DE2521019A1 - Analog/digitalkonverter - Google Patents

Description

Aktenzeichen der Anmelderin:

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Analog/Digitalkonverter

Die Erfindung betrifft einen Analog/Digitalkonverter entsprechend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Die betrachtete Art von Analog/Digitalkonvertern ist speziell für die Ausführung in integrierter Schaltkreistechnik geeignet.

Verschiedene Arten von Analog/Digitalkonvertern sind bereits bekannt. Dazu gehören Ausführungen mit einer Ladekurve, doppelter Ladekurve, Spannungs/Prequezkonverter, vergleichende Konverter, die einen Digital/Analogkonverter enthalten und das Ausgangssignal mit dem Eingangssignal vergleichen, und viele andere mehr. Allen bekannten A/D-Konvertern sind ihre spezifischen Probleme eigen wie Ungenauigkeiten, hoher Aufwand usw. Die Ungenauigkeit ist z. B. die spezielle Eigenschaft von A/D-Konvertern mit Integratoren wegen der Schwierigkeit bei der Erzielung linearer Spannungsverlaufe und bei der Einhaltung vorgegebener Spannungsdurchgangspunkte. Auch Spannungs/Prequenzkonverter sind grundsätzlich nichtlinear. Die A/D-Konverter mit D/A-Rückführung sind zwar die genauesten, aber auch die aufwendigsten.

Allen A/D-Konvertern ist das Problem von Fehlern aufgrund des Davonlaufens oder der Veränderung der Bauteile und der Steuersignale durch Temperatur, Umgebungseinflüsse und Alterung gemein. Verschiedene Lösungen zur Kompensierung solcher Fehler sind bereits vorgeschlagen worden. Diese Techniken sind jedoch meist

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recht kompliziert.

Ein genauer A/D-Konverter, der in einem einzigen monolitischen Bauteil enthalten sein kann, wurde durch Chellen u. a. in einem Vortrag auf der IEEE International Solid-state Circuits Conference in Philadelphia im Februar 1973 beschrieben. Ein entsprechender Artikel erschien auf Seite 22 der Tagungsberichte. Der beschriebene A/D-Konverter verwendet einen spannungsgesteuerten Oszillator, der mit einer Eingangsspannung und einer Bezugsspannung arbeitet. Das Ausgangssignal und eine Subharmonische des zugehörigen Taktgebers werden einem auf Planken ansprechenden Flip-Flop zugeführt, dessen Ausgangssignal wiederum das Anlegen der Beζugsspannung V_R„_p an den Oszillatoreingang steuert. Eine Rückkopplung wird dazu verwendet, den Einsehaltzyklus des Flip-Flop-Ausgangssignals so zu verändern, daß der Einschaltzyklus eine lineare Funktion des analogen Eingangssignals ist, wobei das Ein/Aus-Zeitverhältnis des Flip-Flops vom Verhältnis zwischen Eingangsspannung und Beζugsspannung abhängt und dabei eine Fehlerselbstkompensation erzielbar ist. Die Genauigkeit des Geräts hängt jedoch vom Verhältnis der Eingangswiderstände des Oszillators und der Linearität des Oszillators ab. Obwohl die Autoren behaupten, daß die Selbstkompensierungsvorkehrungen die Nichtlinearität des spannungsgesteuerten Oszillators ausreichend ausgleichen, ist bekannterweise die Linearität von spannungsgesteuerten Oszillatoren nicht zufriedenstellend für die Genauigkeit.

Willard u. a. beschreiben in der US-PS 3 530 458 einen A/D-Konverter mit Rückkopplungskreisen zur Kompensation der Abweichungen bezüglich Verstärkungsgrad und Nulleingenschaften der Konverteranordnung. Notwendig für die Kompensation ist jedoch ein Digitalrechner; Relais und durch Motorantrieb veränderbare Widerstände sind erforderlich zur Einstellung des Eingangsabgleichwiderstands (zwecks Kennlinienkompensation) und zur automatischen Einstellung von Abgriffswiderständen (zur Kompensation der Verstärkungscharak-

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teristik). Dabei ergibt sich ein sehr hoher Aufwand und die Unmöglichkeit, einen solchen A/D-Konverter in einem einfachen integrierten Bauteil unterzubringen. Der Konverter benutzt des weiteren einen Spannungs/Frequenzkonverter, der von Hause aus nichtlinear ist. In der Patentschrift wird erwähnt, daß der entsprechende Konverter nur für niederfrequente Analogspannungen unter 5 Hz brauchbar ist.

Die Aufgabe der Erfindung ist dem Stande der Technik gegenüber die Schaffung eines sehr genauen Analog/Digitalkonverters, der mit allen Einzelheiten auf einem integrierten Bauteil bei relativ geringem Aufwand untergebracht werden kann; die Vorkehrung einer automatischen Selbsteinstellung auf dem gleichen integrierten Bauteil soll ohne Schwierigkeiten möglich sein.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Patentanspruch 1 gekennzeichnet. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind in den Unteransprüchen beschrieben.

Beim Gegenstand der vorliegenden Erfindung sind keine Präzisionswiderstände, keine eventuell störenden nichtlinearen Integratoren, keine spannungsgesteuerten Oszillatoren und keine Digital/Analogrückkopplung erforderlich. Der Konverter ist selbsteinstellend ausführbar, wobei Fehler unterbunden werden, die sich normalerweise durch Abweichungen der Bauteile und/oder der Steuerspannungen ergeben.

Die Konvertierung wird unter impulsweiser Entladung eines Speicherkondensators durchgeführt, dem das analoge Eingangssignal zugeführt wird; die Entladeimpulse werden gezählt, bis die Ladung des Kondensators null ist. Die impulsweise Entladung erfolgt über einen Konstantstrompfad, wobei sichgestellt wird, daß jeder Impuls einen konstanten Ladungsbetrag abfließen läßt. Die Selbsteinstellung ist unter Anlegung einer bekannten Bezugsspannung

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an den Speicherkondensator durchführbar, wobei die Abweichung der Impulse nach Zahl und Phase bestimmt wird, die zur völligen Entladung der Bezugsspannung erforderlich sind, und durch entsprechende Nachstellung des Konstantstrompfads. Die Zahl der Impulse, die normalerweise zur Entladung des Kondensators während der Einstellung erforderlich ist, ist bekannt. Wenn die entsprechende Impulszahl gegeben ist, wird ein erstes Eingangssignal einem Eingang eines Phasendetektors zugeführt. Sobald die Kondensatorladung den Wert null erreicht, wird dem Phasendetektor ein zweites Eingangssignal gegeben. Der Zeitabstand zwischen diesen beiden Eingangssignalen ist dabei ein Maß für den Fehler. Der Phasendetektor gibt am Ausgang eine Fehlerspannung ab zur Steuerung des Konstantstrompfads, wobei der Strom erhöht wird, wenn eine zu langsame Kondensatorentladung erfolgt; der konstante Strom wird jedoch abgesenkt, wenn eine zu schnelle Kondensatorentladung auftritt.

