DE2260391A1 - Schaltung und netzwerk zur bestimmung der frequenz und der phasendifferenz von elektrischen signalen - Google Patents
Schaltung und netzwerk zur bestimmung der frequenz und der phasendifferenz von elektrischen signalenInfo
- Publication number
- DE2260391A1 DE2260391A1 DE2260391A DE2260391A DE2260391A1 DE 2260391 A1 DE2260391 A1 DE 2260391A1 DE 2260391 A DE2260391 A DE 2260391A DE 2260391 A DE2260391 A DE 2260391A DE 2260391 A1 DE2260391 A1 DE 2260391A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- circuit
- signals
- output signal
- signal
- network
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Ceased
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D13/00—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations
- H03D13/001—Circuits for comparing the phase or frequency of two mutually-independent oscillations in which a pulse counter is used followed by a conversion into an analog signal
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Channel Selection Circuits, Automatic Tuning Circuits (AREA)
- Measuring Phase Differences (AREA)
Description
Anmelder; TELETTRA - Laboratori di Teiefonia Elettronica e
Radio S.p.A., Mailand, Corso Buenos Aires, 77/A," Italien
Schaltung und Netzwerk zur Bestimmung der Frequenz und der
Phasendifferenz von elektrischen Signalen
Die Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Netzwerk zur Bestimmung
der Frequenz und zur Messung der Phasendifferenz zwischen elektrischen Signalen (Phasen-Frequenz-Detektor). Insbesondere
bezieht sich die Erfindung auf eine Komparator-Schaltung und auf ein Netzwerk, das die Ausgangsspannung mit der Phasendifferenz
zwischen zwei Eingangssignalen entsprechend einer monoton nichtfallenden Übertragungsfunktion in Beziehung setzt
(s. Fig. 1).
Es sind viele verschiedene Schaltungen und Netzwerke von Phasen-Frequenz-Komparatoren
bekannt. Häufig werden solche benutzt, die nach Vergleich zweier Signale der Frequenz f, und f« (^?~
fI + Χ) ein Sägezahn-Ausgangssignal angeben, das bei der
Frequenz χ s f« - fι auf einen Minimum-Wert fällt.
Derartige Komparatoren können nicht in Netzwerken mit wechsel- ■
seitig synchronisierten Oszillatoren verwendet werden (s. zu diesem Problerakreis US-Patente Nr. 2 986 723 und 3 050 580,
sowie den Artikel von Irwing Sandberg in der Zeitschrift BSTJ Nr. 9, 1969, Seiten 2978 ff.).
309824/0946
Im Gegensatz zu den bekannten Komparatoren hat die Erfindung die Aufgabe, eine Schaltung zu ergeben, die insbesondere für
die genannten Anwendungsgebiete geeignet ist.
Die Schaltung gemäß der Erfindung hat gleichzeitig die Funktion
eines Frequenzmessgerätes una eines Phasen-Komparators, da sie ein konstantes Ausgangssignal abgibt, wenn die beiden Eingangssignale eine unterschiedliche Frequenz haben. Auf der
anderen Seite wird ein Ausgangssignal proportional zur Phasendifferenz erhalten, solange der absolute Wert der Differenz nicht den festgelegten Maximumswert Δφ Überschreitet.
j max
Das heißt: treten am Eingang des Netzwerkes Signale mit unterschiedlichen Frequenzen (fi, f^) auf, so ändert sich die
Intensität des Ausgangssignales linear bis zu einem Maximumoder Minimum-Wert, der vom Vorzeichen der Gleichung Δ f s fif2 abhängt.
Weiterhin ist Aufgabe der Erfindung, ein Netzwerk eines Phasen- und Frequenz-Komparators zu schaffen, das die angegebene Schaltung in besonders wirkungsvoller Weise verwirklicht.
Die Schaltung gemäß der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz zwischen den zu vergleichenden Signalen in ein Endausgangssignal verwandelt wird, das einer mo-
309824/0946
noton nichtfallen^en Übertragungsfunktion entspricht. Insbesondere
wird von der Schaltung eine linear veränderbare Spannung in Abhängigkeit der Veränderung der Phasendifferenz
erzeugt, solange diese sich in einem Intervall zwischen vorgegebenen
Maximum- und Minimum-^Werten bewegt, wobei jedoch
bei Differenzwerten außerhalb dieses Intervalls die Spannung konstant bleibt, auch wenn die Differenz unbegrenzt zunimmt.
