DE2522490C3 - Stabilisierter Transistorverstärker - Google Patents
Stabilisierter TransistorverstärkerInfo
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Description
worin μ der Verstärkungsfaktor des Feldeffekttransistors
(5,5') ist.
2. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite
Widerstand (11,11')des Spannungsteilers(11, U';9, 4-9')
sehr viel größer als der dritte Widerstand (9:, 9') ist, so daß die Beziehung gilt:
''2
3. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Hingangstransistor
(7, T) ein bipolarer Transistor ist, und daß der Abgriff des Spannungsteilers (11,9; 11', -,->
9') mit dem Emitter des Eingangstransistors (7, T) verbunden ist.
4. Stabilisierter Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
daß die Gleichstromkopplung zwischen hri dem Eingangstransistor (7, T) und dem Feldeffekttransistor
(5, 5') durch einen Emitterfolger (17) gebildet ist.
5. Stabilisierter Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn- h->
zeichnet, daß mit diesem ein weiterer Transistorverstärker zu einem Gegentaktverstärker zusammengeschaltet
ist, der gleich wie der erstgenannte Transistorverstärker aufgebaut ist, jedoch gegenüber
diesem komplementäre Transistoren und Spannungsversorgungsquellen aufweist.
6. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite
Ausgangselektrode des Eingangstransistors (Qj, Q'i
bzw. Qt. Q\) dieses und des weiteren Transistorverstärkers über je einen vierten Widerstand (i?9, R%
bzw. Äio, Ä'io) mit der ersten Spannungsversorgungsquelle(-
Vcci, - V'cci bzw. + V'ccu + Vcci)
des jeweils anderen Transistorverstärkers verbunden ist, wobei die Beziehung gilt:
und /4 der Widerstandswert des vierten Widerstandes
(R9, R 9 bzw. Λ,ο, Ä'I0) ist.
7. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert
η des ersten Widerstandes (R], R) bzw. Ri, R'i) etwa gleich dem Widerstandswert r, des
vierten Widerstandes (R^, A9 bzw. Λ,ο, R'\o) ist.
Die Erfindung betrifft einen stabilisierten Transistorverstärker gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Ein derartiger Transistorverstärker ist bekannt (vgl. US-PS 30 96 487). Bei dem bekannten Transistorverstärker
sind die Transistoren durch bipolare Transistoren gebildet. Weiter ist eine regenerierende Rückkopplung
vorgesehen.
Treten nun Spannungsschwankungen in der Spannungsversorgung auf, so müssen dort besondere
Maßnahmen vorgesehen werden, beispielsweise durch geeignetes Zuschalten von Widerständen, um mittels
Rückkopplungsmaßnahmen diese Sp mnungsschwankungen
auszugleichen.
Gleichstromkopplungen zwischen verschiedenen Transistorstufen sind allgemein üblich (vgl. z. B. DE-AS
12 27 514, DE-AS 12 86 090).
Schließlich ist es auch bekannt, einen Serien-Parallel-Gegenkopplungskreis
zur Stabilisierung der dynamischen Spannungsverstärkung zu verwenden (vgl. Bulletin
Technique Nr. 7 [I960], S. 230, Nr. 6 [I960], S. 195),
wobei wesentlich richtige Phasenlage der dynamischen Gegenkopplung und hohe Schleifverstärkung sind,
weshalb das Verhältnis von Eingangsimpedanz und Ausgangsimpedanz eine Rolle spielt.
Insbesondere bei Tonfrequenzverstärkern hat sich die Verwendung von Feldeffekttransistoren als günstig
erwiesen. Jedoch wurden dabei bisher nur Feldeffekttransistoren mit Lateral-Kanal, d. h. mit Pentoden-Kennlinie
verwendet, da Feldeffekttransistoren mit Vertikal-Kanal, d.h. mit Trioden-Kennlinie, sehr störungsempfindlich
sind, insbesondere in bezug auf Spannungsschwankungen der Spannungsversorgung.
Andererseits besitzen Feldeffekttransistoren mit Trioden-Kennlinie Vorteile in bezug auf hohe zu
erreichende Lastströme, wie das zum Beispiel bei Lautsprechern der Fall ist, deren Endstufen bisher mit
Transistorverstärkern mit bipolaren Transistoren, wie der eingangs genannten Art ausgerüstet ■sind.
Es genügt also nicht, den bipolaren Ausgangstransistor des bekannten Transistorverstärkers lediglich
durch einen Feldeffekttransistor mit Trioden-Kennlinie
zu ersetzen, da dadurch erst Spannungsschwankungen der Spannungsversorgung nachteiligen Einfluß auf das
Ausgangssignal haben.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung einen stabilisierten Transistorverstärker der eingangs genannten Art so
auszubilden, daß solche bei der Verwendung von Feldeffekttransistoren mit Trioden-Kennlinie auftretende
Schwankungen des in die Lastimpedanz fließenden Stroms vermieden sind.
Die Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst
Die Erfindung wird durch die in den Unteransprüchen wiedergegebenen Merkma's weitergebildet.
Durch die Erfindung werden bei einem stabilisierten Transistorverstärker sowohl hoher Eingangswiderstand
als auch kurze Schaltzeiten erreicht, wobei eine hohe Strombelsstbarkeit erreichbar und Verzerrungen des
Last-Ausgangsstroms vermieden, d. h. dessen Linearität verbessert ist Dabei wird durch die zusätzliche
unabhängige Spannungsversorgung für den vorgeschal- :n teten bipolaren Eingangstransistor vermieden, daß nicht
kompensierte Spannungsschwankungen aus der Spannungsversorgung für den Ausgangstransistor, d. h. den
Feldeffekttransistor mit Trioden-Kennlinie, an dessen Gate- oder Toranschluß gelangen, was bei Transistorverstärkern
mit Feldeffekttransistoren mit Trioden-Kennlinie schädlich wäre. Dabei sind diese Vorteile mit
sehr einfachem und damit kostengünstigem Schaltungsaufbau erreichbar. Die Erfindung ist insbesondere für
Tonfrequenz-Leistungsverstärker hoher Güte verwend- j<> bar.
Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert Es
zeigt
Fig. 1 im Schnitt ein Ausführungsbeispiel eines j>
Feldeffekttransistors mit Trioden-Kennlinie,
Fig. 2 im Schnitt ein anderes Ausführungsbeispiel eines Feldeffekttransistors mit Trioden-Kennlinie,
Fig. 3 ein Kennlinienfeld für einen Feldeffekttransistor
mit dynamischer Trioden-Kennlinie, w
Fig.4 ein weiteres Kennlinienfeld mit Widerstandsgeraden
zur Erläuterung der Erfindung,
Fig. 5 eine weitere Kennliniendarstellung zur Erläuterung
der Erfindung,
F i g. 6 schematisch ein Schaltbild eines Ausführungs- 4 >
beispiels eines erfindungsgemäßen stabilisierten Transistorverstärkers,
Fig. 7 schematisch ein Schaltbild eines weiteren Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen stabilisierten
Transistorverstärkers, ">»
Fig.8 schematisch ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen stabilisierten
Transistorverstärkers,
Fig. 9 schematich ein Schaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen stabili- r,
sierten Transistorverstärkers.
In Fig. 1 ist im Schnitt ein Ausführungsbeispiel eines Feldeffekttransistors mit Trioden-Kennlin;e dargestellt,
der bei der Erfindung verwendet wird. Der Feldeffekttransistor besitzt Vertikalschichtaufbau, welcher aus wi
einem Eigenhalbleiterbereich 1 mit niedriger Störstellenkonzentration und hohem Widerstand, einem Halbleiterbereich
2 vom P-Typ mit Ringform, der auf dem oberen Teil des Eigenhalbleiterbereichs 6 gebildet ist,
und einem Halbleiterbereich 3 vom N-Typ mit hoher <v<
Störstellenkonzentration besteht, der sowohl auf dem kreisringförmigen Bereich 2 vom P-Typ als auch dem
Eigenhalbleiterbereich 1, wie gezeigt, gebildet ist. Der Bereich 2 vom P-Typ kann durch herkömmliche
Selektivdiffusionsmethoden und der Bereich 3 vom
N-Typ durch herkömmliche Aufwachsverfahren gebildet werden. Auch andere Verfahren können selbstverständlich
zum Bilden dieser Bereiche nach Wunsch verwendet werden. Entsprechende Abfluß- (Drain-),
Tor- (Gate-) und Quelle- (Source-)Elektroden D bzw. C bzw. S sind an der Unterseite des Eigenhalbleiterbereiches
I1 an einem freigelegten Abschnitt des kreisringförinigen
Bereiches 2 vom P-Typ bzw. an der Oberseite des Bereiches 3 vom N-Typ vorgesehen.
Der in F i g. 1 gezeigte Feldeffekttransistor mit Vertikalschichtaufbau (JFET) zeigt dynamische Triodenkennlinien.
Eine bevorzugte Ausführungsform eines derartigen Feldeffekttransistors ist in Fig.2 gezeigt,
worin gleiche Bezugszeichen entsprechende Elemente bezeichnen. Die Ausführungsform nach F i g. 2 kann als
durch eine Kombination mehrerer Feldeffekttransistoren der in F i g. 1 gezeigten Art gedacht werden, wobei
sie der in Fig. 1 oben beschriebenen .-.usführungsform
des Feldeffekttransistors sehr ähnlich ist, nur mit den
zusätzlichen Abwandlungen, daß der kreisringförmige Bereich 2 vom P-Typ mit einer maschenartigen
Konstruktion darin, wie gezeigt, ausgebildet ist. Wie gezeigt, .':5gt demgemäß der Bereich 3 vom N-Typ mit
hoher Störstellenkonzentration sowohl über dem kreisringförmigen und maschenartigen Bereich 2 vom
P-Typ als auch auf dem Eigenhaibleiterbereich I1 wobei
die Maschenform eine Grenze zwischen aem Eigenhaibleiterbereich
1 und dem darüberliegenden Bereich 3 vom N-Typ mit hoher Störstellenkonzentration bildet.
Ferner ist ein zusätzlicher Halbleiterbereich 4 vom N-Typ mit hoher Störstellenkonzentration auf der
Unterseite des Eigenhalbleiterbereiches 1 gebildet, wobei die Abflußelektrode D darauf gebildet ist. Der
zusätzliche Bereich 4 vom N-Typ dient zur Vergrößerung der Durchbruchspannung zwischen der Abflußelektrode
und der Quellenelektrode.
Der äquivalente Innenwiderstand zwischen Quellen- und Abflußelektrode ist ein zusammengesetzter Widerstanu,
der aus dem Widerstand zwischen der Quellenelektrode und dem Kanal innerhalb des Feldeffekttransistors,
dem Widerstand des Kanals selbst und dem Widerstand zwischen dem Kanal und der Abflußelektrode
zusammengesetzt ist.
Bei einem Feldeffekttransistor mit herkömmlichem Schichtaufbau ist der Kanal ein Lateral- oder Querkanal
mit hohem Widerstand infolge seiner schmalen und langen Form. Der Quelle-Kanal-Widerstand und der
Kanal-Abfluß-Widers'.and sind auch hoch. Infolgedessen
ist der Widerstand dieses Feldeffekttranssistors sehr hoch. Als Ergebnis dieses hohen Widerstands zeigt
dieser reldeffekttransistor dynamische Pentodenkennlinien,
weshalb der Abflußstrom gesättigt wird, wenn die Abflußspannung erhont wird.
Im Vergleich zum oben beschriebenen Feldeffekttransistor
mit herkömmlichem Schichtaufbau ist der in den Fig. 1 und 2 gezeigte Feldeffekttransistor durch
eine verhältnismäßrg kleine Trennung zwischen der Quellenelektrode 5 und dem senkrechten oder vertikalen
Kanal gekennzeichnet, wobei zusätzücl. die Kanallänge selbst verhältnismäßig klein ist, so daß das
Verhältnis der Kanalbreite zur Länge größer als jenes des Feldeffekttransistors mit Lateralkanal ist. Infolgedessen
ist der Ausgangswiderstand des in den Fig. 1 und 2 gezeigten Feldeffekttransistors mit vertikalem
Schichtaufbau viel kleiner als der Widerstand des herkömmlichen Feldeffekttransistors und liegt bei-
spielsweise in der Größenordnung von etwa IO Ohm.
Demgemäß wird der Abflußstrom des gezeigten
Feldeffekttransistors nicht gesättigt, wenn die Abflußspannung
höher wird. Somit weisen deren .Spannung-Strom Kennlinien in bezug auf die Abflußelektrode eine
überlegene Linearität gegenüber jenen herkömmlichen auf, wodurch eine wirksame Verwendung des Feldeffekttransistors
bei einem Verstärker mit hoher Signalwiedergabetreue ermöglicht wird.
Eine Veranschaulichung der von dem in den I·'i g. 1 "
und 2 gezeigten Feldeffekttransistor gezeigten dynamischen Kennlinien ist in F i g. 3 graphisch dargestellt.
Diese graphische Darstellung zeigt das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom /,>, in Milliampere und der
AbflufJispannung V1/ in Volt. )ede einzelne Kurve stellt ι
das Verhältnis Strom-Spannung für entsprechende Torspannungen V^ dar, worin die Torspannung der
veränderliche Parameter von beispielsweise 0 V bis - 24 V ist. Es ist ersichtlich, daß die in F ι g. 3 gezeigten
Kennlinien den Kennlinien analog sind, welche die " dynamischen Kennlinien einer herkömmlichen Triode
darstellen. Da der Feldeffekttransistor der Art zugehört, nach welcher er dynamische Triodenkennlinien zeigt, ist
daher der Ausgangswiderstand im wesentlichen konstant, wobei der Feldeffekttransistor ein großes '
Ausgangssignal mit kleiner Verzerrung erzeugen kann.
Unter den Vorteilen, die durch die Verwendung des dargestellten Feldeffekttransistors mit dynamischen
Triodenkennlinien der Triodenart erzielt sind, ist jener hervorzuheben, der darin besteht, daß das größere κ
Verhältnis zwischen Vertikalkanalbreite und Kanallänge zwischen Abfluß- und Quellenbereich das Fließen
eines höheren Abflußstromes ermöglicht. F.in weiterer Vorteil besteht darin, daß die Kennlinien, welche das
Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und der Torspan- ι
nung zeigen, linear sind, so daß eine Verzerrung durch ungeradzahlige Harmonische herabgesetzt wird. Ein
weiterer Vorteil besteht aber in der Herabsetzung der Schaltverzerrung, was auf die Tatsache zurückzuführen
ist. daß der Feldeffekttransistor nicht die Speicherträger n
aufweist, die in Bipolartransistoren enthalten sind. Ein ben. Die graphische Darstellung der F i g. 4 zeigt die
dynamischen Triodcnkcnnlinicn des Feldcffekttransi
stors. Zusätzlich ist eine Helastungslinie (Widerstandsgerade)
auf diesen Kennlinien gezeichnet, wobei die Uelastungslinie eine Neigung hat. die MR gleich ist,
worin H eine Belastungsimpedanz bzw. den Ver hnnieherwidrrstand darstellt. Angenommen, daß die an
den Feldeffekttransistor angelegte Arbeitsspannung bzw. das angelegte Arbeitspotential gleich Vm, ist. so
zeigt sich, daß die von diesem Punkt aus gezeichnete Belastungslinie die Strom-Spannungskurve am Punkt O
für den Fall schneidet, in welchem die Torspannung des Feldeffekttransistors gleich Vco ist. Dieser Punkt O
kann als ein statischer oder ruhender Arbeitspunkt betrachtet werden, der zu einer Gleichstrom-Vorbelastung
führt, die Io an der Abflußelektrode gleich ist.
Wird nun das an den Feldeffekttransistor angelegte Arbeitspotential einer Schwankung unterworfen, um
somit auf den Wert V'np herabgesetzt zu werden, so
wird sich die Belastungslinie entsprechend verschieben, um die Abszisse an diesem unteren Punkt zu
überschneiden. Auf ähnliche Weise wird sich die Belastungslinie dann, wenn das an die Abflußelektrode
angelegte Arbeitspotential auf den höheren Wert V"w> erhöht wird, wie gezeigt, entsprechend verschieben. In
dieser Hinsicht ist ersichtlich, daß eine: negative Änderung des Arbeitspotentials bewirkt, daß die
BelasUi.'ägslinie die Strom-Spannungs-Kennlinie für eine
Torspannung überschneidet, die Vco am Punkt A gleich
ist. Dies hat die Wirkung einer Herabsetzung der Abfluß-Vorbelastung von einem statischen Wert In auf
einen niedrigeren Wert /(. In Abhängigkeit von einer
positiven Änderung des an die Abflußelektrode des Feldeffekttransistors angelegten Arbeitspotentials erscheint
auf ähnliche Weise die Überschneidung der Belastungslinie mit der Strom-Spannungskurve Vco am
Punkt B. was zu einer erhöhten Abfluß-(Strom-)Vorbelastung
/flführt.
Diese Änderung der Abfluß-Vorbelastung, die durch Schwankungen des Arbeitspotentials verursacht ist, das
an die Abflußelektrode des Feldeffekttransistors
\/,-*rt<*i| Kp
dkl in Ai*r
ρπ PiiKTint
danz des Feldeffekttransistors. Als Ergebnis einer solchen Eingangsimpedanz verursacht die Belastung
oder Last, die durch eine Eingangsquelle vorgegeben ■:■
wird, keine nichtlineare Verzerrung. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß infolge seines niedrigen
Ausgangswiderstandes der dargestellte Feldeffekttransistor einen Verbraucher ohne weiteres aussteuern
kann, der einen verhältnismäßig hohen Dämpfungsfak- ν
tor erfordert. Eir zusätzlicher Vorteil besteht darin, daß.
falls der dargestellte Feldeffekttransistor bei einem Gegentaktverstärker verwendet wird, eine komplementäre
Gegentaktschaltung mit einfachem Schaltungsaufbau gebildet werden kann.
Der herkömrnüche Feldeffekttransistor mit Latera!-
schichtaufb.au kann die obigen Vorteile nicht erzielen, in
erster Linie weii er dynamische Pentodenkenniinien aufweist und somit einen sehr hohen Ausgangswiderstand
in der Größenordnung von beispielsweise n. mehreren Megaohm hat. Somit wird bei dem herkömmlichen
Feldeffekttransistor bei Zunahme der Abflußspannung der Abflußstrom bei einem verhältnismäßig
niedrigen Wert der Abflußspannung in Sättigung ausgesteuert. ηϊ
Nun wird die Wirkung der Schwankungen in den Arbeitspotentialen, die an den Feldeffekttransistor
angelegt sind, unter Bezugnahme auf Fig.4 beschrie-Ver/xrrungeii
am Ausgang des Tonfrequenzverstärkers. Dieser Nachteil wird für die Verstärkeranordnung
besonders stark, bei der N-Kanal- und P-Kanal-Feldeffekttransistoren
mit dynamischer Triodenkennlinie als komplementärer Gegentakt-Tonfrequenzverstärker
oder in einem /IS-Verstärker verwendet werden. Dies kann ohne weiteres berücksichtigt werden, wenn
erkannt wird, daß bei einer derartigen Verstärkerkonfiguration oder -anordnung der N-Kanal- und der
P-Kanal-Fe!deffekttransis!or so ausgewählt sind, um Strom-Spannungskennlinien in bezug auf die Abflußelektrode
zu haben, weiche angepaßte Sperreigenschaften aufweisen.
Dit von angepaßten komplementären Feldeffekttransistoren
mit dynamischen Triodenkennlinien abgeleitete Arbeitsweise ist in F i g. 5 graphisch dargestellt. In
dieser graphischen Darstellung stellt die Vollinie in der oberen Häifte der graphischen Darstellung das Verhältnis
zwischen dem Abflußstrom und der Torspannung des Feldeffekttransistors mit N-Kanal dar. Die Vollinie
in der unteren Hälfte der graphischen Darstellung stellt das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und der
Torspannung des Feldeffekttransistors mit P-Kanal dar. Falls die an die entsprechenden Feldeffekttransistoren
angelegten Torspannungen gleich - Vco und + Vco
sind, so wird eine zusammengesetzte Kennlinie für die
komplementären !-'clcleffekttransistoren effektiv so sein,
wie durch die gestrichelte Linie So gezeigt. Sind jedoch (iie Abfluß-Vorbelastungen dieser Feldeffekttransistoren
von /oiuif!\ herabgesetzt, und zwar als Ergebnis der
Schwankungen des Arbeitspotentials, so wird eine Stufe in der zusammengesetzten Kennlinie .SV; bei Abflußsirotii
von Null gebildet. Diese Stufe führt /ur Einführung einer Übergangsverzerrung in das Ausgangssignal
des Gegentaktverstärker.
Krfindungsgemäß wird dieses Problem der Veränderung
der Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors sowie das Problem der Übergangsverzerrung in einem
,Λΰ-Gegentaktverstärker vermieden, indem die Gleich-Vorspannung,
die an die Torelektrode des Feldeffekttransistors angelegt ist, verändert wird, um solche
Schwankungen des Arbeitspotcntials auszugleichen. Insbesondere wird die Vorspannung der Torelektrode
durch einen Ansteuerlransistor, wie z. B. einen Bipolartransistor als Funktion der Schwankungen des Arbeitspotentials angelegt. In bezug auf die graphische
Darstellung der F i g. 4 wird beispielsweise dann, wenn das Arbeitspotential einer negativen Veränderung
unterzogen ist. um somit auf den Wert V'pd
herabgesetzt zu werden und um den Abflußstrom von Iu
auf/., herabzusetzen, die Torspannung von Vco auf V1,Λ
geändert. Fs ist ersichtlich, daß diese Änderung der Torspannung zu einer zugeordneten Strom-Spannungs-Kennlinie
führt, die die verschobene Bclastungslinic am Punkt O' schneidet. An diesem Arbeitspunkt ist
ersichtlich, daß der Abflußstrom dem statischen Pegel Io gleich ist. Umgekehrt, falls das Arbeitspotential einer
positiven Veränderung unterworfen ist, um somit auf den Wert V"nnerhöht zu werden, wird die Torspannung
auf den Wert Ve« erhöht. Rs ist ersichtlich, daß die
dieser erhöhten Torspannung zugeordnete Strom-Spannungs-Kennlinie die verschobene Belastungslinie
am Punkt Cüberschneidet. An diesem Arbeitspunkt ist die Abfluß-(Strom-)Vorbelastung gleich Ιο.
Fs ist daher ersichtlich, daß die vorliegende Erfindung
auf dem Grundsat/ einer Veränderung der Torspannung des Feldeffekttransistors als Funktion von
Γ- -I .1
r\iui.ii3p\jn,i
transistors beruht, um somit die statische oder Ruhe-Abfluß-Vorbelastung ungeachtet derartiger
Spannungen aufrechtzuerhalten. Daher wird die Vorbelastung des Feldeffekttransistors stabilisiert.
Eine Ausführungsform eines Transistorverstärkers /ur Durchführung der Grundsätze der vorliegenden
Erfindung ist in F i g. 6 schematisch dargestellt. Diese Ausführungsform des Verstärkers besteht aus einem
Feldeffekttransistor 5 mit dynamischer Triodenkennlinic und einem Eingangstransistor, wie z. B. einem
Bipolartransistor 7. Wie gezeigt, sind die Quellen- und
Abflußelektroden des Feldeffekttransistors 5 über eine Lasiimpedanz oder einen Verbraucherwiderstand 6
über eine Quelle, d. h. eine Spannungsversorgung eines Arbeitspotentials + Vn 2 geschähet. Bei der dargestellten
Schaltung wird angenommen, daß eine Anschlußklemme der Spannungsversorgung mit einem Bezugspotential, wie z. B. Erde, verbunden ist.
Die Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 ist mit einer der Ausgangselektroden, beispielsweise dem
Kollektor des Eingangstransistors 7 verbunden. Die andere Ausgangselektrode des Eingangstransistors 7
kann einen Teil der Schwankungen der Spannungsversorgung + V<X2 empfangen. Wie gezeigt, ist dementsprechend
ein Spannungsteiler, der von in Reihe geschalteten Widerständen 11 und 9 gebildet ist. über
die Spannungsversorgung » Vn .. geschaltet, wobei der
Abgriff dieses Spannungsteilers, der durch den Verbindungspunkl der Widerstünde 9, 11 gebildet ist, mit dem
Emitter des Eingangstransistors 7 verbunden is!. Der
Kollektor des Eingangstransistors 7 ist durch einen Kollektorverbraucherwiderstand 8 mit einer anderen,
zweiten Spannungsversorgung -,- V<(<
verbunden. Die Basis des Transistors dient als Eingangs- oder Steuerelektrode und ist mit einer Eingangsklemme 10
verbunden, um ein Eingangssignal, das verstärkt werden soll, zu empfangen. In einem Beispiel der dargestellten
Ausführungsform ist die zweite Spannungsversorgung + V(r 1 so gewählt, daß sie höheres Potential als die
erste Spannungsversorgung + Vcn erzeugt. Dementsprechend
ist die Tor-Quellen-Spannung des Feldeffekttransistors 5 positiver Polarität.
Im Arbeitszustand kann der Verstärkungsgrad des Fingangstransistors 7 durch das Verhältnis zwischen
dem Kollektorwiderstande und dem Emitterwiderstand 9 angenähert werden. Ein Eingangssignal, das an die
Eingangsklemme 10 angelegt ist, wird durch den Eingangstransistor 7 mit einem Verstärkungsverhältnis
verstärkt, die dem obengenannten Verstärkungsgrad des Eingangstransistors 7 gleich ist. Dieses verstärkte
Ausgangssignal wird der Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 zugeführt und um die Verstärkungskonstante
des Feldeffekttransistors 5 weiter verstärkt, um die Last bzw. den Verbraucher 6 anzusteuern.
Die Wirkung von Spannungsschwankungen des Arbeitspotentials, die durch die erste Spannungsversorgung
+ V(C2 dem Feldeffekttransistor 5 zugeführt sind,
wurde oben in bezug auf F i g. 4 beschrieben und dargestellt. Für den Verwendungszweck, bei welchem
der Feldeffekttransistor 5 als die Ausgangsstufe bei einem Tonfrequenzverstärker zum Ansteuern eines
Lautsprechersystems verwendet wird, sind die Spannungsschwankungen der ersten Spannungsversorgung
+ VO. 2 typisch größer als die der zweiten Spannungsversorgung
+ Vfπ. Angenommen, daß die Spannung, die von der ersten Spannungsversorgung + V(( 1
erzeugt ist, um einen Betrag Δ Vcc erhöht ist, so ist
UUILII UCII
Feldeffekttransistor 5 fließt, sich um einen Betrag Δία
entsprechend erhöht. Diese Beziehung zwischen der Änderung in der Spannungsqueile und der resultierenden
Änderung der Abfluß-Vorbelastung wurde unter Bezugnahme auf F i g. 4 oben beschrieben. Umgekehrt,
eir.e Herabsetzung der Spannung, die von der ersten Spannungsversorgung + Vn 2 erzeugt ist, erzeugt eine
entsprechende Herabsetzung der Abfluß-Vorbelastung de; Feldeffekttransistors 5. Es ist ersichtlich, daß diese
Schwankung der Abfluß-Vorbelastung eine unerwünschte Verzerrung des Ausgangssignais erzeug;, das
durch den Feldeffekttransistor 5 dem Verbraucher 6 zugeführt wird.
ErfindungsgcTüäu wird eine Änderung der 1 <·!spannung
Δ VV; an die Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 in Abhängigkeit einer Veränderung Δ V(; in der ersten
Spannungsversorgung + Va 1 angelegt, um die Abfluß-Vorbelastung
des Feldeffekttransistors 5 auf die Art und Weise zu stabilisieren, die zuvor unter Bezugnahme auf
Fig. 4 beschrieben wurde. Diese Änderung der Torspannung wird abgeleitet, indem die Schwankung
Δ Vcc der Spannungsversorgung in den Emitter des Eingangstransistors 7 eingeprägt wird. Es ist ersichtlich,
daß dann, wenn Δ Vcc positiv ist. das Basis-Emitter-Potential,
das an dem Eingangstransistor 7 angelegt ist. herabgesetzt wird. Diese effektive Herabsetzung des
Eingangssignal, das an die Klemme 10 angelegt ist. wird
durch die Eingangstransistor 7 verstärkt, wobei der Verstärkungsgrad durch das Verhältnis der Widerstandswerte
der Widerstände 8 und 9 bestimmt ist. Es ist ersichtlich, daß die resultierende Verstärkung die
Torspannung erhöht, die an den Feldeffekttransistor durch den Kollektor des Eingangstransistors 7 angelegt
ist, und zwar um einen Betrag von +Δ Wa Zurückkommend
auf F i g. 4 ist ersichtlich, daß die Erhöhung der Torspannung die Wiederherstellung der Abfluß-Vorbelastung
auf seinen gewünschten Wert In anstrebt.
Eine mathematische Analyse der obigen Beschreibung wird nun stattfinden. Falls die Widerstandswerte
der Widerstände 8, 9 und 11 als re, r<, und r,, dargestellt
sind, wird durch Spannungsteilung eine Änderung Δ Vcc in der ersten Spannungsversorgung + Vcc ι an den
Emitter des Eingangstransistors 7 als /yl Vrc/(rn + m)
angelegt. Dies verursacht eine Änderung des Eingangssignalpegels, der an den tingangstransistor / angelegt
ist, die durch den Faktor r^/rq verstärkt wird, um so eine
Änderung der Torspannung des Feldeffekttransistors 5 zu erzeugen, die wie folgt ausgedrückt werden kann:
I Γ,, =
c,
Im allgemeinen ist der Widerstandswert des Widerstandes 11 so ausgewählt, daß er viel größer als der
Widerstandswert des Widerstandes 9 ist, so daß die Gleichung (1) reduziert werden kann, um praktisch wie
folgt dargestellt zu werden:
d.h. der Unterschied zwischen den Ausdrücken jeder Seite der Gleichung ist vernachlässigbar.
Der Feldeffekttransistor 5 hat einen Verstärkungsfaktor μ, welcher das Verhältnis zwischen der Tor- und
Quellenspannung des Feldeffekttransistors 5 bestimmt. Insbesondere kann für die in Fig. 6 dargestellte
in Quellen-Schaltung befindet, das Verhältnis einer Änderung der Torspannung Δ Vc, und einer Änderung
der Quellenspannung Δ Vs, wobei die letztere der
Schwankung Δ Vcc in der ersten Spannungsversorgung + Vcc2 gleich ist, wie folgt ausgedrück1 werden:
ι ι,.
Werden die Gleichungen (2) und (3) kombiniert, so ergibt sich der folgende Ausdruck:
Cu
r..
Es ist ersichtlich, daß dann, wenn die Widerstandswerte
η und η ι so ausgewählt sind, um dem Verhältnis
zu genügen, welches durch die Gleichung (4) bestimmt ist, die Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors 5
an ihrem im wesentlichen konstanten Arbeitspegel, beispielsweise Ia ungeachtet von Schwankungen in der
ersten Spannungsversorgung + Vcc2 stabilisiert wird.
Das heißt, bei einer derartigen Bemessung der Widerstände r& und ru, erreicht eine Schwankung in der
ersten Spannungsversorgung + Vcc2 eine entsprechende
Änderung der Torspannung, welche an den Feldeffekttransis'ir 5 durch den Eingangstransistor 7
angelegt ist, was wiederum bewirkt, daß die Abflußvorbelastung des Feldeffekttransistors 5 in einer Richtung
und um einen Betrag entsprechend geändert wird, was die erwartete Änderung der Vorbelastung infolge der
.Spannungsschwankung ausgleicht.
Fig. 7 zeigt B- odei AB- einen Gegentaktverstärker
einschließlich der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wie unter Bezugnahme auf F i g. 6 vorhin
beschrieben. Der Gegentaktverstärker wird durch eine A-Verstärkerstufe 12 angesteuert, mit einer Eingangsklemme 13, die mit einem Eingangssignal, das verstärkt
werden soll, gespeist wird. Die .A-Verstärkerstufe 12
enthält einen ersten Differenzverstärker, der durch differential verbundene Transistoren C^, und Q--, gebildet
ist, wobei deren jeueilige Kollektoren über die Widerstände R\t, /?ib mit einer Klemme einer Spannungsquelle
+ Vcci verbunden sind. Wie gezeigt, sind
die Emitter dieser Transistoren Qt,, Q*, gemeinsam und
über einen Widerstand R]» mit einer Klemme einer
Spannungsquelle — Vc χ ι verbunden. Es ist ersichtlich,
daß die Spannungsquellenklemmen positive und negative Klemmen einer Gleichstromversorgung sein können.
Das Eingangssignal zum Differenzverstärker mit den Transistoren Qf, und Qs wird von der Eingangsklemme
13 durch einen Kopplungskondensator C2 der Basis des
Transistors Qt, zugeführt: wie beschrieben werden wird,
kann die Basis des Transistors Q eine Gegenkopplungsspannung von dem Gegentaktverstärkerausgang empfangen.
Die Verstärkerstufe 12 besteht ferner aus einem anderen Differenzverstärker, der durch differentiell
verbundene Transistoren Q« und Q* gebildet ist, deren
jeweilige Kollektoren über Widerstände Rr und /?tq mit
der Klemme der Spannungsquelle - Vv1-1 verbunden
sind. Die Emitter dieser Transistoren sind gemeinsam über einen Widerstand R\<, mit der Klemme der
Spannungsquelle + VVn verbunden. Wie dargestellt, ist
die Basis des Transistors Qc, mit der Basis des Transistors Qt, zusammengeschaltet, um so das Eingangssignal,
das an die Klemme 13 angel *gt ist, zu pmnfaniwn Anrh Hip Rasis rip« Transistors Oa ist mit der
Basis des Transistors Qj zusammengeschaltet, um so die
Gegenkopplungsspannung von dem Gegentaktverstärkerausgang zu empfangen.
Eine Eingangsvorspannungsschaltung mit veränderbarer Eingangsimpedanz bzw. veränderbarem Eingangswiderstand
ist mit den miteinander verbundenen Basen der Transistoren Q6 und Q, verbunden. Diese
Vorspannungsschaltung enthält einen Widerstand R\j. der mit einem Kondensator C3 in Reihe geschaltet ist
und erstreckt sich von den Basen der Transistoren Qt,,
Qi zu einem Bezugspotential, wie z. B. Erde. Der
Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R\y und
dem Kondensator Cs ist mit dem verstellbaren Kontakt
oder Abgriff eines veränderbaren Widerstandes VR1.
der ein Foientionieier sein kauft, verbünden. Eine
geeignete Gleichspannung ist an die Klemmen 14 und 15 über den veränderbaren Widerstand VR, angelegt, um
so eine veränderbare Vorspannungsquelle für die Differenzverstärker zu bilden.
Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers, der aus den Transistoren Qs und Qs gebildet ist, ist von dem
Kollektor des letzteren Transistors Qn abgeleitet und
jber einen verstärkenden Transistor Qi dem Gegentaktausgangsverstärker
zugeführt. Der Transistor Q7 ist gegenüber den differentiell verbundenen Transistoren
Qs und Qf, komplementär und ist emitterssitig üoer einen
Il
Widerstand Rm mit der Klemme der Spannungsquelle
-*- V, ( ι verbunden. Auf ähnliche Weise ist das Ausgangssignal
des Differenzverstärkers, der aus den Transistoren Qf und Qi gebildet ist, von dem Kollektor
des letzteren Transistors Qa abgeleitet und durch einen
verstärkenden Transistor Qm mit dem Gegcntaktausgangsverstärker
gekoppelt. Der Transistor Q]n gehört
einem Leitfähigkeitstyp an. der zu dem der differentiell verbundenen Transistoren Q». Qi komplementär ist.
wobei sein Emitter über einen Widerstand Rn mit der
Klemme der Spannungsquelle - V< ( ι verbunden ist.
Eine Kette von in Reihe geschalteten Dioden D\
verbindet die Kollektoren der Transistoren Q1 und Qw
miteinander urd kann eine Bezugsspannung Vj daran
erzeugen. Diese Dioden D\ sind so gepolt, daß sie leitend sind, wenn die Kollektorspannung des Transistors
Qi die Kollektorspannung des Transistors ζλ
übei schreitet. Ein Kondensator C\ ist zu den Dioden D,
paraiiei gescha'tet, um einen weehseistrotn-Bypass
/wischen den Transistoren Qi und Q\a zu bilden.
Fun Widerstand /?j dient zum Koppeln des Kollektors
des Transistors Qi mit der Basis eines Transistors Qi,
wobei der letztere Transistor als Eingangsstufe für den Gegentaktausgangsverstärker dient. Auf ähnliche Weise
dient ein Widerstand Ra zum Koppeln des Kollektors
des Transistors Q\q mit der Basis des Transistors Qa,
wobei der letztere Transistor gegenüber dem Transistor Qi komplementär ist und als eine komplementäre
Eingangsstufe zum Gegentaktau; ^angsverstärker dient.
Ein veränderbarer Widerstand VR2, wie z. B. ein Potentiometer, Rheostat oder dgl., verbindet die
jeweiligen Basen der Transistoren Qj und Qa miteinander
und wie beschrieben wird, ermöglicht eine Verstellung der Eingangsvorspannungspotentiale, die
dem Gegentaktverstärker zugeführt werden.
Der Gegentaktausgangsverstärker, wie dargestellt, ist ein Leistungsverstärker mit komplementären Stufen,
die in einer Gegentaktanordnung angeordnet sind. Jede dieser Stufen ist der Ausführungsform des erfindungsgemäßen
Transistorverstärkers ähnlich, der unter Bezugnahme auf Fig. 6 zuvor beschrieben wurde. Somit
hpstpht rW Λιιςσηπσ Ηργ pinpn knmplpmpntärpn Stiifp
aus dem Feldeffekttransistor Q] mit dynamischer
Triodenkennlinie und ist mit einer Ausgangsklemme 16 in Quellen-Schaltung verbunden. Der Ausgang der
anderen komplementären Stufe besteht aus dem Feldeffekttransistor Q2 mit dynamischer Triodenkennlinie
und ist mit der Ausgangsklemme 16 in Quellenschaltung verbunden. Es ist ersichtlich, daß die Feldeffekttransistoren
Q und Q2 komplementär sind. Wie bei der
Ausführungsform nach F i g. 6 gehört der Feldeffekttransistor Qi beispielsweise dem P-Kanaltyp an, wobei
seine Quellenelektrode mit der Spannungsversorgung + Vcci verbunden ist. Die Torelektrode dieses Feldeffekttransistors
Qi ist mit dem Kollektor des Transistors Qi verbunden, der einem komplementären Leitfähigkeitstyp
angehört Der Kollektor des Transistors Qj ist
über einen Widerstand R\ ferner mit der Klemme der Spannungsqueüe 4- Vcci verbunden, während der
Emitter des Transistors Qi über einen Widerstand R>
mit der Ausgangskiemrne 16 verbunden ist. Schwankungen in der Spannungsversorgung + Vcci werden in der.
Emitter des Transistors Qk über einen Widerstand R-.
eingeprägt.
Die komplementäre Stufe des Gegentaktverstärkers ist auf ähnliche Weise angeschlossen, wobei der
Kollektor des Transistors Qa mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors Qi und ferner über einen Widerstand
Ri mit der Klemme der Spannungsquelle — Vfn
verbunden ist. Wie gezeigt, ist der Emitter des Transistors Qa über einen Widerstand /ff, mit einer
Ausgangsklcmme 16 verbunden und kann Schwankungen in der Spannungsversorgung — V(( 2 ι mpfangen,
die über einen Widerstand Rg darin eingeprägt sind.
Obwohl nicht gezeigt, ist eine Lastimpedanz oder ein
Verbraucherwiderstand mit der Ausgangsklemme 16 verbindbar, um durch den dargestellten Verstärker
angesteuert zu werden. Typisch für den Verwendungszweck, bei welchem der Verstärker als Tonfrequenzverstärker
hoher Güte verwendet wird, kann ein Lautsprechersystem mit der Ausgangsklemme 16 verbunden
v. erden
Die Ausgangsspannung, welche der Ausgangsklemme 16 durch den Gegentaktverstärker zugeführt wird, wird
der Verstärkerstufe 12 durch eine Gegenkopplungsschaltung rückgekoppelt, die aus in Reihe geschalteten
Widerständen K1, und R]2 gebildet ist. Diese Widerstände
sind in einer Spannungsteileranordnung angeordnet, deren Ausgarigsklemme durch den dazwischen gebildeten
Verbindungspunkt gebildet ist. Wie dargestellt, ist das Ausgangssignal dieser Spannungsteilerschaltung
gemeinsam den Transistoren Qj und Qa der zuvor
beschriebenen Differenzverstärker zugeführt.
Bei dem dargestellten Verstärker ist ersichtlich, daß Schwankungen in der Spannungsquelle + VCc\ und/
oder — Vex t die entsprechenden Torspannungen beeinflussen,
die an die Feldeffekttransistoren Q\ und φ über die Transistoren Q3 bzw. Qa angelegt sind. Wenn auch
derartige Schwankungen auf ein Minimum herabgesetzt und wirksam vermieden werden können, indem diese
Spannungsquellen als hochgenau konstant geregelte Quellen ausgebildet sind, so sind derartige Spannungsquellen jedoch sehr kostspielig und kompliziert. Um die
Kosten solcher Spannungsquellen auf ein Minimum herabzusetzen, werden dementsprechend deren erwartete
Schwankungen berücksichtigt und deren Wirkungen ausgeglichen, indem dh Widerstände Rq und /?ic,
welche zum Einprägen der Schwankungen in der Spannungsquelle — Vcci in den Emitter des Transistors
(y, iinri 7iim Finnräppn r|pr Schwankungen in der
Spannungsquelle + Vcci in den Emitter des Tran-istors
Qa vorgesehen sind.
Nun wird die Arbeitsweise des dargestellten Verstärkers beschrieben, wobei zunächst angenommen wird,
daß kein Eingangssignal der Eingangsklemme 13 zugeführt wird. Angenommen sei ferner, daß die
Eingangsvorspannung, die dem Gegentaktverstärker über die Transistoren Q7 und Qi0 der Verstärkerstufe 12
zugeführt ist, zu einer Spannung Vj an der Diode Di
führt, welche der Summe der Diodenspannungsabfälle im wesentlichen gleich ist. Die Widerstände R^, VR2 und
Ra bilden eine Spannungsteilerschaltung, die über die Dioden D\ geschaltet ist, wodurch sich eine Teilspannung
gleich Va am veränderbaren Widerstand VR2
ergibt. Diese Spannung V4 reicht aus, um die Transistoren Q\ und Qa in den Leitfähigkeitsbereich
vorzuspannen, so daß im wesentlichen gleiche Ströme hindurchfließen und die Transistoren einen Basis-Fmirter-Spannungsabfall
zeigen, der 'v'be gleich ist. Angenommen, daß der Basisstrom vernachlässigbar ist, ist
ersichtlich, daß die Koiiektorströme dieser entsprechenden Transistoren deren Emitterströmen gleich sind, was
wie folgt ausgedrückt werden kann:
R, + R6
Da die Vorspannung V4 ein Bruchteil der Spannung
Vj ist, ist ersichtlich, daß V4 und somit die Kollektorströme
der Transistoren Q3 und Q4 lediglich durch
Verstellung des veränderbaren Widerstandes VR2 leicht
eingestellt werden können. Da die entsprechenden Torspannungen, die an die Feldeffekttransistoren Qx, Q2
angelegt sind, den Kollektorspannungen der Transistoren Qs bzw. Q4 gleich sind, ist daher ersichtlich, daß die
Arbeitspunkte der Feldeffekttransistoren für die Arbeitsweise der Klasse Äoder Klasse AB erreicht werden
können, indem die Transistor-Kollektorströme auf die oben beschriebene Weise entsprechend eingestellt
werden.
Die Verzerrung, die sonst in das verstärkte Ausgangssignal eingeführt wird, das an der Ausgangsklemme 16
erzeugt ist nach der Verstärkung eines Ausgangssignals, das an die Eingangsklemme 13 angelegt ist, infolge der
Schwankungen in den Spannungsversorgungen + Vor:
und — Vcc 2. wird vermieden und zwar auf die Art und Weise, die nun beschrieben wird. Zum Zwecke dieser
Erörterung sei angenommen, daß die Spannungsauellen + Vcc\ und — Vcci im wesentlichen konstant gehalten
und keinen Schwankungen unterworfen sind. In diesem Falle ist ersichtlich, daß die Abfluß-(Strom-)Vorbelastung
der Feldeffekttransistoren Q1 und Q2 entsprechend
der Anordnung stabilisiert wird, die unter Bezugnahme auf Fig.6 hier zuvor beschrieben und
dargestellt wurde. Insbesondere wird, falls die Widerstände R\, R2, Ri und Rs die Widerstandswerte n, r2, η
bzw. rs haben, und fails die Verstärkungskonstarten der
Feldeffekttransistoren Q\ und Q2 gleich μι bzw. μ2 sind,
die Stabilisierung der Abfluß-Vorbelastung ungeachtet von Schwankungen in den Spannungsversorgungen
+ Vcc2und — Vcc2erzielt, falls den folgenden Gleichungen
genügt wird:
'' * I 4 ' 15.
'■- μ.
Angenommen, daß die Spannungsquellen + Vcc\ und
- V1et Schwankungen unterworfen werden. Angenommen
ferner, daß positive und negative Spannungsquelle Schwankungen in derselben Polarität und in derselben
Größe erfahren. In bezug auf die Kollektorspannung
des Transistors Qi (die selbstverständlich die Torspannung ist, die an den Feldeffekttransistor Q\ angelegt ist),
wird dementsprechend eine Änderung /4 Vco in der
Spannungsquelle + VVci an den Kollektor des Transistors Qi angelegt und wird eine gleiche Änderung
Δ Vco in der Spannungsquellc — KCri durch die
Widerstände R<* und /fs spannungsgeteilt und an den
Transistoremitter angelegt, um so die Basis-Emitter-Spannung herabzusetzen, wobei diese Herabsetzung
der Spannung durch den Transistor Qi verstärkt und an
dem Kollektor entsprechend dem Transistorverstärkungsgrad erzeugt ist, welcher durch tl.is Verhältnis
zwischen Kollektor- und Emitterwiderstancl bestimm* ist. Die Änderung der Kollektorspannung des Transi
stors Qi ist somit der Änderung der Torspannung gleich,
die an den Feldeffekttransistor Q\ angelegt ist. wobei sie
wie folgt ausgedrückt werden kann:
Es ist ersichtlich, daß der erste Ausdruck in der Gleichung (7) auf die Schwankung in der Spannungsquelle + Vcc\ und der zweite Ausdruck auf die
Schwankung in der Spannungsquelle - Vcci zurückges führt wird. Falls der Widerstandswert Γ9 viel größer als
der Widerstandswert rs ist, kann die Gleichung (7) wie
folgt reduziert werden:
= + I Vm - I Vccl ■ -I
I I'd,
'Ίι
Nach Gleichung (8) kann die Änderung der Torspannung des Feldeffekttransistors Q\ infolge der
Spannungsschwankungen in den Spannungsquelten + Vcci und — Vcci vermieden werden, falls die
Widerstandswerte η und Γ9 so gewähl ι sind, daß sie im
wesentlichen gleich sind.
Die Gleichungen (7) und (8) sind auf gleiche Weise anwendbar, um die Änderung der Torspannung zu
bestimmen, die an den Feideffeküransisiur Q2 aiigelcgi
ist, wie durch die Schwankungen der Spannungsquellen + Vcc\ und - Vcc\ verursacht. Es folgt somit, daß
solche Spannungsschwankungen im wesentlichen keine Wirkung auf die Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors
Q2 haben, falls die Widerstandswerte r2 und
Γιο so gewählt sind, daß sie im wesentlichen gleich sind.
Wird nun ein zw verstärkendes Eingangssignal an die
Eingangsklemme 13 angelegt, so wird dieses Signal durch die Verstärkerstufe 12 verstärkt und dann durch
die Transistoren Q7 und Q\o der Gegentaktausgangsverstärkerstufe
zugeführt. Weitere Verstärkung wird durch aie Transistoren Qi und Qa bewirkt, welche die
Feldeffektverstärker Q\ bzw. Q2 ansteuern. Es ist
ersichtlich, daß die Feldeffekttransistoren Q\, Q2 nun
eine geeignete Last ansteuern können, welche mit der Klemme 16 verbunden ist, und zwar mit minimaler
Verzerrung, unabhängig von Schwankungen in den zweiten Spannungsquellen + Vcv\ l|r*d — Vcn oder
Schwankungen in den ersten Spanniingsnuellen + Vn 2
und - VCc2-
Bei der dargestellten Ausführungsform ist ersichtlich,
daß jede der Spanriungsquellen aus einzelnen Erregerquellen bestehen können. Andererseits kann eine
einzige Spannungsquelle mit positiver und negativer Ausgangsklemme und mit einem Mittelabgriff, mit Erde
verbunden, verwerdet werden, um die Spannungen + V(c 1 und — V(x ■ zu liefern; und auf ähnliche Weise
kann eine einzige Quelle eines Arbeitspotentials (erste Spannungsversorgung) mit positiver und negativer
Ausgangsklemme und mit einem Mittelabgriff, mit Erde
verbunden, verwendet werden, um die Arbeitspotentiale + Vcc2 und — Vcci /u liefern. Es ist ersichtlich, daß die
bestimmte Anordnung solcher Spannungsquellcn nach Wunsch gewählt werden kann.
Eine weitere Ausführungsform eines Transistorverstärkers
zur Durchführung der Grundsätze der vorliegenden Erfindung ist in F i g. 8 schematisch dargestellt.
Diese Ausführungsform ist der in Fig.6 dargestellten
und vorher beschriebenen Ausführungsform ähnlich, so daß gleiche Bauteile mit entsprechenden Bezugszeichen
bezeichnet sind, die mit einem Strich versehen sind. Die
Aiisführungsform nach F i g. 8 unterscheidet sich von
der Ausführungsform nach F i g. 6 darin, daß der Kollektor des Transistors T mit dem Tor des
. Feldeffekttransistors 5' über einen Emitterfolger 17 verbunden ist. Vv1Jc gezeigt, ist somit der Emitter des
Ernitterfolgertransiitors 17 über einen Widerstand 18
mit der Spannungsqiiclle + V'cc\ und ist der Kollektor
dieses Transistors 17 mit Erde verbunden. Der Kollektor des Transistors T ist mit der Basis des
Emitterfolgertransistors 17 verbunden.
Die Arbeitsweise der in Fig.8 schematisch dargestellten
Ausführungsform ist der Arbeitsweise des Transistorverstärkers, der unter Bezugnahme auf F i g. 6
zuvor beschrieben wurde, im wesentlichen ähnlich. Somit wird der Feldeffekttransistor 5' mit dynamischer
Triodenkennlinie durch den Emitterfoigertransistor 17
angesteuert, wodurch der Transistorverstärker noch weiter verbesserte Frequenzansprecheigenschaften erhält.
Die höheren Frequenzen im verstärkten Ausgangssignal werden somit nicht verschlechtert, sogar in
Anwesenheit der eigenen Eingangskapazität des Feldeffekttransistors 5'. Der Zusatz des Emitterfolgers 17 ist
für jene Ausführungsformen vorteilhaft, bei welchen der Feldeffekttransistor 5' mit dynamischer Triodenkennlinie
eine verhältnismäßig große Kapazität zwischen Tor und Quelle aufweist. Eine solche Kapazität kann in der
Größenordnung von mehreren hundert Picofarad liegen. Es ist ersichtlich, daß bei dieser Größe der
Kapazität die niedrigere Ausgangsimpedanz des Emitterfolgertransistors 17 bedeutsame Frequenzansprechverschlechterung
des verstärkten Signals, der Tor-Quellen-Kapazität des Feldeffekttransistors 5'
zugeschrieben, vermeidet.
Bei der Ausführungsform nach Fig. 8 sind der Transistor T und der Emitterfoigertransistor 17
komplementär. Diese komplementären Transistoren sind jedoch nicht unbedingt notwendig, wie aus der
nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsform ersichtlich, die in F i g. 9 schematisch dargestellt ist.
Der Verstärker nach Fig. 9 ist dem in Fig. 7 gezeigten und vorhin beschriebenen Verstärker im
wesentlichen gleich, wobei entsprechende Bauteile durch die zuvor ausgewählten Bezugszeichen mit
zusätzlich einem Strich bezeichnet sind. Die Ausführungsform nach Fig.9 unterscheidet sich von der
Ausführungsform nach Fig. 7 dadurch, daß der in F i g. 8 gezeigte Transistorverstärker als Gegentaktausgangsverstärker
verwendet wird. Während die Feldeffekttransistoren nach der Ausführungsform gemäß
F i g. 7 in Quellen-Schaltung gezeigt sind, verwendet die Ausführungsform nach Fig. 9 Feldeffekttransistoren
Cn und Qn in Quellenfolgeranordniing.
Der Kollektor des Transistors Q'\ ist mit dem Tor des
Feldeffekttransistors Qn über einen Emitterfoigertransistor 19 verbunden. Es ist ersichtlich, daß der Transistor
Q'j und der Feldeffekttransistor Qn der komplementären
Leitfähigkeitsart zugehören, wogegen der Transistor Q't und der Emitterfoigertransistor 19 gleichem
Leitfähigkeitstyp zugehören. In der anderen Gegentaktstufe ist der Kollektor des Transistors Q\ mit dem Tor
des Feldeffekttransistors Qw über einen Emitterfoigertransistor
20 verbunden. Der Transistor Q\ und der Feldeffekttransistor Qw gehören dem komplementären
Leitfähigkeitstyp an, wogegen der Transistor Q\ und
der Emitterfoigertransistor 20 demselben Leitfähigkeitstyp angehören.
Der Emitterfoigertransistor 19 ist über die Spannungsquellen
+ V'cc\ und — V'cc\ geschaltet, wobei sein Emitter über einen Widerstand 23 mit der
in Spannungsquelle - V'cc\ und sein Kollektor über einen
Widerstand 22 mit der Spannungsquelie + V'ccx verbunden ist Der Emitterfoigertransistor 20 ist an
diese Spannungsquelle + V'ccx, - V'ccx über einen Emitterwiderstand 24 und einen Kollektorwiderstand
ι ί 21 angeschlossen.
Die Arbeitsweise der in Fig. 9 schema ti,· 'λ dargestellten
Ausführungsform ist der Arbeitsweise im wesentlichen gleich, die zuvor unter Bezugnahme auf
F i g. 7 beschrieben wurde, wobei sie zusätzlich die
Ju verbesserten höheren Frequenzansprecheigenschaften
zeigt, die unter Bezugnahme auf den Transistorverstärker nach Fig. 8 beschrieben wurde. Eine weitere
Beschreibung ist daher entbehrlich. Es ist jedoch zu beachten, daß, da die Feldeffekttransistoren Qn und Qn
r> in einer Quellenfolgeranordnung angeordnet sind, deren Ausgangsimpedanz verhältnismäßig niedrig ist, um so
einen höheren Dämpfungsfaktor für die Lastimpedanz zu erzielen, die mit der Ausgangsklemme 16' verbunden
ist, als jene, die durch die Quellen-Schaltung gemäß
i'i F i g. 7 erzielt ist. Nichtsdestoweniger ist ersichtlich, daß
die Vorbelastungen der Feldeffekttransistoren Qw, Qn
sogar bei Schwankungen in den Spannungsquellen 4- V'ccx und - V'ccx und/oder Schwankungen in den
Spannungsquellen + V'round — Vcci stabilisiert sind.
>"i Wenn auch die vorliegende Erfindung insbesondere
unter Bezugnahme auf mehrere bevorzugte Ausführungsformen beschrieben und dargestellt wurde, sind
selbstverständlich verschiedene Änderungen und Abwandlungen in bezug auf Form und Einzelheiten
in möglich. Zum Beispiel können die Leitfähigkeitstvpcn
der jeweiligen Transistoren, sowie der Feldeffekttr ins, stören gegebenenfalls zweckmäßig geändert werden.
Die Feldeffekttransistoren können auch in anderen herkömmlichen Klassen der Arbeitsweise arbeiten und
i'> müssen nicht nur auf die Arbeitsweisen der Klasse AB
oder B beschränkt werden. Falls in Gegentaktanordnung verwendet, kann ferner die Verstärkerstufe 12,
welche die Gegentaktstufe ansteuert, .-,ideren Aufbau
haben. Es ist auch ersichtlich, daß die Lehren der
■ι Erfindung einen weiten Verwendungsbereich haben und
nicht lediglich auf Tonfrequenzverstärker beschränkt sind.
llier/u 4 Ml.'iii Zeiehnuimen
Claims (1)
1. Stabilisierter Transistorverstärker, mit einem mit der Lastimpedanz gekoppelten Ausgangstransistör,
mit einer ersten Schwankungen unterworfenen Spannungsversorgungsquelle, die mit einer ersten
Ausgangselektrode des Ausgangstransistors verbunden ist, dessen zweite Ausgangselektrode mit der
Lastimpedanz verbunden ist, mit einem Eingangstransistor,
dessen eine erste Ausgangselektrode mit der Eingangselektrode des Ausgangslransistors
gleichstromgekoppelt ist, wobei der ersten Ausgangselektrode des Eingangstransistors über einen
ersten Widerstand eine Versorgungsspannung zügeführt
wird, mit einem an die erste Spannungsversorgungsquelle angeschlossenen Spannungsteiler, dessen
einer Anschluß mit der ersten Ausgangselektrode des Ausgangstransistors verbunden ist und dessen
Abgriff mit der zweiten Ausgangselektrode des Eingangstransistors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet,
daß als Ausgangstransistor ein Feldeffekttransistor (5, 5') mit Triodenkennlinie
verwendet ist, daß eine von der ersten Spannungsversorgungsquelle (Vcci, V'cc2) im wesentlichen r,
unabhängige zweite Spannungsversorgungsquelle (Ccc\, V'cc\) mit dem Ausgangsanschluß des
Eingangstransistors (7, T) über den ersten Widerstand (8, 8') verbunden ist, und daß der Spannungsteiler
aus einem zweiten und einem dritten Widerstand ('.1,9JlI', 9') gebildet ist, wobei der eine
Anschluß des zweiten V'iderstc.-des (U, 11') mit der
Ausgangselektrode des Feldeffekttransistors (5, 5') verbunden ist und für die Widers''indswerte rh ,r2, η
des ersten, zweiten und dritten Widerstandes (ίί, 8'; 11, U';9,9')die Beziehung gilt:
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP49057004A JPS50150346A (de) | 1974-05-21 | 1974-05-21 | |
JP5700574A JPS5720722B2 (de) | 1974-05-21 | 1974-05-21 |
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ID=26398015
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---|---|---|---|
DE2522490A Expired DE2522490C3 (de) | 1974-05-21 | 1975-05-21 | Stabilisierter Transistorverstärker |
Country Status (9)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3974455A (de) |
JP (2) | JPS5720722B2 (de) |
BR (1) | BR7503112A (de) |
CA (1) | CA1040279A (de) |
DE (1) | DE2522490C3 (de) |
FR (1) | FR2272524B1 (de) |
GB (1) | GB1494550A (de) |
IT (1) | IT1035773B (de) |
NL (1) | NL7505984A (de) |
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JPS50150346A (de) | 1975-12-02 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
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C3 | Grant after two publication steps (3rd publication) | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |