DE2147167C2 - Verstärkerschaltung und Amplitudenvorverzerrer für eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker mit nicht-linearer Kennlinie - Google Patents
Verstärkerschaltung und Amplitudenvorverzerrer für eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker mit nicht-linearer KennlinieInfo
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- DE2147167C2 DE2147167C2 DE2147167A DE2147167A DE2147167C2 DE 2147167 C2 DE2147167 C2 DE 2147167C2 DE 2147167 A DE2147167 A DE 2147167A DE 2147167 A DE2147167 A DE 2147167A DE 2147167 C2 DE2147167 C2 DE 2147167C2
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Description
30
Die Erfindung betrifft eine Verstärkerschaltung, mit einem Verstärker, bei dem die Phasenverschiebung
zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen von der Amplitude der Eingangssignale abhängt und mit einem
dem Verstärker vorgeschalteten Phasenschieber, der in Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals
eine Phasenverschiebung des Eingangssignals ausübt und dieses phasenverschobene Signal an den Verstärker
anlegt, sowie einen Amplitudenvorverzerrer für eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker mit nicht-linearer
Kennlinie.
Eine Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art ist beispielsweise aus der GB-PS 12 18 947 bekannt,
wobei dort eine Phasenvorverzcrrungs-Kompensationsschaltung
vorgesehen ist, die eine Amplituden/Phasen-Verschiebung liefert, die im wesentlichen umgekehrt
zu der Verschiebung ist, die von einer Wanderfeldröhre geliefert wird.
Im einzelnen erfolgt die Vorverzerrungs-Phasenverschiebung
in einem Zirkulator, der drei Anschlüsse aufweis!. Das Eingangssignal, das einer Vorverzerrung
unterworfen werden soll, liegt am ersten Anschluß an, während das Ausgangssignal des Vorverzerren am
dritten Anschluß anliegt. Der zweite oder mittlere Anschluß ist über eine Leitung an eine spannungsgesteuerte
Reaktanz angeschlossen. Im Betrieb wird ein Teil des Ausgangssignals abgegriffen und in der Weise
an die Abschlußreaktanz angelegt, daß diese gesteuert wird. Das an den Zirkulator angelegte Eingangssignal
läuft über die an den zweiten oder mittleren Anschluß angeschlossene Leitung zur Abschlußreaktanz, wird von
dieser reflektiert und tritt am zweiten oder mittleren Anschluß wieder in den Zirkulator ein, woraufhin das
Signal den Zirkulator über den dritten Anschluß verläßt.
Bei der Schaltung gen· i'.ß der GB-PS 12 18 947 ist der
Betrag der Phasenverschiebung zwischen dem Eingangssignal und dem Ausgangssignal des Zirkulator«
durch die Impetanz der AbschluQreaktanz bestimmt, die ihrerseits mit dem Eingangssignal steuerbar ist Dabei
kann eine Amplitudenvorverzerrung mit einem spannungsgesteuerten Widerstand vorgenommen werden,
bei dem es sich z. B. um eine Diode handeln kann. Dabei wird dort mit einer direkten Phasenverschiebung und
Amplitudensteuerung in Abhängigkeit vom Eingangssignal gearbeitet
Ferner ist es aus der Literaturstelle IRE Transcations
on Audio, Mai/Juni 1960, Seiten 103/104 an sich bekannt eine komplementäre Schaltung mit nicht-linearer
Übertragungsfunktion in der Eingangsschaltung eines verzerrenden Verstärkers zu verwenden, um eine
komplementäre Vorverzerrung zu liefern und damit das Ausgangssignal des Verstärkers zu Iinearisierea
Zur gleichzeitigen Übertragung von Informationen auf einer Vielzahl von Kanälen unterschiedlicher
Frequenz werden häufig Breitbandübertragungsschaltungen verwendet Aktive Elemente, die in diesen
Breitbandübertragungsschaltungen verwendet werden, wie z. B. Wanderfeldröhren und Klystrons, zeigen
erstens nicht-lineare Amplituden- und zweitens Phasenerscheinungen, die unabhängig voneinander Verzerrungen
verursachen, d. h. Zwischenmodulationsprodukte, weiche zu unerwünschten Rauschen im System
beitragen. Die erste Form der Verzerrung beruht auf der nicht-linearen Eingangs-Ausgangs-Charakteristik
des Verstärkers, wenn er sich der Sättigung nähert Die zweite Form der Verzerrung beruht auf der Änderung
der Phasenverschiebung des Signals durch den Verstärker, wenn sich die Eingangsleistung ändert
Obwohl ein Verstärker Frequenzen eines Mehrträgersystems mischt und somit Zwischenmodulationsprodukte
verursacht wenn die Signalpegel ausreichend sind, um den Verstärker in seinen nicht-linearen Bereich
zu treiben, werden weniger Verzerrungen auftreten, wenn der Verstärker in seinem linearen Bereich
arbeitet d. h. bei Signalpegeln deutlich unterhalb des Sättigungspegels des Verstärkers. Um somit die
Erzeugung von unerwünschten Zwischenmodulationsprodukten zu verringern, werden üblicherweise die für
Mehrträgerbetrieb verwendeten Verstärker zurückgedreht d. h. sie werden innerhalb des linearen Bereiches
betrieben. Im Hinblick auf die Begrenzer werden auch Verzerrungen auftreten, wenn die Begrenzer in ihrem
nichtlinearen Bereich arbeiten. Es ist jedoch nicht ausreichend, einen Begrenzer zurückzudrehen, denn
sonst würde die Funktion dieses Elementes beeinträchtigt, da er nicht mehr als Begrenzer arbeitete.
Die Notwendigkeit, Verstärker zurückzudrehen, um gleichzeitig Information über eine Vielzahl von Trägern
zu übertragen, hat mehrere Nachteile. Erstens: Um eine gewünschte Signalverslärkung mit einem Minimum an
Verzerrung zu erziehen, ist die Verwendung von
Verstärkern höherer Leistung erforderlich, als sie üblicherweise benötigt werden, um das Zurückdrehen
zu ermöglichen; infolgedessen muß, da der Verstärker nicht mit seiner ollen Leistungsfähigkeit betrieben
wird, ein Verlust des Leistungsvermögens akzeptiert werden. Zweitens: Der Betrieb eines derartigen
Verstärkers erfordert die Verwendung einer kostspieligeren Ausrüstung. Zum Beispiel größere Kühleinrichtungen,
um den Verstärker höherer Leistung entsprechend zu kühlen, vor allem ist der Verstärker selbst auch
erheblich teurer. Drittens: Obwohl das Zurückdrehen die Zwischenmodulationsprodukte aufgrund der nichtlinearen
Amplitudencharakteristik verrineert. werden
Phasenänderungen der Signale bestehenbleiben, wenn die Signale den Verstärker durchlaufen, und somit
Zwischenmodulationsprodukte hervorrufen. Da auch die meisten gravierenden Phasenänderungen bei niedrigen Antriebspegeln auftreten und verschwinden, wenn
sich der Pegel der Sättigung nähert, so tragen die Zwischenmodulationsprodukte von der Phasenverzerrung erheblich zur Gesamtverzerrung bei geringen
Betriebspegeln bei, so daß eine Grenze für eine Verbesserung gesetzt wird, die sich durch ein Zurückdrehen des Eingangspegels erreichen läßt.
Auch wenn vorstehend von Mehrträger-Übertragungssystemen die Rede ist, wird auch jedes andere
System, bei dem die Übertragung von Amplitudenänderungen erforderlich ist, das Zurückdrehen erforderlich
machen und somit r.ie Verstärker-Leistungsfähigkeit verringern.
Ausgehend von Anordnungen der eingangs genannten Art liegt daher der Erfindung die Aufgabe zugrunde.
Verstärkerschaltungen anzugeben, die mit verbesserter Genauigkeit in der Lage sind, auch bei Betrieb außerhab
des Linearbereiches einwandfrei zu arbeiten, ohne daß unerwünschte Rauschsignale durch Zwischenmodulationsprodukte entstehen.
Die erfindungsgemäße Lösung besteht darin, eine Verstärkerschaltung der eingangs genannten Art
gemäß den Merkmalen im Kennzeichen des Hauptanspruches auszubilden, während vorteilhafte Weiterbildungen der Verstärkerschaltung in den Unteransprüchen 2 bis 13 angegeben sind. Weilerhin wird gemäß der
Erfindung ein Amplitudenvorverzerrer für eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker mit nicht-linearer Kennlinie angegeben, der sich durch die Merkmale
im Kennzeichen des Anspruchs 14 auszeichnet, während
vorteilhafte Weiterbildungen dieses Amplitudenvorverzerrers in den Ansprüchen 15 bis 18 angegeben sind.
Bei der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung wird im grundsätzlichen Gegensatz zu herkömmlichen
Anordnungen mit einer indirekten Phasenverschiebung und Amplitudensteuerung gearbeitet. Das Eingangssignal wird zwar zur direkten Steuerung der Amplitude
des Ausgangssignals verwendet, jedoch nur ein Teil dieses Eingangssignals im Phasenvorverzerrer. Erst
nach der Kombination mit einem anderen Teil des Eingangssignals erfolgt die gewünschte Vorverzerrungs-Phasenverschiebung.
Bei der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung erfolgt zunächst eine Aufteilung des Eingangssignals in
zwei Teilsignale mit Verzweigungsschaltungen oder Hybrid-Schaltungen, wobei das eine Teilsignal in seiner so
Amplitude relativ zum anderen Teilsignal in einem Maße geändert wird, daß wiederum von dem Eingangssignal abhängt
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Beschreibung von Ausführungsbeispielen und unter
Bezugnahme auf die beiliegende Zeichnung näher erläutert Die Zeichnung zeigt in
F i g. 1 ein Blockschaltbild des Amplitudenvorverzerrers gemäß der Erfindung;
Fig.2 ein Blockschaltbild der erfindungsgemäßen
Verstärkerschaltung;
F i g. 3 eine graphische Darstellung einer typischen Amplitudencharakteristik einer Wanderfeldröhre;
F i g. 4 eine graphische Darstellung einer typischen Phasencharakteristik einer Wanderfeldröhre;
Fig.5 eine graphische Darstellung einer typischen
Übertragungscharakteristik eines Begrenzers;
charakteristik eines Diodendämpfungsgliedes mit variablem Steuerstrom;
Fig. 7A und 7B graphische Darstellungen des Ansprechverhaltens der Diodendämpfungsglieder bei
bestimmten Punkten innerhalb der Schaltung gemäß Fig. 1 und 2;
Fig. 8 eine graphische Darstellung eines Signals an
einem bestimmten Punkt in der Schaltung gemäß Fig. 2; und in
F i g. 9A und 9B graphische Darstellungen von Ergebnissen, die sich mit den Schaltungen gemäß der
Erfindung erzielen lassen.
