JPS6030451B2 - アナログ−周波数変換器 - Google Patents
アナログ−周波数変換器Info
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- JPS6030451B2 JPS6030451B2 JP52076683A JP7668377A JPS6030451B2 JP S6030451 B2 JPS6030451 B2 JP S6030451B2 JP 52076683 A JP52076683 A JP 52076683A JP 7668377 A JP7668377 A JP 7668377A JP S6030451 B2 JPS6030451 B2 JP S6030451B2
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- signal
- frequency
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/10—Calibration or testing
- H03M1/1009—Calibration
- H03M1/1014—Calibration at one point of the transfer characteristic, i.e. by adjusting a single reference value, e.g. bias or gain error
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/25—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using digital measurement techniques
- G01R19/252—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using digital measurement techniques using analogue/digital converters of the type with conversion of voltage or current into frequency and measuring of this frequency
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
- G01R19/25—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using digital measurement techniques
- G01R19/255—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof using digital measurement techniques using analogue/digital converters of the type with counting of pulses during a period of time proportional to voltage or current, delivered by a pulse generator with fixed frequency
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K7/00—Modulating pulses with a continuously-variable modulating signal
- H03K7/06—Frequency or rate modulation, i.e. PFM or PRM
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- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M1/00—Analogue/digital conversion; Digital/analogue conversion
- H03M1/12—Analogue/digital converters
- H03M1/50—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval
- H03M1/504—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval using pulse width modulation
- H03M1/506—Analogue/digital converters with intermediate conversion to time interval using pulse width modulation the pulse width modulator being of the charge-balancing type
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- Theoretical Computer Science (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明はアナログ一周波数変換器に関する。
アナログ一周波数変換器は種々の形のものが知られてい
る。たとえば静的電気計量に用いる場合のように精度に
対する要求が大きい場合今日はとりわけ充電量補償法お
よび充電樋性変換法がよく使用される。充電量補償法の
場合(たとえばLandis&○yr−Mitteil
ungenl9(1972)IS.13に記載されてい
る)測定電流は積分器で積分され、所定の積分電圧に達
した場合それぞれ積分器から一定の補償充電量が取り除
かれる。
る。たとえば静的電気計量に用いる場合のように精度に
対する要求が大きい場合今日はとりわけ充電量補償法お
よび充電樋性変換法がよく使用される。充電量補償法の
場合(たとえばLandis&○yr−Mitteil
ungenl9(1972)IS.13に記載されてい
る)測定電流は積分器で積分され、所定の積分電圧に達
した場合それぞれ積分器から一定の補償充電量が取り除
かれる。
供給される充電量と取り除かれる充電量間で均衡が生じ
、この場合時間単位当りの補償充電数は測定電流に比例
する。個々の補償パルスの充電量は測定定数を表わし簡
単な方法でかなりの精度で一定に保たれる。これに対し
てアナログ一周波数変換器の無負荷作動(空動作(アィ
ドリング)、すなわち入力信号がないのにドリフト電流
等により出力信号が発生する状態をいう)を避けるには
特殊な方法が要求される。充電極性変換法(たとえばド
イツ公開公報第1946245号より公知)の場合も同
様に測定電流は積分器で積分され、積分電圧が所定の上
方しきい値および下方しきし、値に達した場合測定電流
の極性が反転されそれにより積分方向が逆になる。この
場合、時間単位当りの極性変化数が測定電流に比例する
。充電極性変換法の場合は積分コンデンサーの容量と上
下のしきし、値間の差が測定定数を表わすが、この測定
定数は長時間かけて安定するもので一定に保つのは非常
に困難である。しかしアナログ一周波数変換器の無負荷
作動は自動的に防止される。このようなアナログ一周波
数変換器を静的電気計量器に用いる場合、極性切換とは
無関係に生じる誤差電流は極性功換を周期的に行うこと
により一部補償できそれにより測定範囲が拡大される。
本発明の目的は充電量補償法と充電極性変換法の利点を
−しよにし、測定定数が補償パルスの充電量により与え
られ誤差電流が補償され、しかも無負荷作動が自動的に
防止されるアナログ一周波数変換器を提供することであ
る。
、この場合時間単位当りの補償充電数は測定電流に比例
する。個々の補償パルスの充電量は測定定数を表わし簡
単な方法でかなりの精度で一定に保たれる。これに対し
てアナログ一周波数変換器の無負荷作動(空動作(アィ
ドリング)、すなわち入力信号がないのにドリフト電流
等により出力信号が発生する状態をいう)を避けるには
特殊な方法が要求される。充電極性変換法(たとえばド
イツ公開公報第1946245号より公知)の場合も同
様に測定電流は積分器で積分され、積分電圧が所定の上
方しきい値および下方しきし、値に達した場合測定電流
の極性が反転されそれにより積分方向が逆になる。この
場合、時間単位当りの極性変化数が測定電流に比例する
。充電極性変換法の場合は積分コンデンサーの容量と上
下のしきし、値間の差が測定定数を表わすが、この測定
定数は長時間かけて安定するもので一定に保つのは非常
に困難である。しかしアナログ一周波数変換器の無負荷
作動は自動的に防止される。このようなアナログ一周波
数変換器を静的電気計量器に用いる場合、極性切換とは
無関係に生じる誤差電流は極性功換を周期的に行うこと
により一部補償できそれにより測定範囲が拡大される。
本発明の目的は充電量補償法と充電極性変換法の利点を
−しよにし、測定定数が補償パルスの充電量により与え
られ誤差電流が補償され、しかも無負荷作動が自動的に
防止されるアナログ一周波数変換器を提供することであ
る。
次に本発明の実施例を添付図面を参照して詳細に説明す
る。
る。
第1図においては2は電流に比例する周波数を形成する
アナログ一周波数変換器を示す。
アナログ一周波数変換器を示す。
本実施例では例えばこのような変換器を通常マークスペ
ース振幅類算器で構成される掛算器1を備えた電力計に
用いた場合について説明する。このような鶏算器を用い
た場合よく知られているように出力には電圧Uと電流1
の積に比例した電流IMが得ら れ る ので(前述の
Landね&Gyr −Mmeilungenl9(1
972)を参照)、アナログ一周波数変換器はこの場合
電力P=U×1に比例した周波数を発生する。しかしア
ナログ一周波数変換器2の入力には通常任意の電流が印
加され、それに比例した周波数信号が出力に得られるも
のである。掛算器1は制御入力3を有し、これに極性信
号Pが印加されこの極性信号で掛け算の符号、したがっ
て測定電流IMの極性が切り換えられる。極性の切襖は
良く知られた方法で例えば電圧Uまたは電流1の極性を
切り換えることによるかあるし、は掛算器1のディジタ
ル信号反転により行われる。しかし極性の切換を電圧又
は電流で行なう場合には切換スイッチが必要になるのに
対し、掛算器を用いる場合にはデジタル的に信号を反転
させるだけでよいので本実施例では鞘算器を用いるよう
にしている。従って本発明の電流を周波数に変換するア
ナログ一周波数変換器に掛算器を用いたのは一つの例と
して理解されるべきである。アナログ一周波数変換器2
は、本質的に積分回路4と制御回路5と補償充電装置6
から構成される。積分回路4は図示例によると増幅器7
と帰環回路に接続されたコンデンサー8により形成され
る。積分回路4の出力は限界スイッチ9に接続され、そ
の限界スイッチは良く知られた方法で充電補償パルスを
発生させる作用をし、また極性信号Pを発生させる制御
回路5の構成要素となる。
ース振幅類算器で構成される掛算器1を備えた電力計に
用いた場合について説明する。このような鶏算器を用い
た場合よく知られているように出力には電圧Uと電流1
の積に比例した電流IMが得ら れ る ので(前述の
Landね&Gyr −Mmeilungenl9(1
972)を参照)、アナログ一周波数変換器はこの場合
電力P=U×1に比例した周波数を発生する。しかしア
ナログ一周波数変換器2の入力には通常任意の電流が印
加され、それに比例した周波数信号が出力に得られるも
のである。掛算器1は制御入力3を有し、これに極性信
号Pが印加されこの極性信号で掛け算の符号、したがっ
