DE2064067A1 - Steuerschaltung für eine Blockierschutzvorrichtung - Google Patents

Description

R. 148
22.12.1970 Sk/Sz

Anlage zur
Patentanmeldung

ROBERT BOSCH GMBH, Stuttgart Steuerschaltung für eine B.lockierschutzvorrichtung

Die Erfindung "bezieht sich auf eine Steuerschaltung für eine auf wenigstens ein Fahrzeugrad v/irkende Blockierschutzvorrichtung, mit einem Impulsgeber, dessen AusgangsImpulse eine zur Raddrehzahl proportionale ITolgefrequenz aufweisen, mit einer Konverterschaltung, die aus den Ausgangsimpulsen eine frequenzabhängige Gleichspannung erzeugt, mit einem Differenzierer, der aus der frequenzabhängigen Gleichspannung ein Beschleunigungssigrial bildet, und mit einer Komparatorschaltung, die ein in eine Breusleitung eingeschaltetes Druckminderventil in Abhängigkeit vom Beschleunigungssignal ansteuert.

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Es sind schon derartige Steuerschaltungen bekannt, bei denen als Konverterschaltung ein Tiefpaßfilter verwendet wird. Das Tiefpaßfilter erzeugt aus den Ausgangsimpulsen des Impulsgebers eine Gleichspannung, deren Größe proportional zur Raddrehzahl ist.

Das Tiefpaßfilter muß so dimensioniert werden, daß auch bei niedrigen Raddrehzahlen und damit bei niedrigen Impulsfolgefrequenzen die Welligkeit seiner Ausgangsgleichspannung klein bleibt. Bei größerer Welligkeit spricht nämlich der nachgeschaltete Differenzierer auf die einzelnen Wellen an. In der Regel werden sehr steilflankige Tiefpaßfilter mit einer oberen Grenzfrequenz zwischen 10 und 30 Hz verwendet.

Die Verwendung eines Tiefpaßfilters bringt einen entscheidenden Nachteil mit sich: einer Änderung der Eingangsfrequenz folgt die Änderung der Ausgangsspannung je nach der oberen Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters erst nach einer Verzögerungszeit von etwa 30 bis 60 Millisekunden. Die Rogelfrequenz der Blockierschutzvorrichtung beträgt aber etwa 10 Hz, so daß das Druckminderventil innerhalb von 100 Millisekunden einmal geöffnet und einmal geschlossen wird. Bei einer Verzögerungszeit von 30 Millisekunden hinkt der Bremsdruck-Regelkreis also· immer um ein Drittel der Periodendauer hinter den tatsächlichen Beschleunigungsänderungen des Rades her. Eine Regelung der Bremskraft auf optimalen Schlupf ist damit nur schwer zu verwirklichen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine Steuerschaltung für eine Blockierschutzvorrichtung zu schaffen, die eine wesentlich kleinere Verzögerungszeit als die bekannten Steuerschaltungen aufweist. Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß die Größe der Ausgangsgleichspannung der Konverterschaltung umgekehrt proportional zur Folge-

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frequenz der Ausgangsimpulse des Impulsgebers ist und daß zwischen der Konverterschaltung und dem Differenzierer eine Logarithmierstufe eingeschaltet ist. Man kann auf ein Tiefpaßfilter in der Konverterschaltung verzichten, wenn in weiterer Ausgestaltung der Erfindung die Konverterschaltung aus einer Serienschaltung eines Sägezahngenerators und eines Spitzengleichrichters besteht.

V/eitere Einzelheiten und zweckmäßige Weiterbildungen sind nachstehend anhand zweier in der Zeichnung dargestellter Aus- j führungsbeispiele näher beschrieben und erläutert.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels,

Fig. 2 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels ,

Fig. 2a eine Abänderung der Blockschaltbilder nach Fig. 1 und 2,

Fig. 3 einen Schaltplan der wesentlichen Baugruppen des ersten Ausführungsbeispiels,

.Fig. 3a einen Schaltplan zu Fig. 2a, (

Fig. 5b einen Teil des Schaltplans des zweiten Ausführungsbeispiicls,

Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Sicherheitsschaltung, die bei beiden Axisführungsbeispielen verwendet v/erden kann,

Fig. 5 einen Schaltplan der Sicherlieitsschaltung nach Fig. 4,

Fig. 6 in einer Skizze einen Impulsgeber,

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7 in einem Diagramm die Abhängigkeit der Bremskraft vom Schlupf,

Fig. 8 ein Diagramm zur Erläuterung der Wirkungsweise des ersten Ausführungsbeispiels, und

Fig. 9 ein Diagramm zum Erkennen der Wirkungsweise des zweiten Ausführungsbeispiels.

Im Blockschaltbild nach Fig. 1 ist mit 11 ein Impulsgeber bezeichnet, der mit dem Fahrzeugrad verbunden ist und eine Wechselspannung abgibt, deren Frequenz proportional zur Raddrehzahl ist. Sein Ausgang ist über eine monostabile Kippstufe 12, einen Sägezahngenerator 13 und einen Spitzengleichrichter 15 an eine Logarithmierstufe 16, einen zweiten Eingang einer ersten Komparatorstufe 21 und an einen zweiten Eingang einer zweiten Komparatorstufe 22 angeschlossen. Die Logarithmierstuf e 16.ist über einen Bandpaßverstärker I7 und einen Differenzierer 19 mit einer Umkehrstufe 20 und dem ersten Eingang der zweiten Komparatorstufe 22 verbunden. Die Umkehrstufe 20 ist dem ersten Eingang der ersten Komparatorstufe 21 vorgeschaltet. . ·

Die beiden Komparatorstufen 21 und 22 sind mit ihren Ausgängen an zwei Eingänge einer Speicherstufe 23 angeschlossen. Die Speicherstufe 23 betätigt über einen Schaltverstärker 24 ein Druckminderventil 25, das in eine Bremsleitung 26 eingeschaltet ist und vorzugsweise elektromagnetisch betätigbar ist.

Das zweite Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 unterscheidet sich vom .ersten Ausführungsbeispiel nur durch die Schaltungsanordnung der Umkehrstufe 20 und der ersten Komparatorstufe 21a. Die Umkehrstufe 20 ist über einen zweiten Differenzierer 27 mit dem ersten Eingang der ersten Komparatorstufe 21a verbun-

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den. Der zweite Eingang der ersten Komparatorstufe 21a liegt · an Masse.

