DE2510406B2 - Halbleiterschalter - Google Patents
HalbleiterschalterInfo
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Description
Die Erfindung betrifft einen Halbleiterschalter zur Verhinderung einer Fehlzündung infolge von Spannungsvorsprüngen
gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Halbleiterschalter mit PNPN-Anordnung, kurz PNPN-Schalter genannt, sind z. B. eine PNPN- oder
Vierschicht-Diode, von der lediglich eine Anode und eine Kathode herausgeführt sind, eine Thyristor-Triode
mit einem kathodenseitigen Steueranschluß zusätzlich zum Anoden- und Kathodenanschluß, und auch eine
Thyristor-Tetrode mit einem zusätzlich herausgeführten anodenseitigen Steueranschluß. Sie werden bei verschiedenen
Steuereinrichtungen als Schalter mit Selbsthalte-Wirkung verwendet.
Diese PNPN-Schalter haben jedoch den Nachteil, daß sie im ausgeschalteten oder unterbrochenen Zustand bei
Anlegen einer Spannung mit steiler Anstiegsflanke (Spannungssprung) zwischen Anode und Kathode
unerwünscht geschlossen werden. Das wird als du/dt-Effekt, Rate-Effekt oder kritische Spannungssteilheit
bezeichnet, und mehrere Möglichkeiten zur Überwindung dieser Erscheinung wurden angegeben.
Übliche Verfahren bestehen entweder im Anschließen eines Widerstands zwischen dem kathodenseitigen
Steueranschluß GK und der Kathode K des PNPN-Schalters
oder im so Anschließen eines Widerstands an den anodenseitigen Steueranschluß Ga des PNPN-Schalters,
daß der Schalter ist zwischen Anode A und anodenseitigem Steueranschluß Ga in Sperrichtung
vorgespannt mit auf hohem Potential gehaltenem einem Ende des Widerstands. Bei den herkömmlichen
Verfahren ist es notwendig, den Widerstandswert des Widerstands erheblich zu verringern, damit es möglich
ist, fehlerhaftes Einschalten des PNPN-Schalters infolge der sprunghaft oder stoßförmig übergehenden Umschaltspannung
(du/dt) zu vermeiden, was im folgenden mit du/dt-Belastbarkeit bezeichnet wird, da nämlich der
Spannungsabfall über den Widerstand nicht die zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Gk und
der Kathode K eingeschaltete Spannung überschreiten darf, auch dann wenn der Verschiebungsstrom in den
Widerstand durch die Sperrschichtkapazität zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß (Gate, Tor) und
dem anodenseitigen Steueranschluß fließt. Wenn z. B. die Sperrschichtkapazität 2 pF beträgt, muß der
Widerstandswert des Widerstands kleiner als 600 Ω sein, wenn eine du/df-Belastbarkeit von 500 V/μβ
erreicht werden soll. Folglich werden der Steueranschluß-Steuer- oder -Zündstrom und der -Haltestrom
um den Strom erhöht, der im Widerstand fließt, was bei dem betrachteten Fall nachteilig dazu führt, daß ein
überflüssiger Steuerstrom von etwa 1 mA benötigt wird. Das letztere Verfahren erfordert andererseits, daß ein
Ende des Widerstands auf höherem Potential als die
Anode gehalten wird und hat den Nachteil, daß die Einrichtung zwar geschützt werden kann, wenn die
Anode auf höheres Potential übergeht, aber nicht geschützt werden kann, wenn die Kathode zu
niedrigerem Potential übergeht.
Ein Halbleiterschalter der eingangs genannten Art ist bekannt und ist in den Fig. 1 und 2 der Zeichnung
dargestellt (vgl. Fig. 1 und 3 der US-PS 36 09 413).
Durch die Sperrschichtkapazität zwischen einem Emitter 19 und der Basis eines Transistors Tj im Fall der
F i g. 1 bzw. durch einen Kondensator 34 im Fall der Fig.2 wird eine an die Anode angelegte Ausgleichsspannung bzw. ein Spannungssprung differenziert und
der Transistor Tj bzw. ein Transistor T^ durchgeschaltet,
um den Rate-Effekt des PNPN-Schalters 10 zu vermeiden, der als SCRiO bezeichnet ist. In der
Schaltung gemäß Fig. 1, die einen Emitter 19, eine Basis
und einen weiteren Emitter 18 des Transistors Tj zeigt, die zwischen Anode und Kathode des PNPN-Schalters
10 angeschlossen sind, beträgt die Durchbnichspannung
des Basis-Emitter-Übergangs höchstens 5 bis 10 V, so daß diese Schaltung lediglich bei höchstens 5 V
verwendbar ist, wodurch der Vorteil eines PNPN-Schalters verlorengeht, da dessen Durchbruchspannung hoch
ist sowohl in positiver als auch negativer Richtung. Im Gegensatz dazu hat die in F i g. 2 dargestellte Schaltung
den Nachteil, daß sie schwierig in Form einer integrierten Schaltung herstellbar ist, da der Kondensator
34 vorhanden ist. Weiter bleiben bei einer Anwendung der Schaltung gemäß den F i g. 1 und 2, bei
der an der Anode eine Impulsfolge hoher Wiederholfrequenz z. B. einer Periode von 1 ms ankommt und
abwechselnd zum wiederholten Zünden und Sperren der Einrichtung verwendet wird, nutzlose Ladungen an
der Basis des Transistors Tj bzw. T5, wodurch die
du/dt-Belastbarkeit sehr vermindert wird.
