DE2555824A1 - Transistorvorspannungskreis - Google Patents
TransistorvorspannungskreisInfo
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Description
It 3490
SONY CORPORATION
Tokyo / Japan
Transistorvorspannungskreis
Die Erfindung betrifft Transistorvorspannungskreise und insbesondere Kreise zur Stabilisierung der Kollektorgleichströme
zweier Transistoren unabhängig von Änderungen des Faktors h-^.
Γ Γι
Es wurden bereits Transistorvorspannungskreise zur Erzeugung bestimmter Kollektorströme für zwei Transistoren
bei bestimmten Konstruktionskriterien entwickelt, jedoch werden unter anderen Bedingungen wie die Verwendung eines
der Transistoren als Dämpfungsglied nicht alle Erfordernisse solch eines Kreises durch den Stand der Technik
erfüllt. Z.B. können bestimmte Widerstandswerte in dem Kreis nicht ohne Beeinflussung der Eingangsimpedanz
einer der Stufen bzw. des dynamischen Arbeitsbereichs des Kreises beliebig geändert werden. Andere Widerstandswerte
müssen aufrecht erhalten werden, um unerwünschtes thermisches Rauschen zu verhindern.
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Eine detaillierte Beschreibung zweier bekannter, in den
Fig. 1 und 2 gezeigter Kreise erfolgt später, wobei diese detaillierte Schaltungsbeschreibung in enger Beziehung
zu Teilen der Schaltungsbeschreibung der in den Fig. 3 bis 7 gezeigten Erfindung steht.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen verbesserten Transistorvorspannungskreis für zwei Transistoren
zu schaffen, deren Kollektorgleichströme unabhängig von Änderungen des Faktors h_„ stabilisiert werden können.
Ulli
Durch die Erfindung wird ein Transistorvorspannungskreis, wie er zuvor beschrieben wurde, geschaffen, der einen Vorspannungstransistor
hat, dessen Emitterkreis mit den Basiskreisen zweier Transistoren verbunden ist, und der zwei
als Dioden geschaltete Transistoren aufweist, die in den Basiskreis des Vorspannungstransistors geschaltet sind.
Bei dem Transistorvorspannungskreis, wie er zuvor,beschrieben
wurde, können die Widerstände in den Vorspannungskreisen jedes der Transistoren zur Erzielung einer
optimalen Stabilisierung in einem bestimmten Verhältnis gewählt werden.
Bei dem Transistorvorspannungskreis, wie er zuvor beschrieben wurde, kann ein dritter, als Diode geschalteter
Transistor in den Emitterkreis des Vorspannungstransistors geschaltet sein, um die Stabilisierung weiter zu
verbessern.
Die Erfindung wird nachstehend anhand der Figuren 1 bis beispielsweise erläutert. Es zeigt:
Figur 1 und 2 Schaltbilder bekannter Schaltungen zur Erläuterung der erfindungsgemäßen Kreise,
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Figur 3 und 4 detaillierte Schaltbilder des Transistorvorspannungskreises
gemäß der Erfindung, aus denen die Verwendung bestimmter Widerstände
und als Dioden geschalteter Transistoren hervorgeht,
Figur 5 und 6 den Fig. 3 und 4 ähnliche Schaltbilder, wobei die Verbindungspunkte der Basiskreise der
Transistoren Q- und Q- vertauscht sind, um die Verstärkung des ersten Transistors hoch und die
Verstärkung des zweiten Transistors niedrig zu machen, im übrigen diese Kreise jedoch gleich
denen der Fig. 3 und 4 sind, und
Figur 7 ein Blockschaltbild des erfindungsgemäßen Kreises,
Die Erfindung bezieht sich auf einen Transistorvorspannungskreis, durch den die Basen zweier Transistoren mit einer
stabilisierten Vorspannung unter der Bedingung gleicher Kollektorströme und verschiedener Emitterwiderstände versorgt
werden können.
Wenn bei der in Fig. 1 gezeigten bekannten Schaltung die Basis-Emitter-Spannung V__ und der Stromverstärkungsfaktor
h-__ eines Vorspannungstransistors Q0 gleich denjenigen
eines Verstärkungstransistors Q^ ist, dessen Basis mit
der Vorspannung versorgt wird, können die Werte der KoI-lektorgleichströme
beider Transistoren und deren Verhältnis auf einen bestimmten WJBrt festgelegt werden, selbst wenn
der Faktor h„„ geändert wird.
Solch ein Vorspannungskreis wird nun anhand der Fig. 1 beschrieben. Der Emitter eines VerstMrkungstransistors
Q- ist über einen Widerstand 1 geerdet, sein Kollektor ist über einen Lastwiderstand 3 mit einer Spannungsquelle
B verbunden und seine Basis ist über einen Kondensator mit einem Signaleingangsanschluß t- verbunden. Ein Aus-
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gangsanschluß t2 steht an einem Kondensator 12 zur Verfügung,
der mit dem Kollektor des Transistors Q- verbunden
ist.
Ein Vorspannungskreis BK, bestehend aus einem Transistor
Q2 und Widerständen 4, 5 und 6, führt der Basis des Transistors
Q1 eine Vorspannung zu. Der Emitter von Q„ ist
über einen Widerstand 4 geerdet und sein Kollektor ist über einen Widerstand 6 mit der Spannungsquelle B verbunden.
Ein Widerstand 5 bildet einen Vorspannungskreis zwischen Kollektor und Basis und der Kollektor ist über
einen Widerstand 2 mit der Basis des Transistors Q- verbunden. Die Widerstandswerte der Widerstände 1 bis 6
sind im folgenden mit R1 bis Rg bezeichnet, die Spannungen
zwischen den Basen und den Emittern der Transistoren Q1 und Q2 mit V E1 und BBE2» die Basisgleichströme der
Transistoren Q- und Q2 mit I1 und Iß2/ ihre Kollektorgleichströme
mit Ic1 und !„2 und ihre Emittergleichströme
mit IE1 und IE2.
Die Gleichspannungsgleichung für die Spannung an dem Kollektor des Transistors Q2 ist folgende:
1EI11I + VBE1 + 1B^2 = 1E2^ + VBE2 + 1B2^5 — (1)
Wenn in der Gleichung (1) angenommen wird, daß V «. =
und der Faktor h eines jeden Transistors Q1 und Q2
gleich ist, ergibt sich die folgende Gleichung (2):
1+hFE 1
h" In«R<
+ ι, I_,-R<>
FE C1 1 hFE C1 2
Wenn die folgende Gleichung (3) erfüllt ist:
1Ci * k XC2
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wobei k eine Konstante ist, und wenn die Gleichung (2) neu
geordnet wird, erhält man die folgende Gleichung (4):
1+hpp ι
(k R1 - R,) + IT-(Jc R9 - R1.) = 0 ... (4)
hFE 1 4 hFE 2 5
Die Bedingung zur Erfüllung der Gleichung (4) unabhängiq von Änderungen von h „ ist folgende:
k R1 = R. ... (5)
]C Ro = Rr · · . (D)
Wenn die Widerstände R., R2, R4 und R5 sogewählt werden,
daß sie die Gleichungen (5) und (6) erfüllen, ergibt sich die folgende Gleichung durch Einsetzen der Gleichungen
(5) und (6) in die Gleichung (2):
1+hPE 1
-K=T R1 (Ici - k Ic2) + EII R2
Γ Γι Γ Γι
- k 1C2) (ΊΓ^ R1 + iT~
^Δ nFE FE
Ic1 = k Ic2 ... (3)
Dies bedeutet, daß die Gleichung (3) erhalten wird. Es kann daher gesagt werden, daß die Gleichung (3) erfüllt
ist, wenn die Widerstände R1, R3, R4 und R5 so gewählt
werden, daß sie die Gleichungen (5) und (6) erfüllen.
Es ist bekannt, daß der Gleichstrom I ,. temperaturstabilisiert
ist, wenn die Gleichung (3) erfüllt ist, und dies bedeutet, daß der Strom I- aus dem folgenden Grund mit
der Temperatur nicht geändert wird:
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χ — | R6 | VBE2 | R6 | B |
IC2 | + R4 | "T" χ\, « /1 |
||
Wenn daher die Gleichung (3) erfüllt ist, ist I-.. und damit
I - unabhängig von Änderungen von h „ konstant.
Ein Beispiel, bei dem die Basen der beiden Transistoren Q1
und Q. durch einen Vorspannungstransistor Q_, wie in Fig. gezeigt ist, vorgespannt ist, wird anhand der Fig. 2 beschrieben,
in der die entsprechenden Elemente mit den gleichen Bezugsziffern wie in Fig. 1 bezeichnet sind.
In Fig. 2 bezeichnet Q3 einen Verstärkungstransistor, der
einen weiteren Transistorverstärker bildet, und hierbei ist der Transistor Q3 an die Ausgangsstufe des Transistors
Q1 angeschlossen. Der Emitter des Transistors Q3
ist über einen Widerstand 7 geerdet. Sein Kollektor ist über einen Lastwiderstand 9 mit der Spannungsquelle B
verbunden und ein Ausgangsanschluß t3 ist mit dem Kollektor
verbunden. Die Basis des Transistors Q3 ist über
einen Widerstand 18 mit dem Kollektor des Transistors
verbunden. Der Kollektor des Transistors Q- des Vorspannungskreises
BK ist über einen Widerstand 8 mit der Basis des Transistors Q3 verbunden. Ein Kondensator 19, der
zwischen den Kollektor des Transistors Q_ und Erde geschaltet ist, verhindert, daß ein Eingangssignal an der
Basis des Transistors Q3 zu der Basis des Transistors Q1
über die Widerstände 8 und 2 rückgekoppelt wird.
Die Widerstandswerte der Widerstände 7 bis 9 werden im folgenden mit R7 bis Rg bezeichnet, die Basis-Emitter-Spannung
des Transistors Q3 wird mit V„3 bezeichnet, sein
Basisgleichstrom mit IB3f sein Kollektorgleichstrom mit
I_3 und sein Emittergleichstrom mit IE3· Wenn die Transistoren
Q1 und Q3 in einem einzigen Halbleiter als integrierter
Kreis ausgebildet werden, haben die Transistoren Q1 und Q3 im wesentlichen die gleichen Kennlinien. Die
Kollektorgleichströme I-.. und I_,3 sollen daher im wesent-
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lichen auf den gleichen Wert stabilisiert werden, da die günstigsten Arbeitsgleichströme beider Transistoren im
wesentlichen die gleichen sind.
Bei der Ausführungsform der Fig. 2 können ähnliche Gleichungen
wie die Gleichungen (1) bis (4) im Falle der Fig. 1 aufgestellt werden, und wenn die Widerstandswerte
R4, R5, R_ und Rg so gewählt werden, daß sie die folgenden
Gleichungen (7) und (8) unter der Annahme von VBp2 =
V-,-,., erfüllen, wird die sich ergebende Gleichung (9) er-
füllt:
k R"7 == Ri ... (V)
= k
Daher können durch Erfüllung der Gleichungen (5), (6) , (7) und (8) beide Gleichungen (3) und (9) erfüllt werden, und
beide Transistoren Q- und Q3 werden bezüglich der Umgebungstemperatur
unter der Bedingung gleicher Kollektorströme
stabilisiert.
Wenn der Transistor Q- als Dämpfungsglied verwendet wird
und eine Verstärkung von weniger als 1 hat, dann wird, um den dynamischen Bereich des Transistors Q- ausreichend
breit zu machen, der Widerstandswert R1 groß gewählt. Es
kann unzweckmäßig erscheinen, einen Transistorverstärker mit einer Verstärkung weniger als 1 in Kombination mit
einem weiteren Transistorverstärker mit einer Verstärkung sehr viel größer als 1 zu wählen. Jedoch wird solch eine
Schaltungskonstruktion oft verwendet, um die Gesamtverstärkung beider in Kaskade geschalteter Transistorverstärker
zu steuern.
Üblicherweise ist der vorangehende Verstärker, der als Dämpfungsglied arbeitet, ein verstärkungsgesteuerter
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Verstärker, jedoch zeigt die zugehörige Schaltung der Fig. 3 der Kürze halber keine Verstärkungssteuereinrichtung.
Fig. 4 zeigt einen weiteren Fall, bei dem jeder der Transistoren
Q1 und Q3 eine Verstärkung größer als 1 hat, und
der nachfolgende Transistor Q3 einen bereiteren dynamischen
Bereich als der vorangehende Transistor Q-.
Wenn Q1 als Dämpfungsglied verwendet wird und die Verstärkung
des Transistors Q1 konstant gehalten wird, ist
es notwendig, den Widerstandswert R3 im Verhältnis zu dem Widerstandswert R1 groß zu machen. Es kann auch notwendig
sein, den Kollektorstrom Ic1 konstant zu machen
und die Widerstandswerte R~, R4 und R- müssen im Verhältnis
zu dem Widerstandswert R1 groß sein.
Wenn es möglich ist, die Widerstände R7, Rfi und R~ zusammen
im Verhältnis zu dem Widerstandswert R1 zu erhöhen,
kann kein Problem auftreten. Es kann jedoch der Fall eintreten, daß der Widerstandswert Rg nicht ausreichend
groß gemacht werden kann. Der Grund ist folgender: Da der Widerstandswert R_ die Eingangsimpedanz der
folgenden Stufe umfaßt, nämlich des Verstärkterkreises, der dem Transistor Q3 zugeordnet ist, der eine niedrige
Eingangsimpedanz erfordert, kann Rg nicht ausreichend
groß gemacht werden.
Wenn daher die Widerstandswerte R- und Rg im Verhältnis
zu R1 und R2 groß gewählt werden, um den Kollektorgleichstrom
I3 konstant zu machen, wird die Wechselstromverstärkung klein, die durch das Verhältnis R9ZR7 bestimmt
wird.
Wenn der Widerstandswert R7 zu groß wird, kann ein starkes
thermisches Rauschen auftreten. Es ist daher nicht
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erwünscht, den Widerstandswert R- groß zu machen. Um den
dynamischen Bereich des Verstärkerkreises der ersten Stufe ausreichend breit zu machen, muß der Widerstandswert R1
unabhängig von dem thermischen Rauschen groß gewählt werden.
Es gibt einen weiteren Fall, bei dem der Widerstandswert R1 klein sein muß, während der Widerstandswert R_ groß
sein muß, um die Verstärkung des Transistors Q1 ausreichend
hoch und den dynamischen Bereich des Transistors Q3 ausreichend
breit zu machen. Wenn die Widerstandswerte R. und Rj. des Vorspannungskreises BK und die Widerstandswerte
R1 und R2 so gewählt werden, daß der Transistor
Q1 bei dem günstigsten Kollektorstrom stabilisiert ist,
kann der Transistor Q3 nicht bei dem gleichen Kollektorstrom
stabilisiert werden. Wenn dagegen die Widerstandswerte R. und Rc des Vorspannungskreises BK und die Widerstandswerte
R- und Rg gewählt werden, um den Transistor Q3
bei dem günstigsten Kollektorstrom zu stabilisieren, kann
der Transistor Q1 nicht bei dem gleichen Kollektorstrom
stabilisiert werden.
Im Hinblick auf die Nachteile des Standes der Technik schafft die Erfindung einen einzigen Vorspannungskreis
zur Vorspannung der Basen von zwei Transistoren unabhängig von dem Unterschied der Widerstandswerte, der oben erwähnt
wurde.
Die Erfindung schafft einen Vorspannungskreis, durch den die Kollektorgleichströme der jeweiligen Transistoren
auf einem gewünschten konstanten Wert unabhängig von Änderungen des Faktors h^ durch unabhängige Wahl der
Emitterwiderstände der jeweiligen Transistoren gehalten werden können.
Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, bei der
die Elemente, die denjenigen der Fig. 1 und 2 entsprechen,
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mit den gleichen Bezugsziffern und -buchstaben bezeichnet sind.
In Fig. 3 ist der Emitter eines Vorspannungstransistors Q.
über Widerstände 10 und 11 geerdet und dessen Kollektor ist mit der Spannungsquelle B verbunden. Die Spannungsquelle B+ ist über einen Widerstand 12, einen als Diode
geschalteten Transistor Q5, einen als Diode geschalteten
Transistor Qg und einen Widerstand 14 geerdet. Der Kollektor
und die Basis von Q5 sind über R12 geerdet, während
der Kollektor und die Basis von Q, direkt verbunden sind.
Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 12 und dem als
Diode geschalteten Transistor Q,- ist mit der Basis des
Transistors Q. verbunden. Somit wird ein Basisvorspannungskreis für den Transistor Q. geschaffen. Der Emitter des
Transistors Q. ist über den Widerstand 2 mit der Basis des ersten Transistors Q1 verbunden, um an letzteren
Transistor eine Basisvorspannung anzulegen, und der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 10 und 11 ist
über einen Widerstand 8 mit der Basis des zweiten Transistors Q3 verbunden, um eine Basisvorspannung an ihn
anzulegen. Die restlichen Schaltungsmerkmale der Fig. 3 sind im wesentlichen die gleichen wie diejenigen der
Fig. 2.
Die Widerstandswerte der Widerstände 10 bis 14 werden im
folgenden mit R1- bis R14 bezeichnet, der Kollektorgleichstrom
des als Diode geschalteten Transistors Q5 wird mit I_5 und der Kollektorgleichstrom, der durch den Widerstand
10 fließt, mit I1- bezeichnet. Es wird auch angenommen,
daß die Stromverstärkungsfaktoren h_„ der Tran-
J? ill
sistoren Q„ bis Qc gleich sind (wenn sie geändert werden,
ändern sie sich gleich) und ihre Basis-Emitter-Spannungen V_„ sind im wesentlichen gleich, wie dies bei einem integrierten
Kreis der Fall sein würde.
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Die Eingangsimpedanz Z. , gesehen vom Emitter des Transistors
Q. aus, wird durch die folgende Gleichung (10) ausgedrückt,
wenn angenommen wird, daß der Emitterwiderstand des Transistors Q. mit IL, bezeichnet wird und der äquivalente
Widerstand der Parallelschaltung, bestehend aus
dem Widerstand 12 und einer Reihenschaltung aus den als
Dioden geschalteten Transistoren Q5 und Qfi und dem Widerstand 14 mit !^bezeichnet wird:
dem Widerstand 12 und einer Reihenschaltung aus den als
Dioden geschalteten Transistoren Q5 und Qfi und dem Widerstand 14 mit !^bezeichnet wird:
Zin * V + *E ···
Aus der Gleichung (10) ist ersichtlich, daß die Eingangsimpedanz Z. ausreichend klein gemacht werden kann, so
daß das Basiseingangssignal an der Basis des zweiten Tran sistors Q_ daran gehindert wird, zur Basis des ersten
Transistors Q1 über die Widerstände 8, 10 und 2 ohne Verwendung eines Kondensators wie des Kondensators 19 in
Fig. 2 zurückgekoppelt zu werden.
daß das Basiseingangssignal an der Basis des zweiten Tran sistors Q_ daran gehindert wird, zur Basis des ersten
Transistors Q1 über die Widerstände 8, 10 und 2 ohne Verwendung eines Kondensators wie des Kondensators 19 in
Fig. 2 zurückgekoppelt zu werden.
Die Gleichspannung am Emitter des Transistors Q. wird
durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
durch die folgende Gleichung ausgedrückt:
T^T 1CI11I + VBE + hFE 1C^2 - hpE 1CS1S 4
+ VbE + V + ETI1C5^3 - vbe ··· (
Wenn die Faktoren der rechten Seite der Gleichung (11)
nach links gebracht werden und die Gleichung neu geordnet wird, erhält man die folgende Gleichung (12):
nach links gebracht werden und die Gleichung neu geordnet wird, erhält man die folgende Gleichung (12):
Wenn angenommen wird, daß I-- = k Ir5» kann die folgende
Gleichung (12) wie folgt geschrieben werden:
Gleichung (12) wie folgt geschrieben werden:
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Die Bedingung zur Erfüllung der Gleichung (13) unabhängig
von Änderungen des Faktors h__ ist folgende:
r XL
k R1 = R14 ... (14)
k R2 = R13 ... (15)
Wenn dagegen die Widerstandswerte R1, R~, R1- und R1 . so
gewählt werden, daß die Bedingungen (14) und (15) erfüllt werden, wird die Gleichung (13) erfüllt und die Bedingung Ic1 = k I5 erhalten.
gewählt werden, daß die Bedingungen (14) und (15) erfüllt werden, wird die Gleichung (13) erfüllt und die Bedingung Ic1 = k I5 erhalten.
Damit werden die Bedingungen für die Stabilisierung von Q
erfüllt. Die Gleichspannung am Emitter des Transistors Q. wird durch die folgende Gleichung (16) ausgedrückt:
1+hFE 1
""K^T 1CS1S + VBE + h~ 1CS11S + 1IO11IO
= 1+hPE 1
■fcf 1CS^4 + VBE + VBE + !Γ" 1CS11I3 " VBE ··· <
C ti Γ Γι
Außerdem kann das Glied I1nR1-. wie folgt ausgedrückt werden:
/1+hFE 1
1CS11? + VBE + K^ 1CS11S
Rio
Wenn die Gleichung (17) in die Gleichung (16) eingesetzt
und die Gleichung (16) neu geordnet wird, ergibt sich die folgende Gleichung (18):
und die Gleichung (16) neu geordnet wird, ergibt sich die folgende Gleichung (18):
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1+hFE J R10 1 1
nFE / K11 CJ / ca i« f npE
R8 + R10 j 1CS
Wenn die Widerstandswerte R0, R1.- und R11 so gewählt werden,
O IU Il
daß die Bedingungen R10ZR11 <^ 1 und ^1ο<^ Rg erfüllt werden,
kann die Gleichung (18) wie folgt ausgedrückt werden:
1+hpE 1
(IC3 R7 " 1CBh 4} + Kp^ (IC3 R8 "
Die Gleichung (19) kann wie folgt geändert werden:
(R
(R
C3 (R7 1+hFE Ic3 R11 VBE>
Γ" (IC3 R8 - 1CS1113>
= ° ·'· (20)
Die Bedingungen zur Erfüllung der Gleichung (20) unabhännig
von dem Fi
folgende:
von dem Faktor hpE unter der Annahme von I3 = k Ic5 sind
wr +
* 7
* 7
ν } = R 1+nFE K XC5 R11 BE 1
k Rg = R13 ... (22)
1 erfüllt ist, dann wird j erfüllt und die Gleichung (21) kann wie folgt geschrieben werden:
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Rin VRE
7 Ί4 R11 XC5
Wenn dagegen die Werte R7, R_, R10/ κι 1 ' Ri3' Ri4f 1CB
V so gewählt werden, daß die Gleichungen (22) und (23) erfüllt werden, kann Ιρ3 so gemacht werden, daß die Gleichung
Ι_3 = k Ι_5 unabhängig von Änderungen von h E erfüllt wird.
Wenn daher die Widerstände R1, R2, R-, Rg, R-iqt ri 1 ' Ri 3
und R-I4, der Kollektorstrom Icr des Transistors Qc und die
Basis-Emitter-Spannung V so gewählt werden, daß die Gleichungen (14), (15), (22) und (23) erfüllt werden, dann
wird die Gleichung I1 = I3 = k I5 erfüllt und beide
Transistoren Q1 und Q_ werden bei den günstigsten Kollektorströmen
unter der Bedingung R1 )>
R7 stabilisiert.
Wenn in Fig. 2 die Spannung der Spannungsquelle B zu
12 V gewählt wird, R1 = 50 Ohm, R3 = 5 kOhm, R3 = O Ohm,
R4 = 150 Ohm, R5 = 15 kOhm, Rg = 9,1 kOhm, R7 = 30 Ohm,
Rg = 9,1 kOhm, Rg = O Ohm und die Kondensatoren 18 und
19 weggelassen werden, beträgt der Änderungsfaktor von
I1 0,00114 und der von I3 0,14223 bei der Änderung
von h„„ von 200 bis 100.
r ü
Wenn bezüglich Fig. 3 die Spannungsquelle B zu 12 V gewählt
wird, R1 = 50 Ohm, R2 = 1 kOhm, R3 = 3 kOhm, R7 =
30 Ohm, Rg = 1 kOhm, Rg = 3 kOhm, R10 = 60 Ohm, R11 =
900 Ohm, R12 = 5 kOhm, R13 = 1,5 kOhm, R14 = 70 Ohm, und
die Kondensatoren 18 und 19 weggelassen werden, beträgt der Änderungsfaktor von I1 0,0087237 und der von I_3
0,0234443 bei der Änderung von h_„ von 200 bis 100. Dies
ist eine wesentliche Verbesserung gegenüber der Fig. 2.
Bei der Schaltung in Fig. 3 ist das Glied V__ in der
Gleichung (23) vorhanden, so daß die Beziehung Ir1 = I_-
k I _ infolge Streuung und Temperaturänderungen von V „
nicht erfüllt werden kann.
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2S5582A
Fig. 4 zeigt ein weiteres Beispiel der Erfindung, das die Stabilisierung von Q3 gegenüber der Schaltung der Fig.
weiter verbessert, bei der Teile entsprechend denjenigen
in Fig. 3 mit den gleichen Bezugsziffern versehen sind, weshalb ihre Beschreibung der Kürze halber unterbleibt.
In Fig. 4 ist ein als Diode geschalteter Transistor Q7
zugefügt und in Reihe zu dem Widerstand 11 geschaltet. Der Verbindungspunkt zwischen dem als Diode geschalteten
Transistor Q7 und dem Widerstand 10 ist über den Widerstand
8 mit der Basis des zweiten Transistors Q_ verbunden. Der Kollektor und die Basis des als Diode geschalteten
Transistors Q7 sind über einen Widerstand 15 verbunden.
Die anderen Merkmale der Schaltung der Fig. 4 sind im wesentlichen die gleichen wie die der Fig. 3.
Die Analyse der Schaltung der Fig. 4 wird im folgenden unter der Annahme beschrieben, daß der Emittergleichstrom
des als Diode geschalteten Transistors Q7 I _, sein
Basisgleichstrom Iß7/ der Widerstandswert des Widerstandes
15 R15 ist und daß der als Diode geschaltete Transistor
Q7 den gleichen Faktor h_E wie die Transistoren Q1 bis Qg
hat (wenn sich der Faktor h_„ ändert, ist deren Änderung
gleich) sowie die gleiche Basis-Emitter-Spannung VB„.
Es ist ersichtlich, daß die obigen Gleichungen (10) bis (15) auch für die in Fig. 4 gezeigte Schaltung gelten.
Die Gleichspannung am Emitter des Transistors Q4 wird durch
die folgende Gleichung (24) ausgedrückt, die gleich der Gleichung (16) ist:
vbe
1+hPE 1
T=T XC5R14 + VBE + VBE + h— 1CS11I3 " VBE ·" (24)
ΣΣι
Σ Σι
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Die Gleichspannung am Kollektor des als Diode geschalteten
Transistors Q7 wird durch die folgende Gleichung (25) ausgedrückt
:
1+hFE | C3*7 | , + | VBE | 1+hFE | ... (25) |
hFE | 1 | . R11 | «,j O π _ ^ / Ii | ||
+ VBE + | |||||
5 |
Wenn die Glieder auf der rechten Seite der Gleichung (25) auf die linke Seite gebracht werden und die Gleichung neu
geordnet wird, erhält man die folgende Gleichung (26):
= (IC3R8 - 1C7 11I5) " ° "· (26>
Wenn R- = k^R-- und R„ = k^R-c ... (26)
(wobei k.. eine Konstante ist) angenommen werden, kann die
Gleichung (26) wie folgt neu geschrieben werden:
1+hFF 1
^11C3 - 1C7) huf1 R11 + ii R15) = ° *·· (27)
Die Bedingung zur Erfüllung der Gleichung (2"7) unabhängig
von Änderungen des Faktors h__ ist folgende:
Ic7 # k1lc3 ... (28)
Der Strom I1 wird wie folgt ausgedrückt:
_ FE 1
1IO - ~ΪΓ^- kiIc3 + E^ 1CS ··· (29)
1IO - ~ΪΓ^- kiIc3 + E^ 1CS ··· (29)
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Wenn die Gleichung (29) in die Gleichung (24) eingesetzt und letztere neu geordnet wird, erhält man die folgende
Gleichung (30):
Ic3 (R7 + Ic1R10) 1Co11U + ΪΓΓ
rhi
1CS {R8 + R10>
- 1CS11I3 = ° ·'· {30)
Wenn R14 = k(R? + k..R10) und R13 = k(Rg + Rin) in die Gleichung
(30) eingesetzt werden, wird die folgende Gleichung (31) erhalten:
( 1+hFE 1
(IC3 " k IC5) { hFE (R7 + k1R10} + E^ (R8 + R1O)^ = 0 ..(31)
Die Bedingung zur Erfüllung der Gleichung (31) unabhängig von dem Faktor h_„ ist folgende:
I03 = k Ic5 ... (32)
Wenn daher die Widerstandswerte R7, R« und R10 so gewählt
werden, daß die Gleichungen (33) und (34) erfüllt werden, kann die Gleichung (31) und damit die Gleichung (32) erfüllt
werden:
R14 = k (R7 + Ic1R10) ... (33)
R13 = k (R8 + R10) ... (34)
Wenn daher die Widerstandswerte R1, R2, R7, Rg, R10/ R11/
R13' R14 un(^ R15 so Stählt werden, daß die Gleichungen
(14), (15), (26)1, (33) und (34) erfüllt werden, und wenn
Ip1 = I_3 = k Ir5 erfüllt wird, dann werden beide Transistoren
Q1 und Q_ bei den günstigsten Kollektorströmen unter
der Bedingung R1 ^>
R7 stabilisiert.
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Aus den Gleichungen (26)', (33) und (34) ist ersichtlich,
daß die Schaltung der Fig. 4 die Stabilisierung von Q_ gegenüber der in Fig. 3 gezeigten Anordnung weiter verbessert.
Bei der zuvor beschriebenen Ausführungsform der Erfindung
ist der Emitter des Transistors Q. über die Widerstände
10 und 11 zur Vorspannung geerdet, sein Kollektor ist
mit der Spannungsquelle B verbunden, die Spannungsquelle B ist über den Widerstand 12, die als Dioden geschalteten
Transistoren Q5/ Q6 und den Widerstand 14 geerdet und der
Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand 12 und dem als Diode geschalteten Transistor Q5 ist mit der Basis des
Transistors Q. verbunden, um den Basisvorspannungskreis für den Transistor Q4 zu bilden. Außerdem ist der Emitter
des Transistors Q4 mit der Basis des ersten Transistors
Q. bzw. Q3 verbunden, um diese mit der Vorspannung zu versorgen,
der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 10 und 11 ist mit der Basis des zweiten Transistors Q3
bzw. Q1 verbunden, um diese mit der Vorspannung zu versorgen,
und die Emitter des ersten und zweiten Transistors Q1, Q3 sind über Widerstände 1 und 7 geerdet, um
den BasisVorspannungskreis für die Transistoren Q1, Q3
zu bilden. Wenn daher die Widerstandswerte R1 und R- des
ersten und zweiten Transistors Q1 und Q3 in geeigneter
Weise gewählt werden, können ihre Kollektorgleichströme auf den gewünschten konstanten Werten unabhängig von den
Änderungen des Faktors hpE gehalten werden und das Basiseingangssignal
am zweiten Transistor Q3 wird daran gehindert,
über die Widerstände 8 und 2 auf die Basis des ersten Transistors Q1 rückgekoppelt zu werden.
Auch dieser Transistorvorspannungskreis der Erfindung wird bevorzugt verwendet, wenn die Schaltung als IC-Schaltung
ausgebildet wird.
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Wenn der Emitter 1 des vorangehenden Transistors Q1 klein
sein soll und der Emitterwiderstand 7 des folgenden Transistors Q_ groß sein soll, um die Verstärkung des vorangehenden
Transistors Q1 hoch und den dynamischen Bereich
des folgenden Transistors Q, ausreichend breit zu machen
(breiter als Q1), können die in den Fig. 5 und 6 gezeigten
Schaltungen anstelle der Schaltungen der Fig. 3 und 4 verwendet werden.
Der einzige Unterschied zwischen den Fig. 5 und 6 im Vergleich
zu den Fig. 3 und 4 besteht darin, daß die Basisvorspannungsanschlüsse für die Transistoren Q1 und Q_
umgekehrt sind. Insbesondere in Fig. 4 ist die Basis des Kreises von Q1 direkt mit dem Emitter von Q4 verbunden
und der Basiskreis von Q1 ist zwischen R1- und R11 geschaltet,
was gerade entgegengesetzt zu den Verbindungen in Fig. 3 ist. Dies sind die gleichen Unterschiede wie
zwischen den Fig. 4 und 6.
Es ist daher ersichtlich, daß die Transistoren Q1 und Q3
der Fig. 5 und 6 im wesentlichen in der gleichen Weise wie die Transistoren Q3 und Q1 der Fig. 3 und 4 arbeiten,
und daß die Transistoren Q1 und Q3 der Fig. 5 und 6 unter
der Bedingung Ip- = I3 = k I_5 und R1 ^ R_ stabilisiert
werden. Daher wäre eine detaillierte Beschreibung der Fig. 5 und 6 eine Wiederholung und wird daher unterlassen.
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Claims (5)
- Ansprüche/1.)Transistorvorspannungskreis, bestehend aus einem Vorspannungstransistor mit Basis, Emitter und Kollektor, einem ersten und zweiten Spannungsanschluß zur Verbindung mit einer Spannungsquelle," einer ersten Einrichtung zur Verbindung des Kollektors des Vorspannungstransistors mit dem ersten Spannungsanschluß, einem ersten Widerstand und einer zweiten Einrichtung, die zwischen den Emitter des Vorspannungstransistors und den zweiten Spannungsanschluß geschaltet ist, eine Serienschaltung mit einem dritten Widerstand, einem ersten und zweiten, als Diode geschalteten Transistor und einem vierten Widerstand, der zwischen den ersten und zweiten Spannungsanschluß geschaltet ist, einem ersten und zweiten Verstärkungstransistor mit Basis, Emitter und Kollektor, einem fünften und sechsten Widerstand, die zwischen den zweiten Spannungsanschluß und die Emitter des ersten und zweiten Verstärkungstransistors geschaltet sind, und einer dritten und vierten Einrichtung zur Verbindung des Kollektors des ersten und zweiten Verstärkungstransistors des ersten Spannungsanschlusses, gekennzeichnet,durch eine erste gleichstromleitende Einrichtung zur Verbindung der Basis des ersten Verstärkungstransistors mit dem Emitter des Vorspannungstransistors, und eine zweite gleichstromleitende Einrichtung zur Verbindung der Basis des zweiten Verstärkungstransistors mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand und der zweiten Einrichtung.
- 2. Vorspannungskreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß, wenn die Widerstandswerte des ersten, zweiten, vierten, fünften und sechsten Widerstandes mit R1, R», R., R5 und Rg bezeichnet und die Basis-Emitter-Spannung und der Gleichstrom der als Diode geschalteten Transistoren mit V131, bzw. I1 bezeichnet werden, die Werte der Widerstände,DL· I609825/07562555324der Spannung und des Stroms so gewählt sind, daß die folgenden Gleichungen erfüllt sind:wobei k eine Konstante ist.
- 3. Vorspannungskreis nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß bei dem ersten oder zweiten als Diode geschalteten Transistor ein siebter Widerstand zwischen seinen Kollektor und seine Basis geschaltet ist, daß die gleichstromleitende Einrichtung zur Verbindung der Basis des ersten Verstärkungstransistors mit dem Emitter des Vorspannungstransistors einen achten Widerstand aufweist, daß die gleichstromleitende Einrichtung zur Verbindung der Basis des zweiten Verstärkungstransistors mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand und der zweiten Einrichtung einen neunten Widerstand aufweist, und daß die Widerstandswerte R-, R« und Rq des siebten, achten und neunten Widerstandes so gewählt sind, daß sie die Gleichungk Rq ss k Rq = R-erfüllen.
- 4. Vorspannungskreis nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zur Verbindung der Kollektoren des ersten und zweiten Verstärkungstransistors mit dem ersten Spannungsanschluß eine erste Last aufweist, die zwischen den Kollektor des ersten Verstärkungstransistors und den ersten Spannungsanschluß geschaltet ist, sowie eine zweite Last, die zwischen den Kollektor des zweiten Verstärkungstransistors und den ersten Spannungsanschluß geschaltet ist, und daß der Transistorvorspannungskreis außerdem aufweist:609825/0 7 56einen Signaleingangsanschluß/ der mit der Basis des einen der beiden Verstärkungstransistoren verbunden ist,eine Einrichtung zur Verbindung des Kollektors des einen Verstärkungstransistors mit der Basis des anderen Transistors, undeine Ausgangseinrichtung, die mit dem Kollektor des anderen Transistors verbunden ist.
- 5. Vorspannungskreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei dem einen der als Dioden geschalteten Transistoren ein siebter Widerstand zwischen seinen Kollektor und seine Basis geschaltet sind, daß die stromleitende Einrichtung zur Verbindung der Basis des ersten Verstärkungstransistors mit dem Emitter des Vorspannungstransistors einen achten Widerstand aufweist, daß die stromleitende Einrichtung zur Verbindung der Basis des zweiten Verstärkungstransistors mit dem Verbindungspunkt des ersten Widerstandes und der zweiten Einrichtung einen neunten Widerstand aufweist, und daß der Transistorvorspannungskreis außerdem aufweist:einen dritten, als Diode geschalteten Transistor, der zwischen den ersten Widerstand und die zweite Einrichtung geschaltet ist, undeinen zehnten Widerstand, der zwischen den Kollektor und die Basis des dritten, als Diode geschalteten Transistors geschaltet ist, wobei die gleichstromleitende Einrichtung, die die Basis des zweiten Verstärkungstransistors mit dem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand und der zweiten Einrichtung verbindet, mit einem Verbindungspunkt zwischen dem ersten Widerstand und dem dritten als Diode geschalteten Transistor verbunden ist, und daß die Widerstandswerte R1, R2 1 ^At Rr, Rg f R7 1 Rg, Rg und R.. so gewählt sind, daß sie im wesentlichen die folgenden Gleichungen erfüllen:609825/0 7 56
k R5 = — R4 k R8 = k R7 R9 k1 R10 R4 k (R6 + R7 k (R9 + wobei k und k1 Konstante sind.6» Vorspannungskreis nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte und vierte Einrichtung zur Verbindung der Kollektoren des ersten und zweiten Verstärkungstransistors des ersten Spannungsanschlusses eine erste und
zweite Last aufweist, und daßMer Transistorvorspannungskreis weiter aufweist:einen Signaleingangsanschluß, der mit der Basis des einen der Verstärkungstransistoren verbunden ist,
eine Einrichtung zur Verbindung des Kollektors des einen Verstärkungstransistors mit der Basis des anderen Transistors , undeine Signalausgangseinrichtung, die mit dem Kollektor des anderen Verstärkungstransistors verbunden ist.609825/0 7 56Leerseite
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP49143215A JPS5949604B2 (ja) | 1974-12-13 | 1974-12-13 | トランジスタのバイアス回路 |
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---|---|
DE2555824A1 true DE2555824A1 (de) | 1976-06-16 |
Family
ID=15333556
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19752555824 Ceased DE2555824A1 (de) | 1974-12-13 | 1975-12-11 | Transistorvorspannungskreis |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3986058A (de) |
JP (1) | JPS5949604B2 (de) |
CA (1) | CA1031043A (de) |
DE (1) | DE2555824A1 (de) |
GB (1) | GB1522997A (de) |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8131 | Rejection |