In Mg. 2a ist eine Abänderung zu den Blockschaltbildern nach Pig. 1 und Fig. 2 angegeben. Der Spitzengleichrichter 15 ist durch eine Sample-and-Hold-Schaltung 60 ersetzt. Deren beide Eingänge sind an den Ausgang des Sägezahngenerators 13 und an einen zweiten Ausgang, der monostabilen Kippstufe 12 angeschlossen.

In Fig. 3 ist der Schaltplan der Baugruppen 12 bis 22 des ersten Ausführungsbeispiels dargestellt. Die monostabile Kippstufe 12 enthält zwei Transistoren 120, 121, deren Emitter mit einer Minusleitung 40 und deren Kollektoren über Kollektorwiderstände 122, 123 mit einer Plusleitung 41 verbunden sind. Der Kollektor des ersten Transistors 120 ist über einen Widerstand 124 galvanisch an die Basis des zweiten Transistors 121 angekoppelt, während die Rückkopplung vom Kollektor des zweiten Transistors 121 auf die Basis des ersten Transistors 120 kapazitiv über einen Kondensator 125 erfolgt. Zur Erzeugung steilerer Impulsflanken dient ein Kondensator 126 zwischen dem Kollektor des ersten Transistors 120 und der Basis des zweiten Transistors 121. Die Basis des ersten Transistors 120 ist weiterhin über einen Widerstand 127 mit der Plusleitung 41 und über eine Diode mit einer Eingangsklemme 129 verbunden. Die Eingangsklemme 129 dient zum Anschluß des Impulsgebers 11.

Der Sägezahngenerator 13 enthält als Hauptbauteil einen Speicherkondensator 138, der von einer Konstantstromquelle 130 bis 136 über eine Diode 137 während der Pause zwischen zwei Ausgangs impuls en der monostabilen Kippstufe langsam aufgeladen und von einem Schalttransistor Ϊ40 während der Dauer eines Ausgangsimpulses der monostabilen Kippstufe 12 schnell entladen wird.

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Der Speicherkondensator ist mit seiner einen Elektrode an die Minusleitung 40 angeschlossen. Seine andere Elektrode ist über , die Diode 137 mit dem Kollektor eines Transistors 130 verbunden, der im Gegensatz zu allen anderen Transistoren der Schaltung als pnp-Transistor ausgebildet ist. Der Emitter des pnp-Transistors 13O ist über einen Widerstand I3I an den Ausgang der monostabilen Kippstufe 112 angeschlossen. Zwischen dem Ausgang der monostabilen Kippstufe 12 und der Minusleitung 40 liegt der Eingangsspannungsteiler des pnp-Transistors I30. Dieser Eingangsspannungsteiler besteht aus der Heihenschaltung zweier Dioden 133» 134-, eines Trimmpotentiometers 135 "und eines Widerstandes 136. Die beiden Dioden 133, 134 sind in Durchlaßrichtung gepolt und dienen zur Kompensation des Temperaturgangs der Emitter-Basis-Diode des pnp-Transistors I30. Die Basis des pnp-Transistors I30 ist über einen Widerstand 132 an den Abgriff des Trimmpotentiometers 135 angeschlossen.

Der zur Entladung des Speicherkondensators 138 dienende Schalttransistor 140 liegt mit seinem Kollektor am Verbindungspunkt zwischen der Diode 137 und dem Kondensator 138 und mit seinem Emitter am Abgriff eines Spannungsteilers, der aus zwei Widerständen 14-2, 141 besteht. Die Basis des Schalttransistors 140 ist über einen Widerstand 144 mit der Minusleitung 40 und über einen Kondensator 143 mit dem Kollektor des ersten Transistors 120 in der monostabilen Kippstufe 12 verbunden.

Die am Speicherkondensator 138 liegende Spannung wird über einen Widerstand 153 einem Transistor I50 im Spitzengleichrichter 15 zugeführt. Der Transistor I50 dient als Impedanzwandler. Sein Kollektor ist mit.der Plusleitung 4-1 und sein Emitter über einen Widerstand 152 mit der Minusleitung 40 verbunden. Die am Emitterwiderstand 152 abfallende Spannung wird über eine Diode 154· einem Kondensator 155 zugeführt. Dieser

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Kondensator 155 ist durch eine Konstantstromquelle belastet, die aus einem Transistor 151» einem Emitterwiderstand 156 und einem Basisspannungsteiler 158, 157 besteht. Der Entladestrom der Konstantstromquelle 151» 156» 157» 158 wird dabei so eingestellt, daß er wesentlich kleiner ist als der vom Impedanzwandler 150» 152 gelieferte Ladestrom, und zwar zweckmäßig

ρ auf einen Wert, der einer Fahrzeugverzögerung um 100 m/see entspricht.

Die Spannung am Kondensator 155 wird über einen Widerstand der Logarithaierstufe 16 zugeführt, die eingangsseitig einen weiteren Impedanzwandler mit einem Transistor 160 enthält. Parallel zum Emitterwiderstand 161 des Transistors 160 liegt eine Serienschaltung aus einem Widerstand 163 und einer in Durchlaßrichtung gepolten Diode

Die an der Diode 164 abfallende Spannung wird über einen Widerstand 165 dem Bandpaßverstärker 17 zugeleitet. Der Bandpaßverstärker 17 ist als zweistufiger Verstärker mit zwei Transistoren I70» I71 ausgebildet. Der erste Transistor I70 besitzt einen Emitterwiderstand 172 und einen Kollektorwiderstand 177» während der zweite Transistor I7I nur einen Emitterwiderstand I78 aufweist. Der Kollektor des ersten Transistors I70 ist über einen Widerstand I76 an die Basis des zweiten Transistors 171 gekoppelt. Zur Unterdrückung tiefer und hoher Frequenzen dienen Gegenkopplungen und Kurzschlußglieder.

