DE2510406C3 - Halbleiterschalter - Google Patents
HalbleiterschalterInfo
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- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
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Description
1^Ie Erfindung betrifft einen Halbleiterschalter zur
Verhinderung einer Fehlzündung infolge von Spannungsvorsprüngen gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs
1.
Halbleiterschalter mit PNPN-Anordnung, kurz PNPN-Schalter genannt, sind z. B. eine PNPN- oder
Vierschicht-Diode, von der lediglich eine Anode und eine Kathode herausgeführt sind, eine Thyristor-Triode
mit einem kathodenseitigen Steueranschluß zusätzlich zum Anoden- und Kathodenanschluß, und auch eine
Thyristor-Tetrode mit einem zusätzlich herausgeführten anodenseitigen Steueranschluß. Sie werden bei verschiedenen
SteuereiniY-htungen als Schalter mit Selbsthalte-Wirkung
verwendet
Diese PNPN-Schalter haben jedoch den Nachteil, daß sie im ausgeschalteten oder unterbrochenen Zustand bei Anlegen einer Spannung mit steiler Anstiegsflanke (Spannungssprung) zwischen Anode und Kathode unerwünscht geschlossen werden. Das wird als du/di-Effekt Rate-Effekt oder kritische Spannungssteilheit
Diese PNPN-Schalter haben jedoch den Nachteil, daß sie im ausgeschalteten oder unterbrochenen Zustand bei Anlegen einer Spannung mit steiler Anstiegsflanke (Spannungssprung) zwischen Anode und Kathode unerwünscht geschlossen werden. Das wird als du/di-Effekt Rate-Effekt oder kritische Spannungssteilheit
bezeichnet und mehrere Möglichkeiten zur Überwindung dieser Erscheinung wurden angegeben.
Übliche Verfahren bestehen entweder im Anschließen eines Widerstands zwischen dem kathodenseitigen
Steueranschluß Gk und der Kathod" K des PNPN-
•40 Schalters oder im so Anschließen eines Widerstands an
den anodenseitigen Steueranschluß Ga des PNPN-Schalters.
daß der Schalter ist zwischen Anode A und anodenseitigem Steueranschluß Ga in Sperrichtung
vorgespannt mit auf hohem Potential gehaltenem einem Ende des Widerstands. Bei den herkömmlichen
Verfahren ist es notwendig, den Widerstandswert des Widerstands erheblich zu verringern, damit es möglich
ist, fehlerhaftes Einschalten des PNPN-Schalters infolge der sprunghaft oder stoßförmig übergehenden Um-Sichaltspannung
(du/dt) zu vermeiden, was im folgenden mit du/dt·Belastbarkeit bezeichnet wird, da nämlich der
Spannungsabfall über den Widerstand nicht die zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Gk und
der Kathode K eingeschaltete Spannung überschreiten darf, auch dann wenn der Verschiebungsstrom in den
Widerstand durch die Sperrschichtkapazität zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß (Gate, Tor) und
dem anodenseitigen Steueranschluß fließt. Wenn z. B. die Sperrschichtkapazität 2 pF beträgt, muß der
Widerstandswert des Widerstands kleiner als 600 Ω sein, wenn eine du/df-Belastbarkeit von 500 V/\is
erreicht werden soll. Folglich werden der Steueranschluß^Steuer*
oder -Zündstrom und der -Haltestrom um den Strom erhöht, der im Widerstand fließt, was bei
dem betrachteten Fall nachteilig dazu führt, daß ein überflüssiger Steuerstrom von etwa 1 mA benötigt wird.
Das letztere Verfahren erfordert andererseits, daß ein Ende des Widerstands auf höherem Potential als die
Anode gehalten wird und hat den Nachteil, daß die Einrichtung zwar geschützt werden kann, wenn die
Anode auf höheres Potential übergeht, aber nicht geschützt werden kann, wenn die Kathode zu
niedrigerem Potential übergeht.
Ein Halbleiterschalter der eingangs genannten Art ist bekannt und ist in den Fig. 1 und 2 der Zeichnung
dargestellt (vgl. Fig. 1 und 3 der US-PS 36 09 413).
