DE2359151A1

DE2359151A1 - Steuerschaltung fuer feldeffekttransistoren

Info

Publication number: DE2359151A1
Application number: DE2359151A
Authority: DE
Inventors: William Man-Siew Chu; James Minda Lee; George Sonoda
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1972-12-27
Filing date: 1973-11-28
Publication date: 1974-07-11
Also published as: GB1434640A; JPS566649B2; FR2212708B1; JPS4998567A; FR2212708A1; US3769528A

Description

Böblingen, 22. November 1973 heb-oh

Anmelderin: . International Business Machines

Corporation, Armonk, N.Y. 10504

Amtl. Aktenzeichen: Neuanmeldung .

Aktenzeichen der Anmelderin: FI 972 062

Steuerschaltung für Feldeffekttransistoren

Die Erfindung betrifft eine Steuerschaltung für Feldeffekttransistoren und insbesondere eine parallel mit der Treiberschaltung für Feldeffekttransistoren geschaltete Verzögerungsschaltung, durch die das Betriebsverhalten der Schaltung verbessert und ihr Leistungsverbrauch verringert wird.

Zum Stand der Technik sei beispielsweise auf den Aufsatz von J. M. Lee und, G. Sonoda "FET Treiberschaltung mit geringer Verlustleistung" .in IBM TDB, Band 14, Nr. 4 vom 4. September 1971, Seite 1084 und auf die der Anmelderin gehörende US-Patentschrift 3 564 2"9O vom 16» Februar 1971 verwiesen. In diesen Veröffentlichungen ist ganz allgemein die Verwendung einer Verzögerungs— schaltung parallel zur Treiberschaltung zum Ansteuern einer großen Last bei gleichzeitig geringem Leistungsverbrauch beschrieben. Die Verzögerungsschaltung verhindert dabei wirksam, daß die Ausgangsleistung auf einen hohen Wert übergeht, bis der Rückkopplungskondensator, der zwischen Gate und Source des Ausgangs-FET eingeschaltet ist, aufgeladen ist. Für hohe Betriebsfrequenzen ist jedoch eine sehr genau gesteuerte Verzögerungsschaltung erforderlich, die der Verzögerung in der Treiberschaltung folgt, um die Verlustleistung während des Übe'rgangs zu begrenzen.

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Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Treiberschaltung für Feldeffekttransistoren zu schaffen, die eine genau steuerbare Verzögerungsschaltung aufweist, die ebenso genau der Verzögerung in der Treiberschaltung folgt. Insbesondere soll sich diese neue Schaltung für hohe Betriebsfrequenzen bei gleichzeitig begrenzter Verlustleistung im Übergangsbereich in einer FET-Treiberschaltung eignen.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine Verzögerungsschaltung mit einer Feldeffekttransistor-Treiberschaltung zwischen Eingangsund Ausgangsknotenpunkten parallel geschaltet. Diese parallel geschaltete Verzögerungsschaltung enthält Feldeffekttransistoren, deren Betriebsverhalten genau den in der Treiberschaltung vorgesehenen Feldeffekttransistoren folgt. Die Verzögerungsschaltung enthält einen aus zwei Feldeffekttransistoren bestehenden Eingangskreis zur Aufnahme des wahren und komplementären Wertes des Signals am Eingangsknotenpunkt der Treiberschaltung. Der Ausgang der Eingangsschaltung ist mit einer Inverterstufe und einem Paar Feldeffekttransistoren verbunden, die für den Ausgangsknotenpunkt der Verzögerungsschaltung einen Reihen-Entladestromkreis bilden. Der Ausgang der Inverterstufe ist zur Aufladung des Ausgangsknotenpunkts der Verzögerungsschaltung mit einem ersten FET und mit einem zweiten FET zum Aufladen eines gemeinsamen Verbindungspunktes zwischen dem Paar von Feldeffekttransistoren verbunden, die den Entladestromkreis für die Entladung des Ausgangsknotenpunktes bilden. Durch genaue Bemessung der Verhältnisse von Breite zu Länge der Gate-Bereiche ausgewählter Feldeffekttransistoren in der Verzögerungsschaltung läßt sich eine genau gesteuerte zeitliche Verzögerung erzielen. Das verzögerte Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung stellt eine weitere Feldeffekttransistorstufe bereit, die mit dem Ausgangsknotenpunkt der Treiberschaltung verbunden ist.