Ein parallel zum Emitterwiderstand 172 liegender Kondensator 174 wird so dimensioniert, daß sich eine Gegenkopplung für tiefe Frequenzen ergibt. Zur Gegenkopplung hoher Frequenzen dient ein Doppel-T-Glied, das zwischen dem Emitter des zweiten Transistors· I7I und der Basis des ersten Transistors 170 liegt. Dieses Doppel-T-Glied besteht aus zwei Widerständen 181, 184 und drei Kondensatoren 183, 182, 175.

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•Hohe Frequenzen werden außerdem durch einen Kondensator 173 kurzgeschlossen, der parallel zum Kollektorwiderstand des ersten Transistors 17O geschaltet ist. .

Dem Bandpaßverstärker 17 ist der Differenz!erer 19 nachgeschaltet, der als aktives Bauelement einen Operationsverstärker 190 enthält. Der nicht invertierende Eingang des Operationsverstärkers 190 liegt über einen Widerstand 19I am Abgriff eines Spannungsteilers, der aus zwei Widerständen 192, 195 besteht. In der Zuleitung zum invertierenden Eingang des Operationsverstärkers I90 liegt ein Eingangswiderstand 194- in Reihe mit einem Differenzierkondensator 195· Ber Ausgang des Operationsverstärkers-I9O ist über einen Widerstand 196 und einen Kondensator 197 scu-f den invertierenden Eingang gegengekoppelt. Der" Eingangswiderstand 194 und der Kondensator 197 dienen zur Unterdrückung hochfrequenter Spannungsspitzen.

Die zweite Komparatorstufe 22 enthält einen nicht gegengekoppelten Operationsverstärker 220, dessen invertierendem Eingang die Ausgangsspannung des Differenzierers 19 über einen Kondensator 198 und einen Eingangswiderstand 224 zugeführt wird. Am nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 220 liegt über einen aus zwei Widerständen 222, 225 bestehenden Spannungsteiler und einen Eingangswiderstand 221 die Ausgangsspannung des Spitzengleichrichters I5. Die Ausgangsspannung des Spitzengleichrichters I5 wird dabei vom Impedanzwandler 160, 161 abgenommen und über eine Verbindungsleitung 43 der Komparatorstuf e 22 zugeführt. Yom Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 198 und dem Eingangswiderstand 224 führt ein Widerstand 226 zur Minusleitung 40.

Die erste Komparatorstufe 21 ist mit einem Operationsverstärker 210 gleich beschaltet wie die zweite Komparatorstufe. Zwi-

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sehen dem Ausgang des Differenzierers 19 und dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 210 liegt noch eine Umkehrstufe 20, die einen Transistor 200 mit einem Kollektorwiderstand 202 und einem Emitterwiderstand 201 enthält. Die Basis des Transistors 200 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen zwei Widerständen 203, 204 verbunden, die zusammen mit einem dritten Widerstand 205 den Basisspannungsteiler bilden. Der Ausgang des Differenzierers 19 ist über einen Kondensator 199 an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 204 und 205 angeschlossen. Der Ausgang des Operationsverstärkers 210 ist mit einer Ausgangsklemme 215 und der Ausgang des Operationsverstärkers 220 mit einer Ausgangsklemme 225 verbunden. Die beiden Ausgangsklemmen werden an die Eingänge der Speicherstufe 23 angeschlossen, wie es aus Fig. 5 ersichtlich ist.

In Fig. 3a ist der Schaltplan der Sample-and-Hold-Schaltung angegeben. Die Sample-and-Hold-Schaltung 60 enthält eingangsseitig einen Impedanzwandler mit einem Transistor 601, einem Eingangswiderstend 606 und einem Emitterwiderstand 607. Ausgangssei tig enthält sie einen v/eiteren Impedanzwandler, der aus der Darlington-Schaltung zweier Transistoren 604 und 605 besbeht. Der Leistungstransistor 605 besitzt einen Emitterwiderstand 613 und der Vortransistor 604 besitzt einen Basiswiderstand 612. An die mit dem Emitter des Leistungstransistors 605 verbundene Ausgangsklemme 617 kann der Eingang der Logarithmierstufe 16, also der Widerstand 162, angeschlossen werden. In gleicher Weise ist eine Eingangskiemme 614 zum Anschluß an den Ausgang des Sägezahngenerators 13, also an den Kollektor des Transistors 140, vorgesehen.

Mit dem Emitter des Eingangstransistors 601 ist der Kollektor eines ersten Längstransistors 602 verbunden. Am Emitter des ersten Längstransistors 602 ist der Kollektor eines zweiten

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Längstransistors 603 angeschlossen. Zwischen den Kollektoren der beiden Längs trans is tor en 602, 603 und der Minusleitung 4-0 liegt je ein Speicherkondensator 609, 611. Mit dem Emitter des zweiten Längstransistors 6Ο3 ist der Basiswiderständ 612 verbunden. Die Basiselektroden der beiden Längstransistoren 602 und 6Ο3 liegen über je einen Eingangs widerstand 608, 610 an zwei Eingangsklemmen 6I5, 616. Die Eingangsklemmen!-615-J 616 können mit den beiden Ausgängen der mono stabilen Kippstufe 12, d. h., mit den Kollektorelektroden der beiden Transistoren 120, 121 verbunden werden.

In Fig. 3b ist eine Schaltung angegeben, die als Ersatz für den zweiten Differenzierer eingesetzt werden kann. Die beiden Eingänge des Operationsverstärkers 210a sind über je einen Widerstand 214- bzw. 211 an den Ausgang der Umkehrstufe 20 und^: über je einen weiteren Widerstand 216 bzw. 21?'"an den Abgriff eines aus zwei Widerständen 212, 213 bestehenden Spannungsteilers angeschlossen. Der nicht invertierende Eingang liegt außerdem über einen Kondensator 218 an der Minus leitung 40.

In Pig. 4 ist eine Sicherheitsschaltung dargestellt, die das Druckminderventil 25 für eine einstellbare Zeit schließt, falls die Steuerschaltung zu schwingen beginnt. Der Ausgang der Speicherstufe 23 ist über eine-zweite monostabile Kippstufe auf einen Eingang rückgeführt. Weiterhin ist der Ausgang der Spei ch er stufe 23 an den Eingang des S chaltvr er stärkers 24, an einen ersten Eingang einer dritten Komparatorstufe 32und/an

angeschlossen. Diese· den Eingang einer dritten monostabilen Kippstufe 30/ist mit dem zweiten Eingang der dritten Komparators tuf.e 32 verbunden. Der Ausgang der dritten Komparatorstufe 32 steuert über eine vierte monostabile Kippstufe 33 die Basis: eines Schalttransistors 35O an, dessen Emitter mit Hasse und dessen Kollektor mit dem Eingang des Schaltverstärkers 24 verbunden ist.

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Nach Fig. 5 ist die Speicherstufe 23 als bistabile Kippstufe mit zwei Transistoren 230, 231 ausgebildet. Die Transistoren 230, 231 besitzen Kollektorwiderstände 232, 233. Jeweils der Kollektor des einen Transistors ist über einen Widerstand 234₅ 235 auf die Basis des anderen Transistors gekoppelt. Von der Anschlußklemme 215 führt ein Widerstand 236 zum Kollektor und eine Diode 238 zur Basis des ersten Transistors 230. In gleicher Weise führt von der Anschlußklemme 225 ein Widerstand zum Kollektor und eine Diode 239 zur Basis des zweiten Transistors 231 ·

Die dritte monostabile Kippstufe 30 enthält eine differenzierende Eingangsschaltung aus einem Kondensator 3H) einem Widerstand 312 und einer Diode 3O8. Zwei Transistoren 300, 3OI weisen K'ollektorwiderstände 302, 3O3 auf. Der Kollektor des ersten Transistors 300 ist kapazitiv über einen Kondensator 304 an die Basis des zweiten Transistors 3OI angekoppelt, während von. Kollektor des zweiten Transistors 3^1 zur Basis des ersten Transistors 300 ein Widerstand 305 führt. Die Basis dec zweiten Transistors 301 ist außerdem über einen Widerstand 306 mit der Plusleitung 41 verbunden.

Die dritte Komparatorstufe 32 enthält einen nicht gegengekoppelten Operationsverstärker 320, dessen beiden Eingängen Eingangsv.'iderständc 321, 322 vorgeschaltet sind.

Die vierte monostabile Kippstufe 33 ist gleich aufgebaut wie die dritte monostabile Kippstufe 30 und unterscheidet sich lediglich in der Dimension!erung der Bauteile von dieser. Die Bezugsziffern der einzelnen Bauteile sind gegenüber der dritten monostabilen Kippstufe 30 um 30 erhöht.

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Der Schaltverstärker 24 besteht aus einem Leistungstransistor 240, dessen Basis ein Widerstand 241 vorgeschaltet ist. Mit der Basis des Leistungstransistors 240 ist außerdem der Kollektor des Schalttransistors 350 verbunden. Die Basis des Schalttransistors 350 ist über einen Widerstand 351 an den Ausgang der vierten monostabilen Kippstufe «33 angeschlossen. Zwischen dem Kollektor des Leistungstransistors 240 und der Plusleitung 41 liegt die Magnetwicklung 251 des Druckminderventils 25·

In Fig. 6 ist in einer Skizze ein.Impulsgeber 11 dargestellt. Er enthält ein Zahnrad 110, das aus weichmagnetischem Material besteht und direkt auf der Achse des Fahrzeugrades befestigt ist. Das Zahnrad 110 besitzt Zähne 111, die voneinander einen Winkelabstand tf aufweisen. Den Zähnen gegenüber ist ein hufeisenförmig gebogenes Joch 112 angeordnet, das ebenfalls aun weichmagnetischem Material besteht und eine Magnetisierungsspule II3 trägt. An den Anschlüssen dieser Magnetisierungnspule.113 können sinusförmige Wechselsparmungsimpulse abgenommen werden, wenn das Joch 112 durch einen Gleichstrom in der Spule II3 vormagnetisie-rt ist.

W Die Fig. 7, 8 und 9 werden in der nachfolgenden Funktionobe·- schreibung der Steuerschaltung näher erläutert.

Es wurde bereits oben als wesentliches Merkmal der Erfindung erwähnt, daß die Größe der Ausganp;nglei.chr.ponnung der Konverterschaltung 13, 15 umgekehrt proportional zur Folgefrequenz der Aur gangs impulse des Impuls geber s 11 ist und daß ζ wi Eichender Konverterschaltung 13, 15 und dom Differenzierer 19 eine Logarithmierstufe 16 eingeschaltet ist. Die Überlegungen, die zu diesen Schaltungsmaßnahmen geführt haben, lassen sich am einfachsten anhand der folgenden mathematischen Betrachtung erklären.

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Ableitungen nach der Zeit werden dabei mit einem Punkt bezeich-

Die Radwinkelgeschwindigkeit ψ ergibt sich aus dem Drehwinkel ψ als Differentialquotient oder in guter Näherung als Differen zenquotient (Ö2

Nimmt man für die Vinkeldifferenz HP den konstanten Zahnabstand ha> des Impulsgebers (siehe Fig. 6), dann ist die Zeitdifferenz At identisch mit dem veränderlichen Impulsabstand τ· Damit ergibt sich für die Radwinkelgeschwindigkeit ψ = ^r (61). Die Radwinkelbesclileunigung erhält man. aus Gleichung (61) durch Differention nach der Zeit: ψ = - A«p*rrL (62). Diese Gleichung (62) läßt sich auf elektronischem V/ege nicht einfach losen. Sie wird daher mit τ multipliziert:

Dabei ist In τ der natürliche Logarithmus von τ· Wenn das Fahrzeugrad zu blockieren beginnt, überschreitet die Radwinkelverzögerung einen oberen Grenzwert ~ψ_ο·> bei den das Druckminderventil 25 geöffnet werden muß. Daraufhin wird das Rad wieder beschleunigt und beim Überschreiten eines positiven Beschleunigungswertes ψ^ muß daa Druckminderventil wieder geöffnet werden.

Die beiden Gleichungen: Χψ_ο ~ Af μ

r'f_s =

werden von der Schaltung nach Fig. 3 auf elektronischem Wege gelöst, und zwar die Gleichung (6Ja) von der zeiten Komparator stufe (21) und die Gleichung (63b) von der ersten Komparator— stufe (21).

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In der ersten monostabilen Kippstufe 12 leitet im Ruhezustand der erste Transistor 120 und der zweite Transistor 121 sperrt. Das bedeutet, daß im Ruhezustand der Kollektor des zweiten Transistors 121 nahezu auf Pluspotential liegt. Wenn vom Impulsgeber 11 ein negativer Impuls auf die Eingangsklemme 129 gegeben wird, springt das Kollektorpotential des zweiten Transistors 121 für die Impulszeit der monostabilen Kippstufe nahezu auf das Potential der Minusleitung 40. Die Konstantstromquelle 130 bis 136 im Sägezahngenerator 13 führt also in der ^ Zeit zwischen zwei Ausgangsimpulsen der monostabilen Kippstufe 12 Strom und lädt den Speicherkondensator I38 auf. Der Speicherkondensator 138 wird um so stärker aufgeladen, je langer die Pause zwischen zwei Ausgangsimpulsen der monostabilen Kippstufe 12 dauert. Die Länge dieser Pause ist nahezu gleich dem Impulsabstand τ, wenn man nur die Impulsdauer der monostabilen Kippstufe 12 klein genug wählt. Während der Impulsdauer der monostabilen Kippstufe 12 v/ird dann der Speicherkondensator 138 wieder entladen.

Die Ausgangsspannung des Sägezahngenerators 13 wird dem Spitzengleichrichter ■15 zugeführt. Der Kondensator 155 wird auf eine Spannung aufgeladen, die proportional zur Spitzenspan-" nung der Sägezahnimpulse und damit auch proportional zum Impulsabstand χ ist. Am Ausgang des Impedanzwandlers 160, 161 in der Logarithm!erstufe 16 liegt daher eine Gleichspannung, die proportional zum Impulsabstand τ und damit umgekehrt proporional zur Radwinkelgeschwindigkeit ψ ist.

Die Sample-and-Hold-Schaltung 60 nach Fig. 2a erfüllt die gleiche Aufgabe wie der Spitzengleichrichter I5, erzeugt aber eine Ausgangs spannung von geringerer Welligkeit. In der Zeit zwischen zwei Ausgangsimpulsen der monostabilen Kippstufe 12 leiten die beiden Transistoren 601 und 602. Dadurch wird der

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erste Speicherkondensator 609 auf eine Spannung aufgeladen, die proportional zum Impulsabstand τ ist. Dagegen sind während der Impulsdauer der monostabilen Kippstufe 12 die beiden Transistoren 601 und 602 gesperrt und der Transistor 603 ist leitend. Während dieser Zeit wird der zweite Speicherkondensator 611, dessen Kapazität wesentlich kleiner als die des ersten Speicherkondensators 609 ist, auf die Spannung des ersten Speiche rkondens at ors 609 aufgeladen. Die Spannung am zweiten Speicherkondensator 611 folgt also mit sehr kleiner Uelligkeit und vernachlässigbarer Verzögerungszeit der Spitzenspannung des Sägezahngenerators IJ.

Damit sind die Gleichungen (63a) und (63b) auf elektronischem Wege lösbar. Die konstanten Schweliierte -Ψ? bzw. <JP_S werden mit den Spannungsteilern 223, 222 bzw. 213, 212 eingestellt und übor die Verbindungsleitung 43 mit der Gleichspannung τ multipliziert. Die Spannungen, die den linken Seiten der beiden Gleichungen (63a) bzw. (63b) entsprechen, werden den beiden zweiten Eingängen der Komparatorotufon 21, 22 zugeführt. Das Minuszeichen in Gleichung (63b) wird dabei durch die Umkehrstufe 20 berücksichtigt. Die beiden rechten Seiten der· Gleichungen (GJ;a), (63b) sind identisch und das entsprechende CO.eiohspmmu:J^gsignal wird vom Differenziere!¹ 19 abgegeben.

Dei-.i Diffo i-^nr.'· cr-oi· .19 ist dia Logarithm, era t ife 16 vorgeschaltet, dio al π j o£i.ri.tiij:iiercndes Bauelement die Halbleiterdiode 164 enthält. Germanium- und Silizium-Dioden weisen nämlich in. ihrer DurclJ a!?kenn3Jnie einen logarithmischen Toil auf. Bei kleinen Durchlaßspannungen leitet die Diode zunächst noch nicht. Oberhalb einer Knickspsnnung (0,7 Volt bei Siliciumdioden) nimmt der Durciilaßstrom in Abhängigkeit von dor Darehlaßspannuug exponentiell zu. Das bedeutet, daß die Durch! --Jirpaninmg logarithmisch, vom Durchlaßt ί "ΐΌΐα abhängt.

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■ In Fig. 8 ist der zeitliche Ablauf eines Regelvorganges dargestellt. Die ausgezogene Kurve 50 gibt den Verlauf der Spannung — (/*sxr)· Die gestrichelte Kurve 51 gibt den Verlauf der EingangsspannungT^₀ der zweiten Komparatorstufe 22 und die gestrichelte Kurve 52 den Verlauf der Eingangsspannung der ersten Komparatorstufe 21.

Wenn die Blockierschutzvorrichtung anspricht, läuft ein Bremsvorgang genau so wie bei den bekannten Steuerschaltungen für \ Blockierschutzvorrichtungen ab. Nach dem Betätigen des Bremspedals nimmt die Bremsverzögerung zunächst gemäß "Kurve 50 zu, bis der erste mit 0 bezeichnete Punkt erreicht ist. An diesem Punkt ist A^J^/^Ctr^ gleich dem eingestellten Schwellwert tS_o Die zweite Komparatorstufe 22 spricht an und öffnet das"Druckminderventil" 25? so daß die Bremsverzögerung abnimmt und das Rad positiv beschleunigt wird, bis der erste mit S bezeichnete Punkt erreicht ist. Hier spricht die erste Komparatorstufe 21 an und schließt das Druckminderventil wieder. Dieser Vorgang wiederholt sich periodisch bis zum .Stillstand des Fahrzeugs zum Zeitpunkt ti.

Das bis jetzt beschriebene Ausführungsbeispiel einer Steuer- w schaltung ermöglicht eine Blockierschutzregelung, die wesentlich- schneller anspricht als die bekannten Blockiersehutzvorricntungen. Ein Tiefpaßfilter fehlt vollständig, und der Spitzengleichrichter 15 bringt eine Verzögerungszeit von weniger als 0,1 Millisekunden mit sich. Der Bandpaßverstärker 17 wird zweckmäßig so dimensioniert, daß seine Verstärkung bei einer unteren Grenzfrequenz von 7 Hz und bei einer oberen Grenzfrequenz von 35 Hz jeweils um 3 dB abfällt. Er hat dann eine Verzögerungszeit von 3 Millisekunden und unterdrückt zuverlässig geringfügige Schwankungen der Amplitude und der Frequenz der Ausgangsimpulse des Impulsgebers 11, wie sie

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beim Durchfahren von Schlaglöchern auftreten können. Da der Differenzierer 19 nur eine sehr kleine Verzögerungszeit von etwa 0,5 Millisekunden mit sich bringt, ist die gesamte Verzögerungszeit der Steuerschaltung nach Fig. 1 um einen Faktor 10 kleiner als bei den bekannten Steuerschaltungen.

Bei Verwendung der Sample-and-Hold-Schaltung 60 läßt sich die Verzögerungszeit noch weiter herabsetzen, da der Bandpaßverstärker 17 nicht mehr unbedingt erforderlich ist. Die Verzögerungszeit von 3 Millisekunden fällt damit weg und die Verzögerungszeit der Sample-and-Hold-Schaltung 60 ist noch kleiner als die des Spitzengleichrichters I5.

Mit dem zweiten Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 läßt sich noch eine weitere Schwierigkeit beseitigen. Der Verlauf der Bremskraft E_B über dem Schlupf S nach Fig. 7 zeigt deutlich, daß man den Arbeitspunkt A anstreben muß, bei dem die Bremskraft ihr Maximum erreicht. Da bei den bekannten Steuerschaltungen und beim ersten Ausführungsbeispiel nur die Radbeschleunigung gemessen wird, stellt man bei bestimmten Straßenzuständen unter Umständen einen Arbeitspunkt B ein, der jenseits des Maximums liegt. Auf sehr glatten Straßen blockiert nämlich das Rad ziemlich schnell und kommt fast zum Stillstand, d. h., man erreicht z. B. etwa 80 % Schlupf. Dann wird das Druckminder-, ventil geöffnet und das Rad wird wieder positiv beschleunigt. Der eingestellte Schwellwert für das Schließen des Druckminderventils wird dann z. B. schon etwa bei 50 % Schlupf (Punkt B) "erreicht. Beim Arbeitspunkt B ist jedoch die Seitenführungskraft des Rades wesentlich schlechter als beim Arbeitspunkt A, so daß das Fahrzeug unter Umständen zum Schleudern neigt. Wenn man genau den Arbeitspunkt A erreichen will, muß man abwarten, bis die Bremskraft und damit die positive Radwinkelbeschleunigung ψ ihren Maximalwert A erreicht hat.

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Das Maximum von ψ ist dann erreicht, wenn die dritte Ableitung des Drehwinkels nach der Zeit ψ oder die zweite Ableitung der Winkelgeschwindigkeit nach der Zeit ψ gleich Null wird.

Die folgende mathematische Betrachtung soll verdeutlichen, mit welchem Schaltungsmaßnahmen man den Wert von <p bestimmen kann.

Aus Gleichung (62) erhält man durch weitere Differentiation:

Das Glied "T^-L erhält man durch Differentiation von ^- nach

der Zeit: °L ft) = ^T^ ~^τ - HE- £*

Wenn man die Gleichung (65) in- Gleichung (64) einsetzt, erhält man den Ausdruck tür ψ ι „

Das zweite GliedTT^Jläßt sich auf elektronischem Wege leicht ψ durch den zweiten Differenzierer 27 aus der Ausgangsspannung des ersten Differenzierers 19 bestimmen. •jp/ in Gleichung (66) nicht einfach

bestimmbar. Bei praktischen Versuchen hat sich jedoch das überraschende Ergebnis gezeigt, daß man die Verzögerungszeit der gesamten Steuerschaltung, in guter Näherung kompensieren kann, wenn man das Glied mit up) und den vor der eckigen Klammer stehenden Paktor ^- _# vernachlässigt, wenn, man also einfach ansetzt ψ Cr "AfJfI^)' ^Die erste Komparator stufe 21a spricht schon an, bevor ψ= O erreicht ist. Der prozentuale Fehler, den man macht, wenn man[|) = O setzt, ist um so größer, je größer der Impulsabstand ι ist.

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Es erweist sich hier als günstig, daß in der erfindungsgemäßen Steuerschaltung alle Spannungswerte auf den Impulsabstand und nicht auf die Winkelgeschwindigkeit bezogen sind. Der Einsatz des ersten Schwellwertschalters 21a wird gegenüber dem Zeitpunkt, bei dem ψ gleich Null ist, um einen um so größeren Prozentsatz des Impulsabstandes τ vorverlegt, je größer dieser Impulsabstand τ ist. Die Zeitkonstante des Systems ist um so größer, je größer der Impulsabstand τ, d. h. $e kleiner die Ladewinkelgesclrwindigkeit ist. Die obengenannte Näherung.kom^ pensiert die Zeitkonstante insofern, daß sie bei großem τ den/ Schwellwertschalter weiter vorverlegt. Man kann daher eine von der Radwinkelgeschwindigkeit nahezu unabhängige zeitliche Vor-.verschiebung des Einsatzes der ersten !Comparatorstufe 21a erreichen und damit die an sich schon kleine Verzögerzungszeit der Steuerschaltung praktisch vollständig kompensieren.

Der Regelvorgang läuft also beim zweiten Ausführungsbeispiel anders ab als beim ersten Ausführungsbeispiel. Das Druckminderventil wird geöffnet, wenn die Radwinkelverzögerung einen oberen Grenzwert überschreitet, und es wird kurz bevor die zweite Ableitung der Geschwindigkeit nach der Zeit ψ gleich Null wird, wieder geschlossen. Damit ist es möglich, den Arbeitspunkt A nach Fig. 7 unabhängig vom Straßenzustand genau einzuhalten. Gerade: die Berücksichtigung verschiedener Reibungskoeffizienten bei verschiedenen Straßenzuständen war bei den bekannten Steuerschaltungen für Blockierschutzvorrichtungen nur mit großem elektronischen Aufwand realisierbar. Die beschriebene Steuerschaltung erfüllt also erstens die eingangs genannte Forderung nach wesentlicher Verkleinerung der Verzögerungszeit ohne Erhöhung des elektronischen Aufwands. Zeitens ermöglicht darüber hinaus das zweite Ausführungsbeispiel noch eine genaue Berücksichtigung des Straßenzustandes, wobei nur ein einziger weiterer Differenzierer 27 notwendig ist.

