsverstärkung gleich 1 und, abgesehen vom Spannungsabfall an den Transistoren Ti bis T» und an den Transformatorwicklungen 12 und 13 entsteht dabei an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung 1 eine sinusförmige Rufspannung mit einer Amplitude ungefähr gleich 2E.

Nachstehend wird beschrieben, wie die Begrenzung des Gleichstroms erreicht wird, der in der Teilnehmerleitung vom Anschluss 10 zum Anschluss 11 fliesst, d.h. wenn die Schaltkreise 14 und 15 die angegebene Position einnehmen, so dass der Strom in der Teilnehmerleitung über den Kollektor-Emitterraum der Transistoren Ti und Tt fliesst.

Die Kollektoren der Transistoren Ti und T4 sind mit den Speiseleitungen 6 bzw. 7 über zwei Widerstände 19 und 20 mit gleichem Wert R/2 verbunden, welcher Wert dem Wert entspricht, der für die Begrenzung des Stroms erforderlich ist.

Die Basis des pnp-Transistors 21 ist mit dem Ende des Widerstands 19 verbunden, der an den Kollektor von Ti angeschlossen und dessen Emitter mit dem anderen Ende des Widerstands 19 über den Widerstand 22 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors 21 ist mit den gegenseitig verbundenen Kollektoren der pnp-Transistoren 23 und 24 verbunden. Die Basen dieser Transistoren sind gegenseitig über die schwachen Widerstände 25 und 26 (wenige Ohm) verbunden,

die in der Strecke des Kollektorstroms der Transistoren Ti und T3 angeordnet sind. Diese Schaltung der Transistoren 23 und 24 bildet einen Wechselkreis, der den Kollektorstrom i des Transistors 21 zu dem mit dem Eingang 27 des Stromspiegels Mi verbundenen Emitter des Transistors 23 steuert, wenn der Transistor Ti leitet. Bekanntlich ist ein Stromspiegel eine Schaltung, die an ihren Ausgang einen Strom liefert, der ein gut definiertes Verhältnis in bezug auf den Strom an ihrem Eingang hat. In der dargestellten Form besteht der Stromspiegel Mi aus einer Diode 28, die zwischen der Basis und dem Emitter des pnp-Transistors 29 in gleicher Richtung wie die Basis-Emitterdiode dieses Transistors verbunden ist. Die Basis des Transistors bildet der Eingangsanschluss 27 des Stromspiegels; seinen Kollektor bildet der Ausgangsan-schluss 30 des Stromspiegels ; schliesslich ist sein Emitter mit dem Potential - E des Spannungsanschlusses 3 verbunden. Der Ausgangsanschluss 30 des Stromspiegels 1 ist mit dem Eingangsanschluss 8 des symmetrischen Verstärkers verbunden.

Mit dem Widerstand 20, der in der Strecke des Kollektorstroms des anderen Transistors Tt des symmetrischen Verstärkers angeordnet ist, der gleichzeitig mit Ti leitet, sind analoge Schaltungen mit Transistoren verbunden, die mit den eben genannten Transistoren komplementär sind. So ist an den Anschlüssen des Widerstandes 20 eine Serienschaltung aus dem Widerstand 32 und der Basis-Emitterdiode des Transistors 31 angeordnet, dessen Kollektorstrom i' auf den Eingang 37 des Stromspiegels M4 mit Hilfe der Wechselschaltung gerichtet ist, die aus den Transistoren 33 und 34 und aus den Widerständen 35 und 36 besteht. Der Stromspiegel M4 wird durch die Diode 38 und den Transistor 39 gebildet und vom Potential + E des Spannungsanschlusses 2 gespeist. Schliesslich ist der Ausgangsanschluss 40 des Stromspiegels M4 mit dem Eingangsanschluss 9 des symmetrischen Verstärkers verbunden.

In der eben beschriebenen Situation arbeitet die Schaltung wie folgt. Der Strom in der Teilnehmerleitung, der über die Transistoren Ti und Tt fliesst, wird von den Widerständen in der Strecke des Kollektorstroms dieser Transistoren begrenzt, d.h. im wesentlichen von den Widerständen 19 und 20. Die verbundenen Schaltungen müssen die Basisspannung der Transistoren Ti bis Tt von ihrer Kollektorspannung abhängig machen, die vom Spannungsabfall an den Widerständen 19 und 20 abhängig ist, so dass die Sättigung dieser Transistoren verhindert wird und sie in einem linearen Bereich arbeiten, der jedoch so nahe beim Sättigungszustand liegt, dass nur eine geringe Leistung dissipiert wird. Die Arbeit im linearen Zustand ist insbesondere deshalb notwendig, um Modulation im Strom der Teilnehmerleitung durch Sprechsignale zu ermöglichen, während durch die geringe Leistungsdissipation die Integration der Transistoren Ti bis Tt ermöglicht wird.

Hinsichtlich des Transistors Ti wird dieses Ergebnis wie folgt erreicht. Ein Strom I durch den Widerstand 19 mit dem Wert R/2 verringert die Kollektorspannung des Transistors Ti um den Wert RI/2. Wenn p der Wert des Widerstandes 22 ist, ist der Kollektorstrom I des Transistors 21 etwa gleich RI/-2p. Mit einem Stromspiegel Mi, der für ein Stromverhältnis gleich 1 ausgelegt ist, wird dieser Strom I in der angegebenen Richtung über den Widerstand 16 injiziert, der an den Eingang des symmetrischen Verstärkers, d.h. an die Basis von Ti angeschlossen ist. Man kann dabei für den Widerstand 16 einen Wert gleich p wählen, so dass eine Verringerung RI/2 der Kollektorspannung des Transistors Ti einer Verringerung der Basisspannung RI/2 p - p = RI/2 entspricht. Die Basisspannung von Ti erfährt also die gleichen Änderungen wie die Kollektorspannung von Ti und es ist somit klar, dass man dafür sorgen kann, dass zwischen diesen beiden Elektroden

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ein nahezu konstanter Potentialunterschied herrscht, den man auf einen geringen Wert von wenigen Volt festsetzen kann; man leitet daraus ab, dass der Spannungsabfall im Emitter-Kollektorraum des Transistors Ti nahezu konstant bleibt und die gleiche Grössenordnung von wenigen Volt beibehält. Der 5 Transistor Ti ist also nie gesättigt und dissipiert immer eine ziemlich geringe Leistung.