Die Erfindung wird nunmehr anhand eines Ausführungsbeispiels in Verbindung mit den beigefügten Figuren näher beschrieben, wobei die Art und Weise, wie die Erfindung tatsächlich verwirklicht

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wird, in den beigefügten Patentansprüchen im einzelnen angegeben ist. " ■

Dabei zeigt /

Fig. 1 ein Schaltbild zum Stande der Technik;

Fig. 2 ein Blockschaltbild einer bevorzugten Ausfüh-'

rungsform der Erfindung;

Fig. 3 ein Blockschaltbild einer weiteren Ausführungsform der Erfindung und

Fig. 4 ein Impulsdiagramm zur Darstellung der gegen

seitigen Beziehungen der Signale an den verschiedenen Knotenpunkten der Ausführungsform gemäß Figur 2.

Zunächst soll der Stand der Technik anhand von .Figur 1 kurz beschrieben werden. Im Ruhezustand ist der Treibertransistor T23 gesperrt und verbraucht keine Leistung. Während der Ansteuerung steigt das Potential auf der Ausgangsleitung rasch auf den Wert der ersten Spannungsquelle +V an. Im Ruhezustand ist das Signal an der Eingangsklemme auf einem so hohen Potential, daß T21 und T24 leiten. Die Knotenpunkte B¹ und C liegen auf Erdpotential und der Treiberausgangstransistor FET T23 ist gesperrt; Wenn das Eingangssignal abfällt, werden T21 und T24 gesperrt, so daß das Potential am Knotenpunkt B¹ ansteigt und den Knotenpunkt C . (Kondensator C) über T22 auflädt.' Nach Abschalten vom T24, bleibt, wegen der Verzögerungsschaltung 30, T25 leitend. Der leitende FET T25 hält die Ausgangsspannung auf der Ausgangsleitung auf Erdpotential, während das Potential am Knotenpunkt C weiter zunimmt. Daher steigt die Spannung zwischen Gate und Source des Treiber-FETs T23 rasch an. Nach Durchlaufen des abfallenden Eingangssignals durch die Verzögerungsschaltung 30 wird T25 gesperrt und die Spannung auf der Ausgangsleitung steigt rasch an. Diese rasch ansteigende Spannung wird über den Rückköpplungskondensator

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C an den Knotenpunkt C zurückgekoppelt. Der Widerstand R2 unterstützt diese Rückkopplungswirkung und kann zusätzlich vorgesehen sein. Das Potential am Knotenpunkt C kann auf Werte ansteigen, die höher als das Betriebspotential +V sind, da T22 gesperrt ist.

Damit die eben beschriebene Treiberschaltung mit hoher Frequenz betrieben werden kann, muß die Verzögerung der Verzögerungsschaltung genau gesteuert sein. Eine unzureichende Verzögerung bewirkt, daß das Potential am Ausgangspunkt ansteigt, bevor noch der Knotenpunkt C voll aufgeladen ist. Eine übermäßig große Verzögerung würde andererseits das Arbeiten der Schaltung unnötig verzögern und einen unerwünschten Leistungsverbrauch zur Folge haben. Das Potential am Ausgangsknotenpunkt kann aber nicht ansteigen, bevor nicht T24 und T25 gesperrt sind. Obgleich T24 abschaltet, sobald das Eingangssignal mit niedrigem Potential am Eingangsknotenpunkt anliegt, bleibt doch der Ausgängsknotenpunkt so lange auf niedrigem Potential, wie T25 leitend ist. Es ist daher die genau gesteuerte und kontrollierte Entladezeit der Gate-Elektrode von T25, die den Anstieg des Potentials am Ausgangsknotenpunkt steuert.