Die Abweichung von Amplitude und Phase des zugehörigen Taktgebers hat keinen Einfluß auf die Genauigkeit, weil die den konstanten Strom zur Entladung einer gegebenen Ladung taktenden Impulse bezüglich ihrer eigenen Amplitude keinen Einfluß haben, da nur einfach die Zahl der erforderlichen Taktimpulse gezählt wird.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den Zeichnungen dargestellt und werden im folgenden näher beschrieben.

Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung.

Fig. 2 zeigt eine Abwandlung der Schaltkreise gemäß Fig. 1.

Fig. 3 zeigt Wellenformen zur Erläuterung der Steuersignale entsprechend Fign. 2 und 4.

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■:ri fjfj Rn / η 7 π f!

Pig. 4 zeigt Einzelheiten der Schaltkreise gemäß Fig. 2.

Fig. 5 ist eine Abwandlung der Fig. 4.

Fig. 6 zeigt Schaltkreise zu einer automatischen Kompensation, wie sie im Zusammenhang mit Fig. 5 verwendbar sind.

Entsprechend dem Blockschaltbild in Fig. 1 wird in zwei Betriebszuständen gearbeitet: Einstellen und Konvertieren. Während des Einstellens wird eine Bezugsspannung V_REP gemessen und der Strompfad eingestellt. Während des Konvertierens wird die Eingangsspannung V_EIN abgetastet und konvertiert. Die Betriebsarten können dabei in abwechselnder Folge vorgesehen werden; jedoch ist das nicht unbedingt erforderlich. Es können z. B. mehrere Konvertierungsgänge nach jedem Einstellgang durchgeführt werden.

Die Schalt- und Torsignale für das Gerät können auf herkömmliche Weise, die nicht näher dargestellt ist, unter Steuerung durch einen Taktgeber, wie z. B. den Impulsgenerator 36, erzeugt werden. Wahlweise kann derselbe Zähler, der den jeweiligen Digitalwert des Analogsignales feststellt, auch als Zeitgabehilfsmittel für die Erzeugung der Steuersignale verwendet werden. Eine solche Ausführung wird in Verbindung mit der Beschreibung der Fign. 2 und 3 näher erläutert.

Zurück zur Fig. 1. Das speichernde Element ist der Kondensator über einen Schalter 10 werden Analogspannungswerte in den Kondensator 18 eingegeben. Die Ladung des Kondensators 18 wird über einen steuerbaren Strompfad 20 impulsweise abgesenkt, der mit jedem zugeführten Impuls den Kondensator um einen vorgegebenen Betrag entlädt. Der Strompfad 20 wird seitens des Impulsgenerators 36 über ein normalerweise geöffnetes Torglied 38 angestoßen. Die durchgelassenen Impulse vom Generator 36 werden seitens eines Zählers 42 gezählt. Ein Schwellwertdetektor 22 erkennt, wenn die Ladung des Kondensators auf einen vorgegebenen Schwell-

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wert, vorzugsweise null Volt, abgesenkt ist, und gibt ein Ausgangssignal ab, welches während des Einstellens zur Einstellung und während des Konvertierens zur Auslesung des Zählstands verwendet wird.

Ein Phasendetektor 28 mißt die Zeitdifferenz zwischen den in ihn eingegebenen Signalen El und E2. El läuft ein, wenn der Schwellwertdetektor 22 auf dem Kondensator 18 null Volt feststellt. E2 wird eingegeben, wenn der Zähler 42 einen Zählstand N erreicht, der der bekannten Zahl gleicht, welche der Bezugs spannung V_R™ entspricht. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 28 ist eine Spannung, die nach Größe und Polarität von der Zeitdifferenz zwischen den beiden eingegebenen Signalen abhängt. Dieses Ausgangssignal wird Kreisen 26 zum Abtasten und Halten zugeführt, die nur während des Einstellens für die zugeführte Spannung empfänglich sind. Während des Konvertierens wird die in den Kreisen 26 festgehaltene Spannung nicht mehr durch den Phasendetektor 28 verändert. Die in den Kreisen 26 festgehaltene Spannung wird über einen Tiefpass und Verstärker 24 dem steuerbaren Strompfad 20 zugeführt. Die dem Strompfad 20 zugeführte Spannung steuert die Größe der durchlaufenden Stromimpulse, die der Strompfad 20 unter Steuerung durch den Generator 36 dem Kondensator 18 entnimmt.

Zuerst sollen nun die Punktionen des A/D-Konverters während des Einstellens beschrieben werden. Zur Erläuterung soll angenommen werden, daß V_REF = +10 Volt ist und daß der Konverter zur Verarbeitung von Analogsignalen bis maximal 10 Volt bei Schritten von 0,01 Volt vorgesehen ist; d. h., daß ein 10 Volt-Eingangssignal in eine digitale Zählung von 1000 umgewandelt wird. Für Im=IOOO wird der Strompfad 20 so eingestellt, daß er vom Kondensator 18 0,01 Volt bei jedem Impuls vom Generator 36 entnimmt.

Zu Beginn wird ein Schalter 30 in die Einstellstellung 34 gebracht; ein Steuerpotential zum Einstellen erscheint am Steuereingang der

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*1 0 9 8 β 6 / 0 7 q Π

Kreise 26 zum Abtasten und Halten. Der Schalter 10 steht in Stellung 12, und ein Löschsignal wird dem normalerweise durchlässigen Torglied 38 und dem Zähler 42 zugeführt. Der Schalter 10 führt über seine Stellung 12 die Bezugsspannung V_RE„ dem Kondensator 18 zu. Nach einer sehr kurzen Tastperiode, die lang genug ist, den Kondensator 18 auf die Bezugsspannung aufzuladen, wird der Schalter 10 wieder in seine Ausstellung 14 gebracht. Das Löschsignal bringt den Zähler 42 auf seine Anfangsstellung null und blockiert Impulse vom Generator 36, so daß diese nicht durch das Torglied 38 hindurchgelangen können. Die Kreise 26 zum Abtasten und Halten sind nunmehr empfänglich für Spannungswechsel am Phasendetektorausgang. Der Schwellwertdetektor 22 hat eine ausreichend hohe Eingangsimpedanz, damit er selbst praktisch nicht zum Entladen des Kondensators 18 beiträgt.

