DE2903445A1

DE2903445A1 - Mit gesaettigten transistoren arbeitende schaltung

Info

Publication number: DE2903445A1
Application number: DE19792903445
Authority: DE
Inventors: Adel Abdel Aziz Ahmed
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1978-01-30
Filing date: 1979-01-30
Publication date: 1979-08-02
Also published as: SE7900618L; US4213068A; DD141595A5; RO75404A; GB2014814A; JPS54111715A; FR2415920A1; IT7919465A0; PL213101A1

Description

-A-

RCA 72,423/Sch/Vu

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Mit gesättigten Transistoren arbeitende Schaltung

Die Erfindung bezieht sich auf Transistoren, die in der Sättigung betrieben werden. Bipolare Transistoren werden oft als elektrische Schalterelemente verwendet, die sich zum Anschalten einer Last an eine Energiequelle steuern lassen. Zur Verringerung des durch Transistorverluste bedingten Energieverbrauches wird der leitende Schalter bekanntermaßen in der Sättigung betrieben. Der Sättigungsbetrieb ist jedoch mit gewissen Problemen verbunden.

Schalttransistoren, die schnell sein und hohe Leistung verarbeiten müssen, wie etwa im Falle diskreter Horizontalendtransistoren in der Ablenkschaltung eines Fernsehempfängers, werden zweckmäßigerweise nahe ihrer Sättigung betrieben, damit im Leitungsintervall der Leistungsverbrauch herabgesetzt wird. Ein Betrieb extrem weit in der Sättigung beeinflußt jedoch die Basiszone des Transistors in einer Weise, daß der Strom im Transistor nach
einem Zeitpunkt weiterfließt, wo das Basissignal eine Polarität zur Sperrung des Transistors hat. Auf diese Weise entsteht eine unerwünschte Abschaltverzögerung, welche eine Erhöhung der Verlustleistung im Transistor bedingt. Es sind nun Anordnungen bekannt, bei denen zur Verhinderung der Sättigung Dioden vom Kollektor zur Basis geschaltet sind (US-PS 3 688 153, ausgegeben
am 29. August 1972, und bekanntgemachte US-Patentanmeldung B53O285,

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ausgegeben am 6. April 1976).

Bei integrierten Schaltungen, in denen ein bipolarer Transverstransistor (transverse transistor) - im allgemeinen vom PNP-Leitungstyp - eine Last ansteuert und in der Sättigung betrieben wird, können große Leckströme zum Substrat der integrierten Schaltung auftreten. Diese Leckströme wachsen mit zunehmender Sättigung des Transverstransistors unproportional an und sind für die Wirkung eines parasitären Transistors verantwortlich zu machen, dessen Basis-Emitter-Strecke parallel zur Basis-Emitter-Strecke des gewollten Transistors verläuft und als dessen Kollektor das Substrat der integrierten Schaltung wirkt. Es ist nun erwünscht, den Sättigungsgrad in denjenigen Intervallen steuern zu können, in welchen der Transistor als geschlossener Schalter arbeiten soll, um auf diese Weise parasitäre Leckströme zu verringern und/ oder die Schaltzeit zu verbessern.

Die Erfindung zeichnet sich nun aus durch eine Schaltung zur Verbesserung des Betriebsverhaltens einer Transistoranordnung, welche einen ersten steuerbaren Stromleitungspfad bildende Emitter- und Kollektorelektroden sowie eine Basiselektrode aufweist. Über den steuerbaren Stromleitungspfad wird eine Energiequelle an eine Last angeschaltet. Eine mit der Basiselektrode der Transistoranordnung und der Erregerpotentialquelle gekoppelte Leitungssteuereinrichtung sorgt für die gewünschte Leitfähigkeit des ersten steuerbaren Stromleitungspfades. Eine zweite Transistoranordnung mit einem zweiten steuerbaren Stromleitungspfad definierenden Emitter- und Kollektorelektroden und mit einer Basiselektrode ist mit diesem zweiten Stromleitungspfad an Emitter- und Basiselektrode des ersten Transistors angekoppelt, und es if?t eine Einrichtung zur Steuerung der Beeinflussung der Leitfähigkeit der ersten Transistoranordnung durch die Leitungssteuereinrichtung vorgesehen» Die Basiselektrode der zweiten Transistoranordnung ist mit der Kollektorelektrode der ersten Transistoranordnung zur Verringerung des Einflusses der Leitungssteuereinrichtung auf die Leitfähigkeit des ersten steuerbaren Stromleitungspfades gekoppelt,, wenn die erste Transistoreinrichtung stark leitet.