In Figur 2 ist eine Verzögerungsschaltung 30 gemäß der vorliegenden Erfindung dargestellt. Die Treiberschaltung ist gleichartig aufgebaut wie im Stand der Technik. Das Eingangssignal kommt an einem Eingangsknotenpunkt an, der mit den Torelektroden oder Gate-Elektroden der Transistoren T1, T3 und T19 verbunden ist. Die Quellenelektroden oder Source-Elektroden jedes dieser Transistoren sind mit Masse verbunden. Es sei'hier bemerkt, daß in der gesamten Beschreibung die beiden durchschaltbaren Elektroden der Feldeffekttransistoren als Quelle und Senke bzw. Source und Drain bezeichnet werden, obwohl in vielen Anwendungsgebieten diese Bezeichnungen umkehrbar sind. Der Transistor T1 bildet mit den Transistoren T14, T15 und dem Kondensator C4 eine Inverterstufe. Die Kombination der Transistoren T14 und T15 mit dem Rückkopplungskondensator C4 liefert für die Inverterstufe in bekannter Weise eine lineare Impedanz. Demgemäß tritt das invertierte Eingangssignal am Knotenpunkt A auf. Die Torelektrode von T2 ist

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mit dem Knotenpunkt A verbunden, während die beiden durchschaltbaren Elektroden von T2 mit einer ersten. Potentialquelle +V und der Senkenelektrode von T3 verbunden ist, wobei diese Verbindung den Knotenpunkt B bildet. Die Drain-Source-Strecke des Transistors T4 ist zwischen dem Knotenpunkt B und dem Knotenpunkt C eingeschaltet und dessen Torelektrode oder Gate-Elektrode ist mit dem ersten Potentialpegel von -fV verbunden. Der Ausgangstransistor T5 liegt mit seiner Drain-Source-Strecke zwischen der ersten Potentialquelle +V und dem Ausgangsknotenpunkt und seine Toroder Gate-Elektrode ist mit dem Knotenpunkt C verbunden. Der Rückkopplungskondensator C1 ist zwischen Gate und Source des Transistors T5 eingeschaltet, so daß dieser zwischen dem Knotenpunkt C und dem Ausgangsknotenpunkt liegt. Die Drain-Elektrode von T19 ist ebenfalls, mit dem Ausgangsknotenpunkt verbunden. Der Widerstand R3 kann hilfsweise eingefügt werden und ist ein Widerstand mit hoher Impedanz von ungefähr 10 k-Ohm und hat die Aufgabe, den Potentialpegel des Ausgangsknotenpunktes für hochliegende Ausgangssignale für lange Zeit aufrechtzuerhalten. Der Kondensator C2 ist zwischen dem Knotenpunkt B und dem Ausgangsknotenpunkt eingeschaltet. Die mit dem Ausgangsknotenpunkt verbundene Lastkapazität ist nicht notwendigerweise ein diskreter Kondensator, sondern vielmehr eine kapazitive Last, dargestellt durch nachfolgende Feldeffekttransistoren. An dem Ausgangsknotenpunkt, parallel zu T19, ist T13 angeschlossen, dessen Durchschaltelektrode zwischen dem Ausgangsknotenpunkt und dem zweiten Potentialpegel, nämlich Masse, eingeschaltet ist. Die Torelektrode des Transistors T1.3 ist mit dem Ausgang der Verzögerungsschaltung verbunden.

Die Verzögerungsschaltung 30 bildet zwischen dem Eingangsknotenpunkt und dem Ausgangsknotenpunkt einen parallelen Verzögerungsstromkreis für ein Eingangssignal. Der Potentialanstieg des Signals am Ausgangsknotenpunkt wird durch genaue Steuerung der Abschaltung von T13 ebenso präzise gesteuert. Das Eingangssignal am Eingangsknotenpunkt wird von der Torelektrode von T7 aufgenommen, während das invertierte Signal an der Torelektrode von

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T6 aufgenommen wird. Die Transistoren T6 und T7 bilden einen Serienstromkreis zwischen dem ersten Potentialpegel +V und dem zweiten Potentialpegel Masse. Der gemeinsame Verbindungspunkt zwischen diesen beiden in Reihe geschalteten Transistoren bildet den Knotenpunkt D, der außerdem mit den Torelektroden von T8, T1O und T11 verbunden ist. Die Drain-Source-Strecke von T8 ist zwischen Knotenpunkt E und Erdpotential eingeschaltet und bildet zusammen mit den Transistoren T16, T17 und Kondensator C3 eine Inverterstufe. Mit dem Knotenpunkt E sind außerdem die Gate-Elektroden von T9 und T12 verbunden. T9 liegt mit seiner Drain-Source-Strecke zwischen dem Potentialpegel +V und dem Knotenpunkt F, während T12 mit seiner Drain-Source-Strecke zwischen dem Potentialpegel +V und dem Knotenpunkt G eingeschaltet ist. Die Drain-Source-Strecke von T11 liegt zwischen Knotenpunkt F und Knotenpunkt G. Der Knotenpunkt G bildet den Ausgang der Verzögerungsschaltung 30, der mit der Torelektrode oder Gateelektrode von T13 verbunden ist. Transistoren T40 mit hoher Impedanz sind zwischen +V und den Knotenpunkten P bzw. G eingeschaltet und stellen sicher, daß die Knotenpunkte F und G auf hohem Potential bleiben, wenn für eine längere Zeitdauer Signale mit hohem Potentialpegel am Eingangsknotenpunkt angelegt werden. Transistor T42 mit großer Impedanz liegt zwischen der Potentialquelle +V und dem Knotenpunkt D und hält diesen Knotenpunkt D so lange auf einem hohen Potential, wie ein lang dauerndes Eingangssignal mit niedrigem Potentialpegel am Eingangsknotenpunkt angelegt wird.

In dem in Figur 3 dargestellten Blockschaltbild sind gleiche Teile, soweit durchführbar, mit gleichen Bezugszeichen versehen. Der wesentliche Unterschied zwischen Figur 2 und Figur 3 ist der neu hinzugenommene Transistor T18 und der Wegfall der Transistoren T19 und T3. Transistor Tt8 liegt mit seiner Drain-Source-Strecke zwischen Knotenpunkt B und Transistor T7, während seine Gate-Elektrode mit dem Knotenpunkt G in der Verzögerungsschaltung verbunden ist. Der Transistor T18 verhindert eine Entladung des Knotenpunktes B über T7 nach Erdpotential, bis der Knotenpunkt B das obere Potentialniveau erreicht hat. Kondensator C2 ist

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zwischen dem,Ausgangsknotenpunkt und dem Knotenpunkt B eingeschaltet und stellt einen weiteren Rückkopplungskondensator dar, der ein Signal mit hohem Signalpegel nach der zweiten Durchschaltelektrode des Transistors T4 rückkoppelt. Der Kondensator C2 hat die Aufgabe, das Potential am Knotenpunkt B anzuheben, wenn der Kondensator C1 das Potential am Knotenpunkt C anhebt, so daß sichergestellt ist, daß T4 gesperrt bleibt und kein Strom aus dem Knotenpunkt C abfließen kann. Der Kondensator CI hat im allgemeinen eine etwas höhere Kapazität als C2. Wenn beispielsweise C1 den Wert von 3 pF hat, dann hätte C2 beispielsweise den Wert von 0,5 pF. Die Gate nach Substratkapazität des.Ausgangsfeldeffekttransistors T5 beträgt ebenfalls etwa 0,5pF. Dem Ausgangsfeldeffekttransistor T5 hat man zur Ansteuerung eines kapazitiven Knotenpunktes in der Größenordnung von 20 pF absichtlich eine niedrige Impedanz in der Größenordnung von 1 k-Ohm gegeben. Die Kapazitäten von C3 und C4 sind etwa je 0,5 pF. Die Einschaltung von T18 verlängert die Dauer des Signals mit hohem Pegel am Ausgang sknotenpunkt in Übereinstimmung mit der Impulsdauer des Signals mit niedrigem Pegel am Eingangsknotenpunkt.

