DE2133001A1

DE2133001A1 - Kohaerentes Impuls-Doppler-Radargeraet

Info

Publication number: DE2133001A1
Application number: DE19712133001
Authority: DE
Inventors: Debuisser Jean-Claude Andre; Bosc Henri Jean; Castets Michel Gaston Maurice
Original assignee: International Standard Electric Corp
Current assignee: International Standard Electric Corp
Priority date: 1970-07-07
Filing date: 1971-07-02
Publication date: 1972-01-13
Also published as: FR2096855B1; DE2133395A1; US3725923A; FR2096856A1; DE2133395C3; FR2096856B1; FR2096855A1; DE2133395B2

Description

Dipl.-Phys. Leo Thul
Patentanwalt

7 Stuttgart 30 O 1 Q Q η η 1

Kurze Str. 8 Z I OO UU I

H.J.Bosc-M.G.M.Castets-J.C.A.Debuisser 16-4-4

INTERNATIONAL STANDARD ELECTRIC CORPORATION, NEW YORK

Kohärentes Impuls-Doppler-Radargerät

Die Erfindung betrifft ein kohärentes Impuls-Doppler-Radargerät mit Anzeigeunterdrückung von Pestzielen mit einem vom Sendeimpuls synchronisierten Kohärenzoszillator im Empfänger, dessen immer über eine Impulsperiode phasenstarre Schwingung als Bezugssignal für eine Phasenbestimmung zwischen diesem und den Echosignalen dient, bei dem der auszuwertende Bereich zwischen jeweils zwei Sendeimpulsen (Impulsperiode) in gleich, große, der Entfernungsauflösung entsprechende m Teilbereiche aufgeteilt ist und die Amplituden der Videosignale einer vorgegebenen Anzahl N von Impulsperioden für die einzelnen Entfernungsteilbereiche nach Analog/Digital-Wandlung derart in einem von zwei gleichen Speichern gespeichert werden, daß nach dem Schreiben in jedsr der m Zeilen die Echosignale einer Impulsperiode enthalten sind und somit die N Echosignale der Teilbereiche zum Lesen in einer Spalte untereinander stehen, wobei während des Einspeicherns der N Impulsperiode in den einen Speicher der andere gelesen wird.

Ein derartiges Radargerät ist aus der DT-PS 1 285 578 bekannt.

Ne/An ·/'

l.Juli 1971

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Es sind Radarsysteme bekannt, bei denen mit Hilfe des Doppler-Effektes bewegliche und feste Ziele unterschieden werden. Hierbei wird die sich bei bewegliche» Zielen von Impulsperiode zu Impulsperiode ändernde Phasenverschiebung zwischen ausgesendetem Impuls uiad empfangenem Impuls ausgenutzt. Dabei wird in jeder Impulsperiode die Phase der ausgessndeten Schwingung mit der Phase der empfangenen Schwingung verglichen. Die Phasenverschiebung ist bei der Reflexion an festen Zielen von Impulsperiode zu Impulsperiode konstant, während sie sich nach einer Reflexion an Zielen, die sich mit einer von Null verschiedenen Radialgeschwindigkeit bewegen, linear mit der Zeit ändert. Ist ein Phasendetektor vorgesehen, auf den einerseits in jeder Impulsperiode ein Bezugssignal, nämlich die gespeicherte ausgesandte Welle und andererseits das empfangene Signal nach der Reflexion an festen oder beweglichen Zielen gegeben wird, dann ergibt sich für die Signale, die an festen Zielen reflektiert wurden, Impulse gleicher Amplitude und für Signale, die an beweglichen Zielen reflektiert wurden, Impulse, deren Amplitude sich sinusförmig mit der Frequenz fd ändert. Pd ist die Doppler-Prequenz, die von der Radialgeschwindigkeit V und von der Wellenlänge Λ gemäß

2V 4~

2V
der Formel fd = 4~ abhängt.

Das Spektrum der Impulse mit konstanter Amplitude , die den Festzielen entsprechen, besteht aus Linien bei den Frequenzen F, 2F..., nF. wobei F die Impulsperiode der ausgesendeten Impulse ist.Das Spektrum der Impulse der beweglichen Ziele besteht aus Linien , die sich aus der Beziehung nF ί fd errechnen.

