DE2830481B2

DE2830481B2 - Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsverstärker

Info

Publication number: DE2830481B2
Application number: DE2830481A
Authority: DE
Inventors: Hiroyusu Yokohama Yamaguchi (Japan)
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1977-07-12
Filing date: 1978-07-11
Publication date: 1981-02-19
Also published as: DE2830481C3; GB2002192B; US4227227A; DE2830481A1; GB2002192A

Description

Die Erfindung betrifft eine Schutzschaltung für einer; Gegentaktleistungsverstärker gemäß dem Oberbegriff der nebengeordneten Ansprüche 1 und 2.

Eine Schutzschaltung dieser Art ist aus der DE-OS 23 37 705 bekannt Die Meßschaltung dieser bekannten Schutzschaltung ermittelt den Laststrom, d. h. es wird der laststromabhängige Spannungsabfall über einem Widerstand gemessen und bei Überschreiten eines Schwellenwertes durch diesen Spannungsabfall der Laststrom unterbrochen. Dieser Fall kann bei einem großen Lastwiderstand und großer Aussteuerung des Verstärkers genauso auftreten wie bei einem kleinen Lastwiderstand und kleiner Aussteuerung. Wie später gezeigt wird, wird bei der Erfindung im Gegensatz zur bekannten Laststrommessung eine Lastwiderstandsmessung vorgenommen.

Ein bisher verwendeter Tonfrequenzleistungsverstärker weist die in F i g. 1 dargestellte Anordnung -auf. Bei dem bekannten Tonfrequenzleistungsverstärker ist zwischen den Emitter eines Transistors Q1 von einem ersten Leitfähigkeitstyp, dessen Kollektor an eine positive bpannungsquelle + Vcc angeschlossen ist, und den Emitter eines Transistors Q2 von einem zweiten Leitfähigkeitstyp, dessen Kollektor an eine negative Spannungsquelle - V_EE angeschlossen ist, ein Laststrom-Meßwiderstand Re geschaltet, wobei Re=Te+ Γε ist Zwischen einem Abgriff am Widerstand /fcund einer Last (Lautsprecher SP), deren eines Ende geerdet ist, ist ein Schalter 5 geschaltet Die Kollektor-Emitter-Strekke eines Transistors Qi zum Erfassen des Widerstandes der Last L z. B. deren Kurschluß, ist über einen Widerstand zwischen den Abgriff des Widerstandes Re und die positive Spannungsquelle Vcc geschaltet. Die Basis des Transistors (fy ist an die Verbindungsstelle von Widerständen R_a und /?<, angeschlossen, die zusammen ein Dämpfungsglied bzw. einen Spannungsteiler bilden. Eine Spule 17 zum Be'.Jtigen des Schalters S ist über

einen Treibertransistor Qi, an die positive Spannungsquelle + Vcc angeschlossen. Der Basis dieses Treibertransistors 0» wird die vom Kollektor des Transistors Qi gelieferte Ausgangsgröße zugeführt Wird die Last L kurzgeschlossen, dann wird der Transistor Qt betätigt, um den Schalter S zu öffnen und damit den Leistungsverstärker zu schützen. Diese Schutzmaßnahme erfolgt, wenn die folgende Formel erfüllt wird:

r_Ek - a %

V_w

wobei

Γ_Ε = Widerstandswert des Widerstandes Te von Fig.l

/o = Laststrom

ix = Koeffizient der im wesentlichen durch die Widerstandswerte R, und Rb des Dämpfungsgliedes von F i g. 1 bestimmt ist

Vo = Spannung zwischen den Anschlüssen der Last L

V_m= Schwellenspannung des Transistors Q₃, nämlich der erfaßte Meßpegel des Lastwiderstandes.

Wie aus der obigen Formel hervorgeht, wird der

Schalter S unverzüglich geöffnet wenn die Last kurzgeschlossen wird.

In Fällen, in denen die Schutzschaltung in integrierter Bauweise ausgeführt ist ist es erforderlich, ein Halbleiterelement einer niedrigeD Sperrspannung zu verwenden und den Leistungsverbrauch der Schutzschaltung herabzusetzen. Die zwischen dem Kollektor und dem Emitter des Transistors Q₃ angelegte Spannung verändert sich zwischen der Spannung + Vcc der positiven Spannungsquelle und der Spannung - V_EE der negativen Spannungsquelle. Es wird deshalb eine Stehspannung B Vcr.o zwischen dem Kollektor- und dem Emitterbereich gefordert, die so groß ist, wie der Wert Vcc+ V_EEl so daß, falls die Schutzschaltung integriert ist, die Sperrspannung des Transistors Qi auf den genann ten hohen Pegel erhöht werden muß. Dies bedeutet daß ein großes Chip verwendet werden muß und daß die Küsten für eine integrierte Schutzschaltung erhöht werden. Weitere Nachteile der bekannten Schutzschaltung sind, daß, falls auf einem Halbleiterelement eine hohe Spannung eingeprägt werden muß, der Leistungsverbrauch steigt so daß es erforderlich ist eine Baugruppe eines niedrigen thermischen Widerstandswertes zu verwenden. Spezielle Einrichtungen müssen vorgesehen werden, um die Wärmeableitung zu

so verbessern. Ferner muß der Innenwiderstand des Halbleiterelementes selbst herabgesetzt werden, um die Anwendung eines kleinen Betriebsstroms zuzulassen. Die Anordnung der bekannten Schutzschaltung nach Fig 1 kann somit nicht als für eine Integrierung geeignet angesehen werden.

Aufgabe dieser Erfindung ist es, für einen Leistungsverstärker der eingangs genannten Art eine Schutzschaltung verfügbar zu machen, die zur besseren Ausführung in integrierter Schaltkreistechnik aus einem Halbleiterelement mit verhältnismäßig niederer Sperrspannung gebildet werden kann.

Diese Aufgabe wird durch die Merkmale der nebengeordneten Patentansprüche 1 oder 2 gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind dem

b5 Unteranspruch zu entnehmen.

Die Erfindung wi/d im Vergleich zum Stand der Technik durch Ausführungsbeispiele anhand von 5 Figuren näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine Anordnung der bekannten Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker,

Fig. 2 die Anordnung einer Schutzschaltung gemäß einer Ausführungsform dieser Erfindung, die einen Leistungsverstärker durch Messen des Lastwiderstan- ; des während der positiven Halbwelle des Laststronies schützt;

Fig.3 die Anordnung einer Schutzschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der der Leistungsverstärker durch Messen des Lastwider- in Standes während der positiven und der negativen Halbwelle des Laststromes geschützt wird,

F i g. 4 das Schaltungsdiagramm der Treiberschaltung von F i g. 3,

Fig. 5 die Anordnung eines weiteren Typs der π Schutzschaltung für einen Leistungsverstärker, bei der nur die Meßschaltung von der Schaltungsanordnung nach F i g. 3 abweicht.

Gemäß Fig. 2 ist ein Meßwiderstand /?£f7?_f=2r/r.> zum Erfassen des Laststromes k zwischen den Emitter >n eines NPN-Transistors Q\ und den Emitter eines PNP-Transistors Qi geschaltet. Die Basis jedes der beiden Transistoren Q\ und Qi empfängt ein Eingangssignal. Von einer positiven Spannungsquelle + V_n- wird dem Kollektor des NPN-Transistors Q\ eine positive >> Spannung aufgedrückt. Von einer negativen Spannungsquelle - Vff wird dem Kollektor des PNP-Transistors Qi eine negative Spannung aufgedrückt. Ein Schalter 5 zum Abschalten des Laststromes ist zwischen einen Abgriff des Widerstandes Re und eine Last L jo (Lautsprecher) geschaltet, deren zweites Ende geerdet ist. Der Schalter 5 wird durch eine Spule 17 betätigt, durch welche Strom fließt. Das Bezugszeichen Il bezeichnet eine Meßschaltung zum Erfassen des Lastwiderstandes und das Bezugszeichen 12 eine a Treiberschaltung zum Betätigen des Schalters 5. Das Potential an der Verbindungsstelle 10a zwischen dem Emitter des NPN-Transistors Q\ und dem Widerstand Re ist mit V„ bezeichnet. Das Potential an der Verbindungsstelle Wb zwischen dem Emitter des PNP-Transistors Qi und dem Widerstand /?£ist mit Vl bezeichnet. Das Potential am Abgriff des Widerstandes Re, d. h. an der nicht geerdeten Stelle 10c der Last L, sei mit ve, bezeichnet und der Laststrom mit /o- Die Verbindungsstelle 10a und ein Knotenpunkt 15 sind über einen Widerstand R\ miteinander verbunden. Ein erstes Signal V, wird vom Knotenpunkt 15 abgenommen. Die Verbindungsstelle 106 und ein Knotenpunkt 16 sind über einen Widerstand Ri miteinander verbunden. Ein zweites Signal Vi wird vom Knotenpunkt 16 abgenommen. Der Knotenpunkt 15 ist mit der Basis eines Transistors Q,, verbunden, desen Kollektor über einen Widerstand K₆ an eine positive Spannungsquelle + B angeschlossen ist die eine niedrigere Spannung als + Vcc aufweist Der Emitter des Transistors Qn ist mit dem Knotenpunkt 16 verbunden. Eine Diode D₂ der angedeuteten Polarität ist zwischen die Knotenpunkte 15 und 16 geschaltet

Der Knotenpunkt 15 ist über Dioden Ch und D₄ der angegebenen Polarität geerdet und der Knotenpunkt 16 &o ist über Dioden Eh und Ck, der angegebenen Polarität geerdet Der Knotenpunkt 16 steht mit der Basis eines Transistors Qn in Verbindung, dessen Kollektor an die positive Spannungsquelle +B angeschlossen ist, und dessen Emitter über einen Widerstand Ri und eine Diode D\ der angegebenen Polarität geerdet ist. Die Basis des Transistors Q, 3 steht mit der Verbindungssteile zwischen dem Widerstand Rj und der Diode D₁ in Verbindung. Der Kollektor des Transistors Qm ist mit dem Knotenpunkt 15 verbunden und außerdem über die Diode Di der angegebenen Polarität mit dem Knotenpunkt 16. Der Emitter des Transistors Qm ist geerdet. Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Qm Hegt der Diode D\ parallel, um einen Stromspiegel zu bilden. Der Kollektor des Transistors Qn steht mit der Basis eines Transistors Qn in Verbindung, dessen Emitter an die positive Spannungsquelle + B angeschlossen ist und dessen Kollektor über einen Widerstand Ri geerdet ist. Außerdem ist der Kollektor des Transistors Qu mit der Basis eines Transistors Qn verbunden. Der Kollektor des Transistors (?n steht über einen Widerstand Rs mit der positiven Spannungsquelle +Sund außerdem über einen Widerstand R* mit der Basis eines Transistors Q\t in Verbindung. Der Emitter des Transistros Qn ist geerdet. Der Kollektor des Transistors Q\t, steht über die Spule 17 zum Treiben bzw. Betätigen des Schalters 5 mit der positiven Spannungsquelle + fl in Verbindung, während der Emitter des Transistors Qu, geerdet ist. Zwischen die Basis des Transistors Q]* und Erde ist ein Kondensator Q geschaltet.