Die Arbeitsweise der Schaltungjsoll nunmehr anhand der Diagramme und Kurven in Figur 4 näher beschrieben werden. Das Eingangssignal liegt normalerweise auf hohem Potential, so daß TL, T3, T7 und T19 leiten und die Knotenpunkte A, B und D sowie der Ausgang sknotenpunkt auf niedrigem Potential gehalten werden. Wenn der Knotenpunkt B auf niedrigem Potential liegt, wird auch der Knotenpunkt G über Transistor T4 auf niedrigem Potential gehalten. Der auf niedrigem Potential liegende Knotenpunkt D hält die Transistoren T8, T10 und T11 gesperrt, so daß die Knotenpunkte E, F und G über die Transistoren T17, T9 und TL 2 auf hohes Potential aufgeladen werden können. Ein Eingangssignal mit niedrigem Pegel am Eingangsknotenpunkt sperrt die Transistoren T1, T3, T19 und TT. Damit kann Knotenpunkt A über T15 auf das hohe Potential aufgeladen werden. Dadurch werden T2 und T6 eingeschaltet und die Knotenpunkte B und D gehen auf hohes Potential über. Es ist hier wichtig anzumerken, daß das-Potential an den Knotenpunkten B und D

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immer in Phase liegt, obwohl beide Knotenpunkte durch verschiedene Transistoren, nämlich T2 bzw. T6, angesteuert werden, so daß das Potential am Knotenpunkt B sehr rasch ansteigen kann, während die Anstiegszeit des Potentials am Knotenpunkt D durch Veränderung der Größe von T6 eingestellt werden kann. Wie noch klarer erläutert wird, wird die Größe von T6 gleichzeitig mit ΊΊΟ und T11 zum Erzielen einer optimalen Verstärkung eingestellt. Die Veränderung der Größe von Transistoren zur Änderung des Leitwertes und der sich ergebenden Anstiegs- und Abfallzeiten ist gut bekannt und bedarf keiner weiteren Erläuterung. Es sei darauf hingewiesen, daß, obgleich T6 dem Transistor T2 in seinem Betriebsverhalten entspricht, der Potentialanstieg am Knotenpunkt D langsamer erfolgen kann als der Potentialanstieg am Knotenpunkt B durch Einstellung der Größe von T6. Außerdem bestimmt die Größe von T10 und T11 (wie auch in gewissem Ausmaße von T8) die Kapazität des Knotenpunktes D, was eine größere RC-Zeitkonstante ergibt, selbst wenn die Impedanz von T6 den gleichen Wert aufweist wie die Impedanz von T2. Die Abschaltung der Transistoren T10 und T11 liefert den Entladestromkreis für den Knotenpunkt G, was den Abschaltzeitpunkt von T13 regelt und den Beginn des Potentialanstiegs des Signals am Ausgangsknotenpunkt.

Der Anstieg des Potentials am Knotenpunkt B ergibt eine Aufladung des Knotenpunktes C über T4. Zu diesem Zeitpunkt kann das Potential am Punkt C jedoch bestenfalls auf einen Schwellwert unterhalb von +V ansteigen, da es in T4 einen schwellwertartigen Spannungsabfall gibt. Zu diesem Zeitpunkt ist der Ausgangstransistor T5 eingeschaltet, doch bleibt der Ausgangsknotenpunkt über den Transistor T13 auf Erdpotential festgehalten. T13 hat eine geringere Impedanz als T5 mit einem Verhältnis von etwa 4:1, um einen maximalen Potentialaufbau über C1 sicherzustellen. In der Verzögerungsschaltung schaltet der Potentialanstieg am Knotenpunkt D den Transistor T8 ein, worauf der Knotenpunkt E ein niedriges Potential annimmt, das die Transistoren T9 und T12 sperrt. Solange T9 und T12 eingeschaltet sind, bilden sie Ladestromkreise für die Knotenpunkte F bzw. G. Das hohe Potential am Knotenpunkt D

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schaltet ebenso die Transistoren T10 und Tt1 ein. Obgleich jedoch die Torelektroden von T10 und TTt gleichzeitig betätigt werden, kann-der Transistor T.11 erst dann eingeschaltet werden, wenn der Knotenpunkt F, mindestens zum Teil, über den Transistor T10 entladen ist. Daher wird die Entladezeit des Knotenpunktes D eine Funktion der relativen Entladezeit zuerst von TtO, dann von T11, obgleich ihre Tor- oder Gate-Elektroden gleichzeitig ansteigende und abfallende Signale erhalten. Wenn das Eingangssignal erneut ansteigt, wird T19 entsperrt, so daß sich der Ausgangsknotenpunkt auf das untere Potential entlädt. Da das hohe Potential des Ausgangsknotenpunkts verzögert war, bis der Knotenpunkt C voll auf ein Potential aufgeladen war, das dem doppelten Potential der Spannungsquelle abzüglich eines Schwellwertspannungsabfalles entspricht, wird das nachfolgende niedrige Potential,am Ausgangs- · knotenpunkt überhaupt nicht verzögert, so daß sich am Ausgangsknotenpunkt ein kürzerer Impuls ergibt als am Eingang.

Die eben beschriebene Verzögerungsschaltung weist, kurz zusammengefaßt, einen Eingangskreis auf, der aus den Transistoren T6 und T7 besteht, die den wahren und komplementären Wert des Eingangssignales aufnehmen. Der Ausgang der Eingangsschaltung ist mit einer Inverterstufe verbunden, die aus den Transistoren T8, T16, Tt7 und dem Kondensator C3 besteht. Der Ausgang der Eingangsschaltung ist außerdem mit Mitteln zum Entladen des Knotenpunktes G, dem Ausgangsknotenpunkt der Verzögerungsschaltung verbunden, wobei die Mittel zur Entladung aus einem Reihenstromkreis bestehen, der mindestens zwei in Reihe geschaltete Transistoren Tt0 und T11 enthält, die einen gemeinsamen Verbindungsknotenpunkt F zwischen sich aufweisen. Das Ausgangssignal der Inverterschaltung betätigt einen Transistor Tt 2 zum Aufladen des Knotenpunktes G und einen Transistor T9 zum Aufladen des gemeinsamen Verbind dungspunktes oder Knotenpunktes F in dem Serienstromkreis für die Entladung des Knotenpunktes G. Die zeitlich genaue Steuerung der Entladung des Knotenpunktes G steuert die Abschaltung von Tt3 und liefert damit ein verzögertes Ausgangssignal an den Ausgangsknotenpunkt zur präzisen Steuerung des Potentialanstiegs am

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Ausgangsknotenpunkt. Der Betrag der hier erzielten Verzögerung ist kleiner als sich bei Verwendung einer zusätzlichen Inverterstufe ergeben würde. Die Entladung des Knotenpunktes G, des Ausgangsknotens der Verzögerungsschaltung, wird durch die RC-Zeitkonstante präzise gesteuert. Dabei wird der R-Faktor oder der Widerstand durch die Impedanz von T6 und der C-Faktor durch die Transistoren T10 und T11 beigesteuert. Die Verzögerung ist weiterhin durch die besondere Reihenschaltung von TiO und T11 steuerbar, wobei das Leiten von T11 so lange verzögert wird, bis T10 mindestens teilweise den gemeinsamen Verbindungspunkt in dem Reihenstromkreis, den Knotenpunkt F, entladen hat. Eine weitere Verzögerung kann man durch Erhöhung der Kapazität der Leitung erzielen, indem man einen Kondensator oder weitere Transistoren in den Reihenentladestromkreis einfügt, oder indem man die Impedanz von T6 erhöht. Umgekehrt kann man eine kleinere Verzögerung dadurch erreichen, daß man die Impedanz von T6 verringert, und daß man die Kapazität der mit dem Knotenpunkt D verbundenen Schaltung herabsetzt. Eine weitere Möglichkeit zur Vergrößerung der Verzögerung besteht darin, daß man die Kapazität am Knotenpunkt F beispielsweise dadurch erhöht, daß man einen diskreten Kondensator zuschaltet. Da T11 gesperrt bleibt bis T10 die Kapazität am Knotenpunkt F mindestens teilweise entladen hat, würde die Verzögerung erhöht, obgleich T10 und T11 so eingestellt sind, daß sie gleichzeitig leiten. Der gewünschte Wert der Verzögerung bewirkt, daß T13 ganz präzise dann abschaltet, wenn der Knotenpunkt C auf einen Schwellwert unterhalb von +V voll aufgeladen ist. Schaltet T13 zu früh ab, dann läßt sich die volle Auswirkung der Rückkopplungskapazität Ct zum überwinden des Spannungsabfalls für den Schwellwert an T5 nicht realisieren. Eine größere zeitliche Verzögerung verlangsamt die Arbeitsweise der Schaltung unnötig und bewirkt einen übermäßig hohen Leistungsverbrauch. Zusätzliche Leistung wird verbraucht, nachdem T5 eingeschaltet ist, solange auch T13 eingeschaltet ist, so daß sich ein Gleichstromkreis von +V nach Masse bildet. Die zeitliche Dauer, während der dieser Gleichstromweg besteht, sollte daher so klein als möglich gehalten werden.

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In Figur 3 ist nun eine Abwandlung der in Figur 2 gezeigten Schaltung dargestellt. Die zusätzliche Verwendung des Transistors T18 und das Weglassen der Transistoren T19 und T3 ergibt einen Ausgangsimpuls gleicher Dauer, wie wenn die. Verzögerungsschaltung nicht da wäre. Der Ausgangsknotenpunkt kann so lange nicht entladen werden, bis der Knotenpunkt G auf dem oberen Potential angekommen ist, worauf der Ausgangsknotenpunkt sich über TI3 entladen kann. Das verzögert die Entladung des Ausgangsknotenpunkts so, wie das Signal mit hohem Pegel verzögert ist. Außerdem wird T5 für die gesamte Dauer dadurch leitend gehalten, daß der Knotenpunkt B an einer Entladung nach Masse verhindert wird, bis der Knotenpunkt G auf das obere Potential angehoben ist, so daß T18 und T7 einschalten und der Knotenpunkt B entladen werden kann. Es ist erwünscht, die Entladung des Knotenpunktes B zu verzögern und demgemäß des Knotenpunktes C, um eine Ankopplung des Ausgangsknotenpunktes über die Kondensatoren C1 und C2 zu verhindern. Demgemäß ist die Dauer des Ausgangssignals am Ausgangsknotenpunkt die gleiche wie die Dauer des Eingangssignals am Eingangsknotenpunkt.

Die im vorangegangenen beschriebene Schaltung kann auch mit P-Kanal-FET-Technologie aufgebaut werden. Dann muß aber die Polarität der Potentialquellen und die Potentiale der Impulse in der Schaltung umgekehrt werden. Es ,ist allgemein bekannt, daß P-Kanal-FETs mit Signalen mit niedrigem Potential eingeschaltet und durch Signale mit hohem Potential abgeschaltet werden. Außerdem müssen die hier verwendeten Ausdrücke von Aufladen und Entladen als relative Ausdrücke betrachtet werden, die lediglich

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einen Stromfluß in einen Kondensator oder aus einem Kondensator, wie z.B. einem kapazitiv belasteten Knotenpunkt, darstellen. Eine Umkehr der Stromflußrichtungen beim Aufladen und Entladen gehört damit ebenfalls in den Bereich der Erfindung. .

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Claims

PATENTANSPRÜCHE

Feldeffekt-Transistortreiberschaltung mit/Eingangs- und Ausgangsknotenpunkt, einer Inverterstufe zur Bildung des komplementären Eingangssignals und einer auf das Ausgangssignal der Inverterstufe ansprechenden, einen Feldeffekttransistor aufweisenden Ausgangsstufe zum Ansteuern einer kapazitiven Last, wobei bei diesem Transistor ein Rückkopplungskondensator parallel zur Gate-Source-Strecke geschaltet ist, um den Schwellwert-Spannungsabfall des Ausgangs-Feldeffekttransistors in der Ausgangsstufe zu überwinden, sowie mit einer parallel zu dieser Feldeffekt-Transistortreiberschaltung vorgesehenen Verzögerungsschaltung mit Eingangs- und Ausgangsknotenpunkt, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsstufe (T6, T7) dieser Verzögerungsschaltung (30) der Aufnahme des wahren und komplementären Wertes des Eingangssignals dient, daß eine auf das Ausgangssignal der Eingangsstufe ansprechende Inverterstufe (T8, T16, T17, C3) vorgesehen ist, daß mindestens zwei von der Eingangsstufe abhängige, in Reihe geschaltete Feldeffekttransistoren (T10, T11) vorgesehen sind, die der Entladung des Ausgangsknotenpunkts (G) dienen, daß ferner von der Inverterstufe abhängige Schaltmittel (T9, T12) vorgesehen sind, die der Aufladung des Verbindungspunktes (F) der beiden Feldeffekttransistoren (T10, T11) und des Ausgangsknotenpunktes (G) dienen, und daß ein auf das Ausgangssignal der Verzögerungsschaltung (30) ansprechender Feldeffekttransistor (T13) vorgesehen ist, der an den Ausgangsknotenpunkt der Treiberschaltung ein verzögertes Signal liefert.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zwei in Reihe geschalteten Feldeffekttransistoren (T10, T11) mit ihren Gate-Elektroden miteinander und mit dem

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Ausgangsknotenpunkt (D) der Eingangsstufe verbunden sind, so daß der zweite Feldeffekttransistor (TtT) erst zu leiten beginnt, wenn der erste Feldeffekttransistor (TtO) die Kapazität am gemeinsamen Verbindungspunkt (F) der beiden in Reihe geschalteten Feldeffekttransistoren (T11, T10) mindestens teilweise entladen hat.
3. Schaltung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Isolation ein weiterer Feldeffekttransistor (T4) vorgesehen ist, dessen Gate-Elektrode mit einer Potentialquelle (+V) verbunden ist, dessen erste Elektrode mit dem Rückkopplungskondensator (C1) und dessen zweite Elektrode mit dem Ausgangs-Feldeffekttransistor (T.5) verbunden ist, daß ein zweiter Kondensator (C2) zwischen der zweiten Elektrode dieses Feldeffekttransistors und dem Ausgangsknotenpunkt der Treiberschaltung eingeschaltet ist und damit sicherstellt, daß durch diesen Feldeffekttransistor kein Leckstrom fließt, so lange die Gate-Elektrode des Ausgangs-Feldeffekttransistors (TS) wegen des über den Rückkopplungskondensator (C1) rückgekoppelten Potentials auf ein oberes Potential angehoben ist.
4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein weiterer Feldeffekttransistor (T13) vorgesehen ist, dessen Durchschaltelektroden in einer Reihenschaltung zwischen dem Isolations-Feldeffekttransistor und Erdpotential eingeschaltet sind, und dessen Gate-Elektrode mit dem Ausgangsknotenpunkt (G) der Verzögerungsschaltung (30) verbunden ist.

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