DE2833141C2

DE2833141C2 - Schaltungsanordnung zum Vergleich einer ersten und einer zweiten Induktivität

Info

Publication number: DE2833141C2
Application number: DE19782833141
Authority: DE
Inventors: Ulrich Dipl.-Ing. 7145 Markgröningen Flaig; Franz Dipl.-Ing. Dr. 7141 Schwieberdingen Grimmer; Hans Dipl.-Ing. 7015 Korntal-Münchingen Kubach; Johannes 7000 Stuttgart Locher; Fridolin Dipl.-Ing. Dr. 7016 Gerlingen Piwonka; Bernd Dipl.-Ing. 7000 Stuttgart Schelling; Albrecht Dipl.-Ing. 7030 Böblingen Sieber; Wolf Ing.(grad.) 7141 Oberriexingen Wessel; Konrad Dipl.-Ing. 7500 Karlsruhe Wolf
Original assignee: Robert Bosch GmbH
Current assignee: Robert Bosch GmbH
Priority date: 1978-07-28
Filing date: 1978-07-28
Publication date: 1987-02-12
Also published as: DE2833141A1

Description

Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der DE-OS 22 59 331 bekannt. Dort ist ein Verfahren und eine Anordnung zum Messen von Induktivitäten und der Toleranz durch Vergleich mit einer Normalinduktivität angegeben. Es wird vorgeschlagen, die Serienschaltung einer Meßinduktivität und einer Normalinduktivität durch einen Generator mit einer Wechselspannung zu beaufschlagen, so daß die Serienschaltung einen induktiven Spannungsteiler darstellt, dessen Spannungsteilerverhältnis gleich dem Teilerverhältnis der Induktivitäten ist. Hierfür werden die Wechselspannung und die Teilerwechselspannung verstärkt, gleichgerichtet, gespeichert und einem Differenzverstärker zugeführt. An dessen Ausgang entsteht ein analoges Stromsignal, dessen Stärke proportional zum Teilerverhältnis der Induktivitäten ist. Bei diesem Verfahren muß jedoch ein Kompromiß gefunden werden, der die Ausgangsfrequenz der vom Generator gelieferten Meßwechselspannung betrifft. Denn bei niederer Frequenz fließen durch die Induktivitäten hohe Ströme, die die Endstufe des Generators belasten. Bei hoher Frequenz steigt zwar die Impedanz der Induktivitäten an, jedoch ist mit unter Umständen nicht unerheblichen Verzerrungen durch nichtlineare Permeabilitäten oder Hystereseverlusten zu rechnen.
Aus der DE-OS 23 47 450 sind ferner ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Messen der elektrostatischen Kapazität eines Kondensators bekannt. Dabei werden eine Referenz- und eine Meßkapazität mittels zweier gesteuerter Schalter auf- bzw. entladen und die dabei aufweisenden Zeitdauern gemessen.
Die der vorliegenden Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, das bekannte Prinzip der zeitweisen Anschaltung zweier Impedanzen auf Induktivitäten anzuwenden, und dabei eine Schaltungsanordnung zu finden, die besonders einfach im Aufbau, schnell in der Messung und besonders unempfindlich gegenüber Nichtlinearitäten der Induktivitäten ist.
Gelöst wird diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmale.
Zum Vergleichen von zwei Induktivitäten, zum Beispiel zu dem Zweck, den Wert einer unbekannten Induktivität durch Vergleich mit einer bekannten Induktivität festzustellen, können auch Brückenschaltungen verwendet werden. Brückenschaltungen erfordern jedoch einen Abgleichvorgang, so daß der Vergleich der Induktivitäten zeitraubend ist.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, daß die Ermittlung der zweiten Zeitspanne, innerhalb der der durch die zweite Induktivität fließende Strom die gleiche Größe erreicht hat wie der am Ende der ersten Zeitspanne durch die erste Induktivität fließende Strom, sehr schnell ohne Abgleicharbeiten ermittelt werden kann, und für das Verhältnis der beiden Zeitspannen zueinander zum Verhältnis der beiden Induktivitäten gilt, wie man zeigen kann, folgende Beziehung: t 1/t 2 = L 1/L 2. Bei vorgegebener konstanter Impulsbreite t 1 wird also über Impulsbreite t 2 das Verhältnis der beiden Induktivitäten gemessen: &udf53;vu10&udf54;°Kt°k¤°F2°f¤=¤@W:@kL@n¤&udf53;sa24&udf54;2&udf53;sa21&udf54;:@kL@n¤&udf53;sa24&udf54;1&udf53;sa21&udf54;&udf54;¤´¤°Kt°k¤°F1°f&udf53;zl10&udf54;