Die Erfindung umfaßt weiterhin einen Phasen- und Frequenz-Komparator,
der die vorstehende Schaltung in vorteilhafter Weise realisiert. Dieser ist durch folgende Komponenten gekennzeichnet!
ein Kanal je Signal, wobei jeder Kanal mit einem RechtecksignalrGeber ausgestattet ist, ein vielstufiger Zähler
und ein Decodierer; und durch folgende, fUr alle Kanäle gemeinsame
Komponenten: ein Komparator-Kreis, ein Set-Reset-Register,
bestehend aus Flip-Flops, ein ImpulsunterdrUcker-Kreis und ein Netzwerk, das ein analoges Signal entsprechend
der Anzahl von HEINS"-Zuständen abgibt, die in dem Flip-Flop-Register
enthalten sind. Die verschiedenen Möglichkeiten und Vorteile der Erfindung und seine verschiedenen Ausführungsformen
werden anhand der folgenden Beschreibung, die sich an der Zeichnung orientiert, erläutert.
Die Figuren der Zeichnung zeigen:
Die Figuren der Zeichnung zeigen:
Fig. 1 ein Diagramm, das die monoton nichtfallende Übertragungsfunktion
zeigt, mit dem die Phasendifferenz mit
309824/0946
dem Endausgangssignal gekoppelt ist;
Fig. 2 ein Blockdiagramm, das die Basis-Elemente darstellt, die die Schaltung des Systems bilden;
Fig. 3 ein detaillierteres Blockdiagramm einer vorzugsweisen Ausfuhrungsform des Komparators gemäß der Erfindung;
Fig. 4 die verschiedenen Signale, die von dem Netzwerk der Fig. 3 erzeugt werden;
Fig. 5 a, b und c die Schritte, in der die die monoton nichtfallende übertragungsfunktion in Abhängigkeit vom Endausgangssignal
gebildet wird.
In Fig. 1 ist die GrundUbertragungsfunktion der Schaltung und
des Netzwerkes gemäß der Erfindung dargestellt. Auf der Abszisse (x-Achse) ist die Phasendifferenz zwischen den zu vergleichenden
Signalen A und B dargestellt; auf der Ordinate (y-Achse) ist die Ausgangsspannung des Komparators aufgetra-
gen. Aus der Darstellung ist zu ersehen, daß dann, wenn die Phase CpR um wenigstens einen Wert ^[D max größer ist als die
Phase <P., die Ausgangsspannung Vy ihren Maxiwalwert Vymax
erreicht und konstant bleibt, selbst wenn Cp R unendlich groß
wird in bezug auf (p.. Das Analoge gilt, wenn Cp R um wenigstens
/\ψ niedriger ist als Cp.. In letzterem Falle nimmt die Ausgangsspannung den Wert V..min an und bleibt auf diesem
Wert stehen, selbst wenn Φ g kontinuierlich in bezug auf<p»
abnimmt.
309824/0946
Andererseits ändert sich die Ausgangsspannung V.. nicht linear im Intervall Vyinin ... Vyinax bei veränderlichem Αφ, vorausgesetzt,
daß Atf sich zwischen + Δ Φ max und -A^Pmax bewegt.
Die Ausgangsspannung des Phasen- und Frequenzkomparators
gemäß der Erfindung ist demnach mit der Phasendifferenz zweier Eingangssignale entsprechend einer monoton nichtfallenden
Übertragungsfunktion verbunden.
Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm als Ausfuhrungsbeispiel des Schaltsystems der Erfindung.
Die Signale, deren Frequenzen verglichen werden sollen, werden
A und B genannt. Es wird angenommen, daß es sich um periodische
Signale handelt, von denen Impulsfolgen f. und fR durch
die Rechteckgeber SQ. und S(L· erhalten werden.
Jede Impulsfolge f. und fR gelangt zu einem Gatter A*. und Bi.,
dessen Ausgangssignale Über die Leitungen 41, 42 die zugehörigen
Zählkreise NAi/ MAn bzw. NBj, HBm anregen, die die
Taktzeit (time-framing) angeben, mit der jeder ha^be Teilkreis
arbeitet. Entsprechend der vorliegenden AusfUhrungsform
sind die Zählkreise NAi, MAn bzw. NBj, MBm in zwei Stufen N und M aufgebaut. Die erste Stufe N zählt die Phasen, in die
sich jede Stufe M aufteilt. Die Kreise NAi bzw. NB] sind mit den Kreisen MAn bzw. MBn Über die Leitungen 43 - 47 und dem
309824/09A6
Die Stufen MA und MB bilden die Eingänge zu einem Komparator
COMP über die Leitungen 49, 49,,... 49yu/ vom Zählkreis MAn
und Über die Leitungen 50, 50,, ..., 50k vom Kreis NBm. Die
gleichen Signale vom Ausgang der Zählkreise werden in die Decodierer DECOD A bzw. DECOD B Über die Leitungen 51 j, 5I2,
... , 51k, eingegeben. Der Komparator COMP gibt ein Ausgangssignal ab, das Über die Leitung 90 auf einen Zyklus-Unterdrückerkreis CSC gegeben wird, auf den auch die Impulsfolgen f. durch die Leitung 61 und f~ durch die Leitung 62
können. Der UnterdrUckerkreis CSC empfängt auch die Signale, die die zweite Stufe des Zählkreises betätigen. Das sind die
Signale von ANj Über die Leitung 47* und von BN, Über die Leitung 48*. In den Kreis CSC werden auch die Signale eingegeben,
die der Endphase ("terminal count") des Zählwerkes N entsprechen (Leitung 200 von NAi und Leitung 201 von NBj), um
den Vergleich in der letzten Phase eines jeden Durchlaufes N zu erhalten.