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Die Schaltung des zweiten Ausführungsbeispiels läßt sich nach Fig. 3b weiter vereinfachen, so daß man auf den zweiten Diffe-.renzierer 27 verzichten kann. Die Ausgangsspannung der Umkehrstufe 20 wird den beiden Eingängen des Operationsverstärkers 210a zugeführt. Der Kondensator 218 bewirkt dabei eine Phasenverschiebung zwischen den beiden Eingangsspannungen 60 und

nach Fig.-9. Beim Maximum· der Funktion ^- ergibt sich ein Wech-

sei des Vorzeichens der Differenz zwischen den beiden Eingangsspannungen 60 und 61, so daß der Operationsverstärker 210a uinschaltet. Die Kurve 62 zeigt den entsprechenden Verlauf der Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 210a.

Die Schaltung nach Fig. 3b bringt den weiteren Vorteil, daß auch bei plötzlichem vollständigem Blockieren des Rades ein Vorzeichenviechsel der Differenz der Eingangs spannungen 60, auftritt, so daß auf jeden Fall das Druckminderventil wieder geschlossen wird.

Eine weitere Schwierigkeit aller bekannten Blockiersclrutzsteuerschal tung en besteht darin, daß diese Schaltungen empfindlich sind gegen Einstreuungen von StÖ3?impulsen. Solche Störimpulse können in der Steuerschaltung Schwingungen anregen, so daß plötzlich ohne ersichtlichen Grund.das Druckminderventil "25 mit einer relativ hohen Frequenz von 40 bis 50 Hz geöffnet und geschlossen wird. Es ist prinzipiell möglich, solche Eegelschwingungen durch ein Tiefpaßfilter auszufiltern, das zwischen der Speicherstufe 23 und dein Schaltverstärker 24 angeordnet ist. Ein solches Tiefpaßfilter bringt jedoch eine weitere Verzöge"-, rungszeit mit sich, was ja bei der beschriebenen Steuerschaltung gerade vermieden werden soll. Es hat sich daher als vorteilhaft erwiesen, ein digitales Tiefpaßfilter nach Fig. 4 vorzusehen.

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Die normale Regelfrequenz der Steuerschaltung beträgt etwa 6 Hz. Eine maximale Regelfrequenz von 20 Hz ist ebenfalls noch zulässig. Man dimensioniert daher die dritte monostabile Kippstufe für eine Impulsdauer von etwa 50 Millisekunden. Wenn die Speicherstufe 23 einen positiven Ausgangsimpuls abgibt und damit das Druckminderventil 25 über die Steuerleitung 44· öffnet, beginnt gleichzeitig ein Impuls der dritten monostabilen Kippstufe 30. Die Ausgangsspannung der dritten Komparatorstufe 32 ist normalerweise negativ, da die Steuerleitung 44· an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 320 angeschlossen ist. Sie kann Jedoch positiv werden, wenn dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 320 von der dritten monostabilen Kippstufe 3.0 eine positive Spannung zugeführt wird und wenn gleichzeitig die Eingangs spannung des invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers 320 negativ ist. Das ist der "Fall, wenn der Aus gangs impuls der Speicherstufe 23 früher aufhört als der Ausgangsimpuls der monostabilen.Kippstufe 30. Ein solches früheres Aufhören ist aber ein Anzeichen für eine nicht erwünschte Schwingung der Steuerschaltung.

Sobald das Aus gangs signal der dritten Komparatorstuf e 32 positiv ist, wird die vierte monostabile Kippstufe 33 in ihren nicht stabilen Zustand gekippt und sperrt über den Schalttransistor 350 ä^en Leistungstransistor 240, so daß das Druckminderventil 25 geschlossen bleibt, bis die Impulszeit der vierten monostabilen Kippstufe von vorzugsweise etwa 50 Millisekunden abgelaufen ist. Innerhalb von diesen 50 Millisekunden sind in der Regel solche unerwünschten Schwingungen wieder abgeklungen.

Zum Abschluß sei noch auf die Sicherheitsschaltung für die Speicherstufe 23 hingewiesen. Diese Speicherstufe ist nach den Fig. 1 und 2 als monostabile Kippstufe ausgebildet. Die Impulszeit dieser monostabilen Kippstufe beträgt etwa 200 Millisekunden, so daß das Druckminderventil 25 nach 200 Millise-

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auf jeden Pall wieder geschlossen wird, auch wenn kein Beschleunigungssignal vom Fahrzeugrad kommt. Damit kann das Fahrzeug nicht bei einem Versagen des Impulsgebers oder des Sägezahngenerators nach einem einmaligen Einsitzen des Druckminderventils ungebremst weiterfahren. Nach Fig. 4 ist dagegen die Speicherstufe 23 als bistabile Kippstufe ausgebildet, deren Ausgang über eine zweite monostabile Kippstufe 28 auf den Eingang rückgeführt ist. Damit läßt sich das gleiche Ziel erreichen und man kann außerdem bei Versuchsschaltungen die Rückstellzeit noch einstellbar machen.

Zu den bereits beschriebenen Vorteilen kommt daher noch eine Sicherheit gegen Ausfall von Teilen der Steuerschaltung und eine Sicherung gegen unerwünschte Schwingungen der Steuerschaltung. Eine Vereinigung aller dieser genannten Vorteile ist bei den bekannten Steuerschaltungen nur mit erheblich größerem elektronischen Aufwand zu verwirklichen.

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Claims (1)

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   Ansprüche

   1.1 Steuerschaltung für eine auf wenigstens ein Fahrzeugrad wirkende Blockierschutzvorrichtung, mit einem Impulsgeber, dessen Ausgangsimpulse eine zur Raddrehzahl proportionale Folgefrequenz aufweisen, mit einer Konverterschaltung, die aus den Ausgangsimpulsen eine frequenzabhängige Gleichspannung erzeugt, mit einem Differenzierer, der aus der frequenzabhängigen Gleichspannung ein Beschleunigungssignal bildet, und mit einer Komparatorschaltung, die ein in eine Bremsleitung eingeschaltetes Druckminderventil in Abhängigkeit vom B.eschleunigungssignal ansteuert, dadurch gekennzeichnet, daß die Größe der Ausgangsgleichspannung der Konverterschaltung (13, 15) umgekehrt proportional zur Folgefrequenz der Ausgangsimpulse des Impulsgebers (11) ist und daß zwischen der Konverterschaltung (13, 15) und dem Differenzierer (19) eine Logarithmierstufe (16) eingeschaltet ist.

   2. Steuerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß in der Komparatorschaltung ein zweiter Differenzierer (27) zum Erfassen der zweiten Ableitung der Radwinkelgeschwindigkeit nach der Zeit vorgesehen ist.

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   3. Steuerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Konverterschaltung aus einer Serienschaltung eines Sägezahngenerators (13) und eines Spitzengleichrichters (15) besteht.

   4. Steuerschaltung nach Anspruch 3₅ dadurch gekennzeichnet, daß dem Sägezahngenerator (13) eine monostabile Kippstufe

   ™ (12) vorgeschaltet ist, die aus den Ausgangsimpulsen des Impulsgebers (11) Rechteckimpulse mit frequenzunabhängiger Impulsdauer formt.

   5· Steuerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator (13) einen Speicherkondensator (138) enthalt, daß zum.Aufladen des Speicherkondensators (138) eine erste Konstantstromquelle (13O"...... 137) vorgesehen ist, die während der Pause zwischen zwei Ausgangsimpulsen der monostabilen Kippstufe (12) Strom, führt, daß zum Entladen des Speicherkondensators ein Schalttransistor (140) vorgesehen ist, der während der Dauer eines Ausgangsimpulses der monostabilen Kippstufe (12) leitet, und daß die EntladeStromstärke wesentlich-größer als die Aufladestromstärke ist.

   6. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 5i dadurch gekennzeichnet, daß der Spitzengleichrichter (15) aus einem Impedanzwandler (I50, 152, 153), einer Diode (154),

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   einem Kondensator (155) und einer zur Entladung des Kondensators (155) dienenden Konstantstromquelle (151? 156, 157, 158) besteht.

   7· Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Logarithmierstufe (16) und dem Differenzierer (19) ein Bandpaßverstärker eingeschaltet ist, dessen Durchlaßkurve ihren Maximalwert im Bereich der normalen Regelfrequenz der Blockierschutzvorrichtung aufweist.

   8. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7» dadurch gekennzeichnet, daß die Logarithmierstufe (16) als logarithm! er ende s Bauelement wenigstens eine Halbleiterdiode aufweist, die im Bereich des Knicks ihrer Durchlaßkennlinie betrieben wird.

   9. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Komparatorschaltung eine erste (21) und eine zweite (22) Komparatorstufe und eine Speicherstufe (23) enthält.

   10. Steuerschaltung nach Anspruch 9» dadurch gekennzeichnet, daß der erste Eingang der ersten Komparatorstufe (21) über eine Umkehrstufe (20) und der erste Eingang der zweiten ' Komparatorstufe (22) direkt an den Ausgang des Differen-

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   zierers.(19) angeschlossen ist und daß die zweiten Eingänge der beiden !Comparatorstufen (21, 22) an den Ausgang des Spitzengleichrichters angeschlossen sind.

   11. Steuerschaltung nach Anspruch 9> dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Differenzierers (19) mit dem ersten Eingang der zweiten !Comparatorstufe direkt und mit dem

   | ersten Eingang der ersten !Comparatorstufe über eine Reihenschaltung aus einer Umkehrstufe (20) und einem zweiten Differenzierer (27) verbunden ist und daß der zweite Eingang der ersten !Comparatorstufe mit Masse und der zweite Eingang der zweiten !Comparatorstufe mit dem Ausgang des

   Spitzengleichrichters (15) verbunden ist.

   12. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Komparatorstufen (21, 22) an zwei Eingänge der Speicherstufe (23)

   * angeschlossen sind und daß das Druckminderventil (25) von der Speicherstufe (23) über einen Schaltverstärker (24) betätigbar ist.

   13· Steuerschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet., daß die Speicherstufe (23) als monostabile Kippstufe ausgebildet ist.

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   . Steuerschaltung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Speicherstufe (23) als bistabile Kippstufe ausgebildet ist und daß in einer vom Ausgang zum Eingang der Speicherstufe (23) führenden Rückführungsleitung eine monostabile Kippstufe mit einstellbarer Impulsdauer liegt.

   15· Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 14-, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Komparatorschaltung (20, 21, 22, 23) und dem Schaltverstärker (24) ein Tiefpaßfilter als Sicherheitsschaltung vorgesehen ist.

   16. Steuerschaltung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter in digitaler Schaltungstechnik aufgebaut ist und wenigstens eine dritte monostabile Kippstufe (30) enthalt, die über einen Schalttransistor (350) den Eingang des Schaltverstärkers (24) kurzschließt, wenn die Folgefrequenz der Ausgangsimpulse der Komparatorschaltung (20, 21, 22, 23) einen oberen Grenzwert überschreitet.

   17. Steuerschaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang der Speicherstufe (23) mit dem Eingang der dritten monostabilen Kippstufe (30) und mit einem ersten Eingang einer dritten Komparatorstufe (32) verbunden ist, daß der Ausgang der dritten monostabilen Kippstufe (30) mit dem zweiten Eingang der dritten Komparatorstufe (32)

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   verbunden ist und daß die dritte !Comparatorstufe (32) den Schalttransistor (350) ansteuert.

   18. Steuerschaltung nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der dritten Komparatorstufe (32) und dem Schalttransistor (350) eine vierte monostabile Kippstufe (33) liegt, die den Schalttransistor (350) nach dem Ansprechen der dritten Komparatorstufe (32) für eine einstellbare Zeit leitend hält. .

   19. Steuerschaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß an Stelle des Spitzengleichrichters (15) eine Sample-aiid-Hold-Schaltung (60) vorgesehen ist.

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