JPS5913052B2 - 基準電圧源回路 - Google Patents
基準電圧源回路Info
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- JPS5913052B2 JPS5913052B2 JP50091201A JP9120175A JPS5913052B2 JP S5913052 B2 JPS5913052 B2 JP S5913052B2 JP 50091201 A JP50091201 A JP 50091201A JP 9120175 A JP9120175 A JP 9120175A JP S5913052 B2 JPS5913052 B2 JP S5913052B2
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- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities
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Description
【発明の詳細な説明】
本発明は温度変化に対して比較的安定な出力電圧を発生
する集積化基準電圧源回路に関するものである。
する集積化基準電圧源回路に関するものである。
今日、ディジタル−アナログ変換器等に温度依存性の小
さな安定な基準電圧源が要求されている。
さな安定な基準電圧源が要求されている。
この様な基準電圧源を得るために従来はツェナーダイオ
ードの正の温度係数とトランジスタの順方向電圧の負の
温度係数を補償する方法が取られた。この方法はツェナ
ーダイオードの製造上のバラツキが大きく扁度ドリフト
値上５０ＰＰＭ／℃以下となる様制御する事が非常に難
しい事及びツェナーダイオードの長期ドリフトが大きい
事及び雑音特性が悪いという欠点を持つていた。又、別
の手段としてシリコンエネルギーバンド５ ギャップ基
準電圧源がある。
ードの正の温度係数とトランジスタの順方向電圧の負の
温度係数を補償する方法が取られた。この方法はツェナ
ーダイオードの製造上のバラツキが大きく扁度ドリフト
値上５０ＰＰＭ／℃以下となる様制御する事が非常に難
しい事及びツェナーダイオードの長期ドリフトが大きい
事及び雑音特性が悪いという欠点を持つていた。又、別
の手段としてシリコンエネルギーバンド５ ギャップ基
準電圧源がある。
従来はこの基準電圧源回路をモノシツク集積化する際に
はモノリシック拡散抵抗器の製造上のバラツキおよびト
ランジスタのベース−エミッタ接合電圧のバラツキが有
Ｖ）このためシリコンバンドギャップ電圧発生回１０路
の出力電圧のバラツキによつて温度係数も比較的バラツ
キが大きく土５０ＰＰＭ／℃以下に制御する事は困難で
あつた。このため抵抗器として薄膜抵抗を用い、この抵
抗器の抵抗値をレーザートリミング等の方法により精密
に調整していた。かノ５ かる方法は製造コストを著し
く増加させるものであつて得策とはいえない。本発明の
目的はモノリシック集積回路に適した基準電圧源を提供
するものである。
はモノリシック拡散抵抗器の製造上のバラツキおよびト
ランジスタのベース−エミッタ接合電圧のバラツキが有
Ｖ）このためシリコンバンドギャップ電圧発生回１０路
の出力電圧のバラツキによつて温度係数も比較的バラツ
キが大きく土５０ＰＰＭ／℃以下に制御する事は困難で
あつた。このため抵抗器として薄膜抵抗を用い、この抵
抗器の抵抗値をレーザートリミング等の方法により精密
に調整していた。かノ５ かる方法は製造コストを著し
く増加させるものであつて得策とはいえない。本発明の
目的はモノリシック集積回路に適した基準電圧源を提供
するものである。
本発明の他の目的はモノリシック拡散抵抗のバ加 ラツ
キを保償し、温度ドリフトの小さい基準電圧源を提供す
るものである。
キを保償し、温度ドリフトの小さい基準電圧源を提供す
るものである。
本発明の更に他の目的は、Ｄ−Ａ（ディジタル−アナロ
グ）変換器に適した基準電圧源を提供するものである。
グ）変換器に適した基準電圧源を提供するものである。
２５本発明の基準電圧源は、一対のトランジスタのベー
ス・エミッタ順方向接合電圧（以下、ＶＢＥと称す）の
差の電圧（以下、△ＶＢＥと称す）又は△ＶＢＥの定数
倍の電圧とＶＢＥとの和を出力基準電圧として発生し、
この出力基準電圧がシリコンの３０エネルギーバンドギ
ャップ電圧（以下、ＶＧＯと称す）と等しくなる如く構
成されたいわゆるシリコンエネルギーバンドギャップ基
準電圧源回路を対象としたもので、かかる基準電圧源回
路の一対のトランジスタのコレクタ電流を別に設けた可
変抵石抗器等のコレクタ電流調整用抵抗により調整して
出力電圧を一定値に調整し、これによつて、モノリシッ
ク拡散抵抗のバラツキを補償し、その結果したがつて、
ＶｌＮ増加に対して１１く１２となり、ＶＯＵＴが減少
しＶｌＮ減少に対して１１〉１２となりＶ。
ス・エミッタ順方向接合電圧（以下、ＶＢＥと称す）の
差の電圧（以下、△ＶＢＥと称す）又は△ＶＢＥの定数
倍の電圧とＶＢＥとの和を出力基準電圧として発生し、
この出力基準電圧がシリコンの３０エネルギーバンドギ
ャップ電圧（以下、ＶＧＯと称す）と等しくなる如く構
成されたいわゆるシリコンエネルギーバンドギャップ基
準電圧源回路を対象としたもので、かかる基準電圧源回
路の一対のトランジスタのコレクタ電流を別に設けた可
変抵石抗器等のコレクタ電流調整用抵抗により調整して
出力電圧を一定値に調整し、これによつて、モノリシッ
ク拡散抵抗のバラツキを補償し、その結果したがつて、
ＶｌＮ増加に対して１１く１２となり、ＶＯＵＴが減少
しＶｌＮ減少に対して１１〉１２となりＶ。
ＵＴ．が増大となる負帰還ループが構成されている。こ
こで後述する４式の如く であり、また １１＝ΔＶＢ］Ｃ／Ｒであるから これを変形すると となる。
こで後述する４式の如く であり、また １１＝ΔＶＢ］Ｃ／Ｒであるから これを変形すると となる。
通常△ＶＢＥ電圧発生の為のＴｒＯ，Ｔｒ２のエミツタ
面積比を８：１と設計する。この時１Ｓ２／ＩＳｌ−一
なる。この時上式Ａの結果を図示すると第５図の通リと
なる。Ｋ，ｌｌ〜 したがつてＸ＝？ −２．０７９とな・つたＫＴ／ｑ時
、１２／１１＝１となり差動増幅器１の一、十入力端子
電圧は等しくなる。
面積比を８：１と設計する。この時１Ｓ２／ＩＳｌ−一
なる。この時上式Ａの結果を図示すると第５図の通リと
なる。Ｋ，ｌｌ〜 したがつてＸ＝？ −２．０７９とな・つたＫＴ／ｑ時
、１２／１１＝１となり差動増幅器１の一、十入力端子
電圧は等しくなる。
Ｘ〉２．０７，９となる１２／１１〉１となり出力電圧
は減少し、Ｘく２．０７Ｃ！となると１２／１１く１と
なリ出力電圧は増大する。
は減少し、Ｘく２．０７Ｃ！となると１２／１１く１と
なリ出力電圧は増大する。
Ｘは１１の一次の関数であるから、ＶＯＮに対するＩ，
／Ｉ，の関係を明確にするにはＶｌＮと１１の関係を説
明すればよい。
／Ｉ，の関係を明確にするにはＶｌＮと１１の関係を説
明すればよい。
後述する（１）式より
ＶＯｕＴ＝ＶＢＥ（Ｔｒ２）＋（１１＋Ｉ２）Ｒ２この
Ｖ。
Ｖ。
ＵＴ．を外部からの印加電圧ＶｌＮに置換え、各バラメ
ータをＶ。Ｎ印加時の回路動作状態の値とするとＶ，Ｎ
＝ＶＢＥ（Ｔｒ２）＋（１１＋Ｉ２）Ｒ２ここで具−）
》息 であり、又（Ａ）式よリ であるから −Ｏ五 が得られる。
ータをＶ。Ｎ印加時の回路動作状態の値とするとＶ，Ｎ
＝ＶＢＥ（Ｔｒ２）＋（１１＋Ｉ２）Ｒ２ここで具−）
》息 であり、又（Ａ）式よリ であるから −Ｏ五 が得られる。
（Ｂ武を１１で微分すると
となり１１〉０で６ＶＩＮ〉０である。
δ１１
δ１１
？〉０も同時に成り立つからＶ。
Ｎに対しδｙ囚
１１は非線形ながら単調増加である事が確認できた。
以上よりＶ。Ｎを増加させる１１は単調増加しさらに第
５図に示す通り１１の増加に対し１２／１１の比は増加
する。暴＾ ▲ ′ ＪＳｌ− ８≦ なる１に対し１２／１１は１となる。
５図に示す通り１１の増加に対し１２／１１の比は増加
する。暴＾ ▲ ′ ＪＳｌ− ８≦ なる１に対し１２／１１は１となる。
ＶｌＮがさらに増加し１ − ′ １
〜８＆となク１２／１１〉１となるとＶ。
〜８＆となク１２／１１〉１となるとＶ。
ＵＴは減少し負帰還動作する。逆にＶｌＮが減少し
となＶ）１２／Ｉ，く１となるとＶ。
ＵＴは増大し、負帰還動作する。従つて、差動増幅器１
の二つの入力電圧の差が零となる、すなわち、トランジ
スタＴｒｌ，Ｔｒ２の各コレクタ電圧が等しくなる動作
点で、第１図に示した回路は安定化される。このとき、
抵抗Ｒ１の両端にはトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２のベー
ス・エミツタ間電圧の差電圧△ＶＢＥ（＝ＶＢＦ）（Ｔ
ｒ２）−ＶＯ（Ｔｒｌ））が発生する。よつて、トラン
ジスタＴｒｌのエミツタには、１１＝△ＶＢＥ／Ｒ１に
なる電流１１が流れる。このエミツタ電流１１は抵抗Ｒ
２にも流れる。Ｒ２にはトランジスタＴｒ２のエミツタ
電流１２がさらに供給される。したがつて、出力電圧Ｖ
。ＵＴ（端子３から発生される）は次式で示される。Ｖ
ＯＯＴ＝ＶＩＥ（Ｔｒ２）＋（１１＋Ｉ２）Ｒ２・・・
・・・（１）トランジスタＴｒ，，Ｔｒ２のコレクタ電
圧は、電源の正側２における電圧から負荷抵抗Ｒ，，Ｒ
４での電圧降下を差し引いた値であり、抵抗Ｒ，，Ｒ，
での電圧降下はこれらの抵抗値とトランジスタＴｒｌ，
Ｔｒ２のコレクタ電流とで定まる。
の二つの入力電圧の差が零となる、すなわち、トランジ
スタＴｒｌ，Ｔｒ２の各コレクタ電圧が等しくなる動作
点で、第１図に示した回路は安定化される。このとき、
抵抗Ｒ１の両端にはトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２のベー
ス・エミツタ間電圧の差電圧△ＶＢＥ（＝ＶＢＦ）（Ｔ
ｒ２）−ＶＯ（Ｔｒｌ））が発生する。よつて、トラン
ジスタＴｒｌのエミツタには、１１＝△ＶＢＥ／Ｒ１に
なる電流１１が流れる。このエミツタ電流１１は抵抗Ｒ
２にも流れる。Ｒ２にはトランジスタＴｒ２のエミツタ
電流１２がさらに供給される。したがつて、出力電圧Ｖ
。ＵＴ（端子３から発生される）は次式で示される。Ｖ
ＯＯＴ＝ＶＩＥ（Ｔｒ２）＋（１１＋Ｉ２）Ｒ２・・・
・・・（１）トランジスタＴｒ，，Ｔｒ２のコレクタ電
圧は、電源の正側２における電圧から負荷抵抗Ｒ，，Ｒ
４での電圧降下を差し引いた値であり、抵抗Ｒ，，Ｒ，
での電圧降下はこれらの抵抗値とトランジスタＴｒｌ，
Ｔｒ２のコレクタ電流とで定まる。
前述した負帰還作用により、トランジスタＴｒｌ，Ｔｒ
２の各コレクタ電圧が等しくなるように安定化されるか
ら、抵抗Ｒ３，Ｒ４での各電圧降下は互いに等しくＲ３
ｌｌｆ＝Ｒ４ｌ′２となる。周、Ｐ，，Ｉ′２はそれぞ
れトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２のコレクタ電流である。
トランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２の電流増幅率ＨＦＥが充分
高いとすれば、それらのベース電流は無視し得るので、
コレクタ電流はエミツタ電流に等しいとみＲ３なせる。
２の各コレクタ電圧が等しくなるように安定化されるか
ら、抵抗Ｒ３，Ｒ４での各電圧降下は互いに等しくＲ３
ｌｌｆ＝Ｒ４ｌ′２となる。周、Ｐ，，Ｉ′２はそれぞ
れトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２のコレクタ電流である。
トランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２の電流増幅率ＨＦＥが充分
高いとすれば、それらのベース電流は無視し得るので、
コレクタ電流はエミツタ電流に等しいとみＲ３なせる。
すなわち、ＰｒＩ，，Ｉ′２＝１２−一１１Ｒ４である
。
。
したがつて、（１）式より出力電圧Ｖ。Ｔは次式で示さ
れる。負荷抵抗Ｒ，，Ｒ４の抵抗値が等しいとすれば、
となる。
れる。負荷抵抗Ｒ，，Ｒ４の抵抗値が等しいとすれば、
となる。
（３）式において、△Ｖォは下式の如く表わされる。伺
、Ｋはボルツマン定数、ｑは単位電荷、Ｔは絶対温度、
ＩＳｌ，Ｉ，２はトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２の飽和電
流、そして１１，１２はトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２の
コレクタ電流（エミツタ電流）をそれぞれ示す。
、Ｋはボルツマン定数、ｑは単位電荷、Ｔは絶対温度、
ＩＳｌ，Ｉ，２はトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２の飽和電
流、そして１１，１２はトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２の
コレクタ電流（エミツタ電流）をそれぞれ示す。
上記（支）又は（３）式と（４）式とで示される出力電
圧ＶＯＵＴがシリコンのバンドギヤツプ電圧Ｖ。
圧ＶＯＵＴがシリコンのバンドギヤツプ電圧Ｖ。
Ｏ＝１．２０５Ｖに等しくなるように、抵抗比Ｒ２／Ｒ
１およびＲ，／Ｒ，を調整することにより、出力端子３
から得られる出力電圧Ｖ。ＯＴは温度依存性をもたない
実質的に一定となる。すなわち、ＶＯＯはシリコンの絶
対零度（０なＫ）に於けるエネルギーバンドギヤツプ電
圧であるから一定値である。後述の（９）式に示す通り
トランジスタのｖ？ＶＧＯの関数として表わす事ができ
る。したがつて本基準電圧源の出力電圧もＶＧＯの関数
として表わす事ができる。
１およびＲ，／Ｒ，を調整することにより、出力端子３
から得られる出力電圧Ｖ。ＯＴは温度依存性をもたない
実質的に一定となる。すなわち、ＶＯＯはシリコンの絶
対零度（０なＫ）に於けるエネルギーバンドギヤツプ電
圧であるから一定値である。後述の（９）式に示す通り
トランジスタのｖ？ＶＧＯの関数として表わす事ができ
る。したがつて本基準電圧源の出力電圧もＶＧＯの関数
として表わす事ができる。
後述の（１１ｙ．から（１４武への導入過程に示す通リ
、実際の回路に於いてＶ。Ｏ以外の回路パラメータがキ
ヤンセルし合い、ＶＯＯＴがＶ。Ｏと他の微少な摂動項
のみで構成される時Ｖ。ＯＴ−ＶＯＯとなリ温度安定点
が得られる。逆に言えばＶ（ＸＪＴ＝１．２０５Ｖに調
整するとＶＯＵＴを導く式に現れるＶ。
、実際の回路に於いてＶ。Ｏ以外の回路パラメータがキ
ヤンセルし合い、ＶＯＯＴがＶ。Ｏと他の微少な摂動項
のみで構成される時Ｖ。ＯＴ−ＶＯＯとなリ温度安定点
が得られる。逆に言えばＶ（ＸＪＴ＝１．２０５Ｖに調
整するとＶＯＵＴを導く式に現れるＶ。
Ｏ以外の項がキヤンセルし合い、温度変化に対して安定
点が得られたことになる。抵抗Ｒ，乃至Ｒ，はモノリシ
ツク拡散抵抗で構成されるため、これらの製造上のバラ
ツキにより出力電圧Ｖ。
点が得られたことになる。抵抗Ｒ，乃至Ｒ，はモノリシ
ツク拡散抵抗で構成されるため、これらの製造上のバラ
ツキにより出力電圧Ｖ。
ＯＴは変化してシリコンバンドギヤツプ電圧Ｖ。Ｏに等
しくなり得ず、この結果、その温度係数は前述の如く土
５０ＰＰＭ／℃を越え実用的ではない。第２図は本発明
の一実施例を示す図であ９、図において、第１図と同等
部分は同一符号をもつて示す。
しくなり得ず、この結果、その温度係数は前述の如く土
５０ＰＰＭ／℃を越え実用的ではない。第２図は本発明
の一実施例を示す図であ９、図において、第１図と同等
部分は同一符号をもつて示す。
第１図と異なる部分は、トランジスタＴｒ，Ｔｒ２のコ
レクタ負荷抵抗の部分である。すなわち、トランジスタ
Ｔｒｌのコレクタは抵抗Ｒ，及びＲ，を介して電源正端
子２Ｋ接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタは抵抗
Ｒ′４及びＲ６を介して同様に端子２に接続されている
。更に、抵抗Ｒ？及びＲ，の接続点５と抵抗Ｒｔ及びＲ
６の接！続点６との間には可変抵抗器Ｒが接続され、そ
の可変タツプは端子２に接続されている。第２図の回路
動作の説明及び出力電圧の温度変化を一定値以下の小さ
な値に調整出釆る機構について説明する。
レクタ負荷抵抗の部分である。すなわち、トランジスタ
Ｔｒｌのコレクタは抵抗Ｒ，及びＲ，を介して電源正端
子２Ｋ接続され、トランジスタＴｒ２のコレクタは抵抗
Ｒ′４及びＲ６を介して同様に端子２に接続されている
。更に、抵抗Ｒ？及びＲ，の接続点５と抵抗Ｒｔ及びＲ
６の接！続点６との間には可変抵抗器Ｒが接続され、そ
の可変タツプは端子２に接続されている。第２図の回路
動作の説明及び出力電圧の温度変化を一定値以下の小さ
な値に調整出釆る機構について説明する。
５前述のように、
出力電圧Ｖ。ＯＴは（支）式で示される。しかし、第２
図に示した回路構成の場合ではトランジスタＴｒｌ，Ｔ
ｒ２のコレクタ負荷抵抗の値が、抵抗Ｒ５，Ｒ６および
変抵抗器Ｒを接続したために第１図の回路とは異なる。
今、トランジス３夕Ｔｒ，，Ｔｒ２の各等価負荷抵抗を
それぞれＲＬｌ，ＲＬ２とすれば、第２図の回路におけ
る出力電圧ＶＯＯ，は次式で示される。（５）式に（４
）式を代入すると、 ノ ともかける。
出力電圧Ｖ。ＯＴは（支）式で示される。しかし、第２
図に示した回路構成の場合ではトランジスタＴｒｌ，Ｔ
ｒ２のコレクタ負荷抵抗の値が、抵抗Ｒ５，Ｒ６および
変抵抗器Ｒを接続したために第１図の回路とは異なる。
今、トランジス３夕Ｔｒ，，Ｔｒ２の各等価負荷抵抗を
それぞれＲＬｌ，ＲＬ２とすれば、第２図の回路におけ
る出力電圧ＶＯＯ，は次式で示される。（５）式に（４
）式を代入すると、 ノ ともかける。
ここで、トランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２の各等価負荷抵抗
ＲＬｌ，Ｒ［，２はそれぞれで示される。（８）式にお
いて、Ｒ５／ＲｘおよびＲ６／ＲＹはそれぞれ抵抗Ｒ，
，Ｒｘおよび抵抗Ｒ６，？の並列接続合成抵抗を示し、
Ｒｘは外付可変抵抗Ｒの接続点５一端子２間における抵
抗値、？は同じく接続点６一端子２間における抵抗値を
それぞれ示す。ところで、第２図の回路から得られる出
力電圧ＶＯＯＴは上記（６）式又は（７）式で示される
が、特にトランジスタＴｒ２のベース・エミツタ間電圧
ＶＢＥ（Ｔｒ２）の温度による影響を考慮すると、（６
）又は（７）式により出力電圧。
ＲＬｌ，Ｒ［，２はそれぞれで示される。（８）式にお
いて、Ｒ５／ＲｘおよびＲ６／ＲＹはそれぞれ抵抗Ｒ，
，Ｒｘおよび抵抗Ｒ６，？の並列接続合成抵抗を示し、
Ｒｘは外付可変抵抗Ｒの接続点５一端子２間における抵
抗値、？は同じく接続点６一端子２間における抵抗値を
それぞれ示す。ところで、第２図の回路から得られる出
力電圧ＶＯＯＴは上記（６）式又は（７）式で示される
が、特にトランジスタＴｒ２のベース・エミツタ間電圧
ＶＢＥ（Ｔｒ２）の温度による影響を考慮すると、（６
）又は（７）式により出力電圧。
ＵＴを表わすのは不充分である。すなわち、トランジス
タのベース・エミツタ間電圧は周知のように温度依存性
があジ、かつ電流密度依存性がある。温度Ｔ。を基準と
した時のトランジスタのベース・エミツタ間順方向電圧
をＶＢＥ（ＴＯ）とすると、温度Ｔのときのベース・エ
ミツタ間順方向電圧、？、ベース・エミツタ間順方向電
圧の温度依存性および電流密度依存性を考慮した周知の
一般式から（９）式で表わされる。ここで、ＶＯＯは前
述のごとくシリコンのバンドギヤツプ電圧を示し、ηは
デバイスプロセスによつて定まる定数であり、そしてＪ
，ＪＯはそれぞれ温度Ｔ，ＴＯでのトランジスタに流れ
る電流の電流密度である。温度Ｔ。近傍での電流密度の
変化比率は温度の変化比率でほぼ近似する事ができ、Ｋ
ＴＴ（９）式の右辺第４項は一・１１ｎ−とかける。
タのベース・エミツタ間電圧は周知のように温度依存性
があジ、かつ電流密度依存性がある。温度Ｔ。を基準と
した時のトランジスタのベース・エミツタ間順方向電圧
をＶＢＥ（ＴＯ）とすると、温度Ｔのときのベース・エ
ミツタ間順方向電圧、？、ベース・エミツタ間順方向電
圧の温度依存性および電流密度依存性を考慮した周知の
一般式から（９）式で表わされる。ここで、ＶＯＯは前
述のごとくシリコンのバンドギヤツプ電圧を示し、ηは
デバイスプロセスによつて定まる定数であり、そしてＪ
，ＪＯはそれぞれ温度Ｔ，ＴＯでのトランジスタに流れ
る電流の電流密度である。温度Ｔ。近傍での電流密度の
変化比率は温度の変化比率でほぼ近似する事ができ、Ｋ
ＴＴ（９）式の右辺第４項は一・１１ｎ−とかける。
すなＱＴＯわち、（９）式は（１０成で書き直せる。
したがつて、トランジスタＴｒ２のベース・エミツタ間
電圧の温度による変動を考慮すれば、出力電圧Ｖ。
電圧の温度による変動を考慮すれば、出力電圧Ｖ。
ＵＴは（１０）およびＯ式によリとなる。
（１１）式で示された出力電圧Ｖ。ＵＴの温度係数を求
めるためにＴで微分すると、ここで、トランジスタＴｒ
ｌ，′Ｒｒ２兼各等価負荷抵抗ＲＬ，，ＲＬ２は（８）
式で示されるように抵抗比のみで定まらず、抵抗Ｒ′３
，Ｒ１４および外付抵抗Ｒ等の抵抗値が関係するため、
これらの温度係数に１Ｖ゛（害とｂは温度依存性を有し
（１２式のようにＲＬ２なる。
めるためにＴで微分すると、ここで、トランジスタＴｒ
ｌ，′Ｒｒ２兼各等価負荷抵抗ＲＬ，，ＲＬ２は（８）
式で示されるように抵抗比のみで定まらず、抵抗Ｒ′３
，Ｒ１４および外付抵抗Ｒ等の抵抗値が関係するため、
これらの温度係数に１Ｖ゛（害とｂは温度依存性を有し
（１２式のようにＲＬ２なる。
δＶＯＵＴ
Ｔ＝ＴＯで？＝０となるための条件は、
δＴ
（１２）式から（１３）式が成立することである。
周、ＴＯＴ＝ＴＯであるからＥｎ−＝ｏである。
Ｔ
（１３′Ｔｉ！＜．を（１１成に代入すると、温度Ｔ。
において温度係数を最小とすべく設定された出力電圧Ｖ
。ＯＴが求まり、（１４）式で表わされる。几１ｑ１Ｓ
２１１ 換言すれば、（１３式が成立するように、抵抗Ｒ１乃至
Ｒ５および抵抗Ｒを調整することにより、（１４）式で
与えられた温度Ｔ。
。ＯＴが求まり、（１４）式で表わされる。几１ｑ１Ｓ
２１１ 換言すれば、（１３式が成立するように、抵抗Ｒ１乃至
Ｒ５および抵抗Ｒを調整することにより、（１４）式で
与えられた温度Ｔ。
（常温）での出力電圧ＶＯＵＴの温度係数は最小となる
。ここで、温度Ｔ。
。ここで、温度Ｔ。
近傍での変化に対する出力電圧Ｖ。ＵＴの動きを明確に
するために、Ｔ＝ＴＯ＋△Ｔ△Ｔ（ただし、一《１とす
れば、 ＴＯ と近似でき、結局 となる。
するために、Ｔ＝ＴＯ＋△Ｔ△Ｔ（ただし、一《１とす
れば、 ＴＯ と近似でき、結局 となる。
（１５ｙ：．において、Ｆ（Ｒｘ，ＲＹ）は前述した抵
抗値Ｒｘ，ＲＹに依存した関数であリ、θは半導体拡散
抵抗（剪，Ｒ′４，Ｒ，，Ｒ６）と外付抵抗Ｒとの温度
係数の差である。（１５ｙ：．の第４項が可変抵抗器Ｒ
を付加した事による付加的な温度ドリコトの項である。
この温度ドリフトは前述の定数Ａおよび各抵抗を適切な
値に選ぶことによつて極めて小さな範囲に調整すること
ができる。第２図で示した基準電圧源の調整においては
、可変抵抗器Ｒを調整して差動増幅器１の，・出力電圧
ＶＯＵＴを温度Ｔ。（常温）において第（１４′Ｙｆ．
が成立するようにする。この時、その温度ドリフトは（
５ｙ：．の第３項および第４項から決まる。なぜなら、
（１５武の第１項、第２項にはΔＴが含まれていないか
らである。第３図は温度に対する出力電圧の変化を示す
ものであＰ，．曲線５０はトランジスタＴｒ，，Ｔｒ２
のＨＦＥが４００のときで、曲線６０はＨ９が１００の
ときである。
抗値Ｒｘ，ＲＹに依存した関数であリ、θは半導体拡散
抵抗（剪，Ｒ′４，Ｒ，，Ｒ６）と外付抵抗Ｒとの温度
係数の差である。（１５ｙ：．の第４項が可変抵抗器Ｒ
を付加した事による付加的な温度ドリコトの項である。
この温度ドリフトは前述の定数Ａおよび各抵抗を適切な
値に選ぶことによつて極めて小さな範囲に調整すること
ができる。第２図で示した基準電圧源の調整においては
、可変抵抗器Ｒを調整して差動増幅器１の，・出力電圧
ＶＯＵＴを温度Ｔ。（常温）において第（１４′Ｙｆ．
が成立するようにする。この時、その温度ドリフトは（
５ｙ：．の第３項および第４項から決まる。なぜなら、
（１５武の第１項、第２項にはΔＴが含まれていないか
らである。第３図は温度に対する出力電圧の変化を示す
ものであＰ，．曲線５０はトランジスタＴｒ，，Ｔｒ２
のＨＦＥが４００のときで、曲線６０はＨ９が１００の
ときである。
また、抵抗Ｒｌ，Ｒ，，剪Ｒ４，Ｒ，，Ｒ６をそれぞれ
６００Ω， ３．２ＫΩ７．２５ＫΩ， ７．２５ＫΩ
， １ＫΩ， １ＫΩとし抵抗Ｒを１０ＫΩとした場合
であり、さらに、出力電圧として５Ｖに近い値を得るた
めに、出力端子３と端子４との間に１５ＫΩ， ５ＫΩ
の抵抗を直列接続し、その接続点にトランジスタＴｒ２
のベースを接続したものである。第３図から明らかなよ
うに、出力電圧の温度ドリフトは温度Ｔ。（常温で２５
℃）から土３０℃の変化に対して土１０ＰＰＭ／℃以内
に入る。また、（１５）式の計算結果では、第４図に示
すように、土１００ｍｖの広い調整電圧範囲に対して温
度係数の急激な変化はなく調整後は極めて小さな値に収
まつている。以上説明した通り、差動増幅器の出力電圧
ＶＯＵＴは温度Ｔ。
６００Ω， ３．２ＫΩ７．２５ＫΩ， ７．２５ＫΩ
， １ＫΩ， １ＫΩとし抵抗Ｒを１０ＫΩとした場合
であり、さらに、出力電圧として５Ｖに近い値を得るた
めに、出力端子３と端子４との間に１５ＫΩ， ５ＫΩ
の抵抗を直列接続し、その接続点にトランジスタＴｒ２
のベースを接続したものである。第３図から明らかなよ
うに、出力電圧の温度ドリフトは温度Ｔ。（常温で２５
℃）から土３０℃の変化に対して土１０ＰＰＭ／℃以内
に入る。また、（１５）式の計算結果では、第４図に示
すように、土１００ｍｖの広い調整電圧範囲に対して温
度係数の急激な変化はなく調整後は極めて小さな値に収
まつている。以上説明した通り、差動増幅器の出力電圧
ＶＯＵＴは温度Ｔ。
に対して（１４′Ｙ．で決まる一定値（この値はシリコ
ンのバンドギヤツプ電圧にほぼ等しい）に付加可変抵抗
を調整して合わせる事により約土２０ＰＰＮ／Ｃ）以下
の低い温度ドリフトの値を持つ基準電圧源回路を構成す
る事が出来る。向、第１図における抵抗Ｒ３，Ｒ，を単
に可変抵抗器に置き換えた場合には、この可変抵抗器の
一定回転角度当クのトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２の各コ
レクタ電流の変化力吠きく、調整感度が高すぎて実質的
に高精度に調整する事はできなくなる。一方、本発明で
は、比較的大きな値の可変抵抗器Ｒを接続点５−６間に
接続する事により、調整感度を下げる事ができる。さら
に、第３図、第４図から明らかなように、一定調整範囲
において付加的なドリフトの増大なしに調整感度を下げ
る事ができ、大量生産される機器の調整又は検査現場に
於ける調整作業が容易に行なえるという顕著な効果があ
る。以上詳述した如く、本発明による基準電圧源回路を
用いることにより、温度係数の小さな出力電圧を得るこ
とができるので、Ｄ−Ａ変換器に適した基準電圧発生回
路となり、又抵抗値のトリミング等の面倒な調整が不要
となるので、モノリシツクＩＣ化が簡単に可能となる。
ンのバンドギヤツプ電圧にほぼ等しい）に付加可変抵抗
を調整して合わせる事により約土２０ＰＰＮ／Ｃ）以下
の低い温度ドリフトの値を持つ基準電圧源回路を構成す
る事が出来る。向、第１図における抵抗Ｒ３，Ｒ，を単
に可変抵抗器に置き換えた場合には、この可変抵抗器の
一定回転角度当クのトランジスタＴｒｌ，Ｔｒ２の各コ
レクタ電流の変化力吠きく、調整感度が高すぎて実質的
に高精度に調整する事はできなくなる。一方、本発明で
は、比較的大きな値の可変抵抗器Ｒを接続点５−６間に
接続する事により、調整感度を下げる事ができる。さら
に、第３図、第４図から明らかなように、一定調整範囲
において付加的なドリフトの増大なしに調整感度を下げ
る事ができ、大量生産される機器の調整又は検査現場に
於ける調整作業が容易に行なえるという顕著な効果があ
る。以上詳述した如く、本発明による基準電圧源回路を
用いることにより、温度係数の小さな出力電圧を得るこ
とができるので、Ｄ−Ａ変換器に適した基準電圧発生回
路となり、又抵抗値のトリミング等の面倒な調整が不要
となるので、モノリシツクＩＣ化が簡単に可能となる。
周、上記実施例においてはＮＰＮトランジスタを用いた
がＰＮＰトランジスタを用いてもよいことは勿論である
。
がＰＮＰトランジスタを用いてもよいことは勿論である
。
更に調整用として可変抵抗器を用いたが、あらかじめ調
整用の抵抗値を定めて、固定抵抗を付すことも可能であ
ることは勿論である。
整用の抵抗値を定めて、固定抵抗を付すことも可能であ
ることは勿論である。
第１図は従来の基準電圧源回路図、第２図は本発明の一
実施例を示す回路図である。 第３図および第４図は本発明の効果を示すグラフであり
、第３図は温度対出力電圧、第４図は調整電圧対温度ド
リフトの関係を、第５図は増幅器の負帰還動作を説明す
る図である。図において、１・・・差動増幅器、３・・
・出力端子、Ｔｒ，，Ｔｒ２・・・一対のトランジスタ
、Ｒ′３，ｋ，，Ｒ５，Ｒ６・・負荷抵抗、Ｒ・・・調
整用抵抗を示す。
実施例を示す回路図である。 第３図および第４図は本発明の効果を示すグラフであり
、第３図は温度対出力電圧、第４図は調整電圧対温度ド
リフトの関係を、第５図は増幅器の負帰還動作を説明す
る図である。図において、１・・・差動増幅器、３・・
・出力端子、Ｔｒ，，Ｔｒ２・・・一対のトランジスタ
、Ｒ′３，ｋ，，Ｒ５，Ｒ６・・負荷抵抗、Ｒ・・・調
整用抵抗を示す。
Claims (1)
- １ 差動増幅器と、該差動増幅器の出力に応じた電圧が
各々のベースに供給される一対のトランジスタと、該一
対のトランジスタのエミッタ間に接続された第１の抵抗
と、該一対のトランジスタの一方のエミッタとエミッタ
電圧端子との間に接続された第２の抵抗とを含み、該一
対のトランジスタのコレクタがそれぞれ該差動増幅器の
差動入力端に接続され、前記差動増幅器の出力から基準
電圧をうるようにした回路において、前記一対のトラン
ジスタのコレクタ電流を調整するための調整用抵抗が前
記一対のトランジスタの負荷回路に設けられていること
を特徴とする基準電圧源回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50091201A JPS5913052B2 (ja) | 1975-07-25 | 1975-07-25 | 基準電圧源回路 |
| US05/707,015 US4087758A (en) | 1975-07-25 | 1976-07-20 | Reference voltage source circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP50091201A JPS5913052B2 (ja) | 1975-07-25 | 1975-07-25 | 基準電圧源回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5214854A JPS5214854A (en) | 1977-02-04 |
| JPS5913052B2 true JPS5913052B2 (ja) | 1984-03-27 |
Family
ID=14019811
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP50091201A Expired JPS5913052B2 (ja) | 1975-07-25 | 1975-07-25 | 基準電圧源回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4087758A (ja) |
| JP (1) | JPS5913052B2 (ja) |
Families Citing this family (42)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5539411A (en) * | 1978-09-13 | 1980-03-19 | Hitachi Ltd | Reference voltage generator |
| DE2819087C2 (de) * | 1978-04-29 | 1985-10-31 | Philips Patentverwaltung Gmbh, 2000 Hamburg | Verstärkerschaltung mit zwei Transistoren |
| US4180780A (en) * | 1978-10-02 | 1979-12-25 | Altec Corporation | Input decoupling circuit for transistor differential amplifier |
| US4292633A (en) * | 1978-11-24 | 1981-09-29 | Robertshaw Controls Company | Two-wire isolated signal transmitter |
| US4250445A (en) * | 1979-01-17 | 1981-02-10 | Analog Devices, Incorporated | Band-gap voltage reference with curvature correction |
| US4234841A (en) * | 1979-02-05 | 1980-11-18 | Rca Corporation | Self-balancing bridge network |
| US4263519A (en) * | 1979-06-28 | 1981-04-21 | Rca Corporation | Bandgap reference |
| US4283673A (en) * | 1979-12-19 | 1981-08-11 | Signetics Corporation | Means for reducing current-gain modulation due to differences in collector-base voltages on a transistor pair |
| US4317054A (en) * | 1980-02-07 | 1982-02-23 | Mostek Corporation | Bandgap voltage reference employing sub-surface current using a standard CMOS process |
| US4315209A (en) * | 1980-07-14 | 1982-02-09 | Raytheon Company | Temperature compensated voltage reference circuit |
| US4349778A (en) * | 1981-05-11 | 1982-09-14 | Motorola, Inc. | Band-gap voltage reference having an improved current mirror circuit |
| JPS5816396A (ja) * | 1981-07-20 | 1983-01-31 | パイオニア株式会社 | 電圧−電流変換回路 |
| JPS59189421A (ja) * | 1983-04-13 | 1984-10-27 | Nec Corp | 基準電圧回路 |
| NL8302458A (nl) * | 1983-07-11 | 1985-02-01 | Philips Nv | Stroomstabilisatieschakeling. |
| JPS6091425A (ja) * | 1983-10-25 | 1985-05-22 | Sharp Corp | 定電圧電源回路 |
| JPS60191319A (ja) * | 1984-03-13 | 1985-09-28 | Fuji Electric Corp Res & Dev Ltd | 定電圧回路 |
| US4629972A (en) * | 1985-02-11 | 1986-12-16 | Advanced Micro Devices, Inc. | Temperature insensitive reference voltage circuit |
| US4626770A (en) * | 1985-07-31 | 1986-12-02 | Motorola, Inc. | NPN band gap voltage reference |
| US4665356A (en) * | 1986-01-27 | 1987-05-12 | National Semiconductor Corporation | Integrated circuit trimming |
| US4814721A (en) * | 1986-10-06 | 1989-03-21 | Westinghouse Electric Corp. | Signal converter |
| US4795961A (en) * | 1987-06-10 | 1989-01-03 | Unitrode Corporation | Low-noise voltage reference |
| US4800365A (en) * | 1987-06-15 | 1989-01-24 | Burr-Brown Corporation | CMOS digital-to-analog converter circuitry |
| US4808908A (en) * | 1988-02-16 | 1989-02-28 | Analog Devices, Inc. | Curvature correction of bipolar bandgap references |
| FR2641127B1 (ja) * | 1988-12-23 | 1993-12-24 | Thomson Hybrides Microondes | |
| JPH043513A (ja) * | 1990-04-20 | 1992-01-08 | Nec Corp | パワーオンリセット回路 |
| US5081410A (en) * | 1990-05-29 | 1992-01-14 | Harris Corporation | Band-gap reference |
| KR100188821B1 (ko) * | 1990-08-20 | 1999-06-01 | 사와무라 시코 | 정전압발생회로 |
| JPH0561558A (ja) * | 1991-08-30 | 1993-03-12 | Sharp Corp | 基準電圧発生回路 |
| US5280235A (en) * | 1991-09-12 | 1994-01-18 | Texas Instruments Incorporated | Fixed voltage virtual ground generator for single supply analog systems |
| US5856742A (en) * | 1995-06-30 | 1999-01-05 | Harris Corporation | Temperature insensitive bandgap voltage generator tracking power supply variations |
| US5850139A (en) * | 1997-02-28 | 1998-12-15 | Stmicroelectronics, Inc. | Load pole stabilized voltage regulator circuit |
| JP3260667B2 (ja) | 1997-09-04 | 2002-02-25 | 有限会社エヌ・エー | 表皮電流加熱装置 |
| US6563370B2 (en) * | 2001-06-28 | 2003-05-13 | Maxim Integrated Products, Inc. | Curvature-corrected band-gap voltage reference circuit |
| US7118273B1 (en) | 2003-04-10 | 2006-10-10 | Transmeta Corporation | System for on-chip temperature measurement in integrated circuits |
| US20050099163A1 (en) * | 2003-11-08 | 2005-05-12 | Andigilog, Inc. | Temperature manager |
| US7857510B2 (en) * | 2003-11-08 | 2010-12-28 | Carl F Liepold | Temperature sensing circuit |
| US7389720B2 (en) * | 2003-12-30 | 2008-06-24 | Haverstock Thomas B | Coffee infusion press for stackable cups |
| JP2006109349A (ja) * | 2004-10-08 | 2006-04-20 | Ricoh Co Ltd | 定電流回路及びその定電流回路を使用したシステム電源装置 |
| US7688054B2 (en) | 2006-06-02 | 2010-03-30 | David Cave | Bandgap circuit with temperature correction |
| US7821245B2 (en) * | 2007-08-06 | 2010-10-26 | Analog Devices, Inc. | Voltage transformation circuit |
| US11231736B2 (en) | 2017-11-17 | 2022-01-25 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Reference voltage generating circuit method of generating reference voltage and integrated circuit including the same |
| CN108614611B (zh) * | 2018-06-27 | 2024-06-04 | 上海治精微电子有限公司 | 低噪声带隙基准电压源、电子设备 |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3757239A (en) * | 1971-12-02 | 1973-09-04 | Avco Corp | Direct current amplifier drift reduction method |
| US3972006A (en) * | 1974-09-20 | 1976-07-27 | Beckman Instruments, Inc. | Bandpass filter |
-
1975
- 1975-07-25 JP JP50091201A patent/JPS5913052B2/ja not_active Expired
-
1976
- 1976-07-20 US US05/707,015 patent/US4087758A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US4087758A (en) | 1978-05-02 |
| JPS5214854A (en) | 1977-02-04 |
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