Die Fig. 3 zeigt eine graphische Darstellung einer typischen Amplitudenkennlinie einer Wanderfeldröhre,
die die Ausgangsleistung als Funktion der Eingangsleistung angibt und auch den Sättigungspunkt der Röhre
zeigt. Aus dieser graphischen Darstellung ist qualitativ ersichtlich, daß zur Vermeidung einer Amplitudenverzerrung die Röhre erheblich unterhalb ihres Sättigungspegels betrieben werden muß, d. h. in ihrem linearen
Bereich. Wenn jedoch eine Fehlerkurve aus der Differenz zwischen der tatsächlichen Röhrencharakteristik (F i g. 3) und einer perfekt linearen Röhrencharakteristik erzeugt werden kann, d. h. eine Kurve, die die
Inverse zu der Kurve gemäß F i g. 3 ist, dann wird eine Kombination der Kurve nach F i g. 3 und ihrer Inversen
zu einer Linearisierung der Röhre führen, so daß ein Betrieb fcs Verstärkers als lineare Anordnung bis zur
Sättigung möglich ist. Der Amplitudenvorverzerrer gemäß der Erfindung, der nachstehend näher erläutert
ist, stellt eine Einrichtung dar, die die inverse Charakterstik des Verstärkers erzeugt, den sie treibt
Wie aus Fig. 1 ersichtlich, werden Eingangssignale mit einer Leistung AVn einer Hybridschaltung oder
Verzweigungsschaltung 1 zugeführt. Die Funktion der Verzweigungsschaltung 1 besteht in an sich bekannter
Weise darin, die Leistung jedes Eingangssignals zu
halbieren und jeweils Ausgangsleistungen i£- auf den
Leitungen 2 und 3 zu liefern. Die Verzweigungsschaltungen sorgen auch für eine differenzielle Phasenänderung
bei den Ausgangssignalen, jedoch braucht diese Phasenänderung für Zwecke der Amplitudenvorverzerrung nicht berücksichtigt werden. Das eine Ausgangs-
signal -^- der Verzweigungsschaltung 1 wird dann über
die Leitung 2 der Verzweigungsschaltung 4 zugeführt, welche die gleiche Funktion wie die Verzweigungsschaltung 1 ausübt Die Verzweigungsschaltung 4 teilt
wiederum ihre Eingangsleistung in zwei Hälften und liefert zwei Ausgangssignale, jeweils mit der Lei'
—■ . Jedes Ausgangssignal —j*- wird dann über
Leitungen 5 bzw. 6 Diodendämpfungsgliedern 7 bzw. 8 zugeführt
Die Diodendämpfungsglieder 7 und 8 haben Dämpfungscharakteristiken, die eine Funktion ihrer jeweiligen Kopplungskoeffizienten k7 bzw. kg sind. Der
Kopplungskoeffizient k7 des Diodendämpfungsgliedes 7
ist eine Funktion seines Vorspannungsstromes h, der fest ist, und somit bleibt der Kopplungskoeffizient eine
Konstante k7. Das Ausgangssignal des Diodendämpfungsgliedes 7 auf der Leitung 9 ist somit gleich k7
-^- und linear, wie sich aus F i g. 7A entnehmen läßt
Das Diodendämpfungsgiied 8 hat einen Koppiungskoeffizienten fe, der eine Funktion des variablen
Steuerstromes I» ist, der proportional zur Eingangslei-
stung des Vorverzerren ist. Die Dämpfungscharakteristik des Diodendämpfungsgliedes 8 ist somit auch
proportional zur momentanen Leistung Pjn, wie
nachstehend näher erläutert ist. Die Dämpfungscharakteristik eines Diodendämpfungsgliedes, das von
einem Strom proportional zu seiner momentanen Eingangsleistung gesteuert ist, hat eine Form, die sich
durch eine exponentielle Kurve approximieren läßt, wie sich „·'. s F i g. 6 entnehmen läßt. Das Ausgangssignal auf
der Leitung IO des Diodendämpfungsgliedes 8 ist somit ktP
gleich und ist exponentiell, wie sieb aus Fig. 7B
entnehmen läßt.
Um den Steuerstrom Ie in linearem Verhältnis zur
momentanen Eingangsleistung Pm zu variieren, wird
eine Rückkopplungs-Steuerschaltung verwendet. Das
Ausgangssignal -^- von der Verzweigungsschaltung 1
auf d<v Leitung 3 wird einem variablen Dämpfungsglied it cdcr einer anderen Einrichtung einstellbarer
Verstärkung zugeführt. Das variable Dämpfungsglied 11 ist für jeden Hochleistungsverstärker vorhanden und
hat ein Ausgangssignal, das linear proportional zur
Eingangsleistung -^2- ist und sich auf dem gewünschten
Pegel befindet, um einen Kristalldetektor 12 innerhalb seines quadratischen unteren Bereiches zu treiben. Das
Ausgangssignal des Kristalldetektors 12, das eine linear-proportionale Spannung zum Ausgangssignal
~j~ ist, wird dann einem Verstärker 13 zugeführt, der
eine'. Ausgangsstrom /g erzeugt, der linear proportional
zu seinem Eingangssignal vom Kristalldetektor 12 und somit linear proportional zur momentanen Eingangslei-
stung -τ- auf der Leitung 3 ist. Ein fester Vorspan-
nungsstrom /8' ist ein Anfangssteuerstrom, der anfangs
dazu verwendet wird, einen Wert für den variablen Kopplungskoeffizienten k» zu erhalten, wie sich aus
Fig. 6 entnehmen läßt.
Eine Klemmschaltung 14 ist am Ausgang des Verstärkers 13 vorgesehen, um den Steuerstrom /8 auf
einem Maximalwert festzuhalten. Die maximale Stromstärke ItMAX wird auf einen Punkt eingestellt, bei dem
die Leistung des Diodendämpfungsgliedes 8 sich am Sättigungspunkt des Verstärkers hoher Leistung befindet,
dies geschieht in der Weise, daß das Diodendämpfungsglied 8 oberhalb der Sättigung eine lineare
Charakteristik hat, wie es mit dem linearen Bereich in F i g. 7B angegeben ist, wie nachstehend näher erläutert
ist.
Die Ausgangssignale h ~ bzw. Ar8 -j1 der Diodendämpfungsglieder
7 bzw. 8 auf den Leitungen 9 bzw. 10 werden dann einer Hybridschaltung oder Verzweigungsschaltung
15 zugeführt Diese Hybridschaltung 15 addiert diese Ausgangssignale und liefert ein Ausgangssignal
Ar7-^-
4
4
4
auf der Leitung 16. Wie sich aus den F i g. 7A und 7B entnehmen läßt, hat das zuletzt genannte Ausgangssignal
eine Charakteristik, die die Inverse der Amplitudencharakteristik
des Hochleistungs-Verstärkers gemaß Fig.3 bis zur Sättigung und oberhalb der
Sättigung linear ist Das amplitudenmäßig vorverzerrte Ausgangssignal der als Kombinationsschaltung
25
30
65 arbeitenden Hybridschaltung 15 auf der Leitung 16 wird dann an einen Hochleistungs-Verstärker angelegt, der
nun in wirksamer Weise linearisiert ist und somit nicht mehr zurückgedreht zu werden braucht. Somit kann der
Hochleistungs-Verstärker in der Sättigung betrieben werden, wobei eine große Verringerung der Zwischenmodulationsprodukte
erfolgt.
Die vorstehenden Erläuterungen beziehen sich auf die Linearisierung eines Hochleistungsverstärkers bis zur
Sättigung, um Zwischenmodulationsprodukte zu verringern. Oberhalb der Sättigung wird das Ausgangssignal
komprimiert, wie sich aus Fig. 3 entnehmen läßt. Die
Kompression des Signals oberhalb der Sättigung führt auch zur Erzeugung von unerwünschten Zwischenmodulationsprodukten.
Es ist gezeigt worden, daß dann, wenn der Bereich der Kurve gemäß F i g. 3 oberhalb der
Sättigung flachgemacht wird, d. h. wenn oberhalb der Eingangsleistung für die Sättigung das Ausgangssignal
konstant bleibt, sich die Zwischenmodulationsprodukte reduzieren lassen, wie oben erwähnt, ist der Amplitudenvorverzerrer
gemäß F i g. I so ausgelegt, daß er oberhalb der Sättigung linear ist, d. h. bei der maximalen
Stromstärke /».