Für den anderen Transistor Tt, der gleichzeitig mit Ti leitend ist, könnte auf gleiche Weise angegeben werden, dass der Kollektorstrom i' des Transistors 31 vom Stromspiegel M4,0 in den Widerstand 17 in der angegebenen Richtung zugeführt wird. Wenn die Widerstände 32 und 17 den gleichen Wert p wie die Widerstände 22 und 16 haben, ist ersichtlich, dass die Änderungen in den Basis- und Kollektorspannungen des Transistors Tt identisch, jedoch denen der Basis- und Kollek- 15 torspannungen des Transistors Ti entgegengesetzt sind. Der Transistor Tt ist also nie gesättigt und man kann so vorgehen, dass nur eine geringe Leistung dissipiert wird.

Wenn man in der Teilnehmerleitung 1 einen Gleichstrom in der Richtung fliessen lassen möchte, die der Richtung ent- 20 gegengesetzt ist, die angegeben ist, d.h. vom Anschluss 11 zum Anschluss 10, werden die Schaltkreise 14 und 15 in die Position gebracht, die der angegebenen Position entgegengesetzt ist und der Leitungsstrom durchfliesst die leitenden Transistoren T3 und T2. Die gleichen Widerstände 19 und 20 25 mit dem Wert R/2 dienen zum Begrenzen des Stroms in der T eilnehmerleitung.

Um die Basisspannung des Transistors T3 von der Kollektorspannung abhängig zu machen, gelangt der Kollektorstrom i des Transistors 21 über den Transistor 24 und den 30 Stromspiegel M3, der Mi identisch ist, zum Widerstand 17 und fliesst in der mit dem gestrichelten Pfeil angegebenen Richtung hindurch. Ebenso durchfliesst der Strom i' des Transistors 31 über den Transistor 34 und den Stromspiegel M2, der M4 identisch ist, den Widerstand 16 in der mit dem 35 gestrichelten Pfeil angegebenen Richtung. Wie oben leitet man auf gleiche Weise ab, dass die Transistoren T3 und T2 nie gesättigt sind und dass nur eine geringe Leistung darin dissipiert werden kann.

Schliesslich bildet der Kondensator 18, der zwischen den 40 Eingangsanschlüssen 8 und 9 des symmetrischen Verstärkers angeschlossen ist, eine Entkopplung für die variablen Sprechströme, die in der Teilnehmerleitung erzeugt werden. Wenn der Gleichstrom in der Teilnehmerleitung die Transistoren Ti bis Tt durchfliesst, werden diese variablen Signale vom Kon- 45 densator 18 über die Basis-Emitterdioden dieser Transistoren kurzgeschlossen und sie durchfliessen nicht die Widerstände 19 und 20, die dabei von Kondensatoren nicht mehr entkoppelt zu werden brauchen.

Diese Arbeitsweise ermöglicht es, einen ziemlich schwa- 50 chen Entkopplungskondensator 18 zu verwenden. Während insbesondere Entkopplungskondensatoren an den Anschlüssen der Widerstände 19 und 20 geringe Impedanzwerte in bezug auf den Wert R/2 dieser Widerstände haben müssten, bedingt man nur, dass der Impedanzwert des Kondensators 55 18 in bezug auf den Wert p der Widerstände 22 und 32 gering ist. Die Verringerung der Kapazität liegt in der Grössenordnung eines Faktors 100.

Schliesslich sei bemerkt, dass im Ausführungsbeispiel nach Figur 1 der Entkopplungskondensator 18 nahezu 60

kostenfrei ist, denn er wird bereits zur Bildung der beiden Integrationskreise mit den beiden Widerständen 16 und 17 benötigt, welche Kreise zum Demodulieren der komplementären Signale X und X dienen.

Eine zweite Ausführungsform der Schaltung nach der 05 Erfindung ist im Schaltbild nach Figur 2 dargestellt, in dem man mit gleichen Bezugsziffern eine bestimmte Anzahl von Elementen der Figur 1 zurückfindet. Man verwendet ebenfalls zwei Strombegrenzungswiderstände 19 und 20, die in der Strecke des Kollektorstroms der Transistoren Ti bis Tt des symmetrischen Verstärkers angebracht sind. Zwischen den Eingangsanschlüssen 8 und 9 des symmetrischen Verstärkers ist ebenfalls ein Entkopplungskondensator 18 für die Sprechsignale angeschlossen, die im herangezogenen Beispiel ebenfalls ein Teil der Integrationskreise ist, die mit den Ausgängen der Schaltkreise 14 und 15 verbunden sind. Der Unterschied zum Schema nach Figur 1 liegt in der Art, in der die Basisspannung von der Kollektorspannung der Transistoren Ti bis Tt zur Vermeidung ihrer Sättigung abhängig gemacht wird.

Zum Erreichen dieses Ergebnisses wird der Kollektor des Transistors Ti über die Diode Di mit einem Anschluss Pi verbunden, der einen Abzweig der Impedanz bildet, die mit dem Eingang 8 des symmetrischen Verstärkers verbunden ist.

Diese Diode Di ist in Richtung des Anschlusses P zum Kollektor von Ti durchlässig. Der Kollektor des Transistors T2 ist mit dem Anschluss P über die Diode D2 verbunden, die in Richtung des Kollektors T2 auf den Anschluss P durchlässig ist. Die Kollektoren der Transistoren von T3 und T4 werden auf analoge Weise über die Dioden D3 und D4 mit einem Anschluss Q verbunden, der einen Abzweig von der Impedanz bildet, die an den Eingang 9 des symmetrischen Verstärkers angeschlossen ist.

Zwischen dem Ausgang des Schaltkreises 14 und dem Eingangsanschluss 8 des symmetrischen Verstärkers ist eine Impedanz angeordnet, die aus einem Widerstand 41 zwischen dem Schaltkreis 14 und dem Anschluss P und aus einem Zweipol 42 zwischen dem Anschluss P und dem Anschluss 8 besteht. Der Zweipol 42 besteht aus zwei entgegengesetzt gerichteten parallelen Diodenzweigen 43 und 44 in Serie mit der Parallelschaltung zweier entgegengesetzt gerichteter Dioden 45 und 46 und einem Widerstand 47.

Zwischen dem Ausgang des Schaltkreises 15 und dem Eingangsanschluss 9 des symmetrischen Verstärkers ist eine Impedanz angeordnet, die aus dem Widerstand 48 zwischen dem Schaltkreis 15 und dem Anschluss Q und aus dem Zweipol 49 zwischen dem Anschluss Q und dem Anschluss 9 besteht. Der Zweipol 49 wird gebildet wie der Zweipol 42 mit Hilfe von Dioden und eines Widerstandes 97.

Wenn in der geschlossenen Teilnehmerschleife ein Gleichstrom I vom Anschluss 10 zum Anschluss 11 fliesst, was mit den Schaltkreisen 14 und 15 in der angegebenen Position erreicht wird, durchfliesst dieser Gleichstrom I den Widerstand 19, den Emitter-Kollektorraum der Transistoren Ti und Tt und den Widerstand 20. Der Spannungsabfall an den Widerständen 19 und 20 reicht aus, um das Potential des Kollektors von Ti niedriger als das des Anschlusses P und um das Potential des Kollektors von Tt grösser als das Potential des Anschlusses Q zu machen. Die beiden Dioden Di und D4 sind also durchlässig und das Potential der Anschlüsse P und Q ist, bis auf eine Diodenspannung gleich dem der Kollektoren der Transistoren Ti und Tt. Der Unterschied zwischen dem Potential des Anschlusses 8, d.h. der Basis des Transistors Ti, und das Potential des Anschlusses P ist gleich dem Spannungsabfall am Diodenzweig 43 und an der Diode 45. Man sieht schliesslich also, dass bei eingeschaltetem Gleichstrom I in der Teilnehmerleitung die Basisspannung des Transistors Ti völlig abhängig von der Kollektorspannung ist, weil sie sich davon nur um wenige Diodenspannungen in Durchlassrichtung unterscheidet. Es ist klar, dass dies auch für die Basis- und Kollektorspannungen des Transistors Tt gilt. Schliesslich kann man auf gleiche Weise nachweisen, dass, wenn die Transistoren T3 und T2 leitend gemacht sind, so dass der Gleichstrom in der Teilnehmerleitung in der anderen Richtung fliesst, die Dioden D3 und D2 durchlässig werden und über die Zweipole 42 und 49 die Abhängigmachung der

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Basisspannung von der Kollektorspannung dieser Transistoren ermöglichen.

Die variablen Sprechströme, die in der Teilnehmerleitung gebildet werden, schliesst der Entkopplungskondensator 18 über die Basis-Emitterdioden der Transistoren Ti und Tt kurz, wenn sie leitend sind. Man bedingt bei diesem Kondensator 18, dass er für Spreehströme eine geringe Impedanz in bezug auf die Zweipole 42 und 49 aufweist. Da der Zweipol 42 beispielsweise den geringen Basisstrom des Transistors Ti durchlässt, verhält sich der Diodenabzweig 43 wie ein ziemlich hoher Widerstand und die Parallelschaltung der Diode 45 und des Widerstands 47 verhält sich vorwiegend wie der Widerstand 47. Der Wert dieses Widerstands 47 bestimmt schliesslich den minimalen Impedanzwert des Zweipols 42 in bezug auf die Sprechströme. Dies gilt ebenso für den Widerstand 97 im Zweipol 49. Man kann beispielsweise als Wert der Widerstände 47 und 97 15 kOhm annehmen, so dass die Kapazität des Kondensators 18 viel geringer sein kann als die der Entkopplungskondensatoren, die an die Anschlüsse der Begrenzungswiderstände 19 und 20 gestellt werden würden, deren charakteristischer Wert 150 Ohm beträgt.

Es werden nachstehend andere Ausführungsformen der Erfindung beschrieben, die es ermöglichen, nicht nur die Funktionen zu verwirklichen, die in bezug auf die Strombegrenzung, die Steuerung des Basisstroms der Transistoren und das Entkoppeln der Sprechsignale beschrieben sind, sondern es ausserdem ermöglichen, die Wirkung dieser Schaltung zu verbessern, wenn sie zum Anschalten des Rufsignals oder der Schwingungen des Gebührensignals auf die Teilnehmerleitung gesteuert wird.

Zunächst wird die Wirkung der Schaltung nach Figur 2 beschrieben, wenn sie so gesteuert wird, dass das Rufsignal einer Frequenz beispielsweise von 50 Hz auf der Teilnehmerleitung erscheint. Wie bereits angegeben wurde, werden die Schaltkreise 14 und 15 dabei von komplementären Binärsignalen X und X gesteuert, wobei das Binärsignal X beispielsweise ein deltamoduliertes Signal ist, das aus der Kodierung eines sinusförmigen Signals von 50 Hz herrührt. Beim Übertragen des Rufsignals ist die Teilnehmerschleife offen und die Speiseleitungen 6 und 7 führen die Potentiale + E und — E. Dem Kondensator 18 wird dabei über die Impedanzen 41 und 42 einerseits und 48 und 49 andererseits die Aufladespannung + 2E, wenn die Bits des Deltasignals X beispielsweise den Wert «1», und die Entladespannung — 2E, zugeführt, wenn diese Bits den Wert «0» haben. Während dieses Betriebs sind durch den Ladezustand des Kondensators 18 und durch den ziemlich geringen Spannungsabfall in den Widerständen 19 und 20 die Dioden Di, D2, D3, D4 nie durchlässig und es entsteht an den Anschlüssen des Kondensators 18 eine Rekonstruktion des Signals von 50 Hz. Dieses rekonstruierte Signal aus einer Aufeinanderfolge von Ladungen und Entladungen des Kondensators 18 abhängig vom Wert der Deltabits, besitzt die allgemeine Sinusform. Weil an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung nahezu die gleiche Spannung wie am Kondensator 18 liegt, ist es wichtig, die Spitzenwerte dieser sinusförmigen Spannung ungefähr die maximalen und minimalen Werte + 2E und — 2E erreichen, jedoch ohne Begrenzung der Sinusform. Man möchte nämlich einerseits eine Rufspannung erhalten, die zum Erregen der Glocke des Teilnehmers ausreicht und andererseits in der Teilnehmerleitung keine Harmonischen mit einem Vielfachen von 50 Hz bei niedriger Frequenz erzeugen.

Dieses Ergebnis ist nicht leicht erreichbar, weil die Schwankungen in der Spannung Av am Kondensator 18, die jedes Deltabit liefert, in hohem Masse vom anfänglichen Ladezustand des Kondensators abhängig sind. Dies zeigt Figur 4, in der der Buchstabe H die Ladekurve des Kondensators 18 mit Exponentialverlauf angibt, der zunächst auf der

Spannung - 2E aufgeladen ist und dem man zum Zeitpunkt t = 0 die Spannung +2E über den Widerstand der Elemente 41,42,48 und 49 zuführt; der Buchstabe D gibt die Entladekurve dieses Kondensators 18 an, der zunächst mit der Spannung + 2E geladen ist und dem man zum Zeitpunkt t = 0 die Spannung - 2E über den gleichen Widerstand zuführt.

Aus diesen Kurven ist ersichtlich, dass, wenn am Kondensator 18 zunächst eine Spannung — vi vorhanden ist, die sich der Spannung von -2E nähert, ein Deltabit mit dem Wert «1» einen starken Spannungsanstieg Av, die der Neigung der Kurve H am Punkt a proportional ist, und ein Deltabit mit dem Wert «0» eine geringe Herabsetzung der Spannung — Av ergibt, die proportional der Neigung der Kurve D am Punkt b ist. Dagegen ergibt ein Deltabit mit dem Wert «1», wenn am Kondensator 18 zunächst eine Spannung + vi liegt, die sich der Spannung + 2E nähert, einen geringen Anstieg der Spannung Av, der der Neigung der Kurve H am Punkt c proportional ist, und ein Deltabit mit dem Wert «0» ergibt eine starke Herabsetzung der Spannung — Av, die der Neigung der Kurve D am Punkt d proportional ist. Nur wenn der Kondensator 18 zwischen den Anschlüssen eine Spannung gleich Null führt (Schnittpunkt m beider Kurven H und D), sind der Anstieg und die Herabsetzung der Spannung nahezu gleich. Durch die Ungleichheit der Erhöhungen und Herabsetzungen der Spannung für die Deltabits «1» und «0» nahe den maximalen Spannungen — 2E und + 2E am Kondensator 18 ist es schwierig, die Schaltung so zu regeln, dass unter allen Bedingungen die Rufspannung von 50 Hz etwa die Werte + 2E und — 2E ohne Begrenzungsverzerrung erreicht. Dieser Nachteil wurde ebenfalls in der in Figur 1 beschriebenen Schaltung zurückgefunden.

Die in Figur 3 dargestellte Schaltung ermöglicht es, diesen Nachteil zu beseitigen, wobei die gleiche Idee benutzt wurde als die, die im Schema nach Figur 2 zum Steuern der Basisspannung der Transistoren des symmetrischen Verstärkers an ihrer Kollektorspannung benutzt wurde.

Das Schaltbild nach Figur 3 enthält einen Grossteil der Elemente des Schaltbilds nach Figur 2 mit gleichen Bezugsziffern. Insbesondere sind die Zweipole 42 und 49 identisch und nicht detailliert dargestellt. Die Dioden Di und D4 sind nicht vorhanden, aber wie nachstehend erläutert wird, erfüllen die Elemente der Stromspiegel M'i bis M'4 ihre Rolle.

Die Stromspiegel M'i und M'3 sind mit ihren Speiseanschlüssen 50 und 60 mit der Speiseleitung 6 über den Begrenzungswiderstand 19 verbunden. In der dargestellten Form besteht der Stromspiegel M'i aus einer Diode 51, die zwischen der Basis und dem Emitter des pnp-Transistors 52 in gleicher Richtung wie die Emitter-Basisdiode dieses Transistors angeschlossen ist. Die Basis und der Kollektor des Transistors 52 bilden den Eingangsanschluss 53 bzw. den Ausgangsanschluss 54 des Stromspiegels M'i. Der Stromspiegel M'3 wird auf gleiche Weise mit Hilfe der Diode 61 und des Transistors 62 gebildet und ist mit Ein- und Ausgangsanschlüssen 63 und 64 versehen. Die Eingangsanschlüsse 53 und 63 sind mit dem Kollektor der Transistoren Ti und T3 verbunden. Die Ausgangsanschlüsse 54 und 64 sind mit den Anschlüssen P und Q verbunden.

Die anderen Stromspiegel M'2 und M'4 sind mit ihren Speiseanschlüssen 70 und 80 mit der Speiseleitung 7 über den anderen Begrenzungswiderstand 20 verbunden. Diese Stromspiegel werden mit Hilfe der Dioden 71 und 81 und der npn-Transistoren 72 und 82 gebildet. Die Eingangsanschlüsse 73 und 83 dieser Stromspiegel sind mit dem Kollektor der Transistoren T2 und Ts und ihre Ausgangsanschlüsse 74 und 84 mit den Anschlüssen P und Q verbunden.

Es sind zwei Arbeitsweisen der Schaltung nach Figur 3 zu unterscheiden, die sich auf die Speisung der Teilnehmerleitung mit Gleichstrom bzw. mit Rufwechselstrom beziehen.

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Wenn die Schaltkreise 14 und 15 ununterbrochen in der angegebenen Position eingestellt sind, um einen Strom I in Richtung des Anschlusses 10 zum Anschluss 11 in der Leitung 1 fliessen zu lassen, ist dieser Strom I, der an den Speiseanschlüssen 50 und 80 der Stromspiegel M'i und M'4 erscheint, hoch genug, um die Transistoren 52 und 82 in den Sättigungszustand zu bringen. Die Kollektorspannung des pnp-Transistors 52 übersteigt seine Basisspannung und die Kollektor-Basisdiode dieses Transistors wird in der Durchlassrichtung durchlässig und erfüllt so die Rolle der Diode Di in Figur 2. Die Kollektorspannung des npn-Transistors 82 untersteigt die Basisspannung dieses Transistors, die Kollektor-Basisdiode dieses Transistors wird in der Durchlassrichtung durchlässig und erfüllt so die Rolle der Diode D4 in Figur 2. Es ist also klar, dass wie in der Schaltung nach Figur 2 die Basisspannung der Transistoren Ti bis Tt von der Kollektorspannung der Transistoren abhängig gemacht wird, wenn die Teilnehmerleitung mit Gleichstrom gespeist wird.

Wenn die Schaltkreise 14 und 15 von den Deltasignalen X und X gesteuert werden, um in der Teilnehmerleitung den Rufwechselstrom von 50 Hz fliessen zu lassen, ist dieser Strom, der für die eine Stromrichtung an den Speiseanschlüssen 50 und 80 der Spiegel M'i und M'4 erscheint, niemals hoch genug, um die Transistoren 52 und 82 zu sättigen; es geht so auch, weil die Leitung 1 dabei bei der ziemlich hohen Impedanz der Glocke geschlossen ist. Die Stromspiegel M'i und M'4 arbeiten dabei normalerweise in der einen Stromrichtung und die Stromspiegel M'2 und M'3 in der anderen Stromrichtung.

Diese Stromspiegel M'i bis M'4 sind ausgelegt, um bei Normalbetrieb einen Strom (1 -X)i an ihre Eingangsanschlüsse 53,63,73 und 83 und einen Strom "h\ an ihre Ausgangsanschlüsse 54, 64, 74 und 84 zu liefern; I ist der momentane Wert des Rufstroms, der die Teilnehmerleitung und die Widerstände 19 und 20 durchfliesst; X ist ein Koeffizient zwischen 0 und 1.

Die momentane Spannung v am Kondensator 18 zwischen den Eingangsanschlüssen 8 und 9 des symmetrischen Verstärkers wird an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung 1 bis auf Spannungsabfälle in zwei Basis-Emitterdioden der Transistoren Ti bis Tt zurückgefunden. Wenn man die Impedanz der Teilnehmerleitung mit W bezeichnet, ist der Strom in dieser Leitung in erster Annäherung I = v/W, so dass die Ströme Xh die an den Ausgangsanschlüssen der Stromspiegel erzeugt werden, so sind, dass Âi = Xv/W.

Um die Auswirkung dieser Ströme Xv/W zu erläutern, ist in Figur 5 ein vereinfachtes Schema der Figur 3 dargestellt, das den Ladungsweg des Kondensators 18 darstellt. Die Ströme Xv/W aus den Stromspiegeln M'i und M'4 gelangen an die Anschlüsse P und Q zwischen dem Widerstand 41 und dem Zweipol 42 und zwischen dem Widerstand 48 und dem Zweipol 49.

Es lässt sich nachweisen, dass die Spannung v am Kondensator 18 mit der Kapazität C der Differentialgleichung entspricht:

mit K = 1 - 2rV W.

In diesen Formeln ist r der Wert der Widerstände 41 oder 48 ; vd ist der Spannungsabfall an den Anschlüssen einer Diode, die ein Strom in Vorwärtsrichtung durchfliesst, und der Term 6 Vj stellt die 6 Dioden der Zweipole 42 und 49 dar, die in Serie zum Aufladen des Kondensators 18 auftreten. Dieser Term 6 vd (etwa 3 Volt), der in bezug auf 2E klein ist (beispielsweise 96 Volt), wird im weiteren vernachlässigt.

Die Differentialgleichung (1) zeigt, dass die Regel zum Aufladen des Kondensators 18 die ist, die man erhalten würde, indem dieser Kondensator über einen Widerstand 2r/K eine Spannung 2EK = 2E/K zugeführt wird, wobei der Term 6 v,j vernachlässigt wird. Wenn für das Parameter X der Stromspiegel ein solcher Wert benutzt wird, dass der Teilungsfaktor K< 1 ist, beispielsweise gleich 'A oder 'A, bekommt man für die Ladungskurve des Kondensators 18 die Kurve H', die in Figur 6 dargestellt und mit der Kurve H in Figur 4 verglichen werden kann. Für die heutigen Erläuterungen entsprechen die Ordinaten des Diagramms nach Figur 6 denen, die in einem ersten Massstab I angegeben sind. Die Kurve H' entspricht dem Laden eines zunächst mit einer Spannung — 2EK geladenen Kondensators und dem man zum Zeitpunkt t = 0 über einen Widerstand 2R/K eine Spannung + 2EK zuführt. Mit K< 1 bekommt man selbstverständlich 2E K> 2E. Die Kurve D', die mit der Kurve D in Figur 4 verglichen werden kann, gibt das Entladen einer zunächst mit Spannung +2EK geladenen Kondensator an, dem man zum Zeitpunkt t = 0 über den Widerstand 2r/K eine Spannung — 2EK zuführt. Die Teile dieser Kurve H' und D', die zu berücksichtigen sind, sind selbstverständlich diejenigen, die zwischen den äussersten Spannungen +2E und —s2E liegen, die am Kondensator 18 auftreten können.

In Figur 6 ist eine Verbesserung dargestellt, die dadurch erhalten wird, dass den Anschlüssen P und Q die Ströme Xv/W zugeführt werden, wenn die Schaltung von Deltasignalen zum Erzeugen des Rufsignals gesteuert wird. Wenn am Kondensator 18 eine Spannung - vi zur Verfügung steht, die in der Nähe von — 2E liegt, gibt ein Deltabit mit dem Wert «1» oder «0» eine Erhöhung oder Herabsetzung der Spannung, die der Neigung der Kurven H' oder D' an den Punkten a' und b' proportional ist. So ergibt, wenn am Kondensator 18 eine Spannung + vi vorhanden ist, die sich der von + 2E nähert, ein Deltasignal mit dem Wert «1» oder «0» eine Erhöhung oder Herabsetzung der Spannung, die der Neigung der Kurven H' oder D' an den Punkten c' oder d' proportional ist. Es ist aus Figur 6 klar, dass alle Neigungen ziemlich nahe beieinander liegen, so dass man aus den Deltasignalen X und X am Kondensator 18 und auf der Teilnehmerleitung leicht eine gute Wiedergabe des sinusförmigen Rufsignals von 50 Hz mit einer Amplitude erhalten kann, die sich leicht auf einen Wert regeln lässt, der sich + 2E und - 2E nähert.

In Figur 7 ist eine andere Ausführungsform der Schaltung nach der Erfindung mit den gleichen Eigenschaften dargestellt, wie in Figur 3 dargestellt hinsichtlich der Abhängigkeit der Basisspannung von der Kollektorspannung der Transistoren des symmetrischen Verstärkers und hinsichtlich der Bildung des Rufsignals.

Im Schaltbild nach Figur 7 erfüllt eine bestimmte Anzahl von Elementen die gleiche Rolle und führen die gleichen Bezugsziffern wie in Figur 3. Der Strombegrenzungswiderstand 19 ist mit den Kollektoren der Transistoren Ti und T3 über die Dioden 55 und 65 verbunden, die in Durchlassrichtung in bezug auf den Kollektorstrom dieser Transistoren angeschlossen sind. Die Speiseleitung 6 ist über den Widerstand 90 mit dem Emitter der beiden pnp-Transistoren 56 und 66 verbunden. Die Basen dieser Transistoren sind mit den Kollektoren der Transistoren Ti und Ts und ihre Kollektoren mit den Anschlüssen P und Q verbunden. Auf entsprechende Weise wird der Strombegrenzungswiderstand 20 über die Dioden 75 und 85 mit den Kollektoren der Transistoren T2 und Tt verbunden. Die Speiseleitung 7 ist über den Widerstand 91 mit dem Emitter der beiden npn-Transistoren 76 und 86 verbunden. Die Basen dieser Transistoren sind mit den Kollektoren der Transistoren T2 und Ti und ihre Kollektoren mit den Anschlüssen P und Q verbunden.

Wenn die Gleichspannung in der Teilnehmerleitung in Richtung des Anschlusses 10 auf den Anschluss 11 eingeschaltet ist, sind die Transistoren Ti und Tt durchlässig und

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der Spannungsabfall, der durch diesen ziemlich grossen Strom über den Widerstand 19 und die Diode 55 einerseits und über den Widerstand 20 und die Diode 85 andererseits bewirkt wird (denn die Teilnehmerschleife war geschlossen), reicht aus, um die Transistoren 56 und 86 in den Sättigungszustand zu bringen, wodurch sich einerseits eine Verbindung zwischen dem Anschluss P und dem Kollektor des Transistors Ti über die Kollektor-Basisdiode des Transistors 56 in der Durchlassrichtung und zum anderen zwischen dem Anschluss Q und dem Kollektor des Transistors Ti über die Kollektor-Basisdiode des Transistors 86 in Durchlassrichtung bildet. Wie in Figur 3 hat man so die Abhängigkeit der Basisspannung der Transistoren Ti und Ti von der Kollektorspannung dieser Transistoren verwirklicht.

Wenn der Rufwechselstrom von 50 Hz durch geeignete Deltasignale X und X die Teilnehmerleitung durchfliesst, kann man mit der Sättigung der Transistoren 56, 86 und 66, 76 auskommen. Dieser Rufstrom mit dem momentanen Wert I durchfliesst die Widerstände 19 und 20 mit dem Wert R/2 und bewirkt in den Widerständen 90 und 91 mit dem Wert s einen Strom j = R/2s I. Wenn der Strom I in der Teilnehmerleitung in einer derartigen Richtung fliesst, dass die Transistoren Ti und Ti leitend sind, wird der Strom j zu den Emittern der Transistoren 56 und 86 geführt. Die Kollektorströme dieser Transistoren, die nahezu gleich diesem Strom j sind, gelangen an die Anschlüsse P und Q in der in der Figur angegebenen Richtung. Der Koeffizient R/2s, der den Zusammenhang zwischen dem Strom j und dem Strom I angibt, kann gleich dem Koeffizient X der Schaltung nach Figur 3 gewählt werden und infolgedessen kann man die gleiche in Figur 6 veranschaulichte Verbesserung hinsichtlich der Bildung des Rufsignals erreichen.

Wie bereits angegeben wurde, kann eine Teilnehmerschaltung vom beschriebenen Typ ebenfalls zum Zuführen des Gebührensignals mit einer Frequenz beispielsweise von 12 kHz benutzt werden.

Die Diagramme in Figur 8 veranschaulichen nachstehende Beschreibung. Die Schwingungsreihen des Gebührensignals müssen übertragen werden, wenn die Teilnehmerschleife geschlossen ist. Wie bereits angegeben wurde, muss die Schleifendetektionseinrichtung 5 bei geschlossener Teilnehmerschleife das Potential auf der positiven Speiseleitung 6 auf Null bringen, so dass dabei die Schaltung mit einer Spannung + E gespeist wird.

Zwischen den Schwingungsreihen des Gebührensignals hat das Binärsignal X einen Konstantwert, beispielsweise «1», und werden die Schaltkreise 14 und 15 in die in der Figur angegebene Position gebracht, so dass an den Anschlüssen des Kondensators 18 eine Gleichspannung + E erscheint, die auch wieder an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung 1 entsteht. In den Diagrammen nach Figur 8 gibt to den Zeitpunkt an, zu dem eine Schwingungsreihe gestartet wird. Das Diagramm 8a stellt das Binärsignal X dar, das zum Zeitpunkt to den Wert «1» hat. Die Diagramme 8b, 8c und 8d geben für verschiedene noch heranzuziehende Fälle den Verlauf der Spannung an den Anschlüssen des Kondensators 18 dar, wobei in allen diesen Fällen zum Zeitpunkt to die Spannung + E am Kondensator 18 zur Verfügung steht.

Für die Dauer der Schwingungsreihen des Gebührensignals wird das Binärsignal X z.B. durch eine Aufeinanderfolge von Bits gebildet, die abwechselnd die Werte «1» und «0» mit der Frequenz von 12 kHz der Schwingungen des Gebührensignals annehmen. Unter dem Einfluss eines derartigen Binärsignals X und des komplementären Signals X sorgen die Schaltkreise 14 und 15 für das abwechselnde Aufladen und Entladen des Kondensators 18. Wenn die Zeitkonstante des Aufladekreises des Kondensators 18 einen geeigneten Wert besitzt und die Auflade- und Entladeflanken dieses

Kondensators gleich sind, entsteht an den Anschlüssen des Kondensators 18 sowie an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung 1 eine symmetrische Sägezahnspannung der Form, wie sie im Diagramm 8b nach dem Zeitpunkt to dargestellt ist. Die Segmente dieses Sägezahns mit negativer Flanke entsprechen dem Entladen des Kondensators 18 durch die Bits X = 0 und die Segmente mit positiver Flanke entsprechen dem Aufladen des Kondensators durch die Bits X = 1. Das Maximum und Minimum dieser Sägezahnspannung erreichen genau die Werte + E und + E — u, wobei u der Spitze-zu-Spitzewert ist, der für die Schwingungen des Gebührensignals erforderlich ist. Diese erforderliche Amplitude u besitzt einen geringen Wert in bezug auf die Gleichspannung + E und deshalb bleibt während jeder Schwingungsreihe des Gebührensignals der mittlere Wert der Spannung am Kondensator 18 und somit an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung nahezu gleich der Gleichspannung + E.

Die Spannung am Kondensator 18 besitzt jedoch nur die in Figur 8b nach dem Zeitpunkt to dargestellte Form, insofern die Auflade- und Entladezeitkonstanten dieses Kondensators gleich sind. Diese Bedingung wird jedoch nicht erfüllt, sogar nicht in der Schaltung nach Figur 7, wie bisher beschrieben, in der die bereits getroffenen Massnahmen wie zuvor beschrieben es nur ermöglichen, die Ungleichheit der Auflade- und Entladeflanken des Kondensators 18 herabzusetzen.

Der Einfluss dieser Massnahmen kann, insofern es sich um die Schwingungen des Gebührensignals handelt, mit Hilfe der zwei Kurven H' und D' in Figur 6 und mit Hilfe der im Massstab II angegebenen Spannungswerte erläutert werden. Bis zum Zeitpunkt to ist der Kondensator 18 zur Spannung + E geladen. Nach dem Zeitpunkt to entlädt sich der Kondensator für Bits mit dem Wert «0» des Binärsignals X nach der Kurve D' zwischen den Punkten e' und m'; für die Bits mit dem Wert «1» des Binärsignals X wird der Kondensator 18 nach der Kurve H' zwischen den Punkten m' und f aufgeladen. Es ist ersichtlich, dass die Flanke der Entladekurve des Kondensators 18 in absolutem Wert immer grösser als die Flanke der Aufladekurve ist. Es folgt daraus, dass sich die Spannung am Kondensator 18 nach dem Zeitpunkt to gemäss einer Sägezahnkurve mit einem abnehmenden Mittelwert gemäss Diagramm 8c ändert; der Mittelwert dieser Spannung kann nur für den Wert Null konstant werden, wobei die Auflade- und Entladeflanken des Kondensators 18 gleich sind.

Wenn dies erforderlich ist, um zu erreichen, dass der Mittelwert der Spannung am Kondensator 18 und somit an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung stabil ist und sich dem Wert der Spannung + E beim Aussenden der Schwingungen des Gebührensignals nähert, benutzt man die Elemente und Verbindungen, die im Schema nach Figur 7 punktiert dargestellt sind. Eines dieser Elemente ist ein Strominjektor 92, der beispielsweise durch das Potential + E und — E der Speiseanschlüsse 2 und 3 gespeist wird, und der einen Strom jo erzeugt. Dieser Strom jo gelangt zum Emitter eines Transistors 56 über den Unterbrecher 93, der von einem Steuersignal T gesteuert wird. Dieses Steuersignal T ist derart, dass der Unterbrecher 93 geschlossen ist, wenn die Bits des Binärsignals X gleich «1» sind. Wenn dieser Unterbrecher 93 geschlossen ist, wird der Kollektorstrom des Transistors 56, der dem Anschluss P zugeführt wird, gleich j + jo. Ein anderer Strominjektor 94 erzeugt einen Strom jo mit einer Richtung, die der Richtung des Stroms entgegengesetzt ist, den der Strominjektor 92 auslöst. Wenn der Stromunterbrecher 95 vom Steuersignal T geschlossen wird, gelangt dieser Strom jo zum Emitter des Transistors 86, so dass der Kollektorstrom dieses Transistors, der dem Anschluss Q zugeführt wird, gleich j + jo wird.

Mit dem beschriebenen vervollständigten Schema nach Figur 7 sieht die Wirkung der Schaltung hinsichtlich der

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Übertragung der Schwingungen des Gebührensignals wie folgt aus. Diese Wirkung ist im Diagramm 8d veranschaulicht. Vor dem Zeitpunkt to sind die Schaltkreise 14 und 15 in den dargestellten Positionen eingestellt, wobei sich der Kondensator auf die Spannung + E aufgeladen hat, die Transisto- 5 ren Ti und T4 leitend sind und sich die Transistoren 56 und 86 im gesättigten Zustand befinden, wie bereits angegeben wurde.

Wenn zum Zeitpunkt to das erste Bit mit dem Wert «0» des Binärsignals X erscheint, treten die Schaltkreise 14 und 1510 in die andere Position über, werden die Transistoren T2 und T3 leitend, sind die Transistoren 66 und 76 nicht gesättigt und gelangt ihr Kollektorstrom mit dem Wert j zu den Anschlüssen P und Q, so dass sich der Kondensator 18 mit einer Flanke entlädt, die dem Wert dieses Stroms j entspricht, d.h. ,5 nach der Figur 6 mit der Flanke der Kurve D' im Punkt e'.

Wenn das zweite Bit mit dem Wert « 1 » des Binärsignals X erscheint, nehmen die Schaltkreise 14 und 15 die angegebene Position wieder ein. Die Transistoren Ti und Ti leiten und die Transistoren 56 und 86 sind, nicht im gesättigten Zustand. Da 20 die Unterbrecher 93 und 95 gleichzeitig geschlossen sind,

nimmt der Kollektorstrom der Transistoren 56 und 86, der zu den Anschlüssen P und Q gelangt, den Wert j und jo an. Der Kondensator 18 lädt sich also mit einer Flanke auf, die dem

Wert dieses Stroms j + jo entspricht. Man kann jo so wählen, dass die Aufladeflanke des Kondensators 18 etwas grösser als die Entladeflanke ist, die vom Wert des Stroms j bestimmt wird. Es zeigt sich, dass sich der Kondensator 18 mit der Spannung + E etwas vor dem Erscheinen des folgenden Bits mit dem Wert «0» des Binärsignals X auflädt, wodurch die geringe Begrenzung der Sägezähne bestimmt wird, die im Diagramm 8c ersichtlich ist. Aus diesem Diagramm geht klar hervor, dass der Mittelwert der Spannung am Kondensator 18 stabil bleibt und sich in der Nähe der Spannung + E beim Aussenden der Schwingungen des Gebührensignals befindet. Das gleiche Ergebnis wird für die Spannung an den Anschlüssen der Teilnehmerleitung erreicht.

Es wird dem Fachmann ein leichtes sein, die eben beschriebenen Schaltungen für die Übertragung der Gebührensignale in der Schaltung nach Figur 3 anzuwenden, wobei der Grundgedanke für die herangezogene Stromrichtung des Gleichstroms in der Teilnehmerleitung darin besteht, die Aufladeflanke des Kondensators 18 zu vergrössern, um sie etwas grösser als die Entladeflanke zu machen. Selbstverständlich muss man für die andere Stromrichtung in umgekehrter Richtung auf die Auflade- und Entladeflanke des Kondensators 18 einwirken.

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6 Blatt Zeichnungen

Claims (8)

1. 646 560

   PATENTANSPRÜCHE

   1. Teilnehmerschaltung mit einem symmetrischen Leistungsverstärker (Ti, T2, Tj, Tt), der von zwei komplementären Transistorpaaren (Ti T2; T3 T4) gebildet wird, wobei die Basen und die Emitter eines jeden Transistorpaars miteinander verbunden sind und zwei Eingangs- (8,9) bzw. zwei Ausgangsanschlüsse (10,11) des symmetrischen Verstärkers bilden, während die Kollektoren der Transistoren vom einen Typ (Ti, T3) mit einem ersten Anschluss (2) einer Gleichspannungsquelle und die Kollektoren der Transistoren vom anderen Typ (T2, T4) mit einem zweiten Anschluss (3) der Gleichspannungsquelle gekoppelt sind, wobei die Ausgangsanschlüsse (10,11) mit den Anschlüssen einer Teilnehmerleitung und die Eingangsanschlüsse (8,9) über zwei Eingangsimpedanzen (16,17) mit den Anschlüssen der Gleichspannungsquelle verbunden sind, dadurch gekennzeichnet, dass im Kollektorkreis der Transistoren vom einen Typ (Ti, T3) und im Kollektorkreis der Transistoren vom anderen Typ (T2, T4) zwei gleiche Widerstände (19,20) zum Begrenzen des Stroms in der Teilnehmerleitung (1) aufgenommen sind, dass Mittel (21-30,32-40) zum Abhängigmachen der Basisspannung der Transistoren (Ti, T2, T3, Tt) von der Kollektorspannung dieser Transistoren vorgesehen sind und dass zwischen den Eingangsanschlüssen (8,9) des symmetrischen Leistungsverstärkers ein Entkopplungskondensator (18) für die Sprechströme in der Teilnehmerleitung angeordnet ist.
2. 2. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die in die Kollektorkreise der Transistoren (Ti, T2, Ts, T4) aufgenommenen Widerstände (19,20) mit je einer Schaltung (21,22; 31,32) verbunden sind, die zum Erzeugen eines Stroms (i) angeordnet ist, der dem Strom durch den erwähnten Widerstand (19,20) proportional ist, wobei jeder Strom (i) einem Eingangsanschluss (27 ; 27) eines Stromspiegels (Mi, M4) zugeführt ist, dessen einer Ausgangs-anschluss (30,40) mit einem Eingangsanschluss (8,9) des symmetrischen Verstärkers (Ti, T2; T3, Tf) verbunden ist.
3. 3. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass jedem der Transistoren (Ti, T2, T3, TO des symmetrischen Verstärkers ein Stromspiegel (Mi, M2, M3, M4) zugeordnet ist, dem der Strom (i) über eine Wechselschaltung (23,24; 33,34) zugeführt ist.
4. 4. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Kollektor eines jeden Transistors (Ti, T2, T3, T4) des symmetrischen Verstärkers über eine Diode (Di, D2, Dì, D4) mit einem Abzweig (P, Q) einer Eingangsimpedanz (41,42; 48,49) derart verbunden ist, dass ein Gleichstrom, der über zwei der Transistoren (Ti, T«; T2, T3) des symmetrischen Verstärkers die Teilnehmerleitung (1) durchfliesst, zwei der erwähnten Dioden (Di, D4; D2, D3) in den Durchlasszustand bringt, so dass die Basisspannung von der Kollektorspannung der leitenden Transistoren (Ti, Ti; T2, T3) des symmetrischen Verstärkers abhängig ist.
5. 5. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Eingangsimpedanzen (41,42; 48,49) vom erwähnten Abzweig (P, Q) in einen Widerstandsteil (41, 48) und einen Zweipol (42,49) aufgeteilt sind, der mit dem erwähnten Eingangsanschluss (8,9) verbunden ist, wobei dieser Zweipol (42,49) zwei entgegengesetzt gerichtete parallele Diodenabzweige (43,45 ; 44,46) sowie einen Serienwiderstand (47) enthält, dessen Wert in bezug auf den Impedanz-wert des Entkopplungskondensators für die Sprechströme hoch ist.
6. 6. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Diode (51,61, 71, 81), die zwischen dem Kollektor eines Transistors (Ti, T2, T3, Tf) des symmetrischen Verstärkers und einem Abzweig (p, q) der Eingangsimpedanz angeschlossen ist, durch die Kollektor-Basisdiode eines dem Transistor (Ti, T2, T3, Ti) des symmetrischen Verstärkers zugeordneten komplementären Strominjektionstransistors (52,62,72, 82), dessen Basis mit dem Kollektor des Transistors (Ti, T2, T3, T») des symmetrischen Verstärkers und dessen Kollektor mit dem Abzweig (P, Q) der Eingangsimpedanz verbunden ist, gebildet wird, und dass Mittel (19) vorgesehen sind zum Speisen der Basis und des Emitters des erwähnten Strominjektionstransistors (52,62,72,82) derart, dass beim Auftreten eines Rufsignals auf der Teilnehmerleitung der Kollektorstrom des Strominjektionstransistors (52, 62,72,82), der in den erwähnten Abzweig (p, q) der Eingangsimpedanz eingespeist ist, einen Teil X\ des Stroms I in der Teilnehmerleitung darstellt, wobei X ein voreingestellter Faktor ist, während beim Speisen der Teilnehmerleitung (1) mit Gleichstrom der erwähnte Strominjektionstransistor (52, 62,72, 82) sich im Sättigungszustand befindet.
7. 7. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Faktor X so gewählt ist, dass der Wert des Koeffizienten K = 1 — 2r X/W kleiner als 1 ist, wobei W der Widerstand der Teilnehmerleitung (1) und r der Wert des Widerstandsteils (41,48) der Eingangsimpedanz (41,42; 48,49) ist.
8. 8. Teilnehmerschaltung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (19,90,92,93) zum Speisen der Basis und des Emitters des Strominjektionstransistors (56, 66,76, 86) derart eingerichtet sind, dass beim Auftreten eines Gebührensignals auf der Teilnehmerleitung der Kollektorstrom des Injektionstransistors (56,66, 76, 86), welcher Strom in den erwähnten Abzweig (P, Q) der Eingangsimpedanz (41, 42,48,49) eingespeist ist, abwechselnd gleich Xi und Xi+j0 ist, wobei j0 ein vorgegebener Gleichstrom ist.