Es ist Aufgabe der Erfindung, einen Halbleiterschalter mit PNPN-Anordnung zu schaffen, der große du/di-Belastbarkeit
besitzt, unabhängig vom Potential an Anode oder Kathode, der ggf. hohe positive und negative
Durchbruchspannung aufweist, der möglichst mit kleiner Steuerspannung einschaltbar ist, der in integrierter
Halbleiterschaltung leicht einfügbar ist, wobei der Halbleiterschalter möglichst durch kleine Steuerspannungen
und geringe Steuerströme selbst bei Änderungen des Kathodenpotentialpegels einschaltbar sein soll.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß gelöst durch einen Halbleiterschalter mit dem kennzeichnenden
Merkmal des Anspruchs 1.
Die Erfindung gibt also einen Halbleiterschalter an, der unabhängig vom Anoden- oder Kathodenpotential
eine große du/df-Belastbarkeit besitzt, der hohe positive
und negative Durchbruchspannungen aufweist, der mit geringem Steuerstrom einschaltbar ist und der leicht in
integrierte Halbleiterschaltungen einfügbar ist.
Der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung enthält einen PNPN-Schalter mit PNPN-Vierschicht-Aufbau
und drei PN-Übergängen und ein aktives Netzwerk einschließlich mindestens eines Transistors. Das aktive
Netzwerk ist mit einem Teil einer Mitkopplungsschleife im PNPN-Schalter verbunden zum Bilden eines
Gegenkopplungsnetzwerks. Der einen Teil des aktiven Netzwerks bildende Transistor ist so angeschlossen, daß
mindestens einer der Steueranschlußströme des PNPN-Schalters geteilt wird.
Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert. Es
Fig. 1 und 2 Schaltungen bekannter Halbleiterschalter,
Fig. 3 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem ersten Ausführungsr,
beispiel der Erfindung,
F i g. 4 ein zu F i g. 3 äquivalentes Schaltbild, bei dem der PNPN-Transistor abhängig von einem Spannungssprung an seiner Anode aktiv wird,
Fig. 5 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung des
in Halbleiterschalters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die beiden Transistoren
einen Mehrkollektor-Aufbau besitzen,
F i g. 6 im Teilschnitt die Schaltung gemäß F i g. 5 mit teilintegrierter Schaltung,
π Fig. 7, 8 und 9 Schaltbilder von Ersatzschaltungen
des Halbleiterschalters gemäß einem dritten, vierten und fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung,
Fig. 10 ein Schaltbild einer Ersatzschaltung eines sechsten Ausführungsbeispiels der Erfindung, das als
Zweirichtungs-Sprechweg-Schalter verwendet wird, einschließlich mehrerer Halbleiterschalter gemäß der
Erfindung in Antiparallelschaltung,
Fig. 11 im Teilschnitt die Schaltung gemäß Fig. 10
mit teilintegrierter Schaltung,
2> Fig. 12 Signalverläufe des Wechselstroms und der
Wechselspannung bei eingesetzter kapazitiver Last.
Die in Fig. 1 und Fig.2 dargestellten herkömmlichen Schaltungen eines Halbleiterschalters wurden
bereits weiter oben erläutert.
jo Die Fig. 3, die ein Schaltbild einer Ersatzschaltung
des Halbleiterschalters gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung darstellt, zeigt einen
NPN-Transistor Qi und einen PNP-Transistor Q>. die
einen PNPN-Schalter bilden, und Transistoren Qs und
j-, Qt und Widerstände R\ und Ri, die zusammen mit den
Transistoren Qj und Q* ein aktives Netzwerk bilden und
parallel zum PNPN-Schalter geschaltet sind. Weiter sind dargestellt eine Spannungs- bzw. Stromquelle oder
-Versorgung E und ein Reihenwiderstand R in der Leitung, die den Halbleiterschalter enthält.
Dieser PNPN-Schalter hat eine oder Mitkopplungsschleife von der Basis des Transistors Qi über den
Kollektor des Transistors Q\, die Basis des Transistors Qi, den Kollektor des Transistors Qi wieder zur Basis
des Transistors Q\.
