DE2435576A1

DE2435576A1 - Schaltnetz mit transistorverknuepfung

Info

Publication number: DE2435576A1
Application number: DE2435576A
Authority: DE
Inventors: Rudolf Heinz Barsotti
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1973-10-05
Filing date: 1974-07-24
Publication date: 1975-04-10
Also published as: JPS5066145A; US3904977A; IT1020139B; FR2247033B1; GB1439117A; JPS5231707B2; BR7408268A; FR2247033A1; CA1037622A

Description

Böblingen, den 11. Juli 1974 bu/se

Anmelderin: International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

Amtliches Aktenzeichen: Neuanmeldung Aktenzeichen der Anmelderin: BO 973 017

Schaltnetz mit Transistorverknüpfung

Die Erfindung betrifft ein Schaltnetz mit Reihen- und Parallelschaltung von Transistoren in Schaltgliedern mit jeweils gemeinsamem Arbeitswiderstand.

Schaltnetze zum selektiven Verbinden eines Eingangs aus einer Vielzahl von Eingängen mit einem einzigen gemeinsamen Ausgang sind in der Technik wohl bekannt. In typischer Weise ist dabei so vorgegangen, daß durch Steuern eines jeweiligen Eingangstransistors der Stromfluß von einer Stromquelle durch den jeweiligen Eingangstransistor freigegeben oder unterbrochen wird. Hierbei wird das Eingangssignal der Basis des Eingangstransistors zugeführt und am Kollektor des Transistors abgegriffen. Die Kollektoren der verschiedenen Eingangstransistoren sind an einen gemeinsamen Lastwiderstand angeschlossen, wobei der Verbindungspunkt gleichzeitig den Ausgang dieses Schaltnetzes darstellt. In abgewandelter Weise können auch die Emitter der Eingangstransistoren alle an einen gemeinsamen Lastwiderstand angeschlossen sein, wobei dann ebenfalls wieder der Verbindungspunkt gleichzeitig den Ausgang dieses Schaltnetzes bildet.

Eine Verbesserung der Betriebsweise läßt sich hierfür erreichen, wenn jeweils eine Diode zwischen dem Kollektor jedes Eingangstransistors und dem gemeinsamen, als Ausgang dienenden Verbindungspunktes eingeschaltet wird. Diese Dioden dienen dabei zur

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weitgehenden Entkopplung zwischen dem gemeinsamen Ausgang und dem jeweils an eine Eingangsstufe angelegten Eingangssignal, wenn der betreffende Transistor in Sperrichtung vorgespannt ist, d.h. nicht leitend ist; denn es soll ja nur der Eingangstransistor zur Signalübertragung bereitgestellt sein, der hierfür ausgewählt ist. Diese Entkopplungswirkung tritt ein, wenn das an einer in Sperrichtung vorgespannten Eingangsstufe angelegte Eingangssignal über den Spannungspegel des am gemeinsamen Ausgang auftretenden Signals ansteigt. Unter dieser Bedingung wird dann die jeweilige Diode in Sperrichtung vorgespannt. Eine solche Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der USA-Patentschrift 3.638.131 beschrieben. Nahezu vollständige Entkopplungswirkung ist hierbei aber durch die Anwendung dieser Dioden begrenzt. Dies trifft insbesondere für eine Unterdrückung von Rausch- und Störsignalen zu, die an gesperrten Eingängen auftreten können. Weiterhin ist nachteilig, daß bei Fertigung in monolithisch integrierter Halbleitertechnik die erzielte Bandbreite dadurch begrenzt ist, daß zur Herstellung der Dioden eine zusätzliche Halbleiterzone mit dem Kollektor des jeweiligen Eingangstransistors in Verbindung stehen muß, wodurch die Kapazität des Eingangstransistors zum Substrat etwa 20 mal größer wird, als die Kapazität am so gebildeten Diodenübergang. Mit anderen Worten, bei Anwendung dieser Schaltungsanordnung muß mit einer 20fachen Kapazität zwischen Transistor und Substrat gegenüber der Kapazität über dem Diodenübergang gerechnet werden. Es fordert daher einen besonderen Aufwand bei der Herstellung, insbesondere beim Layout, die Wirkung dieser Kapazität herabzusetzen.

In Vermeidung der oben genannten Nachteile besteht daher die Aufgabe der Erfindung darin, ein Schaltnetz der genannten Art bereitzustellen, das bei guter Breitbandcharakteristik und äußerst wirksamer Entkopplung zwischen gemeinsamem Ausgang und nichtgewählten Eingängen eine zufriedenstellende Betriebsweise gewährleistet, wobei eine weitgehende Rausch- und Störsignalunterdrückung stattfindet.

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Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die Reihenschaltung der Transistoren am emitterseitigen Ende an den Emitter eines mit der Basis auf Bezugspotential liegenden Stromübernahmetransistors angeschlossen ist, wobei als Urstromquelle für den so gebildeten Stromübernahmeschalter insbesondere ein mit seinem Kollektor an die gemeinsame Emitterverbindung angeschlossener Stromversorgungstransistors in an sich bekannter Weise dient und der Kollektor des Stromübernahmestransistors sowohl über einen Widerstand an der gemeinsamen KollektorSpannungsquelle, als auch an der Basis eines mit seinem Kollektor ebenfalls an der Kollektorspannungsquelle liegenden Pegeltransistors angeschlossen ist, dessen Emitter über einem gemeinsamen Kollektorwiderstand, sowohl am kollektorseitigen Ende der Reihenschaltung der Transistoren, als auch über einem Widerstand an festem Potential liegt und daß der Verbindungspunkt zwischen kollektorseitigem Ende der Reihenschaltung der Transistoren und dem gemeinsamen Kollektorwiderstand als Ausgang der Transistorreiehenschaltung an der Basis eines Kollektorverstärkers liegt, der mit weiteren Kollektorverstärkern unter jeweils gleicher Basisansteuerung die Parallelschaltung mit gemeinsamem Emitterwiderstand bildet.

Auf diese Weise sind gewissermaßen jeweils zwei Stufen und zwar jeweils mit Verstärkereigenschaften zwischen Eingang und gemeinsamem Ausgang vorgesehen, wobei Dank der vorgesehenen Vorspannungsraaßnahmen beide Stufen gleichzeitig in ihren Verstärkungszustand oder Entkopplungszustand im Ansprechen auf eine Auswahl bzw. Nichtauswahlbedingung umgeschaltet werden.

In vorteilhafter Weiterbildung der Erfindung ist nämlich vorgesehen , daß bei aus zwei Transistoren bestehender Reihenschaltung der an den Stromversorgungstransistor angeschlossene und über seine Basis umschaltbare Transistor der Reihenschaltung mit seinem Kollektor, sowohl über einem Kondensator auf festem Potential liegt, als auch über einen Verbindungswiderstand an den Emitter des an dem gemeinsamen Kollektorwiderstand liegenden Transistors der Reihenschaltung angeschlossen ist, wobei der Basis dieses Transistors

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über ein R-C-Glied, Datensignale zuführbar sind. Zur Umschaltung des an den Stromversorgungstransistor angeschlossenen Transistors dienen dabei die Auswahlsignale. Die vorgesehenen Vorspannungsmaßnahmen, nämlich der mit dem Stromübernahmetransistor verbundene Pegeltransistor gewährleistet, daß beide Verstärkerstufen, also sowohl die jeweiligen Transistoren der Reihenschaltung, als auch die der Parallelschaltung jeweils der Auswahl- oder der Nichtaus- wahlbedingung, die den Eingangstransistoren zugeführt werden, folgen.

Der Stromübergang im Stromübernahmeschalter wird gewissermaßen durch den Pegeltransistor festgestellt, der dann in Abhängigkeit davon die Vorspannungsverhältnisse im ersten und zweiten Verstärker bestimmt. Mit anderen Worten, bei nichtgewählter Reihenschaltung der Transistoren, also in derem Aus-Zustand, ist sowohl diese Verstärkerstufe, als auch der durch den zugeordneten Paralleltransistor gebildete Verstärker in Sperrichtung vorgespannt.

Bei Betrieb ist also immer einer der Parallelverstärker der Parallelschaltung der Transistoren im Ein-Zustand, wohingegen alle anderen im Aus-Zustand sind. Der Kollektorverstärker in der Parallelschaltung der Transistoren mit gemeinsamen Emitterwiderstand ist dabei so ausgelegt, daß er von seinem Ausgang her gesehen eine sehr niedrige Impedanz im Vergleich zu seiner Ausgangsimpedanz aufweist. Dies bedeutet aber, daß Rauschsignale bzw. Störimpulse, die über einen nichtgewählten Kollektorverstärker auf den Ausgang gelangen, dann über diese so gebildete niedrige Impedanz abgeleitet werden.

Eine vorteilhafte Anwendung der Erfindung besteht in der Verwendung zum Aufbau von Schaltpyramideh, die insbesondere als Schnittstellen zwischen peripheren Einheiten und Prozessor einer Datenverarbeitungsanlage zweckdienlich sind. Es lassen sich mit der erfindungegemäßen Anordnung zwei- oder mehrstufige Schaltpyramiden realisieren.

Der große Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß BO 973 017

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die erzielte Entkopplung zwischen gemeinsamem Ausgang und nichtgewählten Eingängen des Schaltnetzes sehr hoch und damit äußerst wirksam ist. Der Grad der Entkopplung entspricht dabei der Größenordnung von 10 bei einer Betriebsfrequenz von 10 MHz. Aufgrund der sich Dank der erfindungsgemäßen Schaltung im Aufbau ergebenden Streukapazitäten läßt sich eine charakteristische Bandbreite zwischen 0 bis 90 MHz erzielen. Hinzu kommt, daß sowohl die günstigen Entkopplungseigenschaften als auch die vorteilhaften Breitbandeigenschaften durch Hinzuschalten bzw. Hinzufügen weiterer erfindungsgemäßer Schaltnetze in keiner Weise beeinträchtigt werden. Dies beruht darauf, daß der gemeinsame Ausgang des erfindungsgemäßen Schaltnetzes jeweils über einen Verstärker mit den Eingangsstufen verbunden ist.

Weitere Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen anhand der unten aufgeführten Zeichnungen und aus den Patentansprüchen.

Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild des erfindungsgeraäßen Schaltwerks ,

Fig. 2 ein Schaltbild eines Schaltwerkzweiges,

Fig. 3 ein Schaltbild eines Schaltwerks gemäß der

Erfindung,

Fig. 4 ein Blockschaltbild für eine Anwendungsart

des erfindungsgemäßen Schaltwerks.

Das Schaltwerk gemäß Fig. 1 läßt sich generell in die Eingangsstufen 10 und die Pufferstufen 12 einteilen. Jede Eingangsstufe 10 liegt an einer jeweiligen Pufferstufe 12. Das Blockschaltbild nach Fig. 1 zeigt drei Paare von Eingangsstufen, gekoppelt mit Pufferstufen; wobei die Eingangsstufe 14 mit der Pufferstufe

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15, die Eingangsstufe 16 mit der Pufferstufe 17 und die Eingangsstufe 18 mit der Pufferstufe 19 gekoppelt ist.

Sowohl die Eingangsstufen 10 als auch die Pufferstufen 12 sind gleichzeitig zur Verstärkung der Eingangssignale ausgelegt. Die Auswahl desjenigen Eingangskanals, der mit dem gemeinsamen Ausgangskanal gekoppelt werden soll, geschieht durch entsprechende Betätigung der Eingangsstufen 10. Die Pufferstufen 12 folgen dabei jeweils lediglich der gewählten bzw. nichtgewählten Bedingung ihrer jeweils zugeordneten Eingangsstufe. Wird so z.B. die Eingangsstufe 18 zur übertragung gewählt, dann ist damit automatisch auch die Pufferstufe 19 in den übertragungsweg eingeschaltet, so daß dem Eingangssignal mittels zweier Verstärker eine entsprechende Verstärkung erteilt wird, bevor es an den Schaltwerksausgang gelangt. Die in der Pufferstufe erzielte Verstärkung ist dabei von spezieller Bedeutung zur Gewährleistung eines möglichst hohen Entkopplungsgrades zwischen dem Schaltwerkausgang und den nichtgewählten Schaltwerkseingängen. Dies ergibt sich ohne weiteres bei Untersuchung der an den verschiedenen Stellen der Schaltung jeweils auftretenden Impedanz. Sind so z.B. die Eingangsstufen 14 und 16 nicht gewählt, wohingegen die Eingangsstufe 18 gewählt ist, dann sind die Pufferstufen 15 und 17 ebenfalls nicht wirksam, wohingegen jedoch die Pufferstufe 19 im übertragungsweg des Eingangssignals zum Schaltwerkausgang liegt.

Die für jede Pufferstufe wirksame Belastung ist der mit dem Schaltwerkausgang verbundene Widerstand R . Dabei wird vorausgesetzt, daß der Schaltwerkausgang an einer verhältnismäßig hohen Impedanz liegen soll. Dies ist dann auch der Grund dafür, daß die Belastung der jeweils gewählten Pufferstufe im wesentlichen durch den Widerstand R dargestellt wird. Praktisch ergibt sich weiterhin, daß die für die gewählte Eingangsstufe 18 wirksame Impedanz durch die Pufferstufe mitbestimmt wird, so daß also der Widerstandsbetrag R mit dem Verstärkungsgrad der Pufferstufe multipliziert werden muß: R_& (ß + 1)_T worin 3 der Verstärkungsfaktor des in der Pufferstufe verwendeten Transistors

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bzw. der dort verwendeten Transistoren ist. In typischer Weise kann der Wert-für R 1 Kiloohm betragen und das ß eines in der

Pufferstufe verwendeten Transistors liegt bei 40. Damit ergibt sich für die wirksame Impedanz am Ausgang der Eingangsstufe 18 ein Wert von etwa 40 Kiloohm, d. h. in der Größenordnung von 10⁴ Ohm.

Die nichtgewählten Pufferstufen 15 und 17 stellen dabei keine Belastung für die Pufferstufe 19 dar, da sie ja im nichtgewählten Zustand in Sperrichtung vorgespannt sind und somit eine extrem hohe Impedanz in.der Größenordnung von Megohm bereitstellen. Zusätzlich jedoch sind die nichtgewählten Pufferstufen 15 und 17 jeweils mit den Eingangsstufen 14 und 16 in Serie geschaltet j, die ebenfalls in Sperrichtung vorgespannt sind. Auf diese Weise stellen die in Sperrichtung vorgespannten Eingangsstufen 14 und 16 eine zusätzliche Impedanz in der Größenordnung von Megohm bereit. Dementsprechend ist dann auch die Rückkopplung der Signale vom Schaltwerkausgang zu den nichtgewählten Eingangsstufen praktisch zu vernachlässigen.

Ein ernsteres Problem besteht im allgemeinen in der Entkopplung von nichtgewählten Eingangsstufen zum Schaltwerksausgang bzw. in der Verhütung der Übertragung von Signalen über nichtgewählte Eingangsstufen auf den Schaltwerkausgang. Da die Eingangsstufen 14 und 16 sowie die Pufferstufen 15 und 17 gemäß vorliegender Annahme in Sperrichtung vorgespannt sind, beträgt die Impedanz für ein Eingangssignal über eine nichtgewählte Eingangsstufe zum Schaltwerkausgang einige Megohm. Es läßt sich jedoch erwarten, daß unter Umständen von den Eingangssignalen herrührende Rauschamplituden auf den Schaltwerkausgang gelangen können; speziell in dieser Hinsicht aber ist die Verstärkungseigenschaft der Pufferstufe 19 wiederum von ganz besonderem Vorteil. Ein Rauschsignal am Ausgang entweder der Pufferstufe 15 oder der Pufferstufe 17 in Richtung Schaltwerkausgang erfährt die Wirkung einer geringsten Impedanz auf dem Weg zurück durch die Pufferstufe 19. Es zeigt sich dabei eine wirksame Impedanz, die sich als Quotient aus der eingangsseitigen Impedanz der Puffer-BO 973 017

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stufe 19, dividiert durch den Verstärkungsgrad der Pufferstufe entsprechend β + 1 ergibt. Bei einem Widerstandswert für R in

der Größenordnung von 1 Kiloohm, nämlich der effektiven Impedanz, gesehen vom Ausgang der Pufferstufe 19, muß dann also 1 Kiloohm durch 41 dividiert werden, um die in Rückwärtsrichtung gesehene Impedanz der Pufferstufe zu erhalten, nämlich 25 Ohm, also einen Widerstand in der Größenordnung von 10 Ohm. Eine solche Impedanz ist sehr viel geringer als der 1 Kiloohmwiderstand R_Q und die sehr hohe Impedanz, an der der Schaltwerkausgang schließlich angeschlossen ist. Mit anderen Worten, irgendein Rauschsignal, das auf irgendeine Weise über eine nichtgewählte Eingangsstufe 14 und damit eine nichtgewählte Pufferstufe 15 hindurchgelangt, wird im wesentlichen über die eingeschaltete Pufferstufe 19 abgeleitet, so daß es nicht am Schaltwerkausgang erscheinen kann.

Das schematisch in Fig. 1 gezeigte Schaltwerk besitzt lediglich drei Eingänge; wobei es aber kein Problem darstellt, auch mehr als drei Eingänge, wie z.B. 20, in der erfindungsgemäßen Anordnung vorzusehen, ohne daß es in seiner Wirkung oder Betriebsweise auch nur beeinträchtigt würde.

Der in Fig. 2 gezeigte Schaltwerkszweig, der gemäß der Erfindung ausgestattet ist, zeigt, daß sich die Eingangsstufe in zwei Teile aufteilen läßt, nämlich einem Eingangsverstärker und einem Vorspannungskreis. Der Vorspannungskreis ist von besonderer Bedeutung, insofern nämlich, als es hierdurch möglich ist, zwei Verstärkerstufen miteinander zu kombinieren und dabei gleichzeitig einen hohen Entkopplungsgrad zwischen Schaltwerkausgang und einem vorgegebenen Eingang zu erzielen. Dies zeigt sich noch deutlicher in der nun nachfolgenden Einzelbeschreibung der Schaltungsanordnung nach Fig. 2.

Der Eingangsverstärker besteht aus einem Eingangstransistor 20 zur Verstärkung des der Basis zugeführten Eingangssignals. Das Eingangssignal wird der Basis des Transistors 20 über ein Kopplungsnetzwerk, bestehend aus einem Kondensator 22, und einen Ar-

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beitswiderstand 24 zugeführt. Der Transistor 26 stellt einen Stromregelungstransistor dar, der es gestattet, die Stromzufuhr zum Transistor 20 zu unterbinden oder in vorgegebener Höhe einzustellen. Ist der Transistor 26 durch ein Auswahlsignal an seiner Basis eingeschaltet, dann ist der Transistor 20 in der Lage, ein zugeführtes Eingangssignal zu verstärken. Der Auswahlsteuertransistor 26 liegt dementsprechend in der Emitterzuleitung des Eingangstransistors 20. Zwischen dem Kollektor des Auswahlsteuertransistors 26 und dem Emitter des Eingangstransistors 20 liegt ein Widerstand, und am Kollektor des Transistors 26 ist ein Kondensator 27 angeschlossen, der einen Strompfad für das verstärkte Eingangssignal parallel zur Stromversorgung des Transistors 20 bereitstellt. Ist der Auswahlsteuertransistor 26 in seiner Nichtauswahlbedingung ausgeschaltet, dann wird auch die Stromversorgung zum Transistor 20 unterbunden.

Der eigentliche Strom, der dem Transistor zugeführt, bzw. davon ferngehalten wird, stammt aus dem Transistor 28 im Vorspannungskreis. Der Transistor 28 mit seinem Emitterwiderstand 30 wirkt dabei als die Stromquelle. Dieser Transistor wird durch eine Spannung V_ an seiner Basis gesteuert, die höher ist als die negative Vorspannung V- am Emitter. Der durch den Transietor 28 bereitgestellte Strom wird entweder über den Transistor 20 oder über den Widerstand 32, je nach den EIN- oder AUS-Bedingungen der Transistoren 26 bzw. 34, geleitet. Wenn die der Basis des Transistors 26 zugeführte Auswahlspannung höher als die Bezugsspannung V ist, die der Basis des Transietors 34 zugeführt wird, dann ist der Transistor 26 leitend, wohingegen der Transistor 34 abgeschaltet ist. Damit gelangt aber dann der Strom aus der Stromquelle 28 auf den Eingangstransistor 20. Bei abgeschaltetem Transistor 34 entsteht höchstens ein geringer Spannungsabfall am Widerstand 32. Das bedeutet aber, daß die Spannung an der Basis des Transistors 36 nahezu dem Wert +V₁ entspricht, wobei die Spannung am Emitter des Transistors 36 gleich

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dem Wert +V₁ abzüglich der BasIsemitterspannung (M/2 Volt) ist Mit anderen Worten, die Spannung am Emitter des Transistors 36 entspricht bei abgeschaltetem Transistor 34 nahezu der Spannung +V₁. über seinen Kollektorwiderstand 38 (R_c) wird dann also der Eingangstransistor 20 während seiner leitenden Zustandsbedingung vorgespannt.

Die Pufferstufe besteht lediglich aus einem Transistor 40, der den gemeinsamen Belastungswiderstand R speist, der seinerseits allen Pufferstufen des Schaltwerks gemeinsam ist. Ob der Transistor 40 als Verstärker wirksam ist oder in Sperrichtung vorgespannt ist, hängt davon ab, ob die seiner Basis zugeführte Spannung größer ist als die den Basen der anderen Pufferstufentransistoren, angedeutet durch den Ersatztransistor 42, oder nicht. Wie sich weiter unten noch ergibt, ist die der Basis des Transistors 40 zugeführte Spannung dann höher als die der Basis des Transistors 42 zugeführte Spannung, wenn die dem Transistor 40 zugeordnete Eingangsstufe ausgewählt und die dem Transistor 42 zugeordnete Eingangsstufe nicht ausgewählt ist. Dies ergibt sich aus der Untersuchung der Spannungen am Kollektor des Transistors 20, wenn die Eingangsstufe einmal ausgewählt und zum anderen nicht ausgewählt ist.

Wie oben beschrieben, ergibt sich, daß bei ausgewähltem Verstärker, indem der Transistor 26 eingeschaltet wird, die Spannung am Kollektor des Transistors 20 um +V₁ Volt geringer ist als der Spannungsabfall über dem Widerstand 38 und zwar aufgrund der Wirkung des Stromes aus der Stromquelle 28 und des Stromes, der sich aus der Verstärkung des der Basis des Eingangstransistors. 20 zugeführten Eingangssignales ergibt.

Andererseits bei nichtgewähltem Eingangsverstärker ist der Transistor 26 stromlos, wohingegen der Transistor 34 im Vorspannungskreis im EIN-Zustand ist. Im EIN-Zustand des Transistors 34 wird der Strom von der Stromquelle 28 über den Widerstand 32 geleitet. Der Spannungsabfall über dem Widerstand 32 ist derart wirksam, daß die der Basis des Tran-

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sistors 36 zugeführte Spannung erheblich herabgesetzt wird. Hierbei wird der Strom des Transistors 36 beim AUS-Zustand der Eingangsstufe durch den Widerstand 39 am Emitter abgeleitet. Da der Transistor 20 im AUS-Zustand ist/ kann auch der Transistor 36 keinen Strom über den Widerstand 38 zuführen. Die Spannung am Emitter des Transistors 36 folgt dabei sehr eng der Basisspannung. Das bedeutet aber, daß die Emitterspannung am Transistor 36 für den AUS-Zustand der Eingangsstufe sehr viel geringer ist als die Emitterspannung für die EIN-Zustandebedingungen der Eingangsstufe und zwar aufgrund der Wirkung des Spannungsabfalls über Widerstand 32.

Weiterhin sind bei abgeschaltetem Transistor 26 der Transistor 20 und der Widerstand 38 stromlos, d.h. der Spannungsabfall über dem Widerstand 38 ist nahezu 0. Deshalb entspricht die Spannung am Kollektor des Transistors 20 nahezu der Spannung +V₁ abzüglich des nicht unerheblichen Spannungsabfalls, infolge des Stromes, der aus der Stromquelle 28 über den Widerstand 32 fließt. Auf diese Weise läßt sich die Spannung am Kollektor des Transistors 20 und damit an der Basis des Transistors 40 über einige Volt von der EIN-Bedingung der Eingangsstufe zur AUS-Bedingung der Eingangsstufe umschalten. Durch die Maßnahme, alle Emitter der Pufferstufen an einen gemeinsamen Belastungswiderstand R anzuschließen, wird sichergestellt, daß nur eine Pufferstufe in einem vorgegebenen Zeitpunkt im EIN-Zustand und damit verstärkend wirksam sein kann. Die im EIN-Zustand befindliche Pufferstufe ist dabei diejenige, die der gewählten Eingangsstufe zugeordnet ist.

Zusammenfassend sei die Betriebsweise der oben beschriebenen Schaltung wiederholt. Das Eingangssignal wird dem Eingangstransistor 20 zugeführt. Dabei bestehen zwei Möglichkeiten, entweder das Eingangssignal wird hierdurch verstärkt oder aber der Eingangstransistor 20 ist durch den Auswahlsteuertransistor 26 an einer Signalübertragung gehindert. Der Auswahlsteuertransistor 26 liefert einen Strom auf den Transistor 20, wenn ein Auswahlsteuersignal an seiner Basis auftritt; es

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sperrt hingegen die Stromübertragung durch den Transistor 20, wenn kein Auswahlsteuersignal an seiner Basis anliegt.

Die Pufferstufe folgt dem jeweiligen Zustand, nämlich Auswahl oder Nichtauswahl des Eingangsverstärkers. Ist der Eingangsverstärker ausgewählt, dann verstärkt die Pufferstufe ihrerseits das am Kollektor des Eingangstransistors 20 auftretende Signal. Ist hingegen der Eingangsverstärker nicht ausgewählt, dann ist der Transistor 40 der Pufferstufe daran gehindert, eine zusätzliche Entkopplung hoher Impedanz zwischen Eingang und Schaltwerkausgang bereitzustellen. Die Steuerung des Eingangsverstärkers und der Pufferstufe wird mit Hilfe des Vorspannungskreises in der Eingangsstufe koordiniert. Der Vorspannungskreis liefert bei Auswahl des zugeordneten Eingangsverstärkers den Betriebsstrom für den Eingangstransistor 20. Gleichzeitig stellt der Vorspannungskreis eine geeignete Vorspannung am Kollektor des Transistors 20 und an der Basis des Transistors 20 der Pufferstufe bereit, um zu gewährleisten, daß beide Transistoren ihren Betriebszustand als Verstärker einnehmen.

Bei nichtgewähltem Eingangsverstärker andererseits stellt der Vorspannungskreis diese Bedingung fest und stellt eine Vorspannung am Kollektor des Transistors 20 und der Basis des Transistors 40 bereit, um sicherzustellen, daß beide Transistoren in Sperrrichtung vorgespannt sind. Der Vorspannungskreis liefert also für den Transistor 20 die Sperrvorspannung des Kollektorübergangs, während für Transistor 40 hierdurch die Sperrvorspannung am Emitterübergang bereitgestellt wird.

Die vorteilhaften Entkopplungseigenschaften der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung lassen sich am besten erkennen, wenn die jeweilige Impedanz der Pufferstufe in Fig. 2, sowohl von ihrer Eingangsseite, als auch von ihrer Ausgangeseite näher untersucht wird. An der Eingangsseite vom Verbindungspunkt 44 ergibt sich die Eingangsimpedanz der Pufferstufe zu Belastungswiderstand R Multipliziert mit dem Verstärkungsgrad des Verstärkers zu M 1, worin β den Stromverstärkungsfaktor des Transistors 40 darstellt.

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Da der Transistor 42 in Sperrichtung vorgespannt ist und der Schaltwerksausgang, wie bereits gesagt, an einer relativ hohen Impedanz angeschlossen wird, wird demnach keinerlei Wirkung auf die Impedanz R_e (ß + 1), wie sie sich am Verbindungspunkt 44 mit Blick auf die Pufferstufe ergibt, ausgeübt.

Am Verbindungspunkt 46 ergibt sich mit Blick auf die Pufferstufe eine Impedanz, deren Wert dem Quotienten aus dem Wert des Widerstandes R (Widerstand 38), dividiert durch den Verstärkungsgrad der Pufferstufe entspricht; d.h., R /(ß + 1).

Für den Fall, daß Transistor 40 im AUS-Zustand und Transistor 42 im EIN-Zustand ist, was bedeutet, daß ein anderer Eingangskanal wirksam ist, würde ein durch den Transistor 4O hindurchgelangendes Rauschsignal eine relativ niedrige Impedanz, nämlich R dividiert durch β + 1 vorfinden, die sich in diesem Falle bestimmt aus dem Wert des Widerstandes 48 und dem Verstärkungsgrad des Transistors 42. Deshalb, unabhängig davon, welcher Kanal des Schaltwerks ausgewählt ist, würde ein durch nichtgewählte Übertragungskanäle gelangendes Rauschsignal ebenfalls im Rückweg durch einen gewählten Kanal eine sehr niedrige Impedanz vorfinden, so daß sich überhaupt keine Auswirkung am Schaltwerkausgang ergeben kann.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 ist das Schaltwerk gemäß der Erfindung zur übertragung bipolarer Signale ausgelegt, wobei ebenfalls eine Vielzahl von Übertragungskanälen vorgesehen ist. In den Schaltungsanordnungen nach Fign. 2 und 3 sind jeweils gleiche Bezugszeichen für gleiche Bauelemente vorgesehen. Die gemeinsamen Schaltungsbauelemente werden dargestellt durch die Vorschaltungskreisbauelemente und außerdem durch den Stromsteuertransistor 26. Zusätzlich sind zwei Widerstände R 38 in den Eingangsstufen der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 vorgesehen, da die augeführten Eingangssignale bipolar sind. Die bipolare Betriebsweise wird durch Vorsehen der beiden Eingangstransistoren 50 und 52 ermöglicht, die jeweils mit ihrem zugeordneten Signaleingang wechselspannungsgekoppelt sind. Das Ausgangssignal der bipolaren Eingangsstufe

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wird jeweils an den Kollektoren der Transistoren 50 und 52 abgenommen und einer bipolaren Pufferstufe zugeführt, die nunmehr aus den beiden Transistoren 5.4 und 56 besteht. Zur Verarbeitung der bipolaren Signale sind den Transistoren 54 und 56 jeweils besondere Belastungswiderstände 58 und 60 zugeordnet, die in ihrem Wert identisch mit R_e sind. Der bipolare Ausgang wird jeweils an den Belastungswiderständen 58 und 60 bzw. an den Verbindungspunkten 62 und 64 abgegriffen.

Die Bedeutsamkeit der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 ergibt sich aus der Anwendungsmöglichkeit in Multiplexverfahren. Die vollständig gezeigten Übertragungskanäle sind mit den Bezugszeichen n-1 und n+1 bezeichnet. Die Möglichkeit, auch noch mehr Übertragungskanäle an den hierdurch gebildeten gemeinsamen Ausgang bereitzustellen, ist durch die Unterbrechung der Leitungszüge 66 und 68 angedeutet. Während die Übertragungskanäle n-1 und n+1 komplett gezeigt sind, ist für einen dritten Übertragungskanal η lediglich die Pufferstufe dargestellt.

Die Betriebsweise der Übertragungskanäle in Fig. 3 ist identisch mit der des Übertragungskanals, wie er im Zusammenhang mit Fig. 2 beschrieben ist mit der Ausnahme, daß im vorliegenden Fall die in Betracht kommenden Signale bipolar sind. Dementsprechend sind, wie bereits gesagt, zwei Eingangstransistoren erforderlich und außerdem zwei Pufferstufentransistoren für jeden Übertragungskanal .

Es wird darauf hingewiesen, daß außerdem zwei Kollektorwiderstände 38 für jede Eingangsstufe erforderlich sind. Der Widerstand 39 in der EingangsBtufe stellt den Vorspannungswiderstand für Transistor 36 dar, um den Strom zu übernehmen, wenn die Transistoren 50 und 52 im Sperrzustand sind. Für eine bipolare Betriebsweise sind außerdem zwei gemeinsame Ausgangsleitungen 66 und 68 erforderlich, von denen jede einen Lastwiderstand R_ß in Form der Widerstände und 60 aufweist.

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Das in Fig. 4 gezeigte Blockschaltbild zeigt ein an sich bekanntes Zweiebenen-Schaltnetz, das sich durch Anwenden der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung erheblich verbessern läßt. Ein Zweiebenen-Schaltnetz besitzt die Fähigkeit, entweder die Steuereinheit I oder die Steuereinheit II an irgend eine der Eingabeeinheiten I bis IV anzuschließen. Die Steuereinheiten I und II enthalten in typischer Weise zur Erfassung der betreffenden Signale Fehlerentdeckungs- und -korrekturschaltkreise 70 und 72. Die Eingabeeinheiten I bis IV enthalten Abtastungsmaßnahmen 74, 76/ 78 und 80. Die Abtastungsmittel werden beispielsweise im Zusammenhang mit der Wiedergabe magnetisch aufgezeichneter Signale verwendet und enthalten Vorverstärker sowie Verstärkungsregelungseinrichtungen, um die zur Wiedergabe erfaßten Signale vor ihrer Zuführung zu einem Ubertragungskanal zu den Erfassungsstromkreisen 70 und 72 entsprechend zu formen.

Durch Anwenden zweier Ebenen im Multiplexumschaltverfahren, wobei jeder Multiplexschalter lediglich zwei Eingänge besitzt, kann der Erfassungsstromkreis 70 Datensignale von jedem der Abtastungsstromkreise 7 4 bis 80 empfangen. So kann z.B. der Erfassungsstromkreis 70 über den Multiplexschalter 82 und den Multiplexschalter 84 Datensignale vom Abtastungsstromkreis 80 aufnehmen. In gleicher Weise kann der ErfassungsStromkreis 72 Datensignale von irgend einem der Abtastungsstromkreise 74 bis 80 erhalten.

Zum Zwecke der Erläuterung ist mit dem Schaltnetz nach Fig. 4 eine einfache Anwendung der Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung gezeigt, die jedoch keineswegs den Anwendungsbereich der Erfindung hinsichtlich Schaltnetze allgemein einengt, insbesondere auf die Anwendung von Schaltnetzen mit mehr als zwei Ebenen. Dies ergibt sich allein schon daraus, daß das Schaltwerk gemäß der Erfindung einen denkbar hohen Entkopplungsgrad aufweist, so daß auch bei Anwendung vieler Schaltwerke in einem Mehrebenen-Schaltnetz unerwünscht Rückwirkungen weitgehend ausgeschaltet werden können.

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Claims

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PATENTANSPRÜCHE

Schaltnets mit Reihen- und Parallelschaltung von Traneistoren in Schaltgliedern mit jeweils gemeinsamem Arbeitswiderstand, dadurch gekennzeichnet, daß die Reihenschaltung der Transistoren (20, 26) am emitterseitigen Ende an den Emitter eines mit der Basis auf Bezugspotential (V_n) liegenden Stromübernahmetransistors (34) angeschlossen ist, wobei als Urstromguelle für den so gebildeten Stromübernahmeschalter insbesondere ein mit seinem Kollektor an die gemeinsame Emitterverbindung angeschlossener Stromversorgungstransistor (28) in an sich bekannter Weise dient und der Kollektor des Stromübernahmetransistors (34) sowohl über einen Widerstand (32) an der gemeinsamen Kollektorspannungsquelle (+V.) als auch an der Basis eines mit seinem Kollektor ebenfalls an der Kollektorspannungsquelle (+V₁) liegenden Pegeltransistors (36) angeschlossen ist, dessen Emitter über einem gemeinsamen Kollektorwiderstand (R_38) sowohl am kollektorseitigen Ende der Reihenschaltung der Transistoren (20, 26) als auch über einem Widerstand (39) an festem Potential liegt und dafl der Verbindungspunkt (44) zwischen kollektorseitigem Ende der Reihenschaltung der Transistoren (20, 26) und dem gemeinsamen Kollektorwiderstand (R_c 38) als Ausgang der Transistorreihenschaltung an der Basis eines Kollektorverstärkers (40) liegt, der mit weiteren Kollektorverstärkern unter jeweils gleicher Basisansteuerung die Parallelschaltung mit gemeinsamem Emitterwiderstand (R ) bildet.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei aus zwei Transistoren (20, 26) bestehender Reihenschaltung der an den Stromversorgungstransistor (28) angeschlossene und über seine Basis umschaltbare Transistor (26) der Reihenschaltung mit seinem Kollektor sowohl über einem Kondensator (27) auf festem Potential liegt, als auch über einen Verbindungswiderstand am Emitter des an den ge-

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meinsamen Kollektorwiderstand (R_c 38) liegenden Transistors (20) der Reihenschaltung angeschlossen ist, wobei der Basis dieses Transistors (20) über ein R-C-Glied (22, 24) Datensignale zuführbar sind.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und/oder Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verarbeitung bipolarer Datensignale der Serienschaltung, gebildet aus Transistor (50, Fig. 3) der Reihenschaltung der Transistoren (26, 50) mit ηachgesehaltetem gemeinsamen Kollektorwiderstand R_ 38) eine zweite, aus einem zweiten Transistor (52) mit nachgeschaltetem zweitem gemeinsamen Kollektorwiderstand (R_ 38) gebildete Serienschaltung parallel geschaltet ist, wobei die Arbeitsbereiche beider Transistoren (50, 52) jeweils zur Verarbeitung von Impulsen unterschiedlicher Polarität eingestellt sind und daß jedem Ausgang der so gebildeten Transistorreihenschaltungen (26, 50 und 26, 52) ein besonderer Kollektorverstärker (54 oder 56) zugeordnet ist, der jeweils zusammen mit gleich angesteuerten Kollektorverstärkern einen gemeinsamen Emitterwiderstand (R 58 oder R 60) besitzt.
4. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen 1 bis 4, gekennzeichnet durch die Verwendung zum Aufbau von Schaltpyramiden .

BO 973 017

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