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Stand der Technik
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Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung nach der Gattung
des Hauptanspruchs.
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Zum Vergleichen von zwei Induktivitäten, zum Beispiel zu dem Zweck,
den Wert einer unbekannten Induktivität durch Vergleichmit einer bekannten Induktivität
festzustellen, können Brückenschaltungen verwendet werden. Brückenschaltungen erfordern
jedoch einen Abgleichvorgang, so daß der Vergleich-der Induktivitäten zeitraubend
ist.
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Vorteile der Erfindung Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung mit
den kennzeichnenden Merkmalen des Hauptanspruchs hat demgegenüber den Vorteil, daß
die Ermittlung der zweiten Zeitspanne, innerhalb der der durch die zweite Induktivität
fließende Strom die gleiche GröBe erreicht hat wie der am Ende der ersten Zeitspanne
durch die erste Induktivität fließende Strom, sehr schnell ohne Abgleicharbeiten
ermittelt werden kann, und für das Verhältnis der beiden Zeitspannen zueinander
zum Verhältnis der beiden Induktivitäten gilt, wie man zeigen kann, folgende Beziehung:
tl/t2 = LI/L2. Bei vorgegebener konstanter Impulsbreite t1 wird also über Impulsbreite
t2 das Verhältnis der beiden Induktivitäten gemessen: 2 t2 = - . t1 1 Hierbei ist
vorausgesetzt, daß ein eventuell vorhandener Eisenkern der Induktivitäten nicht
bis in die Sättigung magnetisiert wird, und außerdem ist vorausgesetzt, daß die
erste und zweite Zeitspanne so kurz ist, daß der Stromanstieg in der ersten und
zweiten Induktivität am Ende der ersten bzw. zweiten Zeitspanne noch so steil verläuft,
daß ein ausreichend genaues Ansprechen des Komparators erfolgt.
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Durch die in den Unteransprüchen aufgeführten Merkmale sind vorteilhafte
Weiterbildungen der im Hauptanspruch angegebenen Anordnung möglich.
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So läßt sich dadurch, daß der zweite Schalter erst dann leitend gesteuert
wird, wenn der erste Schalter gesperrt ist, die ganze Anordnung besonders einfach
aufbauen.
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Gemäß einer Ausführungsform der Erfindung weist der Speicher einen
Kondensator auf, dessen einer Anschluß mit einem Eingang des Komparators und dessen
anderer Anschluß über eine Diode mit der Vorrichtung zur Ableitung der ersten Meßspannung
gekoppelt ist. Dieser Speicher läßt sich besonders einfach verwirklichen.
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Bei einer Ausführungsform der Erfindung wird dem einen Eingang des
Komparators die gespeicherte erste Meßspannung zugeführt und dem zweiten Eingang
die zweite Meßspannung. Bei einer anderen Ausführungsform der Erfindung werden dagegen
die gespeicherte erste Neßspannung und die zweite Mel3spannung dem gleichen Eingang
des Eomf parators zugeführt. Hier ist vorgesehen, daß die Vorrichtungen zum Ableiten
der ersten und zweiten Meßspannung gemeinsam durch einen einzigen Widerstand gebildet
sind, der also über die Diode und den Kondensator mit dem einen Eingang des Komparators
gekoppelt ist, und daß der andere Eingang des Komparators an einem Bezugspotential
angeschlossen ist.
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Bei einer Ausfiihrungsform der Erfindung ist der Ausgang des Komparators
mit dem zweiten Schalter über eine Schaltvorrichtung gekoppelt, die beim Ansprechen
des Eomparators am Ende der zweiten Zeitspanne den zweiten Schalter sperrt. Hierdurch
wird verhindert, daß der Kondensator weiter aufgeladen wird, und daher eignet sich
diese Ausführungsform besonders für schnell aufeinander folgende Meßvorgänge.
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Bei einer Ausfiihrungsform der Erfindung ist parallel zu den Induktivitäten
jeweils eine Löschdiode geschaltet.
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Diese kann gegebenenfalls mit einer entgegengesetzt gepolten Zenerdiode
in Reihe geschaltet sein. Diese Löschdiode bewirkt, daß nach dem Abschalten der
Spannung von der Induktivität das magnetische Feld sehr rasch abgebaut wird und
somit diese Induktivität für eine neue Messung rasch zur Verfügung steht Zeichnung
Ausführungsformen der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und in der nachfolgenden
Beschreibung näher erläutert. Es zeigen Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten A!usfiErungsbeiw
spiels der Erfindung7 Fig. 2 ein Impulsschema für verschiedene in der Anordnung
nach Fig. 1 auftretende Spannungen, und Fig. 3 eine schematische Darstellung eines
weiteren Ausführungsbeispels der Erfindung.
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Beschreibung der Erfindung Die in Fig. 1 gezeigte Anordnung weist
Anschlüsse 1 und 2 zum Verbinden mit dem positiven Pol und dem Massepol der Versorgungsspannungsquelle
auf, außerdem einen Anschluß 3 zur Zuführung eines Steuertakts IS und einen Ausgang
4, an dem ein Ausgangstakt erscheint. An Anschlüssen 5 und 6 ist eine erste Induktivität
L1 angeschlossen, und an einem weiteren mit dem Anschluß 6 verbundenen Anschluß
und einem Anschluß 7 ist eine zweite Induktivität L2 angeschlossen. Beide Induktivitäten
weisen einen Eisenkern auf, die Induktivität L1 ist im wesentlichen unveränderlich,
wogegen die Induktivität L2 in nicht dargestellter Weise veränderbar ist. Der Gleichstromwiderstand
beider Induktivitäten soll gleich groß sein. Die Induktivitäten sind durch Steckanschlüsse
mit der Schaltungsanordnung verbunden und daher gegen andere Induktivitäten austauschbar.
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Es sind zwei NPN-Schalttransistoren Tl und T2 vorgesehen, deren Emitter
an Masse liegt. An der Basis der ransistoren sind Widerstände R1 und R2 bzw. R3
und R4 in der gezeigten Weise angeschlossen. Wenn der Transistor Tl leitend ist,
fließt der Kollektorstrom vom Anschluß 1 über einen Meßwiderstand R5, den Anschluß
6, die erste Induktivität L1 und den Transistor Tl nach Masse. Wenn der Transistor
T2 leitet, fließt sein Kollektorstrom ebenfalls über den Meßwiderstand R5 und dann
über die zweite Induktivität- L2 und den Transistor nach Masse. Der Widerstand R5
ist außerdem über einen Widerstand R6 mit dem Kollektor des Transistors TI verbunden
und über einen
Widerstand R7 mit dem Kollektor des Transistors T2.
Die Kollektoren der beiden Transistoren sind über eine Serienschaltung von zwei
Dioden D1 und D2, deren Kathoden einander zugewandt sind, verbunden. Am Verbindungspunkt
der Kathoden ist die Kathode einer Zenerdiode Z angeschlossen, deren Anode mit dem
Widerstand R5 verbunden ist. Der Verbindungspunkt der Zenerdiode Z und des Widerstands
R5 ist über einen Tiefpaß R8, C1 mit der Kathode einer Diode D3 verbunden, deren
Anode über einen Widerstand R9 mit dem positiven Spannungspol und außerdem mit einem
Anschluß eines Kondensators C2 verbunden ist. Ein Komparator 8 ist in nicht dargestellter
Weise mit der Versorgungsspannung verbunden, sein nichtinvertierender zingang liegt
an einem durch einen Spannungsteiler RIO, R11, R12 bestimmten festen Potential,
sein invertierender Eingang ist einerseits mit dem der Diode D3 abgewandten Anschluß
des Kondensators C2 und andererseits über einen Widerstand 213 mit dem Verbindungspunkt
-der Widerstände R10 und R11 verbunden. Der Ausgang des Komparators 8 ist mit dem
Steuereingang eines Flip-Flops 9 verbunden, dessen Rücksetzeingang R mit dem Anschluß
3 verbunden ist, dessen negierter Ausgang Qnicht beschaltet ist und dessen normaler
Ausgang Q mit je einem Eingang zweier NOR-Glieder 10 und 11 verbunden ist, deren
anderer Eingang mit dem Anschluß 3 verbunden ist. Der Ausgang des NOR-Glieds 10
ist zum Steuereingang des Transistors 22 geführt, der Ausgang des NOR-Glieds 11
bildet den Anschluß 4.
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Wird dem Anschluß 3 ein positiver Steuerimpuls von der zeitlichen
Länge tl zugeführt, vgl. hierzu auch Fig. 2, so wird der Transistor T1 für die Dauer
dieser ersten Zeitspanne tl leitend gesteuert und es fließt ein Strom durch die
erste Induktivität L1. Bei leitendem Transistor T1 kann die die erste Induktivität
L1 speisende Spannungsquelle als niederohmig angesehen werden, so daß der durch
die erste Induktivität L1 fließende Strom mit hinreichender Genauigkeit einer e-Funktion
folgt, die von dem Wert Null ansteigt und sich asymtotisch demjenigen Wert des Stroms
nähert, der durch den Gleichstromwiderstand der ersten Induktivität L1 und die übrigen
Widerstände der Schaltung gegeben ist. Die Widerstände R6 und R7 sind hinreichend
groß, so daß der Meßstrom durch R5 nicht wesentlich beeinträchtigt wird. Der Spannungsabfall
am Widerstand R5 ist in Fig.
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2 als Meßspannung UMeß bezeichnet. UPleß wird über den Tiefpaß R8,
C1 der Diode D3 zugeleitet, die beim überschreiten der Schwellenspannung leitend
wird, so daß der Kondensator C2 auf den Wert UNeß (vermindert um die Schwellenspannung
der Diode D3) aufgeladen wird.
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Zu Beginn des Steuerimpulses hatte das Ausgangssignal des Komparators
8 den logischen Wert 0. Zu einem nicht näher interessierenden Zeitpunkt während
der Dauer von tl ist das Potential des mit dem Kondensator C2 verbundenen Eingangs
des Komparators 8 soweit abgesunken, daß das Ausgangssignal UK
des
Komparators 8 den logischen Wert 1 annimmt, vgl.
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auch Fig. 2. Zu diesem Zeitpunkt ist die erste Zeitspanne tl jedoch
noch nicht abgelaufen und der Kondensator C2 wird noch stärker aufgeladen. Sobald
der Steuerimpuls beendet ist, sperrt der Transistor TI, es sperrt ebenfalls die
Diode D3 und wegen des damit verbundenen Spannungsanstiegs an dem mit dem Eondensator
C2 verbundenen Eingang des Komparators 8 nimmt das Ausgangssignal Zu wieder den
logischen Wert O an.
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Gleichzeitig mit dem Ende des Steuerimpulses wird das Flip-Flop 9
zurückersetzt Da somit beide Eingänge der NOR-Glieder 10 und 11 den logischen Wert
0 aufweisen, hat das Ausgangseignal dieser Glieder den logischen Wert 1, der einem
hohen Potential entspricht, und es wird somit einerseits der Transistor T2 leitend
gesteuert und andererseits erscheint am Anschluß 4 die Vorderflanke eines Ausgangsimpulses.
Sobald der Transistor TI sperrt, bewirkt die in der Induktivität L1 gespeicherte
magnetische Energie einen Stromfluß in Durchlaßrichtung der Diode D1 und durch die
Zenerdiode Z, der rasch abklingt.
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Auch der Strom durch die zweite Induktivität L2 steigt nach einer
e-Funktion an, wobei er sich asymptotisch dem gleichen Wert nähert wie oben für
die Induktivität L1 beschrieben, denn sämtliche Gleichstromwiderstände der Schaltungsanordnung
sind für die Stromwege durch die beiden Induktivitäten gleich groß. Solange beim
Anstieg des Stromes durch die zweite Induktivität L2
die am Widerstand
R5 erzeugte NeßspannungUMeß kleiner ist als die am Ende des Steuerimpulses vorhandene
Meßspannung, bleibt die Diode D3 gesperrt. Sobald jedoch die Spannung UMeß diesen
Wert geringfügig überschreitet, wird die Diode D3 leitend und der am oberen Eingang
des Komparators 8 hierdurch bewirkte Spannungsabfall schaltet das Ausgangssignal
des Komparators wieder auf den logischen Wert 1. Dieser Zeitpunkt entspricht daher
demjenigen Zeitpunkt, wo der Strom durch die zweite Induktivität L2 den maximalen
Strom durch die erste Induktivität L1 gerade überschreitet. Der Zustandswechsel
des Ausgangssignals UX des Komparators 8 bewirkt ein abermaliges Kippen des Flip-Flops
9, wodurch der Transistor T2 gesperrt wird und der Ausgang 4 wieder den logischen
Wert 0 annimmt, der Ausgangsimpuls ist also beendet.
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Der Transistor TI wird erst wieder leitend geschaltet, wenn der nächste
Steuerimpuls dem Eingang 3 zugeführt wird.
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Die Zeitkonstante, mit der sich der Kondensator C2 nach seiner Aufladung
entlädt, ist groß gegenüber der zweiten Zeitspanne t2, während der die zweite Induktivität
L2 von Strom durchflossen wird, so daß die Entladung des Kondensators C2 keine störende
Verfälschung des Meßergebnisses bringt. Da der Anstieg des Stroms in den beiden
Induktivitäten mit hinreichender Genauigkeit ausschließlich durch den Induktivitätswert
bestimmt wird, gilt für das Verhältnis der ersten Zeitspanne tl zu der zweiten Zeitspanne
t2 vom Beginn des Anschaltens der Spannung an die zweite Induktivität L2 bis zu
dem Zeitpunkt, wo die Diode D3 wiederum leitend wird: t1/t2 = LI/L2.
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Da die beiden Phasen des Meßvorganges, nämlich diejenige Phase, während
der die erste Induktivität L7 von Strom durchflossen wird, die auch als Ladephase
bezeichnet werden kann, und diejenige Phase, während der die zweite Induktivität
L2 von Strom durchflossen wird, die auch als Meßphase bezeichnet werden kann, in
kurzem Abstand aufeinanderfolgen, können in dieser Zeit zum Beispiel durch Änderungen
der Umgebungseinflüsse keine derartigen Anderungen der Schaltung auftreten, daß
hierdurch das Meßergebnis verfälscht wird. Dies gilt insbesondere auch für die Schwellenspannung
von D3, die temperaturabhängig ist. Der Genauigkeit des Meßergebnisses kommt auch
zugute, daß für die Ermittlung der beiden Meßspannungen derselbe Meßwiderstand R5
verwendet wird. Wenn sich die beiden Induktivitäten L1 und L2 in dichter Nachbarschaft
befinden, können auch keine Fehler durch unterschiedliche Temperatur der beiden
Induktivitäten entstehen.
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Sollen die beiden Induktivitäten lil und L2 fortlaufend miteinander
verglichen werden, so wird dem Anschluß 3 eine Impulsfolge zugeführt, deren einzelne
Impulse, wie erläutert, die Breite tl haben, und deren Impulsabstand so groß ist,
daß auf jeden Fall der auf einen Steuerimpuls folgende Ausgangsimpuls beendet wird,
bevor der nächste Steuerimpuls folgt. Je nach dem wie stark sich L2 und L1 unterscheiden
kann, kahn es zweckmäßig sein, den Impulsabstand des Steuertakts verschieden groß
zu machen. Gemäß der Darstellung der Fig. 2 ist tl ungefähr gleich groß wie t2,
das heißt es ist auch L1 ungefähr gleich groß wie L2. Der Impulsabstand des Steuertakts
in Fig. 2 ist so groß gewählt, daß in diesem Beispiel die zweite Induktivität L2
bis auf etwa 37 % des Werts von L1 verringert werden kann.
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In Big. 1 sind einzelne Bauelemente durch strichpunktierte Linien
zu größeren Einheiten zusammengefaßt. So bilden die Schalttransistoren n und T2
und der Meßwiderstand R5 eine Einheit, die als Meßschalter 15 bezeichnet werden
kann. Der durch 28, C1 gebildete Tiefpaß, oder allgemeiner dieses Bilter 16, wurde
bereits erläutert. Die Elemente C2, D3 und R9 bilden zusammen einen Speicher 17.
Der Eomparator 8 mit seinen zugehörigen Elementen ist zu einer Eomparatorschaltung
18 zusammengefaßt. Das Flip-Flop 9 und die NOR-Glieder 10 und 11 bilden ein Schaltwerk
19.
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Die in Big. 3 stark schematisiert dargestellte Anordnung unterscheidet
sich von der in Fig. 1 gezeigten Anordnung lediglich dadurch, daß beiden Eingängen
des gomparators Meßspsnnungen zugeführt werden, und zwar dem einen Eingang die im
Kondensator C2 gespeicherte Meßspannung und dem anderen Eingang die während des
Stromflusses durch die zweite Induktivität L2 abgeleitete MeBspannung. Um dies zu
bewerkstelligen, ist ein Umschalter 20 vorgesehen, der von dem Schaltwerk 19', das
zur Ansteuerung dieses Umschalters 20 gegenüber dem Schaltwerk 19 von Fig. 1 modifiziert
ist, geschaltet wird. Die Komparatorschaltung 18' unterscheidet sich von der Komparatorschaltung
18 wegen des anderen Anschlusses der Eingänge des Komparators. Die anderen Komponenten
15, 16 und 17 können genau so aufgebaut sein wie bei der Anordnung nach Fig. 1.
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Das Filter 16 dient dazu, um irgendwelche Spannungsstöße, die durch
die Schaltvorgänge verursacht werden, vom Speicher und vom Komparator fernzuhalten.
Derartige Spannungs stöße könnten auch von Störspannungen herrühren, die von den
Induktivitäten L1 oder L2 aufgenommen werden.
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Die beschriebenen Anordnungen weisen noch den Vorteil auf, daß durch
Änderung der Impulslänge des Steuertakts IS und des Impulsabstandes ein großer Bereich
von Induktivitäten L2 erfaßt werden kann, ohne daß die Induktivität L1 ausgetauscht
werden muß. Die Länge des Ausgangsimpulses 1A bzw. die Länge der einzelnen Impulse
des Ausgangstakts am Anschluß 4 kann durch eine Zeitmeßschaltung automatisch erfaßt
werden, so daß Änderungen der Induktivität L2 hierdurch ebenfalls automatisch erfaßt
werden. Der Steuertakt IS wird vorzugsweise von einem quarzgesteuerten Taktgeber
erzeugt, so daß die Länge der einzelnen Steuerimpulse mit großer Genauigkeit feststeht
und bei der soeben beschriebenen automatischen Erfassung sofort mitberücksichtigt
werden kann. Das bedeutet, daß in der Zeitspanne t2 bereits das Verhältnis der beiden
Induktivitäten - multipliziert mit einer Konstanten -gebildet vorliegt.
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Denn es gilt:
(tl s konstante Impulsbreite des Steuerimpulses). Dieser Sachverhalt ist wichtig
für schnell aufeinanderfolgende Verhältnismessungen. Bei der Induktivität L2kann
es sich um einen Teil eines induktiven Weggebers handeln.