Sofort nach der Rückkehr des Schalters 10 in seine Ausstellung wird auch das Löschsignal beendet. Die Zeitgabe ist dabei unkritisch, solange das Löschsignal nicht beendet wird, bevor der Kondensator 18 voll aufgeladen ist. Die Impulse vom Generator 36 werden nunmehr dem Strompfad 20 und dem Zähler 42 zugeführt. Jeder Impuls läßt über den Strompfad 20 den Kondensator 18 um 0,01 Volt im gegebenen Beisiel entladen. Wenn der Kondensator voll entladen ist, gibt der Schwellwertdetektor ein Signal El ab. Wenn die Anordnung fehlerfrei arbeitet, erreicht der Zähler 42 einen Zählstand N zur gleichen Zeit, zu der der Schwellwertdetektor 22 das Signal El abgibt.

Angenommen, die beiden Signale El und E2 kommen gleichzeitig an den beiden Eingängen des Phasendetektors 28 an. Dann ergibt sich kein verändertes Ausgangesignal am Phasendetektorausgang, und die Einstellung der Kreise 26 zum Abtasten und Halten wird nicht verändert. Wenn jedoch El vor E2 einläuft, bedeutet dies, daß der Kondensator l8 zu schnell entladen wurde. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 28 gibt eine niedrigere Spannung in

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·■ η Q η R R / η 7

die Kreise 26 zum Abtasten und Halten ein, wobei auch die Größe des Stromwertes des Strompfads 20 erniedrigt wird. Damit ist der Fehler für den oder die nachfolgenden Konvertierungsgänge kompensiert.

Wenn E2 vor El einläuft, bedeutet dies, daß der Kondensator 18 zu langsam entladen wurde. Der Phasendetektorausgang erhöht den in den Kreisen 26 gespeicherten Spannungswert und bewirkt damit eine Erhöhung der Größe des Stromwertes durch den Strompfad 20. Damit ist wiederum der Fehler für den oder die nachfolgenden Konvertierungsgänge kompensiert.

Zu Beginn jedes Konvertierungsgangs wird der Schalter 30 in die Konvertierungsstellung 32 gebracht und das Einstellsteuersignal vom Steuereingang der Kreise 26 entfernt. Der Schalter 10 wird in seine Stellung 16 gebracht und das Löschsignal dem Torglied 38 und dem Zähler 42 zugeführt. Das Torglied 38 wird gesperrt, der Zähler 42 gelöscht und die Kreise 26 unempfänglich für das Phasendetektorausgangssignal gemacht. Die Spannung V„j_N wird dem Kondensator 18 zugeführt. Während des eigentlichen Konvertierens kann der Phasendetektor 28 als unwirksam angesehen werden; seinAusgangssignal hat keinen Einfluß auf die anderen Bauteile mehr.

Nach einer kurzen Periode, die jedoch lang genug ist, den Kondensator 18 auf V_FIN aufzuladen, kehrt der Schalter 10 in seine Ausstellung 14 zurück, und das Löschsignal wird vom Torglied 38 und vom Zähler 42 entfernt. Nunmehr gelangen Impulse vom Generator 36 durch das Torglied 38 hindurch und werden durch den Zähler 42 aufgezählt. Jeder Einzelimpuls sorgt des weiteren mittels des Strompfads 20 für die Entladung des Kondensators 18 um 0,01 Volt. Obwohl Temperatur, Versorgungsspannung und Toleranzfehler darauf zielen, den vorgegebenen Entladewert von 0,01 Volt weg zu verändern, besorgt die wahrend Einstellgängen durch-

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<·. Π fl fl B fi / 0 7 q fi

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geführte Korrektur jedesmal die Rückkehr auf den gewünschten 0,01 Volt-Wert. Sobald der Kondensator 18 voll entladen ist, gibt der Schwellwertdetektor 22 ein Signal El ab, das nun über den Schalter 30 den erreichten Zählstand des Zählers 42 ablesen läßt. Der dabei erreichte Zählstand ist das Digitaläquivalent von Vg _IN·

Es ist darauf hinzuweisen, daß die Bezugsspannung nicht gleich der maximalen verarbeitbaren Spannung sein muß. Z. B. kann V_REfl 1,0 Volt sein, auch wenn der Konverter Spannungen bis +10 Volt verarbeiten soll. N wird dann zu 100 gewählt und nicht zu 1000. Der GesamtzähIbereich bleibt jedoch derselbe, wie er vorbeschrieben wurde.

Wie bereits genannt, können die Schalt- und Steuersignale, wie Löschen und Einstellen, durch besondere dazu vorgesehene Schaltkreise erzeugt werden oder auch mit Hilfe des Zählers 42. Einstellen und Konvertieren kann wechselweise durchgeführt werden. Fig. 2 zeigt ein modifiziertes Blockschaltbild für den Fall, daß die Schalt- und Steuersignale durch den Zähler 42 und eine zugeordnete Logik erzeugt werden und daß Einstellen und Konvertieren wechselweise erfolgen. Die Einzelheiten der Fig. 2, die denen der Fig. 1 entsprechen, werden nicht noch einmal beschrieben.

Es sei angenommen, daß der Zähler 42 eine Kapazität N + η hat und daß ein Decodierer herkömmlicher Art mit ihm verbunden ist, der Ausgangssignale dann abgibt, wenn der Zähler auf null, N oder Ν+δ steht;δ ist dabei kleiner als η und vorzugsweise eine kleine positive ganze Zahl wie eins oder zwei. In diesem Falle braucht der Zähler nicht durch ein externes Signal gelöscht zu werden, obwohl ein solches externes Signal auch ohne weiteres verwendet werden könnte. Ein Torglied 44 gemäß Fig. 2 ersetzt das Torglied 38 von Fig. 1. Der Schalter 30 ist jetzt in Blockform dargestellt als elektronischer Schalter und ähnlich auch der Schalter 10 von Fig. 1 als elektronische Schalter 10a und 10b.

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Die Steuersignale Löschen, V_REp Anschalten, Vgjjj Anschalten, Konvertieren und Einstellen sind im Zeitschaubild Fig. 3 dargestellt. Sie werden entsprechend den Schaltzuständen des Zählers 42 mit einfachen logischen Schaltkreisen, den Flip-Flops 46 und 48 sowie den UND-Gliedern 50 und 52, erzeugt.