Nach Empfang eines Steuerstroms am Steueranschluß werden die Transistoren Q\ und Q>
stromleitend, auch wenn der Gewinn der Mitkopplungsschleife mindestens Eins beträgt, wird die Einrichtung schnell
in geschaltet, so daß beide Transistoren Qi und Q>
gleichzeitig durchgeschaltet werden. Dann leitet die Schaltung zwischen Anode A und Kathode K und dieser
Leitzustand wird aufrechterhalten.
Wie in der Zeichnung dargestellt, hat der Halbleiter-
Vi schalter gemäß der Erfindung auch eine Gegenkopplungsschleife
ausgehend von der Basis des Transistors Qa über den Kollektor des Transistors Qa, die Basis des
Transistors Qi, den Kollektor des Transistors Qj, die
Basis des Transistors Qi wieder zur Basis des
ω) Transistors Q1 sowie zur Basis des Transistors Qi. Wenn
dieser kompliziert aufgebaute Schaltkreis, der gleichzeitig sowohl eine Mit- als auch eine Gegenkopplungsschleife enthält, einen Schaltbetrieb durchführen soll,
mit eier Koppelwirkung bei einem Schleifengewinn von
hi mindestens Eins, muß die Vierpol-Determinante der
Schaltung gemäß Fig. 3 negativ sein. Mit den Stromverstärkungen oder -gewinnen ß\,ßi, ßi und ßi der
Transistoren Oi. O->. O\ bzw. Oi und der Bedingung, daß
die Vierpol-Determinante der Schaltung gemäß F i g. 3 negativ ist, ergibt sich annähernd
/1I
0.
Es ist zu sehen, daß die linke Seite der Ungleichung (1)
einen effektiven Mitkopplungs-Gewinn darstellt. Wenn die Eigenschaften (Parameter) der Transistoren so
bestimmt sind, daß sie diese Bedingung erfüllen, ist der Schaltbetrieb der Gesamtschaltung gemäß Fig. 3
möglich.
Das Gegenkopplungsnetzwerk kompensiert die Änderungen der Stromverstärkung, die sich aus möglichen
Änderungen der Temperatur oder aus schwankenden elektrischen Eigenschaften bei der Herstellung ergeben,
was einen stabilen effektiven Mitkopplungs-Gewinn ergibt.
Was den von der Erfindung angestrebten Schutz gegen den Rate-Effekt betrifft, so wird der Zustand der
Schaltung, an die ein Spannungssprung angelegt ist, anhand Fig. 4 diskutiert. Da die Basis und der Emitter
der Transistoren Q\ und Q^ gemäß Fig. 3 über die
Widerstände R2 bzw. R\ miteinander kurzgeschlossen sind, arbeitet weder der Transistor Q\ noch der
Transistor Qi, bis der Spannungsabfall an den Widerständen R2 und R\ die dort anliegende Spannung,
im allgemeinen etwa 0,6 V, erreicht. Deshalb sind zur Erläuterung die Transistoren Q\ und Qi in der Schaltung
gemäß Fig.4 weggelassen. In dieser Fig.4 ist eine
Kapazität Ci eine Sperrschichtkapazität zwischen der
Basis und dem Kollektor des Transistors Q^ und ist eine
Kapazität Ci eine Sperrschichtkapazität zwischen der
Basis und dem Kollektor des Transistors Q2. Bei geschlossenem Schalter Smuß die folgende Näherungs-Ungleichung
(2) erfüllt werden, damit das Potential am Anschluß 3 stets höher im Übergangs-Zustand ist als das
am Anschluß 4:
CRCR
(2)
Das heißt, die Bedingung, daß das Potential am Anschluß 3 stets höher ist als am Anschluß 4 gemäß
F i g. 4 ist äquivalent der Tatsache in F i g. 3, daß, bevor das Potential am Anschluß 4 jemals die Spannung am
Transistor Q] erreicht, das Potential am Anschluß 3
einen ausreichenden Wert zum Erregen des Transistors Qi einnimmt. Deshalb umgehl durch Bestimmen der
Konstanten (Parameter) der Schaltung zur Erfüllung der Ungleichung (2), nämlich des Stoß- oder Sprungs-Stroms,
der vom Kollektor des Transistors Q2 fließt, der
Strom, von dem angenommen wird, daß er in die Basis des Transistors Qx fließt, den Transistor Q\ und fließt in
den Transistor Qi in einem Sättigungszustand. Folglich
wird der Transistor Q\ nicht durchgeschaltet, so daß die gesamte Schaltung gemäß Fig. 3 in nichtleitendem
Zustand gehalten wird, wodurch große Stabilität gegenüber einem Spannungssprung erreicht wird.
Dieser Vorteil wird ohne jegliche zusätzliche Spannungs- bzw. Stromversorgung, ohne eine andere äußere
Steuerschaltung oder selbst bei Übergang des Anodcnpotcntials auf hohen Pegel und Abnehmen des
Kathodcnpotentials erreicht.
Wie sich aus der vorstehenden Beschreibung ergibt, hat die Schaltung gemäß Fig. 3, die beide Ungleichungen
(I) und (2) gleichzeitig erfüllt, folgende Vorteile:
a) Eine sehr große du/df-ßclaslbnrkcit wird erreicht unabhängig vom Potential an Anode oder Kathode;
a) Eine sehr große du/df-ßclaslbnrkcit wird erreicht unabhängig vom Potential an Anode oder Kathode;
b) weil der Absolutwert des Verhältnisses zwischen den Widerstandswerten der Widerstände R\ und
/?2, ausgedrückt durch die Ungleichung (2), beliebig wählbar ist, kann der Widerstandswert des
ί Widerstands R2 im Vergleich zur herkömmlichen
Einrichtung sehr hoch gemacht werden, weshalb die Schaltung eine sehr hohe Eingangsempfindlichkeit
hat
c) weil das Verhältnis zwischen den Widerstandswer-Ki
ten der Widerstände R\ und R2 konstant ist, kann
die Schaltung sehr leicht integriert werden und ist eine stabile Schaltung auch bei möglicher Widerstandsänderung
durch Qualitätsschwankungen bei der Herstellung vorsehbar;
i-> d) weil die Schaltung Bauelemente enthält, die einen
integrierten Schaltungsaufbau erleichtern und weil die Transistoren Qi und Q* denselben Leitfähigkeitstyp
aufweisen, wie die Transistoren Q\ und Q2
die den PNPN-Schalter bilden, bleibt der Vorteil, >o daß der PNPN-Schalter eine hohe Durchbruchspannung
in sowohl positiver als auch negativer Richtung besitzt, erhalten,
e) weil die Verschaltung der Transistoren Q\ und Q2
im wesentlichen gleich der der Transistoren Qi und r> Ot ist, kann die Schaltung stets stabil arbeiten,
selbst gegenüber angelegten hochfrequenten Impulsen.
Eine zusätzliche qualitative Beschreibung erfolgt für den Halbleiterschalter nach dem ersten Ausführungsjo
beispiel der Erfindung gemäß F i g. 3. Beim betrachteten Ausführungsbeispiel wirken die Transistoren Qi und Qt
zum Korrigieren des effektiven Mitkopplungs-Gewinns und während der Übergangs-Zeit wird der PNPN-Schalter
durch den Transistor Qi kurzgeschlossen ji zwischen dem kathodenseitigen Steueranschluß Gk und
der Kathode K. Der Widerstand R2 bestimmt einerseits
die Steueranschluß-Empfindlichkeit trägt aber andererseits bei zur du/df-Belastbarkeit gegen einen langsamen
Spannungsanstieg oder einen niedrigen dz//di-Wert, so daß ein hoher Widerstandswert des Widerstands 7?2
verwendbar ist. Der Widerstand R\ trägt andererseits bei, um eine Schaltung mit notwendiger Zeitkonstante
zu erhalten. Dabei ist anzumerken, daß der Widerstand R\ nahezu unendlich groß sein kann oder auch
4") weggelassen sein kann, da es genügt, wenn die Ungleichung (2) erfüllt. Von den Erfindern durchgeführte
Prüfungen ergaben, daß der PNPN-Schalter und ein damit verbundenes aktives Netzwerk mit den Transistoreigenschaften
]3| = 03 = 20, 02=1,5, 04 = 0,05 und
Ί11 Ci = C2 = 2 pF eine du/di-Belastbarkeit von mindestens
500 V/μβ aufweisen, bei Anwesenheit eines Widerstands R\ mit etwa 50 kd und eines Widerstands R2 von etwa
20 kn, wodurch sich eine Steueranschluß-Empfindlichkeit
von etwa 30 μΑ ergibt. Im Vergleich dazu wird eine π niedrige ungefähre du/d/-Belastbarkeit von 15V^s
erreicht, wenn die gleiche Steueranschlußempfindlichkeit durch Einfügen eines Widerstands zwischen dem
kathodenseitigen Steueranschluß Gk und der Kathode K des PNPN-Schalters erreicht wird, wie bei der
ho beschriebenen herkömmlichen Schaltung. Auf diese Weise wird durch die Erfindung die du/di-Belastbarkeit
um etwa das 30fachc verbessert. Außerdem ist infolge der Bestimmung des Werts der Zeitkonstante der
Schaltung durch den Widerstand R7 das Verhindern von
hr, fehlerhaftem Einschalten des PNPN-Schaltcrs durch
Leckstrom bei hohen Temperaturen noch ein weiterer wichtiger Gesichtspunkt.
Das Schaltbild der Fig. 5 zeigt eine Ersatzschaltung
Das Schaltbild der Fig. 5 zeigt eine Ersatzschaltung
des Halbleiterschalters gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem die Transistoren
Ch und <?4 der Schaltung gemäß F i g. 3 durch
Mehrkollektor-Transistoren ersetzt sind, die für die Integration der Schaltung besonders zweckmäßig sind.
In Fig.6 ist ein Teilschnitt des Aufbaues der
integrierten Schaltung mit den Transistoren Q\, Q2, Qa
der Ersatzschaltung gemäß F i g. 5 wiedergegeben, mit einer anodenseitigen Steueranschluß-Zone 4, einer
kathodenseitigen Steueranschluß-Zone 5, einer Katho- κι den-Zone 6, einer Anoden-Zone 7, einer anodenseitigen
Steueranscnluß-K.ontakt-Zone 8 und einer Kollektor-Zone
9 des Transistors Qa. Der NPN-Transistor Qi
besteht aus den Zonen 4, 5 und 6; der Lateral- oder Seiten-PNP-Transistor Q2 aus den Zonen 7,4 und 5 und
der Seiten-PNP-Transistor Qa aus den Bereichen 7, 4
und 9. Wenn eine hohe Durchbruchspannung erhalten werden soll, bei Verwendung von Seiten-Transistoren
wie bei der F i g. 6, ist die Stromverstärkung des Transistors Q2 gering und deshalb die Stromverstärkung
des Transistors Qa sehr gering, wie das die Ungleichung
(1) fordert. Unter diesen Bedingungen kann die Kapazität Q jedes andere kapazitive Element statt
einer Sperrschichtkapazität von Transistoren sein, wenn ihr Kapazitätswert die Ungleichung (2) erfüllt.
Weil die Ungleichung (2) auch erfüllt ist, selbst wenn 04 zu Null gemacht wird durch Beseitigen des
Transistors Qa, kann die gleiche Wirkung wie bei der
Schaltung gemäß F i g. 6 erreicht werden durch Einsetzen eines Kondensators bzw. einer Kapazität Q, so
die die Ungleichung (2) anstelle des Transistors Qa erfüllen kann. Das heißt, der gleiche Vorteil ergibt sich
durch Einsetzen eines kapazitiven Bauelements zwischen der Basis des Transistors Q2 und der Basis des
Transistors Qj bei der in F i g. 5 gezeigten Schaltung.
Eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in
F i g. 7 dargestellt, in der eine Diode D zwischen der Basis des Transistors Qi und der Basis des Transistors Qj
eingesetzt ist.
Auch ist die Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem vierten Ausführungsbeispiel der Erfindung,
wie sie in F i g. 8 dargestellt ist, durch eine Kapazität bzw. einen Kondensator C gekennzeichnet,
der zwischen der Basis des Transistors Q2 und der Basis 4j
des Transistors Qj eingesetzt ist. Zusätzlich ist ein Kondensator Cg vorgesehen, der parallel zum Widerstand
/?2 geschaltet ist, um ein Anlegen des Spannungssprungs an den kathodenseitigen Steueranschluß Gk zu
verhindern. r>o
Das Schaltbild der F i g. 9 zeigt eine Ersatzschaltung des Halbleiterschalters gemäß einem fünften Ausführungsbeispiel
der Erfindung, bei der der kurzschließende Transistor Qj der Ersatzschaltung nach dem ersten
Ausführungsbeispiel der Erfindung gemäß Fig.3 μ PNP-Transistor Q2-seitig angeschlossen ist, und die in
gleicher Weise wirkt wie die Schaltung der F i g. 3.
Die Fig. 10 zeigt ein sechstes Ausführungsbeispiel der Erfindung, das verwendbar ist als Zweirichtungs-Sprechwegschalter
durch Verbinden mehrerer Halb- wi leiterschalter gemäß der Erfindung, wobei die Ersatzschaltung
für den Fall wiedergegeben ist, in dem ein Telefon-Freizeichen oder -Rufsignal durchtritt.
In der Fig. 10 bilden jeweils PNP-Transistorcn Q\
und NPN-Transistoren Q2 PNPN-Schalter und sind br,
angeordnet ein Schalttransistor Qj zum Schutz der
Einrichtung vor dem Rate-Effekt und ein PNP-Transistor Qa mit einer P-Anode und einer N-Kathode, der
durch Bilden einer weiteren P-Zone in der anodenseitigen Steueranschluß-Zone des PNPN-Schalters hergestellt
ist. Weiter sind vorhanden ein Feldeffekttransistor Cs mit isoliertem Gate- oder Toranschluß (Oberflächen-Feldeffekttransistor,
IGFET) zur Spannungssteuerung, ein Widerstand R2 zum Schutz der Errichtung vor
geringem Rate-Effekt und ein Widerstand R] zum
Schutz des Transistors Qj vor Einschalten bei normalen Betriebsbedingungen oder infolge geringen Rate-Effekts
und gleichzeitig als Entladungsweg für die gespeicherten Ladungen. Weiter sind gezeigt eine
Steuer bzw. Zündschaltung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses, eine Signalquelle 22, eine kapazitive
Last 23 und eine Steuer- bzw. Zündschaltung 24 des isolierten Gates des Oberflächen-Feldeffekttransistors
Q5. Die Schaltung der Fig. 10 bezieht sich auf den PNPN-Schalter in einer einzigen Stufe, weil das
Betriebsprinzip das gleiche ist, unabhängig von der Anzahl der Stufen, in denen die PNPN-Schalter
angeschlossen sind.
In Fig. 11 ist ein Teilschnitt eines beispielhaften Aufbaues der Anordnung gemäß Fig. 10 dargestellt, bei
der die Transistoren Q\, Q2, Qa, Q5 in einer integrierten
Schaltung enthalten sind. In F i g. 11 sind dargestellt eine
anodenseitige Steueranschluß-Zone 4, eine kathodenseitige Steueranschluß-Zone 5, eine Kathoden-Zone 6,
eine Anoden-Zone 7 und eine N+-Zone 8 zum Verringern der Kurzschlußstromverstärkung in
Emitterschaltung hre des Transistors Qa und zum
Herausführen einer anodenseitigen Steueranschluß-Elektrode. Weiter sind dargestellt eine Kollektor-Zone
9 des Transistors Qa, ein Oxidfilm 1, eine Aluminiumelektrode
2, eine Anodenelektrode A, eine kathodenseitige Steueranschluß-Elektrode Gk, eine Kathodenelektrode
K, eine Tor- oder Gateelektrode G/ des Feldeffekttransistors Qs und eine Kollektorelektrode
(Riedes Transistors Qa.
Es sei der Fall betrachtet, bei dem die Schalter Si und
52 geschlossen sind, damit ein Wechselstromsignal durch
den PNPN-Schalter treten kann, wie das in Fig. 10 dargestellt ist. Unter dieser Bedingung eilt der
Signalverlauf des Stroms i(t) dem Signalverlauf der Spannung ν (t) in der Phase voraus um eine maximale
Phasendifferenz von etwa 90°, wie das in der Kurvendarstellung der Figur wiedergegeben ist. Wenn
der Strom i(l)auf einen Wert unter den Selbsthalte-Pegel
verringert wird, bei dem der Steueranschlußstrom zugeführt werden muß, um den Strom zu halten, ist die
Kathodenspannung auf oder etwa auf dem positiven oder negativen Maximum. Falls der Kathodenspannungs-Pegel
negativ ist, kann der Steueranschlußstrom auch zugeführt werden, wenn die Steuer- bzw.
Zündspannung der Steuerspannung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses gering ist. In diesem Fall
können die Feldeffekttransistoren Qs nicht mit einer
niedrigen Aussteuerspannung durchgcschaltet werden. Andererseits erfordert bei positivem Pegel an der
Kathode K die Stromversorgung von der Steuerschaltung 21 des kathodenseitigen Steueranschlusses Gk eine
hohe Spannung. Da jedoch das Substrat jedes Feldeffekttransistors Qr, auf hohem positivem Potential
liegt, können die Feldeffekttransistoren Q$ durchgeschaltel
werden, weshalb Strom vom Anodenanschluß A zum kathodenseitigen Steueranschluß G* gefühn
werden kann durch Anlegen einer niedrigen negativen Steuerspannung von der Steuerschaltung 24 des
isolierten Gates an das isolierte Gale G/des Feldeffekttransistors
Q'j. Auch dann, wenn die Last 23 induktiv ist,
kann die Vorrichtung leicht durch den Feldeffekttransistor Qs bei einem positiven Kathoden-Pegel oder durch
den kathodenseitigen Steueranschluß Gk bei negativen
Kathoden-Pegel angesteuert werden. Obwohl die Steuerschaltung 24 des Feldeffekttransistors Q5 als
negative Spannungsquelle in der Schaltung gemäß Fig. 10 dargestellt ist, kann das Gate G/ selbstverständlich
auf Erd- oder Masse-Pegel gehalten werden, wenn die Schleusen-Spannung V,h des Feldeffekttransistors
Qs verringert ist, oder andererseits kann die Einrichtung auch gesteuert werden mit einer niedrigen positiven
Spannung von einer positiven Spannungsversorgung oder -quelle. Weiter können die Steuerschaltungen 21,
24 auch als Impuls erzeugende Steuerschaltungen ausgeführt sein.
Weiter sind, da der anodenseitige Steueranschluß auch als Stromsteueranschluß verwendet wird, drei
zusätzliche Weiterbildungen möglich durch verschiedene Kombinationen des Stromsteuerglieds und des
Spannungssteuerglieds. Diese Möglichkeiten enthalten ein Verfahren, bei dem der anodenseitige Steueranschluß
als Stromsteuerglied verwendet wird und die Spannungssteuerung durch Anschließen eines N-Kanal-Feldeffekttransistors
zwischen dem anodenseitigen Steueranschluß und der Kathode erreicht wird, ein Verfahren, bei dem der kathodenseitige Steueranschluß
als Stromsteuerglied verwendet wird und ein P-Kanal-Feldeffekttransistor
zwischen dem anodenseitigen Steueranschluß und der Kathode eingesetzt wird, oder
ein Verfahren, bei dem der anodenseitige Steueranschluß als Stromsteueranschluß verwendet wird und ein
N-Kanal-Feldeffekttransistor zwischen der Anode und dem kathodenseitigen Steueranschluß eingesetzt ist.
Jeder dieser Feldeffekttransistoren kann mit dem PNPN-Schalter integriert sein, wie in F i g. 11, oder auch
getrennt vorgesehen werden.
Nun sei der Fall betrachtet, bei dem der Spannungssprung du/dt angelegt ist zwischen der Anode und der
Kathode, wenn der PNPN-Schalter gemäß Fig. 10 gesperrt ist. Wenn zunächst ein großes du/dt zugeführt
wird, fließt der Basisstrom zum Transistor Q] durch den
Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Qa, wodurch
der Transistor Qy durchgeschaltet wird, so daß es durch
Absorbieren des durch den Basis-Kollektor-Übergang des Transistors Q\ fließenden Stroms im Sättigungsbereich
des Transistors Qt möglich ist, die PNPN-Schalter
Qi, Qi am Durchschalten zu hindern. Andererseits kann
der PNPN-Schalter auch nicht eingeschaltet werden, falls der Transistor Qj im Sättigungsbereicli leitet, selbst
bei normalen Betriebsbedingungen. Um eine solche Lage zu vermeiden, ist deshalb ein Widerstand /?i
zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Qi
eingesetzt. Folglich wird der Transistor Qi nicht durchgeschaltet, wenn ein geringes du/dt angelegt ist,
weshalb dann der Widerstand R\ zum Schutz verwendet
wird. Auf diese Weise kann der Widerstand R], anders als bei herkömmlichen Einrichtungen, zum Schutz der
Einrichtung vor geringem Rate-Effekt oder du/df-Effekt verwendet werden und daher in seinem Widerstandswert
erhöht werden, was zur Folge hat, daß der PNPN-Schalter mit einem geringen kathodenseitigen
Steueranschluß-Strom geschlossen werden kann. Weil der Transistor Q1 nur während der Umschalt- bzw.
iü Übergangs-Periode betrieben werden kann, wenn das
du/dt angelegt ist, kann die Schaltung zum daran Anlegen eines Basisstroms als kapazitives Bauteil
ausgeführt sein, und kann entweder eine Diode oder ein Kondensator anstelle des Transistors Qt verwendet
werden. Selbstverständlich kann das kapazitive Glied oder Bauteil parallel zum Widerstand R\ gelegt sein.
Weiter kann die Einrichtung gemäß der Erfindung in einer Anordnung ausgeführt werden, die auf dem
gleichen Wirkungsprinzip wie bei den beschriebenen Ausführungsbeispielen beruht, d. h., daß ein Transistor
zum du/di-Schutz und ein Impedanzglied zwischen der Anode und dem anodenseitigen Steueranschluß des
PNPN-Schalters einfügbar sind, so daß der Transistor
zum du/di-Schutz durch ein kapazitives Bauteil angesteuert werden kann.
Wie sich aus der Beschreibung ergibt, ist der Halbleiterschalter gemäß der Erfindung so aufgebaut,
daß das parallel zum PNPN-Schalter angeschlossene aktive Netzwerk zusammen mit einem Teil der
jo Mitkopplungsschleife des PNPN-Schalters ein Gegenkopplungsnetzwerk
bildet, und daß ein Strom, der im wesentlichen mit dem Strom in den Basiswiderstand A2
des Transistors Qi durch den PNP-Transistor Q2
einschließlich der Sperrschichtkapazität C1 in Phase ist
is und so ist, daß er in das parallel angeschlossene aktive
Netzwerk fließt, so daß der Basisstrom des Transistors Qi durch den Transistor Qj überbrückt oder umgangen
wird, dessen Kollektor an die Basis des Transistors Qi
angeschlossen ist, wodurch es möglich ist, den effektiven
■ίο Gleichstrom- (bzw. -spannungs-) Mitkopplungs-Gewinn
der gesamten Einrichtung auf über Eins zu halten.
Weiter ist der PNPN-Schalter des Halbleiterschalters gemäß der Erfindung mit einem Spannungssteueranschluß
versehen, der vorteilhaft mittels eines Feldeffekt-
-Ii transistors gebildet ist, durch den zusammen mit einer
herkömmlichen Stromsteuereinrichtung der PNPN-Schalter mit einer geringen Steuerspannung selbst bei
Schwimmen oder Schweben des Kathodenpotential-Pegels schließbar ist. Zusätzlich erlaubt die Parallelschal-
">o tung eines Impedanzgliedes und eines Schaltgliedes zum
Schutz der Einrichtung vor dem Rate-Effekt einen PNPN-Schalter mit großer du/df-Belastbearkeit, der
mit geringem Steuerstrom schließbar ist.
Hierzu 3 15IiHl ZcichiHiimcn
Claims (11)
1. Halbleiterschalter zur Verhinderung einer Fehlzündung infolge von Spannungssprüngen, ■■
mit einer PNPN-Anordnung mit einem ersten Transistor vom PNP-Typ und einem zweiten
Transistor vom NPN-Typ, wobei die Basis des ersten Transistors mit dem Kollektor des zweiten Transistors,
die Basis des zweiten Transistors mit dem Kollektor des ersten Transistors, der Emitter des
zweiten Transistors mit einer ersten Anschlußelektrode und der Emitter des ersten Transistors mit
einer zweiten Anschlußelektrode verbunden ist, wobei ein Transistor einen Steueranschluß aufweist, π
und
bei dem mit dem Steueranschluß ein Netzwerk mit einem dritten Transistor verounden ist, dessen
Kollektor mit der ersten Anschlußelektrode verbunden ist, 2»
dadurch gekennzeichnet,
daß die Basis des dritten Transistors (Qi) über ein weiteres Element (Q*, D1 C) mit der Basis des ersten Transistors (Q2) verbunden ist, und daß der dritte Transistor (Qs) durch einen Strom gesteuert ist, der 2r> durch mindestens einen PN-Übergang fließt, derart, daß mindestens ein Strom der Steueranschlüsse (Gk\Ga) geteilt wird.
daß die Basis des dritten Transistors (Qi) über ein weiteres Element (Q*, D1 C) mit der Basis des ersten Transistors (Q2) verbunden ist, und daß der dritte Transistor (Qs) durch einen Strom gesteuert ist, der 2r> durch mindestens einen PN-Übergang fließt, derart, daß mindestens ein Strom der Steueranschlüsse (Gk\Ga) geteilt wird.
2. Halbleiterschalter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite jo
Transistor (Q1, Q2) einen PNPN-Schalter (10) mit
Vierschicht-Aufbau und mit drei PN-Übergängen bilden.
3. Halbleiterschalter nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen bei langsamen Span- ir,
nungsanstiegen eine Fehlzündung verhindernden Widerstand (R]) zwischen der Basis und dem Emitter
des dritten Transistors (Qi).
4. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere m
Element ein weiterer, vierter Transistor (Q4) ist, dessen Kollektor mit der Basis des dritten
Transistors (Qi) und dessen Basis mit der des ersten Transistors (Q2) verbunden sind (F i g. 3,9).
5. Halbleiterschalter nach Anspruch 4, dadurch 4>
gekennzeichnet, daß der weitere Transistor (Q4) und der erste Transistor (Q2) gemeinsam als Mehrkollektor-Transistor
ausgebildet sind (F i g. 5).
6. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1—3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere
Element eine Diode (D) ist, deren Anode mit der Basis des dritten Transistors (Q3) und deren Kathode
mit der Basis des ersten Transistors (Q2) verbunden
sind (F i g. 7).
7. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche v,
1—3, dadurch gekennzeichnet, daß das weitere Element ein Kondensator^QiSt(Fig.8).
8. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 — 7, gekennzeichnet durch einen einem Widerstand
(R2) zwischen der Basis des zweiten Transistors (Q2) t>o
und dem Emitter des dritten Transistors
parallelgeschalteten Kondensator (Cg)(F i g. 8).
parallelgeschalteten Kondensator (Cg)(F i g. 8).
9. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1—8, dadurch gekennzeichnet, daß der dritte
Transistor (Qi) gfs. der Widerstand (R2) und das
weitere Element (Q4, D1 C) statt an den ersten und
zweiten äquivalent an den zweiten und ersten Transistor angeschlossen sind (F i g. 9).
10. Halbleiterschalter nach einem der Ansprüche 1 —9, dadurch gekennzeichnet, daß zwei der drei
PN-Übergänge des PNPN-Schalters durch ein Feldeffekt-Glied (Q5) mit einem Gateanschluß (G/)
zur Spannungssteuerung des Halbleiterschalters überbrückt sind (F i g. 10).
11. Halbleiterschalter nach Anspruch 10, dadurch
gekennzeichnet, daß das Feldeffekt-Glied (Qs) ein Isolierschicht-Feldeffekttransistor ist.
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