て測定電流IMの極性が切り換えられる。極性の切襖は
良く知られた方法で例えば電圧Uまたは電流1の極性を
切り換えることによるかあるし、は掛算器1のディジタ
ル信号反転により行われる。しかし極性の切換を電圧又
は電流で行なう場合には切換スイッチが必要になるのに
対し、掛算器を用いる場合にはデジタル的に信号を反転
させるだけでよいので本実施例では鞘算器を用いるよう
にしている。従って本発明の電流を周波数に変換するア
ナログ一周波数変換器に掛算器を用いたのは一つの例と
して理解されるべきである。アナログ一周波数変換器2
は、本質的に積分回路4と制御回路5と補償充電装置6
から構成される。積分回路4は図示例によると増幅器7
と帰環回路に接続されたコンデンサー8により形成され
る。積分回路4の出力は限界スイッチ9に接続され、そ
の限界スイッチは良く知られた方法で充電補償パルスを
発生させる作用をし、また極性信号Pを発生させる制御
回路5の構成要素となる。
例えば第1図において限界スイッチ9は唯一のしきし、
値Uoを有する電圧比較回路である。制御回路5はさら
に2つの入力11,12と出力13を有するトリガー段
10を含む。
値Uoを有する電圧比較回路である。制御回路5はさら
に2つの入力11,12と出力13を有するトリガー段
10を含む。
RSーフリップフロップと互いに連結された二つの入力
ゲートから構成されるこのトリガー段に対して次の真理
値表が成り立つ。ここでKは、入力11の信号を、Zは
入力12の信号を、Pは出力13における犠牲信号を、
また、Xは以前の状態を意味する。
ゲートから構成されるこのトリガー段に対して次の真理
値表が成り立つ。ここでKは、入力11の信号を、Zは
入力12の信号を、Pは出力13における犠牲信号を、
また、Xは以前の状態を意味する。
トリガー段10の入力11は限界スイッチ9の出力にま
た入力12は分周段14の出力に接続される。分周段1
4の分周比Nは偶数であり2に等しいかまたは2より大
きい。信号K,Z,Pからなる2つのアンドゲート15
,16により2つの信号LとMが形成される。
た入力12は分周段14の出力に接続される。分周段1
4の分周比Nは偶数であり2に等しいかまたは2より大
きい。信号K,Z,Pからなる2つのアンドゲート15
,16により2つの信号LとMが形成される。
このために両入力11,12とトリガー段10の出力1
3はアンドゲート15の3つの入力ならびにァンドゲー
ト16の3つの反転入力に接続される。アンドゲート1
5は補償充電装置6の正の充電パルス用トリガ入力17
に、またアンドゲート16は補償充電装置6の負の充電
パルス用トリガ入力18に接続される。補償充電装置の
トリガ入力17,18はそれぞれD−フリップフロップ
19,20に接続され、そのフリップフロッブのクロツ
ク入力は好ましくは水晶安定の時間軸発振器21に接続
される。
3はアンドゲート15の3つの入力ならびにァンドゲー
ト16の3つの反転入力に接続される。アンドゲート1
5は補償充電装置6の正の充電パルス用トリガ入力17
に、またアンドゲート16は補償充電装置6の負の充電
パルス用トリガ入力18に接続される。補償充電装置の
トリガ入力17,18はそれぞれD−フリップフロップ
19,20に接続され、そのフリップフロッブのクロツ
ク入力は好ましくは水晶安定の時間軸発振器21に接続
される。
フリップフロップ19ないし20の出力には信号1十な
し、し1‐が発生し、その信号により定電流源24ない
し25はスイッチ22なし、し23を介して回路に接続
される。定電流源24は正の基準電流1支をまた定電流
源25には負の基準電流15をそれぞれ積分器4の入力
に供技高する。フリツプフロツプ19,20の出力はざ
らにオアゲート26に接続される。
し、し1‐が発生し、その信号により定電流源24ない
し25はスイッチ22なし、し23を介して回路に接続
される。定電流源24は正の基準電流1支をまた定電流
源25には負の基準電流15をそれぞれ積分器4の入力
に供技高する。フリツプフロツプ19,20の出力はざ
らにオアゲート26に接続される。
アンドゲート27の入力は時間軸発振器21の出力とオ
アゲート26の出力に接続される。アンドゲート27は
出力信号Fをアナログ一周波数変換器2の出力28に発
生する。第1図に図示されているように、信号Fの現わ
れる出力28は分周段14の入力に接続することができ
る。
アゲート26の出力に接続される。アンドゲート27は
出力信号Fをアナログ一周波数変換器2の出力28に発
生する。第1図に図示されているように、信号Fの現わ
れる出力28は分周段14の入力に接続することができ
る。
さらに時間軸発振器21の基準信号Rあるいは他の一定
の周波数を用いて分周段14を制御することもできる。
さらに分周段14を省略し、適当に選ばれた一定周波数
の信号Zを外部から制御回路に印加するようにしてもよ
い。次に信号Fが分周段14に印加され、N=4である
場合に対して上述したアナログ一周波数変換器の動作を
第2図を参照して説明する。第2図は測定電流INが一
定の場合の積分器4の出力電圧U^ならびにディジタル
信号R,K,Z,P,L,M,1十,1‐およびFの時
間径過を示す。切襖時期は時点らで始まりt.oで終る
極性信号Pの周期で与えられる。最初の半周期t5〜t
,。では測定電流は負であり第2の半周期ら〜t,oで
は正である。時点toで極性信号Pにより極性変換が行
われ、その後出力電圧U^は測定電流が負のため少し上
昇するので、信号KとLは論理値1を有する。これは時
点りこおいて基準信号Rの次の立上り端がフリップフロ
ップ19をトリガーし、スイッチ22が閉じ、正の定電
流源24が接続されるまで続く。この時点上,より出力
電圧U^は正の基準電流1ミのが負の測定電流IMより
大きくなるので上昇する。出力電圧がしきし、値Uoよ
り小さくなると、信号KとLは論理値0になるが、この
ことにより当面は何も作用は起らない。時点t2におい
てフリップフロップ19は基準信号Rの次の立上り端に
より静止状態にトリガーされそれにより定電流源24は
再び遮断される。定電流源24(信号1十)の接続およ
び遮断はもう一度時点t3とt4において操返えされる
。上述した動作中に信号Rと1十のパルス重複期間にそ
れぞれ二つの出力パルス(信号F)が出力28と分周段
14に送られる。
の周波数を用いて分周段14を制御することもできる。
さらに分周段14を省略し、適当に選ばれた一定周波数
の信号Zを外部から制御回路に印加するようにしてもよ
い。次に信号Fが分周段14に印加され、N=4である
場合に対して上述したアナログ一周波数変換器の動作を
第2図を参照して説明する。第2図は測定電流INが一
定の場合の積分器4の出力電圧U^ならびにディジタル
信号R,K,Z,P,L,M,1十,1‐およびFの時
間径過を示す。切襖時期は時点らで始まりt.oで終る
極性信号Pの周期で与えられる。最初の半周期t5〜t
,。では測定電流は負であり第2の半周期ら〜t,oで
は正である。時点toで極性信号Pにより極性変換が行
われ、その後出力電圧U^は測定電流が負のため少し上
昇するので、信号KとLは論理値1を有する。これは時
点りこおいて基準信号Rの次の立上り端がフリップフロ
ップ19をトリガーし、スイッチ22が閉じ、正の定電
流源24が接続されるまで続く。この時点上,より出力
電圧U^は正の基準電流1ミのが負の測定電流IMより
大きくなるので上昇する。出力電圧がしきし、値Uoよ
り小さくなると、信号KとLは論理値0になるが、この
ことにより当面は何も作用は起らない。時点t2におい
てフリップフロップ19は基準信号Rの次の立上り端に
より静止状態にトリガーされそれにより定電流源24は
再び遮断される。定電流源24(信号1十)の接続およ
び遮断はもう一度時点t3とt4において操返えされる
。上述した動作中に信号Rと1十のパルス重複期間にそ
れぞれ二つの出力パルス(信号F)が出力28と分周段
14に送られる。
第二番目の出力パルスが消滅したとき分周段14の出力
に現われる信号Zは論理値0になる。これにより、時点
t5において出力電圧U^が次にしきし、値Uoより大
きくなるとトリガー回路10が直ちに作動し、極性信号
Pは論理値0になり測定電流INの極性が変化する(す
なわち正になる)。極性信号Pの第二の半周期では測定
電流IMが正で基準電流1‐Rが負となって上述した経
過が繰り返される。第2図の波形図からわかるように、
測定電流IMの極性ならびに補償充電装置6の基準電流
1支ないし16を制御する極性信号Pは出力電圧U^の
値がUoに等しくなった場合にはいつもその論理値を変
え測定電流IMによって流れ込む充電量と基準電流IR
によって流れ去る充電量は極性信号Pの各半周期後に完
全に等しくなる。
に現われる信号Zは論理値0になる。これにより、時点
t5において出力電圧U^が次にしきし、値Uoより大
きくなるとトリガー回路10が直ちに作動し、極性信号
Pは論理値0になり測定電流INの極性が変化する(す
なわち正になる)。極性信号Pの第二の半周期では測定
電流IMが正で基準電流1‐Rが負となって上述した経
過が繰り返される。第2図の波形図からわかるように、
測定電流IMの極性ならびに補償充電装置6の基準電流
1支ないし16を制御する極性信号Pは出力電圧U^の
値がUoに等しくなった場合にはいつもその論理値を変
え測定電流IMによって流れ込む充電量と基準電流IR
によって流れ去る充電量は極性信号Pの各半周期後に完
全に等しくなる。
それにより極性変換が周期的であることから充電ロスに
よる測定誤差が発生することがなくなる。また極性信号
Pにより測定電流IMの極性もまた周期的に切換えられ
るが、鶏算器1や積分回路4のドリフト電流により発生
し測定電流IMに重じようしている誤差電流IMは極性
が切換えられても極性は変化せず、極性信号Pに影響さ
れない。
よる測定誤差が発生することがなくなる。また極性信号
Pにより測定電流IMの極性もまた周期的に切換えられ
るが、鶏算器1や積分回路4のドリフト電流により発生
し測定電流IMに重じようしている誤差電流IMは極性
が切換えられても極性は変化せず、極性信号Pに影響さ
れない。
測定電流IMが零の値か誤差電流よりも減少すると積分
回路4は遅くとも次の極性切換までには飽和状態に駆動
され、それによってアナログ一周波数変換器2は出力周
波数を発生することなく、無負荷作動が防止される。さ
らに測定電流IMに重複する誤差電流がアナログ一周波
数変換器2の出力周波数に及ぼす影響は極性切換が周期
的であることにより補償される。
回路4は遅くとも次の極性切換までには飽和状態に駆動
され、それによってアナログ一周波数変換器2は出力周
波数を発生することなく、無負荷作動が防止される。さ
らに測定電流IMに重複する誤差電流がアナログ一周波
数変換器2の出力周波数に及ぼす影響は極性切換が周期
的であることにより補償される。
というのは誤差電流は極性信号Pの半周期では測定電流
IMに加算され、次の半周期には減算されるからである
。もちろん極性切換が出力周波数により行われる場合は
極性信号Pの半周期は誤差電流により長さが等しくなる
ので補償は完全ではない。この場合相対測定誤差Fre
,はFr8・=(羊)2 となる。
IMに加算され、次の半周期には減算されるからである
。もちろん極性切換が出力周波数により行われる場合は
極性信号Pの半周期は誤差電流により長さが等しくなる
ので補償は完全ではない。この場合相対測定誤差Fre
,はFr8・=(羊)2 となる。
た)、しIFは誤差電流である。極性切換が一定の周波
数源により行われ、しかもアナログ一周波数変換器の出
力周波数に同期されて行われるときに極性に無関係な誤
差電流が出力周波数に及ぼす影響は完全に補償される。
数源により行われ、しかもアナログ一周波数変換器の出
力周波数に同期されて行われるときに極性に無関係な誤
差電流が出力周波数に及ぼす影響は完全に補償される。
この場合極性切襖の周波数は最小発生出力周波数より小
さくなければならない。同期により極性切襖の半周期は
出力周波数の周期期間に等しい統計的変動を受ける。し
かし充分長い測定周期をとれば極性切換の両半周期の平
均値は等しくなり、それにより誤差電流の影響は完全に
補償される。このような動作は基準発生器の定周波数を
分周段に印加するようにすれば行うことができる。
さくなければならない。同期により極性切襖の半周期は
出力周波数の周期期間に等しい統計的変動を受ける。し
かし充分長い測定周期をとれば極性切換の両半周期の平
均値は等しくなり、それにより誤差電流の影響は完全に
補償される。このような動作は基準発生器の定周波数を
分周段に印加するようにすれば行うことができる。
この場合の関連パルス図は、第2図のパルス図と同様で
あるが、信号Zが信号Fと全く無関係であり極性信号P
の半周期当りの出力パルス数が必ずしも同じ数でなくて
もよいところが異なる。信号Fの代りにアナログ一周波
数変換器の出力信号として極性信号Pを用いてもよい。
あるが、信号Zが信号Fと全く無関係であり極性信号P
の半周期当りの出力パルス数が必ずしも同じ数でなくて
もよいところが異なる。信号Fの代りにアナログ一周波
数変換器の出力信号として極性信号Pを用いてもよい。
極性信号Pの周波数は信号Fと異なり基準信号Rの同期
による一時的な変動を受けないが、それにもか)わらず
信号Fの変動周波数と定まった関係を有する。第3図は
、第1図回路の制御回路5に代り用いられる制御回路5
′を示す。
による一時的な変動を受けないが、それにもか)わらず
信号Fの変動周波数と定まった関係を有する。第3図は
、第1図回路の制御回路5に代り用いられる制御回路5
′を示す。
制御回路5′には限界スイッチ9′として上方および下
方しきい値をもったシュミットトリガー回路が用いられ
る。制御回路5′はさらに分周比をN′で示した分周段
29、Dーフリツプフロツプ30および一つのアンドゲ
ート31,32を有する。限界スイッチ9′の出力は分
周段29の入力およびDーフリツプフロップ30のクロ
ツク入力に接続され、D−フリップフロップのD一入力
は分橋段29の出力に接続される。限界スイッチ9′の
出力に現われる信号は再びSで示される。分周段29の
出力には信号AがまたD−フリツプフロップ30の出力
には極性信号Pが発生する。分周段29は信号Sの立下
り端に、またD−フリップフロップは信号Sの立上り端
に応答する。限界スイッチ9′の出力はまたアンドゲー
ト31の入力とアンドゲート32の反転入力に接続され
る。
方しきい値をもったシュミットトリガー回路が用いられ
る。制御回路5′はさらに分周比をN′で示した分周段
29、Dーフリツプフロツプ30および一つのアンドゲ
ート31,32を有する。限界スイッチ9′の出力は分
周段29の入力およびDーフリツプフロップ30のクロ
ツク入力に接続され、D−フリップフロップのD一入力
は分橋段29の出力に接続される。限界スイッチ9′の
出力に現われる信号は再びSで示される。分周段29の
出力には信号AがまたD−フリツプフロップ30の出力
には極性信号Pが発生する。分周段29は信号Sの立下
り端に、またD−フリップフロップは信号Sの立上り端
に応答する。限界スイッチ9′の出力はまたアンドゲー
ト31の入力とアンドゲート32の反転入力に接続され
る。
さらに分周段29の出力はアンドゲート31の他の入力
にまたD−フリップフロップ30の出力はアンドゲート
32の他の反転入力にそれぞれ接続される。補償充電装
置6(第1図)のトリガー入力17,18に接続される
両アンドゲート31,32の出力には信号L,Mが現わ
れる。第4図にはN′:4の場合に対する関連パルス図
が示されている。ヒシテリシス、すなわち上方じきし、
値U。と上方しきい値Uu間の差が△Uで示されている
。極性の切換は積分器7の出力電圧U^が上方しきい値
Uoに達したとき必ず行われる。しきし・値Uoないし
Uuに達したとき定電流源24、ないし25が接続され
、それにより積分器4の出力電圧はヒシテリシス△U内
に保持される。定電流源24,25の接続および遮断は
基準信号Rで同期がとられるので平均して基準信号の半
周期の期間だけ遅延する。したがって基準信号の周波数
は樋性信号の周波数に比較して充分大きくしなければな
らない。パルス図では基準信号の周波数が大きいことを
表現するために、基準信号Rおよび出力信号Fを細い平
行線領域で図示した。詳細には樋性信号Pの一周期間に
次のような動作が行われる。極性が丁度切り換えられ無
視し得る遅延後負の定電流源25が遮断し正の定電流源
24が接続される時点toから積分器4はいま発生して
いる基準信号1支で充電される。これにより出力電圧U
^は時点t,において限界スイッチ9′が下方しきい値
U。に達し定電流源24が再び遮断されるまで下降する
。期間to〜ちでは連続した一定の補償充電量が積分器
4にまた同数の出力パルス(信号F)がアナログ一周波
数変換器2の出力28に送られる。時点t,からは今度
は負の測定電流IMのみが積分器4に流れるので出力電
圧U^は再び上昇する。時点t2において正の定電流源
24が再び接続され、時点t3で再び遮断される。分周
段29は時点らで作動するので、それによりD−フリッ
プフロップは切換動作の準備に入る。出力電圧U^が時
点し‘こおいて限界スイッチ9′の上方しきい値U。に
達するや否やD−フリップフロップ30は切り換り、樋
性信号Pが切り換って測定電流IMの極性が変化する。
今度は正の測定電流IMにより積分器4の出力は限界ス
イッチ9′の下方しまい値Uuに向う。期間t5〜もお
よびら〜t8では負の定電流源25が接続され、それに
より出力電圧UAは上方しきい値に向う。時点らでは極
性信号Pが変るので新しい周期が始まる。分周段29の
分周比N′は同様に2に等しいかそれ以上の偶数でなけ
ればならない。
にまたD−フリップフロップ30の出力はアンドゲート
32の他の反転入力にそれぞれ接続される。補償充電装
置6(第1図)のトリガー入力17,18に接続される
両アンドゲート31,32の出力には信号L,Mが現わ
れる。第4図にはN′:4の場合に対する関連パルス図
が示されている。ヒシテリシス、すなわち上方じきし、
値U。と上方しきい値Uu間の差が△Uで示されている
。極性の切換は積分器7の出力電圧U^が上方しきい値
Uoに達したとき必ず行われる。しきし・値Uoないし
Uuに達したとき定電流源24、ないし25が接続され
、それにより積分器4の出力電圧はヒシテリシス△U内
に保持される。定電流源24,25の接続および遮断は
基準信号Rで同期がとられるので平均して基準信号の半
周期の期間だけ遅延する。したがって基準信号の周波数
は樋性信号の周波数に比較して充分大きくしなければな
らない。パルス図では基準信号の周波数が大きいことを
表現するために、基準信号Rおよび出力信号Fを細い平
行線領域で図示した。詳細には樋性信号Pの一周期間に
次のような動作が行われる。極性が丁度切り換えられ無
視し得る遅延後負の定電流源25が遮断し正の定電流源
24が接続される時点toから積分器4はいま発生して
いる基準信号1支で充電される。これにより出力電圧U
^は時点t,において限界スイッチ9′が下方しきい値
U。に達し定電流源24が再び遮断されるまで下降する
。期間to〜ちでは連続した一定の補償充電量が積分器
4にまた同数の出力パルス(信号F)がアナログ一周波
数変換器2の出力28に送られる。時点t,からは今度
は負の測定電流IMのみが積分器4に流れるので出力電
圧U^は再び上昇する。時点t2において正の定電流源
24が再び接続され、時点t3で再び遮断される。分周
段29は時点らで作動するので、それによりD−フリッ
プフロップは切換動作の準備に入る。出力電圧U^が時
点し‘こおいて限界スイッチ9′の上方しきい値U。に
達するや否やD−フリップフロップ30は切り換り、樋
性信号Pが切り換って測定電流IMの極性が変化する。
今度は正の測定電流IMにより積分器4の出力は限界ス
イッチ9′の下方しまい値Uuに向う。期間t5〜もお
よびら〜t8では負の定電流源25が接続され、それに
より出力電圧UAは上方しきい値に向う。時点らでは極
性信号Pが変るので新しい周期が始まる。分周段29の
分周比N′は同様に2に等しいかそれ以上の偶数でなけ
ればならない。
この分周比を選択することにより極性信号Pの切換周期
当りの補償充電数が決まる。極性信号Pの周波数と出力
信号Fの周波数間には正確な関係はない。第1図および
第1図と第3図について説明したアナログ一周波数変換
器は簡単な手段を付加すれば正のみならず負の測定電流
IM(すなわち図示例ではUと1の積の正および負の値
)を処理できるように改変することができる。第5図は
これに通した付加装置の例を示す。上方しきい値U,と
下方しきい値いをもつシュミットトリガー33と上方し
きい値U3と下方しきい値U4をもつシュミットトリガ
ー34からなる2つの限界スイッチが設けられ、その入
力は積分器4(第1図)にまたその出力はオア回路35
を介してトリガー段36に接続される。シュミットトリ
ガー33の下方しきい値山2は限界スイッチ9なし、し
9′の上方しきい値Uoより大きく、一方シュミットト
リガー34の上方しきい値U3は限界スイッチ9ないし
9′の下方しきい値Uuより小さい。シュミットトリガ
ー33なし、し34の出力はオアゲート37ないし38
の入力に接続され、オアゲート37,38はスイッチ2
2:23を制御し、信号1十ないしrを導く線に接続さ
れる。トリガー段36の出力は鞄算器1の制御入力3に
接続されたィクスクルーシブ・オア・ゲート39に接続
される。測定電流IMの方向変換は極性信号Pによって
行なわれるとともにUと1の積の符号変化によっても行
なわれる(例えば途中で1が正から負に又は逆に変化す
る時等)。
当りの補償充電数が決まる。極性信号Pの周波数と出力
信号Fの周波数間には正確な関係はない。第1図および
第1図と第3図について説明したアナログ一周波数変換
器は簡単な手段を付加すれば正のみならず負の測定電流
IM(すなわち図示例ではUと1の積の正および負の値
)を処理できるように改変することができる。第5図は
これに通した付加装置の例を示す。上方しきい値U,と
下方しきい値いをもつシュミットトリガー33と上方し
きい値U3と下方しきい値U4をもつシュミットトリガ
ー34からなる2つの限界スイッチが設けられ、その入
力は積分器4(第1図)にまたその出力はオア回路35
を介してトリガー段36に接続される。シュミットトリ
ガー33の下方しきい値山2は限界スイッチ9なし、し
9′の上方しきい値Uoより大きく、一方シュミットト
リガー34の上方しきい値U3は限界スイッチ9ないし
9′の下方しきい値Uuより小さい。シュミットトリガ
ー33なし、し34の出力はオアゲート37ないし38
の入力に接続され、オアゲート37,38はスイッチ2
2:23を制御し、信号1十ないしrを導く線に接続さ
れる。トリガー段36の出力は鞄算器1の制御入力3に
接続されたィクスクルーシブ・オア・ゲート39に接続
される。測定電流IMの方向変換は極性信号Pによって
行なわれるとともにUと1の積の符号変化によっても行
なわれる(例えば途中で1が正から負に又は逆に変化す
る時等)。
Uと1の積の符号が変化しない限りすなわち1が正のま
ま、あるいは負のままであるとき、先に限界スイッチ9
なし・し9′が動作して第2図、第4図で説明した動作
になるのでシュミットトリガー33,34は非動作状態
にある。測定電流IMの電流方向の変化が極性信号Pで
なくUと1の積によって行なわれると(例えば1が正か
ら負あるいは負から正に)、積分器4の出力電圧U^は
限界スイッチ9なし、し9′のしきい値U。あるいはU
Uを越えシュミットトリガー33かあるいは34の1つ
が応答するまで上昇あるいは下降する。それにより関連
する定電流源24なし・し25が接続され、積分器4の
コンデンサー8が一部放電され、出力電圧U^は通常の
動作領域の近くに戻される。関連するシュミットトリガ
ー33ないし34が戻るとトリガー段36が作動し制御
入力3の極性信号P′、したがって測定電流IMの磁性
がさらに変化する。トリガー段36の出力に現われる信
号EはUと1の積の符号を示し、従って極性切換に無関
係に本釆の測定電流の符号を示すことになる。このよう
に第5図に図示した付加回路がない時は第1図ないし第
3図に図示した変換器では測定電流IMが同じ極性、例
えば1が正である場合のみ動作する。
ま、あるいは負のままであるとき、先に限界スイッチ9
なし・し9′が動作して第2図、第4図で説明した動作
になるのでシュミットトリガー33,34は非動作状態
にある。測定電流IMの電流方向の変化が極性信号Pで
なくUと1の積によって行なわれると(例えば1が正か
ら負あるいは負から正に)、積分器4の出力電圧U^は
限界スイッチ9なし、し9′のしきい値U。あるいはU
Uを越えシュミットトリガー33かあるいは34の1つ
が応答するまで上昇あるいは下降する。それにより関連
する定電流源24なし・し25が接続され、積分器4の
コンデンサー8が一部放電され、出力電圧U^は通常の
動作領域の近くに戻される。関連するシュミットトリガ
ー33ないし34が戻るとトリガー段36が作動し制御
入力3の極性信号P′、したがって測定電流IMの磁性
がさらに変化する。トリガー段36の出力に現われる信
号EはUと1の積の符号を示し、従って極性切換に無関
係に本釆の測定電流の符号を示すことになる。このよう
に第5図に図示した付加回路がない時は第1図ないし第
3図に図示した変換器では測定電流IMが同じ極性、例
えば1が正である場合のみ動作する。
例えば負であると出力電圧U^がしきし、値U。からだ
んだん離れ、増幅器7が飽和してしまうからである。一
方第5図の付加回路を設けるときは、測定電流IMが負
(例えば1が負)の場合も、上述したようにシュミット
トリガー33が動作し、出力電圧U^は通常の動作領域
に近づき、処理が可能になる。
んだん離れ、増幅器7が飽和してしまうからである。一
方第5図の付加回路を設けるときは、測定電流IMが負
(例えば1が負)の場合も、上述したようにシュミット
トリガー33が動作し、出力電圧U^は通常の動作領域
に近づき、処理が可能になる。
このように第5図に図示した簡単な手段を付加すること
により正並びに負の測定電流を処理できるとともに測定
電流の向きを知ることができる。
により正並びに負の測定電流を処理できるとともに測定
電流の向きを知ることができる。
上述したアナログ一周波数変換器は極性変換を行なわな
い従来の充電量補償法にしたがって作動するものに比較
して極性に無関係な誤差電流が補償されそれにより測定
精度が大きくなり動的特性が改良されるという利点を有
する。さらに無負荷作動が自動的に防止される。最後に
説明した、正および負の測定電流に好適な実施例では、
両定電流源24,25の電流1支と1支がたとえば老化
現象により必ずしも正確に同じでない場合でも両軍流方
向に対して完全な対称性が得られる。従来の充電変化法
に従って作動するアナログ−周波数変換器と比較して、
本発明によるアナログ一周波数変換器では、測定定数が
補償パルスの充電量により与えられ、この充電量を簡単
な手段で精度高くまた長時間安定しながら一定に保持で
きるという利点を有する。
い従来の充電量補償法にしたがって作動するものに比較
して極性に無関係な誤差電流が補償されそれにより測定
精度が大きくなり動的特性が改良されるという利点を有
する。さらに無負荷作動が自動的に防止される。最後に
説明した、正および負の測定電流に好適な実施例では、
両定電流源24,25の電流1支と1支がたとえば老化
現象により必ずしも正確に同じでない場合でも両軍流方
向に対して完全な対称性が得られる。従来の充電変化法
に従って作動するアナログ−周波数変換器と比較して、
本発明によるアナログ一周波数変換器では、測定定数が
補償パルスの充電量により与えられ、この充電量を簡単
な手段で精度高くまた長時間安定しながら一定に保持で
きるという利点を有する。
さらに出力周波数が大きいものが要求されるときは充電
極性変換法に比較して寸法自由度が大きくなる。また極
性に無関係な誤差電流の影響を完全に補償できることも
できる。
極性変換法に比較して寸法自由度が大きくなる。また極
性に無関係な誤差電流の影響を完全に補償できることも
できる。
第1図は本発明によるアナログ一周波数変換器を有する
静的電気計量器の回路図、第2図は第1図のアナログ一
周波数変換器のパルス図、第3図は制御回路の他の実施
例図、第4図は第3図の制御回路を有する第1図のアナ
ログ一周波数変換器のパルス図、第5図は付加回路の回
路図である。 1・・・・・・掛算器、2・・・・・・アナログ一周波
数変換器、4・・・・・・積分器、5,5′・・・・・
・制御回路、9,9′・・・・・・限界スイッチ、10
・・・・・・トリガー段、14…・・・分周段、21・
・・・・・基準発振器、24,25・・・・・・定電流
源、29・・・・・・分周段、33,34・・・・・・
限界スイッチ、P・・・・・・極性信号、IM・・・・
・・測定電流、UA・・・・・・出力電圧、F・・…・
出力周波数。 第′図第2図 第3図 第ク図 第4図
静的電気計量器の回路図、第2図は第1図のアナログ一
周波数変換器のパルス図、第3図は制御回路の他の実施
例図、第4図は第3図の制御回路を有する第1図のアナ
ログ一周波数変換器のパルス図、第5図は付加回路の回
路図である。 1・・・・・・掛算器、2・・・・・・アナログ一周波
数変換器、4・・・・・・積分器、5,5′・・・・・
・制御回路、9,9′・・・・・・限界スイッチ、10
・・・・・・トリガー段、14…・・・分周段、21・
・・・・・基準発振器、24,25・・・・・・定電流
源、29・・・・・・分周段、33,34・・・・・・
限界スイッチ、P・・・・・・極性信号、IM・・・・
・・測定電流、UA・・・・・・出力電圧、F・・…・
出力周波数。 第′図第2図 第3図 第ク図 第4図
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 積分器とこれに後続される限界スイツチと限界スイ
ツチがそれぞれ応答する場合積分器のコンデンサーに一
定の補償充電を行なう補償充電装置とを有し、充電量補
償法に従つて測定電流あるいは測定電圧に比例する出力
周波数を形成するためのアナログ−周波数変換器におい
て、論理値が周期的に第1と第2の2進論理値に変化す
る極性信号Pを形成するための制御回路5,5が設けら
れ、その極性信号は測定電流I_Mないし測定電圧の極
性ならびに補償充電装置6の極性を制御し、かつ前記極
性信号がそれぞれその論理値を変化させる時点(t_0
,t_5,t_1_0;t_0,t_4,t_8)では
積分器4の出力電圧U_Aが所定の値U_Oに等しくな
つていることを特徴とするアナログ−周波数変換器。 2 特許請求の範囲第1項に記載のアナログ−周波数変
換器において、極性信号Pの周波数は限界スイツチ9′
の出力周波数により定まり、Nを2に等しいかそれ以上
の偶数として極性信号の周波数はその出力周波数のN分
の1であり、制御回路5′は分周段29とD−フリツプ
フロツプ30を有し、限界スイツチ9′の出力は分周段
29の入力及びD−フリツプフロツプ30のクロツク入
力に接続され、分周段29の出力はD−フリツプフロツ
プ30のD−入力に接続され、さらに限界スイツチ9′
は上方しきい値U_Oおよび下方しきい値U_Uをもつ
シユミツトトリガー回路であり、限界スイツチ9′の出
力は第一のアンドゲート31の入力と第二のアンドゲー
ト32の反転入力に接続され、分周段29の出力は第一
のアンドゲート31の他の入力にまたD−フリツプフロ
ツプ30の出力は第二のアンドゲート32の他の反転入
力に接続され、一方のアンドゲート31は補償充電装置
6の正の充電パルス用トリガー入力17にまた他のアン
ドゲート32は負の充電パルス用トリガー18に接続さ
れることを特徴とする前記のアナログ−周波数変換器。 3 特許請求の範囲第1項に記載のアナログ−周波数変
換器において、制御回路5′はKを第一の入力11に印
加される信号、Zを第二の入力12に印加される信号、
Pをトリガー段10の出力13の信号、Xを以前の状態
を表わすとして▲数式、化学式、表等があります▼ の真理値表をもつトリガー段を有し、またトリガー段1
0の第一の入力11は限界スイツチ9の出力と接続され
、第二の入力12は基準発振器21とないしは分周段1
4を介してアナログ−周波数変換器2の出力28と接続
され、さらに限界スイツチ9は単一のしきい値U_Oを
有する電圧比較器であり、トリガー段10の両入力11
,12及び出力13は第一のアンドゲート15の三つの
入力および第二のアンドゲート16の三つの反転入力に
接続され、一方のアンドゲート15は補償充電装置16
の正の充電パルス用トリガー入力17にまた他のアンド
ゲート16は負の充電パルス用トリガー入力18に接続
されることを特徴とする前記のアナログ−周波数変換器
。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
CH1080476A CH601803A5 (ja) | 1976-08-25 | 1976-08-25 | |
CH10804/76 | 1976-08-25 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5327352A JPS5327352A (en) | 1978-03-14 |
JPS6030451B2 true JPS6030451B2 (ja) | 1985-07-16 |
Family
ID=4367037
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP52076683A Expired JPS6030451B2 (ja) | 1976-08-25 | 1977-06-29 | アナログ−周波数変換器 |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4124821A (ja) |
JP (1) | JPS6030451B2 (ja) |
CH (1) | CH601803A5 (ja) |
DE (1) | DE2642397C3 (ja) |
FR (1) | FR2363237A1 (ja) |
GB (1) | GB1552074A (ja) |
IT (1) | IT1084187B (ja) |
NL (1) | NL190086C (ja) |
YU (1) | YU41075B (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH0512527Y2 (ja) * | 1985-06-11 | 1993-03-31 |
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CH673160A5 (ja) * | 1986-02-10 | 1990-02-15 | Landis & Gyr Ag | |
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-
1976
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