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Die Fig. 1, 2 und 3 der Zeichnungen zeigen teilweise in Blockform verschiedene Ausführungsformen der Erfindung.

Gemäß Fig. 1a ist ein PNP-Transistor 10 mit seinem Emitter an die positive Klemme 21 einer Spannungsquelle und mit seinem Kollektor an eine Last 12 angeschlossen, deren anderes Ende am negativen Anschluß der Spannungsquelle liegt. Wenn der Transistor 10 als Lateraltransistor in einer integrierten Schaltung ausgebildet ist, dann entsteht mit ihm ein parasitärer Transistor, dessen Basis und Emitter parallel zu Basis und Emitter des bei der Herstellung beabsichtigten Transistors der integrierten Schaltung liegen, bzw. gemeinsam mit ihnen sind. Als Kollektor 11 des parasitären Transistors wirkt das Substrat der integrierten Schaltung, das gemäß Fig. 1a an Masse liegt. Der parasitäre Transistor ist immer vorhanden und stört, wenn seine Ströme im Vergleich zu den Strömen des gewollten Transistors nennenswert werden.

Die Basis des Transistors 10 liegt an einem Anschluß 22, der mit einem Ende einer gesteuerten Vorstromquelle 30 gekoppelt ist, deren anderes Ende an den negativen Anschluß der Spannungsquelle geführt ist. Die Vorstromquelle 30 kann üblicher Art sein und liefert einen Strom zur Basis des Transistors 10, so daß der Kollektor-Emitter-Leitungspfad des Transistors 10 leitet. Die Quelle 30 kann in bekannter Weise getastet oder gesteuert werden.

Parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors 10 liegt eine Impedanz 20 zwischen den Anschlüssen 21 und 22. Fig. 1b veranschaulicht eine Diode 23, die durch einen Transistor gebildet wird, dessen Kollektor und Basis zusammengeschaltet sind und der als Impedanz 20 verwendet werden kann, um eine temperaturunabhängige Vorspannung für den Kollektorstrom des Transistors 10 im Verhältnis zum Strom von der Vorstromquelle 30 zu bewirken. Fig. 1c zeigt eine Reihenschaltung eines Widerstandes 24 mit einer Diode 25, welche zwischen die Anschlüsse 21 und 22 anstelle der Impedanz 20 geschaltet werden kann, damit der Kollektorstrom des Transistors 10 denjenigen übersteigt, welcher bei nur

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der Diode gemäß Fig. 1b fließen würde, oder damit der Emitterwiderstand des Transistors 10 kompensiert wird. Fig. 1d zeigt, daß gewünschtenfalls ein Widerstand 26 zwischen den Anschlüssen 21 und 22 benutzt werden kann. Der Widerstand 26 kann unendlich groß sein, und dann erzeugt der Transistor 10 einen maximalen Kollektorstrom für einen vorgegebenen Strom der Vorstromquelle 30. Eine praktische Realisierung eines solchen unendlich großen Widerstandes besteht einfach im Weglassen der Impedanz 20 aus der Schaltung.

Wenn der Transistor 10 in der Sättigung arbeiten soll, wie beim Schaltbetrieb, dann ist es häufig erwünscht, die Abschaltzeit zu reduzieren, welche durch überschüssige Ladungsträger in der Basiszone bedingt ist, oder den erwähnten Leckstrom zu verringern, welcher auftritt, wenn der Transistor 10 Teil einer integrierten Schaltung ist, und zwar durch Steuerung des TransistorSättigungsgrades. Zu diesem Zweck ist die Basis des Transistors 40 in diskreten Schaltungen an den Kollektor des Transistors 10, oder in integrierten Schaltungen an den beabsichtigten Kollektor des Lateraltransistors 10 angekoppelt. Der Kollektor des Transistors 40 ist an den positiven Anschluß der Spannungsquelle und sein Emitter an die Basis des Transistors 10 angeschlossen.

Im Betrieb ist dann, wenn der Transistor 10 entweder gesperrt ist oder linear arbeitet, also wenn seine Kollektor-Basis-Strecke in Sperrichtung vorgespannt ist, auch die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 4O in Sperrichtung vorgespannt, und sowohl die Basis-Emitter- S tr ecke als auch die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 40 sind gesperrt. Wird der von der Vorstromquelle 30 gelieferte Strom erhöht, dann wird der Transistor 10 zunehmend stärker gesättigt, und seine Kollektorspannung nähert sich immer mehr seinem Emitterpotential. Dadurch wird die Kollektor-Basis-Strecke des Transistors 10 und damit auch die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 40 zunehmend stärker in Durchlaßrichtung vorgespannt. Mit zunehmender Sättigung des Transistors 10 wird die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 40 in Durchlaßrichtung vorgespannt und leitet, wobei sie den Strom von der Vorstromquel-

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-βίε 30 von der Basis des Transistors 10 zum Kollektor des Transistors 40 ableitet. Dadurch wird der Einfluß des von der Vorstromquelle 30 gelieferten Vorstroms auf den Leitungszustand des Transistors 10 verringert, wenn dieser schon stark leitet.

Wenn die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 40 leitet, leitet ferner auch seine Kollektor-Emitter-Strecke einen Strom, der durch die Stromverstärkung des Transistors 40 bestimmt wird. Dadurch wird noch mehr Strom von der Vorstromquelle 30 von der Basis des Transistors 10 abgeleitet und der Einfluß der Vorstromquelle 30 auf den Leitungszustand des Transistors 10 weiter verringert. Bei starker Leitfähigkeit des Transistors 10 entsteht dadurch praktisch eine den Emitterfolger 40 enthaltende Gegenkopplungsschleife um den Transistor 10, welche einem weiteren Ansteigen seiner Leitfähigkeit entgegenwirkt.

Es ist bekannt, daß bei starkem Leiten das Kollektorpotential normalerweise nicht das Emitterpotential des gesättigten Transistors erreicht. Damit ist selbst bei stark leitendem Transistor 10 die Durchlaßvorspannung über seiner Kollektor-Basis-Strecke etwas kleiner als die Durchlaßvorspannung über seiner Basis-Emitter-Strecke. Da die der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 40 zugeführte Durchlaßvorspannung praktisch ebensogroß ist wie die Kollektor-Basis-Spannung des Transistors 10, erhält die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 40 gewöhnlich weniger Durchlaßvorspannung als der Transistor 10, und wegen des Exponentialverlaufs der Spannungs-Strom-Kennlinie des PN-Übergangs ist auch weniger Basis-Emitter-Strom zu erwarten. Dieser kleinere Stromfluß im Basis-Emitter-Übergang mag allein ungenügend sein, um die Sättigung des Transistors 10 zu steuern.

Da der Transistor 40 jedoch eine Stromverstärkung hat, wird die Auswirkung der verringerten Durchlaßvorspannung des Transistors 40 auf die Gegenkopplungsschleife bei Sättigung des Transistors 10 verringert. So erhöht die Verstärkung des Transistors 40 die Verstärkung der Gegenkopplungsschleife um den Transistor 10 und macht diese Gegenkopplungsschleife bei geringerer Durchlaßvor-

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spannung der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 10 (also bei geringerer Sättigung) wirksam als im Falle einer einfachen Diode.

Die Verstärkung der Gegenkopplungsschleife, welche das Sättigungsausmaß des Transistors 10 zu stabilisieren sucht, schließt die Verstärkung des Transistors 10 ein, der in üblicher Betriebsart arbeitet. In solchen Fällen, wo die Verstärkung des Transistors 10 mit zunehmender Sättigung abnimmt, nimmt die Verstärkung der Gegenkopplungsschleife mit zunehmender Sättigung ab, so daß mit zunehmender Sättigung ein zunehmender Verlust der Sättigungssteuerung eintritt. Die zusätzliche Verstärkung, die aus der Verwendung einer Verstärkung in demjenigen Teil der Rückkopplungsschleife resultiert, welcher um den Transistor 10 (vom Kollektor zur Basis) herum verläuft, verringert die Abhängigkeit der Sättigungssteuerung auf die Verstärkungseigenschaften des gesteuerten Transistors im Vergleich zum Falle einer Gegenkopplung mit einer Diode.

Durch Auswahl eines Transistors 40 mit großen Abmessungen und entsprechend relativ niedriger Basis-Emitter-Offset-Spannung kann man die Gegenkopplungsschleife schließen und bei geringerer Sättigung des Transistors wirksam werden lassen als im Falle eines Transistors mit kleinen Abmessungen.

Mit Hilfe eines in der beschriebenen Weise zwischen Kollektor und Basis des Transistors geschalteten Halbleiterüberganges läßt sich das Ausmaß der Sättigung des gewöllten Lateraltransistors steuern, und damit werden Leckströme infolge des zugehörigen parasitären Transistors verringert. Wenn in der ebenfa.Ms beschriebenen Weise die den Halbleiterübergang enthaltende Rückkopplungsstrecke eine weitere Verstärkung enthält, dann läßt sich das Ausmaß der Sättigung noch genauer steuern, so daß die Wirkung des parasitären Transistors auf den beabsichtigten Transistor minimal wird.

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In Fig. 2aist eine andere Ausführungsform der Erfindung veranschaulicht. Die entsprechenden Elemente sind in gleicher Weise wie in Fig. 1a bezeichnet. Der Emitter des Transistors 40 ist mit der Vorstromquelle 30 am Anschluß 41 verbunden. Zwischen den Anschlüssen 22 und 41 liegt eine Impedanz 50, die in Reihe mit der Vorstromquelle 30 geschaltet ist und außerdem in Reihe zur Parallelschaltung der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 10 mit der Impedanz 20 liegt. Wie im Falle der Fig. 1 kann der Wert der Impedanz 20 unendlich sein.

Die Ausführungsform gemäß Fig. 2a läßt den Betrieb der Gegenkopplungsschaltung noch wirksamer werden. Die Impedanz 50 kann eine Diode 51 (Fig. 2b), einen Widerstand 54 (Fig. 2d) oder eine Kombination von beidem, nämlich einen Widerstand 52 mit einer Diode 53 gemäß Fig. 2c, enthalten. Für integrierte Schaltungen auf SiIiziumbasis kann bei Verwendung eines Widerstandes 54 dessen Wert so gewählt werden, daß an ihm ein Spannungsabfall in der Größenordnung von 50 bis 100 mV entsteht, der dann einen geeigneten Spannungsunterschied darstellt, durch welchen der Betrieb des Transistors 40 gesichert ist, wenn der Transistor 10 gesättigt ist, ohne daß jedoch eine so starke Sättigung eintritt, daß die unerwünschten Verschlechterungen aufträten.

Fig. 3 zeigt eine Ausführungsform der Erfindung, welche Darlingtonoder Verbund-Transistoren verwendet. In Fig. 3 sind die den in den Fig. 1 und 2 entsprechenden Elemente mit denselben Bezugsζiffern, jedoch mit einer vorgestellten 3 bezeichnet. Die in den Fig. 1 und 2 mit 30 bezeichnete gesteuerte Vorstromquelle ist in Fig. 3 als getastete Vorstromquelle 330 veranschaulicht und enthält einen Stromspiegelverstärker mit einem als Diode geschalteten Transistor 334, der über die Basis-Emitter-Strecke eines Transistors 332 geschaltet ist. Ein Widerstand 339 ist mit einem Ende an eine positive Betriebsspannungsquelle und mit seinem anderen Ende an das nicht geerdete Ende des Transistors 334 angeschlossen. Der Stromfluß im Transistor 332 richtet sich nach den Abmessungen der Transistoren und nach dem Stromfluß im Widerstand 339. Der Kollektor-

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strom des Transistors 332 kann unter Steuerung durch einen Transistor 336 getastet werden, dessen Kollektor-Emitter-Strecke über dem als Diode geschalteten Transistor 334 liegt und dessen Basis mit einem Steueranschluß 338 verbunden ist. Durch Steuerung des Kollektorstroms des Transistors 332 läßt sich die Leitfähigkeit des Transistors 310 steuern.

Der Kollektor des Transistors 332 ist über eine zweite Impedanzanordnung 350, die einen als Diode geschalteten Transistor 351 enthält, an die Basis des Transistors 310 angeschlossen. Eine erste Impedanzanordnung 320, welche die Reihenschaltung eines Widerstandes 324 mit einem als Diode geschalteten Transistor 325 enthält, ist über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 310 geschaltet.

Die Sattigungssteuerung des Transistors 310 erfolgt über die Darlington-Transistoren 342 und 344, welche eine Transistoranordnung 34O bilden. Wegen der Darlington-Schaltung der Transistoren 342 und 344 fließt nur der Basisstrom des Transistors 342 im Emitter des Transistors 344, und der Basis-Emitter-Strom des Transistors 344 ist daher normalerweise wesentlich größer als der Basis-Emitter-Strom des Transistors 342. Die Basis-Emitter-Offset-Spannung des Transistors 344 ist also kleiner als diejenige des Transistors 342. Da die Basis-Emitter-Spannung des Transistors 340 die Summe aus den PN-Übergangsspannungen der Transistoren 342 und 344 ist, ist die PN-Übergangsspannung des Transistors 340 kleiner als die Summe von zwei Halbleiterübergängen bei Strömen gleich demjenigen des Transistors 342. Die Basis-Emitter-Übergangsspannung der Transistorsanordnung 340 wird daher kleiner gemacht als die Summe der PN-übergangs-Offset-Spannungen des als Diode geschalteten Transistors 351 und des Basis-Emitter-Übergangs des Transistors 310. Dadurch wird die verringerte Durchlaßvorspannung kompensiert, die für die Transistoranordnung 340 wegen der Sättigung des Transistors 310 zur Verfügung steht, und die Rückkopplungsschleife spricht leichter bei kleinen Sättigungswerten des Transistors 310 an.

Wenn in der vorstehenden Beschreibung ebenso wie in den Patentansprüchen die Ausdrücke Basis, Emitter und Kollektor verwendet sind, so versteht es sich jedoch, daß hierfür auch die Source-, Gate- und Drainelektroden eines Feldeffekttransistors stehen können und daß Feldeffekttransistoren sowie andere Transistoren zur Realisierung der Erfindung in gleicher Weise verwendet werden können.

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Claims

PATENTANWÄLTE

I)It. DlHTIiK V. 35IiZOU)

IHPL. ING. PETER SCHÜTZ

DlPL. ING. WOLFUANG lIliUSLHlt

MAIUA-TIIKHESIA-STHASSE 22

POSTFACH 80000S
I)-80OO MUUNCHIW 80

TELEFON 080/ΐ7β00β 47 OS 10

TCLBX 522638 TELEOKAMM SOMBKZ

RCA 72,423/Sch/Vu
U.S. Ser. No. 873,610
vom 30. Januar 1978

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Patentansprüche

Schaltungsanordnung zur Verbesserung der Eigenschaften einer Transistoranordnung, welche zwischen Emitter- und Kollektorelektroden einen ersten steuerbaren Stromleitungsweg definiert, über welchen eine Last an eine Versorgungsspannungsquelle ankoppelbar ist, und welche ferner eine Basiselektrode aufweist, die mit einer Leitungssteuereinrichtung gekoppelt ist, die ihrerseits ferner an einen Anschluß einer Versorgungsspannungsquelle angeschlossen ist und die gewünschte Leitfähigkeit des e::sten steuerbaren Stromleitungspfades herstellt, dadurch gekennzeichnet , daß eine zweite Transistoranordnung (4O;34O), die ebenfalls eine Basiselektrode aufweist, zwischen ihren Emitter- und Kollektorelektroden einen zweiten steuerbaren Stromleitungspfad definiert, der an die Basis- und Emitterelektroden der ersten Transistoranordnung (10;310) zur Steuerung des Ein-

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flusses der Leitungssteuereinrichtung (30;330) auf die Leitfähigkeit der ersten Transistoranordnung gekoppelt ist, und daß die Basis der zweiten Transistoranordnung (40;340) mit dem Kollektor der ersten Transistoranordnung (10;310) zur Verringerung des Einflusses der Leitungssteuereinrichtung (30;330) auf die Leitfähigkeit des ersten steuerbaren Stromleitungspfades bei stark leitender erster Transistoranordnung gekoppelt ist.
2) Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Transistoranordnung (40;340) vom entgegengesetzten Leitungstyp wie die erste Transistoranordnung (10;310) ist.
3) Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitterelektrode der zweiten Transistoranordnung (40;340) mit der Basiselektrode der ersten Transistoranordnung (10;310) gekoppelt ist und daß die Kollektorelektrode der zweiten Transistoranordnung (40;340) mit der Emitterelektrode der ersten Transistoranordnung (10;310) gekoppelt ist.
4) Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Emitterelektrode der zweiten Transistoranordnung (40;340) mit der Emitterelektrode der ersten Transistoranordnung (10;310) über eine erste Impedanz (2O;32O) gekoppelt ist.
5) Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (20;320 ) eine Widerstandsschaltung (24, 26,324) aufweist.
6) Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (20;320) eine Halbleiterübergangsanordnung (32,25,325) aufweist.
7) Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (20;320) in Reihe mit der Basiselektrode der ersten Transistoranordnung (10;310) liegt.

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8) Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Basis- und Emitterelektroden der
ersten Transistoranordnung (10;310) eine Steuerstromstrecke bilden, parallel zu der die erste Impedanz (20;32O) geschaltet ist.
9) Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Impedanz (50;350) in Reihe mit der Parallelschaltung der ersten Impedanz (20;320) mit der Stromsteuerstrecke liegt.
10) Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Leitungssteuereinrichtung eine getastete Stromquelle (30;330) aufweist.
11) Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
dadurch gekennzeichnet, daß die Leitungssteuereinrichtung eine
mit den Basis- und Emitterelektroden der ersten Transistoranordnung (10;310) gekoppelte erste Impedanz (2O;32O) aufweist.

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