DE2642397B2

DE2642397B2 - Analog-Frequenzwandler

Info

Publication number: DE2642397B2
Application number: DE2642397A
Authority: DE
Inventors: Jan Dipl.-El.-Ing. Zug Petr (Schweiz)
Original assignee: LGZ Landis and Gyr Zug AG
Current assignee: Siemens Building Technologies AG
Priority date: 1976-08-25
Filing date: 1976-09-21
Publication date: 1978-10-05
Also published as: NL190086B; GB1552074A; NL7709420A; YU41075B; JPS6030451B2; CH601803A5; FR2363237A1; DE2642397A1; NL190086C; US4124821A; IT1084187B; DE2642397C3; YU197977A; FR2363237B1; JPS5327352A

Description

K	Z	P
0	0	X
0	1	I
1	0	0
1	1	X

aufweist, wobei K das Signal am ersten Eingang (11), Z das Signal am zweiten Eingang (12), P das Signal am Ausgang (13) der Kippstufe (10) und X den vorherigen Zustand bedeutet, und daß der erste Eingang (11) der Kippstufe (10) mit dem Ausgang des Schwellenschalters (9) und der zweite Eingang (12) mit dem Referenzoszillator (21) bzw. über eine Untersetzerstufe (14) mit dem Ausgang (28) des Analog-Frequenzwandlers (2) verbunden ist und daß ferner der Schwellenschalter (9) ein Spannungskomparator mit einem einzigen Schwellenwert (U₁,) ist.

7. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (5') eine Untersetzerstufe (29) und ein D-Flipflop (30) aufweist, daß der Ausgang des Schwellenschalters (9') mit dem Eingang der Untersetzerstufe (29) und mit dem Takteingang des D-Flipflops (30) verbunden und der Ausgang der Untersetzerstufe (29) an den D-Eingang des D-Flipflops (30) angeschlossen ist und daß ferner der Schwellenschalter (9') ein Schmitt-Trigger mit einem oberen Schwellenwert (Uo) und einem unteren Schwellenwert (U_u) ist.

8. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Eingänge (11; 12) und der Ausgang (13) der Kippstufe (10) an drei Eingänge eines ersten UND-Tores(15) sowie an drei invertierende Eingänge eines zweiten UND-Tores (16) angeschlossen sind und daß das eine UND-Tor (15) an einen Auslöseeingang (17) für positive Ladungsimpulse und das andere UND-Tor (16) an einen Auslöseeingang (18) für negative Ladungsimpulse des Kompensationsladungsgebers (6) geschaltet ist.

9. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Schwellenschalters (9') mit einem Eingang eines ersten UND-Tores (31) und einem invertierenden Eingang eines zweiten UND-Tores (32) verbunden ist, daß der Ausgang der Untersetzerstufe (29) an einen weiteren Eingang des ersten UND-Tores (31) und der Ausgang des D-Flipflops (30) an einen weiteren invertierenden Eingang des zweiten UND-Tores (32) angeschlossen ist und daß das eine UND-Tor (31) an einen Auslöseeingang (17) für positive Ladungsimpulse und das andere UND-Tor (32) an einen Auslöseeingang (18) für negative Ladungsimpulse des Kompensationsladungsgebers (6) geschaltet ist.

10. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch I oder einem der Ansprüche 2 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß der Kompensationsladungsgeber (6) je eine Konstantstromquelle (24; 25) für positive und für negative Ladungsimpulse und einen Zeitbasisoszillator (21) aufweist, wobei die Konstantstromquelle (24; 25) über ein Flipflop (19; 20) und einen von diesem gesteuerten Schalter (22; 23) jeweils für eine oder mehrere Periodendauern des Zeitbasisoszillators (21) einschaltbar ist.

11. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder einem der Ansprüche 2 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bildung einer proportionalen Ausgangsfrequenz sowohl bei positivem als auch bei negativem Meßsignal (Im) zwei weitere dem Integrator (4) nachgeschaltete Schwellenschalter (33; 34) vorgesehen sind, daß die Ausgänge der beiden weiteren Schwellenschalter (33; 34) über ein ODER-Tor (35) an eine Kippstufe (36) angeschlossen sind, deren Ausgangssignal (E) die Polarität des Meßsignals (I_M) anzeigt und das Polaritätssignal (P) über ein EXKLUSIVE-ODER-Tor (39) zusätzlich steuert und daß die beiden weiteren Schwellenschalter (33; 34) im angesprochenen Zustand jeweils eine Stromquelle (24; 25) zur teilweisen Entladung des Kondensators (8) des Integrators (4) einschalten.

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Frequenzwandler der im Oberbegriff des Patentanspruchs genannten Art.

Analog-Frequenzwandler sind in mannigfaltigen Ausführungsformen bekannt. Bei hohen Anforderungen

an die Genauigkeit, ζ. B. für Anwendungen in statischen Elektrizitätszählern, werden heute das Ladungsmengenkompensationsverfahr-in und das Umladeverfahren vor anderen Methoden bevorzugt.

Beim Ladungsmengenkompensationsverfahren (z. B. bekannt aus Landis & Gyr-Mitteilungen, 19 [1972], 1, S. 13) wird der Meßstrom in einem Integrator integriert, und jeweils beim Erreichen einer bestimmten Integratorspannung wird dem Integrator eine konstante Kompensationsladung entzogen. Es stellt sich ein Gleichgewicht zwischen der zugeführten und der entzogenen Ladung ein, wobei die Anzahl Kompensationsladungen je Zeiteinheit zum Meßstrom proportional ist. Der Ladungsinhalt der einzelnen Kompensationsimpulse stellt eine Meßkonstante dar und kann mit einfachen Mitteln mit hoher Genauigkeit konstant gehalten werden. Hingegen sind besondere Maßnahmen erforderlich, um einen Leerlauf des Analog-Frequenzwandlers zu verhindern.

Beim Umladeverfahren (z. B. bekannt aus DE-OS 19 46 245) wird der Meßstrom ebenfalls in einem Integrator integriert; jeweils beim Erreichen eines bestimmten oberen Schwellenwertes und eines bestimmten unteren Schwellenwertes der Integratorspannung wird der Meßstrom umgepolt und dadurch die Integrationsrichtung umgekehrt. Die Anzahl Umladungen je Zeiteinheit ist zum Meßstrom proportional. Die Kapazität des Integratorkondensators sowie die Differenz zwischen dem oberen und dem unteren Schwellenwert stellen beim Umladeverfahren Meßkonstanten dar, die nur schwer mit der erforderlichen Langzeitstabilität konstant gehalten werden können. Dagegen wird ein Leerlauf des Analog-Frequenzwandlers selbsttätig verhindert. Beim Einsatz eines solchen Analog-Frequenzwandlers in einem statischen Elektrizitätszähler können von der Polaritätsumschaltung unabhängige Fehlerströme durch die periodische Polaritätsumschaltung teilweise kompensiert und dadurch der Meßbereich erweitert werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die Vorteile des Ladungskompensationsverfahrens und des Umladeverfahrens zu vereinigen und somit einen Analog-Frequenzwandler zu schaffen, dessen Meßkonstante durch den Ladungsinhalt von Kompensationsimpulsen gegeben ist und bei dem Fehlerströme kompensiert werden sowie ein Leerlauf selbsttätig verhindert wird.

Die Erfindung besteht in den im Kennzeichen des Patentanspruchs bezeichneten Merkmalen. Weitere Ausbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen definiert.

Nachfolgend werden Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines statischen Leistungsmessers mit einem Analog-Frequenzwandler,

Fig.2 ein Impulsdiagramm des Analog-Frequenzwandlers nach der Fig. 1,

F i g. 3 eine Variante einer Steuerschaltung,

Fig.4 ein Impulsdiagramm des Analog-Frequenzwandlers nach der Fig. 1 mit der Steuerschaltung nach der F i g. 3 und

F i g. 5 ein Schaltbild einer Zusatzeinrichtung.

In der Fig. 1 bedeutet 1 einen Multiplikator, der einen Meßstrom Im an den Eingang eines Analog-Frequenzwandlers 2 abgibt. Der Meßstrom Im ist dem Produkt aus einer Spannung U und einem Strom / proportional. Der Multiplikator 1 weist einen Steuereingang 3 auf, an den ein Polaritätssignal /^angelegt ist. Mit

ι >

diesem Polaritätssignal kann das Vorzeichen der Multiplikation und damit die Polarität des Meßstromes Iu umgeschaltet werden. Die Polaritätsumschaltung kam in bekannter Weise z. B. durch Umpolung der Spannung Uoder des Stromes /oder durch eine digitale Signalinversion im Multiplikator 1 erfolgen.

Der Analog-Frequenzwandler 2 besteht im wesentlichen aus einem Integrator 4, einer Steuerschaltung 5 und einem Kompensationsladungsgeber 6. Der Integrator 4 ist im dargestellten Beispiel durch einen Verstärker 7 und einen in dessen Rückkopplungskreis geschalteten Kondensator gebildet.

Der Ausgang des Integrators 4 ist an einen Schwellenschalter 9 angeschlossen, der einerseits in bekannter Weise zur Auslösung der Ladungskompensationsimpulse dient und andererseits Bestandteil der das Polaritätssignal Perzeugenden Steuerschaltung 5 ist. Im Beispiel der Fig. 1 ist der Schwellenschalter 9 ein Spannungskomparator mit einem einzigen Schwellenwert (J₀.

Die Steuerschaltung 5 enthält ferner eine Kippstufe 10 mit zwei Eingängen 11,12 und einem Ausgang 13. Für diese Kippstufe, die aus einem ffS-Flipflop und zwei gegenseitig verknüpften Eingangstoren aufgebaut sein kann, gilt die Wahrheitstabelle

A'	7.	/'
0	0	V
0	1	I
]	0	0
I	I	X

wobei K das Signal am Eingang 11, Z das Signal am Eingang 12, Pdas Polaritätssignal am Ausgang 13 und X den vorherigen Zustand bedeutet. Der Eingang 11 der Kippstufe 10 ist mit dem Ausgang des Schwellenschalters 9 und der Eingang 12 mit dem Ausgang einer Untersetzerstufe 14 verbunden. Das Teilerverhältnis N der Untersetzerstufe 14 ist geradzahlig und gleich oder größer als zwei.

Aus den Signalen K, Z und P werden mit zwei UND-Toren 13, 16 zwei Signale L und M gebildet. Hierzu sind die beiden Eingänge 11,12 und der Ausgang 13 der Kippstufe 10 an drei Eingänge des UND-Tores 15 sowie an drei invertierende Eingänge des UND-Tores 16 angeschlossen. Das UND-Tor 15 ist an einen Auslöseeingang 17 für positive Ladungsimpulse und das UND-Tor 16 an einen Auslöseeingang 18 für negative Ladungsimpulse des Kompensationsladungsgebers 6 geschaltet.

Die Auslöseeingänge 17, 18 des Kompensationsladungsgebers 6 führen zu je einem />Eingang eines Z>Flipflops 19 und 20, deren Takteingänge mit einem vorzugsweise quarzstabilisierten Zeitbasisoszillator 21 verbunden sind. Am Ausgang des Flipflops 19 bzw. 20 entsteht ein Signal /⁺ bzw. /-, das über einen Schalter 22 bzw. 23 eine Konstantstromquelle 24 bzw. 25 schaltet. Die Konstantstromquelle 24 liefert einen positiven Referenzstrom Ir⁺ und die die Konstantstromquelle 25 einen negativen Referenzstrom Ir- an den Eingang des Integrators 4.

Die Ausgänge der Flipflop 19, 20 sind ferner an ein ODER-Tor 26 geschaltet. Ein UND-Tor 27 ist eingangsseitig mit den Ausgängen des Zeitbasisoszillators 21 und des ODER-Tores 26 verbunden. Das UND-Tor 27 liefert ein Ausgangssignal F an einen Ausgang 28 des Analog-Freciuenzwandlers 2.

Wie in der Fig. I angedeutet, kann der das Signal F führende Ausgang 28 mit dem Eingang der Untersetzerstufe 14 verbunden werden. Ferner ist es möglich, die Untersetzerstufe 14 mit dem Referenzsignal R des Zeitbasisoszillators 21 oder mit einer anderen konstan- ·-, ten Frequenz zu steuern. Schließlich kann die Untersetzerstufe 14 weggelassen und das Signal Z mit geeignet gewählter konstanter Frequenz von außen her in die Steuerschaltung 5 eingespeist werden.

Im folgenden wird anhand der F i g. 2 die Arbeitswei- κι se des beschriebenen Analog-Frequenzwandlers für den Fall erläutert, daß das Signal Fin die Untersetzerstufe 14 eingespeist wird und N = 4 ist. Die F i g. 2 zeigt den zeitlichen Verlauf der Ausgangsspannung U_A des Integrators 4 sowie der digitalen Signale R, K, Z, P, L, M, /+, /- und Fbei konstantem Meßstrom l_M.

Ein Umschaltzyklus ist durch die Periode des Polaritätssignals Pgegeben, die im Zeitpunkt fo beginnt und im Zeitpunkt iio endet. In der ersten Halbperiode ίο bis /5 ist der Meßstrom Im negativ und in der zweiten > <i Halbperiode f₅ bis t_l0 positiv. Nach dem durch das Polaritätssignal P bewirkten Polaritätswechsel im Zeitpunkt i₀ steigt die Ausgangsspannung U_A infolge des negativen Meßstromes Im vorerst kurzzeitig an, so daß die Signale K und L den logischen Wert 1 aufweisen, bis 2 j im Zeitpunkt ii die nächste Anstiegsflanke des Referenzsignals R das Flipflop 19 kippt, der Schalter 22 schließt und die positive Konstantstromquelle 24 eingeschaltet wird. Von diesem Zeitpunkt t\ an sinkt die Ausgangsspannung Ua infolge des gegenüber dem μ negativen Meßstrom /«dominierenden positiven Referenzstromes Ir⁺; beim Unterschreiten des Schwellenwertes Uo gehen die Signale K und L auf logisch 0, was sich vorerst nicht weiter auswirkt. Im Zeitpunkt /2 wird durch die nächste Anstiegsflanke des Referenzsignals R j-, das Flipflop 19 in die Ruhelage gekippt und dadurch die Konstantstromquelle 24 wieder abgeschaltet. Das Ein- und Abschalten der Konstantstromquelle 24 (Signal /+) wiederholt sich nochmals zum Zeitpunkt ia und U.

Während des bis hierher beschriebenen Arbeitsablaufs wurden jeweils während der Impulsüberlappungszeit der Signale R und /+ zwei Ausgangsimpulse (Signal F) an den Ausgang 28 sowie an die Untersetzerstufe 14 abgegeben. Beim Verschwinden des zweiten Ausgangsimpulses geht das Signal Z am y, Ausgang der Untersetzerstufe 14 auf logisch 0. Dies bewirkt, daß bei der nächsten Überschreitung der Schwellenspannung U₀ im Zeitpunkt fs die Kippschaltung 10 sofort kippt, das Polaritätssignal P auf logisch 0 geht und der Meßstrom I_M in der Folge umgepolt, d. h. positiv wird. Während der zweiten Halbperiode des Polaritätssignals P wiederholt sich der geschilderte Ablauf mit positivem Meßstrom Im und negativem Referenzstrom Ir'.

Aus dem Diagramm der F i g. 2 ist leicht ersichtlich, daß das Polaritätssignal P, das die Polarität des Meßstromes Im sowie des Referenzstromes /«+ bzw. Irdes Kompensationsladungsgebers 6 steuert, seinen logischen Wert immer beim gleichen Pegel U₀ der Ausgangsspannung U_A wechselt und somit die Ladungs- _ho bilanz der durch den Meßstrom Im zufließenden und durch den Referenzstrom Ir abfließenden Ladung nach jeder Halbperiode des Polaritätssignals Pgenau stimmt. Dadurch ist gewährleistet, daß durch die periodische Polaritätsumschaltung kein Meßfehler durch Ladungs- _b5 Verluste auftreten kann.

Die Polaritätsumschaltung bewirkt eine selbsttätige Lcerlaufunterdrückung. Wenn nämlich der Meßstrom Im unter den Wert eines zum Integrator 4 fließenden polaritätsunabhängigen Fehlerstromes sinkt, wird der Integrator 4 spätestens nach der nächsten Polaritätsumschaltung in die Sättigung getrieben.

Durch die periodische Polaritätsumschaltung wird der Einfluß eines dem Meßstrom Im überlagerten Fehlerstromes auf die Ausgangsfrequenz des Analog-Frequenzwandlers 2 weitgehend kompensiert. Eine vollständige Kompensation tritt allerdings bei der durch die Ausgangsfrequenz gesteuerten Polaritätsumschaltung nicht auf, weil die Halbperioden des Polaritätssignals P durch den Fehlerstrom ungleich lang werden. Der relative Meßfehler F_rci beträgt hierbei

wobei Ifden Fehlerstrom bedeutet.

Eine vollständige Kompensation des Einflusses des polaritätsunabhängigen Fehlerstromes auf die Ausgangsfrequenz kann erzielt werden, wenn die Polaritätsumschaltung zwar von einer konstanten Frequenz abgeleitet, jedoch mit der Ausgangsfrequenz des Analog-Frequenzwandlers synchronisiert wird. Dabei muß die Frequenz der Polaritätsumschaltung kleiner als die kleinste auftretende Ausgangsfrequenz sein. Durch die Synchronisierung unterliegen die Halbperioden der Polaritätsumschaltung einer statistischen Streuung gleich der Periodendauer der Ausgangsfrequenz. Über eine genügend lange Meßperiode wird aber der Mittelwert der beiden Halbperioden der Polaritätsumschaltung gleich und damit der Einfluß des Fehlerstromes vollständig kompensiert.

Eine solche Arbeitsweise wird erzielt, wenn die konstante Frequenz eines Referenzoszillators in die Untersetzerstufe 14 eingegeben wird. Das zugehörige Impulsdiagramm dieser Alternative unterscheidet sich von jenem der F i g. 2 nur dadurch, daß das Signal Z völlig unabhängig vom Signal F ist und die Anzahl Ausgangsimpulse je Halbperiode des Polaritätssignals P nicht immer gleich groß sein muß.

Anstelle des Signals F kann auch das Polaritätssignal P als Ausgangssignal des Analog-Frequenzwandlers verwendet werden.

Die Frequenz des Polaritätssignals Pist im Gegensatz zu jener des Signals Fkeinen kurzzeitigen Schwankungen durch die Synchronisierung mit dem Referenzsignal R unterworfen, hat aber trotzdem eine feste Beziehung zur streuenden Frequenz des Signals F.

Die F i g. 3 zeigt eine Steuerschaltung 5', die anstelle der Steuerschaltung 5 in der Anordnung nach der F i g. 1 eingesetzt werden kann. Als Schwellenschalter 9' ist in der Steuerschaltung 5' ein Schmitt-Trigger mit einem oberen und einem unteren Schwellenwert vorgesehen. Die Steuerschaltung 5' enthält ferner eine Uniersetzerstufe 29, deren Teilerverhältnis mit N'bezeichnet ist, ein DFlipflop 30 und zwei UND-Tore 31,32. Der Ausgang des Schwellenschalters 9' ist mit dem Eingang der Untersetzerstufe 29 und mit dem Takteingang des DFlipflops 30 verbunden, dessen DEingang an den Ausgang der Untersetzerstufe 29 angeschlossen ist. Das Signal am Ausgang des Schwellenschalters 9' ist wiederum mit 5 bezeichnet. Am Ausgang der Untersetzerstufe 29 entsteht ein Signal A und am Ausgang des DFlipflops 30 das Polaritätssignal P. Die Untersetzerstufe 29 spricht auf abfallende Flanken des Signals Sund das DFlipflop 30 auf ansteigende Flanken des Signals S an.

Der Ausgang des Schwellenschalters 9' ist auch mit einem Eingang des UND-Tores 3! und einem invertierenden Eingang des UND-Tores 32 verbunden. Ferner ist der Ausgang der Untersetzerstufe 29 an einen weiteren Eingang des UND-Tores 31 und der Ausgang ■; des D-FIipflops 30 an einen weiteren invertierenden Eingang des UND-Tores 32 angeschlossen. An den Ausgängen der beiden UND-Tore 31, 32, die an die Auslöseeingänge 17, 18 des Kompensationsladungsgebers 6 (Fig. I) geschaltet werden, treten die Signale L und Mauf.

In der Fig.4 ist das zugehörige Impulsdiagramm für den Fall N' = 4 dargestellt. Die Hysterese, d. h. die Differenz zwischen dem oberen Schwellenwert U₀ und dem unteren Schwellenwert U₁₁ des Schwellenschalters η 9' ist mit Δυ bezeichnet. Die Polaritätsumschaltung erfolgt immer genau dann, wenn die Ausgangsspannung Ua des Integrators 7 den oberen Schwellenwert U₀ erreicht. Beim Erreichen des Schwellenwertes U₀ bzw. Uu wird ferner die Konstantstromquelle 24 bzw. 25 eingeschaltet und dadurch die Ausgangsspannung des Integrators 4 innerhalb der Hysterese Δ Ugehalten. Das Ein- und Abschalten der Konstantstromquellen 24,25 ist mit dem Referenzsignal R synchronisiert und deshalb im Mittel um eine halbe Periodendauer des Referenzsignals verzögert, weshalb die Frequenz des Referenzsignals genügend groß sein soll gegenüber jener des Polaritätssignals P. Im Impulsdiagramm sind das Referenzsignal R und das Ausgangssignal F durch schraffierte Felder angedeutet, um damit die hohe Frequenz des Referenzsignals zum Ausdruck zu bringen.