Der UnterdrUckerkreis CSC liefert Unterdrückersignale, die
als Rückkopplung auf die Eingänge der Zähler An, Bn durch
die Leitungen 70 bzw. 73 eingegeben werden. Außerdem geben die Decoder DECOD A und DECOD B Ausgangssignale "EINS + LN
Über die Leitungen 73, 74 ab, die unabhängig voneinander den
309824/0946
2260381
Set- oder Reset-Zustand aus einem der L Flip-Flops heraussuchen, die in jedem Netzwerk RCF enthalten sind, auf das
die Impulse gegeben werden, die von den Gattern AND bzw. BND
ΰ
Über die Leitungen 77 oder 78 gesendet werden.
Über die Leitungen 77 oder 78 gesendet werden.
Die Ausgangssignale von RCF laufen Über die Leitung 80 zum
Konverter-Generator CGCM der monotonen übertragungsfunktion,
die eine Ausgangsspannung Vy ergibt, die die Form wie in der
Fig. 1 hat. Es gibt eine Anzahl von Schaltkreisen, die sich wie beschrieben verhalten. Eine mögliche Ausführungsform ist
in Fig. 3 dargestellt und wird im folgenden beschrieben.
Die beiden zu vergleichenden Signale f. und fß (s. auch Fig. 4)
werden gemäß der Erfindung Über die Leitungen 1 und 2 als Impulsfolgen an den Eingang des Komparators gegeben. Über die
Gatter A». und Bw werden sie mit Uberexstimmenden Signalen
koinzidieren»
Das Ausgangssignal von An, Cl., wird Über die Leitung 13 auf
die erste Stufe des Zählkreises NAi gegeben und Über die Leitung 5 mit dem Signal MA^ im Gatter PA*, gekoppelt, das im Eingang des Registers liegt, das aus L + 1 Flip-Flops besteht
(F(Lq, FL-j, ... , FLL). Dies entspricht dem Netzwerk RCF der
Fig. 2. '
309S24/Q946
die Leitung 4 zur ersten Stufe des Zählkreises NBj gegeben
und durch die Leitung 6 mit dem Signal NB^ des Gatters PEL·
gekoppelt, das im Eingang des Flip-Flop-Register· FLq, FLp
... , FL liegt.
Das Ausgangssignal NA^ läuft Über die Leitung 7 zu dem NAND-Gatter ANw in das auch das Impulssignal f. durch die Leitungen 11 und 11* gelangt. In analoger Weise läuft das Ausgangssignal NB- durch die Leitung 3 nach BNt, auf das die
Impulsfolge fR durch die Leitungen 12 und 12* gelangt. Das
Ausgangssignal NA1/ läuft außerdem Über die Leitung 9nach PAn
und trifft dort mit CL. zusagen, während das Ausgangssignal NBK über die Leitung 10 nach PBn läuft und dort auf CL,
Die Ausgangssignale von ANi bzw. BNi laufen Über die Leitungen
15 bzw. 1ό zu den Zählkreisen MAn bzw. MBm und Über die Lei-*
tungen 17 bzw. 13 zu den Steuerungsnetzwerken FFiA bzw. FFlB.
Die Zählkreise MAn und MBn werden durch M Abschnitte a,, a«,
..., ou bzw. b,, bn, ... , b/. gebildet. Die Beziehung
zwischen η und m entspricht der Beziehung zwischen i und j, d.h.
η bzw. m = 0,1,2 ... L, wobei Ls2* - 1 ist; /*- ist die
Anzahl der Flip-Flops, die in den oben genannten Zählwerken vorhanden ist. Die Steuerungsnetzwerke FFiA und FFiB gehören
zum Block CSC der Fig. 2. Beide werden von einem Signal CFR"
309824/0946
durch die Leitungen 20 und 20f beschickt, die mit dem Ausgang
eines NAND AC verbunden sind, das die folgenden drei Eingangssignale erhält:
a) das erwähnte Signal NAjx (letzter Zustand des NAi-Zählwerkes)
über die Leitung 9;
b) das erwähnte Signal NB^ (letzter Zustand des Zählwerkes
NBj) über die Leitung 10;
c) das Ausgangssignal eines Komparators COMP, der den Zustand
der Zählkreise MAn,MBn vergleicht.
An dieser Stelle soll herausgestellt werden, daß das Signal, das vom Komparator COMP kommt, ein Impuls ist, der während der
Zeit eingeschaltet ist, in der die Zählkreise MAn, MBn auf der gleichen Zahl sind, so daß die beiden Decodierer den
gleichen Abschnitt ansteuern.
Außer durch das Signal CFR wird das Netzwerk FFIA durch das
Ausgangssignal AN1 über die Leitung 17 beschickt. In ähnlicher
Weise hält FFIB sowohl das Signal CFR als auch das BNi-Ausgangssignal über die Leitung 18. Das Ausgangssignal CFR. aus
FFlA wird über die Leitung 21 zum NAND BB geschickt, das außerdem durch die Leitung 21' das Signal NBo empfängt, das den
Zustand "NULL" des Zählwerkes NBj signalisiert. In ähnlicher
309824/0946
Weise wird das Ausgangssignal CTTL des Flip-Flop FFlB
zum NAND AA Über die Leitung 22 geschickt. AA erhält durch die Leitung 22* das Signal NAo, das den Zustand "NULL" des
Zählwerkes NAi signalisiert.
Das Ausgangssignal CAo von AA wird Über die Leitung 23 auf
einen Eingang des Flip-Flops FF2A gegeben, das außerdem Über die Leitung 23* auf den Taktgebereingang die ursprungliche
Impulsfolge f. erhält. Analog wird das Ausgangssignal CBo aus dem NAND BB Über die Leitung 24 auf einen Eingang des
Flip-Flops FF2B gegeben, das außerdem Über die Leitung 24*
und Über den Taktgebereingang die ursprungliche Impulsfolge
fß erhält.
Die vier Flip-Flops FFIA, FF2A, FFIB, FF2B mit den drei NAND
AA, BB und AC ergeben im vorliegenden Falle die vorzugsweise AusfUhrungsform des Zyklus-LtnterdrUckerkreises CSC der
Fig. 2. Das Ausgangssignal von FF2A bzw. FF2B wird als Zyklus-UnterdrUckersignal
CA bzw. CB durch die Leitung 33 bzw. 34 auf die Eingänge der NAND AN bzw. BN gegeben.
Wie aus der unteren Hälfte der Fig. 3 zu ersehen ist, werden die verschiedenen Ausgänge MAq, MA,, ... , MA, des Decodierers
DECOD A gemäß der Konfiguration a,, a^, ... , a ^ ausgewählt,
die vom Zählwerk MAn durch die Leitungen 60, 60,, ..., 60ju
ankommen. Ahn Lieh werden die verschiedenen Ausgangssignale
309824/0946
MBQ, MB-j, ... , MB. gemäß der Konfiguration b,, b2, ... , b^
des Zählwerke s MBm über die Leitungen 70, 70,, ... , 701^
gewählt.
Das Netzwerk der Abschnitte RCS, das den Kanälen A und B gemeinsam
ist, besteht aus einer Serie von Flip-Flops FL , FL,, ... , FL^, deren "JA"--und "NEIN"-Ausgänge durch folgende
Formel wiedergegeben werden:
L0 " *-Ö '* h - 1T ' 4_ " ^L
Der Reset-Impuls der jeweiligen Abschnitte wird geschaltet
- zu jedem Zeitpunkt nur ein Abschnitt - durch den Decodierer
DECOD A. Er wird über die Leitung 90 gegeben, die mit dem Ausgang des Gatters PA*. verbunden ist. Dieses erzeugt die.,
Koinzidenz-Funktion CL. .NA,,. In ähnlicher Weise wird der
Set-Impuls auf die Abschnitte gegeben, die durch den Decodierer DECOD B ausgewählt sind. Dies geschieht über die Leitung
100, die mit dem Ausgang des Gatters PB,. verbunden ist,
wo die Koinzidenz-Funktion CXT . NB„ gebildet wird.
Es sei angemerkt, daß der Vergleich zwischen den Zählwerken MAn und MBn vorteilhafterweise deshalb geschieht, um die gleichzeitige
Aktivierung desselben Abschnittes durch die Decodierer DECOD A und DECOD B zu vermeiden. Dies wird erreicht, indem
der Eingangsimpuls des Zählers unterdrückt wird, der bei höherer Geschwindigkeit in dem Augenblick arbeitet, wenn er den
anderen überholt.
3 0 9 8 2 4/0946
Das Ausgangssignal eines jeden Flip-Flops geht auf die gemeinsame Leitung 110 durch den "open-Collector"-Zeichenurakehrer, die dann die Ausgangssignale Fq, F-,, ... , F, ergeben, die über die Widerstünde Rq, R,, ... , R. auf der Leitung 110 einen Strom modulieren, der proportional der Anzahl von "Nullen" ist, die im Register FLq, FLi , ... , FLq
enthalten sind.
Der Unterdrückerstrom Über die Leitung 110 kommt vom Emitter
des Transistors TR und erzeugt einen etwa gleichen Collector* strom, der demnach einen Spannungsabfall Über R hervorruft,
der proportional der Anzahl von "Nullen" ist, die im Register
RFL enthalten sind. Der Kondensator C hat die Aufgabe, die Collector-Spannung zu filtern, bevor sie in den Konverter-Generator CGCM der monoton nichtfallenden übertragung·funktion
CL eingeht. ·
Vorzugsweise ist CGCM ein einfache*- Verstärker mit exakter
Vorspannung und Sttttigungsspannung, so daß die V--Wellen entsprechend der Bedingung abgeschnitten werden, daß eines der
Eingangssignale ständig schneller ist als das 4·· andere. Am
Ausgang von CGCM wird die Ausgangsspannung V.. erhalten.
Fig. 4 zeigt die Signalformen, die in den verschiedenen Abschnitten des Netzwerkes der Fig. 3 beobachtet werden.
309824/0946
Auf der Zeile I ist eine Impulsfolge dargestellt, die das Signal f. wiedergibt, während auf der Zeile IV die Impulsfolge fR dargestellt ist. Von der Folge f. werden die Impulse abgeleitet, die jedes Mal den Reset-Zustand des Abschnittes ergeben, der zu dieser Zeit durch den Decodierer
DECOD A ausgewählt ist, während von der Impulsfolge f„ die
Set-Impulse erhalten werden, die den Set-Zustand der Abschnitte erzeugen, die von DECOD B ausgewählt sind.
Auf der Zeile II sind die Zustände der Zählkreise NAi dargestellt und auf der Zeile III die Zustände der Kreise NBj.
i und j können die folgenden Werte annehmen:
i = o,1, 2, ... K
η ι ο ν wobei Ks2 - 1 ist.
j s U, ι, /L, ... K
\> gibt die Zahl der zählenden Zählabschnitte an, die den
Zählkreis MAi, MAj im praktischen Falle bilden. Wenn nur zWei
Abschnitte verwendet werden, ist K = 3, wobei Zählkreise NAi und NB) vier Zustände durchlaufen, nämlich 0 bis 3. Auf der
Zeile III der Fig. 4 können die Zustände der Zählkreise NBq, NBp NB2/ NBg ersehen werden. Jedes Mal, wenn der Zustand NA
erscheint, empfängt das Zählwerk MAn einen Schrittmacher-Iepuls
(nicht dargestellt) und zählt weiter. Die Zahl der Zustände MAn sind 2/ (analog zu NAi).
309824/09^6
Auf den Zeilen II und III sind in zeitlicher Reihenfolge die Zustände dargestellt, die von den Zählwerken MAn bzw. MBn
durchlaufen werden, deren letzter Teil mit dem Zeichen S klargestellt ist.
Der Komparator COMP vergleicht die Zustände der Zählkreise
MAn und MBn. Wenn, wie in Fig. 4, zwischen den beiden Zählkreisen Koinzidenz zwischen den Phasen NA» und MB» besteht,
so ist das Ausgangssignal des Gatters NAND AC Null. Auch das Signal CFR (Zeile V der Fig. 4) geht auf Null, was bedeutet,
daß beide Zweistufenzähler den gleichen Inhalt haben. Bei dem in der Figur dargestellten Fall wird von FSiA nur das Signal
CU? wiederholt, so daß der Übergang hergestellt wird, der auf
Zeile VI dargestellt ist. Tatsächlich wird der Zeitgebereingang von FFiA durch d±s abfallenden Flanke· der Impulsfolg· f*
(s. Zeile 1) hervorgerufen, der durch NAg gewählt ist. Hiernach erzeugt der erste Zustand NBo, der auf der Zeile III vorliegt, einen "Null"-Zuetand auf dem Signal CB», das auf der
Zeile VIII dargestellt ist. Innerhalb der Dauer von NBo wird der Zustand CBq durch ein fß Zeitsignal nach FF2B als Signal
CB Übertragen, das auf Null geht (dargestellt auf der Zeil«
VIII), während das CBp-Signal auf "EINS" geht.
Das Signal CB "Null" wird auf den Eingang durch die Leitung
34 der Fig. 2 rückgekoppelt und unterdruckt einen Impuls auf
CLn, wie aus der Zeile IX der Fig. 4 ersehen werden kann. Die
309824/0946
Unterdrückung eines Impulses verhindert das Vorwärtsgehen
des Zählkreises NB., dex den NB-j-Zustand auf der Zeile III*
wiederholt, d.h. es erscheint der Zustand NBi·.
Hierdurch wird der Zählkreis MB, der durch fß angeregt ist,
als der schnellere erkannt. Es wird verhindert, daß dieser Kreis den MA-Zählkreis Überholt, indem ein Impuls an seinem
Eingang unterdrückt wird. Während der ganzen Zeit, während das Signal f„ schneller ist als f ;>
werden einige fg-Impulse periodisch unterdrückt, so daß verhindert wird, daß MB MA
Überholt. Die Vi*-Spannung, die auf der Zeile X der Fig. 4 dargestellt ist, zeigt das Verhalten der Spannung auf dem
TR-Collektor ohne Kapazität C. Sobald die Frequenz der Leitung B in bezug auf A zunimmt, wächst zur gleichen Zeit die
Zahl der Flip-Flops FL, die auf "EINS" gehen,und die Spannung
Vi* oszilliert zwischen immer größer werdenden Niveaus hin und her, bis ein Zustand erreicht ist, der einer durchgehenden
"EINS" entspricht.
In Fig. 4 ist dargestellt, wie V-* zwischen den Niveaus 3
und 4 oszilliert; das bedeutet, daß ein Zählkreis den anderen zu überholen versucht.
Wird ein derartiger Zustand durch das beschriebene Netzwerk gefunden, so wird ein Impuls auf der schnelleren Leitung unterdrückt.
Hierdurch oszilliert V-* weiter zwischen den zwei
309824/0948
höheren Niveaus, bis der schnellere Eingang sich verlangsamt und wenigstens einen Zyklus gegenüber dem anderen zurückbleibt. In der Vorrichtung gem. Fig. 3 diehnt die Kapazität C
zur Filterung von V* . V- verhält sich wie in Fig. 5 α dargestellt, woraus ersehen werden kann, daß dann, wenn f. nahe
an fR ist, eine Sägezahn-Spannung im Extremalbereich außerhalb des Linearbereiches des Verstärkerkreises CGCM entsteht.
Die Frequenz der Sägezahn-Spannung hängt von der Differenz der beiden Frequenzen ab.
Die maximale Differenz zwischen den beiden Frequenzen f. und fp muß so groß sein, daß die Schwebung kleiner ist als ein
Zyklus auf zwei Zyklen. Ist das nicht der Fall, dann besteht die Gefahr, daß der "überholzustand" nicht entdeckt wird,
wenn ein Kanal einen ganzen Zyklus zwischen zwei Zustünden NK zulegt.
Die Bedingung fUr ein einwandfreies Arbeiten ist: *)
Die Erfindung wurde anhand eines Ausfuhrungsbeispieles beschrieben. Das bedeutet jedoch nicht, daß die Möglichkeiten
der Erfindung auf das AusfUhrungsbeispiel beschränkt sind. Vielmehr sind fUr den Fachmann zahlreiche Abweichungen möglich, ohne daß der Rahmen der Erfindung verlassen wird. Auch
2?
309824/0946
ist durch das geschilderte Ausfuhrungsbeispiel der Anwendungsbereich
der Erfindung nicht beschränkt.
309824/0946
Claims (9)
1. Schaltung zur Bestimmung der Frequenz und zur Messung der Phasendifferenz zweier verschiedener elektrischer
Signale, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasendifferenz in ein Ausgangssignal umgewandelt wird, das einer monoton
nichtfallenden Übertragungsfunktion folgt und entspricht.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß
eine linear veränderliche Spannung in Abhängigkeit von der Veränderung der Phasendifferenz erzeugt wird, wenn
sich diese Differenz innerhalb eines Intervalles von festgelegten Maximum- und Minimumwerten ändert, jedoch ständig konstant bleibt, wenn die Differenz außerhalb des
Intervalles liegt, auch wenn die Differenz der Signalfrequenzen sich weiterhin vergrößert (solange der in der
Beschreibung definierte Rahmen nicht verlassen wird).
3. Komparator zur Bestimmung der Frequenz und Messung der
Phasendifferenz zweier elektrischer Signale, gekennzeichnet durch folgende Komponenten!
•in Kanal je Signal (A und B), wobei jedes Signal mit «inen
geeigneten Netzwerk (SQ) ausgestattet ist, um das Signal
in Impulsfolgen (f. bzw. fß) umzuwandeln -
•in Vergleichsn«tzw«rk (AN), Zählkreise (NA, MA) und einen
Decodierer (DECOO);
und folgend· fUr alle Kanal· gemeinsame Komponenten;
•in Komparatorkreis (COMP), ein Register (RCF), ein Zyklus-
309824/0946
-if.
Unterdrückerkreis (CSC), ein Netawerk ( CGCM),, daß dos Ausgangssignal
des Registers in eine monoton nichtfallende
Funktion umwandelt,
4. Komparator nach Anspruch 3/ dadurch gekennzeichnet, UaB
der Eingang des Vergleichsnetzv/erkes (HN) jedes Kanals
die Impulsfolge entsprechend der zu vergleichenden Signale und das Ausgangssignal des Unterdrückerkreises empfängt,
und ein Äusgangssignal an den Kanalzählkreis (NA) und an
das Register (RCF) gibt.
5. Netzwerk nach den vorherigen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet,
daß jeder Kanal-Zähikreis aus verschiedenen Stufen
(NA, MA) besteht, die am Eingang die Ausgangssignale des Vergleichsnetzwerkes AN und die Impulsfolge der Signale
aus den Vergleichskanälen empfängt, während die Ausgangssignale der verschiedenen Stufen an die entspreehendö Stufe
des gemeinsamen Koraparator-Kreises (COMP) und an den Kemal-Decodierer (DECOD) gegeben werden.
6. Komparator nach den vorherigen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal dec gemeinsamen Komparator-
Kreises (COMP) an den Zyklus-Unterdrückerkreis (CSC) gegeben wird.
7. Netzwerk nach den vorherigen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß der UnterdrUckerkrei» (CSC)
ausser des Ausgangssignal des geneinsanen Vergleichsweise» auch die Im
pulsfolgen (f., fn) der zu vergleichenden Signale und die
09824/0946
Eingangssignale des Kanal-Zählwerks (NA) empfängt.
8. Komparator nach den vorherigen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Abschnitt des Registers (RCF) sowohl
eine Kombination aus Ausgangs- und Eingangssignalen der Zählkreise empfängt, αΐε auch die Ausgangssignale der entsprechenden Stufen des Kanal-Decodierers (DECOD A bzw. DECOD B).
9. Komparator nach den vorherigen Ansprüchen, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Registers (RCF) an
den Konvertor-Generator (CGCM) mit monotoner Übertragungsfunktion gegeben wird.
3 0 9 8 2 W 0 9 4 6
Leerseite
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
IT32204/71A IT953172B (it) | 1971-12-10 | 1971-12-10 | Sistema e dispositivo comparatore di fase e frequenza tra segnali elettrici |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2260391A1 true DE2260391A1 (de) | 1973-06-14 |
Family
ID=11235000
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE2260391A Ceased DE2260391A1 (de) | 1971-12-10 | 1972-12-09 | Schaltung und netzwerk zur bestimmung der frequenz und der phasendifferenz von elektrischen signalen |
Country Status (8)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US3857103A (de) |
BE (1) | BE792458A (de) |
DE (1) | DE2260391A1 (de) |
ES (1) | ES409445A1 (de) |
FR (1) | FR2162602B1 (de) |
GB (1) | GB1386380A (de) |
IT (1) | IT953172B (de) |
NL (1) | NL7216779A (de) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1982001289A1 (en) * | 1980-09-29 | 1982-04-15 | Steinlin W | Generator circuit of a regulation voltage function of a differential frequency or phase and utilization of such circuit |
Families Citing this family (13)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2420638A1 (de) * | 1974-04-27 | 1976-03-18 | Philips Nv | Schaltungsanordnung zur erzeugung eines summen- und/oder differenzsignals |
US4278898A (en) * | 1979-08-13 | 1981-07-14 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Frequency comparator for electronic clocks |
US4337435A (en) * | 1980-06-10 | 1982-06-29 | Westinghouse Electric Corp. | Digital phase sequence detector |
US4446447A (en) * | 1980-12-22 | 1984-05-01 | Ford Motor Company | Circuit for converting pressure variation to frequency variation |
DE3162076D1 (en) * | 1981-03-09 | 1984-03-08 | Itt Ind Gmbh Deutsche | Digital circuit delivering a binary signal whenever two signals have a predetermined frequency ratio, and its use in colour television receivers |
US4459559A (en) * | 1981-11-30 | 1984-07-10 | Rca Corporation | Phase frequency detector using shift register |
US4527080A (en) * | 1983-07-18 | 1985-07-02 | At&T Bell Laboratories | Digital phase and frequency comparator circuit |
FR2598869B1 (fr) * | 1986-05-13 | 1994-02-04 | Thomson Csf | Detecteur de phase et de frequence, et son utilisation dans une boucle a verrouillage de phase |
US4819081A (en) * | 1987-09-03 | 1989-04-04 | Intel Corporation | Phase comparator for extending capture range |
US5027373A (en) * | 1988-03-01 | 1991-06-25 | John Fluke Mfg. Co., Inc. | N-pi phase/frequency detector |
US4878231A (en) * | 1988-03-01 | 1989-10-31 | John Fluke Mfg. Co., Inc. | N-PI phase/frequency detector |
US5686835A (en) * | 1989-01-18 | 1997-11-11 | Nippondenso Co., Ltd | Physical quantity detection device for converting a physical quantity into a corresponding time interval |
TWI543597B (zh) * | 2013-02-27 | 2016-07-21 | 晨星半導體股份有限公司 | 訊號取樣方法、資料加解密方法、以及使用這些方法的電子裝置 |
-
0
- BE BE792458D patent/BE792458A/xx unknown
-
1971
- 1971-12-10 IT IT32204/71A patent/IT953172B/it active
-
1972
- 1972-12-07 US US00312964A patent/US3857103A/en not_active Expired - Lifetime
- 1972-12-07 GB GB5646772A patent/GB1386380A/en not_active Expired
- 1972-12-08 FR FR7243794A patent/FR2162602B1/fr not_active Expired
- 1972-12-09 DE DE2260391A patent/DE2260391A1/de not_active Ceased
- 1972-12-09 ES ES409445A patent/ES409445A1/es not_active Expired
- 1972-12-11 NL NL7216779A patent/NL7216779A/xx not_active Application Discontinuation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO1982001289A1 (en) * | 1980-09-29 | 1982-04-15 | Steinlin W | Generator circuit of a regulation voltage function of a differential frequency or phase and utilization of such circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR2162602A1 (de) | 1973-07-20 |
BE792458A (fr) | 1973-03-30 |
NL7216779A (de) | 1973-06-13 |
US3857103A (en) | 1974-12-24 |
FR2162602B1 (de) | 1977-01-14 |
IT953172B (it) | 1973-08-10 |
ES409445A1 (es) | 1976-04-16 |
GB1386380A (en) | 1975-03-05 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE2541163C2 (de) | Anordnung zur Bestimmung der Phasendifferenz | |
DE2260391A1 (de) | Schaltung und netzwerk zur bestimmung der frequenz und der phasendifferenz von elektrischen signalen | |
DE2522491A1 (de) | Echoloeschvorrichtung fuer eine fernsprechleitung | |
DE2311530A1 (de) | Generator zur erzeugung eines signalverlaufs | |
DE2850555C2 (de) | ||
DE1947381A1 (de) | Signalerzeugungsschaltungen | |
DE2445256A1 (de) | Empfaenger zum empfang mit hilfe von frequenzumtastmodulation uebertragener impulssignale | |
DE2448533A1 (de) | Schaltungsanordnung fuer einen phasendiskriminator mit unbegrenztem fangbereich | |
DE2654211A1 (de) | Einrichtung zur anzeige der aufeinanderfolge von wechselstrom-eingangssignalen | |
DE1512144A1 (de) | Integrator | |
DE3230329C2 (de) | ||
DE2456178A1 (de) | Schaltungsanordnung fuer eine automatische verstaerkungsreglung fuer codierte daten | |
DE2844936C2 (de) | Fernsteuersender mit einem analog steuerbaren Oszillator | |
DE1806905A1 (de) | Impulsformerschaltung | |
DE2023656A1 (de) | Verfahren zur empfangsseitigen Rückgewinnung der plesiochronen Primärtakte mehrerer sendeseitig zu einem Zeitvielfach höherer Ordnung zusammengefaßter primärer Zeitvielfachsysteme | |
DE2657283A1 (de) | Drahtloses informationsuebertragungssystem | |
DE957405C (de) | Vorrichtung zur Erzeugung und Verteilung von Taktimpulsfolgen | |
DE1940831A1 (de) | Durchstimmbarer Synchronisiergenerator fuer Fernsehsysteme | |
DE953812C (de) | Verfahren und Anordnung zur Decodierung von empfangenen Code-Impulsnachrichten | |
DE1512520C3 (de) | Schaltungsanordnung zum Entzerren von bipolaren, insbesondere ternär codemodulierten Impulsen | |
DE2844938C2 (de) | Schaltungsanordnung zur Erzielung eines Gleichlaufs zwischen der Oszillatorfrequenz und der Resonanzfrequenz des Eingangskreises eines Überlagerungsempfängers | |
DE2932745A1 (de) | Digitaler frequenz- und phasenvergleicher | |
DE2321901A1 (de) | System zum erfassen von frequenzabweichungen eines unbekannten signals von einer nennfrequenz | |
DE1549456A1 (de) | Ein-/Ausgabevorrichtung fuer elektrische Signale | |
DE1166827B (de) | Anordnung zur Gewinnung von Zaehlimpulsen und Signalen zur Festlegung der Zaehlrichtung aus phasenverschobenen Rechtecksignalen |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
OD | Request for examination | ||
8131 | Rejection |