DE2806852C3

DE2806852C3 - Verstärkereinrichtung

Info

Publication number: DE2806852C3
Application number: DE2806852A
Authority: DE
Inventors: George Westport Mass. Moreau
Original assignee: Raytheon Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1977-02-17
Filing date: 1978-02-17
Publication date: 1981-04-09
Also published as: AU3276878A; IT7848084A0; AU511240B2; IT1102366B; CA1134919A; NO780520L; GB1564682A; NO146561B; DE2806852B2; JPS53102652A; US4092610A; DE2806852A1; ES467054A1; NO146561C

Description

Verstärkereinrichtungen für elektrische Signale verwenden häufig Verstärkerelemente, wie zum Beispiel Transistoren oder gesteuerte Siliziumgleichrichter, die abwechselnd in den Zustand des Nichtleitens und in den Zustand des Leitens überführt werden, bei dem ein Sättigungsstrom oder ein diesem nahekommender Strom durch das Vers'.ärkerelement fließt. Ein derartiger Betrieb der Verstärkerelemente verringert das Produkt aus Spannung und Strom auf ein Minimum und damit den Leistungsverlust im Verstärkerelement selbst, während ein Maximum an Leistung an eine nachgeschaltete Last abgegeben werden kann. Falls das Verstärkerelement ein Transistor ist. kann zwar der Idealzustand, dal) nämlich kenn I i'iMuiig durch dv Transistor vlhst wtbi.iucht wird, bekanntlich nicht erreicht werden, denn sowohl mit jeder Änderung der Wellenform des Signals als auch durch die Verlagerung der Ladungsträger im Basis-Emitter-Bereich des Transistors wird Leistung verbraucht

Durch die ständig zunehmenden Leistungsanforderungen bei Verstärkereinrichtungen der Nachrichtentechnik, zum Beispiel Unterwassersignalisierungssystemen mit Schallwellen, bei denen höhere Leistungen an ausgestrahlter Schaltenergie für die Überbrückung größerer Entfernungen erforderlich sind, ergeben sich besondere Probleme: Ein einzelner Transistor kann die gewünschte Leistung nicht mehr aufbringen, es müssen vielmehr mehrere Transistoren mit der Last gekoppelt werden, wobei jedoch die Gefahr ansteigt, insbesondere bei einem Brückenschaltkreis, daß bei einem Ungleichgewicht der augenblicklich an jedem der Transistoren anliegenden Signale, einer der Transistoren zerstört wird

Ein weiteres Problem ist dadurch bedingt, daß bei einer Verstärkereinrichtung mit Transistoren, bei der die Transistoren abwechselnd in den leitenden und den nichtleitenden Zustand überführt werden, durch Beibehalten der Phaseninformation des zu verstärkenden Signals alle Amplitudenänderungen des Signals unterdrückt werden und damit die Amplitudeninformation zerstört wird. Das ist besonders von Nachteil bei Anwendungen, bei denen gerade ein Signal mit sich ändernder Amplitude an eine Last abgegeben werden soll.

Zur Lösung der vorstehend angegebenen Probleme ist es aus der US-Patentschrift 39 31 581 bekannt, einen Rechteckwellenträger mit dem zu verstärkenden Signal durch Pulslängenmodulation zu modulieren und dann mit den Impulsen Verstärkergruppen einer Verstärkeranordnung, insbesondere einer Verstärkerbrückenschallung nacheinander ein- und auszuschalten. Die Ausgangssignale der im sättigungsnahen Bereich betriebenen Verstärker werden nach Filterung an einen Verbraucher w eitergegeben.

Ein Kurzschluß durch einen überlappten Betrieb der Verstärker wird bekanntermaßen dadurch vermieden, daß die Modulatorausgangsimpulse vor Weitergabe an die Verstärker durch Signalformmittel so verändert werden, daß der Betrieb der einzelnen Verstarkergruppen durch Zeitintervalle getrennt ist.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Verstärkerschal tung mit einem Modulator zur Pulslängenniodulation eines Trägers entsprechend einem zu verstärkenden Signal, ferner mit einer über Filtermittel an eine Last angekoppelten Verstärkeranordnung, deren Verstärker gruppenweise nacheinander abhängig von den Ausgangsimpulsen des Modulators ein- und ausschaltbar ist sowie mit zwischen dem Modulator und der Verstärkeranordnung gelegenen Signalformmitteln zur Veränderung der Impulsdauer der Modulatorausgangsimpulse derart, daß eine zeitliche Überlappung des Betriebes der Verstärkergruppen vermieden wird, so auszubilden, daß die Gefahr eines Kurzschlusses aufgrund einer Überlappung des Verstärkerbetriebes auch dann vermieden wird, wenn der zeilliche Abstand der Einschaltung der Verstärkergruppen nur gering ist.

Diese Aufgabe w ird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß jedem Verstärker ein Abschaltkreis zur beschleunigten Abschaltung jedes Verstärkers abhängig vom Auftreten des Impulsrückens der Ausgangsimpulse der Signalformmit'.el zugeordnet ist.

Fine derartige Ausbildung der Verstärkerschaltung l.ihi es. den zeitlichen Abstand zwischen den

Betriebsphasen der Verstärker oder Verstärkergruppen sehr gering zu halten, da unmittelbar nach dem durch die Signalformmittel bestimmten Ende der Impulse die Verstärker tatsächlich ihren Betrieb einstellen und folglich eine einen Kurzschluß bewirkende Überlappung dss Verstärkerbetriebes vermieden wird. Enthalten die Verstärker jeweils einen Transistor, so ist erfindungsgemäß dafür Sorge getragen, daß jeder Abschaltkreis Einrichtungen zum Abführen von Ladungsträgern aus dem Emitter-Basis-Bereich des betreffenden Verstärkertransistors bei Auftreten des Impulsrückens der Ausgangsimpulse der Signalformmittel enthält.

Jeder Abschaltkreis kann eine eigene Stromversorgung in Gestalt eines Kondensators enthalten, der während des Leitens des Verstärkertransistors aufgeladen wird und bei Auftreten des Impulsrückens der Ausgangsimpulse der Signalformmittel entladen wird.

Einzelheiten der Verstärkerschaltung für transistorisierte Verstärker bilden Gegenstand des anliegenden Anspruches 4. Nachfolgend werden Einzelheiten eines bevorzugten Ausführungsbeispieles unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert Es stellt dar

F i g. 1 das Blockschaltbild einer Verstärkereinrichtung, wobei ein von einem Mikrofon erzeugtes Signal nach der Verstärkung über einen Lautsprecher wieder abgestrahlt wird, zusammen mit einem Diagramm zur Darstellung der vom Modulator erzeugten Wellenform,

Fig. 2 die Schaltung für die Einrichtung zur Änderung der Wellenform gemäß F i g. 1.

Fi g. 3 das Prinzipschaltbild eines Treiberverstärkers und eines Brückenverstärkers gemäß F i g 1 mi' der Anschaltung der Last über einen Filterkreis.

F i g. 4 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform des Brückenverstärkers gemäß F 11* 1 und 3 für den Fall, daß anstelle des Lautsprechers gemäß F i g. 1 eine kapazitive Last, beispielsweise in F orm eines Ultraschallwellenerzeugers, verwendet wird und eine Abstimmspule innerhalb des Brückenverstärkers vorgesehen ist.

Fig. 5 das Prinzipschaltbild eines Verstärkers des Brückenverstärkers gemäß F i g. 3 und 4 und

Fig. 6 das Prinzipschaltbild eines Dämpfungsschaltkreises gemäß F i g. 3.

Das in Fig. t gezeigte Blockschaltbild einer Verstärkereinrichlung 20 dient zur Verstärkung von elektrischen Signalen eines Mikrofons 22. die an eine Last 24, zum Beispiel ein Lautsprecher zur Ausstrahlung von Schallwellen, weitergeleitet werden so'len. Gemäß der Erfindung Desteht die Verstärkereinrichtung 20 aus einem Vorverstärker 26, einem Differentialverstärker 28. einem Tiefpaßfilter 30. einem Pulslängenmodulator 32, einem Rechteckwellengenerator 34, einem Wellenformänderer 36, der im einzelnen anhand von F i g. 2 beschrieben wird, einer Verslärkeranordnung 38, die aus einem Treiberverstärker 40 und einem Brückenverstärker 42 besteht, was anhand von Fig. 3 näher beschrieben werden wird, und einem Bandfilter 44. Ein Diagramm 46 zeigt den zeitlichen Verlauf zweier Kurvenformen zueinander, wobei die obere Kurve einen Teil einer Sinuswelle darstellt, die von dem Verstärker 28 den' Mod' ' · ^Ί2 als Signal zugeführt wird, während die untere Kurve des Diagramms 46 eine längenmodulierie Rechteckkurve zeigt, die von dem Modulator 32 geliefert und dem Wellenformänderer 3b zugeführt wird.

Während des Betriebes werden Schallwellen duivh das Mikrofon 22 in elektrische Signale umgebet/t, daden Vorverstärker 26 verstärkt und dann den Eingangsklemmen des Differentialverstärkers 28 zugeführt werden. Ein Rückkopplungssignal von der Ausgangsleitung 48 des Brückenverstärkers 42 wird

über das Filter 30 geleitet und einem zweiten Eingang des Differentialverstärkers 28 zugeführt. Hat die auf das Mikrofon 22 einwirkende Schallwelle eine Sinusform, so ist das über das Filter 32' ausgeFilterte Rückkopplungssignal ebenfalls eine Sinuswelle mit dem Ergebnis, daß

to das Ausgangssignal des DifferentiaWerstärkers 28 entsprechend der oberen Kurve des Diagramms 46 ebenfalls eine Sinusform aufweist. Abhängig von der jeweils vorliegenden Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers 28 moduliert der Modulator 32 die Dauer oder Länge der von einem Rechteckwellengenerator 34 zugeführten Impulse, so daß eine digitale Wellenkurve entsteht, die entsprechend der unteren Kurve des Diagramms 46 aus einer Folge von Impulsen mit einer konstanten Impulswiederholungsfrequenz aber mit sich ändernder Dauer besteht. Die Impulswiederholfrequenz des vom Modulator 32 erzeugten Signals ist dieselbe wie die der vom Generator 34 erzeugten Rechleckwelle. Die Länge der einzelnen Impulse vergrößert sich bei positiven Werten der oberen Kurve des Diagramms 46 und verkleinert sich bei negativen Werten der oberen Kurve.

Der Wellenformänderer 36, wie er zum Beispiel in Fig. 2 gezeigt ist, verzögert jeweils die Vorderfianke eines jeden positiven Übergangs und eines jeden

negativen Übergangs des vom Modulator 32 zugeführten Signals. Die Verzögerung der Übergänge der zugeführten Wellenkurve liefert die Zeit für einen Sperrschaltkreis zur Steuerung des Verstärkers 42. wie er in F i g. 3 dargestellt ist. Die Verstärkeranordnung 38 verstärkt die über die Anschlußleitung 50 vom Wellenformänderer 36 zugefuhrten Signale und leitet die verstärkten Signale über die Anschlußleitungen 52 an das Filter 44 weiter, wobei ein Teil des Signals aul den Leitungen 52 über die Anschlußleitungen 48 dem Filter 30 zugeführt wird. Das Filter 44 hat einen Durchlaßbereich, der zwar das ganze Spektrum des dem Mikrofon 22 zugeführten Signals zur angeschlossenen Last 24 durchläßt, der aber eng genug ist. um Oberweilen des dem Mikrofon 22 zugefuhrten Signals und um Signale mit der Wiederhohlfrequenz der vom Generator 34 gelieferten Rechteckwelle zu unterdrükken. Das Filter 30 weist ebenfalls eine genügende Bandbreite auf. um das Frequenzgemisch des dem Mikrofon 22 zugefuhrten Signals durchzulassen, jedoch ist seine Grenzfrequenz so gewählt, daß höherfrequente Gemischanteile ausreichend bedämpft und in der Phase gedreht werden, um in an sich bekannter Weise eine stabile Rückkopplungsschleife zu ermöglichen. Das vom Generator 34 erzeugte Rechteckwellensi^nal dient also als Träger, der mit dem Mikrofonsignal 22 moduliert wird, wobei die Spektrallinie des Trägers bei der unteren Kurve des Diagramms 46 im wesentlichen entfällt, insbesondere, wenn der Modulationsgrad des Modulators 32 sich 100% annähen, so daß nur wenig Leistung der Trägerspektrallinie von der Verstärkeranordnung 38 verstärkt wird. Eine mögliche Restleistung mit der Trägerfrequenz wird durch das Filter 44 unterdrückt. Im Hinblick auf die Rückkopplungsschleife erzeugt der Differentialverstärker 28 eine Differenz zischen dem Rückkopplungs- und dem Mikrofonsignal, so daß der die Differenz zwischen dem Mikrofon- und dem Rückkopplungssignal liefernde Ausgang des Verstärkers 28 gleichfalls Jls Schleifenkorreklursignal

dient. Auf diese Weise folgt die Amplitude des über das Filter 44 der Last 24 zugeführten Signals genau und linear der Amplitude des Mikrofonsignals 22.

Wie F i g. 2 zeigt, besteht der Wellenformänderer 36 aus zwei niionostabilen Multivibratoren 54 und 56 sowie einem Inverter 58 und zwei UND-Gliedern 60 und 62. Das Eingangssign.il für den Wellenformänderer 36 wird vom Modulator 32 in Fi g. 1 über die Anschlußleitung 64 zugeführt und ein Paar von Ausgangssignalen speist über die Leitungen 50 den Treiberverstärker 40 in Fig. 1. Das zugehörige Diagramm 66 zeigt den zeitlichen Verlauf von drei Kurven. Die obere Kurve gibt das über die Anschlußleitung 64 zugeführte Eingangssignal wieder, während die mittlere Kurve das am UND-Glied 60 erzeugte Ausgangssignal und die untere Kurve das am UND-Glied 62 erzeugte Ausgangssigna! darstellt. Die obere Kurve des Diagramms 66 stellt einen Teilausschnitt der unteren Kurve des Diagramms 46 von F i g. 1 dar, und zwar als Beispiel einen Teil, bei dem die Pulslänge gleich der Pause zwischen zwei aufeinanderfolgenden Impulsen ist.

Das über die Anschlußleitung 64 zugeführte Eingangssignal wird über den Multivibrator 54 dem einen Eingang des UND-Gliedes 60 und direkt dem zweiten Eingang des UND-Gliedes 60 zugeführt. Weilerhin wird es über einen Inverter 58 wiederum über einen Multivibrator 56 dem einen Eingang des UND-Gliedes 62 und direkt dem zweiten Eingang des UND-Gliedes 62 zugeführt. Der Multivibrator 54 wird durch die positiv gerichtete Flanke eines jeden Impulses des Eingangssignale«; getriggert, so daß jedesmal ein negativer Impuls von wesentlich kürzerer Dauer als der steuernde Impuls des Eingangssignals entsteht, der in F i g. 2 mit 68 bezeichnet ist und dessen Dauer der nachfolgend als Totzeit bezeichneten Zeitdauer entspricht. Der Multivibrator 56 arbeitet in der gleichen Weise wie der Multivibrator 54. jedoch wird er durch positiv gerichtete Flanke der einzelnen Impulse des invertierten Einganssignales auf der Anschlußleitung 64 getriggert. Der dabei jeweils erzeugte negative und mit 70 bezeichnete Impuls hat die gleiche Länge wie der die Totzeit festlegende Impuls 68 Das UND-Gatter 60 liefert ein logisches Ausgangssignal »1« oder »high«, wenn an beiden Eingangsklemmen der Zustand »high« vorliegt. In gleicher Weise liefert das UND-Gatter ein logisches Ausgangssignal »1« wenn an beiden Eingangsklemmen der Zustand »high« vorliegt. Im Ergebnis weisen die vom UND-Glied 60 erzeugten Impulse eine gegenüber den korrespondierenden Impulsen des Eingangssignals auf der Anschlußleitung 64 verkürzte Länge auf, wobei die Längenverkürzung der Totzeit entspricht. In gleicher Weise sind die vom UND-Glied 62 erzeugten Impulse gegenüber den invertierten Impulsen des Signals auf der Anschlußleitung 64 verkürzt, wobei die Verkürzung ebenfalls der Totzeit entspricht. Diese Längenverkürzungen sind im Diagramm 66 wiedergegeben und liefern, wie bereits angedeutet worden ist, die Zeit, um den Sperrschaltkreis gemäß F i g. 5 zu betreiben.

Wie F i g. 3 zeigt, besteht der Treiberverstärker 40 aus zwei Verstärkern 72 und 74 bekannter Ausbildung, die von einer elektrischen Stromquelle, z. B. einer Batterie, gespeist werden, deren eine Anschlußklemme mit B+ und deren zweite Anschlußklemme 76 den Rückleitungsanschluß bildet Der Treiberverstärker 40 weist weiterhin zwei Transistoren 78 und 80, einen später anhand von F i g. 6 beschriebenen Dämpfungsschaltkreis 81 sowie einen Transformator 82 auf, der mit einer Eingangswicklung 84 mit Mittelanzapfung, einer Dämpfungswicklung 85 und vier voneinander getrennten Ausgangswicklungen 86 bis 89 ausgerüstet ist. Der Basisanschluß des Transistors 78 ist über den Verstärker 72 und die Anschlußleitung 50 mit dem Ausgang des UND-Gliedes 60 in Fig.2 gekoppelt. Der Basisanschluß des Transistors 80 ist über den Verstärker 74 und die Anschlußleitung 50 mit dem Ausgang des UND-Gliedes 62 von Fig. 2 gekoppelt. Die Transistoren 78 und 80 arbeiten in einer Gegentaktanordnung. wobei die Kollektoranschlüsse über die Mittelanzapfung der Einganswicklung 84 mit der Anschlußklemme B+ der speisenden Stromquelle und die Emitteranschlüsse beider Transistoren mit der Rückführungsklemme 76 verbunden sind. Der Transistor 78 verstärkt ein Signal, das der im Diagramm von F i g. 2 gezeigten mittleren Kurve entspricht, während der Transistor 80 ein Signal verstärkt, das der im Diagramm 66 von F i g. 2 gezeigten unteren Kurve entspricht. Die den beiden Teilen der Eingangswicklung durch die Transistoren 78 und 80 eingeprägten Ströme werden durch den Transformator 82 auf die Ausgangswicklungen 86 bis 89 mit einer Stromrichtung übertragen, wie sie durch die Punkte an den Enden der einzelnen Wicklungen 86 bis 89 angezeigt ist. Danach sind die in den Wicklungen 86 und 88 fließenden Ströme zueinander gleichgerichtet, dagegen zu den Strömen in den Wicklungen 87 und 89 entgegengesetzt gerichtet. Als Beispiel ist der Stromverlauf durch die Wicklung 86 im Diagramm 90 wiedergegeben, . wobei der Einfachheit halber die positiven und negativen Stromimpulse mit gleicher Amplitude gezeigt sind, obwohl diese Amplituden sich abhängig vom Durchlaß- und Sperrwiderstand der Dioden und Transistorübergänge, die mit Bezug auf Fig. 5 noch angesprochen werden, unterscheiden können. Dabei sei darauf hingewiesen, daß die positiven Stromimpuise des Diagramms 90 der mittleren Kurve im Diagramm 90 der mittleren Kurve im Diagramm 66 von F i g. 2 und die negativen Stromimpulse im Diagramm 90 der unteren Kurve des Diagramms 66 von F i g. 2 entsprechen. Der Zeitverzug zwischen der Rückflanke eines Impulses und der Vorderflanke des nachfolgenden Impulses bedingt die sogenannte Totzeit, wie sie im Diagramm 90 angegeben ist. Diese Totzeit entspricht der im Diagramm von F i g. 2 angegebenen Totzeit. Der Ausdruck Totzeit bezeichnet also den Zeitabschnitt, während dessen weder in der Wicklung 86 noch in einer anderen Ausgangswicklungen 87 bis 89 ein Strom erzeugt wird. Dabei sei jedoch darauf hingewiesen, daß die Stromkurve des Diagramms 90 idealisiert dargestellt ist, daß dagegen in der Praxis die Vorder- und Rückflanken der Rechteckpulse abhängig von der Bandbegrenzung durch den Transformator 82 leicht abgerundet sind.

Der Brückenverstärker 42 weist vier Verstärkereinheiten 92 auf, die zusätzlich mit den Buchstaben A, B, C. und D bezeichnet sind, um jede der Verstärkereinheiten 92 gesondert ansprechen zu können. Jede dieser Verstärkereinheilen 92 weist vier Anschlußklemmen A,

B. Cund Dauf, wobei die Anschlußklemmen Cund Dfür die Zusammenschaltung der einzelnen Verstärkereinheiten 92 zu einem Brückenschaltkreis 94 verwendet werden, während die Anschlußklemmen A und B jeder Verstärkereinheit 92 für die Kopplung der einzelnen

t>5 Verstärkereinheiten mit den zugehörigen Ausgangswicklungen 86 bis 89 verwendet werden. Die Anschlußklemmen C der Versiärkereinheiten 92,4 und 925 sind mit der Anschlußklemme B+ der Stromversorgungs-

quelle und die Anschlußklemmen D der Verstärkereinheiten 92C und 92Z? mit der Rückführungsklemme 76 der Stromversorgungsquelle verbunden.

Der Brückenverstärker 42 weist des weiteren einen Transformator 96 auf, dessen Eingangwicklung 98 über einen Kondensator 100 mit einem Paar von gegenüberliegenden Verzweigungspunkten des Brückenschaltkreises 94 verbunden ist. Ein Stromflußüberwacher 102 ist gleichfalls mit der Eingangswicklung 98 in Serie geschaltet. Dieser erzeugt auf der Anschlußleitung 104 eine der Größe des in der Eingangswicklung 98 fließenden Stromes entsprechende Steuerspannung. Die Umsetzung erfolgt mittels eines Transformators mit einer einzigen Wicklung als Eingangswicklung und einer aus mehreren Windungen bestehenden Ausgangswicklung, der ein Potentiometer parallel geschaltet ist. Die Impedanz dieses Stromflußfühlers 102 ist im Hinblick auf den Schaltkreis der Eingangswicklung 98 vernachlässigbar.

Der Transformator 96 hat drei Ausgangswicklungen 106, 108 und 110, wobei die Wicklung 106 über eine Diodenbrücke 112 mit den Anschlußklemmen der Stromquelle verbunden ist. Die Ausgangswicklung 108 leitet das in der Eingangswicklung 98 auftretende Signal über die Anschlußleitungen 52 an das Filter 44 weiter. Über die Ausgangswicklung 110 wird auf der Anschlußleitung 114 eine Steuerspannung zur Verfügung gestellt, die proportional der an der Wicklung 108 erzeugten Spannung ist. Diese und die über die Anschlußleitung 104 abgeleitete Steuerspannung werden durch die Additionsschaltung 116 addiert und liefern so das Rückkopplungssignal auf der Anschlußleitung 48.

Die Ausgangswicklung 106 wirkt in Verbindung mit der Diodenbrücke 112 wie ein Spannungsbegrenzer, der ein Ansteigen der Spannung an der Wicklung 108 über einen vorgegebenen Wert verhindert. Die Dioden der Diodenbrücke 112 sind normalerweise gesperrt, so daß über die Wicklung 106 keine Leistung vom Brückenverstärker 42 abgeleitet wird. Sobald jedoch die Spannung an der Wicklung 108 einen vorgegebenen Wert überschreitet, beginnen die Dioden der Diodenbrücke 112 zu leiten, und zwar jeweils während eines Abschnittes einer jeden Halbwelle des eingekoppelten Signales, so daß die Leistung des Brückenverstärkers 42 über die Wicklung 106 in den Stromversorgungskreis abgeleitet wird. Durch diese Ableitung wird im Ergebnis die Spannung an der Wicklung 108 so begrenzt, daß sie einen vorgegebenen Wert nicht überschreitet

Das Filter 44 weist beispielsweise einen Resonanzkreis 118, bestehend aus einer Induktivität und einem Kondensator, sowie einen kapazitiven Nebenschlußzweig 120, bestehend aus einem Widerstand und einem Kondensator, auf. Der Resonanzkreis US ist auf die Wiederholungsfrequenz der Rechteckwellen des Generators 34 in F i g. 1 abgestimmt und sperrt so Signale mit einer der Wiederholungsfrequenz entsprechenden Frequenz, während der Nebenschlußzweig 120 Oberwellen des vom Mikrofon 22 in F i g. 1 stammenden Signals kurzschließt, so daß ein Sperrbereich entsteht, der ein Vordringen von Frequenzanteilen des Trägers und der Oberwellen zur Last 24 auf ein Minimum verringert Ein in Reihe mit dem Resonanzkreis 118 angeordneter Kondensator hält Gleichstrom von der Last 24 fern. Diese Last 24 ist als ein Widerstandselement gezeigt, das zusammen mit dem Filter 44 den vorher erwähnten Durchlässigkeitsbereich bewirkt.

F i g. 4 zeigt eine weitere Ausführungsform des Brückenverstärkers 42 der F i g. 3, der in F i g. 4 mit 42/4 bezeichnet ist. Der Schaltkreis dieses Verstärkers 42/4 ist derselbe wie der des Verstärkers 42 mit der Ausnahme, daß eine zusätzliche Induktivität 122 in Reihe mit der Eingangswicklung des Transformators 96 geschaltet ist. Eine derartige Ausführungsform des Verstärkers 42/4 ist besonders dann zweckmäßig, wenn die vom Verstärker 42/4 erzeugte Signalleistung über die Anschlußleitungen 52 an eine kapazitive Last abgegeben werden soll, die beispielsweise aus einem Schallwellenerzeuger besteht, der durch eine zwischen zwei Metallplatten angeordnete Scheibe aus piezoelektrischem Material gebildet wird, wobei die beiden Metallplatten die Anschlußelektroden gleich denen eines Kondensators bilden. Die Induktivität der Spule 122 kann veränderbar sein, so daß bei entsprechender Einstellung die Spule mit der Kapazität der Last in Resonanz ist und damit der sich aus dem Verstärker 42Λ und der Last 24 ergebende Schaltkreis so abgestimmt ist, daß Signale mit einer der Trägerfrequenz entsprechenden Frequenz weitgehends gedämpft und von der Last ferngehalten werden. Bei Verwendung einer kapazitiven Last kann das Filter 44 in F i g. 3 entfallen und die Last direkt über die Anschlußleitungen 52 mit dem Brückenverstärker 424 gekoppelt werden, da infolge der Abstimmung zwischen der Spule 122 und der Kapazität der Last das Filter 44 überflüssig geworden ist.

F i g. 5 zeigt eine der Verstärkereinheiten 92 von F i g. 3 und F i g. 4. Diese bestehen aus einem Hauptverstärker 124 mit vier Dioden 128, 130, 132 und 134, den Widerständen 136 und 138, einem Transistor 140 und einem Kondensator 142 sowie einem Abschaltkreis mit vier Widerständen 144, 146, 148 und 150, einer Diode 152, einem Transistor 154 und einem Kondensator 156.

Solange der Strom von der Anschlußklemme A zur Anschlußklemme B fließt, fließt auch Strom über die Diode 130 in die Basis des Transistors 140 und über den Emitter desselben Transistors sowie den Widerstand 144 zurück zur Anschlußklemme B. Die Auswirkung des Stromflusses über den Kondensator 156 wird später erläutert. Wenn der Anschlußklemme A positiver Strom zugeführt wird, wird der Transistor in einen Zustand in der Nähe seiner Sättigung überführt, wobei der Kollektor über die Anschlußklemme C von der Stromversorgungsquelle Strom zieht Die Dioden 128 und 130 werden im Hinblick auf den Kollektor und dem Emitter des Transistors 140 in Durchlaßrichtung betrieben und arbeiten so nach Art einer Pegelblockierung, häufig auch als Baker-Blockierung bezeichnet Infolge der dabei an den Dioden 128 und 130 sich ausbildenden Durchlaßspannungen wird die Kollektor-Emitterspannung am Transistor 140 auf einen Wert von annähernd 2 Volt beschränkt, so daß eine Überführung des Transistors 140 in die völlige Sättigung während des Fließens von Kollektorstrom verhindert wird.

Um die im Transistor 140 verbrauchte Leistung möglichst gering zu halten, ist es notwendig, daß der Übergang vom leitenden in den nichtleitenden Zustand und umgekehrt möglichst schnell erfolgt Solange kein Strom fließt wird im Transistor 140 auch keine Leistung verbraucht, während die Kollektor-Emitterspannung am größten ist Im leitenden Zustand des Transistors 140 wird dagegen Leistung verbraucht, die sich aus dem Produkt der vorangehend erwähnten 2 Volt und dem Kollektorstrom sowie aus dem Produkt von Basisemitterspannung und Basisstrom zusammensetzt Die im Transistor 140 verbrauchte Leistung hat im Vergleich zum gesamten Signal, das von den von der

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Anschlußklemme C über den Transistor 140 zur Anschlußklemme fließenden Stromimpulsen erzeugt wird, nur einen sehr kleinen Wert, Wie bereits vorher anhand von F i g. 3 gezeigt worden ist, speist der Ober die Anschlußklemmen D der Verstärkereinheit 92/4 fließende Strom den Transformator 96 zur Übertragung der Leistung auf die Last 24.

Um sicherzustellen, daß der Übergang vom leitenden Zustand in den nichtleitenden Zustand möglichst schnell erfolgt, müssen die im Basis-Emitterbereich des Transistors 140 während des Stromflusses angesammelten Ladungsträger schnell abgeführt werden. Die Ausschaltzeit des Transistors, bis der Stromfluß durch den Transistor beendet ist, ist abhängig von der Zahl der sich im Basis-Emitterbereich des Transistors 140 befindlichen Ladungsträger. Infolge der Verwendung der Dioden 128 und 130 zur Pegelblockierung wird eine Übersteuerung des Transistors verhindert und damit eine Ansammlung von überschüssigen Ladungsträgern ausgeschlossen. Darüber hinaus werden die im Basis-Emitterbereich des Transistors 140 während des leitenden Zustandes angesammelten Ladungsträger durch den Abschaltkreis 126 abgeleitet.

Der Abschaltkreis 126 arbeitet als unabhängiger Schaltkreis mit seiner eigenen Stromversorgung, wobei der Kondensator 156 als Stromquelle dient. Sobald aufeinanderfolgende Stromimpulse von der Anschlußklemme A der Anschlußklemme B zugeführt werden, fließt durch den Kondensator 156 über die Diode 152 und den Widerstand 146 ein Ladestrom zur Anschlußklemme ß, so daß der Kondensator 156 auf einem für den Betrieb des Transistors 154 geeigneten Wert aufgeladen wird. Sobald die Zufuhr von Stromimpulsen zwischen den Anschlußklemmen A und B beendet wird, wird die Diode 130 gesperrt und der Kondensator 156 liefert Strom an den Widerstand 150 und die Reihenschaltung der Widerstände 144, 146 und 148, so daß Basis und Emitter des Transistors 154 mit Strom beaufschlagt werden. Dabei wird ein ausreichender Basisstrom gezogen, um den Transistor 154 in einen Zustand nahe der Sättigung zu überführen, wobei die zwischen Kollektor und Emitter abfallende Spannung wesentlich kleiner ist, als die Spannung am Kondensator 156. Auf diese Weise wird zwischen Emitter und Basis des Transistors 140 eine Gegenspannung wirksam, die einen Stromfluß von der Basis des Transistors 140 zum Kollektor des Transistors 154 mit sich bringt Die im Basis-Emitterbereich des Transistors 140 während des leitenden Zustandes dieses Transistors angesammelten Ladungsträger werden somit abgeleitet

Die Diode 132 wirkt als Schutzdiode, indem sie Rückschlagspannungen unterdrückt, die von Teilen der Schaltkreise gemäß F i g. 3 und 4 ausgehen, insbesondere vom Transformator 96 und anderen mit Induktivität behafteten Schaltelementen, wie z. B. die Spule 122. Die in gegenüberliegenden Zweigen der Brücke 94 liegenden Dioden 132, z. B. die Diode 132 des Verstärkers 92Λ und 92C ermöglichen zudem einen Blindleistungsfluß. Der Kondensator 142 bewirkt in Verbindung mit der Diode 134 und dem Widerstand 136 eine zusätzliche Energiespeicherung während der Schaltvorgänge. Der Widerstand 138 und jede Verstärkereinheit 92 der F i g. 3 und 4 ermöglichen einen Abgleich der linken und rechten Abschnitte der Brücke 94 und die Bereitstellung der Arbeitsspannung für den Transistor 140.

Bezüglich des Abgleichs der Brücke 94 in F i g. 3 und F i g. 4 sei darauf hingewiesen, daß der Kondensator 100 einem ständigen Gleichstromfluß zwischen den Verstär-

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65 kereinheiten 92 auf der linken Seite und denen auf der rechten Seite der Brücke verhindert. Ungleiche Stromverstärkungsfaktoren der Transistoren 140 in den einzelnen Verstärkereinheiten 92 führen daher nicht zu einem erhöhten Stromfluß in irgendeinem anderen Zweig der Brücke 94.

Bedingt durch den Wicklungssinn der Wicklungen 86 und 88 in F i g. 3 und F i g. 4 ziehen die Verstärkereinheiten 924 und 92C gleichzeitig Strom, während die Verstärkereinheiten 92ß und 92£> keinen Sirom führen. Während der nächstfolgenden Halbwelle der im Diagramm 90 dargestellten Signalkurve werden die Verstärkereinheiten 92ß und 92£> über die Wicklungen 87 und 89 mit Strom beaufschlagt, während die Verstärkereinheiten 92/1 und 92C keinen Strom führen. Auf diese Weise wird in der Eingangswicklung 98 des Transformators 96 die Stromrichtung abwechselnd geändert, so daß an die Last 24 sowohl positive als auch negative Stromimpulse abgegeben werden. Bedingt durch die Filterung sowohl durch das Filter 44 als auch durch die Blindwiderstände der Last 24 und im Brückenverstärker 42 ist das auf die Last 24 einwirkende Steuersignal sinusförmig mit einer augenblicklichen Amplitude, die unmittelbar der des vom Mikrofon in Fig. 1 erzeugten Signals folgt. Die Verwendung von vier Transistoren 140 im Brückenschaltkreis 94 ermöglicht die Bereitstellung einer größeren Leistung für die Last 24, als sie mit nur einem einzigen oder mit zwei Transistoren erreicht werden kann, wobei der aufeinanderfolgende Betrieb der einzelnen Brückenzweige einen geringeren Durchschnittswert an Verlustleistung in jedem Transistor 140 bedingt.

Fig. 6 zeigt schließlich die schematische Darstellung eines Dämpfungsschaltkreises 81, der bereits vorher in Verbindung mit F i g. 3 erwähnt worden ist Dieser Dämpfungsschaltkreis umfaßt eine auf die über die Anschlußleitungen 50 zugeführten Signalkurven ansprechende Logikschaltung zur Steuerung des Stromflusses in der Dämpfungswicklung 85 von F i g. 3. Der Dämpfungsschaltkreis umfaßt zu diesem Zweck zwei Inverter 158 und 160, von denen jeweils einer mit einer der Leitunf?n 50 verbunden ist, ein UND-Glied 162, einen Transistor 164, dessen Kollektor mit der Mittelanzapfung der Dämpfungswicklung 85 verbunden ist, einen Widerstand 166, zwei Dioden 168 und 170. sowie einen Kondensator 172, der der Dämpfungswicklung 85 parallelgeschaltet ist. Wenn der Transistor 164 leitend ist kann Strom vom Emitter des Transistors 164 über den Widerstand 166, eine der Dioden 168 oder 170. den oberen oder unteren Wicklungszweig der Dämpfungswicklung 85 und von da über die Mittelanzapfung und die Leitung 174 zum Kollektor des Transistors 164 fließen, ist der Transistor 164 dagegen gesperrt, so fließt über die Leitung 174 kein Strom. Ebensowenig kann ein Strom von der Dämpfungswicklung 85 durch die Dioden 168 und 170 fließen, da diese über ihre Kathodenanschlüsse unmittelbar untereinander entgegengesetzt gerichtet verbunden sind.

Der Dämpfungsschaltkreis 81 dämpft jedes Schwingen des Transformators 82 und der damit verbundenen Schaltkreise um sicherzustellen, daß die positiven und negativen Kurventeile des Diagramms 90 in Fig.3 genau den Signalkurven entsprechen, die über die Anschlußleitur%en 50 den Verstärkern 72 und 74 in F i g. 3 zugeführt werden. Die Arbeitsweise des Dämpfungsschaltkreises 81 ist folgende: Das UND-Glied 172 liefert ein logisches Ausgangssignal »1« entsprechend

einer relativ hohen Spannung an der Leitung 176, wenn die von den beiden Invertern 158 und 160 gelieferten Signale ebenfalls gleichzeitig dem logischen Zustand »1« entsprechen. Wenn dagegen einer oder beide der Inverter 158 und 160 ein dem logischen Zustand »0« entsprechendes Signal liefern, entsprechend einer verhältnismäßig niedrigen Spannung, so liefert das UND-Glied 162 ein ebenfalls dem logischen Zustand »0« entsprechendes Ausgangssignal an die Leitung 176. Wie dem Diagramm 6 in F i g. 2 zu entnehmen ist, ist die an beiden Anschlußleitungen 50 auftretende Spannung immer hoch. Lediglich während der sogenannten Totzeit fällt auf beiden Leitungen die Spannung ab, so daß nur während dieser Totzeit 176 ein dem logischen Zustand »1« entsprechendes Signal abgegeben wird. Der Emitter des Transistors 164 ist mit der Rückführungsklemme 76 der Stromversorgungsquelle verbunden, so daö bei einer dem logischen Zustand »1« entsprechenden hohen Spannung an der Leitung 176 und damit an der Basis des Transistors 164 dieser leitend gesteuert wird, was vorzugsweise dem Zustand der Sättigung entspricht. Infolgedessen kann innerhalb der Dämpfungswicklung 85 über den Transistor 164 und eine der beiden Dioden 168 und 170 nur während der Totzeit ein Strom fließen.

Durch Bedämpfung der vorerwähnten Schwingungen stellt der Dämpfungsschaltkreis 81 sicher, daß die Totzeiten auch tatsächlich bei dem in der Ausgangswicklung 86 von Fig. 3 fließenden Strom, wie ihn die Kurve des Diagramms 90 zeigt, und bei den Strömen der Ausgangswicklungen 87 bis 89 auftreten. Wie dem Diagramm 90 zu entnehmen ist, ist der Strom während der Totzeiten gleich Null. Jedes auf den Transformator 82 übertragene Schwingen von Schaltkreiselementen würde einen von Null abweichenden Stromwert während der Totzeiten ergeben. Derartige Ströme würden infolge der Transformatorwirkung auf die Dämpfungswicklung 85 übertragen und infolge des aufgesteuerten Transistors 164 über den Widerstand 166 geleitet und durch diesen verbraucht. Bei einem ίο bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung weist der Widerstand 166 einen Wert von annähernd 5 Ohm auf. Der Kondensator 172 dient zum Abfangen von Energie, die durch Ausgleichsvorgänge in der Dämpfungswicklung 85 freigesetzt werden kann, und bewirkt ⁴S dadurch eine Glättung im Dämpfungskreis. Wenn durch einen der Abschnitte der Wicklung 84 in F i g. 3 Strom fließt, so fließt während des unmittelbar darauffolgenden Totzeitabschnittes Strom durch einen Zweig der Dämpfungswicklung 85, und wenn Strom durch den anderen Zweig der Wicklung 84 fließt, dann fließt während des unmittelbar darauf folgenden Totzeitraumes Strom durch den anderen Zweig der Dämpfungswicklung 85. Während abwechselnd aufeinanderfolgender Totzeiträume ist also abwechselnd eine der Dioden 168 und 170 leitend, so daß auch die beiden Zweige der Dämpfungswicklung 85 abwechselnd von Strom durchflossen werden. Im Hinblick auf die jedem Verstärker 72 und 74 in Fig.3 zugeführten Signale arbeitet also der Dämpfungsschaltkreis 81 symmetrisch und bewirkt die gemäß dem Diagramm 9C gewünschte Kurvenform während der einzelnen Totzeiträume.

Die Auswahl der Trägerfrequenz oder der Impulswiederholungsfrequenz des Rechteckimpulsträgers, der von dem Generator 34 in Fig. 1 geliefert wird, beruht auf dem Nyquistkriterium, das fordert, daß die Abtastfrequenz wenigstens doppelt so hoch ist wie die .kennzeichnende Frequenz im Spektrum der vom Mikrofon 22 in Fig. 2 zur Last 24 zu übertragenden Daten. Weiterhin hat die Erfahrung gezeigt, daß sich eine größere Linearität bei Verstärkung erreichen läßt, wenn die Trägerfrequenz noch größer gewählt wird, z. B. zehnmal größer als die größte Frequenz des zu übertragenden Signalspektrums, da dann die partielle Veränderung der Dauer benachbarter Impulse des auf den Anschlußleitungen 64 vom Modulator 32 in F i g. 1 gelieferten Signais verringert ist Beispielsweise hat sich für die Sprachübertragung in Fernsprechsystemen mit einer Bandbreite von annähernd 3 kHz eine Impuls Wiederholungsfrequenz der Rechteck-Trägerwelle von 30 kHz als vorteilhaft verwiesen. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung konnte der an der Last 24 in Erscheinung tretende Anteil des Trägerspektrums um den Wert von 3OdB bedämpft werden. Für die Speisung des Brückenverstärkers 42 wird zweckmäßig eine leistungsfähigere Spannungsversorgung als für den Treiberverstärker 40 verwendet, was in F i g. 3 durch Hinzufügen der Zusätze 1 und 2 zu den Klemmenbezeichnungen B+ angedeutet ist. Für den Brückenverstärker 42 wird zweckmäßig eine Spannungsquelle von 300 Volt verwendet, wobei die Transistoren 140 solche mit höherer Spannungsfestigkeit, z. B. vom Typ TRW 400-12 oder SOLITRON 96-30. Dabei lassen sich Wirkungsgrade von annähernd 83% erreichen, wobei 17% der Leistung im Treiberverstärker 40 und Brückenverstärker 42 verbraucht werden. Die Verstärkeranordnung 38 isi bis zu Trägerfrequenzen von 70 kHz erfolgreich betrieben worden. Dabei wurden Verzögerungszeiten von 1,5 ms verwendet.

Die vorangehend beschriebene Anordnung stellt lediglich ein Ausführungsbeispiel dar, wobei Abwand hingen in vielfältiger Art möglich sind, ohne daß der eigentliche Erfindungsgedanke verlassen wird. Demzufolge ist die Erfindung nicht auf das beschriebene Ausführungsbeispiel beschränkt, ihr Umfang ergibt sich allein aus den nachfolgenden Patentansprüchen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Verstärkerschaltung mit einem Modulator zur Pulsläp.genmodulation eines Trägers entsprechend ■einem zu verstärkenden Signal, ferner mit einer über Filtermittel an eine Last angekoppelten Verstärkeranordnung, deren Verstärker gruppenweise nacheinander abhängig von den Ausgangsimpulsen des Modulators ein- und ausschaltbar sind sowie mit zwischen dem Modulator und der Verstärkeranord- so nung gelegenen Signalformmilteln zur Veränderung der Impulsdauer der Modulatorausgangsimpulse derart, daß eine zeitliche Überlappung des Betriebes der Vsrstärkergruppen vermieden wird, dadurch gekennzeichnet, daß jedem Verstärker ein Abschaltkreis zur beschleunigten Ausschaltung jedes Verstärkers abhängig vom Auftreten des Impulsrückens der Ausgangsimpulse der Signalformmittel zugeordnet ist.

2. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, bei welcher die Verstärker jeweils Transistoren enthalten, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Abschaltkreis Einrichtungen zum Abführen von Ladungsträgern aus dem Emitter-Basis-Bereich des betreffenden Verstärkertransistors bei Auftreten des Impulsrückens der Ausgangsimpulse der Signalformmittel enthält.

3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Abschaltkreis eine eigene Stromversorgung in Gestalt eines Kondensators enthält, der während des Leitens des betreffenden Verstärkertransistors aufgeladen wird und bei Auftreten des Impulsrückens der Aiisgangsimpulse der Signalformmittel entladen wird.

4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 2 oder J, dadurch gekennzeichnet, daß Basis und Kollektor des Verslärkertransistors (140) jeweils über Dioden (128,130) mit einer ersten Verstärkereingangsklemme (A) verbunden sind und daß jeder Abschaltkreis (126) einen weiteren Transistor (154), einen Konden sator (156) bzw. den die Stromversotgung bildenden Kondensator und mehrere in Reihe geschaltete Widerstände (144, 146, 148, 150) zur Basisstromver sorgung des Abschaltkreistranststors enthalt, welche mit der zweiten Ve-stärkereingangsklemme (B) verbunden sind, wobei der genannte Kondensator zwischen den Emitter des Abschaltkreistransistors und den Emitter des Verstärkertransistors geschaltet ist.

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