Um den Bereich oberhalb der Sättigung flacher zu machen, muß der lineare Bereich gemäß Fig.7B
ebenfalls flach sein, so daß dann, wenn das Signal den Hochleistungsverstärker durchläuft, der Effekt darin
besteht, den Bereich oberhalb der Sättigung flach zu machen. Zu diesem Zweck ist ein Begrenzer zwischen
dem Amplitudenvorverzerrer gemäß Fig. 1 und dem
Hochleistungsverstärker vorgesehen. Der Begrenzer hat die Wirkung, den linearen Bereich gemäß Fig. 7B
flachzumachen. Der Begrenzer sorgt für eine Abflachung des linearen Bereiches gemäß F i g. 7B, indem er
Signale hindurchläßt, jedoch nur bis zu einem Maximum. Es darf auch darauf hingewiesen werden, wie es in
F i g. 5 dargestellt ist, daß ein Begrenzer selbst eine nichtlinineare Anordnung darstellt und somit kann, um
die Erzeugung von unerwünschten Zwischenmodulationsprodukten zu reduzieren, ein Amplitudenvorverzerrer
der in Fig. 1 dargestellten Art vor dem Begrenzer eingebaut sein. Dieser Amplitudenvorverzerrer
würde in der Weise ausgelegt werden, daß er eine Charakteristik erzeugt, die invers zu der des Begrenzers
ist.
Die Verwendung eines Amplitudenvorverzerrers zur Linearisierung eines Begrenzers hat einen weiteren
Vorteil. In einem Nachrichtenübertragungssystem unter Verwendung von Frequenzmodulation FM ist der
Ausgangsträgerversatz des FM-Modulators eine Funktion der dem FM-Modulator zugeführten Spannung. In
ein<;m Mehrkanalsystem können der Ausgangsträgerversatz
oder die Bandbreiten von zwei benachbarten Kanälen zu gewissen Zeiten groß genug sein, um ein
Überlappen oder Übersprechen hervorzurufen. Beim Empfänger sorgen die Filter für eine Filterung bei
jedem Kanal und werden eine derartige Überlappung vermeiden, jedoch ist es schwierig, Filter so auszulegen,
daß sie ein Übersprechen in wirksamer Weise unterbinden.
Anstatt die Verwendung von diesen schwierig zu konzipierenden Filter bei den Empfängern erforderlich
zu machen, können ein Begrenzer und ein Amplitudenvorverzerrer gemäß der Erfindung vor jedem FM-Modulator
vorgeschaltet sein, um die Spannung zum Modulator zu begrenzen. Dies würde den Ausgangsversatz
oder die Bandbreite jedes FM-Modulators begrenzen und somit in wirksamer Weise das Übersorechen
verringern und das Erfordernis von Filtern der vorstehend genannten Art vermeiden. Ohne die
Verwendung des Amplitudenvorverzerrers gemäß der Erfindung ist es nicht möglich, einen Begrenzer wegen
seiner nicht-linearen Charakteristik zu verwenden.
Es sollte auch vor dem Hochleistungsverstärker ein Anpassungsverstärker vorgeschaltet sein. Die Funktion
des Anpassungsverstärkers besteht darin, das Ausgangsleistungssignal risa Amplitudenvorverzerrers auf einen
erforderlichen Pegel maßstäblich anzupassen, um den Hochleistungsverstärker zu treiben. Der Anpassungsverstärker ist ebenfalls nicht-linear, und obwohl ein
»Zurückdrehen« dieser Einrichtung nicht zu solchen Nachteilen führt, die dann auftreten, wenn ein
»Zurückdrehen« eines Hochleistungsverstärkers erfolgt, was an den geringen Gestehungs- und Betriebskosten eines Anpassungsverstärkers liegt, kann dem
Anpassungsverstärker ein Amplitudenvorverzerrer der in F i g. 1 dargestellten Art vorgeschaltet sein, um ihn zu
iinearisieren.
Im folgenden soll erneut auf F i g. 1 Bezug genommen werden; obwohl die Verzweigungsschaltung 1 so
dargestellt ist, daß sie jeweils Ausgangssignale mit
einkoppelt, kann irgendein Kopplungsglied in zufriedenstellender Weise verwendet werden, um das Signal
mit der Eingangsleistung P-,„ in die Leitungen 2 bzw. 3
einzukuppeln. Da außerdem das Diodendämpfungsglied 7 das Ausgangssignal der Verzweigungsschaltung 4 nur
linear am Eingang der als Kombinationsschaltung arbeitenden Verzweigungsschaltung 15 einkoppelt,
kann ein beliebiges lineares Dämpfungsglied an seiner Stelle verwendet werden. Wenn jedoch das Diodendämpfungsglied 7 nicht tatsächlich verwendet wird,
dann sollten die elektrischen Längen zwischen den Hybrid- oder Verzweigungsschaltungen 4 und 15 die
gleichen sein wie in den Fällen, wo das Diodendämpfungsglied 8 zwischen sie geschaltet ist. Gleiche
elektrische Längen sind erforderlich, um störende Interferenzen zwischen den beiden Eingangssignalen
h -^i und k. -3i zu vermeiden, die in der Kombina-
4 4
tionsschaltung addiert werden.
Fig.4 zeigt eine graphische Darstellung einer typischen Phasencharakteristik einer Wanderfeldröhre,
wobei die differenzielle Phasenverschiebung als Funktion der Eingangsleistung aufgetragen ist Aus dieser
graphischen Darstellung ist ersichtlich, daß dann, wenn die Phase des Eingangssignal an der Röhre einer
Vorverzerrung unterliegt, um die differentielle Phasenverschiebung durch die Röhre zu kompensieren, dann
können Zwischenmodulationsprodukte verringert werden. Das bedeutet, wenn aufgrund einer Änderung der
Eingangssignalleistung eine differentielle Verschiebung von —6° (Nacheilung) auftritt, wenn das Signal die
Röhre durchläuft, z. B. von -20° auf -26°, dann wird dies, wenn das Eingangssignal einer Vorverzerrung
unterworfen werden kann, um ihm eine differentielle Phasenverschiebung von +6° (Voreilung) vor dem
Eintritt in die Röhre zu verleihen, zu einem Signal führen, dessen Ausgangsphase aus der Röhre in der
gleichen Relation zur Phase des Eingangssignals zum Vorverzerrer liegt, so daß sich eine differentielle
Phasenverschiebung durch die Röhre in wirksamer
In F i g. 2 ist ein Blockschaltbild einer Phasenkompensationsschaltung dargestellt, wobei Phasenangaben an
verschiedenen Stellen in der Schaltung eingetragen sind, die das Verständnis dieser Scnaltung erleichtern sollen.
Bei der Beschreibung dieser Schaltung werden die Voraussetzungen gemacht, daß (1) die Phasenverschie
bung durch die Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 0°
ist und Ausgangssignale von 0° bzw. 90° an seinen beiden Ausgängen ergibt, und daß (2) sämtliche an die
Diodendämpfungsglieder angelegten Leistungen gleich sind.
Ein Eingangssignal mit der Leistung Pin wird der
Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 17 mit einer Phase von 0° zugeführt. In Wirklichkeit ist diese Phase
am Eingang nur eine Referenzphase und kann irgendeinen Anfangswert annehmen, jedoch wird zu
Erläuterungszwecken angenommen, daß die Eingangsphase des Signals zu Beginn den Wert 0° hat. Außerdem
wird zur Erleichterung der Beschreibung angenommen, daß die Impedanz durch die Schaltung konstant ist, so
daß die Leistung proportional zur Spannung ist, was sich
durch Pi„-ti„ (Spannung) ausdrücken laßt, so daß die
nachstehende Erläuterung unter Angabe von Spannungen und Phasenverschiebungen erfolgen kann. Die
Verzweigungsschaltung 17 teilt das Eingangssignal £,„in zwei Hälften und liefert jeweils zwei Ausgangssignale
— auf den Leitungen 18 bzw. 19. Das Ausgangssignal
auf der Leitung 18 erleidet dabei eine Phasenverschiebung von -90° aufgrund der differentiellen Phasenverschiebung in der Verzweigungsschaltung, wie sich aus
den Phasenangaben an dieser Stelle entnehmen läßt.
während das Ausgangssignal -y- durch die Verzwei
gungsschaitung auf der Leitung 19 bei einer Phase von
0° bleibt, wie es mit der Phasenangabe bei der Leitung
19 angegeben ist. Das Ausgangssignal —^- mit einer
Phase von -90° auf der Leitung 18 wird dann einer Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 20 zugeführt,
während das Ausgangssignal -^- mit einer Phase von
2
0° der Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 21 zugeführt wird.
Die Verzweigungsspannung 20 teilt dann ihr Eingangssignal -^S- mit einer Phase von -90° in zwei
Hälften und liefert zwei Ausgangssignale mit -^- mit
einer Phase von -180" bzw.-f5· mit einer Phase von
-90°. Das Ausgangssignal -γ- mit einer Phase von
—180° wird dann verwendet, um einen Steuerstrom in
einer nachstehend näher beschriebenen Vorschubschaltung zu erzeugen. Ein Ausgangssignal mit
einer Phasenverschiebung von -180° wird dann über eine Leitung 23 an eine Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 24 angelegt Diese Verzweigungsschaltung 24
liefert dann ein Ausgangssignal mit einer
ο
2
auf der Leitung 19 anbetrifft so wird dies der Hybrid-
oder Verzweigungsschaltung 21 zugeführt, welche
—f· mit einer Phase von —90° auf den Leitungen 26
L)ZW. 27 erzeugt. Das Ausgangssignal —~ mit einer
Phasenverschiebung von -90° wird einem Diodendämpfimssglied
28 zugeführt, dessen Charakteristik linear ist, was durch einen konstanten Kopplungskoeffizienten
Ar28 angegeben ist, der eine Funktion ei.nes festen
Vorspannungsstromes /28 ist. Die Eingangs-Ausgangs-Charakteristik
des Diodendämpfungsgliedes 28 ist auch in Fig. 7A dargestellt. Das Ausgangssignal auf der
Leitung 29 vom Diodendämpfungsglied 28 wird dann
K E
gleich dem Wert mit einer Phasenverschie-
gleich dem Wert mit einer Phasenverschie-
bung von -90° sein und der Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 30 zugeführt.
Das Ausgangssignal —^ mit einer Phase von 0° auf
der Leitung 26 wird einem Diodendämpfungsglied 31 zugeführt. Das Diodendämpfungsglied 31 hat eine
Charakteristik, die exponentiell aufgrund eines Kopplungskoeffizienten, k}\ ist, der Funktion seines Steuerstromes
/j* IFt. Der Steuerstrom /31 ist nicht fest, sondern
proportion"1 zur momentanen Eingangsleistung. Das
Ausgangssignal —— mit einer Phasenverschiebung von 4
-90° von der Verzweigungsschaltung 20 wird als Eingangsleistung verwendet, um den Steuerstrom /31 zu
erzeugen. Das Ausgangssignal -j2· mit einer Phasenverschiebung
von —90° von der Verzweigungsschaltung 20 wird einem variablen Dämpfungsglied 31 oder
einer anderen geeigneten Einrichtung einstellbarer Verstärkung und dann einem Kristalldetektor 32
zugeführt, der eine Ausgangsspannung proportional zur momentanen Leistung \ot\Sjjl mit einer Phasenverschie-
bung von —90° liefert. Diese Spannung wird dann einem Verstärker 33 zugeführt, der den Steuerstrom /31
in Abhängigkeit von seiner Eii.gangsspannung erzeugt.
Der Steuerstrom Ai wird dann einem Diodendämpfungsglied
31 zugeführt, um den Kopplungskoeffizienten Ar3I zu verändern und damit dem Diodendämpfungsglied
31 eine exponentielle Charakteristik bis hinauf zu seiner Sättigung zu verleihen, wie es sich aus der
graphischen Darstellung gemäß Fig. 7B ergibt. Das variable Dämpfungsglied, der Kristalldetektor 32 und
der Verstärker 33 arbeiten in ähnlicher Weise wie die Vorschubsteuerung des Amplitudenvorverzerrers, um
einen Steuerstrom zu liefern, der linear proportional zu der Eingangsleistung ist Der zu Beginn feste Vorspannungsstrom
/31 ist der Anfangssteuerstrom, der verwendet wird, um zu Beginn einen Wert für den variablen
Kopplungskoeffizienten Ar31 zu erhalten, wie es in F i g. 6
dargestellt ist
Der maximale Steuerstrom /„,«(2) wird eingestellt,
indem man die Verstärkung im variablen Dämpfungsglied so einstellt daß die Phasenänderung der Röhre bei
der Sättigung vollständig kompensiert ist Das Ausgangssignal =iü- mit einer Phasenverschiebung von
— 90° von der Verzweigungsschaltung 20, das variable Dämpfungsglied, der Kristalldetektor 32 und der
Verstärker 33 bilden die Rückkopplungs-Steuerschaltung.