Es wird nun die Arbeitsweise der Ausführungsform nach Fig. 2 erläutert. Zum besseren Verständnis wird eine kurze Beschreibung für den Fall gegeben, daß die Last L einen vorgegebenen Widerstandswert aufweist und außerdem für den Fall, daß die Last L kur^gesch'ossen ist. Es wird zunächst der Fall erläutert, bei dem die Last einen normalen Widerstandswert aufweist und der nicht geerdete Anschluß positive Polarität hat. In diesem Fall ist V.,> V₀ und Vl=V₀. Demgemäß befinden sich die Transistoren Q\i und Qu im Arbeitsbereich. Durch den Transistor Qm fließt Strom /2 über den Widerstand R\ in der angegebenen Richtung. Damit nimmt zufolge des Spannungsfalls am Widerstand R, das Potential V, am Verknüpfungspunkt 15, ausgehend vom Potential V„ab. Demgemäß kann die Potentialdifferenz V, - Vi zwischen dem Potential Vi am Verknüpfungspunkt 15 und dem Potential V₂ am Verknüpfungspunkt 16 so gemacht werden, daß sie kurz unter die Schwellen- bzw. Schleusenspannung V_BE zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Qn fällt. Hierdurch wird der Transistor Qn in den nicht leitenden Zustand gesteuert und als Folge davon die Transistoren Qn und φ 5 in den nicht leitenden Zustand und der Transistor (?ie in den leitenden Zustand. Der Schalter 5 wird geschlossen, wenn durch die Spule 17 Strom fließt und er wird geöffnet, wenn durch die Spule 17 kein Strom fließt. Der Schalter bleibt demnach geschlossen, wenn die Last einen höheren Widerstandswert aufweist, als den vorgeschriebenen Wert.

Wird die Last L kurzgeschlossen, dann tritt an der Verbindungsstelle 10a infolge des über den Meßwiderstand Re fließenden Kurzschlußstroms ein Spannungsabfall auf. Als Folge hiervon werden die Spannungen vo und Vl auf Null herabgesetzt, die Transistoren Qn und Qm gelangen in den nicht leitenden Zustand und der Strom h hört auf zu fließen. Damit erhöht sich das Potential Vi am Verknüpfungspunkt 15 bis zum Potential V_u an der Verbindungsstelle 10a Da die Potentialdifferenz Vi — V₂ über die Schwellenspannung Vßfdes Transistors Qi 1 ansteigt wird der Transistor Q\ 1 leitend, wenn den Transistoren Q\ und Qi ein Signal zugeführt wird. In diesem Fall werden die Transistoren Qt und Q\s leitend und der Transistor Qm nichtleitend und der Schalter wird geöffnet.

Es wird nun der allgemeine Fall beschrieben, bei dem die Last L einen ausgewählten Widerstandswert

aufweist. Das Potential V„ an der Verbindungsstelle (Oa läßt sich durch die folgende Gleichung ausdrucken:

K = r_El_n +

(I)

Unter der Annahme, daß v_oä2V_flf (V_B£ stellt die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter bzw. die Schwel'^nspannung des Transistors Qt \ dar) und daß das Verhältnis zwischen dem Strom A, der durch die Diode D\ fließt und dem Strom /2, der durch den Transistor Qn fließt, auf N eingestellt ist. d. h. daß It = NI-. dann läßt sich das Basispotential Vi des Transistors Qu durch die folgende Gleichung ausdrucken:

, _R

■·„ - 2 V_B

_B,

^{2)

V₁ - V₂ = r, /„ -

Λ,

NR,

NR,

(3)

Ο/η δ

NR,

v„ +

NR,

(4)

Wie aus Gleichung (4) folgt, kann bei einer Ausgangsspannung vo eines hohen Pegels über die Ausgangstransistoren des Leistungsverstärkers ein großer Strom geleitet werden und bei einem niedrigen Pegel der Ausgangsspannung v₀ wird die Schutzschaltung betätigt, selbst wenn durch die Ausgangstransistoren des Leistungsverstärkers ein kleiner Strom fließt.

In dem durch die folgende Gleichung (5) ausgedrückten Bereich, bei dem die Ausgangsspannung vo einen hohen Pegel aufweist

NR, " V NR,
gilt die folgende Gleichung:

r_r ■ /» S

i'o .

