DE2606986C2

DE2606986C2 - Transistorverstärker

Info

Publication number: DE2606986C2
Application number: DE19762606986
Authority: DE
Inventors: Uwe Dipl.-Ing. 8021 Neuried Lehmann
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1976-02-20
Filing date: 1976-02-20
Publication date: 1984-05-17
Also published as: DE2606986A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung zur Verstärkung elektrischer Signale unter Verwendung eines Transistors, bei der Mittel zur Linearisierung der Verstärkungskennlinie vorgesehen sind.

Für die Verstärkung von Hochfrequenzsignalen, insbesondere von einem Hochfrequenzträger aufmodulierten Signalen mit hohem Wirkungsgrad, eignen sich sogenannte Transistor-C-Verstärker. Sie haben jedoch den Nachteil, daß im allgemeinen ein nichtlinearer Zusammenhang zwischen Ein- und Ausgangsleistung besteht, der dann zu störenden Intermodulationsprodukten führt, wenn der Verstärker breitbandig ausgelegt ist und zur gleichzeitigen Verstärkung mehrerer modulierter Hochfrequenzschwingungen herangezogen werden soll, wie das beispielsweise bei der Anwendung derartiger Verstärker in Nachrichtensatelliten der Fall ist
Um diese Nichtlinearitäten und die dadurcK bedingten Intermodulationsprodukte klein zu halten, ist es beispielsweise durch die Literaturstelle »Microwave Journal«, Juli 1975, Seiten 35 bis 37 und 44, bekannt, dem eigentlichen Verstärker ein steuerbares Dämpfungsglied vorzuschalten, dem eine der Wirkung der Nichtlinearität des Verstärkers entgegenwirkende Steuerspannung zugeführt wird. Diese Steuerspannung wird dabei aus einem Vergleich der Hüllkurven des Signals am Eingang und am Ausgang des Verstärkers abgeleitet Neben diesem steuerbaren Dämpfungsglied umfassen die Linearisierungsmittel zwei Koppler, ein weiteres Dämpfungsglied, zwei Detektoren, einen Differenzverstärker und ein Filter. Eine weitere Lösung dieses Problems ist in der Literaturstelle »Microwaves«, April 1974, Seiten 47 bis 50, angegeben, bei der ein sogenanntes »Feed-forward«-Netzwerk zur Anwendung gelangt Auch hier ist der Aufwand an Linearisierungsmitteln beträchtlich.

Der Erfindung Hejjt die Aufgabe zugrunde, für einen Transistorverstärker der eingangs genannten Art eine weitere Lösung zur Linearisierung seiner Verstärkungskennlinie anzugeben, die mit einem sehr kleinen technischen Aufwand auskommt und sich im Gegensatz zu den bekannten Lösungen auch bei mehrstufigen Verstärkern auf jede Stufe einzeln anwenden läßt
Ausgehend von einer Schaltung zur Verstärkung elektrischer Signale unter Verwendung eines Transistors, wird diese Aufgabe gemäß der Erfindung dadurch gelöst, daß der Stromkreis für die Erzeugung der Basis-Emittervorspannung auf der Transistoreingangsseite einen nichtlinearen Widerstand aufweist, daß ferner der Transistoreingangsschaltung ein konstanter, die Summe zweier Teilströme darstellender Strom eingeprägt ist, von denen der eine Teilstrom den nichtlinearen Widerstand durchfließt und der andere Teilstrom der Basisvorstrom des Transistors ist, und daß der Stromkreis für die Erzeugung der Basis-Emittervorspannung eine solche Bemessung hat, daß die Basis-Emittervorspannung über die Verkopplung de> Basiseingangsstromes mit dem im Transistorausgangskreis fließenden Strom hinweg in Abhängigkeit der Amplitude der Einhüllenden

H) des Ausgangssignals gesteuert ist

Der Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, daß sich die Abhängigkeit der Verstärkung von der Amplitude der Einhüllenden des Ausgangssignals im Sinne einer konstanten Verstärkung dadurch ausregeln läßt, daß die Emitter-Basisvorspannung des Transistors in Abhängigkeit der Amplitude der Einhüllenden des Ausgangssignals in einer vorgegebenen nichtlinearen Weise gesteuert wird. Hierbei kann aufgrund der Verkopplung des Basiseingangsstromes zum Strom im Transistorausgangskreis über dessen Stromverstärkung auf eine besondere Ableitung eines Steuersignals vom Transistorausgangssignal abgesehen werden, wenn von einem konstanten, der Transistoreingangsschaltung eingeprägten summenstrom Gebrauch gemacht wird. Auf diese Weise wird nämlich eine entsprechende Steuerung des den nichtünearen Widerstand durchfließenden Teilstroms durch die Größe des wiederum vom Strom im Transistorausgangskreis abhängigen Basiseingangsstro-

mes erzielt

Zweckmäßig wird der nichtlineare Widerstand durch eine in Durchlaßrichtung betriebene Diode verwirklicht

Bei einer ersten bevorzugten Ausführungsform umfaßt der Verstärker eine einzelne Transistorstufe in Basisschaltung mit je einer Impedanz im Emitter- und Kollektorstromkreis und einer gegen Bezugspotential geschaltete Diode im Basisstrcmkreis. Dabei ist der eingeprägte Summenstrom am gemeinsamen Verbindungspunkt von Basis und Diode zugeführt und die Diode mittels einer Reaktanz, vorzugsweise einem Kondensator überbrückt die einen Blindwiderstand hat der für die höchsten Frequenzen der Einhüllenden des Signals praktisch vernachlässigbar ist jedoch für die eigentlichen hohen Betriebst equenzen nahezu einen Kurzschluß bilden.

Bei einer zweiten bevorzugten Ausführungsform umfaßt der Verstärker eine einzelne Transistorstufe in Emitterschaltung, dessen Basiselektrode mit einer mit einem Anschluß auf Bezugspotential liegenden Diode in Verbindung steht Dabei ist der Diode an ^;,Vem bezugspotentialfreien Anschluß der Summenstrom zugeführt und zwischen diesem bezugspotentialfreien Anschluß der Diode und dem Basisanschluß des Transistors eine Reaktanz, vorzugsweise eine Induktivität angeordnet die einen Blindwiderstand hat, der für die höchsten Frequenzen der Einhüllenden nahezu einen Kurzschluß, jedoch für die eigentlichen hohen Betriebsfrequenzen einen Sperrwiderstand bildet

Anhand von Ausführungsbeispielen soll die Erfindung im folgenden noch näher erläutert werden. In der Zeichnung bedeutet

F i g. 1 die Verstärkungskennlinie eines Transistor-C-Verstärkers,

Fig.2 ein die Linearisierungsbedingungen für die Verstärkungskennlinie eines Transistor-C-Verstärkers erläuterndes Kennliniendiagramm,

F i g. 3 das Korrekturspannungsdiagramm für die Basis-Emittc -vorspannung nach der Erfindung,

F i g. 4 die schematische Darstellung des die gesteuerte Basis-Emittervorspannung liefernden Steuergenerators nach der Erfindung,

Fig.5 ein erstes Ausführungsbeispiel eines Transistorverstärkers nach der Erfindung,

F i g.-5 ein zweites Ausführungjbeispiel eines Transistor/erstärkers nach der Erfindung,

Fig. 7 ein vergleichendes Verstärkungskennliniendiagramm für einen Verstärker nach F i g. 5.

Bei einem Transislc-r-C-Verstärker besteht im allgemeinen der im Diagramm nach F i g. 1 angegebene nichtlin.;are Zusammenhang zwischen der Eingangsleistung Pe und der Ausgangsleistung P₃ in Watt. Kleine Eingangsleistungen können die Basis-Emitterstrecke des Transistors, nur ungenügend durchsteuern. Vom merklichen Verstärkungseinsatz bis hin zur Sättigung des Transistors besteht praktisch nur in der Nähe des Wendepunktes Wp der Kennlinie nach F i g. 1 eine konstante, differentielle, vom Eingangspegel unabhängige Verstärkung. Bei Signalen mit zeitlich stark schwankenden Einhüllenden, z. B. im Mehrträgerbetrieb, wird die Hüllkurve stark verzerrt, was sich durch die Entstehung starker Intermodulationsprodukte bemerkbar macht. Bei seinen sonst günstigen Eigenschaften ist die Einsatzmöglichkeit ein^s Transistor-C-Verstärkers durch diese Nichtlinearität stark eingeschränkt, sofern nicht durch besondere Linearisifungsmaßnahmen das Entstehen der IntermodulationsDrodukte in ausreichendem Umfange herabgesetzt wird.

Ausgangspunkt für die Linearisierung eines Tranststor-C-Verstärkers ist die Bedingung, seine Verstärkung vom Eingangs- bzw. Ausgangspegel unabhängig zu machen. In F i g. 2 im Diagramm ist über der Eingangsleistung Pe in dBm die Ausgangsleistung P₃ ebenfalls in dBm im logarithmischen Maßstab aufgetragen. Soll die Kennlinie K1 linearisiert werden, dann muß sie den mit K 2 bezeichneten Verlauf haben, und zwar muß sie den

ίο mit K 2 bezeichneten Verlauf haben, und zwar muß sie in der logarithmischen Darstellung eine Steigung von 1 dB/I dB bzw. 45° aufweisen. Die obere Grenze für die Linearisierung ist gegeben, wenn die Ausgangsleistung den Sättigungswert erreicht Für kleinere Leistungen gibt es grundsätzlich keine Einschränkungen. Wie F i g. 2 erkennen läßt muß zur Linearisierung der Ausgangspegel P_a für Werte unterhalb der Sättigung gegenüber seinem unkompensierten Wert angehoben werden, und zwar abhängig von seinem jeweiligen Wert. Dies kann durch eine zusätzliche Gleichvorspannung in Flußrichtung der Basis-Emitterstreckc des Transistors vorgesehen werden. Diese Korrekturspannung kann vom Kollektorstrom als Maß für die Ausgangsleistung so gesteuert werden, daß die Verstärkungskennlinie bis zu ihrem Sättigungswert linearisiert wird. Den entsprechenden Verlauf der Basis-Emitterspannung Übe in Abhängigkeit des Kollektorstroms I_c zeigt F i g. 3. Durch diese Spannungsnachführung wird keine Eigenschaft des Transistor-C-Verstärkers verschlechtert Bei gro-Ben Ausgangsleistungen ist der Verstärker als C-Verstärker vorgespannt (Übe = O). Bei kleinen Eingangsleistungen arbeitet der Transistorverstärker als A-Verstärker, aber mit einem Kollektorstrom, der etwa bei 10% des maximalen Wertes liegt.

Durch die erfindungigemäße Linearisierungsschaltung werden Steuerungseingriffe in den für die Hüllkurvenschwankungen niederohmigen Emitter- bzw. Kollektorkreis vermieden und dadurch eine Verschlechterung des Wirkungsgrades des Verstärkers verhindert.

Als Steuereingang wird die Basis verwendet, wobei als Steuersignal der Basisstrom direkt dient, der um die Stromverstärkung kleiner ist als der Kollektorstrom.

Zur Realisierung der Steuerspannunp.squelle eignen sich im Hinblick auf die benötigte niedrige Leerlaufspannung in der Größe von 0,5 V als nichtlinearer Widerstand eine Diodenstrecke. Die Grundschaltung dieser Steuerspannungsquelle zeigt schematisch F i g. 4. Die Diode ist mit Di bezeichnet, an der die steuerbare Basis-Emitterspannung Übe ansteht. Dem gemeinsamen Verbindungspunkt der Diode Dimit der Basiselektrode des Transistors ist der konstante Summenstrom i_o eingeprägt, der aus dem Biodenstrom i_D und dem Basiss.rom /a besteht. Die Basis-Emitterspannung Übe genügt der in Fig.4 angegebenen nichtlinearen Beziehung. Hierin bedeuten Urdus Produkt aus der Boltzmiinn'schsn Konstante k und der Temperatur Tin Grad Celsius und /O₀ der Sättigungsstrom der Diode. Die Basis-Emitterspannung hat mit anderen Worten in erster Näherung einen Verlauf, wie er i~i Diagramm der F t g. 3 angegeben ist.

Die in Fig.5 dargestellte Transistorverstärkerstufe in Basisschaltung besteht aus dem Transistor Tr, dessen Emitter über die Drossel Dr 1 mit Bezugspotential und über den eingangsseitigen Koppelkondensator Ce mi: dem Signaleingang verbunden ist. Der Kollektor ist seinerseits über die Hochfrequenzdrossel Dr 2 mit dem positiven Pol der Betriebsgleichspannung und über den Koppelkondensator Ca mit dem Signalausgang verbunden. Die Basis des Transistors Tr ist über die Diode Di

mit Bezugspotential verbunden. Ihr ist der Kondensator CparallelgeschalteL Der Summenstrom /_o wird entsprechend F i g. 4 am gemeinsamen Verbindungspunkt von Diode Di, Kondensator C und Basis des Transistors Tr eingeprägt Da der Verstärker bis auf seine Linearität nicht beeinflußt werden soll, muß die Steuerstromquelle Für die Trägerfrequenz des Eingangssignals unwirksam, für die Hüllkurvenfrequenz aber voll wirksam sein. Diese Forderung wird durch den Kondensator Cerfüllt. Die Kapazität Cist so bestimmt, daß sie eine Impedanz von etwa [ZJ = MmC1 Ohm bei der Trägerfrequenz und 100 Ohm und mehr bei der maximalen Hüllkurvenfrequenz aufweist. Dies sind jedoch nur Richtwerte, die von den verwendeten Transistortypen abhängig sind. In diesem Falle wird die Kompensation bis etwa 1% der relativen Bandbreite wirksam.

Bei dem in F i g. 6 dargestellten zweiten Ausführungsbeispiel einer Transistorstufe in Emitterschaltung ist der

Di über die Induktivität L mit der Basis des Transistors Tr verbunden. Der Summenstrom i_o wird zweckmäßig am gemeinsamen Verbindungspunkt der Induktivität L mit der Diode Di eingeprägt. Für die Impedanz I Z_L I = (oL gilt wiederum ein Wert > 100 Ohm bei der Trägerfrequenz und ~ 1 Ohm bei der maximalen Hüllkurvenfrequenz, um einen Einfluß der Steuerspannungsquelle auf die Trägerfrequenz zu unterbinden. Ist die an den Signaleingang angeschlossene Signalquelle niederohmig, dann muß der Koppelkondensator Ce'auf der Eingangsseite so bemessen sein, daß der Signalgenerator mit seinem Innenwiderstand keinen Nebenschluß zur Steuerspannungsquelle darstellen kann. Dies ist dann gegeben, wenn der eingangsseitige Koppelkondensator Ce' in gleicher Weise bemessen ist wie der Kondensator C parallel zur Diode Dinach F i g. 5.

F i g. 7 zeigt das Ergebnis der erfmdungsgemäßen Linearisierung der Verstärkungskennlinie einer Transistorverstärkerstufe in Basisschaltung nach Fig.5 mit einem Transistor vom Typ 2 N 3866 für eine Trägerfrequenz von 230 MHz. Der Kondensator C hatte dabei eine Kapazität von 168 pF. Das ergibt bei 230 MHz eine Impedanz von 4 Ohm und bei einer Frequenz von 10MHz eine Impedanz von 100Ohm. KV stellt die Verstärkungskennlinie der Transistorverstärkerstufe ohne die erfindungsgemäßen Linearisierungsmaßnahmen dar. Bei Anwendung der Linearisierungsmaßnahmen entsprechend Fig.5 ergibt sich die Verstärkungskennlinie K 2'. Die Verstärkungskennlinie des Transistors konnte damit von 2 dB Variation der Ausgangsleistung für 1 dB Variation der Eingangsleistung auf 1.2 dB/1 dB verringert werden. Die hieraus resultierenden Verbesserungen des Intermodulationsabstandes bei Ausgangsleistungen von 500 bzw. 600 mW betragen bis zu 10 dB bei Zweiterträgerbetrieb.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Verstärkung elektrischer Signale unter Verwendung eines Transistors, bei der Mittel zur Linearisierung der Verstärkungskennlinie vorgesehen sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromkreis für die Erzeugung der Basis-Emittervorspannung auf der Transistoreingangsseite einen nichtlinearen Widerstand aufweist, daß ferner der Transistoreingangsschaltung ein konstanter, die Summe zweier Teilströme darstellender Strom (i_o) eingeprägt ist, von denen der eine Teilstrom den nichtlinearen Widerstand durchfließt und der andere Teilstrom der Basisvorstrom des Transistors (Tr) ist, und daß der Stromkreis für die Erzeugung der Basis-Emittervorspannung eine solche Bemessung hat, daß die Basis-Emittervorspannung eine solche Bemessung hat, daß die Basis-Emittervorspannung über die Verkopplung des Basiseingangsstromes mit dem im JVansistorausgangskreis fließenden Strom hinweg in Abhängigkeit der Amplitude der Einhüllenden des Ausgangssignals gesteuert isL

Z Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der nichtlineare Widerstand eine in Durchlaßrichtung betriebene Diode (Di)ist

3. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker eine einzelne Transistorstufe in Basisschaltung umfaßt mit je einer Impedanz im Emitter- und Kollektorstromkreis und einer gegen Bezugspotential geschalteten Diode (Di) im BasUjtromkreis, daß ferner der eingeprägte Summenstrom (i_o) ara gemeinsamen Verbindungspunkt von Basis und Diode zugeführt ist und daß die Diode mittels einer Reaktanz, vorzugsweise eines Kondensators (C), gegen das Bezugspotential überbrückt ist, die einen Blindwiderstand hat, der für die höchsten Frequenzen der Einhüllenden des Signals praktisch vernachlässigbar ist, jedoch für die eigentlichen hohen Betriebsfrequenzen nahezu einen Kurzschluß bildet.

4. Verstärker nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker eine einzeihe Transistorstufe in Emitterschaltung umfaßt, daß die Basiselektrode mit einer mit einem Anschluß auf Bezugspotential liegenden Diode (Di) in Verbindung steht, daß ferner der Diode an ihrem bezugspotentialfreien Anschluß der Summenstrom (i_o) zugeführt ist und daß zwischen diesem bezugspotentialfreien Anschluß der Diode und dem Basisanschluß des Transistors (Tr) eine Reaktanz, vorzugsweise eine Induktivität ^angeordnet ist, die einen Blindwiderstand hat, der für die höchsten Frequenzen der Einhüllenden nahezu einen Kurzschluß, jedoch für die eigentlichen hohen Betriebsfrequenzen einen Sperrwiderstand bildet.