Das Ausgangssignal des Diodendämpfungsgliedes gungsschaltung 30 zugeführt. Das Ausgangssignal
mit einer Phasenverschiebung von —90° auf 4
der Leitung 29 erleidet eine Phasenverschiebung von -90° und ergibt ein Signal mit einer
Phasenverschiebung von -!80° und erscheint am oberen Ausgang der Verzweigungsschaltung 30 mit
dem Ausgangssignal
O
mit einer Phase von 0 .
An diesem Ausgang führt die Verzweigungsschaltung 30 einen Subtraktionsvorgang der beiden Signale aus. Da
k E
das Ausgangssignal -2LJs. mjt einer Phasenverschie-
das Ausgangssignal -2LJs. mjt einer Phasenverschie-
if bung von -180° größer sein wird als das Ausgangssignal
^31^'" mit einer Phase von 0°, was auf der
Linearität des Diodendämpfungsgliedes 28 beruht, wird das Ausgangssignal der Verzweigungsschaltung 30 auf
der Leitung 35 in der Weise auftreten, wie es in der
graphischen Darstellung gemäß Fig.8 angegeben ist
und wird einen Wert von
mit einer Phase von 0° sein.
31 wird somit —
Das Ausgangssignal
auf der Leitung 34 wird einer Hybrid- oder Verzwei-
mit einer Phase von 0° mit einer Phasenverschiebung von — 180° haben.
Das Ausgangssignal (Ar28-Ar3!) -γ- mit einer Phasenverschiebung
von — 180° auf der Leitung 35 bildet das eine Eingangssignal für eine Hybrid- oder Verzweigungsschaltung
36. Das Ausgangssignal Ar22 — mit
einer Phasenverschiebung von —180° auf der Leitung 25 bildet das andere Eingangssignal für diese Verzweigungsschaltung
36. Ein Ausgangssignal (Ar28- Ar3|) ——
mit einer Phasenverschiebung von —180° tritt am oberen rechten Ausgang der Verzweigungsschaltung 36
als Ausgangssignal (Ar28-Ar3,) -^- mit einer Phasenver-
Io
Schiebung von —270° auf. Das Ausgangssignal Ar22 ——
mit einer Phasenverschiebung von —180° gef"· durch
die Verzweigungsschaltung 36 hindurch und erscheint
am oberen rechten Ausgang als Ausgangssignal Ar22 -~
mit einer Phasenverschiebung von —180°. An diesem Ausgang wird das resultierende Signal der beiden
so Signale eine Phasenvoreilung mit zunehmender Eingangsleistung Pi„ haben, wenn man es mit dem
Eingangssignal mit der Leistung P,„ für die Verzweigungsschaltung
17 vergleicht. Dies beruht auf der differentiellen Amplitudenänderung wegen der zunehmenden
Leistung Pin zwischen dem Ausgangssignal
Ar22 -£■ mit einer Phasenverschiebung von -180° und
Io
dem Ausgangssignal (Ar28-Ar31) %■ mit einer Phasen-
16 verschiebung von -270°, wobei ersteres größer ist.
Am unteren Ausgang der Verzweigungsschaltung 36 ergibt sich das Ausgangssignal Ar22 -SSl mit einer
Phasenverschiebung von -180° von der Leitung 25 als Ausgangssignal Ar22 ~ mit einer Phasenverschiebung
von -270°, während das Ausgangssignal (Ar28-Ar31) -^f2-
mit einer Phasenverschiebung von —180" von der
Leitung 35 als Ausgangssignal (kx—kn) -£■ mit einer
im
Phasenverschiebung von —180° erscheint Die Resultierende dieser Signale wird ein Signal sein, dessen
Phasenänderung sich in einer Phasenvoreilung gegenüber dem Eingangssignal Pm für die Hybrid- oder
Verzweigungsschaltung 17 befindet Obwohl die Amplitude des resultierenden Signals sich vom ursprünglichen
Eingangssignal unterscheiden wird, wird diese Differenz nicht wesentlich die Wirkung des Phasenschiebers oder
Phasenkompensator verändern.
Ein durch eine Wanderfeldröhre laufendes Signal wird einer Phasenverzögerung oder Phasennacheilung
unterliegen. Um daher diese Phasennacheilung durch die Röhre zu kompensieren, wird das Ausgangssignal
der Hybrid- oder Verzweigungsschaltung 36, die eine
Phasenvoreilung liefert, das an die Röhre angelegte Ausgangssignal. Die Wahl der richtigen Vorspannungsund Steuerströme wird in einem Ausgangssignal mit
einer ausreichenden Phasenvoreilung resultieren, um
die differentielle Phasennacheilung zu kompensieren, der dieses Signal aufgrund der variablen Eingangsleistung unterliegen wird. Auf diese Weise wird das
Ausgangssignal der Wanderfeldröhre in der gleichen Phasenrelation zur Eingangsleistung Pm für den Phasenkompensator oder Phasenschieber stehen, und zwar
unabhängig von der momentanen Leistung des Eingaiigssignals Pint und zu einer Verringerung der
Zwischenmodulationsprodukte führen.
Wie beim linearen Diodendämpfungsglied 7 des Amplitudenvorverzerrers sind, da die Diodendämpfungsglieder 22 und 28 linear sind, diese nicht wesentlich
für den Betrieb des Phasenschiebers bzw. Phasenkompensators, und es können beliebige lineare Dämpfungs-
glieder verwendet werden. Wenn sie jedoch nicht verwendet werden, ist es erforderlich, die gleiche
elektrische Länge zwischen den Verzweigungsschaltungen 20 und 24 bzw. den Verzweigungsschaltungen 21
und 30 aufrechtzuerhalten, um störende Interferenzen zu vermeiden.
Wiederum sollte ein Anpassungsverstärker auch zwischen den Ausgang voreilender Phase des Phasenkompensators oder Phasenschiebers und die Hochleistungsröhre geschaltet sein, welche vom Signal eines
derartigen Ausgangs getrieben wird, um in angepaßter Weise die Hochleistungsröhre zu treiben.
Die richtige Vorverzerrung des Eingangssignal für
die Wanderfeldröhre oder eine andere Einrichtung hinsichtlich der Amplituden- und Phasenvorverzerrung
wird in zwei Stufen durchgeführt Als erstes wird in Kenntnis der Form der Übertragungscharakteristik von
beispielsweise einer Wanderfeldröhre die erforderliche Form des vorverzerrten Signals durch die Wahl der
richtigen Vorspannungs- und Steuerströme erreicht, 5$ wobei letzterer von der Rückkopplungs-Steuerschaltung erhalten wird. Sobald die gewünschte Form des
vorverzerrten Signals erhalten ist, wird dann als zweites seine Amplitude auf das erforderliche Ausgangssignal
eingestellt, und zwar mit dem Anpassungsverstärker, eo
um die Wanderfeldröhre richtig zu treiben. Da die Amplitudenübertragungscharakteristiken der meisten
Wanderfeldröhren sich hinsichtlich der Absolutwerte unterscheiden, aber eine ähnliche Form besitzen, ist es
möglich, das vorverzerrte Signal für die Amplitudenvor
verzerrung dieser Wanderfeldröhren einzustellen, in· dem man lediglich die Verstärkung der Anpassungsverstärker einstellt Die Phasenübertragungscharakteristiken von verschiedenen Wanderfeldröhren werder
jedoch hinsichtlich der Form variieren, und somit wäret geeignete Einstellungen der Vorspannungs- und Steuerströme sowie des Anpassungsverstärkers erforderlich
um eine richtige Phasenkompensation vorzunehmen.
Die Ausgangsleistung einer Wanderfeldröhre sowie die differentielle Phasenänderung durch die Röhre ist
eine Funktion der Frequenz. Um somit den Amplituden
vorverzerrer und den Phasenkompensator oder Phasenschieber gemäß der Erfindung in einer breiter
Bandbreite zu betreiben, können sowohl ein Amplituden
entzerrer als auch ein Gruppenlaufzeitentzerrer an sich bekannter Bauart verwendet werden. Der Amplituden
entzerrer wird zwischen den Amplitudenvorverzerrei
gemäß der Erfindung und die Wanderfeldröhre geschaltet um zu gewährleisten, daß die Wanderfeld
röhrenverstärkung Ober das Betriebsband konstant ist
Der Gruppenlaufzeitentzerrer wird zwischen der Phasenkompensator oder Phasenschieber gemäß dei
Erfindung und die Wanderfeldröhre geschaltet um zt gewährleisten, daß die Phasenübertragungscharakteristik über das Betriebsband identisch ist
In F i g. 9A sind die Ergebnisse dargestellt die sich mil dem Amplitudenvorverzerrer gemäß der Erfindung
erzielen lassen. Man erkennt eine graphische Darstellung der Eingangs/Ausgangs-Charakteristik einer Wanderfeldröhre für einen einzelnen unkompensierter
Träger und einen einzelnen Träger, der mit den: Amplitudenvorverzerrer gemäß der Erfindung kompensiert ist Außerdem ist eine Kurve eines Zwischenmodulationsproduktes (2/i-/2) unkondensiert dargestellt
wenn ein zweiter Träger gleichzeitig die Wanderfeldröhre durchläuft sowie eine Kurve des Zwischenmodulationsproduktes (2Zi-Z2) mit Amplitudenkompensation, wenn der Amplitudenvorverzerrer gemäß dei
Erfindung verwendet wird. Diese graphische Darstellung zeigt deutlich die Linearisierung der Amplituden
charakteristik der Wanderfeldröhre durch die Sättigung hindurch. Außerdem ist die Verringerung der Leistung
eines Zwischenmodulationsproduktes dargestellt wenr die Träger einer Amplitudenvorverzerrung gemäß dei
Erfindung unterworfen worden sind.
In F i g. 9B sind außerdem die Ergebnisse dargestellt die sich mit dem Phasenkompensator oder Phasenschie
ber gemäß der Erfindung erzielen lassen. Die obere Kurve zeigt die Eingangs/Ausgangs-Amplitudencha
rakteristik einer Wanderfeldröhre für einen einzelner Träger mit kompensierter Phase. Dabei ist keine
Linearisierung dieser Kurve dargestellt da diese graphische Darstellung nur die Phasenkompensatior
zeigt Es ist jedoch auch eine Kurve eines Zwischenmodulationsproduktes (2/i - /2) unkondensiert dargestellt
wenn ein zweiter Träger gleichzeitig die Wanderfeldröhre durchläuft sowie eine Kurve des Zwischenmodu
lationsproduktes (2/i-/2) mit kompensierter Phase wenn der Phasenschieber gemäß der Erfindung
verwendet wird. Ein Vergleich dieser zuletzt genannter Kurven zeigt die Verringerung der Leistung dei
Zwischenmodulationsprodukte, wenn der Phasenschie ber gemäß der Erfindung verwendet wird.
Claims (18)
1. Verstärkerschaltung, mit einem Verstärker, bei
dem die Phasenverschiebung zwischen Eingangs- und Ausgangssignalen von der Amplitude der
Eingangssignale abhängt, und mit einem dem Verstärker vorgeschalteten Phasenschieber, der in
Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals eine Phasenverschiebung des Eingangssignals
ausübt und dieses phasenverschobene Signal an den Verstärker anlegt, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase des Ausgangssignals des
Verstärkers unabhängig von der Amplitude des Eingangssignals die gleiche Phasenbeziehung zur is
Phase des Eingangssignal aufweist, und daß der
Phasenschieber folgende Baugruppen aufweist:
Eine erste Verzweigungsschaltung (17), die das
Eingangssignal in erste und zweite Signale (18,19) aufteilt,
einen an die erste Verzweigungsschaltung (17) angeschlossenen Amplitudenvorverzerrer (20, 32,
33), der die Amplitude des ersten Signals (18) gegenüber der Amplitude des zweiten Signals (19) in
Abhängigkeit von der Amplitude des Eingangssignals differential ändert,
sowie eine an den Amplitudenvorverzerrer (20, 32,
33) angeschlossene Baugruppe (31, 30, 36) zur Kombination der differentiell geänderten Signale in
einem quadratischen Phasenverhältnis zur Erzielung eines resultierenden Signals mit einer Phasenverschiebung gegenüber dem Eingangssignal, welche
die Phasenverschiebung des rt jltierenden Signals
im Verstärker kompensier (F i g. 2).
2. Verstärkerschaltung nach Aj -.pinch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die erste Verzweigungsschaltung (17) aus dem Eingangssignal zwei Signale (18,
19) mit jeweils halber Leistung (£i- jerzeugt wobei
das erste Signal (18) eine Phasenverschiebung und « das zweite Signal (19) keine Phasenverschiebung
erleidet.
3. Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Amplitudenverzerrer (20, 32, 33) in Serienschaltung eine zweite
Verzweigungsschaltung (20), ein variables Dämpfungsglied einstellbare Verstärkung, einen Kristaiidetektor (32) und einen Verstärker (33) aufweist, und
daß die zweite Verzweigungsschaltung (20) ihr Eingangssignal (18) in zwei gleiche Hälften teilt und »
die eine Hälfte (-j1-Johne Phasenverschiebung
dem variablen Dämpfungsglied des Amplitudenvorverzerrers (20,32,33) zuführt
4. Verstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der zweiten Verzweigungsschaltung (20) ein erstes lineares Dämpfungsglied
(22) nachgeschaltet ist, daß die andere Hälfte
(4) des Eingangssignals (18) mit einer weiteren
Phasenverschiebung erhält und das über eine dritte Verzweigungsschaltung (24) an eine vierte Verzweigungsschaltung (36) als Ausgangsschaltung angeschlossen ist.
5. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der ersten
Verzweigungsschaltung (17) parallel zur zweiten Verzweigungsschaltung (20) eine fünfte Verzweigungsschaltung (21) nachgeschaltet ist, die das
zweite Signal (19) der ersten Verzweigungsschaltung (17) erhält
6. Verstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die fünfte Verzweigungsschaltung (21) zwei Ausgangssignale (26,27) unterschiedlicher Phase erzeugt, die an zwei parallelgeschaltete,
zweite (31) und dritte Dämpfungsglieder (28) angeschlossen sind, und daß die Ausgänge (34, 29)
der zweiten und dritten Dämpfungsglieder (31, 28) an eine sechste Verzweigungsschaltung (30) angeschlossen sind.
7. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die sechste Verzweigungsschaltung (30) die Signale von den beiden Ausgängen (34,
29) einer unterschiedlichen Phasenverschiebung sowie einer Subtraktion voneinander unterwirft und
an seinem einen Ausgang (35) ein zweites Signal für die Ausgangs-Verzweigungsschaltung (36) liefert
8. Verstärkerschaltung nach Anspruch 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Dämpfungsglied (3t) eine exponentieüe Dämpfung besitzt,
während das dritte Dämpfungsglied (28 eine lineare Dämpfung aufweist
9. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, daß das erste (22),
zweite (31) und dritte Dämpfungsglied (28) als Diodendämpfungsglieder ausgebildet sind.
10. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet daß die
Dämpfungsgliedzf (22,31,28) jeweils einen Steuereingang aufweisen, an dem ein Anfangssteuerstrom
On, hv, Iw) anliegt
11. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet daß die an den
Amplitudenvorverzerrer (20,32,33) angeschlossene Baugruppe (31,30,36) aus dem zweiten Dämpfungsglied (31) sowie den sechsten und fünften Verzweigungsschaltungen (30,36) besteht
12. Verstärkerschaltung nach txmm der Ansprüche i bis 11, dadurch gekennzeichnet daß der
Amplitudenvorverzerrer (20, 32, 33) dem zweiten, exponentiellen Dämpfungsglied (31) ein Steuersignal
(ht) zuführt, das der momentanen Leistung des
Eingangssignals proportional ist
13. Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß das dem
exponentiellen Dämpfungsglied (31) zugeführte Steuersignal (h\) bis zu einer maximalen Stromstärke reicht die auf den Sättigungspunkt des Verstärkers eingestellt ist und daß das dem Verstärker
zugeführte Signal bis zu einer maximalen Leistung reicht die beim Sättigungspunkt des Verstärkers (33)
liegt
14. Amplitudenvorverzerrer für eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker mit nicht-linearer
Kennlinie, gekennzeichnet durch
eine Verzweigungsschaltungsanordnung (1, 4), die das Eingangssignal (Pm) in drilte und vierte Signale
(2,3) aufteilt
ein viertes Dämpfungsglied (7) zur linearen Dämpfung des dritten Signals (2),
eine Steuerschaltung (11 — 14) zur Lieferung eines Rückkopplungs-Steuersignals, das die momentane
Leistung des vierten Signals (3) repräsentiert,
ein gesteuertes fünftes Dämpfunsglied (8), das mit dem Rückkopplungs-Steuersignal beaufschlagt ist
und ein Ausgangssignal mit expotentiellem Verlauf
zum vierten Signal (3) aufweist, und
eine Ko.ribinationsschaltung (15) zur Verknüpfung des linear gedämpften Signals und des exponentiell gedämpften Signals, wobei das Verknüpfungssignal (16) am Verstärker anliegt (F i g. 1).
eine Ko.ribinationsschaltung (15) zur Verknüpfung des linear gedämpften Signals und des exponentiell gedämpften Signals, wobei das Verknüpfungssignal (16) am Verstärker anliegt (F i g. 1).
15. Amplitudenvorverzerrer nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Verzweigungsschahungsanordnung
(1, 4) eine siebente Verzweigungsschaltung (1), die das dritte und vierte Signal (2,
3) liefert, und eine achte Verzweigungsschaltung (4) aufweist, die das dritte Signal (2) erhält und an die
visrten und fünften Dämpfungsglieder (7, 8) angeschlossen ist.
16. Amplitudenvorverzerrer nach Anspruch 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, daß die vierten
und fünften Dämpfungsglieder (7, 8) als Diodendämpfungsglieder ausgebildet sind.
17. Amplitudenvorverzerrer nach einem der Ansprüche 14 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß
die Steuerschaltung (11 — 14) in Reihenschaltung ein
variables Dämpfungsglied (11), einen Kristalldetektor
(12), einen Verstärker (13) und eine K'.jmmschaltung
(14) aufweist
18. Amplitudenvorverzerrer nach einem der Ansprüche 14 bis 17, dadurch gekennzeichnet, daß
die vierten und fünften Dämpfungsglieder (7, 8) jeweils einen Steuereingang aufweisen, an dem ein
Anfangssteuerstrom (h, I») anliegt.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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OD | Request for examination | ||
D2 | Grant after examination | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |