DE2522490C3 - Stabilisierter Transistorverstärker - Google Patents

Description

worin μ der Verstärkungsfaktor des Feldeffekttransistors (5,5') ist.

2. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Widerstand (11,11')des Spannungsteilers(11, U';9, 4-9') sehr viel größer als der dritte Widerstand (9_:, 9') ist, so daß die Beziehung gilt:

''2

3. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hingangstransistor (7, T) ein bipolarer Transistor ist, und daß der Abgriff des Spannungsteilers (11,9; 11', -,-> 9') mit dem Emitter des Eingangstransistors (7, T) verbunden ist.

4. Stabilisierter Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichstromkopplung zwischen _hri dem Eingangstransistor (7, T) und dem Feldeffekttransistor (5, 5') durch einen Emitterfolger (17) gebildet ist.

5. Stabilisierter Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn- _h-> zeichnet, daß mit diesem ein weiterer Transistorverstärker zu einem Gegentaktverstärker zusammengeschaltet ist, der gleich wie der erstgenannte Transistorverstärker aufgebaut ist, jedoch gegenüber diesem komplementäre Transistoren und Spannungsversorgungsquellen aufweist.

6. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Ausgangselektrode des Eingangstransistors (Qj, Q'i bzw. Qt. Q\) dieses und des weiteren Transistorverstärkers über je einen vierten Widerstand (i?₉, R% bzw. Äio, Ä'io) mit der ersten Spannungsversorgungsquelle(- Vcci, - V'cci bzw. + V'ccu + Vcci) des jeweils anderen Transistorverstärkers verbunden ist, wobei die Beziehung gilt:

und /4 der Widerstandswert des vierten Widerstandes (R₉, R 9 bzw. Λ,ο, Ä'_I0) ist.

7. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert η des ersten Widerstandes (R], R) bzw. Ri, R'i) etwa gleich dem Widerstandswert r, des vierten Widerstandes (R^, A₉ bzw. Λ,ο, R'\o) ist.

Die Erfindung betrifft einen stabilisierten Transistorverstärker gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein derartiger Transistorverstärker ist bekannt (vgl. US-PS 30 96 487). Bei dem bekannten Transistorverstärker sind die Transistoren durch bipolare Transistoren gebildet. Weiter ist eine regenerierende Rückkopplung vorgesehen.

Treten nun Spannungsschwankungen in der Spannungsversorgung auf, so müssen dort besondere Maßnahmen vorgesehen werden, beispielsweise durch geeignetes Zuschalten von Widerständen, um mittels Rückkopplungsmaßnahmen diese Sp mnungsschwankungen auszugleichen.

Gleichstromkopplungen zwischen verschiedenen Transistorstufen sind allgemein üblich (vgl. z. B. DE-AS 12 27 514, DE-AS 12 86 090).

Schließlich ist es auch bekannt, einen Serien-Parallel-Gegenkopplungskreis zur Stabilisierung der dynamischen Spannungsverstärkung zu verwenden (vgl. Bulletin Technique Nr. 7 [I960], S. 230, Nr. 6 [I960], S. 195), wobei wesentlich richtige Phasenlage der dynamischen Gegenkopplung und hohe Schleifverstärkung sind, weshalb das Verhältnis von Eingangsimpedanz und Ausgangsimpedanz eine Rolle spielt.

Insbesondere bei Tonfrequenzverstärkern hat sich die Verwendung von Feldeffekttransistoren als günstig erwiesen. Jedoch wurden dabei bisher nur Feldeffekttransistoren mit Lateral-Kanal, d. h. mit Pentoden-Kennlinie verwendet, da Feldeffekttransistoren mit Vertikal-Kanal, d.h. mit Trioden-Kennlinie, sehr störungsempfindlich sind, insbesondere in bezug auf Spannungsschwankungen der Spannungsversorgung.

Andererseits besitzen Feldeffekttransistoren mit Trioden-Kennlinie Vorteile in bezug auf hohe zu erreichende Lastströme, wie das zum Beispiel bei Lautsprechern der Fall ist, deren Endstufen bisher mit Transistorverstärkern mit bipolaren Transistoren, wie der eingangs genannten Art ausgerüstet ■sind.

Es genügt also nicht, den bipolaren Ausgangstransistor des bekannten Transistorverstärkers lediglich durch einen Feldeffekttransistor mit Trioden-Kennlinie

zu ersetzen, da dadurch erst Spannungsschwankungen der Spannungsversorgung nachteiligen Einfluß auf das Ausgangssignal haben.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung einen stabilisierten Transistorverstärker der eingangs genannten Art so auszubilden, daß solche bei der Verwendung von Feldeffekttransistoren mit Trioden-Kennlinie auftretende Schwankungen des in die Lastimpedanz fließenden Stroms vermieden sind.

Die Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst

Die Erfindung wird durch die in den Unteransprüchen wiedergegebenen Merkma's weitergebildet.

Durch die Erfindung werden bei einem stabilisierten Transistorverstärker sowohl hoher Eingangswiderstand als auch kurze Schaltzeiten erreicht, wobei eine hohe Strombelsstbarkeit erreichbar und Verzerrungen des Last-Ausgangsstroms vermieden, d. h. dessen Linearität verbessert ist Dabei wird durch die zusätzliche unabhängige Spannungsversorgung für den vorgeschal- :n teten bipolaren Eingangstransistor vermieden, daß nicht kompensierte Spannungsschwankungen aus der Spannungsversorgung für den Ausgangstransistor, d. h. den Feldeffekttransistor mit Trioden-Kennlinie, an dessen Gate- oder Toranschluß gelangen, was bei Transistorverstärkern mit Feldeffekttransistoren mit Trioden-Kennlinie schädlich wäre. Dabei sind diese Vorteile mit sehr einfachem und damit kostengünstigem Schaltungsaufbau erreichbar. Die Erfindung ist insbesondere für Tonfrequenz-Leistungsverstärker hoher Güte verwend- j<> bar.

Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert Es zeigt

Fig. 1 im Schnitt ein Ausführungsbeispiel eines j> Feldeffekttransistors mit Trioden-Kennlinie,

Fig. 2 im Schnitt ein anderes Ausführungsbeispiel eines Feldeffekttransistors mit Trioden-Kennlinie,

Fig. 3 ein Kennlinienfeld für einen Feldeffekttransistor mit dynamischer Trioden-Kennlinie, w

Fig.4 ein weiteres Kennlinienfeld mit Widerstandsgeraden zur Erläuterung der Erfindung,

Fig. 5 eine weitere Kennliniendarstellung zur Erläuterung der Erfindung,

F i g. 6 schematisch ein Schaltbild eines Ausführungs- 4 > beispiels eines erfindungsgemäßen stabilisierten Transistorverstärkers,

Fig. 7 schematisch ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen stabilisierten Transistorverstärkers, ">»

Fig.8 schematisch ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen stabilisierten Transistorverstärkers,

Fig. 9 schematich ein Schaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen stabili- r, sierten Transistorverstärkers.

In Fig. 1 ist im Schnitt ein Ausführungsbeispiel eines Feldeffekttransistors mit Trioden-Kennlin^;e dargestellt, der bei der Erfindung verwendet wird. Der Feldeffekttransistor besitzt Vertikalschichtaufbau, welcher aus wi einem Eigenhalbleiterbereich 1 mit niedriger Störstellenkonzentration und hohem Widerstand, einem Halbleiterbereich 2 vom P-Typ mit Ringform, der auf dem oberen Teil des Eigenhalbleiterbereichs 6 gebildet ist, und einem Halbleiterbereich 3 vom N-Typ mit hoher <v< Störstellenkonzentration besteht, der sowohl auf dem kreisringförmigen Bereich 2 vom P-Typ als auch dem Eigenhalbleiterbereich 1, wie gezeigt, gebildet ist. Der Bereich 2 vom P-Typ kann durch herkömmliche Selektivdiffusionsmethoden und der Bereich 3 vom N-Typ durch herkömmliche Aufwachsverfahren gebildet werden. Auch andere Verfahren können selbstverständlich zum Bilden dieser Bereiche nach Wunsch verwendet werden. Entsprechende Abfluß- (Drain-), Tor- (Gate-) und Quelle- (Source-)Elektroden D bzw. C bzw. S sind an der Unterseite des Eigenhalbleiterbereiches I₁ an einem freigelegten Abschnitt des kreisringförinigen Bereiches 2 vom P-Typ bzw. an der Oberseite des Bereiches 3 vom N-Typ vorgesehen.

Der in F i g. 1 gezeigte Feldeffekttransistor mit Vertikalschichtaufbau (JFET) zeigt dynamische Triodenkennlinien. Eine bevorzugte Ausführungsform eines derartigen Feldeffekttransistors ist in Fig.2 gezeigt, worin gleiche Bezugszeichen entsprechende Elemente bezeichnen. Die Ausführungsform nach F i g. 2 kann als durch eine Kombination mehrerer Feldeffekttransistoren der in F i g. 1 gezeigten Art gedacht werden, wobei sie der in Fig. 1 oben beschriebenen .-.usführungsform des Feldeffekttransistors sehr ähnlich ist, nur mit den zusätzlichen Abwandlungen, daß der kreisringförmige Bereich 2 vom P-Typ mit einer maschenartigen Konstruktion darin, wie gezeigt, ausgebildet ist. Wie gezeigt, .':5gt demgemäß der Bereich 3 vom N-Typ mit hoher Störstellenkonzentration sowohl über dem kreisringförmigen und maschenartigen Bereich 2 vom P-Typ als auch auf dem Eigenhaibleiterbereich I₁ wobei die Maschenform eine Grenze zwischen aem Eigenhaibleiterbereich 1 und dem darüberliegenden Bereich 3 vom N-Typ mit hoher Störstellenkonzentration bildet. Ferner ist ein zusätzlicher Halbleiterbereich 4 vom N-Typ mit hoher Störstellenkonzentration auf der Unterseite des Eigenhalbleiterbereiches 1 gebildet, wobei die Abflußelektrode D darauf gebildet ist. Der zusätzliche Bereich 4 vom N-Typ dient zur Vergrößerung der Durchbruchspannung zwischen der Abflußelektrode und der Quellenelektrode.

Der äquivalente Innenwiderstand zwischen Quellen- und Abflußelektrode ist ein zusammengesetzter Widerstanu, der aus dem Widerstand zwischen der Quellenelektrode und dem Kanal innerhalb des Feldeffekttransistors, dem Widerstand des Kanals selbst und dem Widerstand zwischen dem Kanal und der Abflußelektrode zusammengesetzt ist.

Bei einem Feldeffekttransistor mit herkömmlichem Schichtaufbau ist der Kanal ein Lateral- oder Querkanal mit hohem Widerstand infolge seiner schmalen und langen Form. Der Quelle-Kanal-Widerstand und der Kanal-Abfluß-Widers'.and sind auch hoch. Infolgedessen ist der Widerstand dieses Feldeffekttranssistors sehr hoch. Als Ergebnis dieses hohen Widerstands zeigt dieser ^reldeffekttransistor dynamische Pentodenkennlinien, weshalb der Abflußstrom gesättigt wird, wenn die Abflußspannung erhont wird.

Im Vergleich zum oben beschriebenen Feldeffekttransistor mit herkömmlichem Schichtaufbau ist der in den Fig. 1 und 2 gezeigte Feldeffekttransistor durch eine verhältnismäßrg kleine Trennung zwischen der Quellenelektrode 5 und dem senkrechten oder vertikalen Kanal gekennzeichnet, wobei zusätzücl. die Kanallänge selbst verhältnismäßig klein ist, so daß das Verhältnis der Kanalbreite zur Länge größer als jenes des Feldeffekttransistors mit Lateralkanal ist. Infolgedessen ist der Ausgangswiderstand des in den Fig. 1 und 2 gezeigten Feldeffekttransistors mit vertikalem Schichtaufbau viel kleiner als der Widerstand des herkömmlichen Feldeffekttransistors und liegt bei-

spielsweise in der Größenordnung von etwa IO Ohm. Demgemäß wird der Abflußstrom des gezeigten Feldeffekttransistors nicht gesättigt, wenn die Abflußspannung höher wird. Somit weisen deren .Spannung-Strom Kennlinien in bezug auf die Abflußelektrode eine überlegene Linearität gegenüber jenen herkömmlichen auf, wodurch eine wirksame Verwendung des Feldeffekttransistors bei einem Verstärker mit hoher Signalwiedergabetreue ermöglicht wird.

Eine Veranschaulichung der von dem in den I·'i g. 1 " und 2 gezeigten Feldeffekttransistor gezeigten dynamischen Kennlinien ist in F i g. 3 graphisch dargestellt. Diese graphische Darstellung zeigt das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom /,>, in Milliampere und der AbflufJispannung V₁/ in Volt. )ede einzelne Kurve stellt ι das Verhältnis Strom-Spannung für entsprechende Torspannungen V^ dar, worin die Torspannung der veränderliche Parameter von beispielsweise 0 V bis - 24 V ist. Es ist ersichtlich, daß die in F ι g. 3 gezeigten Kennlinien den Kennlinien analog sind, welche die " dynamischen Kennlinien einer herkömmlichen Triode darstellen. Da der Feldeffekttransistor der Art zugehört, nach welcher er dynamische Triodenkennlinien zeigt, ist daher der Ausgangswiderstand im wesentlichen konstant, wobei der Feldeffekttransistor ein großes ' Ausgangssignal mit kleiner Verzerrung erzeugen kann.

Unter den Vorteilen, die durch die Verwendung des dargestellten Feldeffekttransistors mit dynamischen Triodenkennlinien der Triodenart erzielt sind, ist jener hervorzuheben, der darin besteht, daß das größere κ Verhältnis zwischen Vertikalkanalbreite und Kanallänge zwischen Abfluß- und Quellenbereich das Fließen eines höheren Abflußstromes ermöglicht. F.in weiterer Vorteil besteht darin, daß die Kennlinien, welche das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und der Torspan- ι nung zeigen, linear sind, so daß eine Verzerrung durch ungeradzahlige Harmonische herabgesetzt wird. Ein weiterer Vorteil besteht aber in der Herabsetzung der Schaltverzerrung, was auf die Tatsache zurückzuführen ist. daß der Feldeffekttransistor nicht die Speicherträger n aufweist, die in Bipolartransistoren enthalten sind. Ein ben. Die graphische Darstellung der F i g. 4 zeigt die dynamischen Triodcnkcnnlinicn des Feldcffekttransi stors. Zusätzlich ist eine Helastungslinie (Widerstandsgerade) auf diesen Kennlinien gezeichnet, wobei die Uelastungslinie eine Neigung hat. die MR gleich ist, worin H eine Belastungsimpedanz bzw. den Ver hnnieherwidrrstand darstellt. Angenommen, daß die an den Feldeffekttransistor angelegte Arbeitsspannung bzw. das angelegte Arbeitspotential gleich V_m, ist. so zeigt sich, daß die von diesem Punkt aus gezeichnete Belastungslinie die Strom-Spannungskurve am Punkt O für den Fall schneidet, in welchem die Torspannung des Feldeffekttransistors gleich Vco ist. Dieser Punkt O kann als ein statischer oder ruhender Arbeitspunkt betrachtet werden, der zu einer Gleichstrom-Vorbelastung führt, die Io an der Abflußelektrode gleich ist.

Wird nun das an den Feldeffekttransistor angelegte Arbeitspotential einer Schwankung unterworfen, um somit auf den Wert V'np herabgesetzt zu werden, so wird sich die Belastungslinie entsprechend verschieben, um die Abszisse an diesem unteren Punkt zu überschneiden. Auf ähnliche Weise wird sich die Belastungslinie dann, wenn das an die Abflußelektrode angelegte Arbeitspotential auf den höheren Wert V"w> erhöht wird, wie gezeigt, entsprechend verschieben. In dieser Hinsicht ist ersichtlich, daß eine: negative Änderung des Arbeitspotentials bewirkt, daß die BelasUi.'ägslinie die Strom-Spannungs-Kennlinie für eine Torspannung überschneidet, die Vco am Punkt A gleich ist. Dies hat die Wirkung einer Herabsetzung der Abfluß-Vorbelastung von einem statischen Wert In auf einen niedrigeren Wert /₍. In Abhängigkeit von einer positiven Änderung des an die Abflußelektrode des Feldeffekttransistors angelegten Arbeitspotentials erscheint auf ähnliche Weise die Überschneidung der Belastungslinie mit der Strom-Spannungskurve Vco am Punkt B. was zu einer erhöhten Abfluß-(Strom-)Vorbelastung /flführt.

Diese Änderung der Abfluß-Vorbelastung, die durch Schwankungen des Arbeitspotentials verursacht ist, das an die Abflußelektrode des Feldeffekttransistors

\/,-*rt<*i| Kp

dkl in Ai*r

ρπ PiiKTint

danz des Feldeffekttransistors. Als Ergebnis einer solchen Eingangsimpedanz verursacht die Belastung oder Last, die durch eine Eingangsquelle vorgegeben ■:■ wird, keine nichtlineare Verzerrung. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß infolge seines niedrigen Ausgangswiderstandes der dargestellte Feldeffekttransistor einen Verbraucher ohne weiteres aussteuern kann, der einen verhältnismäßig hohen Dämpfungsfak- ν tor erfordert. Eir zusätzlicher Vorteil besteht darin, daß. falls der dargestellte Feldeffekttransistor bei einem Gegentaktverstärker verwendet wird, eine komplementäre Gegentaktschaltung mit einfachem Schaltungsaufbau gebildet werden kann.

Der herkömrnüche Feldeffekttransistor mit Latera!- schichtaufb.au kann die obigen Vorteile nicht erzielen, in erster Linie weii er dynamische Pentodenkenniinien aufweist und somit einen sehr hohen Ausgangswiderstand in der Größenordnung von beispielsweise n. mehreren Megaohm hat. Somit wird bei dem herkömmlichen Feldeffekttransistor bei Zunahme der Abflußspannung der Abflußstrom bei einem verhältnismäßig niedrigen Wert der Abflußspannung in Sättigung ausgesteuert. ηϊ

Nun wird die Wirkung der Schwankungen in den Arbeitspotentialen, die an den Feldeffekttransistor angelegt sind, unter Bezugnahme auf Fig.4 beschrie-Ver/xrrungeii am Ausgang des Tonfrequenzverstärkers. Dieser Nachteil wird für die Verstärkeranordnung besonders stark, bei der N-Kanal- und P-Kanal-Feldeffekttransistoren mit dynamischer Triodenkennlinie als komplementärer Gegentakt-Tonfrequenzverstärker oder in einem /IS-Verstärker verwendet werden. Dies kann ohne weiteres berücksichtigt werden, wenn erkannt wird, daß bei einer derartigen Verstärkerkonfiguration oder -anordnung der N-Kanal- und der P-Kanal-Fe!deffekttransis!or so ausgewählt sind, um Strom-Spannungskennlinien in bezug auf die Abflußelektrode zu haben, weiche angepaßte Sperreigenschaften aufweisen.

Dit von angepaßten komplementären Feldeffekttransistoren mit dynamischen Triodenkennlinien abgeleitete Arbeitsweise ist in F i g. 5 graphisch dargestellt. In dieser graphischen Darstellung stellt die Vollinie in der oberen Häifte der graphischen Darstellung das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und der Torspannung des Feldeffekttransistors mit N-Kanal dar. Die Vollinie in der unteren Hälfte der graphischen Darstellung stellt das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und der Torspannung des Feldeffekttransistors mit P-Kanal dar. Falls die an die entsprechenden Feldeffekttransistoren angelegten Torspannungen gleich - Vco und + Vco sind, so wird eine zusammengesetzte Kennlinie für die

komplementären !-'clcleffekttransistoren effektiv so sein, wie durch die gestrichelte Linie So gezeigt. Sind jedoch (iie Abfluß-Vorbelastungen dieser Feldeffekttransistoren von /oiuif!\ herabgesetzt, und zwar als Ergebnis der Schwankungen des Arbeitspotentials, so wird eine Stufe in der zusammengesetzten Kennlinie .SV; bei Abflußsirotii von Null gebildet. Diese Stufe führt /ur Einführung einer Übergangsverzerrung in das Ausgangssignal des Gegentaktverstärker.

Krfindungsgemäß wird dieses Problem der Veränderung der Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors sowie das Problem der Übergangsverzerrung in einem ,Λΰ-Gegentaktverstärker vermieden, indem die Gleich-Vorspannung, die an die Torelektrode des Feldeffekttransistors angelegt ist, verändert wird, um solche Schwankungen des Arbeitspotcntials auszugleichen. Insbesondere wird die Vorspannung der Torelektrode durch einen Ansteuerlransistor, wie z. B. einen Bipolartransistor als Funktion der Schwankungen des Arbeitspotentials angelegt. In bezug auf die graphische Darstellung der F i g. 4 wird beispielsweise dann, wenn das Arbeitspotential einer negativen Veränderung unterzogen ist. um somit auf den Wert V'pd herabgesetzt zu werden und um den Abflußstrom von Iu auf/., herabzusetzen, die Torspannung von Vco auf V₁,_Λ geändert. Fs ist ersichtlich, daß diese Änderung der Torspannung zu einer zugeordneten Strom-Spannungs-Kennlinie führt, die die verschobene Bclastungslinic am Punkt O' schneidet. An diesem Arbeitspunkt ist ersichtlich, daß der Abflußstrom dem statischen Pegel Io gleich ist. Umgekehrt, falls das Arbeitspotential einer positiven Veränderung unterworfen ist, um somit auf den Wert V"nnerhöht zu werden, wird die Torspannung auf den Wert Ve« erhöht. Rs ist ersichtlich, daß die dieser erhöhten Torspannung zugeordnete Strom-Spannungs-Kennlinie die verschobene Belastungslinie am Punkt Cüberschneidet. An diesem Arbeitspunkt ist die Abfluß-(Strom-)Vorbelastung gleich Ιο.

Fs ist daher ersichtlich, daß die vorliegende Erfindung auf dem Grundsat/ einer Veränderung der Torspannung des Feldeffekttransistors als Funktion von

Γ- -I .1

r\iui.ii3p\jn,i

transistors beruht, um somit die statische oder Ruhe-Abfluß-Vorbelastung ungeachtet derartiger Spannungen aufrechtzuerhalten. Daher wird die Vorbelastung des Feldeffekttransistors stabilisiert.

Eine Ausführungsform eines Transistorverstärkers /ur Durchführung der Grundsätze der vorliegenden Erfindung ist in F i g. 6 schematisch dargestellt. Diese Ausführungsform des Verstärkers besteht aus einem Feldeffekttransistor 5 mit dynamischer Triodenkennlinic und einem Eingangstransistor, wie z. B. einem Bipolartransistor 7. Wie gezeigt, sind die Quellen- und Abflußelektroden des Feldeffekttransistors 5 über eine Lasiimpedanz oder einen Verbraucherwiderstand 6 über eine Quelle, d. h. eine Spannungsversorgung eines Arbeitspotentials + V_n 2 geschähet. Bei der dargestellten Schaltung wird angenommen, daß eine Anschlußklemme der Spannungsversorgung mit einem Bezugspotential, wie z. B. Erde, verbunden ist.

Die Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 ist mit einer der Ausgangselektroden, beispielsweise dem Kollektor des Eingangstransistors 7 verbunden. Die andere Ausgangselektrode des Eingangstransistors 7 kann einen Teil der Schwankungen der Spannungsversorgung + V<X2 empfangen. Wie gezeigt, ist dementsprechend ein Spannungsteiler, der von in Reihe geschalteten Widerständen 11 und 9 gebildet ist. über die Spannungsversorgung » V_n .. geschaltet, wobei der Abgriff dieses Spannungsteilers, der durch den Verbindungspunkl der Widerstünde 9, 11 gebildet ist, mit dem Emitter des Eingangstransistors 7 verbunden is!. Der Kollektor des Eingangstransistors 7 ist durch einen Kollektorverbraucherwiderstand 8 mit einer anderen, zweiten Spannungsversorgung -,- V<(< verbunden. Die Basis des Transistors dient als Eingangs- oder Steuerelektrode und ist mit einer Eingangsklemme 10 verbunden, um ein Eingangssignal, das verstärkt werden soll, zu empfangen. In einem Beispiel der dargestellten Ausführungsform ist die zweite Spannungsversorgung + V₍r 1 so gewählt, daß sie höheres Potential als die erste Spannungsversorgung + Vcn erzeugt. Dementsprechend ist die Tor-Quellen-Spannung des Feldeffekttransistors 5 positiver Polarität.

Im Arbeitszustand kann der Verstärkungsgrad des Fingangstransistors 7 durch das Verhältnis zwischen dem Kollektorwiderstande und dem Emitterwiderstand 9 angenähert werden. Ein Eingangssignal, das an die Eingangsklemme 10 angelegt ist, wird durch den Eingangstransistor 7 mit einem Verstärkungsverhältnis verstärkt, die dem obengenannten Verstärkungsgrad des Eingangstransistors 7 gleich ist. Dieses verstärkte Ausgangssignal wird der Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 zugeführt und um die Verstärkungskonstante des Feldeffekttransistors 5 weiter verstärkt, um die Last bzw. den Verbraucher 6 anzusteuern.

Die Wirkung von Spannungsschwankungen des Arbeitspotentials, die durch die erste Spannungsversorgung + V(C2 dem Feldeffekttransistor 5 zugeführt sind, wurde oben in bezug auf F i g. 4 beschrieben und dargestellt. Für den Verwendungszweck, bei welchem der Feldeffekttransistor 5 als die Ausgangsstufe bei einem Tonfrequenzverstärker zum Ansteuern eines Lautsprechersystems verwendet wird, sind die Spannungsschwankungen der ersten Spannungsversorgung + VO. 2 typisch größer als die der zweiten Spannungsversorgung + Vfπ. Angenommen, daß die Spannung, die von der ersten Spannungsversorgung + V₍₍ 1 erzeugt ist, um einen Betrag Δ Vcc erhöht ist, so ist

Cl DICtIUIClI, UiIU UCl AUIIUU^U VJII

UUILII UCII

Feldeffekttransistor 5 fließt, sich um einen Betrag Δία entsprechend erhöht. Diese Beziehung zwischen der Änderung in der Spannungsqueile und der resultierenden Änderung der Abfluß-Vorbelastung wurde unter Bezugnahme auf F i g. 4 oben beschrieben. Umgekehrt, eir.e Herabsetzung der Spannung, die von der ersten Spannungsversorgung + V_n 2 erzeugt ist, erzeugt eine entsprechende Herabsetzung der Abfluß-Vorbelastung de; Feldeffekttransistors 5. Es ist ersichtlich, daß diese Schwankung der Abfluß-Vorbelastung eine unerwünschte Verzerrung des Ausgangssignais erzeug;, das durch den Feldeffekttransistor 5 dem Verbraucher 6 zugeführt wird.

ErfindungsgcTüäu wird eine Änderung der 1 <·!spannung Δ VV; an die Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 in Abhängigkeit einer Veränderung Δ V_(; in der ersten Spannungsversorgung + Va 1 angelegt, um die Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors 5 auf die Art und Weise zu stabilisieren, die zuvor unter Bezugnahme auf Fig. 4 beschrieben wurde. Diese Änderung der Torspannung wird abgeleitet, indem die Schwankung Δ Vcc der Spannungsversorgung in den Emitter des Eingangstransistors 7 eingeprägt wird. Es ist ersichtlich, daß dann, wenn Δ Vcc positiv ist. das Basis-Emitter-Potential, das an dem Eingangstransistor 7 angelegt ist. herabgesetzt wird. Diese effektive Herabsetzung des

Eingangssignal, das an die Klemme 10 angelegt ist. wird durch die Eingangstransistor 7 verstärkt, wobei der Verstärkungsgrad durch das Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände 8 und 9 bestimmt ist. Es ist ersichtlich, daß die resultierende Verstärkung die Torspannung erhöht, die an den Feldeffekttransistor durch den Kollektor des Eingangstransistors 7 angelegt ist, und zwar um einen Betrag von +Δ Wa Zurückkommend auf F i g. 4 ist ersichtlich, daß die Erhöhung der Torspannung die Wiederherstellung der Abfluß-Vorbelastung auf seinen gewünschten Wert In anstrebt.

Eine mathematische Analyse der obigen Beschreibung wird nun stattfinden. Falls die Widerstandswerte der Widerstände 8, 9 und 11 als r_e, r<, und r,, dargestellt sind, wird durch Spannungsteilung eine Änderung Δ Vcc in der ersten Spannungsversorgung + Vcc ι an den Emitter des Eingangstransistors 7 als /yl Vrc/(r_n + m) angelegt. Dies verursacht eine Änderung des Eingangssignalpegels, der an den tingangstransistor / angelegt ist, die durch den Faktor r^/rq verstärkt wird, um so eine Änderung der Torspannung des Feldeffekttransistors 5 zu erzeugen, die wie folgt ausgedrückt werden kann:

I Γ,, =

c,

Im allgemeinen ist der Widerstandswert des Widerstandes 11 so ausgewählt, daß er viel größer als der Widerstandswert des Widerstandes 9 ist, so daß die Gleichung (1) reduziert werden kann, um praktisch wie folgt dargestellt zu werden:

d.h. der Unterschied zwischen den Ausdrücken jeder Seite der Gleichung ist vernachlässigbar.

Der Feldeffekttransistor 5 hat einen Verstärkungsfaktor μ, welcher das Verhältnis zwischen der Tor- und Quellenspannung des Feldeffekttransistors 5 bestimmt. Insbesondere kann für die in Fig. 6 dargestellte

in Quellen-Schaltung befindet, das Verhältnis einer Änderung der Torspannung Δ Vc, und einer Änderung der Quellenspannung Δ Vs, wobei die letztere der Schwankung Δ Vcc in der ersten Spannungsversorgung + Vcc2 gleich ist, wie folgt ausgedrück¹ werden:

ι ι,.

Werden die Gleichungen (2) und (3) kombiniert, so ergibt sich der folgende Ausdruck:

Cu

r..

Es ist ersichtlich, daß dann, wenn die Widerstandswerte η und η ι so ausgewählt sind, um dem Verhältnis zu genügen, welches durch die Gleichung (4) bestimmt ist, die Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors 5 an ihrem im wesentlichen konstanten Arbeitspegel, beispielsweise Ia ungeachtet von Schwankungen in der ersten Spannungsversorgung + Vcc2 stabilisiert wird. Das heißt, bei einer derartigen Bemessung der Widerstände r& und r_u, erreicht eine Schwankung in der ersten Spannungsversorgung + Vcc2 eine entsprechende Änderung der Torspannung, welche an den Feldeffekttransis'ir 5 durch den Eingangstransistor 7 angelegt ist, was wiederum bewirkt, daß die Abflußvorbelastung des Feldeffekttransistors 5 in einer Richtung und um einen Betrag entsprechend geändert wird, was die erwartete Änderung der Vorbelastung infolge der .Spannungsschwankung ausgleicht.

Fig. 7 zeigt B- odei AB- einen Gegentaktverstärker einschließlich der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wie unter Bezugnahme auf F i g. 6 vorhin beschrieben. Der Gegentaktverstärker wird durch eine A-Verstärkerstufe 12 angesteuert, mit einer Eingangsklemme 13, die mit einem Eingangssignal, das verstärkt werden soll, gespeist wird. Die .A-Verstärkerstufe 12 enthält einen ersten Differenzverstärker, der durch differential verbundene Transistoren C^, und Q--, gebildet ist, wobei deren jeueilige Kollektoren über die Widerstände R\_t, /?ib mit einer Klemme einer Spannungsquelle + Vcci verbunden sind. Wie gezeigt, sind die Emitter dieser Transistoren Qt,, Q*, gemeinsam und über einen Widerstand R]» mit einer Klemme einer Spannungsquelle — Vc χ ι verbunden. Es ist ersichtlich, daß die Spannungsquellenklemmen positive und negative Klemmen einer Gleichstromversorgung sein können.

Das Eingangssignal zum Differenzverstärker mit den Transistoren Qf, und Qs wird von der Eingangsklemme 13 durch einen Kopplungskondensator C₂ der Basis des Transistors Qt, zugeführt: wie beschrieben werden wird, kann die Basis des Transistors Q eine Gegenkopplungsspannung von dem Gegentaktverstärkerausgang empfangen.

Die Verstärkerstufe 12 besteht ferner aus einem anderen Differenzverstärker, der durch differentiell verbundene Transistoren Q« und Q* gebildet ist, deren jeweilige Kollektoren über Widerstände Rr und /?_tq mit der Klemme der Spannungsquelle - Vv₁-1 verbunden sind. Die Emitter dieser Transistoren sind gemeinsam über einen Widerstand R\<, mit der Klemme der Spannungsquelle + VVn verbunden. Wie dargestellt, ist die Basis des Transistors Qc, mit der Basis des Transistors Qt, zusammengeschaltet, um so das Eingangssignal, das an die Klemme 13 angel *gt ist, zu pmnfaniwn Anrh Hip Rasis rip« Transistors Oa ist mit der

Basis des Transistors Qj zusammengeschaltet, um so die Gegenkopplungsspannung von dem Gegentaktverstärkerausgang zu empfangen.

Eine Eingangsvorspannungsschaltung mit veränderbarer Eingangsimpedanz bzw. veränderbarem Eingangswiderstand ist mit den miteinander verbundenen Basen der Transistoren Q₆ und Q, verbunden. Diese Vorspannungsschaltung enthält einen Widerstand R\j. der mit einem Kondensator C₃ in Reihe geschaltet ist und erstreckt sich von den Basen der Transistoren Qt,, Qi zu einem Bezugspotential, wie z. B. Erde. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R\y und dem Kondensator Cs ist mit dem verstellbaren Kontakt oder Abgriff eines veränderbaren Widerstandes VR₁. der ein Foientionieier sein kauft, verbünden. Eine geeignete Gleichspannung ist an die Klemmen 14 und 15 über den veränderbaren Widerstand VR, angelegt, um so eine veränderbare Vorspannungsquelle für die Differenzverstärker zu bilden.

Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers, der aus den Transistoren Qs und Qs gebildet ist, ist von dem Kollektor des letzteren Transistors Qn abgeleitet und jber einen verstärkenden Transistor Qi dem Gegentaktausgangsverstärker zugeführt. Der Transistor Q₇ ist gegenüber den differentiell verbundenen Transistoren Qs und Qf, komplementär und ist emitterssitig üoer einen

Il

Widerstand Rm mit der Klemme der Spannungsquelle -*- V, ( ι verbunden. Auf ähnliche Weise ist das Ausgangssignal des Differenzverstärkers, der aus den Transistoren Qf und Qi gebildet ist, von dem Kollektor des letzteren Transistors Qa abgeleitet und durch einen verstärkenden Transistor Qm mit dem Gegcntaktausgangsverstärker gekoppelt. Der Transistor Q_]n gehört einem Leitfähigkeitstyp an. der zu dem der differentiell verbundenen Transistoren Q». Qi komplementär ist. wobei sein Emitter über einen Widerstand Rn mit der Klemme der Spannungsquelle - V< ₍ ι verbunden ist.

Eine Kette von in Reihe geschalteten Dioden D\ verbindet die Kollektoren der Transistoren Q₁ und Qw miteinander urd kann eine Bezugsspannung Vj daran erzeugen. Diese Dioden D\ sind so gepolt, daß sie leitend sind, wenn die Kollektorspannung des Transistors Qi die Kollektorspannung des Transistors ζλ übei schreitet. Ein Kondensator C\ ist zu den Dioden D, paraiiei gescha'tet, um einen weehseistrotn-Bypass /wischen den Transistoren Qi und Q\a zu bilden.

Fun Widerstand /?j dient zum Koppeln des Kollektors des Transistors Qi mit der Basis eines Transistors Qi, wobei der letztere Transistor als Eingangsstufe für den Gegentaktausgangsverstärker dient. Auf ähnliche Weise dient ein Widerstand Ra zum Koppeln des Kollektors des Transistors Q\q mit der Basis des Transistors Qa, wobei der letztere Transistor gegenüber dem Transistor Qi komplementär ist und als eine komplementäre Eingangsstufe zum Gegentaktau; ^angsverstärker dient. Ein veränderbarer Widerstand VR₂, wie z. B. ein Potentiometer, Rheostat oder dgl., verbindet die jeweiligen Basen der Transistoren Qj und Qa miteinander und wie beschrieben wird, ermöglicht eine Verstellung der Eingangsvorspannungspotentiale, die dem Gegentaktverstärker zugeführt werden.

Der Gegentaktausgangsverstärker, wie dargestellt, ist ein Leistungsverstärker mit komplementären Stufen, die in einer Gegentaktanordnung angeordnet sind. Jede dieser Stufen ist der Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transistorverstärkers ähnlich, der unter Bezugnahme auf Fig. 6 zuvor beschrieben wurde. Somit hpstpht rW Λιιςσηπσ Ηργ pinpn knmplpmpntärpn Stiifp aus dem Feldeffekttransistor Q] mit dynamischer Triodenkennlinie und ist mit einer Ausgangsklemme 16 in Quellen-Schaltung verbunden. Der Ausgang der anderen komplementären Stufe besteht aus dem Feldeffekttransistor Q2 mit dynamischer Triodenkennlinie und ist mit der Ausgangsklemme 16 in Quellenschaltung verbunden. Es ist ersichtlich, daß die Feldeffekttransistoren Q und Q₂ komplementär sind. Wie bei der Ausführungsform nach F i g. 6 gehört der Feldeffekttransistor Qi beispielsweise dem P-Kanaltyp an, wobei seine Quellenelektrode mit der Spannungsversorgung + Vcci verbunden ist. Die Torelektrode dieses Feldeffekttransistors Qi ist mit dem Kollektor des Transistors Qi verbunden, der einem komplementären Leitfähigkeitstyp angehört Der Kollektor des Transistors Qj ist über einen Widerstand R\ ferner mit der Klemme der Spannungsqueüe 4- Vcci verbunden, während der Emitter des Transistors Qi über einen Widerstand R> mit der Ausgangskiemrne 16 verbunden ist. Schwankungen in der Spannungsversorgung + Vcci werden in der. Emitter des Transistors Qk über einen Widerstand R-. eingeprägt.

Die komplementäre Stufe des Gegentaktverstärkers ist auf ähnliche Weise angeschlossen, wobei der Kollektor des Transistors Qa mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors Qi und ferner über einen Widerstand Ri mit der Klemme der Spannungsquelle — V_fn verbunden ist. Wie gezeigt, ist der Emitter des Transistors Qa über einen Widerstand /ff, mit einer Ausgangsklcmme 16 verbunden und kann Schwankungen in der Spannungsversorgung — V_{(( 2} ι mpfangen, die über einen Widerstand Rg darin eingeprägt sind.

Obwohl nicht gezeigt, ist eine Lastimpedanz oder ein Verbraucherwiderstand mit der Ausgangsklemme 16 verbindbar, um durch den dargestellten Verstärker angesteuert zu werden. Typisch für den Verwendungszweck, bei welchem der Verstärker als Tonfrequenzverstärker hoher Güte verwendet wird, kann ein Lautsprechersystem mit der Ausgangsklemme 16 verbunden v. erden

Die Ausgangsspannung, welche der Ausgangsklemme 16 durch den Gegentaktverstärker zugeführt wird, wird der Verstärkerstufe 12 durch eine Gegenkopplungsschaltung rückgekoppelt, die aus in Reihe geschalteten Widerständen K₁, und R]₂ gebildet ist. Diese Widerstände sind in einer Spannungsteileranordnung angeordnet, deren Ausgarigsklemme durch den dazwischen gebildeten Verbindungspunkt gebildet ist. Wie dargestellt, ist das Ausgangssignal dieser Spannungsteilerschaltung gemeinsam den Transistoren Qj und Qa der zuvor beschriebenen Differenzverstärker zugeführt.

Bei dem dargestellten Verstärker ist ersichtlich, daß Schwankungen in der Spannungsquelle + V_Cc\ und/ oder — Vex t die entsprechenden Torspannungen beeinflussen, die an die Feldeffekttransistoren Q\ und φ über die Transistoren Q₃ bzw. Qa angelegt sind. Wenn auch derartige Schwankungen auf ein Minimum herabgesetzt und wirksam vermieden werden können, indem diese Spannungsquellen als hochgenau konstant geregelte Quellen ausgebildet sind, so sind derartige Spannungsquellen jedoch sehr kostspielig und kompliziert. Um die Kosten solcher Spannungsquellen auf ein Minimum herabzusetzen, werden dementsprechend deren erwartete Schwankungen berücksichtigt und deren Wirkungen ausgeglichen, indem dh Widerstände Rq und /?ic, welche zum Einprägen der Schwankungen in der Spannungsquelle — Vcci in den Emitter des Transistors (y, iinri 7iim Finnräppn r|pr Schwankungen in der Spannungsquelle + Vcci in den Emitter des Tran-istors Qa vorgesehen sind.

Nun wird die Arbeitsweise des dargestellten Verstärkers beschrieben, wobei zunächst angenommen wird, daß kein Eingangssignal der Eingangsklemme 13 zugeführt wird. Angenommen sei ferner, daß die Eingangsvorspannung, die dem Gegentaktverstärker über die Transistoren Q₇ und Q_i0 der Verstärkerstufe 12 zugeführt ist, zu einer Spannung Vj an der Diode Di führt, welche der Summe der Diodenspannungsabfälle im wesentlichen gleich ist. Die Widerstände R^, VR₂ und Ra bilden eine Spannungsteilerschaltung, die über die Dioden D\ geschaltet ist, wodurch sich eine Teilspannung gleich Va am veränderbaren Widerstand VR₂ ergibt. Diese Spannung V4 reicht aus, um die Transistoren Q\ und Qa in den Leitfähigkeitsbereich vorzuspannen, so daß im wesentlichen gleiche Ströme hindurchfließen und die Transistoren einen Basis-Fmirter-Spannungsabfall zeigen, der 'v'be gleich ist. Angenommen, daß der Basisstrom vernachlässigbar ist, ist ersichtlich, daß die Koiiektorströme dieser entsprechenden Transistoren deren Emitterströmen gleich sind, was wie folgt ausgedrückt werden kann:

R, + R₆

Da die Vorspannung V₄ ein Bruchteil der Spannung Vj ist, ist ersichtlich, daß V₄ und somit die Kollektorströme der Transistoren Q3 und Q₄ lediglich durch Verstellung des veränderbaren Widerstandes VR₂ leicht eingestellt werden können. Da die entsprechenden Torspannungen, die an die Feldeffekttransistoren Q_x, Q₂ angelegt sind, den Kollektorspannungen der Transistoren Qs bzw. Q₄ gleich sind, ist daher ersichtlich, daß die Arbeitspunkte der Feldeffekttransistoren für die Arbeitsweise der Klasse Äoder Klasse AB erreicht werden können, indem die Transistor-Kollektorströme auf die oben beschriebene Weise entsprechend eingestellt werden.

Die Verzerrung, die sonst in das verstärkte Ausgangssignal eingeführt wird, das an der Ausgangsklemme 16 erzeugt ist nach der Verstärkung eines Ausgangssignals, das an die Eingangsklemme 13 angelegt ist, infolge der Schwankungen in den Spannungsversorgungen + Vor: und — Vcc 2. wird vermieden und zwar auf die Art und Weise, die nun beschrieben wird. Zum Zwecke dieser Erörterung sei angenommen, daß die Spannungsauellen + Vcc\ und — Vcci im wesentlichen konstant gehalten und keinen Schwankungen unterworfen sind. In diesem Falle ist ersichtlich, daß die Abfluß-(Strom-)Vorbelastung der Feldeffekttransistoren Q₁ und Q₂ entsprechend der Anordnung stabilisiert wird, die unter Bezugnahme auf Fig.6 hier zuvor beschrieben und dargestellt wurde. Insbesondere wird, falls die Widerstände R\, R₂, Ri und Rs die Widerstandswerte n, r₂, η bzw. rs haben, und fails die Verstärkungskonstarten der Feldeffekttransistoren Q\ und Q₂ gleich μι bzw. μ₂ sind, die Stabilisierung der Abfluß-Vorbelastung ungeachtet von Schwankungen in den Spannungsversorgungen + Vcc2und — Vcc2erzielt, falls den folgenden Gleichungen genügt wird:

'' * I 4 ' 15.

'■- μ.

Angenommen, daß die Spannungsquellen + Vcc\ und - V₁et Schwankungen unterworfen werden. Angenommen ferner, daß positive und negative Spannungsquelle Schwankungen in derselben Polarität und in derselben Größe erfahren. In bezug auf die Kollektorspannung des Transistors Qi (die selbstverständlich die Torspannung ist, die an den Feldeffekttransistor Q\ angelegt ist), wird dementsprechend eine Änderung /4 Vco in der Spannungsquelle + VVci an den Kollektor des Transistors Qi angelegt und wird eine gleiche Änderung Δ Vco in der Spannungsquellc — K_Cri durch die Widerstände R<* und /fs spannungsgeteilt und an den Transistoremitter angelegt, um so die Basis-Emitter-Spannung herabzusetzen, wobei diese Herabsetzung der Spannung durch den Transistor Qi verstärkt und an dem Kollektor entsprechend dem Transistorverstärkungsgrad erzeugt ist, welcher durch tl.is Verhältnis zwischen Kollektor- und Emitterwiderstancl bestimm* ist. Die Änderung der Kollektorspannung des Transi stors Qi ist somit der Änderung der Torspannung gleich, die an den Feldeffekttransistor Q\ angelegt ist. wobei sie wie folgt ausgedrückt werden kann:

Es ist ersichtlich, daß der erste Ausdruck in der Gleichung (7) auf die Schwankung in der Spannungsquelle + Vcc\ und der zweite Ausdruck auf die Schwankung in der Spannungsquelle - Vcci zurückges führt wird. Falls der Widerstandswert Γ9 viel größer als der Widerstandswert rs ist, kann die Gleichung (7) wie folgt reduziert werden:

= + I V_m - I V_ccl ■ -I

I I'd,

'Ίι

Nach Gleichung (8) kann die Änderung der Torspannung des Feldeffekttransistors Q\ infolge der Spannungsschwankungen in den Spannungsquelten + Vcci und — Vcci vermieden werden, falls die Widerstandswerte η und Γ9 so gewähl ι sind, daß sie im wesentlichen gleich sind.

Die Gleichungen (7) und (8) sind auf gleiche Weise anwendbar, um die Änderung der Torspannung zu bestimmen, die an den Feideffeküransisiur Q₂ aiigelcgi ist, wie durch die Schwankungen der Spannungsquellen + Vcc\ und - Vcc\ verursacht. Es folgt somit, daß solche Spannungsschwankungen im wesentlichen keine Wirkung auf die Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors Q₂ haben, falls die Widerstandswerte r₂ und Γιο so gewählt sind, daß sie im wesentlichen gleich sind.

Wird nun ein zw verstärkendes Eingangssignal an die Eingangsklemme 13 angelegt, so wird dieses Signal durch die Verstärkerstufe 12 verstärkt und dann durch die Transistoren Q₇ und Q\o der Gegentaktausgangsverstärkerstufe zugeführt. Weitere Verstärkung wird durch aie Transistoren Qi und Qa bewirkt, welche die Feldeffektverstärker Q\ bzw. Q₂ ansteuern. Es ist ersichtlich, daß die Feldeffekttransistoren Q\, Q₂ nun eine geeignete Last ansteuern können, welche mit der Klemme 16 verbunden ist, und zwar mit minimaler Verzerrung, unabhängig von Schwankungen in den zweiten Spannungsquellen + Vcv\ ^l|r*d — Vcn oder Schwankungen in den ersten Spanniingsnuellen + V_{n 2} und - V_Cc2-

Bei der dargestellten Ausführungsform ist ersichtlich, daß jede der Spanriungsquellen aus einzelnen Erregerquellen bestehen können. Andererseits kann eine einzige Spannungsquelle mit positiver und negativer Ausgangsklemme und mit einem Mittelabgriff, mit Erde verbunden, verwerdet werden, um die Spannungen + V(c 1 und — V(x ■ zu liefern; und auf ähnliche Weise kann eine einzige Quelle eines Arbeitspotentials (erste Spannungsversorgung) mit positiver und negativer Ausgangsklemme und mit einem Mittelabgriff, mit Erde verbunden, verwendet werden, um die Arbeitspotentiale + Vcc2 und — Vcci /u liefern. Es ist ersichtlich, daß die bestimmte Anordnung solcher Spannungsquellcn nach Wunsch gewählt werden kann.

Eine weitere Ausführungsform eines Transistorverstärkers zur Durchführung der Grundsätze der vorliegenden Erfindung ist in F i g. 8 schematisch dargestellt. Diese Ausführungsform ist der in Fig.6 dargestellten und vorher beschriebenen Ausführungsform ähnlich, so daß gleiche Bauteile mit entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet sind, die mit einem Strich versehen sind. Die Aiisführungsform nach F i g. 8 unterscheidet sich von der Ausführungsform nach F i g. 6 darin, daß der Kollektor des Transistors T mit dem Tor des . Feldeffekttransistors 5' über einen Emitterfolger 17 verbunden ist. Vv¹Jc gezeigt, ist somit der Emitter des Ernitterfolgertransiitors 17 über einen Widerstand 18 mit der Spannungsqiiclle + V'cc\ und ist der Kollektor

dieses Transistors 17 mit Erde verbunden. Der Kollektor des Transistors T ist mit der Basis des Emitterfolgertransistors 17 verbunden.

Die Arbeitsweise der in Fig.8 schematisch dargestellten Ausführungsform ist der Arbeitsweise des Transistorverstärkers, der unter Bezugnahme auf F i g. 6 zuvor beschrieben wurde, im wesentlichen ähnlich. Somit wird der Feldeffekttransistor 5' mit dynamischer Triodenkennlinie durch den Emitterfoigertransistor 17 angesteuert, wodurch der Transistorverstärker noch weiter verbesserte Frequenzansprecheigenschaften erhält. Die höheren Frequenzen im verstärkten Ausgangssignal werden somit nicht verschlechtert, sogar in Anwesenheit der eigenen Eingangskapazität des Feldeffekttransistors 5'. Der Zusatz des Emitterfolgers 17 ist für jene Ausführungsformen vorteilhaft, bei welchen der Feldeffekttransistor 5' mit dynamischer Triodenkennlinie eine verhältnismäßig große Kapazität zwischen Tor und Quelle aufweist. Eine solche Kapazität kann in der Größenordnung von mehreren hundert Picofarad liegen. Es ist ersichtlich, daß bei dieser Größe der Kapazität die niedrigere Ausgangsimpedanz des Emitterfolgertransistors 17 bedeutsame Frequenzansprechverschlechterung des verstärkten Signals, der Tor-Quellen-Kapazität des Feldeffekttransistors 5' zugeschrieben, vermeidet.

Bei der Ausführungsform nach Fig. 8 sind der Transistor T und der Emitterfoigertransistor 17 komplementär. Diese komplementären Transistoren sind jedoch nicht unbedingt notwendig, wie aus der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsform ersichtlich, die in F i g. 9 schematisch dargestellt ist.

Der Verstärker nach Fig. 9 ist dem in Fig. 7 gezeigten und vorhin beschriebenen Verstärker im wesentlichen gleich, wobei entsprechende Bauteile durch die zuvor ausgewählten Bezugszeichen mit zusätzlich einem Strich bezeichnet sind. Die Ausführungsform nach Fig.9 unterscheidet sich von der Ausführungsform nach Fig. 7 dadurch, daß der in F i g. 8 gezeigte Transistorverstärker als Gegentaktausgangsverstärker verwendet wird. Während die Feldeffekttransistoren nach der Ausführungsform gemäß F i g. 7 in Quellen-Schaltung gezeigt sind, verwendet die Ausführungsform nach Fig. 9 Feldeffekttransistoren Cn und Qn in Quellenfolgeranordniing.

Der Kollektor des Transistors Q'\ ist mit dem Tor des Feldeffekttransistors Qn über einen Emitterfoigertransistor 19 verbunden. Es ist ersichtlich, daß der Transistor Q'j und der Feldeffekttransistor Qn der komplementären Leitfähigkeitsart zugehören, wogegen der Transistor Q't und der Emitterfoigertransistor 19 gleichem Leitfähigkeitstyp zugehören. In der anderen Gegentaktstufe ist der Kollektor des Transistors Q\ mit dem Tor des Feldeffekttransistors Qw über einen Emitterfoigertransistor 20 verbunden. Der Transistor Q\ und der Feldeffekttransistor Qw gehören dem komplementären Leitfähigkeitstyp an, wogegen der Transistor Q\ und der Emitterfoigertransistor 20 demselben Leitfähigkeitstyp angehören.

Der Emitterfoigertransistor 19 ist über die Spannungsquellen + V'cc\ und — V'cc\ geschaltet, wobei sein Emitter über einen Widerstand 23 mit der

in Spannungsquelle - V'cc\ und sein Kollektor über einen Widerstand 22 mit der Spannungsquelie + V'ccx verbunden ist Der Emitterfoigertransistor 20 ist an diese Spannungsquelle + V'ccx, - V'ccx über einen Emitterwiderstand 24 und einen Kollektorwiderstand

ι ί 21 angeschlossen.

Die Arbeitsweise der in Fig. 9 schema ti,· 'λ dargestellten Ausführungsform ist der Arbeitsweise im wesentlichen gleich, die zuvor unter Bezugnahme auf F i g. 7 beschrieben wurde, wobei sie zusätzlich die

Ju verbesserten höheren Frequenzansprecheigenschaften zeigt, die unter Bezugnahme auf den Transistorverstärker nach Fig. 8 beschrieben wurde. Eine weitere Beschreibung ist daher entbehrlich. Es ist jedoch zu beachten, daß, da die Feldeffekttransistoren Q_n und Qn

r> in einer Quellenfolgeranordnung angeordnet sind, deren Ausgangsimpedanz verhältnismäßig niedrig ist, um so einen höheren Dämpfungsfaktor für die Lastimpedanz zu erzielen, die mit der Ausgangsklemme 16' verbunden ist, als jene, die durch die Quellen-Schaltung gemäß

i'i F i g. 7 erzielt ist. Nichtsdestoweniger ist ersichtlich, daß die Vorbelastungen der Feldeffekttransistoren Qw, Qn sogar bei Schwankungen in den Spannungsquellen 4- V'ccx und - V'ccx und/oder Schwankungen in den Spannungsquellen + V'round — Vcci stabilisiert sind.

>"i Wenn auch die vorliegende Erfindung insbesondere unter Bezugnahme auf mehrere bevorzugte Ausführungsformen beschrieben und dargestellt wurde, sind selbstverständlich verschiedene Änderungen und Abwandlungen in bezug auf Form und Einzelheiten

in möglich. Zum Beispiel können die Leitfähigkeitstvpcn der jeweiligen Transistoren, sowie der Feldeffekttr ins, stören gegebenenfalls zweckmäßig geändert werden. Die Feldeffekttransistoren können auch in anderen herkömmlichen Klassen der Arbeitsweise arbeiten und

i'> müssen nicht nur auf die Arbeitsweisen der Klasse AB oder B beschränkt werden. Falls in Gegentaktanordnung verwendet, kann ferner die Verstärkerstufe 12, welche die Gegentaktstufe ansteuert, .-,ideren Aufbau haben. Es ist auch ersichtlich, daß die Lehren der

■ι Erfindung einen weiten Verwendungsbereich haben und nicht lediglich auf Tonfrequenzverstärker beschränkt sind.

llier/u 4 Ml.'iii Zeiehnuimen

Claims (1)

Patentansprüche:

1. Stabilisierter Transistorverstärker, mit einem mit der Lastimpedanz gekoppelten Ausgangstransistör, mit einer ersten Schwankungen unterworfenen Spannungsversorgungsquelle, die mit einer ersten Ausgangselektrode des Ausgangstransistors verbunden ist, dessen zweite Ausgangselektrode mit der Lastimpedanz verbunden ist, mit einem Eingangstransistor, dessen eine erste Ausgangselektrode mit der Eingangselektrode des Ausgangslransistors gleichstromgekoppelt ist, wobei der ersten Ausgangselektrode des Eingangstransistors über einen ersten Widerstand eine Versorgungsspannung zügeführt wird, mit einem an die erste Spannungsversorgungsquelle angeschlossenen Spannungsteiler, dessen einer Anschluß mit der ersten Ausgangselektrode des Ausgangstransistors verbunden ist und dessen Abgriff mit der zweiten Ausgangselektrode des Eingangstransistors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß als Ausgangstransistor ein Feldeffekttransistor (5, 5') mit Triodenkennlinie verwendet ist, daß eine von der ersten Spannungsversorgungsquelle (Vcci, V'cc2) im wesentlichen r, unabhängige zweite Spannungsversorgungsquelle (Ccc\, V'cc\) mit dem Ausgangsanschluß des Eingangstransistors (7, T) über den ersten Widerstand (8, 8') verbunden ist, und daß der Spannungsteiler aus einem zweiten und einem dritten Widerstand ('.1,9JlI', 9') gebildet ist, wobei der eine Anschluß des zweiten V'iderstc.-des (U, 11') mit der Ausgangselektrode des Feldeffekttransistors (5, 5') verbunden ist und für die Widers''indswerte r_h ,r₂, η des ersten, zweiten und dritten Widerstandes (ίί, 8'; 11, U';9,9')die Beziehung gilt: