DE2642397A1 - Analog-frequenzwandler - Google Patents

Analog-frequenzwandler

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DE2642397A1 DE19762642397 DE2642397A DE2642397A1 DE 2642397 A1 DE2642397 A1 DE 2642397A1 DE 19762642397 DE19762642397 DE 19762642397 DE 2642397 A DE2642397 A DE 2642397A DE 2642397 A1 DE2642397 A1 DE 2642397A1
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Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Frequenzwandler der im Oberbegriff des Patentanspruchs genannten Art.
Analog-Frequenzwandler sind in mannigfaltigen Ausführungsformen bekannt. Bei hohen Anforderungen an die Genauigkeit, z.B. für Anwendungen in statischen Elektrizitätszahlern, werden heute das Ladungsmengenkompensationsverfahren und das Umladeverfahren vor anderen Methoden bevorzugt.
Beim Lqdungsmengenkompensationsverfahren (z.B. bekannt aus Landis & Gyr-Mitteilungen 19 (1972) 1 S. 13) wird der Messstrom in einem Integrator integriert, und jeweils beim Erreichen einer bestimmten Integratorspannung wird dem Integrator eine konstante Kompensationsladung entzogen. Es stellt sich ein Gleichgewicht zwischen der zugeführten und der entzogenen Ladung ein, wobei die Anzahl Kompensationsladungen je Zeiteinheit zum Messstrom proportional ist. Der Ladungsinhalt der einzelnen Kompensationsimpulse stellt eine Messkonstante dar und kann mit einfachen Mitteln mit hoher Genauigkeit konstant gehalten werden. Hingegen sind besondere Massnahmen erforderlich, um einen Leerlauf des Analog-Frequenzwandlers zu verhindern. /
pa 193O 809809/0600
Beim Umladeverfahren (z.B. bekannt aus DT-OS 1 946 245) wird der Messstrom ebenfalls in einem Integrator integriert; jeweils beim Erreichen eines bestimmten oberen Schwellenwertes und eines bestimmten unteren Schwellenwertes der Integratorspannung wird der Messstrom umgepolt und dadurch die Integrationsrichtung umgekehrt. Die Anzahl Umladungen je Zeiteinheit ist zum Messstrom proportional. Die Kapazität des Integratorkondensators sowie die Differenz zwischen dem oberen und dem unteren Schwellenwert stellen beim Umladeverfahren Messkonstanten dar, die nur schwer mit der erforderlichen Langzeitstabilität konstant gehalten werden können. Dagegen wird ein Leerlauf des Analog-Frequenzwandlers selbsttätig verhindert. Beim Einsatz eines solchen Analog-Frequenzwandlers in einem statischen Elektrizitätszähler können von der Polaritätsumschaltung unabhängige Fehlerströme durch die periodische Polaritätsumschaltung teilweise kompensiert und dadurch der Messbereich erweitert werden,
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Vorteile des Ladungskompensationsverfahrens und des Umladeverfahrens zu vereinigen und somit einen Analog-Frequenzwandler zu schaffen, dessen Messkonstante durch den Ladungsinhalt von Kompensations— impulsen gegeben ist und bei dem Fehlerströme kompensiert werden sowie ein Leerlauf selbsttätig verhindert wird.
Die Erfindung besteht in den im Kennzeichen des Patentanspruchs bezeichneten Merkmalen. Weitere Ausbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.
Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert:
Es zeigen: Fig. 1 ein Schaltbild eines statischen Leistungsmessers mit einem Analog-Frequenzwandler ,
Fig. 2 ein Impulsdiagramm des Analog-Frequenzwandlers nach der Fig. 1,
Fig. 3 eine Variante einer Steuerschaltung,
pa 1930 809809/0600
Fig. 4 ein Impulsdiagramm des Analog-Frequenzwandlers nach der Fig. 1 mit der Steuerschaltung nach der Fig. und
Fig. 5 ein Schaltbild einer Zusatzeinrichtung.
In der Fig. 1 bedeutet 1 einen Multiplikator, der einen Messstrom IM an den Eingang eines Analog-Frequenzwandlers 2 abgibt. Der Messstrom IM ist dem Produkt aus einer Spannung U und einem Strom I proportional. Der Multiplikator 1 weist einen Steuereingang 3 auf, an den ein Polaritätssignal P angelegt ist. Mit diesem Polaritätssignal kann das Vorzeichen der Multiplikation und damit die Polarität des Messstromes I umgeschaltet werden. Die Polaritätsumschaltung kann in bekannter Weise z.B. durch Umpolung der Spannung U oder des Stromes I oder durch eine digitale Signalinversion im Multiplikator 1 erfolgen.
Der Analog-Frequenzwandler 2 besteht im wesentlichen aus einem Integrator 4, einer Steuerschaltung 5 und einem Kompensationsladungsgeber 6. Der Integrator 4 ist im dargestellten Beispiel durch einen Verstärker 7 und einen in dessen Rückkopplungskreis geschalteten Kondensator 8 gebildet.
Der Ausgang des Integrators 4 ist an einen Schwellenschalter 9 angeschlossen,der einerseits in bekannter Weise zur Auslösung der Ladungskompensationsimpulse dient und andererseits Bestandteil der das Polaritätssignal P erzeugenden Steuerschaltung 5 ist. Im Beispiel der Fig. 1 ist der Schwellenschalter 9 ein Spannungskomparator mit einem einzigen Schwellenwert U .
ο
Die Steuerschaltung 5 enthält ferner eine Kippstufe 1O mit zwei Eingängen 11, 12 und einem Ausgang 13. Für diese Kippstufe, die aus einem RS-Flipflop und zwei gegenseitig verknüpften Eingangstoren aufgebaut sein kann, gilt die Wahrheitstabelle
PA 193o 809809/0600
/c-
κ Z P
O O X
O 1 1
1 O O
1 1 X
wobei K das Signal am Eingang 11, Z das Signal am Eingang 12, P das Polaritätssignal am Ausgang 13 und X den vorherigen Zustand bedeutet. Der Eingang 11 der Kippstufe 1O ist mit dem Ausgang des Schwellenschalters 9 und der Eingang 12 mit dem Ausgang einer Untersetzerstufe 14 verbunden. Das Teilerverhältnis N der Untersetzerstufe 14 ist geradzahlig und gleich oder grosser als zwei.
Aus den Signalen K, Z und P werden mit zwei UND-Toren 15, zwei Signale L und M gebildet. Hierzu sind die beiden Eingänge 11, 12 und der Ausgang 13 der Kippstufe 1O an drei Eingänge des UND-Tores 15 sowie an drei invertierende Eingänge des UND-Tores
16 angeschlossen. Das UND-Tor 15 ist an einen Auslöseeingang
17 für positive Ladungsimpulse und das UND-Tor 16 an einen Auslöseeingang 18 für negative Ladungsimpulse des Kompensationsladungsgebers 6 geschaltet.
Die Auslöseeingänge 17, 18 des Kompensationsladungsgebers 6 führen zu je einem D-Eingang eines D-Flipflops 19 und 20, deren Takteingänge mit einem vorzugsweise quarzstabilisierten Zeitbasisoszillator 21 verbunden sind. Am Ausgang des Flipflop 19 bzw. 20 entsteht ein Signal I+ bzw. I~, das über einen Schalter 22 bzw. 23 eine Konstantstromquelle 24 bzw. 25 schaltet. Die Konstantstromquelle 24 liefert einen positiven Referenzstrom In und die Konstantstromquelle 25 einen negativen Referenzstrom I ~ an den Eingang des Integrators 4.
ri
Die Ausgänge der Flipflop 19, 2O sind ferner an ein ODER-Tor 26 geschaltet. Ein UND-Tor 27 ist eingangsseitig mit den Ausgängen des Zeitbasisoszillators 21 und des ODER-Tores 26 verbunden. Das UND-Tor 27 liefert ein Ausgangssignal F an einen Ausgang 28 des Analog-Frequenzwandlers 2.
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Wie in der Fig. 1 angedeutet, kann der das Signal F führende Ausgang 28 mit dem Eingang der Untersetzerstufe 14 verbunden werden. Ferner ist es möglich, die Untersetzerstufe 14 mit dem Referenzsignal R des Zeitbasisoszillatars 21 oder mit einer anderen konstanten Frequenz zu steuern. Schliesslich kann die Untersetzerstufe 14 weggelassen und das Signal Z mit geeignet gewählter konstanter Frequenz von aussen her in die Steuerschaltung 5 eingespeist werden.
Im folgenden wird anhand der Fig. 2 die Arbeitsweise des beschriebenen Analog-Frequenzwandlers für den Fall erläutert, dass das Signal F in die Untersetzerstufe 14 eingespeist wird und U = 4 ist. Die Fig. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung Ufi des Integrators 4 sowie der digitalen
+ —
Signale Rf K, Z1 P, L, K, I r I und F bei konstantem Mess-.strom ΙΜ.
Ein Itaschaltzyklus ist durch die Periode des Polaritätssignals P gegeben» die im Zeitpunkt t beginnt und im Zeitpunkt t1o endet.. In der ersten Halbperiode t bis tg ist d&r Messstrom Ip negativ und in der zweiten Halbperiode t bis t^ positiv. Mach dem durch das Palaritätssignal P bewirkten Palaritätswechsel im Zeitpunkt t steigt die Ausgangsspannung U* infolge des negativen Messstromes IM vorerst kurzzeitig an, so dass die Signale K und L den logischen Wert 1 aufweisen» bis im Zeitpunkt t- die nächste An-stiegsflanke des Referenzsignals R das Flipflop 19 kippt, der Schalter 22 schliesst und die positive Kanstantstromquelle 24 eingeschaltet wird. Von diesem Zeitpunkt t,. an sinkt die Ausgangsspannung U infolge des gegenüber dem negativen Messstrom I„ dominierenden posi-. tiverc Refereazstrames I0"1"; beim Unterschreiten des Schwellenwertes U gehen die Signale K und L auf logisch Or was sich vorerst nicht weiter auswirkt. Im Zeitpunkt t^ wird! durch die Flachste Anstiegst lanke des Referenzsignals R das Flipflop in die Ruhelecge gekippt und dadurch die Kornstantstraequelle
24 wieder abgeschaltet. Das Ein- und Abschalten der Konstantstromquelle 24 (Signal I ) wiederholt sich nochmals zum Zeitpunkt t und t .
Während des bis hierher beschriebenen Arbeitsablaufs wurden jeweils während der Impulsüberlappungszeit der Signale R und I zwei Ausgangsimpulse (Signal F) an den Ausgang 28 sowie an die Untersetzerstufe 14 abgegeben. Beim Verschwinden des zweiten Ausgangsimpulses geht das Signal Z am Ausgang der Untersetzerstufe 14 auf logisch O. Dies bewirkt, dass bei der nächsten Ueberschreitung der Schwellenspannung U im Zeitpunkt t die Kippschaltung 1O sofort kippt, das Polaritätssignal P auf logisch O geht und der Messstrom I in der Folge umgepolt,
d.h. positiv wird. Während der zweiten Halbperiode des Polaritätssignals P wiederholt sich der geschilderte Ablauf mit positivem Messstrom I,. und negativem Referenzstrom I
Pl H
Aus dem Diagramm der Fig. 2 ist leicht ersichtlich, dass das Polaritätssignal P, das die Polarität des Messstromes I sowie des Referenzstromes I+ bzw. I des Kompensationsladungsgebers 6 steuert, seinen logischen V/ert immer beim gleichen Pegel U der Ausgangsspannung U. wechselt und somit die Ladungsbilanz der durch den Messstrom I., zufliessenden und durch
Pt
den Referenzstrom I_ abfliessenden Ladung nach jeder Halbperiode des Polaritätssignals P genau stimmt. Dadurch ist gewährleistet, dass durch die periodische Polaritätsumschaltung kein Messfehler durch Ladungsverluste auftreten kann.
Die Polaritätsumschaltung bewirkt eine selbsttätige Leerlaufunterdrückung. Wenn nämlich der Messstrom ]Γ unter den Wert eines zum Integrator 4 fliessenden polaritätsunabhängigen Fehlerstromes sinkt, wird der Integrator 4 spätestens nach der nächsten Polaritätsumschaltung in die Sättigung getrieben.
Durch die periodische Polaritätsumschaltung wird der Einfluss eines dem Messstrom I1. überlagerten Fehlerstromes auf die Aus-
PA193O 809809/0800
gangsfrequenz des Analog-Frequenzwandlers 2 weitgehend kompensiert. Eine vollständige Kompensation tritt allerdings bei der durch die Ausgangsfrequenz gesteuerten Polaritätsumschaltung nicht auf, weil die Halbperioden des Polaritätssignals P durch den Fehlerstrom ungleich lang werden. Der relative Messfehler F beträgt hierbei
rel
rel
wobei Ip der Fehlerstrom bedeutet.
Eine vollständige Kompensation des Einflusses des polaritätsunabhängigen Fehlerstromes auf die Ausgangsfrequenz kann erzielt werden, wenn die Polaritätsumschaltung zwar von einer konstanten Frequenz abgeleitet, jedoch mit der Ausgangsfrequenz des Analog-Frequenzwandlers synchronisiert wird. Dabei muss die Frequenz der Polaritätsumschaltung kleiner als die kleinste auftretende Ausgangsfrequenz sein. Durch die Synchronisierung unterliegen die Halbperioden der Polaritätsumschaltung einer statistischen Streuung gleich der Periodendauer der Ausgangsfrequenz. Ueber eine genügend lange Messperiode wird aber der Mittelwert der beiden Halbperioden der Polaritätsumschaltung gleich und damit der Einfluss des Fehlerstromes vollständig kompensiert.
Eine solche Arbeitsweise wird erzielt, wenn die konstante Frequenz eines Referenzoszillators in die Untersetzerstufe 14 eingegeben wird. Das zugehörige Impulsdiagramm dieser Alternative unterscheidet sich von jenem der Fig. 2 nur dadurch, dass das Signal Z völlig unabhängig vom Signal F ist und die Anzahl Ausgangsimpulse je Halbperiode des Polaritätssignals P nicht immer gleich gross sein muss.
Anstelle des Signals F kann auch das Polaritätssignal P als Ausgangssignal des Analog-Frequenzwandlers verwendet werden.
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Die Frequenz des Polaritätssignals P ist im Gegensatz zu jener des Signals F keinen kurzzeitigen Schwankungen durch die Synchronisierung mit dem Referenzsignal R unterworfen, hat aber trotzdem eine feste Beziehung zur streuenden Frequenz des Signals F.
Die Fig. 3 zeigt eine Steuerschaltung 5', die anstelle der Steuerschaltung 5 in der Anordnung nach der Fig. 1 eingesetzt werden kann. Als Schwellenschalter 9' ist in der Steuerschaltung 5' ein Schmitt-Trigger mit einem oberen und einem unteren Schwellenwert vorgesehen. Die Steuerschaltung 5' enthält ferner eine Untersetzerstufe 29, deren Teilerverhältnis mit N' bezeichnet ist, ein D-Flipflop 3O und zwei UND-Tore 31, 32. Der Ausgang des Schwellenschalters 9' ist mit dem Eingang der Untersetzerstufe 29 und mit dem Takteingang des D-Flipflop verbunden, dessen D-Eingang an den Ausgang der Untersetzerstufe 29 angeschlossen ist. Das Signal am Ausgang des Schwellenschalters 9' ist wiederum mit S bezeichnet. Am Ausgang der Untersetzerstufe 29 entsteht ein Signal A und am Ausgang des D-Flipflop 3O das Polaritätssignal P. Die Untersetzerstufe 29 spricht auf abfallende Flanken des Signals S und das D-Flipflop 3O auf ansteigende Flanken des Signals S an.
Der Ausgang des Schwellenschalters 9' ist auch mit einem Eingang des UND-Tores 31 und einem invertierenden Eingang des UND-Tores 32 verbunden. Ferner ist der Ausgang der Untersetzerstufe 29 an einen weiteren Eingang des UND-Tores 31 und der Ausgang des D-Flipflops 3O an einen weiteren invertierenden Eingang des UND-Tores 32 angeschlossen. An den Ausgängen der beiden UND-Tore 31, 32, die an die Auslöseeingänge 17, 18 des Kompensatxonsladungsgebers 6 (Fig. 1) geschaltet werden, treten die Signale L und M auf.
In der Fig. 4 ist das zugehörige Impulsdiagramm für den Fall N'=4 dargestellt. Die Hysterese, d.h. die Differenz zwischen dem oberen Schwellenwert U und dem unteren Schwellenwert U
ο u
des Schwellenschalters 91 ist mit Δ U bezeichnet. Die Polari-
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tätsumschaltung erfolgt immer genau dann, wenn die Ausgangsspannung U des Integrators 7 den oberen Schwellenwert U erreicht. Beim Erreichen des Schwellenwertes U bzw. U wird fer-
o u
ner die Konstantstromquelle 24 bzw. 25 eingeschaltet und dadurch die Ausgangsspannung des Integrators 4 innerhalb der Hysterese Δ U gehalten. Das Ein- und Abschalten der Konstantstromquellen 24, 25 ist mit dem Referenzsignal R synchronisiert und deshalb im Mittel um eine halbe Periodendauer des Referenzsignals verzögert, weshalb die Frequenz des Referenzsignals genügend gross sein soll gegenüber jener des Polaritätssignals P. Im Impulsdiagramm sind das Referenzsignal R und das Ausgangssignal F durch schraffierte Felder angedeutet, um damit die hohe Frequenz des Referenzsignals zum Ausdruck zu bringen.
Im einzelnen ergibt sich folgender Zeitablauf während einer Periode des Polaritätssignals P: Vom Zeitpunkt t an, wenn die Polarität gerade umgeschaltet und mit vernachlässigbarer Verzögerung die negative Konstantstromquelle 25 abgeschaltet und die positive Konstantstromquelle 24 eingeschaltet wurde, wird der Integrator 4 mit dem jetzt dominierenden Referenzstrom IR + geladen. Die Ausgangsspannung U. sinkt, bis im Zeitpunkt t. der untere Schwellenwert U des Schwellenschalters 9' erreicht und die Konstantstromquelle 24 wieder abgeschaltet wird. Im Zeitintervall t bis t„ wird ein lückenlo-
o 1
ses Paket konstanter Kompensationsladungen an den Integrator 4 und eine gleiche Anzahl Ausgangsimpulse (Signal F) an den Ausgang 28 des Analog-Frequenzwandlers 2 abgegeben. Vom Zeitpunkt t1 an steigt die Ausgangsspannung U wieder, weil jetzt nur der negative Messstrom I.. zum Integrator 4 fliesst. Zum Zeitpunkt t wird die positive Konstantstromquelle 24 erneut eingeschaltet und zum Zeitpunkt t erneut abgeschaltet. Die Untersetzerstufe 29 kippt im Zeitpunkt t , wodurch das D-Flipflop 30 zum Kippen vorbereitet wird. Sobald die Ausgangsspannung U. im Zeitpunkt t. den oberen Schwellenwert U des Schwellenschalters 9' erreicht, wird das D-Flipflop 3O sofort gekippt, das Polaritätssignal P gewechselt und der Messstrom umgepolt. Durch den jetzt positiven Messstrom I wird der
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Integrator 4 gegen den unteren Schwellenwert U des Schwellenschalters 9' gesteuert. In den Zeitintervallen tg bis t^ und t bis t ist die negative Konstantstromquelle 25 eingeschal-
7 8
tet, wodurch die Ausgangsspannung U. gegen den oberen Schwellenwert U getrieben wird. Im Zeitpunkt tQ wechselt das Polaritätssignal P erneut, so dass eine neue Periode beginnt.
Das Untersetzungsverhältnis N1 der Untersetzerstufe 29 muss ebenfalls geradzahlig und gleich oder grosser als zwei sein. Durch die Wahl dieses Untersetzungsverhältnisses wird die Anzahl Kompensationsladungspakete je Umschaltperiode des Polaritätssignals P festgelegt. Ein genauer Zusammenhang zwischen der Frequenz des Polaritätssignals P und jener des Ausgangssignals F besteht nicht.
Die beschriebenen Analog-Frequenzwandler nach der Fig. 1 sowie nach den Fig. 1 und 3 können mit einfachen zusätzlichen Mitteln derart modifiziert werden, dass sie sowohl positive als auch negative Messströme I (d.h. im dargestellten Beispiel positive und negative Werte des Produktes U.l) verarbeiten können. Die Fig. 5 zeigt ein Beispiel einer hierzu geeigneten Zusatzeinrichtung. Zwei Schwellenschalter in Form von Schmitt-Triggern 33, 34 sind eingangsseitig an den Integrator 4 (Fig.1) und ausgangsseitig über ein ODER-Tor 35 an eine Kippstufe 36 angeschlossen. Die Schwellenwerte des Schmitt-Triggers 33 liegen über und die Schwellenwerte des Schmitt-Triggers 34 unter dem Schwellenwert des Schwellenschalters 9 bzw. 9'. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 33 bzw. 34 ist mit einem Eingang eines ODER-Tores 37 bzw. 38 verbunden, welches in die den Schalter 22 bzw. 23 steuernde, das Signal I bzw. I führende Leitung geschaltet ist. Der Ausgang der Kippstufe 36 ist an ein in den Steuereingang 3 des Multiplikators 1 geschaltetes EXKLU-SIVE-ODER-Tor 39 angeschlossen.
Bei einem nicht durch das Polaritätssignal P verursachten Stromrichtungswechsel des Messstromes I steigt oder sinkt
die Ausgangsspannung U so lange, bis einer der Schmitt-Trigger 33 oder 34 anspricht. Dadurch wird die zugeordnete Kon-
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PA 193O ./.
stant5tromquelle 24 bzw. 25 eingeschaltet, der Kondensator des Integrators 4 teilweise entladen und die Ausgangsspannung U. in die Nähe des normalen Arbeitsbereiches zurückgeführt. Beim Zurückschalten des betreffenden Schmitt-Triggers 33 bzw. 34 wird die Kippstufe 36 gekippt und das Polaritätssignal P' am Steuereingang 3 und damit auch die Polarität des Messstromes IM zusätzlich gewechselt. Das Signal E am Ausgang der Kippstufe 36 zeigt die von der Polaritätsumschaltung unabhängige Richtung des Messstromes IM an.
Der beschriebene Analog-Frequenzwandler weist gegenüber den bekannten Lösungen, die nach dem gewöhnlichen Ladungskompensationsverfahren ohne Polaritätsumschaltung arbeiten, den Vorteil auf, dass polaritätsunabhängige Fehlerströme kompensiert werden und dadurch eine grössere Messgenauigkeit und eine grössere Dynamik erreicht wird. Ferner wird ein Leerlauf selbsttätig verhindert. Bei der zuletzt beschriebenen, für positive und negative Messströme geeigneten Variante wird eine vollkommene Symmetrie für beide Stromrichtungen auch dann erzielt, wenn die Ströme I+ und In" der beiden Konstant-Stromquellen 24, 25 z.B. infolge von Alterungserscheinungen nicht genau gleich gross sind.
Gegenüber bekannten, nach dem Umladeverfahren arbeitenden Lösungen zeichnet sich der beschriebene Analog-Frequenzwandler durch den Vorteil aus, dass die Messkonstante durch den Ladungsinhalt von Kompensationsimpulsen gegeben ist; dieser Ladungsinhalt kann mit einfachen Mitteln mit hoher Genauigkeit und Langzeitstabilität konstant gehalten werden. Ferner ergibt sich gegenüber dem Umladeverfahren eine grössere Dimensionierungsfreiheit, wenn eine hohe Ausgangsfrequenz verlangt wird. Schliesslich besteht die gezeigte Möglichkeit, den Einfluss des polaritätsunabhängigen Fehlerstromes vollkommen zu kompensieren.
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Claims (11)

  1. PATENTANSPRUECHE
    ( 1 .) Analog-Frequenzwandler zur Bildung einer einem Messstrom oder einer Messspannung proportionalen Aüsgangsfrequenz nach dem Ladungsmengenkompensatxonsverfahren, mit einem Integrator, einem diesem nachgeschalteten Schwellenschalter und einem Kompensationsladungsgeber, der einem Kondensator des Integrators jeweils beim Ansprechen des Schv/ellenschalters eine konstante Kompensationsladung zuführt, dadurch gekennzeichnet, dass eine Steuerschaltung (5; 5') zur Erzeugung eines periodischen Polaritäfcssignals (P) vorgesehen ist, das die Polarität des Messstromes (lM) bzw. der Messspannung sowie des Kompensationsladungsgebers (6) steuert und seinen logischen Wert immer beim gleichen Pegel (U ) der Ausgangsspannung (U.) des Integrators (4) wechselt.
  2. 2. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwellenschalter (9; 91) Bestandteil der Steuerschaltung (5; 5') ist, wobei ausgewählte Signalwechsel des Schwellenschalters (9; 9') einen Wechsel des logischen Wertes des Polaritätssignals (P) hervorrufen.
  3. 3. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz des Polaritätssignals (P) durch die Ausgangsfrequenz des Analog-Frequenzwandlers (2) bestimmt ist und deren N-ten Teil entspricht, wobei N eine gerade Zahl und gleich oder grosser als zwei ist.
    pa 1g3o 809809/0600
  4. 4. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz des Polaritätssignals (P) durch einen Referenzoszillator (21) bestimmt ist.
  5. 5. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Frequenz des Polaritätssignals (P) durch die Ausgangsfrequenz des Schwellenschalters (9l) bestimmt ist und deren N-ten Teil entspricht, wobei N eine gerade Zahl und gleich oder grosser als zwei ist.
  6. 6. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (51) eine Kippstufe (10) mit der Wahrheitstabelle
    K Z P O O X O 1 1 1 O O 1 1 X
    aufweist, wobei K das Signal am ersten Eingang (11 ), Z das Signal am zweiten Eingang (12), P das Signal am Ausgang (13) der Kippstufe (1O) und X den vorherigen Zustand bedeutet, und dass der erste Eingang (11) der Kippstufe (1O) mit dem Ausgang des Schwellenschalters (9) und der zweite Eingang (12) mit dem Referenzoszillator (21) bzw. über eine Untersetzerstufe (14) mit dem Ausgang (28) des Analog-Frequenzwandlers (2) verbunden ist und dass ferner der Schwellenschalter (9) ein Spannungskomparator mit einem einzigen Schwellenwert (U ) ist.
  7. 7. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (5') eine Untersetzerstufe (29) und ein D-Flipflop (30) aufweist, dass der Ausgang des Schwellenschalters (91) mit dem Eingang der Untersetzerstufe (29) und mit dem Takteingang des D-Flipflop (30) verbunden und der Ausgang der Untersetzerstufe (29) an den D-Eingang des D-Flipflop (30) angeschlossen ist und dass ferner der Schwellen-
    pa 1930
    809809/0600
    schalter (91) ein Schmitt-Trigger mit einem oberen Schwellenwert (U ) und einem unteren Schwellenwert (U ) ist.
  8. 8. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Eingänge (11; 12) und der Ausgang (13) der Kippstufe (10) an drei Eingänge eines ersten UND-Tores (15) sowie an drei invertierende Eingänge eines zweiten UND-Tores (16) angeschlossen sind und dass das eine UND-Tor (15) an einen Auslöseeingang (17) für positive Ladungsimpulse und das andere UND-Tor (16) an einen Auslöseeingang (18) für negative Ladungsimpulse des Kompensationsladungsgebers (6) geschaltet ist.
  9. 9. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Schwellenschalters (91) mit einem Eingang eines ersten UND-Tores (31) und einem invertierenden Eingang eines zweiten UND-Tores (32) verbunden ist, dass der Ausgang der Untersetzerstufe (29) an einen weiteren Eingang des ersten UND-Tores (31) und der Ausgang des D-Flipflop (3O) an einen weiteren invertierenden Eingang des zweiten UND-Tores (32) angeschlossen ist und dass das eine UND-Tor (31) an einen Auslöseeingang (17) für positive Ladungsimpulse und das andere UND-Tor (32) an einen Auslöseeingang (18) für negative Ladungsimpulse des Kompensationsladungsgebers (6) geschaltet ist.
  10. 10. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass der Kompensationsladungsgeber (6) je eine Konstantstromquelle (24; 25) für positive und für negative Ladungsimpulse und einen Zeitbasisoszillator (21) aufweist, wobei die Konstantstromquelle (24; 25) über ein Flipflop (19; 2O) und einen von diesem gesteuerten Schalter (22; 23) jeweils für eine oder mehrere Periodendauern des Zeitbasisoszillators (21) einschaltbar ist.
    pa 193O 809809/0600
  11. 11. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder einem der Ansprüche 2 bis 1O, dadurch gekennzeichnet, dass zur Bildung einer proportionalen Ausgangsfrequenz sowohl bei positivem als auch bei negativem Messsignal (lM) zwei weitere dem Integrator (4) nachgeschaltete Schwellenschalter (33; 34) vorgesehen sind, dass die Ausgänge der beiden weiteren Schwellenschalter (33; 34) über ein ODER-Tor (35) an eine Kippstufe (36) angeschlossen sind, deren Ausgangssignal (E) die Polarität des Messsignals (lM) anzeigt und das Polaritätssignal (P) über ein EXKLUSIVE-ODER-Tor (39) zusätzlich steuert und dass die beiden weiteren Schwellenschalter (33; 34) im angesprochenen Zustand jeweils eine Stromquelle (24; 25) zur teilweisen Entladung des Kondensators (8) des Integrators (4) einschalten.
    PA193O 809809/0600
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