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Sanftanlaufschaltung für Elektromotore
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(Zusatz-Patentanmeldung zu P 27 03 284.4) Die Erfindung betrifft
eine Sanftanlaufschaltung für Elektromotore nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1
des Hauptpatents (Patentanmeldung P 27 03 284.4).
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Schaltungen zum sanften Einschalten von Verbrauchern auf der Basis
von Phasenschnittsteuerungen sind an sich bekannt. Diese Schaltungen verwenden als
Schalter mit Thyratron-Charakteristik sehr häufig sogenannte Triacs oder Thyristoren,
die an ihrer Steuerelektrode über ein Zündelement von einem RC-Glied'gesteuert werden.
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-Triacs sind im Prinzip zwei antiparallel geschaltete Thyristoren,
so daß der Strom in beiden Richtungen über eine gemeinsame Steuerelektrode eingeschaltet
werden kann. Dieses Bauelement wird insbesondere zur Leistungssteuerung von Wechselstromverbrauchern
verwendet.
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Die für die Durchschaltung eines Triacs an seiner Steuerelektrode
benötigten Steuerimpulse werden von einem Zündelement erzeugt, das eine Triggerdiode,
ein Diac (zwei antiparallel geschaltete Vierschicht-Dioden) oder ein Unijunktiontransistor
sein kann. Die diesen Bauelementen gemeinsame Eigenschaft, die sie für ihre Verwendung
als Zündelement eines Triacs befähigt, ist ihre definierte Kippspannung, bei deren
Erreichen das Zündelement durchgeschaltet und damit der Triac gezündet wird.
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In den meisten Fällen ist bei den Schaltungen mit Phasenanschntttsteuerung
in Reihe zu einem Wechselstromverbraucher, beispielsweise R1 in Fig. 4, ein Triac
Tr ges-chaltet.
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Parallel zu dieser Reihenschaltung ist ein RC-Glied geschaltet, wobei
der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R und dem Kondensator C über ein Zündelement
Z mit der
Steuerelektrode des Triacs verbunden ist. Oberschreitet
nun nach dem Einschalten bei einer Halbwelle der Eingangswechselspannung Uw die
Spannung am Kondensator C die Kippspannung des Zündelements, so kippt das Zündelement
in den Durchlaßbereich und schaltet dadurch den Triac ein, womit er leitend wird.
Bei der folgenden entgegengesetzten Halbwelle der Wechselspannung wiederholt sich
der gleiche Vorgang mit entgegengesetzter Stromrichtung. Durch Verändern des Widerstandes
R läRt sich der Stromflußwinkel und damit die dem Wechselstromverbraucher zugeführte
Leistung verändern.
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Bei vielen Maschinen, insbesondere bei Werkzeugmaschinen, besteht
der Wunsch, die Antriebsmaschinen sanft anlaufen zu lassen. Dieses wird dadurch
erreicht, daß der Anschnittswinkel während der Einschaltphase des Motors von der
Drehzahl 0 automatisch langsam auf den Sollwert hochgefahren wird.
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Für das langsame Hochfahren von Glühlampen ist in der DT-OS 24 15
632 eine Schaltungsanordnung beschrieben, die im wesentlichen der Fig. 4 entspricht.
Bei dieser Schaltung ist parallel zum Kondensator des RC-Gliedes eine Diodenbrückenschaltung
geschaltet,
in deren Mittel zwei ein weiteres RC-Glied (R1/C1) angeordnet ist. Durch diese Schaltung
wird erreicht, daß ein zeitlich veränderlicher Anteil des Steuerstromes in einem
zum Zündkondensator parallel liegenden Stromzweig abgeleitet wird.
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Während der ersten Perioden der Netzwechselspannung wird der Kondensator
C1-langsam über die Diodenbrücke aufgeladen.
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Anfangs ist die Spannung an diesem Kondensator sehr klein, so daß
über den Widerstand R1 und den-Kondensator C1 ein relativ großer Strom fließt. Der
Zündkondensator C erhält daher in der Einschaltphase nur einen geringen Ladestrom
und erreicht dadurch die Zündspannung erst wesentlich später, als durch den Widerstand
R vorgegeben ist. Dadurch zündet auch der Triac Tr relativ spät, so daß dem -Verbraucher
in der Einschaltphase nur eine geringe Leistung zugeführt wird.
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Im weiteren -Verlauf wird nun der Kondensator C1 langsam weiter aufgeladen,
so daß seine Spannung ansteigt und sein Ladestrom abnimmt. Eine Entladung des Kondensators
C1 findet über die Diodenbrückenschaltung noch nicht statt. Die Spannung an C1 wächst
daher mit der Zeit an und wirkt huber einen sich langsam verzögernden Zeitraum jeder
Halbwelle der
Eingangswechselspannung als Gegenspannung, so daß
der Ladestrom über den Kondensator C1 immer kleiner und der Ladestrom von C immer
größer wird. Dadurch verändert sich der Anschnittswinkel langsam bis zum vorgegebenen
Sollwert.
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Zur Linearisierung des Arbeitsstromanstieges ist in.Serie zu dem R1C1-Glied
ein Feldeffekttransistor T1 geschaltet, dessen Steuerelektrode an den Verbindungspunkt
zwischen dem Widerstand R1 und dem Kondensator C1 angeschaltet ist.
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Diese bekannte Schaltung leidet unter dem Mangel, daß der einstellbare
Widerstand R nicht allzu klein werden darf, weil die ohnehin schon kritische Schaltung
sonst gänzlich unstabil wird. Wenn aber der Einstellwiderstand R nicht auf niederohmige
Werte einstellbar ist, dann ist auch im höheren Drehzahl bereich eine Drehzahl einstellung
nicht mehr möglich. Diesem Mangel ist nur dadurch abzuhelfen, daß ein Motor verwendet
wird, der mit einer niedrigeren Spannung als der Netzspannung betrieben wird.
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Einer solchen Maßnahme steht aber -das Maschinenschutz-Gesetz entgegen,
das fordert, daß bei überbrückter Elektronik keine Gefährdungen durch unzulässig
hohe Spannungen entstehen dürfen. Diese Gefahr ist aber dann gegeben, wenn der
für
niedrigere Spannungen ausgelegte Motor bei einem Ausfall der Steuerelektronik an
die volle Netzspannung angeschaltet wird. In diesem Fall würde der Motor sich zu
schnell drehen, eventuell durchbrennen, oder die mit üb-erhöhter Drehzahl laufenden
Werkzeuge zu einer großen Gefahrenquelle werden lassen.
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Außerdem sind die Werte all-er Bauteile eng zu tolerieren und in Hochvolt-Au-sführung
vorzusehen. Dieses bringt Nachteile auf der Kostenseite mit sich.
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Ein weiterer Nachteil ist darin zu sehen, daß die aus nur we-nigen
8aufteilen aufgebaute bekannte Schaltung in den Zeit--konstanten ihrer RC-Glieder
große Wiederaufladezeiten aufweist. Bei einem schnellen Wiedereinschalten kann die
Zeit bis zur Funktion des Sanftanlaufes bis zu einer Sekunde betragen, was für die
Bedienungspersonen wieder Gefahren mit sich bringen kann, da diese annehmen können,
daß der Sanftanlauf funktioniert, außerdem hat die Schaltung eine Totzeit von bis
zu 2 Sekunden, wodurch die Betätigungsperson dazu verlei-tet wird, in das Werkzeug
hineinzufassen, kurz bevor die Maschine wieder anläuft.
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Das Hauptpatent hat sich daher die Aufgabe gestellt, eine Sanftanlaufschaltung
für Elektromotore anzugeben, die zuverlässig und sicher arbeitet und Gefahren von
ihren Bedienungspersonen fernhält.
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Wie Fig. 3 zeigt, wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß parallel
zum Kondensator C2 des RC-Gliedes mindestens eine Stromquellenschaltung, bestehend
aus einem Stromquellentransistor T mit Emitterwiderstand R2 und Basisspannungsteiler
R3/R4, geschaltet ist, wobei parallel zu dem mit dem Emitterwiderstand verbundenen
Widerstand R3 des Spannungsteilers ein Hilfskondensator C1 angeordnet ist.
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Fig. 4 zeigt die Modifizierung dieser Lösung für Vollwellenbetrieb,
bei dem für jede der beiden Polaritäten der Netzwechselstromhalbwellen je eine Stromquellenschaltung
vorgesehen ist, die ihren Ladestrom zur Aufladung des Zündkondensators C2 über einstellbare
Widerstände P1 und P2 diesem zuführen.
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Bei dieser Schaltung ist es zweckmäßig, den Zündkondensator nach der
jeweiligen Halbwelle des Netzwechselstroms möglichst
ganz zu entladen,
und zwar möglichst im Stromnulldurchgang.
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Hierzu ist eine Diode D3 parallel zum Zündkondensator C2 geschaltet.
Es ist hierbei nicht optimal, daß die Anforderungen an die verwendete Trigger-Diode
groß sind. Ihr Durchbruchstrom muß nämlich sehr klein sein, damit bei kleinem Stromflußwinkel
die..Zündung sicher erfolgen kann. Bei relativ großen Strömen muß sich die Diode
jedoch noch in ihrem ein--genommenen Zustand halten, um bei vollem Stromfluß die
Synchronisation sicherzustellen. Weiterhi.n müssen die in der Schaltung verwendeten
Elektrolyt-Kondensatoren relativ hohe Werte haben, was einerseits die äußeren Abmessungen
des Schaltungsaufbaues vergrößert und di-e Schaltung selbst insgesamt verteuert.
Schließlich ist auch die Zuverlässigkeit noch nicht optimal, da nicht sichergestellt
ist, daß der Zündkondensator jedesmal völlig entladen wird.
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Es ist daher die Aufgabe des vorliegenden Zusatzpatents, die Schaltungsanordnungen
nach dem Hauptpatent hinsichtlich dieser Aspekte zu verbessern.
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Gelöst wird diese Aufgabe des Zusatzpatents durch die in seinem Anspruch
1 genannten Merkmale. Vorteilhafte Ausgestaltungen
und Weiterbildungen
sind den Unteransprüchen zu entnehmen.
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Durch die obengenannten Merkmale des Zusatzpatents wird nicht nur
die verbesserte Ausführung der Sanftanlaufschaltung, die Gegenstand des Hauptpatents
ist, betriebssicherer und in ihren äußeren Abmessungen kleiner, sondern sie wird
auch wirtschaftlicher, da bei der verbesserten Ausführungsform selbst im Vollwellenbetrieb
nur eine Stromquellenschaltung benötigt wird.
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Im folgenden wird ein Ausführungsbeispiel des Gegenstandes des Zusatzpatents
erläutert. Hierzu dienen die Fig. 1 und 2.
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Die Fig. 3 und 4, die den Fig. l und 2 des Hauptpatents entsprechen,
dienen zur Darstellung der Weiterbildungen des Gegenstandes des Zusatzpatents gegenüber
dem Hauptpatent.
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Wie ein Vergleich der Fig. 1 mit den Fig. 3 und 4, die den Gegenstand
des Hauptpatents darstellen, zeigt, ist die verwendete Stromquellenschaltung, bestehend
aus dem Transistor T, den Widerständen R2, R3 und R4 sowie dem Kondensator C1 derjenigen,
die Gegenstand des Hauptpatents ist, identisch.
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Damit nun aber das völlige Entladen des Zündkondensators C2 sichergestellt
ist, ist ein Entladetransistor T1 vorgesehen, dessen Kollektor-Emitter-Strecke wie
ein Schalter im Durchlaßbereich arbeitet.
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Die Konstantstromquelle, die, wie bereits erwähnt wurde, aus dem Transistor
T, den Widerständen R2 bis R4 sowie dem Kon--densator C,i besteht, lädt das Zündglied,
das seinerseits aus einer Trigger-Diode und dem Zündkondensator C2 besteht, mit
einem langsam ansteigenden Strom auf. Synchron zur angelegten Netzwechselspannung,
und zwar jeweils im Nulldurchgang, wird der Zündkondensator C2 entladen. Dieser
Entladevorgang leitet sich wie folgt ein: Während der negativen Halbwelle, bezogen
auf den Anschlußpunkt AS1, gelangt die negative Spannung über den Widerstand R6
auf die Basis des Transistors T2, wodurch dieser in den Durchlaßbereich gesteuert
wird und die Basis des Entladetransistors T1 auf positive Spannung legt (Anschlußpunkt
AS1). Der Entladetransistor T1 vom pnp-Leitfähigkeitstyp ist damit gesperrt, so
daß während der negativen Halbwelle der Zündkondensator C2 nicht kurzgeschlossen
ist.
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Während der positiven Halbwelle der Hetzwechselspannung gelangt positives
Potential über den Widerstand R5 und die Diode D3 an die Basis des Entladetransistors
T1 und sperrt diesen wiederum, während über den Widerstand R6 auch an die Basis
-des Transistors T2 positives Potential gelangt. Auch dieser Transistor sperrt nun.
Der Zündkondensator C2 ist somit auch während der positiven Halbwelle der Netzwechselspannung
nicht kurzgeschlossen.
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In der negativen Halbwelle wird die Spannung an der Begrenzerdiode
D1 begrenzt und der Hilfskondensator C3 über die Diode D2 auf diese Spannung aufgeladen.
Aus diesem Hilfskondensator bezieht die Schaltung nun während der positiven Halbwelle
und während der Nulldurchgänge ihre erforderliche Energie.
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Denn- während der Nulldurchgänge gelangt negatives Potential vom Hilfskondensator
C3 über den Widerstand R7 an die Basis des Entladetransistors T1 und über den Widerstand
R2, den Transistor T, und die veränderbaren Widerstände P1 und P2 an den Kollektor
des Ladetransistors T1. Dieser Entladetransistor wird somit in den Durchlaßbereich
gesteuert, wodurch er wie ein Kurzschlußschalter den Zündkondensator C2 völlig entleert.
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Die Entladezeit ist, wie auch die Zeitdauer der Durchschaltung des
Entladetransistors T1, sehr kurz. Dieser Zeit von etwa
200 microsec.
reicht jedoch zur völligen Entladung des Zündkondensators C2 aus.
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Dieser Vorgang ist in Fig. 2 grafisch dargestellt. Der Kurvenzug 1
stellt das negative Potential A an der Basis des Transistors T2 dar, das bei jeder
negativen Halbwelle ansteht.
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Der Kurvenzug 2 zeigt dann bei B und C das positive Potential an der
Basis des Entladetransistors T1, das ihn in den Sperrbereich steuert, während bei
D das kurzzeitige negative Potential s.ichtbar ist, das das Durchsteuern des Transistors
bewirkt.
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Das positive Potential bei B wird durch das Durchsteuern -des Transistors
T2 bewirkt. Am Anschlußpunkt AS1 liegt während dieser Ze-it die positive Halbwelle
an. Das positive Potential bei C gelangt über den Widerstand R5 und die Diode D3
an die Basis des Entladetransistors T1 in der positiven Halbwelle.
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Der Anschlußpunkt.AS1 liegt während dieser Zeit an negativem Potential.
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