Durch die Sperrschichtkapazität zwischen einem Emitter 19 und der Basis eines Transistors T3 im Fall der
F i g. 1 bzw. durch einen Kondensator 34 im Fall der F i g. 2 wird eine an die Anode angelegte Ausgleichsspannung bzw. ein Spannungssprung differenziert und
der Transistor T3 bzw. ein Transistor T5 durchgeschaltet,
um den Rate-Effekt des PNPN-Schalters 10 zu vermeiden, der als SC7?10 bezeichnet ist. In der
Schaltung gemäß F i g. 1, die einen Emitter 19, eine Basis und einen weiteren Emitter 18 des Transistors T3 zeigt,
die zwischen Anode und Kathode des PNPN-Schalters 10 angeschlossen sind, beträgt die Durchbruchspannung
des Basis-Emitter-Obergangs höchstens 5 bis 10 V. so daß diese Schaltung lediglich bei höchste·· s 5 V
verwendbar ist, wodurch der Vorteil eines PNPN-Schalters
verlorengeht, da dessen Durchbruchspannung hoch ist sowohl in positiver als auch negativer Richtung. Im
Gegensatz dazu hat die in F i g. 2 dargestellte Schaltung den Nachteil, daß sie schwierig in Form einer
integrierten Schaltung herstellbar ist, da der Kondensator 34 vorhanden ist Weiter bleiben bei einer
Anwendung der Schaltung gemäß den F i g. 1 und 2, bei der an der Anode eine Impulsfolge hoher Wiederholfrequenz
z. B. einer Periode von 1 ms ankommt und abwechselnd zum wiederholten Zünden und Sperren
der Einrichtung verwendet wird, nutzlose Ladungen an der Basis des Transistors Tt bzw. Ts. wodurch die
du/dr-Belastbarkeit sehr vermindert wird.
Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Halbleiterschalter mit PNPN-Anordnung zu schaffen, der große du/dr-Belastbarkeit
besitzt, unabhängig vom Potential an Anode oder Kathodr der ggf. hohe positive und negative
Durchbruchspannung aufweist, der möglichst mit kleiner Steuerspannung einschaltbar ist. der in integrierter
Halbleiterschaltung leicht einfügbar ist, wobei der Halbleiterschalter möglichst durch kleine Steuerspannungen
und geringe Steuerströme selbst bei Änderungen des Kath tdenpotentialpegels einsciialtbar sein soll.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch einen Halbleiterschalter mit dem kennzeichnenden
Merkmal des Anspruchs 1.
Die Erfindung gibt also -^inen Halbleiterschalter an,
der unabhängig vom Anoden- oder Kathodenpotential eine großi d."'df-Belasibarkeit besitzt, der hohe positive
und negative Durchbruchspannungen aufweist, der mit geringem Steuerstrom einschaltbar ist und der leicht in
integrierte Halbleiterschaltungen einfügbar ist.
Der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung enthält einen PNPN-S^halter mit PNPN-Vierschicht-Aufbau
und drei PN-Übergängen und ein aktives Netzwerk einschließlich mindestens eines Transistors. Das aktive
Netzwerk ist mit einem Teil einer Mitkopplungsschleife im PNPN-Schalter Verbunden zum Bilden eines
Gegenkopplungsnetzwerks, Der einen Teil des aktiven Netzwerks bildende Transistor ist so angeschlossen, daß
mindestens einer der Steueranschlußströme des PNPN-Schalters geteilt wird
Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausfuhrungrteispiele näher erläutert. Es
F i g. I und 2 Schaltungen bekannter Halbleiterschalter,
Fig.3 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel
der Erfindung,
F i g. 4 ein zu F i g. 3 äquivalentes Schaltbild, bei dem der PNPN-Transistor abhängig von einem Spannungssprung an seiner Anode aktiv wird,
F i g. 5 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des
ίο Halbleiterschalters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die beiden Transistoren
einen Mehrkollektor-Aufbau besitzen,
F i g. 6 im Teilschnitt die Schaltung gemäß F i g. 5 mit teilintegrierter Schaltung,
Fig.7, 8 und 9 Schaltbilder von Ersatzschaltungen
des Halbleiterschalters gemäß einem dritten, vierten und fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 10 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung eines sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung, das als
M Zweirichtungs-Sprechweg-Schalter verwendet wird, einschließlich mehrerer Halbleiterschalter gemäß der
Erfindung in Antiparallelschaltung,
Fig. 11 im Teilschnitt die Schaltung gemäß Fig. 10
mit teilintegrierter Schaltung,
Fig. 12 Signalverläufe des Wechselstroms und der Wechse^annung bei eingesetzter kapazitiver Last
Die in F i g. 1 und F i g. 2 dargestellten herkömmlichen Schaltungen eines Halbleiterschalters wurden
bereits weiter oben erläutert.
jo Die F i g. 3. die ein Schaltbild einer Ersatzschaltung
des Halbleiterschalters gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt zeigt einen
NPN-Transistor Q\ und einen PNP-Transistor Q2. die
einen PNPN-Schalter bilden, und Transistoren Qi und
r> Qi und Widerstände R\ und R2. die zusammen mit den
Transistoren (J3 und Q* ein aktives Netzwerk bilden und
parallel zum PNPN-Schalter geschaltet sind. Weiter sind dargestellt eine Spannungs- bzw. Stromquelle oder
-Versorgung E und ein Reihenwidersland R in der Leitung, die den Halbleiterschalter enthält.
Dieser PNPN-Schalter hat eine oder Mitkopplungsschleite von der Basis des Transistors Q\ über den
Kollektor des Transistors Q\, die Basis des Transistors Q2. den Kollektor des Transistors Qi wieder z:ir Basis
4'. des Transistors Q\.
Nach Empfang eines Steuerstroms am Steueranschluß werden die Transistoren Q^ und Qi stromleitend,
auch wenn der Gewinn der Mitkopplungsschleife mindestens Eins beträgt, wird die Einrichtung schnell
-,η geschaltet, so daß beide Transistoren Q\ und Qz
gleichzeitig durchgestaltet werden. Dann leitet die Schaltung zwischen Anode A und Kathode K und dieser
Leitzustand wird aufrechterhalten.
V.'ie in der Zeichnung dargestelit. hat der Halbleiter-
Vi schalter gemäß der Erfindung auch eine Gegenkopplungsschleife
ausgehend von der Basis des Transistors Qt über den Kollektor des Transistors Qi, die Basis des
Transistors <?)· den Kollektor des Transistors Qt. die
Basis des Transistors Qi wieder zur Basis des
bo Transistors Qi sowie zur Basis des Transistors Q2. Wenn
dieser kompliziert aufgebaute Sehaltkreis, der gleichzeitig
sowohl eine Mit- als auch eine Gegenkopplüngsschleife
enthält, einen Schaltbetrieb durchführen soll, mit der Koppelwirkung bei einem Schleifengewinn von
mindestens Eins, muP die Vierpol-Determinante der Schaltung gemäß Fig.3 negativ sein. Mit den
Stromverstärkungen oder -gewinnen ßu ß2, ßi und ßi der
Transistoren Ou O->. Ox bzw. Ot und der Bedingung, daß
die Vierpol-Determinante der Schaltung gemäß Fig.3
negativ ist, ergibt sich annähernd
/Mfti
- I > 0.
(I)
Es ist zu sehen, daß die linke Seite der Ungleichung (I) einen effektiven Mitkopplungs-Gewinn darstellt. Wenn
die Eigenschaften (Parameter) der Transistoren so bestimmt sind, daß sie diese Bedingung erfüllen, ist der
Schaltbetrieb der Gesamtschaltung gemäß Fig. 3 möglich.
Das Gegenkopplungsnetzwerk kompensiert die Änderungen der Stromverstärkung, die sich aus möglichen
Änderungen der Temperatur oder aus schwankenden elektrischen Eigenschaften bei der Herstellung ergeben,
was einen stabilen effektiven Mitkopplungs-Gewinn ergibt.
"was den vun uci Erfindung angestrebten Schütz
gegen den Rate-Effekt betrifft, so wird der Zustand der Schaltung, an die ein Spannungssprung angelegt ist,
anhand F i g. 4 diskutiert. Da die Basis und der Emitter der Transistoren Q\ und Q3 gemäß Fig.3 über die
Widerstände R2 bzw. Ri miteinander kurzgeschlossen
sind, arbeitet weder der Transistor Qi noch der Transistor Qj, bis der Spannungsabfall an den
Widerständen R2 und R\ die dort anliegende Spannung,
im allgemeinen etwa 0,6 V, erreicht Deshalb sind zur Erläuterung die Transistoren Q\ und Q3 in der Schaltung
gemäß Fig.4 weggelassen. In dieser Fig.4 ist eine
Kapazität Q eine Sperrschichtkapazität zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Qt und ist eine
Kapazität C2 eine Sperrschichtkapazität zwischen der
Basis und dem Kollektor des Transistors Q2. Bei geschlossenem Schalter Smuß die folgende Näherungs-Ungleichung
(2) erfüllt werden, damit das Potential am Anschluß 3 stets höher im Obergangs-Zustand ist als das
am Anschluß 4:
CR
C R
15
20
25
30
40
Das heißt, die Bedingung, daß das Potential am Anschluß 3 stets höher ist als am Anschluß 4 gemäß
F i g. 4 ist äquivalent der Tatsache in F i g. 3, daß, bevor das Potential am Anschluß 4 jemals die Spannung am
Transistor Qi erreicht, das Potential am Anschluß 3
einen ausreichenden Wert zum Erregen des Transistors Q3 einnimmt. Deshalb umgeht durch Bestimmen der
Konstanten (Parameter) der Schaltung zur Erfüllung der Ungleichung (2), nämlich des Stoß- oder Sprungs-Stroms,
der vom K jllektor des Transistors Q2 fließt, der
Strom, von dem angenommen wird, daß er in die Basis des Transistors Qi fließt, den Transistor Qi und fließt in
den Transistor Q3 in einem Sättigungszustand. Folglich
wird der Transistor Qi nicht durchgeschaltet, so daß die
gesamte Schaltung gemäß Fig.3 in nichtleitendem
Zustand gehalten wird, wodurch große Stabilität gegenüber einem Spannungssprung erreicht wird.
Dieser Vorteil wird ohne jegliche zusätzliche Spannungs- bzw. Stromversorgung, ohne eine andere äußere
Steuerschaltung oder selbst bei Übergang des Anodenpotentials auf hohen Pegel und Abnehmen des
Kathodenpotentials erreicht
Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt,
hat die Schaltung gemäß Fig.3, die beide Ungleichungen
(1) und (2) gleichzeitig erfüllt folgende Vorteile:
a) Eine sehr große du/df-Belastbarkeit wird erreicht
unabhängig vom Potential an Anode oder Kathode:
b) weil der Absolutwert des Verhältnisses zwischen den Widerstandswerten der Widerstände R\ und
R2, ausgedrückt durch die Ungleichung (2), beliebig
wählbar ist, kann der Widefsfaridsweft des Widerstands R2 im Vergleich zur herkömmlichen
Einrichtung sehr hoch gemacht werden, weshalb die Schaltung eine sehr hohe Eingangsempfindlichkeit
hat
c) weil das Verhältnis zwischen den Widerstandswerten der Widerstände R\ und R2 konstant ist, kann
die Schaltung sehr leicht integriert werden und ist eine stabile Schaltung auch bei möglicher Widerstandsänderung
durch Qualitätsschwankungen bei der Herstellung vorsehbar;
d) weil die Schaltung Bauelemente enthält, die einen integrierten Schaltungsaufbau erleichtern und weil
die Transistoren Qi und Q* denselben Leitfähig
die den PNPN-Schalter bilden, bleibt der Vorteil, daß der PNPN-Schalter eine hohe Durchbruchspannung
in sowohl positiver als auch negativer Richtung besitzt, erhalten,
e) weil die Verschaltung der Transistoren Q\ und Q2
im wesentlichen gleich der der Transistoren Q3 und
Qt ist, kann die Schaltung stets stabil arbeiten, selbst gegenüber angelegten hochfrequenten ImpulsLs-
Eine zusätzliche qualitative Beschreibung erfolgt für den Halbleiterschalter nach dem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß F i g. 3. Beim betrachteten
Ausführungsbeispiel wirken die Transistoren Q3 und Qi
zum Korrigieren des effektiven Mitkopplungs-Gewinns und während der Übergangs-Zeit wird der PNPN-Schalter
durch den Transistor Q3 kurzgeschlossen zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Ck und
der Kathode K. Der Widerstand R2 bestimmt einerseits
die Steueranschluß-Empfindlichkeit trägt aber andererseits bei zur du/di-Belastbarkeit gegen einen langsamen
Spannungsanstieg oder einen niedrigen du/d/-Wert, so
daß ein hoher Widerstandswert des Widerstands R2
verwendbar ist. Der Widerstand R\ trägt andererseits bei, um eine Schaltung mit notwendiger Zeitkonstante
zu erhalten. Dabei ist anzumerken, daß der Widerstand R\ nahezu unendlich groß sein kann oder auch
weggelassen sein kann, da es genügt, wenn die Ungleichung (2) erfüllt Von den Erfindern durchgeführte
Prüfungen ergaben, daß der PNPN-Schalter und ein damit verbundenes aktives Netzwerk mit den Transistoreigenschaften
J?i =03 = 20, 02 = 1,5, 04 = 0,05 und
C| = C2 = 2 pF eine du/df-Belastbarkeit von mindestens
500 V/]is aufweisen, bei Anwesenheit eines Widerstands Rt mit etwa 50 IcQ und eines Widerstands R2 von etwa
20 kn, wodurch sich eine Steueranschluß-Empfindlichkcit
von etwa 30 μΑ ergibt Im Vergleich dazu wird eine niedrige ungefähre dü/di-Belastbarkeit von 15V/us
erreicht, wenn die gleiche Steueranschlußempfindlichkeit durch Einfügen eines Widerstands zwischen dem
kathodenseitigen Steueranschluß Gk und der Kathode K des PNPN-Schalters erreicht wird, wie bei der
beschriebenen herkömmlichen Schaltung. Auf diese Weise wird durch die Erfindung die du/di-Belastbarkeit
um etwa das 30fache verbessert Außerdem ist infolge der Bestimmung des Werts der Zeitkonstante der
Schaltung durch den Widerstand R2 das Verhindern von
fehlerhaftem Einschalten des PNPN-Schalters durch Leckstrom bei hohen Temperaturen noch ein weiterer
wichtiger Gesichtspunkt
Das Schaltbild der F i g. 5 zeigt eine Ersatzschaltung
des Halbleiterschalters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel
der Erfindung, bei dem die Transistofen Qi und Qt de» Schaltung gemäß Fig.3 durch
Mehrkollektor-Transistoren ersetzt sind, die für die
Integration der Schaltung besonders zweckmäßig sind.
In Fig.6 ist ein Teilschnitt des Aufbaues der
integrierten Schaltung mit den Transistoren Q\, Qz, Q*
der Ersatzschaltung gemäB F i g. 5 wiedergegeben, mit
einer anoderiseitigeh Steueranschluß-Zone 4, einer
kathodenseitigen Steueranschluß-Zone 5, feiner Katho^
den-Zone 6. einer Anoden-Zone 7, einer anodenseitigen Steueranscnluß-Kontakt-Zone 8 und einer Kollektor-Zone
9 des Transistors Qa. Der NPN-Transistor Qi
besteht aus den Zonen 4, 5 und 6; der Lateral- oder Seiten-PN P-Transistor Qi aus den Zonen 7,4 und 5 und
der Seiten-PNP-Transistor Qi, aus den Bereichen 7, 4 und 9. Wenn eine hohe Durchbruchspannung erhalten
wie bei der Fig.6, ist die Stromverstärkung des Transistors Q2 gering und deshalb die Stromverstärkung
des Transistors Qa sehr gering, wie das die Ungleichung
(1) fordert. Unter diesen Bedingungen kann die Kapazität Q jedes andere kapazitive Element statt
einer Sperrschichtkapazität von Transistoren sein, wenn ihr Kapazitätswert die Ungleichung (2) erfüllt.
Weil die Ungleichung (2) auch erfüllt ist, selbst wenn
04 zu Null gemacht wird durch Beseitigen des Transistors Qa, kann die gleiche Wirkung wie bei der
Schaltung gemäß Fig.6 erreicht werden durch Eins' .zen eines Kondensators bzw. einer Kapazität G,
die die Ungleichung (2) anstelle des Transistors Qt erfüllen kann. Das heißt, der gleiche Vorteil ergibt sich
durch Einsetzen eines kapazitiven Bauelements zwischen der Basis des Transistors Qi und der Basis des
Transistors Q3 bei der in F ι g. 5 gezeigten Schaltung.
Eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in
F i g. 7 dargestellt, in der eine Diode D zwischen der Basis des Transistors Qi und der Basis des Transistors Qi
eingesetzt ist
Auch ist die Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
wie sie in Fig.8 dargestellt ist, durch eine Kapazität bzw. einen Kondensator C gekennzeichnet,
der zwischen der Basis des Transistors Qi und der Basis des Transistors Qj eingesetzt ist Zusätzlich ist ein
Kondensator Cg vorgesehen, der parallel zum Widerstand
Ri geschaltet ist, um ein Anlegen des Spannungssprungs an den kathodenseitigen Steueranschluß Gk zu
verhindern.
Das Schaltbild der F i g. 9 zeigt eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel
der Erfindung, bei der der kurzschließende Transistor Qs der Ersatzschaltung nach dem ersten
Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß Fig.3 PNP-Transistor Qrseitig angeschlossen ist, und die in
gleicher Weise wirkt wie die Schaltung der F i g. 3.
Die Fig. 10 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das verwendbar ist als Zweirichtungs-Sprechwegschalter
durch Verbinden mehrerer Halbleiterschalter gemäß der Erfindung, wobei die Ersatzschaltung
für den Fall wiedergegeben ist, in dem ein Telefon-Freizeichen oder -Rufsignal durchtritt
In der Fig. 10 bilden jeweils PNP-Transistoren Qi
und NPN-Transistoren Qi FNFN-Schalier und sind
angeordnet ein Schalttransistor Qi zum Schutz der
Einrichtung vor dem Rate-Effekt und ein PNP-Transistor Qi mit einer P-Anode und einer N-Kathode, der
durch Bilden einer weiteren P-Zone in der anodenseitigen Steuefänschluß-Zone des PNPN-Schalters hergestellt
ist Weiter sind vorhanden ein Feldeffekttransistor Qs mit isoliertem Gate- oder Toranschluß (Oberflächen-Feldeffekttransistor,
IGFET) zur Spannungssteuerung, ein Widerstand Rt zum Schutz der Errichtung vor
geringem Rate-Effekt und ein Widerstand R\ zum Schutz des Transistors Q} Vor Einschalten bei normalen
Betriebsbedingungen oder infolge geringen Rate-Effekts und gleichzeitig als Entladurigsweg für die
gespeicherten Ladungen. Weiter sind gezeigt eine Steuer bzw. Zündschaltung 21 des kathodenseitigen
Steueranschlusses, eine Signalquelle 22, eine kapazitive Last 23 und eine Steuer- bzw. Zündschaltung 24 des
isolierteii Gates des Oberflächen-Feldeffekttransistors
Q5. Die Schaltung der Fig. 10 bezieht sich auf den
PNPN-Schalter in einer einzigen Stufe, weil das BetriRhsprinzin das gleiche ist unabhängig von der
Anzahl der Stufen, in denen die PNPN-Schalter angeschlossen sind.
In F i g. 11 ist ein Teilschnitt eines beispielhaften
Aufbaues der Anordnung gemäß F i g. 10 dargestellt, bei
der die Transistoren Qi, Q2, Qa, Qs in einer integrierten
Schaltung enthalten sind. In F i g. 11 sind dargestellt eine
anodenseitige Steueranschluß-Zone 4, eine kathodenseitige Steueranschluß-Zone 5, eine Kathoden-Zone 6,
eine Anoden-Zone 7 und eine N+-Zone 8 zum Verringern der Kurzschlußstromverstärkung in
Emitterschaltung htc des Transistors Qa und zum
Herausführen einer anodenseitigen Steueranschluß-Elektrode. Weiter sind dargestellt eine Kollektor-Zone
9 des Transistors Q*, ein Oxidfilm 1, eine Aluminiumelektrode
2, eine Anodenelektrode A, eine kathodenseitige Steueranschluß-Elektrode Gk, eine Kathodenelektrode
K, eine Tor- oder Gateelektrode Gj des
Feldeffekttransistors Qs und eine Kollektorelektrode
Qtcdes Transistors Qt-
Es sei der Fall betrachtet, bei dem die Schalter S\ und
& geschlossen sind, damit ein Wechselstromsignal durch
den PNPN-Schalter treten kann, wie das in Fig. 10 dargestellt ist Unter dieser Bedingung eilt der
Signalverlauf des Stroms i(t) dem Signalverlauf der Spannung ν (t) in der Phase voraus um eine maximale
Phasendifferenz von etwa 90°, wie das in der Kurvendarstellung der Figur wiedergegeben ist Wenn
der Strom i(t) auf einen Wert unter den Selbsthalte-Pegel
verringert wird, bei dem der Steueranschlußstrom zugeführt werden muß, um den Strom zu halten, ist die
Kathodenspannung auf oder etwa auf dem positiven
so oder negativen Maximum. Falls der Kathodenspanniings-Pegel
negativ ist, kann der Steueranschlußstrom auch zugeführt werden, wenn die Steuer- bzw.
Zündspannung der Steuerspannung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses gering ist In diesem Fall
können die Feldeffekttransistoren Q5 nicht mit einer
niedrigen Aussteuerspaimiing durchgeschaltet werden.
Andererseits erfordert hei positivem Pegel an der Kathode K die Stromversorgung von der Steuerschaltung
21 des kathodenseitigen Steueranschlusses Gk eine hohe Spannung. Da jedoch das Substrat jedes
Feldeffekttransistors Qs auf hohem positivem Potential liegt, können die Feldeffekttransistoren Q5 durchgeschaltet
werden, weshalb Strom vom Anodenanschluß A zum kathodenseitigen Steueranschluß Gk geführt
werden kann durch Anlegen einer niedrigen negativen Steuerspannung von der Steuerschaltung 24 des
isolierten Gates an das isolierte Gate G/des Feldeffekttransistors
Qs. Auch dann, wenn die Last 23 induktiv ist
kann die Vorrichtung leicht durch den Feldeffekttransistor Qs bei einem positiven Kathoden-Pegel oder durch
den kathodenseitigen Steueranschluß Gk bei negativen
kathoden-^Pegel angesteuert werden. Obwohl die
Steuerschaltung 24 des Feldeffekttransistors Qs als negative Spannungsquelle in der Schaltung gemäß
F i g. 10 dargestellt "1St, kann das Gate Gj selbstverständ'
lieh auf Erd- oder Masse-Pegel gehalten werden, wenn die Schleusen-Spannung Vu, des Feldeffekttransistors
Qs verringert ist, oder andererseits kann die Einrichtung
auch gesteuert werden mit einer niedrigen positiven Spannung von einer positiven Spannungsversorgung
öder -quelle. Weiter können die Steuerschaltungen 21,
24 auch als Impuls erzeugende Steuerschaltungen ausgeführt sein.
Weiter sind, da der anodenseitige Steueranschluß auch als Stromsteueranschluß verwendet wird, drei
zusätzliche Weiterbildungen möglich durch verschiedene Kombinationen des Stromsteuerglieds und des
Spannungssteuerglieds. Diese Möglichkeiten enthalten ein Verfahren, bei dem der anodenseitige Steueranschluß
als Stromsteuerglied verwendet wird und die Spannungssteuerung durch Anschließen eines N-Kanal-Feldeffekttransistors
zwischen dem anodenseitigen Steueranschluß und der Kathode erreicht wird, ein Verfahren, bei dem der kathodenseitige Steueranschluß
als Stromsteuerglied verwendet wird und ein P-Kanal-Feldeffekttransistor
zwischen dem anodenseitigen Steueranschluß und der Kathode eingesetzt wird, oder
ein Verfahren, bei deir der anodenseitige Steueranschluß als Stromsteueranschluß verwendet wird und ein
N-Kanal-Feldeffekttransistor zwischen der Anode und dem kathodenseitigen Steueranschluß eingesetzt ist.
Jeder dieser Fell.. ffekttransistoren kann mit dem
PNPN-Schalter integriert sein, wie in F i g. 11, oder auch
getrennt vorgesehen werden.
Nun sei eier Fall betrachtet, bei dem der Spannungssprung du/dt angelegt ist zwischen der Anode und der
Kathode, wenn der PNPN-Schalter gemäß Fig. 10
gesperrt ist Wenn zunächst ein großes du/dt zugeführt wird, fließt der Basisstrom zum Transistor Qj durch den
Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Qa, wodurch
der Transistor Q3 durchgeschaltet wird, so daß es durch
Absorbieren des durch den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q^ fließenden Stroms im Sättigungsbereich
des Transistors Qi möglich ist, die PNPN-Schalter
Qu Qi am Durchschalten zu hindern. Andererseits kann
der PNPN-Schalter auch nicht eingeschaltet werden, falls der Transistor Q3 im Sättigungsbereich leitet, selbst
bei normalen Betriebsbedingungen. Um eine solche Lage zu vermeiden, ist deshalb ein Widerstand A2
zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Qj
eingesetzt Folglich wird der Transistor Qj nicht
durcHgescH'äitet, wenn ein geringes äu/di angelegt ist
weshalb dann der Widerstand R\ zum Schutz verwendet wird. Auf diese Weise kann der Widerstand Rt, anders
als bei herkömmlichen Einrichtungen, zum Schutz der Einrichtung vor geringem Rate-Effekt oder du/df-Effekt
verwendet werden und daher in seinem Widerstandswert erhöht werden, was zur Folge hat, daß der
PNPN-Schalter mit einem geringen kathodenseitigen Steueranschluß-Strom geschlossen werden kann. Weil
der Transistor Q3 nur während der Umschalt- bzw.
ίο Übergangs-Periode betrieben werden kann, wenn das
du/dt angelegt ist, kann die Schaltung zum daran Anlegen eines Basisstroms als kapazitives Bauteil
ausgeführt sein, und kann entweder eine Diode oder ein Kondensator anstelle des Transistors Qa verwendet
werden. Selbstverständlich kann das kapazitive Glied oder Bauteil parallel zum Widerstand Rt gelegt sein.
Weiter kann die Einrichtung gemäß der Erfindung in einer Anordnung ausgeführt werden, die auf dem
gleichen Wirkungsprinzip wie bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen beruht, d. h-, daß ein Transistor
zum du/df-Schutz und ein Impedanzglied zwischen der Anode und dem anodenseitigen Steueranschluß des
PNPN-Schalters einfügbar sind, so daß der Transistor zum du/di-Schutz durch ein kapazitives Bauteil
angesteuert werden kann.
Wie sich aus der Beschreibung ergibt, ist der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung so aufgebaut,
daß das parallel zum PNPN-Schalter angeschlossene aktive Netzwerk zusammen mit einem Teil der
Mitkopplungsschleife des PNPN-Schalters ein Gegenkopplungsnetzwerk
bildet, und daß ein Strom, der im wesentlichen mit dem Strom in den Basiswiderstand Ri
des Transistors O durcn den PNP-Transistor Q2
einschließlich der Sperrschichtkapazität Q in Phase ist
und so ist, daß er in das parallel angeschlossene aktive Netzwerk fließ;1, so daß der Basisstrom des Transistors
Qi durch den Transistor Q3 überbrückt oder umgangen
wird, dessen Kollektor an die Basis des Transistors Qi angeschlossen ist, wodurch es möglich ist den effektiven
Gleichstrom- (bzw. -spannungs-) Mitkopplungs-Gewinn der gesamten Einrichtung auf über Eins zu halter
Weiter ist der PNPN-Schalter des Halbleiterschalters gemäß der Erfindung mit einem Spannungssteueranschluß
versehen, der vorteilhaft mittels eines Feldeffekttransistors gebildet ist durch den zusammen mit einer
herkömmlichen Stromsteuereinrichtung der PNPN-Schalter mit einer geringen Steuerspannung selbst bei
Schwimmen oder Schweben des Kathodenpotential-Pegels schließbar ist. Zusätzlich erlaubt die Parallelschal-
tung eines Impedanzgliedes und eines Schaltgliedes zum Schutz der Einrichtung vor dem Rate-Effekt einen
PNPN-Schalter mit großer diz/df-Belastbearkeit der
mit geringem Steuerstrom schließbar ist
Hierzu 3 Blatt Zeichnungen
Claims (11)
1. Halbleiterschalter zur Verhinderung einer Fehlzündung infolge von Spannungssprüngen,
mit einer PNPN-Anordnung mit einem ersten Transistor vom PNP-Typ und einem zweiten Transistor vom NPN-Typ, wobei die Basis des ersten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors, die Basis des zweiten Transistors mit dem Kollektor des ersten Transistors, der Emitter des zweiten Transistors mit einer ersten Anschlußelektrode und der Emitter des ersten Transistors mit einer zweiten Anschlußelektrode verbunden ist, wobei ein Transistor einen Steueranschluß aufweist, und
mit einer PNPN-Anordnung mit einem ersten Transistor vom PNP-Typ und einem zweiten Transistor vom NPN-Typ, wobei die Basis des ersten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors, die Basis des zweiten Transistors mit dem Kollektor des ersten Transistors, der Emitter des zweiten Transistors mit einer ersten Anschlußelektrode und der Emitter des ersten Transistors mit einer zweiten Anschlußelektrode verbunden ist, wobei ein Transistor einen Steueranschluß aufweist, und
bei dem mit dem Steueranschluß ein Netzwerk mit einem dritten Transistor verbunden ist, dessen
Kollektor mit der ersten Anschlußelektrode verbunden ist,
dadurch gekennzeichnet,
OaQ die Basis des dritten Transistors (Q^ über ein weiteres Element (Qi, D, C) mit der Basis des ersten Transistors (Q2) verbunden ist, und daß der dritte Transistor (Qi) durch einen Strom gesteuert ist, der durch mindestens einen PN-Übergang fließt, derart, daß mindestens ein Strom der Steiieranschlüsse (Gk\Ga) geteilt wird.
OaQ die Basis des dritten Transistors (Q^ über ein weiteres Element (Qi, D, C) mit der Basis des ersten Transistors (Q2) verbunden ist, und daß der dritte Transistor (Qi) durch einen Strom gesteuert ist, der durch mindestens einen PN-Übergang fließt, derart, daß mindestens ein Strom der Steiieranschlüsse (Gk\Ga) geteilt wird.
2. Halbleiterschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite
Transistor (Q1 Q2) einen PNPN-Schalter (10) mit
Vierschicht-Aurbau und mit drei PN-Obergängen bilden.
3. Halbleiterschalter nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen bei angsamen Spannungsanstiegen
eine Fehlzündung verhindernden Widerstand (R\) zwischen der Basis und dem Emitter
des dritten Transistors (Qi).
4. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere
Element ein weiterer, vierter Transistor (Qt) ist, dessen Kollektor mit der Basis des dritten
Transistors (Qi) und dessen Basis mit der des ersten Transistors (Q2) verbunden sind (F i g. 3,9).
5. Halbleiterschalter nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der weitere Transistor (Q*) und
der erste Transistor (Q2) gemeinsam als Mehrkollektor-Transistor
ausgebildet sind (F i g. 5).
6. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 - 3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere
Element eine Diode (D) ist, deren Anode mit der Basis des dritten Transistors (Qi) und deren Kathode
mit der Basis des ersten Transistors (Q2) verbunden
sind(Fig. 7).
7. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 - 3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere
Element ein Kondensator (C)ist (F i g. 8).
8. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 - 7, gekennzeichnet durch einen einem Widerstand
(R2) zwischen der Basis des zweiten Transistors (Qi)
und dem Emitter des dritten Transistors (Qs) parallelgeschalteten Kondensator (Q^(Fig,8).
9. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1-8, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte
Transistor (Qi) gfs. der Widerstand (R2) und das
weitere Element (Qa, D1 C) statt an den ersten und
Zweiten äquivalent an den zweiten und ersten Transistor angeschlossen sind (F i g. 9).
10. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche
1-9, dadurch gekennzeichnet, daß zwei der drei PN-Obergänge des PNPN-Schalters durch ein
Feldeffekt-Glied (Q5) mit einem Gateanschluß (G;)
zur Spannungssteuerung des Halbleiterschalters überbrückt sind (F ig. 10).
11. Halbleiterschalter nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das Feldeffekt-Glied (Qs) ein
Isolierschicht-Feldeffekttransistor ist
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP8218574A JPS5111557A (ja) | 1974-07-19 | 1974-07-19 | Handotaisuitsuchi |
Publications (3)
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DE2510406B2 DE2510406B2 (de) | 1978-10-19 |
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