Hierbei ist vorausgesetzt, daß ein eventuell vorhandener Eisenkern der Induktivitäten nicht bis in die Sättigung magnetisiert wird, und außerdem ist vorausgesetzt, daß die erste und zweite Zeitspanne so kurz ist, daß der Stromanstieg in der ersten und zweiten Induktivität am Ende der ersten bzw. zweiten Zeitspanne noch so steil verläuft, daß ein ausreichend genaues Ansprechen des Komparators erfolgt.
Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Merkmale sind vorteilhafte Weiterbildungen der im Hauptanspruch angegebenen Anordnung möglich.
So läßt sich dadurch, daß der zweite Schalter erst dann leitend gesteuert wird, wenn der erste Schalter gesperrt ist, die ganze Anordnung besonders einfach aufbauen.
Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung weist der Speicher einen Kondensator auf, dessen einer Anschluß mit einem Eingang des Komparators und dessen anderer Anschluß der ersten Meßspannung gekoppelt ist. Dieser Speicher läßt sich besonders einfach verwirklichen.
Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird dem einen Eingang des Komparators die gespeicherte erste Meßspannung zugeführt und dem zweiten Eingang die zweite Meßspannung. Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung werden dagegen die gespeicherte erste Meßspannung und die zweite Meßspannung dem gleichen Eingang des Komparators zugeführt. Hier ist vorgesehen, daß die Vorrichtungen zum Ableiten der ersten und zweiten Meßspannung gemeinsam durch einen einzigen Widerstand gebildet sind, der also über die Diode und den Kondensator mit dem einen Eingang des Komparators gekoppelt ist, und daß der andere Eingang des Komparators an einem Bezugspotential angeschlossen ist.
Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist der Ausgang des Komparators mit dem zweiten Schalter über eine Schaltvorrichtung gekoppelt, die beim Ansprechen des Komparators am Ende der zweiten Zeitspanne den zweiten Schalter sperrt. Hierdurch wird verhindert, daß der Kondensator weiter aufgeladen wird, und daher eignet sich diese Ausführungsform besonders für schnell aufeinander folgende Meßvorgänge.
Bei einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist parallel zu den Induktivitäten jeweils eine Löschdiode geschaltet. Diese kann gegebenenfalls mit einer entgegengesetzt gepolten Zenerdiode in Reihe geschaltet sein. Diese Löschdiode bewirkt, daß nach dem Abschalten der Spannung von der Induktivität das magnetische Feld sehr rasch abgebaut wird und somit diese Induktivität für eine neue Messung rasch zur Verfügung steht.
Ausführungsformen der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
Fig. 2 ein Impulsschema für verschiedene in der Anordnung nach Fig. 1 auftretende Spannungen, und
Fig. 3 eine schematische Darstellung eines weiteren Ausführungsbeispiels der Erfindung.
Die in Fig. 1 gezeigte Anordnung weist Anschlüsse 1 und 2 zum Verbinden mit dem positiven Pol und dem Massepol der Versorgungsspannungsquelle auf, außerdem einen Anschluß 3 zur Zuführung eines Steuertakts IS und einen Ausgang 4, an dem ein Ausgangstakt erscheint. An Anschlüssen 5 und 6 ist eine erste Induktivität L 1 angeschlossen, und an einem weiteren mit dem Anschluß 6 verbundenen Anschluß und einem Anschluß 7 ist eine zweite Induktivität L 2 angeschlossen. Beide Induktivitäten weisen einen Eisenkern auf, die Induktivität L 1 ist im wesentlichen unveränderlich, wogegen die Induktivität L 2 in nicht dargestellter Weise veränderbar ist. Der Gleichstromwiderstand beider Induktivitäten soll gleich groß sein. Die Induktivitäten sind durch Steckanschlüsse mit der Schaltungsanordnung verbunden und daher gegen andere Induktivitäten austauschbar.
Es sind zwei NPN-Schalttransistoren T 1 und T 2 vorgesehen, deren Emitter an Masse liegt. An der Basis der Transistoren sind Widerstände R 1 und R 2 bzw. R 3 und R 4 in der gezeigten Weise angeschlossen. Wenn der Transistor T 1 leitend ist, fließt der Kollektorstrom vom Anschluß 1 über seinen Meßwiderstand R 5, den Anschluß 6, die erste Induktivität L 1 und den Transistor T 1 nach Masse. Wenn der Transistor T 2 leitet, fließt sein Kollektor ebenfalls über den Meßwiderstand R 5 und dann über die zweite Induktivität L 2 und den Transistor nach Masse. Der Widerstand R 5 ist außerdem über einen Widerstand R 6 mit dem Kollektor des Transistors T 1 verbunden und über einen Widerstand R 7 mit dem Kollektor des Transistors T 2. Die Kollektoren der beiden Transistoren sind über eine Serienschaltung von zwei Dioden D 1 und D 2, deren Kathoden einander zugewandt sind, verbunden. Am Verbindungspunkt der Kathoden ist die Kathode einer Zenerdiode Z angeschlossen, deren Anode mit dem Widerstand R 5 verbunden ist. Der Verbindungspunkt der Zenerdiode Z und des Widerstands R 5 ist über einen Tiefpaß R 8, C 1 mit der Kathode einer Diode D 3 verbunden, deren Anode über einen Widerstand R 9 mit dem positiven Spannungspol und außerdem mit einem Anschluß eines Kondensators C 2 verbunden ist. Ein Komparator 8 ist in nicht dargestellter Weise mit der Versorgungsspannung verbunden, sein nichtinvertierender Eingang liegt an einem durch einen Spannungsteiler R 10, R 11, R 12 bestimmten festen Potential, sein invertierender Eingang ist einerseits mit dem der Diode D 3 abgewandten Anschluß des Kondensators C 2 und andererseits über einen Widerstand R 13 mit dem Verbindungspunkt der Widerstände R 10 und R 11 verbunden. Der Ausgang des Komparators 8 ist mit dem Steuereingang eines Flip-Flops 9 verbunden, dessen Rücksetzeingang R mit dem Anschluß 3 verbunden ist, dessen negierter Ausgang &wedgeq; nicht beschaltet ist und dessen normaler Ausgang Q mit je einem Eingang zweier NOR-Glieder 10 und 11 verbunden ist, deren anderer Eingang mit dem Anschluß 3 verbunden ist. Der Ausgang des NOR-Glieds 10 ist zum Steuereingang des Transistors T 2 geführt, der Ausgang des NOR-Glieds 11 bildet den Anschluß 4.
Wird dem Anschluß 3 ein positiver Steuerimpuls von der zeitlichen Länge t 1 zugeführt, vgl. hierzu auch Fig. 2, so wird der Transistor T 1 für die Dauer dieser ersten Zeitspanne t 1 leitend gesteuert und es fließt ein Strom durch die erste Induktivität L 1. Bei leitendem Transistor T 1 kann die die erste Induktivität L 1 speisende Spannungsquelle als niederohmig angesehen werden, so daß der durch die erste Induktivität L 1 fließende Strom mit hinreichender Genauigkeit einer e-Funktion folgt, die von dem Wert Null ansteigt und sich asymptotisch demjenigen Wert des Stroms nähert, der durch den Gleichstromwiderstand der ersten Induktivität L 1 und die übrigen Widerstände der Schaltung gegeben ist. Die Widerstände R 6 und R 7 sind hinreichend groß, so daß der Meßstrom durch R 5 nicht wesentlich beeinträchtigt wird. Der Spannungsabfall am Widerstand R 5 ist in Fig. 2 als Meßspannung UMeß bezeichnet. UMeß wird über den Tiefpaß R 8, C 1 der Diode D 3 zugeleitet, die beim Überschreiten der Schwellenspannung leitend wird, so daß der Kondensator C 2 auf den Wert UMeß (vermindert um die Schwellenspannung der Diode D 3) aufgeladen wird. Zu Beginn des Steuerimpulses hatte das Ausgangssignal des Komparators 8 den logischen Wert 0. Zu einem nicht näher interessierenden Zeitpunkt während der Dauer von t 1 ist das Potential des mit dem Kondensator C 2 verbundenen Eingangs des Komparators 8 soweit abgesunken, daß das Ausgangssignal UKdas Komparators 8 den logischen Wert 1 annimmt, vgl. auch Fig. 2. Zu diesem Zeitpunkt ist die erste Zeitspanne t 1 jedoch noch nicht abgelaufen und der Kondensator C 2 wird noch stärker aufgeladen. Sobald der Steuerimpuls beendet ist, sperrt der Transistor T 1, es sperrt ebenfalls die Diode D 3 und wegen des damit verbundenen Spannungsanstiegs an dem mit dem Kondensator C 2 verbundenen Eingang des Komparators 8 nimmt das Ausgangssignal UK wieder den logischen Wert 0 an. Gleichzeitig mit dem Ende des Steuerimpulses wird das Flip-Flop 9 zurückersetzt. Da somit beide Eingänge der NOR-Glieder 10 und 11 den logischen Wert 0 aufweisen, hat das Ausgangssignal dieser Glieder den logischen Wert 1, der einem hohen Potential entspricht, und es wird somit einerseits der Transistor T 2 leitend gesteuert und andererseits erscheint am Anschluß 4 die Vorderflanke eines Ausgangsimpulses. Sobald der Transistor T 1 sperrt, bewirkt die in der Induktivität L 1 gespeicherte magnetische Energie einen Stromfluß in Durchlaßrichtung der Diode D 1 und durch die Zenerdiode Z, der rasch abklingt.
Auch der Strom durch die zweite Induktivität L 2 steigt nach einer e-Funktion an, wobei er sich asymptotisch dem gleichen Wert nähert wie oben für die Induktivität L 1 beschrieben, denn sämtliche Gleichstromwiderstände der Schaltungsanordnung sind für die Stromwege durch die beiden Induktivitäten gleich groß. Solange beim Anstieg des Stromes durch die zweite Induktivität L 2die am Widerstand R 5 erzeugte Meßspannung UMeß kleiner ist als die am Ende des Steuerimpulses vorhandene Meßspannung, bleibt die Diode D 3 gesperrt. Sobald jedoch die Spannung UMeß diesen Wert geringfügig überschreitet, wird die Diode D 3 leitend und der am oberen Eingang des Komparators 8 hierdurch bewirkte Spannungsabfall schaltet das Ausgangssignal des Komparators wieder auf den logischen Wert 1. Dieser Zeitpunkt entspricht daher demjenigen Zeitpunkt, wo der Strom durch die zweite Induktivität L 2 den maximalen Strom durch die erste Induktivität L 1 gerade überschreitet. Der Zustandswechsel des Ausgangssignals UK des Komparators 8 bewirkt ein abermaliges Kippen des Flip-Flops 9, wodurch der Transistor T 2 gesperrt wird und der Ausgang 4 wieder den logischen Wert 0 annimmt, der Ausgangsimpuls ist also beendet. Der Transistor T 1 wird erst wieder leitend geschaltet, wenn der nächste Steuerimpuls dem Eingang 3 zugeführt wird.
Die Zeitkonstante, mit der sich der Kondensator C 2 nach seiner Aufladung entlädt, ist groß gegenüber der zweiten Zeitspanne t 2, während der die zweite Induktivität L 2 von Strom durchflossen wird, so daß die Entladung des Kondensators C 2 keine störende Verfälschung des Meßergebnisses bringt. Da der Anstieg des Stromes in den beiden Induktivitäten mit hinreichender Genauigkeit ausschließlich durch den Induktivitätswert bestimmt wird, gilt für das Verhältnis der ersten Zeitspanne t 1 zu der zweiten Zeitspanne t 2 vom Beginn des Anschaltens der Spannung an die zweite Induktivität L 2 bis zu dem Zeitpunkt, wo die Diode D 3 wiederum leitend wird: t 1/t 2 = L 1/L 2.
Da die beiden Phasen des Meßvorganges, nämlich diejenige Phase, während der die erste Induktivität L 1 von Strom durchflossen wird, die auch als Ladephase bezeichnet werden kann, und diejenige Phase, während der die zweite Induktivität L 2 von Strom durchflossen wird, die auch als Meßphase bezeichnet werden kann, in kurzem Abstand aufeinanderfolgen, können in dieser Zeit zum Beispiel durch Änderungen der Umgebungseinflüsse keine derartigen Änderungen der Schaltung auftreten, daß hierdurch das Meßergebnis verfälscht wird. Dies gilt insbesondere auch für die Schwellenspannung von D 3, die temperaturabhängig ist. Der Genauigkeit des Meßergebnisses kommt auch zugute, daß für die Ermittlung der beiden Meßspannungen derselbe Meßwiderstand R 5 verwendet wird. Wenn sich die beiden Induktivitäten L 1 und L 2 in dichter Nachbarschaft befinden, können auch keine Fehler durch unterschiedliche Temperatur der beiden Induktivitäten entstehen.
Sollen die beiden Induktivitäten L 1 und L 2 fortlaufend miteinander verglichen werden, so wird dem Anschluß 3 eine Impulsfolge zugeführt, deren einzelne Impulse, wie erläutert, die Breite t 1 haben, und deren Impulsabstand so groß ist, daß auf jeden Fall der auf einen Steuerimpuls folgende Ausgangsimpuls beendet wird, bevor der nächste Steuerimpuls folgt. Je nachdem wie stark sich L 2 und L 1 unterscheiden kann, kann es zweckmäßig sein, den Impulsabstand des Steuertakts verschieden groß zu machen. Gemäß der Darstellung der Fig. 2 ist t 1 ungefähr gleich groß wie t 2, das heißt es ist auch L 1 ungefähr gleich groß wie L 2. Der Impulsabstand des Steuertakts in Fig. 2 ist so groß gewählt, daß in diesem Beispiel die zweite Induktivität L 2 bis auf etwa 37% des Werts von L 1 verringert werden kann.
In Fig. 1 sind einzelne Bauelemente durch strichpunktierte Linien zu größeren Einheiten zusammengefaßt. So bilden die Schalttransistoren T 1 und T 2 und der Meßwiderstand R 5 eine Einheit, die als Meßschalter 15 bezeichnet werden kann. Der durch R 8, C 1 gebildete Tiefpaß, oder allgemeiner dieses Filter 16, wurde bereits erläutert. Die Elemente C 2, D 3 und R 9 bilden zusammen einen Speicher 17. Der Komparator 8 mit seinen zugehörigen Elementen ist zu einer Komparatorschaltung 18 zusammengefaßt. Das Flip-Flop 9 und die NOR-Glieder 10 und 11 bilden ein Schaltwerk 19.
Die in Fig. 3 stark schematisiert dargestellte Anordnung unterscheidet sich von der in Fig. 1 gezeigten Anordnung lediglich dadurch, daß beiden Eingängen des Komparators Meßspannungen zugeführt werden, und zwar dem einen Eingang die im Kondensator C 2 gespeicherte Meßspannung und dem anderen Eingang die während des Stromflusses durch die zweite Induktivität L 2 abgeleitete Meßspannung. Um dies zu bewerkstelligen, ist ein Umschalter 20 vorgesehen, der von dem Schaltwerk 19&min;, das zur Ansteuerung dieses Umschalters 20 gegenüber dem Schaltwerk 19 von Fig. 1 modifiziert ist, geschaltet wird. Die Komparatorschaltung 18&min; unterscheidet sich von der Komparatorschaltung 18 wegen des anderen Anschlusses der Eingänge des Komparators. Die anderen Komponenten 15, 16 und 17 können genau so aufgebaut sein wie bei der Anordnung nach Fig. 1.
Das Filter 16 dient dazu, um irgendwelche Spannungsstöße, die durch die Schaltvorgänge verursacht werden, vom Speicher und vom Komparator fernzuhalten. Derartige Spannungsstöße könnten auch von Störspannungen herrühren, die von den Induktivitäten L 1 oder L 2 aufgenommen werden.
Die beschriebenen Anordnungen weisen noch den Vorteil auf, daß durch Änderung der Impulslänge des Steuertakts IS und des Impulsabstandes ein großer Bereich von Induktivitäten L 2 erfaßt werden kann, ohne daß die Induktivität L 1 ausgetauscht werden muß. Die Länge des Ausgangsimpulses IA bzw. die Länge der einzelnen Impulse des Ausgangstakts am Anschluß 4 kann durch eine Zeitmeßschaltung automatisch erfaßt werden, so daß Änderungen der Induktivität L 2 hierdurch ebenfalls automatisch erfaßt werden. Der Steuertakt IS wird vorzugsweise von einem quarzgesteuerten Taktgeber erzeugt, so daß die Länge der einzelnen Steuerimpulse mit großer Genauigkeit feststeht und bei der soeben beschriebenen automatischen Erfassung sofort mitberücksichtigt werden kann. Das bedeutet, daß in der Zeitspanne t 2 bereits das Verhältnis der beiden Induktivitäten - multipliziert mit einer Konstanten - gebildet vorliegt. Denn es gilt: t 2 = @O:@kL@n¤&udf53;sa24&udf54;2&udf53;sa21&udf54;:@kL@n¤&udf53;sa24&udf54;1&udf53;sa21&udf54;&udf54; · t 1 (t 1 &equiv; konstante Impulsbreite des Steuerimpulses). Dieser Sachverhalt ist wichtig für schnell aufeinanderfolgende Verhältnismessungen. Bei der Induktivität L 2 kann es sich um einen Teil eines induktiven Weggebers handeln.

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Vergleich einer ersten und einer zweiten Induktivität

- mit einer Vorrichtung (R 5) zur Ableitung einer ersten Meßspannung aus der ersten Induktivität (L 1) und einer zweiten Meßspannung aus der zweiten Induktivität (L 2),

- mit einem Speicher (17) zur Speicherung des Werts der ersten Meßspannung,

- mit einem Komparator (8) zum Vergleich der ersten gespeicherten Meßspannung mit dem Wert der zweiten Meßspannung,

dadurch gekennzeichnet,

- daß ein erster Schalter (T 1) zum Anlegen einer Gleichspannung an die erste Induktivität (L 1) während einer ersten Zeitspanne (t 1) zur Ableitung und Speicherung des Werts der ersten Meßspannung vorgesehen ist,

- daß ein zweiter Schalter (T 2) zum Anlegen dieser Gleichspannung an die zweite Induktivität (L 2) zur Ableitung des Werts der zweiten Meßspannung vorgesehen ist,

- daß der Komparator (8) dann anspricht, wenn der Wert der zweiten Meßspannung den Wert der gespeicherten ersten Meßspannung erreicht,

und

- daß eine Anordnung vorgesehen ist, die die erste Zeitspanne (t 1) mit der Zeitspanne vom Anlegen der Gleichspannung an die zweite Induktivität (L 2) bis zum Ansprechen des Komparators (8) vergleicht und aus dem Vergleichsergebnis ein Vergleichssignal bildet, das dem Verhältnis der Werte der ersten Induktivität (L 1) und der zweiten Induktivität (L 2) entspricht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Schalter (T 2) leitend gesteuert wird, sobald der erste Schalter (T 1) gesperrt ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicher (17) einen Kondensator (C 2) aufweist, dessen einer Anschluß mit einem Eingang des Komparators (8) und dessen anderer Anschluß über eine Diode (D 3) mit der Vorrichtung (R 5) zur Ableitung der Meßspannungen gekoppelt ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung (R 5) zur Ableitung der Meßspannungen mit dem anderen Eingang des Komparators (8) gekoppelt ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Vorrichtung zur Ableitung der Meßspannungen gemeinsam durch einen einzigen Widerstand (R 5) gebildet wird, und daß der andere Eingang des Komparators (8) an ein Bezugspotential angeschlossen ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Komparators (8) mit dem zweiten Schalter (T 2) über eine Schaltvorrichtung (9, 10) gekoppelt ist, die beim Ansprechen des Komparators (8) am Ende der zweiten Zeitspanne den zweiten Schalter (T 2) sperrt.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß parallel zu den Induktivitäten (L 1, L 2) jeweils eine Löschdiode (D 1, D 2) geschaltet ist.