JPS5913052B2 - 基準電圧源回路 - Google Patents
基準電圧源回路Info
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- JPS5913052B2 JPS5913052B2 JP50091201A JP9120175A JPS5913052B2 JP S5913052 B2 JPS5913052 B2 JP S5913052B2 JP 50091201 A JP50091201 A JP 50091201A JP 9120175 A JP9120175 A JP 9120175A JP S5913052 B2 JPS5913052 B2 JP S5913052B2
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は温度変化に対して比較的安定な出力電圧を発生
する集積化基準電圧源回路に関するものである。
する集積化基準電圧源回路に関するものである。
今日、ディジタル−アナログ変換器等に温度依存性の小
さな安定な基準電圧源が要求されている。
さな安定な基準電圧源が要求されている。
この様な基準電圧源を得るために従来はツェナーダイオ
ードの正の温度係数とトランジスタの順方向電圧の負の
温度係数を補償する方法が取られた。この方法はツェナ
ーダイオードの製造上のバラツキが大きく扁度ドリフト
値上50PPM/℃以下となる様制御する事が非常に難
しい事及びツェナーダイオードの長期ドリフトが大きい
事及び雑音特性が悪いという欠点を持つていた。又、別
の手段としてシリコンエネルギーバンド5 ギャップ基
準電圧源がある。
ードの正の温度係数とトランジスタの順方向電圧の負の
温度係数を補償する方法が取られた。この方法はツェナ
ーダイオードの製造上のバラツキが大きく扁度ドリフト
値上50PPM/℃以下となる様制御する事が非常に難
しい事及びツェナーダイオードの長期ドリフトが大きい
事及び雑音特性が悪いという欠点を持つていた。又、別
の手段としてシリコンエネルギーバンド5 ギャップ基
準電圧源がある。
従来はこの基準電圧源回路をモノシツク集積化する際に
はモノリシック拡散抵抗器の製造上のバラツキおよびト
ランジスタのベース−エミッタ接合電圧のバラツキが有
V)このためシリコンバンドギャップ電圧発生回10路
の出力電圧のバラツキによつて温度係数も比較的バラツ
キが大きく土50PPM/℃以下に制御する事は困難で
あつた。このため抵抗器として薄膜抵抗を用い、この抵
抗器の抵抗値をレーザートリミング等の方法により精密
に調整していた。かノ5 かる方法は製造コストを著し
く増加させるものであつて得策とはいえない。本発明の
目的はモノリシック集積回路に適した基準電圧源を提供
するものである。
はモノリシック拡散抵抗器の製造上のバラツキおよびト
ランジスタのベース−エミッタ接合電圧のバラツキが有
V)このためシリコンバンドギャップ電圧発生回10路
の出力電圧のバラツキによつて温度係数も比較的バラツ
キが大きく土50PPM/℃以下に制御する事は困難で
あつた。このため抵抗器として薄膜抵抗を用い、この抵
抗器の抵抗値をレーザートリミング等の方法により精密
に調整していた。かノ5 かる方法は製造コストを著し
く増加させるものであつて得策とはいえない。本発明の
目的はモノリシック集積回路に適した基準電圧源を提供
するものである。
本発明の他の目的はモノリシック拡散抵抗のバ加 ラツ
キを保償し、温度ドリフトの小さい基準電圧源を提供す
るものである。
キを保償し、温度ドリフトの小さい基準電圧源を提供す
るものである。
本発明の更に他の目的は、D−A(ディジタル−アナロ
グ)変換器に適した基準電圧源を提供するものである。
グ)変換器に適した基準電圧源を提供するものである。
25本発明の基準電圧源は、一対のトランジスタのベー
ス・エミッタ順方向接合電圧(以下、VBEと称す)の
差の電圧(以下、△VBEと称す)又は△VBEの定数
倍の電圧とVBEとの和を出力基準電圧として発生し、
この出力基準電圧がシリコンの30エネルギーバンドギ
ャップ電圧(以下、VGOと称す)と等しくなる如く構
成されたいわゆるシリコンエネルギーバンドギャップ基
準電圧源回路を対象としたもので、かかる基準電圧源回
路の一対のトランジスタのコレクタ電流を別に設けた可
変抵石抗器等のコレクタ電流調整用抵抗により調整して
出力電圧を一定値に調整し、これによつて、モノリシッ
ク拡散抵抗のバラツキを補償し、その結果したがつて、
VlN増加に対して11く12となり、VOUTが減少
しVlN減少に対して11〉12となりV。
ス・エミッタ順方向接合電圧(以下、VBEと称す)の
差の電圧(以下、△VBEと称す)又は△VBEの定数
倍の電圧とVBEとの和を出力基準電圧として発生し、
この出力基準電圧がシリコンの30エネルギーバンドギ
ャップ電圧(以下、VGOと称す)と等しくなる如く構
成されたいわゆるシリコンエネルギーバンドギャップ基
準電圧源回路を対象としたもので、かかる基準電圧源回
路の一対のトランジスタのコレクタ電流を別に設けた可
変抵石抗器等のコレクタ電流調整用抵抗により調整して
出力電圧を一定値に調整し、これによつて、モノリシッ
ク拡散抵抗のバラツキを補償し、その結果したがつて、
VlN増加に対して11く12となり、VOUTが減少
しVlN減少に対して11〉12となりV。
UT.が増大となる負帰還ループが構成されている。こ
こで後述する4式の如く であり、また 11=ΔVB]C/Rであるから これを変形すると となる。
こで後述する4式の如く であり、また 11=ΔVB]C/Rであるから これを変形すると となる。
通常△VBE電圧発生の為のTrO,Tr2のエミツタ
面積比を8:1と設計する。この時1S2/ISl−一
なる。この時上式Aの結果を図示すると第5図の通リと
なる。K,ll〜 したがつてX=? −2.079とな・つたKT/q時
、12/11=1となり差動増幅器1の一、十入力端子
電圧は等しくなる。
面積比を8:1と設計する。この時1S2/ISl−一
なる。この時上式Aの結果を図示すると第5図の通リと
なる。K,ll〜 したがつてX=? −2.079とな・つたKT/q時
、12/11=1となり差動増幅器1の一、十入力端子
電圧は等しくなる。
X〉2.07,9となる12/11〉1となり出力電圧
は減少し、Xく2.07C!となると12/11く1と
なリ出力電圧は増大する。
は減少し、Xく2.07C!となると12/11く1と
なリ出力電圧は増大する。
Xは11の一次の関数であるから、VONに対するI,
/I,の関係を明確にするにはVlNと11の関係を説
明すればよい。
/I,の関係を明確にするにはVlNと11の関係を説
明すればよい。
後述する(1)式より
VOuT=VBE(Tr2)+(11+I2)R2この
V。
V。
UT.を外部からの印加電圧VlNに置換え、各バラメ
ータをV。N印加時の回路動作状態の値とするとV,N
=VBE(Tr2)+(11+I2)R2ここで具−)
》息 であり、又(A)式よリ であるから −O五 が得られる。
ータをV。N印加時の回路動作状態の値とするとV,N
=VBE(Tr2)+(11+I2)R2ここで具−)
》息 であり、又(A)式よリ であるから −O五 が得られる。
(B武を11で微分すると
となり11〉0で6VIN〉0である。
δ11
δ11
?〉0も同時に成り立つからV。
Nに対しδy囚
11は非線形ながら単調増加である事が確認できた。
以上よりV。Nを増加させる11は単調増加しさらに第
5図に示す通り11の増加に対し12/11の比は増加
する。暴^ ▲ ′ JSl− 8≦ なる1に対し12/11は1となる。
5図に示す通り11の増加に対し12/11の比は増加
する。暴^ ▲ ′ JSl− 8≦ なる1に対し12/11は1となる。
VlNがさらに増加し1 − ′ 1
〜8&となク12/11〉1となるとV。
〜8&となク12/11〉1となるとV。
UTは減少し負帰還動作する。逆にVlNが減少し
となV)12/I,く1となるとV。
UTは増大し、負帰還動作する。従つて、差動増幅器1
の二つの入力電圧の差が零となる、すなわち、トランジ
スタTrl,Tr2の各コレクタ電圧が等しくなる動作
点で、第1図に示した回路は安定化される。このとき、
抵抗R1の両端にはトランジスタTrl,Tr2のベー
ス・エミツタ間電圧の差電圧△VBE(=VBF)(T
r2)−VO(Trl))が発生する。よつて、トラン
ジスタTrlのエミツタには、11=△VBE/R1に
なる電流11が流れる。このエミツタ電流11は抵抗R
2にも流れる。R2にはトランジスタTr2のエミツタ
電流12がさらに供給される。したがつて、出力電圧V
。UT(端子3から発生される)は次式で示される。V
OOT=VIE(Tr2)+(11+I2)R2・・・
・・・(1)トランジスタTr,,Tr2のコレクタ電
圧は、電源の正側2における電圧から負荷抵抗R,,R
4での電圧降下を差し引いた値であり、抵抗R,,R,
での電圧降下はこれらの抵抗値とトランジスタTrl,
Tr2のコレクタ電流とで定まる。
の二つの入力電圧の差が零となる、すなわち、トランジ
スタTrl,Tr2の各コレクタ電圧が等しくなる動作
点で、第1図に示した回路は安定化される。このとき、
抵抗R1の両端にはトランジスタTrl,Tr2のベー
ス・エミツタ間電圧の差電圧△VBE(=VBF)(T
r2)−VO(Trl))が発生する。よつて、トラン
ジスタTrlのエミツタには、11=△VBE/R1に
なる電流11が流れる。このエミツタ電流11は抵抗R
2にも流れる。R2にはトランジスタTr2のエミツタ
電流12がさらに供給される。したがつて、出力電圧V
。UT(端子3から発生される)は次式で示される。V
OOT=VIE(Tr2)+(11+I2)R2・・・
・・・(1)トランジスタTr,,Tr2のコレクタ電
圧は、電源の正側2における電圧から負荷抵抗R,,R
4での電圧降下を差し引いた値であり、抵抗R,,R,
での電圧降下はこれらの抵抗値とトランジスタTrl,
Tr2のコレクタ電流とで定まる。
前述した負帰還作用により、トランジスタTrl,Tr
2の各コレクタ電圧が等しくなるように安定化されるか
ら、抵抗R3,R4での各電圧降下は互いに等しくR3
llf=R4l′2となる。周、P,,I′2はそれぞ
れトランジスタTrl,Tr2のコレクタ電流である。
トランジスタTrl,Tr2の電流増幅率HFEが充分
高いとすれば、それらのベース電流は無視し得るので、
コレクタ電流はエミツタ電流に等しいとみR3なせる。
2の各コレクタ電圧が等しくなるように安定化されるか
ら、抵抗R3,R4での各電圧降下は互いに等しくR3
llf=R4l′2となる。周、P,,I′2はそれぞ
れトランジスタTrl,Tr2のコレクタ電流である。
トランジスタTrl,Tr2の電流増幅率HFEが充分
高いとすれば、それらのベース電流は無視し得るので、
コレクタ電流はエミツタ電流に等しいとみR3なせる。
すなわち、PrI,,I′2=12−一11R4である
。
。
したがつて、(1)式より出力電圧V。Tは次式で示さ
れる。負荷抵抗R,,R4の抵抗値が等しいとすれば、
となる。
れる。負荷抵抗R,,R4の抵抗値が等しいとすれば、
となる。
(3)式において、△Vォは下式の如く表わされる。伺
、Kはボルツマン定数、qは単位電荷、Tは絶対温度、
ISl,I,2はトランジスタTrl,Tr2の飽和電
流、そして11,12はトランジスタTrl,Tr2の
コレクタ電流(エミツタ電流)をそれぞれ示す。
、Kはボルツマン定数、qは単位電荷、Tは絶対温度、
ISl,I,2はトランジスタTrl,Tr2の飽和電
流、そして11,12はトランジスタTrl,Tr2の
コレクタ電流(エミツタ電流)をそれぞれ示す。
上記(支)又は(3)式と(4)式とで示される出力電
圧VOUTがシリコンのバンドギヤツプ電圧V。
圧VOUTがシリコンのバンドギヤツプ電圧V。
O=1.205Vに等しくなるように、抵抗比R2/R
1およびR,/R,を調整することにより、出力端子3
から得られる出力電圧V。OTは温度依存性をもたない
実質的に一定となる。すなわち、VOOはシリコンの絶
対零度(0なK)に於けるエネルギーバンドギヤツプ電
圧であるから一定値である。後述の(9)式に示す通り
トランジスタのv?VGOの関数として表わす事ができ
る。したがつて本基準電圧源の出力電圧もVGOの関数
として表わす事ができる。
1およびR,/R,を調整することにより、出力端子3
から得られる出力電圧V。OTは温度依存性をもたない
実質的に一定となる。すなわち、VOOはシリコンの絶
対零度(0なK)に於けるエネルギーバンドギヤツプ電
圧であるから一定値である。後述の(9)式に示す通り
トランジスタのv?VGOの関数として表わす事ができ
る。したがつて本基準電圧源の出力電圧もVGOの関数
として表わす事ができる。
後述の(11y.から(14武への導入過程に示す通リ
、実際の回路に於いてV。O以外の回路パラメータがキ
ヤンセルし合い、VOOTがV。Oと他の微少な摂動項
のみで構成される時V。OT−VOOとなリ温度安定点
が得られる。逆に言えばV(XJT=1.205Vに調
整するとVOUTを導く式に現れるV。
、実際の回路に於いてV。O以外の回路パラメータがキ
ヤンセルし合い、VOOTがV。Oと他の微少な摂動項
のみで構成される時V。OT−VOOとなリ温度安定点
が得られる。逆に言えばV(XJT=1.205Vに調
整するとVOUTを導く式に現れるV。
O以外の項がキヤンセルし合い、温度変化に対して安定
点が得られたことになる。抵抗R,乃至R,はモノリシ
ツク拡散抵抗で構成されるため、これらの製造上のバラ
ツキにより出力電圧V。
点が得られたことになる。抵抗R,乃至R,はモノリシ
ツク拡散抵抗で構成されるため、これらの製造上のバラ
ツキにより出力電圧V。
OTは変化してシリコンバンドギヤツプ電圧V。Oに等
しくなり得ず、この結果、その温度係数は前述の如く土
50PPM/℃を越え実用的ではない。第2図は本発明
の一実施例を示す図であ9、図において、第1図と同等
部分は同一符号をもつて示す。
しくなり得ず、この結果、その温度係数は前述の如く土
50PPM/℃を越え実用的ではない。第2図は本発明
の一実施例を示す図であ9、図において、第1図と同等
部分は同一符号をもつて示す。
第1図と異なる部分は、トランジスタTr,Tr2のコ
レクタ負荷抵抗の部分である。すなわち、トランジスタ
Trlのコレクタは抵抗R,及びR,を介して電源正端
子2K接続され、トランジスタTr2のコレクタは抵抗
R′4及びR6を介して同様に端子2に接続されている
。更に、抵抗R?及びR,の接続点5と抵抗Rt及びR
6の接!続点6との間には可変抵抗器Rが接続され、そ
の可変タツプは端子2に接続されている。第2図の回路
動作の説明及び出力電圧の温度変化を一定値以下の小さ
な値に調整出釆る機構について説明する。
レクタ負荷抵抗の部分である。すなわち、トランジスタ
Trlのコレクタは抵抗R,及びR,を介して電源正端
子2K接続され、トランジスタTr2のコレクタは抵抗
R′4及びR6を介して同様に端子2に接続されている
。更に、抵抗R?及びR,の接続点5と抵抗Rt及びR
6の接!続点6との間には可変抵抗器Rが接続され、そ
の可変タツプは端子2に接続されている。第2図の回路
動作の説明及び出力電圧の温度変化を一定値以下の小さ
な値に調整出釆る機構について説明する。
5前述のように、
出力電圧V。OTは(支)式で示される。しかし、第2
図に示した回路構成の場合ではトランジスタTrl,T
r2のコレクタ負荷抵抗の値が、抵抗R5,R6および
変抵抗器Rを接続したために第1図の回路とは異なる。
今、トランジス3夕Tr,,Tr2の各等価負荷抵抗を
それぞれRLl,RL2とすれば、第2図の回路におけ
る出力電圧VOO,は次式で示される。(5)式に(4
)式を代入すると、 ノ ともかける。
出力電圧V。OTは(支)式で示される。しかし、第2
図に示した回路構成の場合ではトランジスタTrl,T
r2のコレクタ負荷抵抗の値が、抵抗R5,R6および
変抵抗器Rを接続したために第1図の回路とは異なる。
今、トランジス3夕Tr,,Tr2の各等価負荷抵抗を
それぞれRLl,RL2とすれば、第2図の回路におけ
る出力電圧VOO,は次式で示される。(5)式に(4
)式を代入すると、 ノ ともかける。
ここで、トランジスタTrl,Tr2の各等価負荷抵抗
RLl,R[,2はそれぞれで示される。(8)式にお
いて、R5/RxおよびR6/RYはそれぞれ抵抗R,
,Rxおよび抵抗R6,?の並列接続合成抵抗を示し、
Rxは外付可変抵抗Rの接続点5一端子2間における抵
抗値、?は同じく接続点6一端子2間における抵抗値を
それぞれ示す。ところで、第2図の回路から得られる出
力電圧VOOTは上記(6)式又は(7)式で示される
が、特にトランジスタTr2のベース・エミツタ間電圧
VBE(Tr2)の温度による影響を考慮すると、(6
)又は(7)式により出力電圧。
RLl,R[,2はそれぞれで示される。(8)式にお
いて、R5/RxおよびR6/RYはそれぞれ抵抗R,
,Rxおよび抵抗R6,?の並列接続合成抵抗を示し、
Rxは外付可変抵抗Rの接続点5一端子2間における抵
抗値、?は同じく接続点6一端子2間における抵抗値を
それぞれ示す。ところで、第2図の回路から得られる出
力電圧VOOTは上記(6)式又は(7)式で示される
が、特にトランジスタTr2のベース・エミツタ間電圧
VBE(Tr2)の温度による影響を考慮すると、(6
)又は(7)式により出力電圧。
UTを表わすのは不充分である。すなわち、トランジス
タのベース・エミツタ間電圧は周知のように温度依存性
があジ、かつ電流密度依存性がある。温度T。を基準と
した時のトランジスタのベース・エミツタ間順方向電圧
をVBE(TO)とすると、温度Tのときのベース・エ
ミツタ間順方向電圧、?、ベース・エミツタ間順方向電
圧の温度依存性および電流密度依存性を考慮した周知の
一般式から(9)式で表わされる。ここで、VOOは前
述のごとくシリコンのバンドギヤツプ電圧を示し、ηは
デバイスプロセスによつて定まる定数であり、そしてJ
,JOはそれぞれ温度T,TOでのトランジスタに流れ
る電流の電流密度である。温度T。近傍での電流密度の
変化比率は温度の変化比率でほぼ近似する事ができ、K
TT(9)式の右辺第4項は一・11n−とかける。
タのベース・エミツタ間電圧は周知のように温度依存性
があジ、かつ電流密度依存性がある。温度T。を基準と
した時のトランジスタのベース・エミツタ間順方向電圧
をVBE(TO)とすると、温度Tのときのベース・エ
ミツタ間順方向電圧、?、ベース・エミツタ間順方向電
圧の温度依存性および電流密度依存性を考慮した周知の
一般式から(9)式で表わされる。ここで、VOOは前
述のごとくシリコンのバンドギヤツプ電圧を示し、ηは
デバイスプロセスによつて定まる定数であり、そしてJ
,JOはそれぞれ温度T,TOでのトランジスタに流れ
る電流の電流密度である。温度T。近傍での電流密度の
変化比率は温度の変化比率でほぼ近似する事ができ、K
TT(9)式の右辺第4項は一・11n−とかける。
すなQTOわち、(9)式は(10成で書き直せる。
したがつて、トランジスタTr2のベース・エミツタ間
電圧の温度による変動を考慮すれば、出力電圧V。
電圧の温度による変動を考慮すれば、出力電圧V。
UTは(10)およびO式によリとなる。
(11)式で示された出力電圧V。UTの温度係数を求
めるためにTで微分すると、ここで、トランジスタTr
l,′Rr2兼各等価負荷抵抗RL,,RL2は(8)
式で示されるように抵抗比のみで定まらず、抵抗R′3
,R14および外付抵抗R等の抵抗値が関係するため、
これらの温度係数に1V゛(害とbは温度依存性を有し
(12式のようにRL2なる。
めるためにTで微分すると、ここで、トランジスタTr
l,′Rr2兼各等価負荷抵抗RL,,RL2は(8)
式で示されるように抵抗比のみで定まらず、抵抗R′3
,R14および外付抵抗R等の抵抗値が関係するため、
これらの温度係数に1V゛(害とbは温度依存性を有し
(12式のようにRL2なる。
δVOUT
T=TOで?=0となるための条件は、
δT
(12)式から(13)式が成立することである。
周、TOT=TOであるからEn−=oである。
T
(13′Ti!<.を(11成に代入すると、温度T。
において温度係数を最小とすべく設定された出力電圧V
。OTが求まり、(14)式で表わされる。几1q1S
211 換言すれば、(13式が成立するように、抵抗R1乃至
R5および抵抗Rを調整することにより、(14)式で
与えられた温度T。
。OTが求まり、(14)式で表わされる。几1q1S
211 換言すれば、(13式が成立するように、抵抗R1乃至
R5および抵抗Rを調整することにより、(14)式で
与えられた温度T。
(常温)での出力電圧VOUTの温度係数は最小となる
。ここで、温度T。
。ここで、温度T。
近傍での変化に対する出力電圧V。UTの動きを明確に
するために、T=TO+△T△T(ただし、一《1とす
れば、 TO と近似でき、結局 となる。
するために、T=TO+△T△T(ただし、一《1とす
れば、 TO と近似でき、結局 となる。
(15y:.において、F(Rx,RY)は前述した抵
抗値Rx,RYに依存した関数であリ、θは半導体拡散
抵抗(剪,R′4,R,,R6)と外付抵抗Rとの温度
係数の差である。(15y:.の第4項が可変抵抗器R
を付加した事による付加的な温度ドリコトの項である。
この温度ドリフトは前述の定数Aおよび各抵抗を適切な
値に選ぶことによつて極めて小さな範囲に調整すること
ができる。第2図で示した基準電圧源の調整においては
、可変抵抗器Rを調整して差動増幅器1の,・出力電圧
VOUTを温度T。(常温)において第(14′Yf.
が成立するようにする。この時、その温度ドリフトは(
5y:.の第3項および第4項から決まる。なぜなら、
(15武の第1項、第2項にはΔTが含まれていないか
らである。第3図は温度に対する出力電圧の変化を示す
ものであP,.曲線50はトランジスタTr,,Tr2
のHFEが400のときで、曲線60はH9が100の
ときである。
抗値Rx,RYに依存した関数であリ、θは半導体拡散
抵抗(剪,R′4,R,,R6)と外付抵抗Rとの温度
係数の差である。(15y:.の第4項が可変抵抗器R
を付加した事による付加的な温度ドリコトの項である。
この温度ドリフトは前述の定数Aおよび各抵抗を適切な
値に選ぶことによつて極めて小さな範囲に調整すること
ができる。第2図で示した基準電圧源の調整においては
、可変抵抗器Rを調整して差動増幅器1の,・出力電圧
VOUTを温度T。(常温)において第(14′Yf.
が成立するようにする。この時、その温度ドリフトは(
5y:.の第3項および第4項から決まる。なぜなら、
(15武の第1項、第2項にはΔTが含まれていないか
らである。第3図は温度に対する出力電圧の変化を示す
ものであP,.曲線50はトランジスタTr,,Tr2
のHFEが400のときで、曲線60はH9が100の
ときである。
また、抵抗Rl,R,,剪R4,R,,R6をそれぞれ
600Ω, 3.2KΩ7.25KΩ, 7.25KΩ
, 1KΩ, 1KΩとし抵抗Rを10KΩとした場合
であり、さらに、出力電圧として5Vに近い値を得るた
めに、出力端子3と端子4との間に15KΩ, 5KΩ
の抵抗を直列接続し、その接続点にトランジスタTr2
のベースを接続したものである。第3図から明らかなよ
うに、出力電圧の温度ドリフトは温度T。(常温で25
℃)から土30℃の変化に対して土10PPM/℃以内
に入る。また、(15)式の計算結果では、第4図に示
すように、土100mvの広い調整電圧範囲に対して温
度係数の急激な変化はなく調整後は極めて小さな値に収
まつている。以上説明した通り、差動増幅器の出力電圧
VOUTは温度T。
600Ω, 3.2KΩ7.25KΩ, 7.25KΩ
, 1KΩ, 1KΩとし抵抗Rを10KΩとした場合
であり、さらに、出力電圧として5Vに近い値を得るた
めに、出力端子3と端子4との間に15KΩ, 5KΩ
の抵抗を直列接続し、その接続点にトランジスタTr2
のベースを接続したものである。第3図から明らかなよ
うに、出力電圧の温度ドリフトは温度T。(常温で25
℃)から土30℃の変化に対して土10PPM/℃以内
に入る。また、(15)式の計算結果では、第4図に示
すように、土100mvの広い調整電圧範囲に対して温
度係数の急激な変化はなく調整後は極めて小さな値に収
まつている。以上説明した通り、差動増幅器の出力電圧
VOUTは温度T。
に対して(14′Y.で決まる一定値(この値はシリコ
ンのバンドギヤツプ電圧にほぼ等しい)に付加可変抵抗
を調整して合わせる事により約土20PPN/C)以下
の低い温度ドリフトの値を持つ基準電圧源回路を構成す
る事が出来る。向、第1図における抵抗R3,R,を単
に可変抵抗器に置き換えた場合には、この可変抵抗器の
一定回転角度当クのトランジスタTrl,Tr2の各コ
レクタ電流の変化力吠きく、調整感度が高すぎて実質的
に高精度に調整する事はできなくなる。一方、本発明で
は、比較的大きな値の可変抵抗器Rを接続点5−6間に
接続する事により、調整感度を下げる事ができる。さら
に、第3図、第4図から明らかなように、一定調整範囲
において付加的なドリフトの増大なしに調整感度を下げ
る事ができ、大量生産される機器の調整又は検査現場に
於ける調整作業が容易に行なえるという顕著な効果があ
る。以上詳述した如く、本発明による基準電圧源回路を
用いることにより、温度係数の小さな出力電圧を得るこ
とができるので、D−A変換器に適した基準電圧発生回
路となり、又抵抗値のトリミング等の面倒な調整が不要
となるので、モノリシツクIC化が簡単に可能となる。
ンのバンドギヤツプ電圧にほぼ等しい)に付加可変抵抗
を調整して合わせる事により約土20PPN/C)以下
の低い温度ドリフトの値を持つ基準電圧源回路を構成す
る事が出来る。向、第1図における抵抗R3,R,を単
に可変抵抗器に置き換えた場合には、この可変抵抗器の
一定回転角度当クのトランジスタTrl,Tr2の各コ
レクタ電流の変化力吠きく、調整感度が高すぎて実質的
に高精度に調整する事はできなくなる。一方、本発明で
は、比較的大きな値の可変抵抗器Rを接続点5−6間に
接続する事により、調整感度を下げる事ができる。さら
に、第3図、第4図から明らかなように、一定調整範囲
において付加的なドリフトの増大なしに調整感度を下げ
る事ができ、大量生産される機器の調整又は検査現場に
於ける調整作業が容易に行なえるという顕著な効果があ
る。以上詳述した如く、本発明による基準電圧源回路を
用いることにより、温度係数の小さな出力電圧を得るこ
とができるので、D−A変換器に適した基準電圧発生回
路となり、又抵抗値のトリミング等の面倒な調整が不要
となるので、モノリシツクIC化が簡単に可能となる。
周、上記実施例においてはNPNトランジスタを用いた
がPNPトランジスタを用いてもよいことは勿論である
。
がPNPトランジスタを用いてもよいことは勿論である
。
更に調整用として可変抵抗器を用いたが、あらかじめ調
整用の抵抗値を定めて、固定抵抗を付すことも可能であ
ることは勿論である。
整用の抵抗値を定めて、固定抵抗を付すことも可能であ
ることは勿論である。
第1図は従来の基準電圧源回路図、第2図は本発明の一
実施例を示す回路図である。 第3図および第4図は本発明の効果を示すグラフであり
、第3図は温度対出力電圧、第4図は調整電圧対温度ド
リフトの関係を、第5図は増幅器の負帰還動作を説明す
る図である。図において、1・・・差動増幅器、3・・
・出力端子、Tr,,Tr2・・・一対のトランジスタ
、R′3,k,,R5,R6・・負荷抵抗、R・・・調
整用抵抗を示す。
実施例を示す回路図である。 第3図および第4図は本発明の効果を示すグラフであり
、第3図は温度対出力電圧、第4図は調整電圧対温度ド
リフトの関係を、第5図は増幅器の負帰還動作を説明す
る図である。図において、1・・・差動増幅器、3・・
・出力端子、Tr,,Tr2・・・一対のトランジスタ
、R′3,k,,R5,R6・・負荷抵抗、R・・・調
整用抵抗を示す。
Claims (1)
- 1 差動増幅器と、該差動増幅器の出力に応じた電圧が
各々のベースに供給される一対のトランジスタと、該一
対のトランジスタのエミッタ間に接続された第1の抵抗
と、該一対のトランジスタの一方のエミッタとエミッタ
電圧端子との間に接続された第2の抵抗とを含み、該一
対のトランジスタのコレクタがそれぞれ該差動増幅器の
差動入力端に接続され、前記差動増幅器の出力から基準
電圧をうるようにした回路において、前記一対のトラン
ジスタのコレクタ電流を調整するための調整用抵抗が前
記一対のトランジスタの負荷回路に設けられていること
を特徴とする基準電圧源回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP50091201A JPS5913052B2 (ja) | 1975-07-25 | 1975-07-25 | 基準電圧源回路 |
US05/707,015 US4087758A (en) | 1975-07-25 | 1976-07-20 | Reference voltage source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP50091201A JPS5913052B2 (ja) | 1975-07-25 | 1975-07-25 | 基準電圧源回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5214854A JPS5214854A (en) | 1977-02-04 |
JPS5913052B2 true JPS5913052B2 (ja) | 1984-03-27 |
Family
ID=14019811
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP50091201A Expired JPS5913052B2 (ja) | 1975-07-25 | 1975-07-25 | 基準電圧源回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4087758A (ja) |
JP (1) | JPS5913052B2 (ja) |
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---|---|---|---|---|
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NL8302458A (nl) * | 1983-07-11 | 1985-02-01 | Philips Nv | Stroomstabilisatieschakeling. |
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US5856742A (en) * | 1995-06-30 | 1999-01-05 | Harris Corporation | Temperature insensitive bandgap voltage generator tracking power supply variations |
US5850139A (en) * | 1997-02-28 | 1998-12-15 | Stmicroelectronics, Inc. | Load pole stabilized voltage regulator circuit |
JP3260667B2 (ja) | 1997-09-04 | 2002-02-25 | 有限会社エヌ・エー | 表皮電流加熱装置 |
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US11231736B2 (en) | 2017-11-17 | 2022-01-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Reference voltage generating circuit method of generating reference voltage and integrated circuit including the same |
CN108614611B (zh) * | 2018-06-27 | 2024-06-04 | 上海治精微电子有限公司 | 低噪声带隙基准电压源、电子设备 |
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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-
1975
- 1975-07-25 JP JP50091201A patent/JPS5913052B2/ja not_active Expired
-
1976
- 1976-07-20 US US05/707,015 patent/US4087758A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US4087758A (en) | 1978-05-02 |
JPS5214854A (en) | 1977-02-04 |
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