Beim dargestellten Beispiel beginnt jeder Arbeitsgang mit dem Zählstand Ν+δ im Zähler 42. Die Impulse vom Generator 36 werden konstant im Zähler 42 aufgezählt. Sobald der Zähler 42 den Zähltand N+n erreicht hat, schaltet der nächste Eingangsimpuls den Zähler auf Null.

Zur Erläuterung soll angenommen werden, daß der A/D-Konverter auf Konvertieren geschaltet ist und daß der Zähler auf N steht. Zählschritte später wird das Flip-Flop 46 eingeschaltet und erzeugt ein Ausgangssignal Löschen; das Flip-Flop 48 wird eingeastet und gibt ein Ausgangssignal Einstellen ab. Das Signal ogp Anschalten erscheint nunmehr am Ausgang des UND-Glieds 50. er Schalter 10a wird mit dem Signal V_REp Anschalten durchgeschaltet und verbindet die Bezugsspannung mit dem Kondensator 18. Das Torglied 44 wird geöffnet oder durch das Signal Löschen blockiert, um gegebenenfalls Impulse vom Strompfad 20 fernzuhalten. Die Kreise 26 zum Abtasten und Halten werden durch das Einteilsignal gesteuert, um bedingungsgemäß für Wechsel des Phasendetektorausgangssignals empfänglich zu sein. Der Schalter 30

rd gesperrt oder durch das Signal Konvertieren durchgeschaltet. Bei der laufenden Aufzählung der Impulse vom Generator 36 erreicht der Zähler den Zählstand N+n und geht dann wieder auf den Zählstand null. Zu diesem Zeitpunkt werden die Signale Löschen und V_Rgp Anschalten beendet. Nun folgende Impulse werden über das Torglied 44 dem Strompfad 20 zugeführt, und eine Einstellung srfolgt, wie voranstehend in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben.

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Wenn der Zähler dann wieder den Zählstand Ν+δ erreicht, beginnt ein Konvertierungsgang. Die folgenden Steuersignale erscheinen jetzt: Konvertieren, Löschen und V„_IN Anschalten. Beim nachfolgenden Neubeginn des Zählers 42 werden die Signale Löschen und V^-rxT Anschalten wieder abgebrochen, und der Konverter beginnt die Entladung des Kondensators 18 in diskreten Schritten. Wenn der Kondensator 18 voll entladen ist, erzeugt der Schwellwertdetektor 22 das Signal El, das andererseits auch durch den Schalter 30 durchläuft, um das Auslesen des Zählstandes des Zählers 42 zu bewirken. Dabei wird eine nichtzerstörende Auslesung durchgeführt. Wenn erwünscht, kann das gleiche Signal, das die Auslesung des Zählers 42 steuert, auch für eine Löschung des Zählers 42 auf den Zählstand N+ δ verwendet werden.

Weitere Einzelheiten dieses zweiten Ausführungsbeispiels sind in Fig. 4 dargestellt. Dabei entspricht die Pig. 4 dem Schema nach Pig. 2. Die in Blockform dargestellten Bauteile entsprechen dem Stande der Technik; Details davon sind insofern nicht mehr erläutert. Es ist allgemein bekannt, daß solche Schaltkreise in integrierter Schaltkreistechnik herstellbar sind. Der Phasendiskriminator kann dem entsprechen, wie er in der US-PS 3 870 und der entsprechenden deutschen Patentanmeldung P 24 48 533.4 beschrieben ist. Die Steuersignale und die Logik zu ihrer Erzeugung soll wiederum den Pign. 2 und 3 entsprechen.

Die Schalter zur Anschaltung von V_REp und V_EIN an den Speicherkondensator 64 sind vorzugsweise als N-Kanal-Feldeffekttransistoren vom Anreicherungstyp in Metall-Oxid-Semikonduktorausführung ausgebildet. Die Steuersignale V_1517131 Anschalten und V_1n,.. Anschalten werden den Toranschlüssen der im folgenden kurz mit FET bezeichneten Feldeffekttransistoren 60 und 62 zugeführt. Der Schwellwertdetektor ist als üblicher Nullpegel-Durchgangsdetektor dargestellt mit bipolaren Transistoren 70 und 72 vom PNP-Typ, Widerständen 68, 74 und 76 sowie Spannungsquellen E_ß und -V-z. Ein ins Positive gehendes Aus gangs signal erscheint am

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f, Π ή Aft R / η 7 Π Π

Kollektor des Transistors 72 über die Leitung 78, wenn der Kondensator 64 den Pegel null erreicht. Jeder beliebige andere geeignete Nullpegel-Durchgangsdetektor kann jedoch anstelle des gewählten ebenfalls verwendet werden.

Der gesteuerte Strompfad ist in Form einer herkömmlichen Konstantstromquelle ausgebildet mit einem bipolaren NPN-Transistor 88, der mit der Spannungsquelle -V, über einen Widerstand 90 verbunden ist. Der in Emitterfolgesehaltung angeschlossene bipolare NPN-Transistor 96 mit dem RC-Glied 92, Sk dient als Verstärker und Glättungsfilter für den Ausgang der Kreise 98 zum Abtasten und Halten.

Die Schaltkreise, die auf Impulse vom Impulsgenerator 104 über den Strompfad den Kondensator 64 in vorgegebenen Schritten entladen lassen, umfassen bipolare NPN-Transistoren 80, 82 und 84, deren sämtlicher Emitter mit dem Kollektor des Transistors 88 verbunden sind.

Nun soll zuerst ein Einstellgang beschrieben werden. Der Zähler 106 zählt bis zum Zählstand Ν+δ und bewirkt die Abgabe der Signale Löschen, V_REp Anschalten und Einstellen. V_REF Anschalten

schaltet PET 62 durch und läßt somit V_n^₁-, zum Kondensator 64

nur

gelangen. Es ist keine wesentliche Entladung des Kondensators in den Nulldurchgangsdektor gegeben. Das Signal Löschen wird der Basis des Transistors 82 zugeführt und eröffnet damit einen konstanten Stromverlauf über den Transistor 88 des Konstantstrompfades. Der Transistor 80 mit einer negativen Vorspannung von -V„ ist dabei nichtleitend. Die durch den Impulsgenerator 104 an die Basis des Transistors 84 angelegten Impulse haben zu diesem Zeitpunkt keinen Einfluß auf den Transistor 80; sie eröffnen lediglich einen zusätzlichen Stromweg durch den Transistor 84 für einen Teil des durch den Konstantstrompfad fließenden konstanten Stroms. Die Impulse des Generators 104 werden im Zähler 106 aufgezählt.

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Wenn der Zähler 106 den Zählstand null erreicht, werden die Signale V₁₃₁-,- Anschalten und Löschen beendet; ihr Signalpegel geht dabei

XVEiJC¹

nach unten und sperrt die Transistoren 62 und 82. Vorzugsweise wird der Transistor 62 schon vor dem Ende des Signals Löschen ausgeschaltet; dies könnte einfach dadurch gelöst werden, daß das Ende des Signals V„_Ep Anschalten bei einem Zählstand kurz vor dem Zählstand null bewirkt wird, z. B. bei N+n oder bei N+n-1 oder ähnlich.

Der niedrige Pegel an der Basis des Transistors 82 wird als unter -V₂ angenommen. Beim Impulsen des Generators 104 wechselt die Basis von 84 zwischen hohem und niedrigem Pegel hin und her. Der hohe Pegel wird als über -Vp und der niedrige Pegel als unter -Vp angenommen. Damit wird während jedes Impulses bei hohem Pegel an der Basis von 84 der gesamte Konstantstrom über den Transistor 88 durch den Transistor 84 hindurchlaufen. Während der Zeiten, zu denen niedrige Impulspegel an der Basis des Transistors 84 anliegen, wird der gesamte Konstantstrom durch den Transistor 80 gezogen, der dabei den Kondensator 64 um einen gegebenen Betrag entlädt. Dabei kann vorausgesetzt werden, daß die vorgegebene Entladung des Kondensators 64 durch geringe Amplitudenänderungen des Impulsamplitudenpegels des Generators 104 unbeeinflusst bleibt, da die Amplitude der Impulse die Größe des durch den Transistor 80 fließenden Stromes nicht steuert. Auch Phasenvariationen der Generatorausgangsimpulse beeinflussen die Messung nicht, und bei jedem diskreten Entladeschritt des Kondensators 64 zählt der Zähler einen Impuls. Eine Variation der Einschaltzeiten des Impulsgeneratorausgangs müßte jedoch die Messung beeinflussen, weil dabei die Entladezeitdauer während jedes Entladeschrittes in Mitleidenschaft gezogen würde. Diese Fehlermöglichkeit wird jedoch durch die jeweils vorangehend durchgeführten Einstelloperationen kompensiert, wie bereits beschrieben wurde.

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Wenn der Zähler 106 den Zählstand N erreicht, wird ein Signal E2 dem Phasendetektor 100 zugeführt. Sobald die Ladung des Kondensators 64 null Volt erreicht, wird der Transistor 72 des Nulldurchgangdetektors leitend, hebt damit die Spannung an der Leitung 78 an und gibt ein Signal El zum Eingang des Phasendetektors 100.

Wenn El vor E2 ankommt, womit gekennzeichnet wird, daß der Kondensator 64 zu schnell entladen wurde, erzeugt der Phasendetektor eine negative Ausgangsspannung mit einer Amplitude, die der Zeitdifferenz zwischen dem Einlaufen von El und E2 proportional ist. Während das Signal Einstellen ansteht, wird die Detektorausgangsspannung der überlagert, die in den Kreisen 98 zum Halten gespeichert wurde und senkt die Speicherspannung ab. Die Basis des Transistors 96 wird abgesenkt und damit auch die Spannung, die der Basis des Transistors 88 zugeführt wird; der Konstantstromwert über den Konstantstrompfad wird somit kleiner geregelt .-Wenn El nach E2 einläuft, was kennzeichnet, daß der Kondensator zu langsam entladen wurde, gibt der Phasendetektor eine positive Ausgangsspannung ab, deren Größe wiederum proportional der Zeitdifferenz zwischen den Signalen El und E2 ist. Der Wert des über den Konstantstrompfad gezogenen Stromes wird somit höher eingestellt.

Sobald der Zähler 106 den Zählstand Ν+δ erreicht, werden durch die Logik 108 die Steuersignale Löschen, V_EIN Anschalten und Konvertieren eingeschaltet. Da nunmehr das Signal Einstellen auf niedrigen Pegel heruntergeschaltet ist, bleibt die in den Kreisen 98 gespeicherte Spannung unbeeinflußt vom Ausgangssignal des Phasendetektors 100. Der Transistor 60 wird eingeschaltet und gestattet die Aufladung des Kondensators 64 auf die zu messende Spannung V^y^. Der Konstantstrompfad zieht seinen gesamten Strom abwechselnd entweder über den Transistor 82 allein oder über die Transistoren 82 und 84 parallel. Wenn der Zähler den Zählstand null erreicht, werden die Transistoren 60 und 82

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B Π 3 6 8 β / 0 7 9 Π

ausgeschaltet und der Kondensator 64 schrittweise entladen. Sobald die Ladung des Kondensators 64 null erreicht, gibt der Transistor 72 des Nulldurchgangsdetektors ein Ausgangssignal El ab, welches durch das UND-Glied 102 hindurchläuft, da an dessen anderem Eingang das Signal Konvertieren anliegt; der Zählstand des Zählers 106 wird nunmehr ausgelesen.

Durch Parallelschaltung eines Zusatzkondensators zum Kondensator 64 kann die Entladezeit bei gleicher Entladeschrittzahl verändert werden und damit auch das Konvertierungsverhältnis. Wenn z. B. zwei parallele Kondensatoren von 1 Picofarad und 9 Picofarad vorgesehen werden, läßt sich ein Veränderungsverhältnis des Maßstabes um den Paktor 10 erreichen. Der betrachtete Ausgangsfall möge für die beiden Kondensatoren parallel geschaltet gelten. Damit ist die Gesamtkapazität 10 Picofarad. Ein an den Kondensator angelegtes 10 Volt-Signal ergibt eine Gesamtladung von 100 Picojoules; Ladung = Kapazität χ Spannung. Wie in der Beschreibung ausgeführt wurde, soll diese Ladung mit 1000 Stromimpulsen durch den Konstantstrompfad auf null abgesenkt werden. Ein Ausgangszählwert von 1000 gilt somit für 10,0 Volt.

Der Meßbereich wird einfach dadurch verändert, daß 9 Picofarad von der Gesamtkapazität abgeschaltet werden. Nunmehr ergibt erst ein 100 Volt-Eingangssignal eine Aufladung des Kondensators auf 100 Picojoules, die wieder 1000 Entladeimpulse benötigen. Die Ablesung des Zählerausgangs gilt jedoch jetzt als 100,0 Volt. Es ist wohl einzusehen, daß auch weitere Meßbereichsänderungen möglich sind. Die Genauigkeit der Gesamtanordnung hängt in jedem Falle von der Genauigkeit der Kapazitätsbemessungen ab.

Zusätzlich könnte ein PET parallel zum Kondensator 64 vorgesehen werden zur vollständigen Entladung des Kondensators 64 zwischen den einzelnen Arbeitsgangen. Dieser FET müßte normalerweise gesperrt sein und nur in kurzzeitigen Zwischenräumen zwischen den Arbeitsgängen zum Einstellen und Konvertieren eingeschaltet werden.

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Anhand der vorangehenden Beschreibung der Fig. 4 wurde erläutert, wie die Eingänge für die Spannungen V__TM und V mit Hilfe der „

*^1Η REF beiden FET 60 und 62 zum Kondensator 64 durchgeschaltet werden.

Für bestimmte Anwendungsfälle könnte es jedoch vorteilhaft sein, einen zusätzlichen bipolaren Transistor zwischen den beiden FET βθ und 62 und dem Kondensator 64 anzuordnen. Dies ist zweckmäßig, wenn V_FTM von einer Quelle hoher Impedanz kommt. Diese Abänderung ist in Fig. 5 dargestellt. Diese unterscheidet sich von den bisher betrachteten Schaltkreisen dadurch, daß der zusätzliche MPN-Eingangstransistor 110 eingefügt ist. Die weiteren Schaltkreise entsprechen den bisher beschriebenen.

Die Abwandlung gemäß Fig. 5 hat einen Nachteil, über die Basis/

mitterdiode des Transistors 110 ist ein Spannungsabfall V_ßE gegeben. Die dem Kondensator 64 zugeführten Spannungen sind somit Vg_E und ^vgjja""^VBE· Damit wird auch das Aus gangs ergebnis

um V-.^verfälscht.

Dieser V"_BE-Fehler kann auf verschiedene Weise beherrscht werden, line Möglichkeit ist die der Messung von V_n,, und die entsprechend

JDJi

geänderte Zählung. Anstelle des Zählsbeginns beim Zählstand null könnte die Zählung bei einem kompensierenden Zählstand entsprechend V_„ beginnen. Dies würde eine automatische Addition

ÜJi

/on Vg_E zu V_ET_N-V_BE ergeben. - Andererseits könnte ebenfalls um sich bei der Messung ergebenden Zählstand ein V_ßE entsprehender Zählwert hinzugefügt werden. - Schwierigkeiten, die sich lufgrund eines unbestimmten Basispotentials des Transistors LlO ergeben könnten, können durch Erdung dieser Basis über einen /eiteren FET während der Entladezeit des Kondensators 64 gelöst uerden.

Der erläuterte A/D-Konverter kann selbst zur Messung von V_ßE benutzt werden. Dazu müßte mit einer bekannten veränderbaren Eingangsspannung ν"_ΕΙΝ gearbeitet werden. Diese Eingangs spannung müsste so weit abgesenkt werden, bis der Zähler eine Auswertung

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⁽. η § fl % f / η 7 q η

null ergibt. Dann entspricht V_ßE gerade der Eingangsspannung. Der Eingang wird nun direkt zum Kondensator 64 durchgeschaltet unter Umgehung des Transistors 110. Eine jetzt erfolgende Messung ergibt genau einen digitalen Meßwert für V_ßE·

Die Spannung V_RF kann auch automatisch und periodisch mit Hilfe der Schaltkreise gemäß Fig. 6 gemessen werden. Dazu ist jedoch darauf hinzuweisen, daß bei der Abänderung gemäß Fig. 6 die Steuersignale nicht mehr so erzeugt werden dürfen, wie in Fig. 3 dargestellt; die Steuersignale müßten vorzugsweise durch eine gesonderte Zeitsignalquelle herkömmlicher Art erzeugt werden. Solche Zeitgeberkreise gehören zum bekannten Stande der Technik.

Die den Konverter betreffenden eigentlichen Abänderungen gemäß Fig. 6 sollen erläutert werden. Dazu wird ein zusätzlicher Arbeitsgang vorgesehen, der als Meßgang für V_ßE bezeichnet werden soll. Während dieses Meßganges wird V„_IN nicht mit der Klemme D verbunden. Statt dessen wird der Klemme D über einen negativen Rückkopplungskreis hohen Verstärkungsgrades eine Spannung V_BE zugeführt. V_ßE wird dann direkt dem Kondensator 64 zugeführt und wie beim Konvertieren ausgewertet; ausgenommen jedoch, daß anstelle der Ablesung des Digitaläquivalents von V_ßE beim Einschalten des Signals El der Digitalwert V_ßE im Zähler festgehalten wird und als Startzählwert beim nachfolgenden Einstelloder Konvertiergang dient. Während der Löschzeiten der Konvertier- und Einstellgänge wird der Zähler nicht wie gemäß Fig. 1 weitergezählt. Nach diesen Löschzeiten, wenn die Spannung am Kondensator V^^^-V^^ oder ν_πΡΏ-ν_ΌΓ, konvertiert wird, startet

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der Zähler dann jeweils mit dem V_RF entsprechenden Zählwert und stoppt bei den Auswertezählständen für V,-,™ bzw.

Der negative Rückkopplungspfad hohen Verstärkungsgrades enthält einen Operationsverstärker 120, zwei N-Kanal-Feldeffekttransistoren vom Anreicherungstyp 114 und 116, einen Kondensator 121 und einen Ladewiderstand 118. Der Ladewiderstand 118 könnte ein

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f> 0 3 S 8 6 / f) 7 9 0

P-Kanal-FET sein, dessen Quellanschluß und Toranschluß verbunden sind. Des weiteren wird ein N-Kanal-FET 112 vom Anreicherungstyp vorgesehen.

Die Messung von V_R„ läuft wie folgt ab: Das nicht dargestellte Löschsignal läßt keine Impulse zum Konstantetrompfad und zum Zähler gelangen. Das Signal V __M Anschalten wird eingeschaltet und schaltet den FET 60 durch. FET 114 ist eingeschaltet und FET 112 aus. Der Rückkopplungszweig zwingt die Klemme D nunmehr auf die Spannung V_R„. Wegen der außerordentlich hohen Verstärkung des Operationsverstärkers 120 werden kleine negative oder positive Ladungen des Kondensators 64 in große negative oder positive Spannungswerte für den Toranschluß des FET 116 umgesetzt. Der Widerstand 118 und FET 116 arbeiten als Inverter. Dabei ergibt eine kleine positive Ladung am Kondensator 64 eine Abwanderung des Potentials der Klemme D ins Negative, womit die Ladung des Kondensators 64 verkleinert wird. Eine kleine negative Ladung des Kondensators 64 ergibt eine positive Abwanderung des Klemmpotentials von D, womit wiederum die Spannung am Kondensator erhöht wird. Diese Rückkopplungsschaltung stabilisiert sich in einem Zustand, bei dem der Kondensator 64 die Ladung null hat, und die Spannung an der Klemme D ist dann V_ßE über null. Diese Spannungsstabilisierung ist für negative Rückkopplungssysterne wohlbekannt und arbeitet schnell. Die Stabilisierungsgeschwindigkeit wird durch überbrückung des Kondensators 64 mit einem schaltbaren Widerstand während der Arbeit des Rückkopplungssystems noch erhöht. Nach einer kurzen Zeit, die groß genug ist, die Stabilsierung zu erzielen, werden der FET 114 und der Rückkopplungszweig und ebenfalls der FET 60 ausgeschaltet. Der Kondensator 121 hält die Klemmenspannung an D weiterhin auf V_ßE· Nun wird FET 112 eingeschaltet zur Zuführung von V₁₃₁-, zum Kondensator 64. FET 112 wird wieder ausgeschaltet und das nicht dargestellte Löschsignal beendet; V™ wird wie vorbeschrieben konvertiert.

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Danach werden Einstellen und Konvertieren durchgeführt, wie zu Beginn des V„_E-MeßVerfahrens beschrieben.

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Abstrakt: Es wurde ein Analog/Digitalkonverter beschrieben, der in integrierter Schaltkreistechnik ausführbar ist. Proben der zu konvertierenden Spannung werden einem Speicherkondensator zugeführt, der in vorgegebenen Schritten, die durch einen spannungssteuerbaren Konstantstrompfad bestimmt werden, impulsweise entladen wird. Die Impulse werden gezählt und der sich ergebende Zählwert als Maß für die Eingangsspannung benutzt.-Der Strom des Konstantstrompfades und die dadurch bestimmten Entladeschritte werden unter Berücksichtigung erkannter Fehler verändert. Eine bekannte Beζugsspannung wird dazu dem Speicher-Kondensator zugeführt und dann über den spannungssteuerbaren Strompfad impulsweise entladen. Eine Abweichung der Entladezeit von der bekannten Entladezeit, d. h. der bekannten Zahl von Impulsen zur Entladung des Kondensators, wird zur Veränderung der Steuerspannung für den Stromwert im Konstantstrompfad ausgenutzt.

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^r· η q A $ B / η η q η

Claims (1)

1. PATENTANSPRÜCHE

   Analog/Digitalkonverter zur Umwandlung der Spannungswerte eines Analogsignals in äquivalente Digitalwerte, gekennzeichnet durch:

   a) einen Speicherkondensator (18, 64),

   b) einen Schalter (10, 10b, 60) zur Durchschaltung von Proben einer analogen Eingangsspannung (Vr-Tvr) ^zum Speicherkondensator,

   c) einen Konstantstrompfad (20, 88) zur impulsweisen Entladung der jeweils gespeicherten Kondensatorladung in Schritten vorgegebener Größe, wobei Entladeschritte im Takt dem Takteingang des Strompfads zugeführter Entladetaktimpulse durchführbar sind,

   d) eine Entladetaktimpulsquelle in Form eines Impulsgenerators (36, 104),

   e) einen Schwellwertdetektor (22, 70/72), der mit dem Speicherkondensator verbunden ist und mit dessen Hilfe das Absinken der gespeicherten Ladung auf einen vorgegebenen Schwellwert (Null-Pegel) erkennbar ist, und

   f) einen Zähler (42, 106) zur Zählung der dem Konstantstrompfad zuführbaren Entladetaktimpulse, wobei ein der jeweiligen Probengröße der zugeführten analogen Eingangsspannung äquivalenter Digitalwert in Form der bis zur Entladung des Speicherkondensators auf den vorgegebenen Schwellwert erforderlichen Impulszahl am Zähler abnehmbar ist.

   2. A/D-Konverter nach Anspruch 1 mit Einstellkreisen zur Regulierung der Entladeschrittgröße, gekennzeichnet durch: a) einen Schalter (10, 10a, 62) zur Durchschaltung einer bekannten Bezugs spannung (V_n^_7n) zum Speicherkondensa-

   ItHiX¹

   tor (18, 64), wobei anschließend die eingebrachte Bezugsladung ebenfalls über den vorgenannten Konstantstrompfad (20, 88) impulsweise absenkbar ist, und

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   Γ? Π t\ fi fi β / Π 7 3 f ι

   b) einen Phasendektektor (28, 100), dessen erster Eingang dem Ausgang des Schwellwertdetektors (22, 70/72) nachgeschaltet ist, zum Vergleich eines seinem zweiten Eingang zugeführten Zeitsignals (E2) bekannter Lage zum Entladestart mit einem-Signal (El), das nach der Zeit am Schwellwertdetektorausgang auftritt, die erforderlich ist, die in den Speicherkondensator eingebrachte Bezugsladung auf den vorgegebenen Schwellwert (Null-Pegel) abzusenken, wobei die Entladeschrittgröße über den Konstantstrompfad (20, 88) abhängig von der Zeitdifferenz zwischen den beiden Signalen (El, E2) einstellbar ist.

   3. A/D-Konverter nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch:

   a) einen Konstantstrompfad (20, 88), dessen Stromstärke in Abhängigkeit zu einer seinem Steuereingang zuführbaren Steuerspannung steht, und

   b) ein Torglied (38, 44, 84/82), mittels dessen die Entladet aktirapulse vom Impulsgenerator (36, 104) für den Konstantstrompfad (20, 88) zeitselektiv auswählbar sind.

   4. A/D-Konverter nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch:

   a) einen Phasendetektor (28, 100), an dessen Ausgang eine der ermittelten Zeitdifferenz nach Vorzeichen und Größe proportionale Steuerspannung abnehmbar ist, und

   b) Schaltkreise (26, 98) zum Abtasten und Halten dieser proportionalen Steuerspannung und zu deren Weiterführung zum Steuereingang des Konstantstrompfads (20, 88), wobei diese Schaltkreise zum Abtasten der Steuerspannung vom Phasendetektor einen Steuereingang aufweisen, mit dessen Hilfe eine Veränderung der gehaltenen und weitergegebenen Spannung zeitselektiv, durch ein Steuersignal (Einstellen) kontrolliert, durchführbar ist.

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   25-21013

   A/D-Konverter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Zeitsignal (E2) bekannter Lage zum Entladestart zum zweiten Eingang des Phasendetektors (28, 100) nach soviel Entladeschritten gegeben wird, wie unter angenommenen Normalbedingungen zur Absenkung der Kondensatorladung von der Bezugsspannung (V_REp) auf den Schwellwert (Null-Pegel) erforderlich sind, wobei die Zahl der dazu notwendigen Entladeschritte ein digitales Maß für die normale Bezugsentladezeit ist.

   A/D-Konverter nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch:

   a) einen ersten bipolaren Transistor (80), der mit seinem Emitter und Kollektor zwischen dem Konstantstrompfad (88) und dem Speicherkondensator (64) angeordnet ist und dessen Basis mit einem gegebenen festen Potential (-Vp) verbunden ist,

   b) einen zweiten bipolaren Transistor (84), der mit seinem Emitter und Kollektor zwischen dem Konstantstrompfad (88) und einem ebenfalls festen, anderem geeigneten Potential (+V.,) verbunden ist, und

   c) eine Verbindung vom Impulsgenerator (104) zur Basis des zweiten Transistors (84), über die dem zweiten Transistor Taktsignale zuführbar sind, unter deren Einfluß der Strom des Konstantstrompfads (88) entweder während der Entladeschritte durch den ersten Transistor, konstant Ladung vom Speicherkondensator abführt oder während der Entladepausen insgesamt durch den zweiten Transistor fließt, wobei die Ladungsentnahme vom Speicherkondensator unterbunden ist.

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   A/D-Konverter nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch einen zusätzlichen Strompfad zur Aufnahme des gesamten Stroms des Konstantstrompfads (88) während Ladeperioden des Speicherkondensators (64), in denen dem Kondensator entweder die Bezugsspannung (V_RE„) zum Einstellen oder zu konvertierende analoge Eingangs spannung (V_E-r_N) zugeführt wird.

   A/D-Konverter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der zusätzliche Strompfad zur Aufnahme des gesamten Stroms des Konstantstrompfads (88) während Ladeperioden einen dritten bipolaren Transistor (82) aufweist, der mit Emit/er und Kollektor parallel zum zweiten bipolaren Transistor (84) zwischen dem Konstantstrompfad (88) und dem für den zweiten bipolaren Transistor gegebenen festen Potential (+V.) verbunden ist, und daß der Basis dieses dritten Transistors ein Steuersignal (Löschen) während der Kondensatorladeperioden zuführbar ist, welches die Aufnahme des gesamten Konstantstroms im dritten Transistor erfolgen läßt, ohne über den ersten bipolaren Transistor (80) die Aufladung des Kondensators zu beeinflußen.

   A/D-Konverter nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß mit den Ausgängen des vorgesehenen Zählers (106) ein Decodierer verbunden ist, der seinerseits das Zeitsignal (E2) bekannter Lage zum Entladestart abgibt, wenn die während der Bezugsentladung für Normalbedingungen erforderliche Schrittzahl durchgeführt ist.

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   ^ η 9 fl % G / η 7 q π

   10. A/D-Konverter nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,

   daß der Schalter (10, 10b, 60) zur Durchschaltung der analogen Eingangsspannung (V_EIN) zum Speicherkondensator (18, 64) als Feldeffekttransistor ausgebildet ist, dessen Durchflußanschlüsse zwischen der Klemme für die analoge Eingangsspannung und dem Speicherkondensator angeordnet sind und dessen Toranschluß ein Steuersignal (V„_X,_T Anschalten) während des Aufladens des Speicherkondensators beim Konvertieren zuführbar ist.

   11. A/D-Konverter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (10, 10a, 62) zur Durchschaltung der Bezugsspannung (V_REp) zum Speicherkondensator (18, 64) ebenfalls als Feldeffekttransistor ausgebildet ist, dessen Durchflußanschlüssse zwischen der Klemme für die Bezugsspannung und dem Speicherkondensator angeordnet sind und dessen Toranschluß ein Steuersignal (V_REp Anschalten) während des Aufladens des Speicherkondensators auf Beζugsspannung beim Einstellen zuführbar ist.

   12. A/D-Konverter nach Anspruch 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet,

   daß zwischen dem/den vorgesehenen Feldeffekttransistor(en) (60, 62) und dem Speicherkondensator (18, 64) ein bipolarer Eingangstransistor (110) vorgesehen ist, dessen Emitter mit dem Speicherkondensator, dessen Kollektor mit einem geeigneten festen Potential (+V-.) und dessen Basis mit dem/den Feldeffekttransistor(en) (60, 62) verbunden ist.

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   ^Γ> π q R η β / η 7 ^ ο

   13. A/D-Konverter nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch Schaltkreise zur Zuführung einer zusätzlichen, den Basis-Emitterspannungsabfall des Eingangstransistors (110) kompensierenden zusätzlichen Spannung zum Speicherkondensator (18, 64).

   14. A/D-Konverter nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die zusätzlichen Schaltkreise zur Kompensation des Basis-Emitterspannungsabfalls die folgenden Merkmale aufweisen:

   a) einen negativen Rückkopplungspfad mit hohem Verstärkungsgrad zwischen dem Speicherkondensator (64) und dem FET-Anschluß (D) für die analoge Eingangsspannung (V_EIN) oder für die Bezugsspannung (^V _REP)»

   b) einen Schalter (FET 114) zur steuerbaren Aus- und Einschaltung der Rückkopplungskreise und

   c) einen zusätzlichen Feldeffekttransistor (112) zwischen dem gemäß a) gewählten FET-Anschluß (D) und dem Speicherkondensator, wobei dieser Feldeffekttransistor invers zum vorgegebenen Schalter (FET 114) durchschaltbar ist.

   15. A/D-Konverter nach einem der Ansprüche 12 bis 14, dadurch gekennzeichnet,

   daß ein weiterer Feldeffekttransistor zur vollständigen Entladung des Speicherkondensators (64) in Zeiträumen zwischen Einstellen, Konvertieren und Messen des Spannungsabfalls am Eingangstransistor (110) parallel zum Speicherkondensator angeordnet ist.

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   P η 9 $ η β / η 7 π η

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   16. A/D-Konverter nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet,

   daß ein zusätzlicher Peldeffektransistor zur Definition des Basispotentials des Eingangstransistors (110) zwischen der Basis des Eingangstransistors und einem definierten Potential (Nullpotential) angeordnet ist, wobei dieser zusätzliche Feldeffekttransistor während der Entladungen des Speicherkondensators (64) durchschaltbar ist.

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   ^Γ> Π 3 R $ β / ΓΙ 7 q ρ