Im einzelnen ergibt sich folgender Zeitablauf während einer Periode des Polaritätssignals Λ Vom Zeitpunkt to an, wenn die Polarität gerade umgeschaltet und mit vernachlässigbarer Verzögerung die negative Konstantstromquelle 25 abgeschaltet und die positive Konstantstromquelle 24 eingeschaltet wurde, wird der Integrator 4 mit dem jetzt dominierenden Referenzstrom Ir⁺ geladen. Die Ausgangsspannung Ua sinkt, bis im Zeitpunkt ft der untere Schwellenwert Uu des Schwellenschalters 9' erreicht und die Konstantstromquelle 24 wieder abgeschaltet wird. Im Zeitintervall ίο bis t\ wird ein lückenloses Paket konstanter Kompensationsladungen an den Integrator 4 und eine gleiche Anzahl Ausgangsimpulse (Signal F) zn den Ausgang 28 des Analog-Frequenzwandlers 2 abgegeben. Vom Zeitpunkt t\ an steigt die Ausgangsspannung Ua wieder, weil jetzt nur der negative Meßstrom Im zum Integrator 4 fließt Zum Zeitpunkt fe wird die positive Konstantstromquelle 24 erneut eingeschaltet und zum Zeitpunkt <3 erneut abgeschaltet. Die Untersetzerstufe 29 kippt im Zeitpunkt r* wodurch das D-Flipflop 30 zum Kippen vorbereitet wird. Sobald die Ausgangsspannung Ua im Zeitpunkt U den oberen Schwellenwert U₀ des Schwellenschalters 9' erreicht, wird das D-Flipflop 30 sofort gekippt, das Polaritätssignal P gewechselt und der Meßstrom Im umgepolt. Durch den jetzt positiven Meßstrom Im wird der Integrator 4 gegen den unteren Schwellenwert U_u des Schwellenschalters 9' gesteuert. In den Zeitintervallen k bis k und fr bis Is ist die negative βο Konstantstromquelle 25 eingeschaltet, wodurch die Ausgangsspannung Ua gegen den oberen Schwellenwert LZ₀ getrieben wird. Im Zeitpunkt h wechselt das Polaritätssignal P erneut, so daß eine neue Periode beginnt.

Das Untersetzungsverhältnis N'der Untersetzerstufe 29 muß ebenfalls geradzahlig und gleich oder größer als zwei sein. Durch die Wahl dieses Untersetzungsverhältnisses wird die Anzahl Kompensationsladungspakete je Umschaltperiode des Polaritätssignals P festgelegt. Ein genauer Zusammenhang zwischen der Frequenz des Polaritätssignals P und jener des Ausgangssignals /■' besteht nicht.

Die beschriebenen Analog-Frequenzwandler nach der F i g. 1 sowie nach den F i g. 1 und 3 können mit einfachen zusätzlichen Mitteln derart modifiziert werden, daß sie sowohl positive als auch negative Meßströme Im (d. h. im dargestellten Beispiel positive und negative Werte des Produktes U.I) verarbeiten können. Die Fig.5 zeigt ein Beispiel einer hierzu geeigneten Zusatzeinrichtung. Zwei Schwellenschalter in Form von Schmitt-Triggern 33,34 sind eingangsseitig an den Integrator 4 (F i g. 1) und ausgangsseitig über ein ODER-Tor 35 an eine Kippstufe 36 angeschlossen. Die Schwellenwerte des Schmitt-Triggers 33 liegen über und die Schwellenwerte des Schmitt-Triggers 34 unter dem Schwellenwert des Schwellenschalters 9 bzw. 9'. Der Ausgang des Schmitt-Triggers 33 bzw. 34 ist mit einem Eingang eines ODER-Tores 37 bzw. 38 verbunden, welches in die den Schalter 22 bzw. 23 steuernde, das Signal /⁺ bzw. /- führende Leitung geschaltet ist. Der Ausgang der Kippstufe 36 ist an ein in den Steuereingang 3 des Multiplikators 1 geschaltetes EXKLUSI VE-ODER-Tor 39 angeschlossen.

Bei einem nicht durch das Polaritätssignal P verursachten Stromrichtungswechsel des Meßstromes Im steigt oder sinkt die Ausgangsspannung U_A so lange, bis einer der Schmitt-Trigger 33 oder 34 anspricht. Dadurch wird die zugeordnete Konstantstromquelle 24 bzw. 25 eingeschaltet, der Kondensator 8 des Integrators 4 teilweise entladen und die Ausgangsspannung U_A in die Nähe des normalen Arbeitsbereiches zurückgeführt. Beim Zurückschalten des betreffenden Schmitt-Triggers 33 bzw. 34 wird die Kippstufe 36 gekippt und das Polaritätssignal P' am Steuereingang 3 und damit auch die Polarität des Meßstromes Im zusätzlich gewechselt. Das Signal £am Ausgang der Kippstufe 36 zeigt die von der Polaritätsumschaltung unabhängige Richtung des Meßstromes /Man.

Der beschriebene Analog-Frequenzwandler weist gegenüber den bekannten Lösungen, die nach dem gewöhnlichen Ladungskompensationsverfahren ohne Polaritätsumschaltung arbeiten, den Vorteil auf, daß polaritätsunabhängige Fehlerströme kompensiert werden und dadurch eine größere Meßgenauigkeit und eine größere Dynamik erreicht wird. Ferner wird ein Leerlauf selbsttätig verhindert. Bei der zuletzt beschriebenen, für positive und negative Meßströme geeigneten Variante wird eine vollkommene Symmetrie für beide Stromrichtungen auch dann erzielt, wenn die Ströme /«+ und Ir- der beiden Konstantstromquellen 24, 25 z.B. infolge von Alterungserscheinungen nicht genau gleich groß sind.

Gegenüber bekannten, nach dem Umladeverfahren arbeitenden Lösungen zeichnet sich der beschriebene Analog-Frequenzwandler durch den Vorteil aus, daß die Meßkonstante durch den Ladungsinhalt von Kompensationsimpulsen gegeben ist; dieser Ladungsinhalt kann mit einfachen Mitteln mit hoher Genauigkeit und Langzeitstabilität konstant gehalten werden. Ferner ergibt sich gegenüber dem Umladeverfahren eine größere Dimensionierungsfreiheit, wenn eine hohe Ausgangsfrequenz verlangt wird. Schließlich besteht die gezeigte Möglichkeit, den Einfluß des polaritätsunabhängigen Fehlerstromes vollkommen zu kompensieren.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

809 540/400

Claims

Patentansprüche:

1. Analog-Frequenzwandler zur Bildung einer einem Meßstrom oder einer Meßspannung proportionalen Ausgangsfrequenz nach dem Ladungsmengenkompensationsverfahren, mit einem Integrator, einem diesem nachgeschalteten Schwellenschalter und einem Kompensationsladungsgeber, der einem Kondensator des Integrators jeweils beim Ansprechen des Schwellenschalters eine konstante Kompensationsladung zuführt, dadurch gekennzeichnet, daß eine Steuerschaltung (5; 5') zur Erzeugung eines periodischen Polaritätssignals (P) vorgesehen ist, das die Polarität des Meßstromes (Im) bzw. der Meßspannung sowie des Kompensationsladungsgebers (6) steuert und seinen logischen Wert immer beim gleichen P2gel (U₀) der Ausgangsspannung (Ua) des Integrators (4) wechselt.

2. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenschalter (9; 9') Bestandteil der Steuerschaltung (5; 5') ist, wobei ausgewählte Signalwechsel des Schwellenschalters (9; 9') einen Wechsel des logischen Wertes des Polaritätssignals f/^hervorrufen.

3. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Polaritätssignals (P)avtrc\\ die Ausgangsfrequenz des Analog-Frequenzwandlers (2) bestimmt ist und deren /V-ten Teil entspricht, wobei N eine gerade Zahl und gleich oder größer als zwei ist.

4. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Polaritätssignals (P) durch einen Referenzoszillator (21) bestimmt ist.

5. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Polaritätssignals (P)a\irc\\ die Ausgangsfrequenz des Schwellenschalters (9') bestimmt ist und deren N-ten Teil entspricht, wobei Λ/eint- gerade Zahl und gleich oder größer als zwei ist.

6. Analog-Frequenzwandler nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (5') eine Kippstufe (10) mit der Wahrheitstabelle