NR,
Aus Gleichung (6) folgt:

(5)

(6)

(7)

Da V= V₀, läßt sich die Potcntialdifferenz V, - V₂ zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Qt ι durch die folgende Gleichung ausdrücken:

Wenn die Potentialdifferenz V,- V₂über V_BE ansteigt, dann wird der Transistor Qu leitend und der Schalter 5 geöffnet. Die Gleichung (3) läßt sich wie folgt umschreiben.

Aus Gleichurg (7) folgt, daß falls der Widerstand R_L der Last L gleich oder kleiner als —- ■ γε ist, die

Schutzschaltung betätigt wird.

Bei der Schaltung nach F i g. 2 verhindert die Diode Lh die Übertragung einer zu großen Gegenvorspannung zwischen der Basis und dem Emitter des

Transistors Q\t. Eine Gruppe von Dioden Dj und D* unterdrückt die Zufuhr einer zu großen Gegenvorspannung zur Basis des Transistors Qtt und eine Gruppe von Dioden A und Df, unterdrückt die Zufuhr einer zu großen Gegenvorspannung zu dem Emitter des gleichen Transistors Qtt-

Der Transistor Qt2 arbeitet als eine Art Pufferelement, um im wesentlichen die Auswirkung des Spannungsabfalls am Widerstand /?2 zu eliminieren, der zwischen die Verbindungsstelle 106 und den Verknüpfungspunkt 16 geschaltet ist und somit auch weggelassen werden kann. Außerdem ist es möglich, anstelle des Transistors Qtt einen Differentialverstärker zu verwenden. Diese Anordnung ermöglicht es, die Potentialdifferenz V₁- V2 genauer zu erfassen. Der Transistor Qu erfaßt nämlich die Potentialdifferenz Vi — V2 im wesentlichen bis zu einer Größe von 600 mV, während der Differentialverstärker die Potentialdifferenz V, - V2 bis zu einer Größe von etwa 100 mV erfaßt.

Die Ausführungsform nach F i g. 2 ist so aufgebaut, daß der Lastwiderstand während der positiven Halbwelle des Ausgangsstromes erfaßt wird. Wird die Polarität der Dioden und des Transistors umgekehrt, dann kann die Ausführungsform auch so abgeändert werden, daß sie den Lastwiderstand während der negativen Halbwelle des Ausgangsstromes erfaßt. Außerdem kann, wenn es erwünscht ist, den Lastwiderstand nur während der positiven Halbwelle des Ausgangsstromes zu erfassen, der Widerstand R2 mit dem Verbindungspunkt 10c statt mit dem Verbindungspunkt 106 verbunden werden.

Aus der vorhergehenden Ausführungsform folgt, daß diese Erfindung eine für den Transistor Qt 1 erforderliche Sperrspannung ermöglicht, die kleiner als die Summe der absoluten Werte der Pegel + Vcc und - Vf^ der Spannungsquelle ist. Folglich kann die für andere in der Schutzschaltung enthaltene Transistoren geforderte Sperrspannung kleiner als Vcc und Vee sein. Aus dem obigen Grund kann die Schutzschaltung, in der die Erfindung verkörpert wird, leicht in intetrierter Bauweise ausgeführt werden. Wenn die Widerstände Rt und /?2 als externe Elemente der integrierten Schutzschaltung vorgesehen werden, dann kann der Pegel zum Erfassen des Lastwiderstandes einfach eingestellt werden.

Es wird nun anhand von F i g. 3 eine. Schutzschaltung gemäß einer weiteren Ausführungsform beschrieben, mit der der Lastwiderstand während der positiven und der negativen Halbwelle einer Ausgangsspannung vo erfaßt werden kann. Diese Ausführungsform ist dadurch charakterisiert, daß ein erstes und ein zweites Signal über ein erstes und ein zweites Dämpfungsglied von den entsprechenden Anschlüssen eines Meßwiderstandes abgenommen werden, so daß die für die die Schutzschaltung bildenden Transistoren notwendige Sperrspannung herabgesetzt wird.

Bei der Anordnung nach F i g. 3 ist ein Ende 10a eines Laststrom-Meßwiderstandes R_E mit einem ersten Dämpfungsglied ATTt verbunden, das aus den Widerständen An und Α« besteht Ein erstes Signal Vi wird über eine Verbindungsstelle 20 zwischen den beiden Widerständen An und R\s geleitet, ferner über einen Widerstand Rt2 und an einem Anschluß 15 abgenommen. Das zweite Ende 106 des Laststrom-Meßwiderstandes Re ist an ein zweites Däinpfungsglied, bestehend aus den Widerständen Ä13 und Rtf, angeschlossen. Ein zweites Signal V₂ gelangt über eine Verbindungsstelle 22 zwischen den beiden Widerständen Ru und Rtf, und

über einen Widerstand Ru zu einem Anschluß t6, von dem es abgenommen wird. Eine Last L, deren eines Ende geerdet ist, ist mit dem Abgriff 10c des Widerstandes Re über einen Schalter 5 verbunden. Zwischen den beiden Anschlüssen der Last L wird eine Spannung V₀ aufgedrückt.

Zwischen den freien Enden der Widerstände /?is und /?i6 ist eine Gruppe von Dioden Dn-D₁₂ und eine weitere Gruppe von Dioden Dn-Dn mit entgegengesetzter Polarität geschaltet, wie dies aus F i g. 3 hervorgeht. Die Basis eines PNP-Transistors <?ιβ ist mit dem freien Ende des Widerstandes /?is verbunden und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors Q\& liegt zur Diode Du parallel, wodurch eine Strombegrenzungsschaltung gebildet wird. Der Kollektor des PNP-Transistors Qieistmitdem dem zweiten Signal V₂ zugeordneten Ausgangsanschluß 16 verbunden. Die Basis eines NPN-Transistors (?i9 ist mit dem freien Ende des Widerstandes R\e verbunden und die Basis-Emitter-Strecke dieses Transistors liegt zur Diode Du parallel, so daß ebenfalls eine Strombegrenzungsschaltung gebildet wird. Der Kollektor des NPN-Transistors Q\$ ist mit dem dem ersten Signal Vi zugeordneten Ausgangsanschluß 15 verbunden. Die Emitter-Anschlüsse der Transistoren Q\e und Qn sind gemeinsam mit der Verbindungsstelle der in Serie geschalteten Dioden Dw-Dn und mit der Verbindungsstelle der in Serie geschalteten Dioden D₁₃-Dh verbunden und außerdem geerdet. Die Diode Du wird während der positiven Halbwelle des Laststromes leitend gemacht. Die Diode Dm arbeitet während der negativen Halbwelle des Laststromes. Die Diode Du betätigt das Dämpfungsglied ATT\ während der positiven Halbwelle des Laststromes und die Diode Du versetzt das Dämpfungsglied ,47T₂ während der negativen Halbwelle des Laststromes in den Arbeitszustand. Der Ausgangsanschluß 18 der Treiberschaltung 12a ist mit einem Ende der Treiberspule 17 des Schalters 5 verbunden. Das zweite Ende der Spule 17 ist geerdet. Als Treiberschaltung 12a von Fig.3 kann die Treiberschaltung verwendet werden, die in F i g. 2 mit dem Bezugszeichen 12 bezeichnet ist oder auch die Treiberschaltung nach F i g. 4.

Gemäß F i g. 4 ist die üasis eines NPN-Transistors Qi\ mit dem Ausgangsanschluß 15 für das erste Signal Vi verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₂] ist an die positive Spannungsquelle +B und der Emitter über einen Widerstand Λ_ι8, einen NPN-Transistor Q₂S und einen Widerstand R& an die negative Spannungsquelle

— B angeschlossen. NPN-Transistoren Qa und Qu bilden zusammen einen Differentialverstärker. Der Kollektor des Transistors Q₂₃ ist unmittelbar mit der positiven Spannungsquelle + B verbunden. Der Kollektor des Transistors Qn ist über den entsprechenden Kollektorwiderstand an die positive Spannungsquelle + B angeschlossen. Die Emitter-Anschlüsse der beiden Transistoren Qn und Qu sind über einen NPN-Transistor Qn gemeinsam an die negative Spannungsquelle

— B angeschlossen. Die Basis des Transistors Qn ist mit dem Ausgangsanschluß 16 für das zweite Signal verbunden. Der Kollektor des Transistors Q₂₂ ist unmittelbar an die positive Spannungsquelle +B angeschlossen und der Emitter dieses Transistors ist an die Basis des Transistors Q₂₄ und außerdem über einen NPN-Transistor Q₂S an die negative Spannungsquelle

— B angeschlossen. Die Basis eines PNP-Transistors Q₂S steht mit dem Kollektor des Transistors Q₂* in Verbindung und der Emitter des Transistor? Q& über den Ausgangsanschluß 18 mit dem nicht geerdeten Ende

10 der Treiberspule 17 des Schalters S. Eine Konstantstromquelle 201, deren eines Ende geerdet ist, ist über die angegebene Diode an die negative Spannungsquelle — B angeschlossen. Die von der Konstantstromquelle 201 gelieferte Ausgangsgröße wird gemeinsam den Basisanschlüssen der Transistoren Q₂₅, Qn und Q₂₆ zugeführt, die in der erwähnten Reihenfolge angeordnet sind.

Zurückkehrend zu Fig.3 läßt sich das maximale Potential Vi, am Ausgangsanschluß 20 des ersten Dämpfungsgliedes ATT\ und ein maximales Potential Via am Ausgangsanschluß 22 des zweiten Dämpfungsgliedes ATT₂ jeweils durch die folgenden Gleichungen ausdrücken, wobei der Spannungsabfall an den Dioden Di ι bis Di₄ vernachlässigt ist.

«I

20

25

30

J5

40 »16

Rn + Rib

Deshalb lassen sich die für die Treiberschaltung 12a erforderlichen Speisespannungen +Bund —Bwie folgt ausdrücken:

R_u + R₁=,
-. β > üii (- V_Fj) .

«13 ⁺ «16

Unter der Annahme, daß
+ V_cc = 50 Volt,
- V_EE = -50 Volt

45 und

/?,, + Λ_|5 A₁₃ + K₁₆ 5 '

werden die Gleichungen + SS10 V und - B^ -10 V erfüllt. Bei den die Treiberschaltung 12a bildenden Transistoren muß lediglich eine Stehspannung von 24 V vorgesehen werden, selbst wenn ein Spielraum von ±20 V zugelassen wird. Demnach erfüllt es gut den Zweck, falls die Transistoren eine Stehspannung von 30 V aufweisen. Bei der bekannten Schutzschaltung nach F i g. 1 wird dem Transistor Qi eine Spannung von ±50 V aufgedrückt. Das heißt, der Transistor Q₃ muß eine Stehspannung von 100 V aufweisen. Deshalb ist die Schutzschaltung gemäß dieser Erfindung nach F i g. 3 offensichtlich besser für eine Integration geeignet Um diese Integration auszuführen, ist es besser, die Widerstände An und A_n außerhalb der integrierten Schutzschaltung zu setzen.

Die Potentialdifferenz V — V₂ zwischen dem ersten Signal Vi und dem zweiten Signa! V₂, die während der positiven Halbwelle des Laststromes ansteigt läßt sich

die

folgende

11

(8)

ausdrücken,

28 30 481

rd, daß

«II

12

«15 =

«16:

(8)

K -

Gleichung

Λ|| +

= /?i3und

durch

D

wobei angenommen w
p
f* 1 ΐ
if?

ι Ο

wobei W„ das Verhältnis zwischen dem durch die Diode Dia fließenden Strom und dem durch den Transistor Qi* fließenden Strom darstellt. Dieses Verhältnis kann im allgemeinen durch Ändern des Verhältnisses zwischen den Bereichen der Emitter der Diode Du und des Transistors Q,·* während deren Herstellung bestimmt < werden. Vbe bezeichnet die zwischen Basis und Emitter des Transistors <?i9 aufgedrückte Spannung, nämlich die Schwellenspannung hiervon. Die Potentialdifferenz Vj- V) zwischen dem Potential V₂ des zweiten Signals und dem Potenzial Vi des ersten Signals kann während der negativen Halbwelle des Laststromes durch Abänderung der obigen Gleichung (8) bestimmt werden. In diesem Fall ist es zweckmäßig, wenn N, das Verhältnis zwischen dem durch die Diode Di 3 fließenden Strom und dem durch den Transistor Qm fließenden Strom darstellt.

Die Potentiale V₁, und V/. der Emitter-Anschlüsse des Transistoren Ci und Q2, die gemeinsam einen Leistungsverstärker bilden und welche während der posHiven Halbwelle der Lastspannung (Laststrom) auftreten, lassen sich wie folgt ausdrücken:

V₁, =

I₁₁ + V_n

Ist deshalb die Treiberschaltung 12a so bemessen, daß sie für den Fall V₁- V₂ > V,_h (V,_h stellt die erfaßbare Spannung der Treiberschaltung dar) ein Ausgangssignal erzeugt, dann folgt hieraus die Gleichung (9):

ff.

R11 + Λ15

e (= V,_h)

wobei -— den Ausdruck

R\\ ' R\

R_n

darstellt.

Falls die Widerstandswerte der betreffenden Widerstände und N_a so definiert werden, daß sie

1
K

v;„

genügen, dann folgt

und als Folge hiervon die Gleichung (10):
K ■ r_E S R_L

(10)

Aus Gleichung (10) folgt, daß, falls der Lastwiderstand Rl einen kleineren Wert als K ■ rs aufweist, die Treiberschaltung 12a betätigt werden kann. Die parallelgeschalteten Dioden D_n und Du und die parallelgeschalteten Dioden Dn und U14 weisen einander entgegengesetzte Polaritäten auf. Die Widerstände /?15 und R\b sind so angeordnet, daß sie jeweils während der positiven und der negativen Halbwellen des Laststromes betrieben werden. Damit kann der Widerstandswert der Last während der positiven oder während der negativen Halbweüenperiode des Laststromes erfaßt werden. Die Widerstände Ru, Rn und Λ15 setzen das Poential des ersten Signals während der jo positiven Halbwellenperiode des Laststromes herab, wie es dies auch der V/iderstand Ri von Fig.2 tut. Die Widerstände Rm, Ria und R\e wirken in der gleichen Weise, während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes. Da die Gruppe der Widerstände Ru, /?i5

j5 und die Gruppe der Widerände Λ13, /fo während der positiven bzw. der negativen Halbwelle des Laststromes einen Spannungsabfall ohne die Widerstände Rn und R\4 bewirken kann, können die beiden Widerstände /?i2 und R\4 weggelassen werden.

Hat bei der Schaltung nach F i g. 3 die Last L einen höheren Widerstandswert als den vorgeschriebenen, dann wird während der positiven Halbwellenperiode des Laststromes durch den durch den Transistor Qw, welcher mittels des Signals V_2a gesteuert vr<d, und durch die Widerstände Ru und R\₂ fließenden Strom das erste Signal Vj in der Spannung herabgesetzt. Die Spannung des zweiten Signals V₂ fällt jedoch nicht ab, da der Transistor Qw nichtleitend gesteuert ist. Als Folge hiervon sind die Transistoren Qi\ und Qn nichtleitend und der Transistor Q& ist leitend gemacht. Deshalb wird der Schalter S im geschlossenen Zustand gehalten. Wird die Last L kurzgeschlossen, dann gelangt der Transistor Q19 in den nichtleitenden Zustand und verhindert, daß durch die Widerstände Äu und R_n Strom fließt, wodurch das Potential des ersten Signals Vj im wesentlichen bis zum Potential V₀ ansteigt. Zu diesem Zeitpunkt werden die Transistoren Q21 und 023 leitend gemacht und der Transistor Qn wird abgeschaltet, wodurch sich der Schalter 5 öffnet Die gleichen Vorgänge, wie sie beschrieben wurden, finden während der negativen Halbwellenperiode des Laststromes statt.

Wie beschrieben kann bei der Ausführungsform nach

Fig.3 die für die die Schutzschaltung bildenden Halbleiterelememe notwendige Sperrspannung herabgesetzt werden.

Eine Schutzschaltung, bei der die Potentialdiffcrcnz zwischen dem ersten und dem zweiten Signal ausgenutzt wird, kann die Lastwiderstand-Meßschal-

tung nach F i g. 5 enthalten. Eine Verbindungsstelle 10a steht mit einem ersten Dämpfungsglied ATTu in Verbindung, das aus den Widerständen Λ21 und Rn gebildet wird. Das freie Ende des Widerstandes Rn ist geerdet Eine Diode Da der angegebenen Polantät ist über einen Widerstand Rn dem Widerstand Λ22 parallel geschaltet Ein erstes Signal Vi wird von der Verbindungsstelle 20 zwischen den Widerständen Rz\ und Rn abgenommen. Eine Verbindungsstelle 106 steht mit einem zweiten Dämpfungsglied A TTu in Verbindung, das aus den Widerständen R₂* und Rs gebildet ist. Das freie Ende des Widerstandes R25 ist geerdet Ober einen Widerstand Rx ist dem Widerstand R25 eine Diode Db der angegebenen Polantät parallel geschaltet Ein zweites Signal V₂ wird von der Verbindungsstelle 22 zwischen den Widerständen Λ₂« und R25 abgenommen. Eine Treiberschaltung, die mit dem ersten und dem zweiten Signal versorgt wird, weist die gleiche Anordnung wie die Treiberschaltung 12a gemäß F i g. 3

auf. Bei der Schaltung nach F i g. 5 wird während der negativen Halbwelle des Laststromes die Diode D_A nicht leitend und die Diode D_B leitend gemacht Während der positiven Halbwelle des Laststromes wird ä die Diode Da in ihren Arbeitszustand versetzt und die Diode Db abgeschaltet Unter der Annahme, daß

/vi ] ⁼ Λ74 , RlI ⁼ RlS ι

und

R2

gilt während der positiven Halbwellenperiode des Laststromes die folgende Gleichung:

Vx ■■ V₂

{ R₂₁ R₄ \

\ R₁₁ + R_n R_n + R_A J

Wenn im Falle von Vl-V₂SO gemessen wird, drückt sich der Lastwiderstandeswert durch die folgende Gleichung aus:

Rr

-f S Kr_f.

wobei

K" =

R2

bedeutet

Während der negativen Halbwelle des Laststromes kann das gleiche Ergebnis wie oben erhalten werden.

Hierzu 3 Biatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche;

1, Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsversiärker, umfassend

einen zwischen eine Last und einen von zwei gemeinsam den Gegentaktleistungsverstärker bil· denden Transistoren geschalteten Laststrom-Meßwiderstand,

einen in Reihenschaltung zur Last angeordneten ι ο Schalter,

eine an den Laststrom-Meßwiderstand angeschlossene Meßschaltung und

eine Treiberschaltung, durch die mittels eines Ausgangssignals der Meßschaltung der Schalter geöffnet wird, falls die Belastung des Gegentaktleistungsverstärkers einen vorgegebenen Wert übersteigt, wobei die Meßschaltung

einen zweiten Widerstand, dessen eines Ende mit dem einen Ende des Laststrom-MeÜwider-Staats verbunden ist und dessen anderes Ende mit einem ersten Anschlußpunict, an dem ein erstes Signal auftritt, verbunden ist, einen zweiten Anschlußpunkt, der mit dem anderen Ende des Laststrom-Meßwiderstands verbunden ist und einen dritten Transistor aufweist,

dadurch gekennzeichnet, daß die Kollektor-Emitter-Strecke des dritten Transistors (Qi₃) zwischen den ersten Anschlußpunkt (15) rad einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet ist,

daß die Basis des dritten Transistors (Qa) mit dem zweiten Anschlußpunkt (16) verbunden ist und durch den dritten Transistor (Q,_3f ein der Höhe des zweiten Signals (V2) entsprechender und eine Pof.entialdifferenz zwischen den Signalen am ersten Anschlußpunkt (15) und an dem einen Ende (10a; des Laststrom-Meßwiderstands (r$ hervorrufender Strom fließt,

daß die Differenz zwischen dem ersten Signal (VX) und dem zweiten Signal (VT) unter einem vorgegebenen Wert liegt, wenn der Widerstand der Last (L) größer als ein bestimmter Wert ist, bzw. über einem vorgegebenen Wert liegt, wenn der Widerstand der Last (L) unter einem bestimmten Wert liegt, und daß die Treiberschaltung (12) mit der Differenz (VX- V 2) des ersten und des zweiten Signals beaufschlagt ist und den Schalter (S) öffnet, wenn diese Differenz unterhalb des vorgegebenen Werts liegt
2. Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsverstärker, umfassend

einen zwischen zwei gemeinsam den Gegentaktleistungsverstärker bildende Transistoren geschalteten Laststrom-Meßwiderstand, über den eine Last an den Gegentaktleistungsverstärker anschließbar ist. einen in Reihenschaltung zur Last angeordneten Schalter,

eine an den Laststrom-Meßwiderstand angeschlossene Meßschaltung und

eine Treiberschaltung, durch die mittels eines Ausgangssignals der Meßschaltung der Schalter geöffnet wird, falls die Belastung des Gegentaktlei- b5 stungsverstärkers einen vorgegebenen Wert übersteigt, wobei die McQschaltung

ein durch die Reihenschaltung eines zweiten Widerstands und eines dritten Widerstands gebildetes und mit einem Ende des Laststrom· Meßwiderstands verbundenes Dämpfungsglied, dessen Verbindungsstelle zwischen dem zweiten und dem dritten Widerstand mit einem ersten Anschlußpunkt verbunden ist, und einen mit dem ersten Dämpfungsglied verbundenen dritten Transistor aufweist,

dadurch gekennzeichnet,

daß ein zweites, durch die Reihenschaltung aus einem vierten Widerstand (A₁₃) und einem fünften Widerstand (K₁₆) gebildetes Dämpfungsglied (ATTi) mit dem anderen Ende {\Qb) des Laststrom-Meßwiderstands (Rb) verbunden i«=t, daß ein zweiter Anschlußpunkt, mit der Verbindungsstelle (22) zwischen dem vierten und dem fünften Widerstand (A₁₃, Ai₆) verbunden ist, daß die Basis des dritten Transistors (Qt₈) mit dem freien Ende des dritten Widerstands (R₁₅) verbunden ist, während seine KoUektor-Emitter-Strecke zwischen den zweiten Anschiußpunkt (16) und einen Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet ist, daß die Basis eines vierten Transistors (Qi₉), dessen Leitfähigkeitstyp dehi des dritten Transistors (Qi₈) entgegengesetzt ist, mit dem freien Ende des fünften Widerstands (R₁₆) verbunden Ut, während seine Koüektor-Enfiiter-Strecke zwischen den zweiten Anschlußpunkt (15) und den Bezugspotentialpunkt (Masse) geschaltet ist,

daß eine Diode (A₃) zwischen die Basis und den Emitter des dritten Transistors (Q_tB) geschaltet ist, daß eine weitere Diode (D₁₄) zwischen die Basis und den Emitter des vierten Transistors (Qi₉) geschaltet ist und

daß die Anschlußpunkte (15, 16) mit dem Eingang der Treiberschaltung (i 2a; verbunden sind.
3. Schutzschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch Dioden (D₃, Da; L\ D₆) zum Begrenzen der Höhe des ersten und des zweiten Signals (VX V2). ' '
4. Schutzschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Diode (A₃) und zur weiteren Diode (A4) jeweils eine Schutzdiode (Ai, Dn) antiparallel geschaltet ist.
5. Schutzschaltung nach einem der Ansprüche 2 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen die Verbindungsstelle (20) von zweitem und drittem Widerstand (A₁₁, R_is) und den ersten Anschiußpunkt (15) ein sechster Widerstand (R_n) und/oder zwischen die Verbindungsstelle (22) zwischen dem vierten und dem fünften Widerstand (A₁₃, A₁₆) und den zweiten Anschlußpunkt (16) ein siebenter Widerstand (Rn) geschaltet ist
6. Schutzschaltung für einen Gegentaktleistungsverstärker, umfassend

einen zwischen zwei gemeinsam den Gegentaktleistungsverstärker bildende Transistoren geschalteten Laststrom-Meßwiderstand, über den eine Last an den Gegentaktleistungsverstärker anschließbar ist, einen in Reihenschaltung zur Last angeordneten Schalter,

eine an den Laststrom-Meßwiderstand angeschlossene Meßschaltung und

eine Treiberschaltung, durch die mittels eines Ausgangssignals der Meßschaltung der Schalter geöffnet wird, falls die Belastung des Gegentaktleistungsverstärkers einen vorgegebenen Wert über-

steigt, wobei die Meßsenaltung

ein durch die Reihenschaltung eines zweiten Widerstands und eines dritten Widerstands gebildetes und mit einem Ende des Laststrom-Meßwiderstands verbundenes Dämpfungsglied, dessen Verbindungsstelle zwischen dem zweiten und dem dritten Widerstand mit einem ersten Anschlußpunkt verbunden ist,
aufweist,

dadurch gekennzeichnet,

daß mit dem anderen Ende (lOb) des Laststrom-Meßwiderstands (Re) ein zweites, aus der Reihenschaltung eines vierten Widerstands (Rn) und eines fünften Widerstands (Rb) gebildetes Dämpfungsglied (ATT₂) verbunden ist, daß mit der Verbindungsstelle (22) zwischen dem vierten und dem fünften Widerstand (7?24, R25) ein zweiter Anschlußpunkt (16) verbunden ist, daß das freie Ende des dritten Widerstands (R22) und das des fünften Widerstands (R25) mit einem Bezugspotentialpunkt (Masse) verbunden sind,

daß der dritte und der fünfte Widerstand (Rn, R25) je durch eine Reihenschaltung aus einem weiteren Widerstand (Rn, Λ») und einer Diode (D_A, Db) überbrückt sind, und daß die Anschlußpunkte (15,16) mit dem Eingang der Treiberschaltung (12a) verbunden sind.