Zur Bestimmung der Geschwindigkeit des sich bewegenden Echos ist es notwendig, das ankommende Spektrum zu kennen. Der Ort des Echos, d.h. sein Winkel und seine Entfernung kann man vom Spektrum nicht ableiten. Der Winkel ist gegeben durch die Stellung der Antenne zum Zeitpunkt des Empfanges des Impulses und die Entfernung ist gegeben durch die Zeit zwischen Impuls aussendung und Impulsempfang. Bei einem kohärenten Impuls-

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Doppler-Radargerät ist es nötwendig, das Ausgangssignal des Phasendiskriminators zu verarbeiten, um die Entfernungsinformation zu erhalten. Man teilt dazu den Bereich in aneinander anschließende Teilbereiche auf, wobei in jedem Bereich die Signale empfangen werden, die der entsprechenden vorbestimmten Entfernung vom Radargerät entspricht. Danach wird das Signal in jedem Bereich untersucht, um festzustellen, ob ein sich bewegendes Echo vorhanden ist oder nicht. Es gibt viele Möglichkeiten, um das Spektrum eines Signales, das von einem Teilbereich herrührt, sichtbar zu machen, und eine davon besteht darin, die Fourier Transformation des Signales zu berechnen.

Bei einem kohärenten Impuls-Doppler-Radargerät mit einer •Impulsfolgefrequenz P ist die Bandbreite des Spektrums etwa p- , so daß die Anzahl der Funkte, die für ein einigermaßen genaues Spektrum zu berechnen sind, nicht allzu hoch ist, und es wird dann möglich, diese Berechnungen für alle Bereiche während einer Antennendrehung durchzuführen. Nimmt man an, daß man ein Radargerät mit folgenden technischen Daten verwendet:

Periode T = 4 = 533*3 Mikrosekunden j?

Antennendrehgeschwindigkeit: 120 pro Sekunde m = 64 Bereiche,

und nimmt man weiter an, daß man 32 Impulse von jedem Bereich benötigt, um das Spektrum des Signales, das von diesem Bereich reflektiert wird, zu berechnen, dann ergibt sich die Anzahl der Elementarbereiche, die während einer Antennendrehung abgetastet wird, zu 11.264. Da man weiterhin mindestens 30 Punkte braucht, um ein einigermaßen genaues Spektrum zu ermitteln, ergibt sich die Anzahl der Punkte, die während einer Antennendrehung, d.h. während drei Sekunden, berechnet werden muß, zu etwa 340.000, wodurch sich eine Rechenzeit in der Größenordnung von neun Mikrosekunden pro Punkt ergibt.

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Diese Zeit ist lang genug, um das Spektrum eines Punktes zu berechnen.

Die verfügbare Zeit, für die Berechnung eines Punktes des Spektrums wird kleiner? wenn man .- unter der Annahme, daß weiterhin J2 Impulse .von einem Bereich notwendig sind die Periode T kleiner macht oder die Antennendrehgeschwindigkeit erhöht oder die Anzahl m der Bereiche erhöht, oder die Anzahl der zu berechnenden Punkte erhöht.

Die Anzahl der zu berechnenden Punkte erhöht sich, wenn die Bandbreite des Spektrums größer wird. Verwendet man ein kohärentes Impuls-Doppler-Radar, bei dem die Impulsabstände unterschiedlich sind, dann ist die maximale Doppler-Frequenz, die einwandfrei zu messen ist, wesentlich höher als in Radargeräten mit konstantem Impulsabstand und infolgedessen ist die zu berechnende Anzahl der Punkte höher. Nimmt man z.B. an, daß die Abweichung A T durch die Modulation bezüglich der mittleren Periodendauer Tm zwanzigr··-Prozent beträgt und wenn die Impulse als periodisches Muster von zwanzig Impulsen ausgesandt werden, dann ist die Anzahl der Punkte, die man für das Spektrum eines Signales, das man von einem Elementarbereich berechnen will, größer als 2.000. Nimmt man ein Radargerät mit ungleichem Impulsabstand mit den gleichen technisehen Daten wie das oben erwähnte Radargerät mit gleichem Impulsabstand, wobei Tm = T sei, dann ist die Anzahl der Punkte, die während einer Antennendrehung von drei Sekunden zu berechnen ist, größer als 22 Millionen, d.h. die Rechenzeit pro Punkt ist kleiner als 0,136 MikroSekunden pro Punkt.

Mit der Erfindung wird eine Verarbeitungsschaltung angegeben, mit der die Ausgangssignale des Phasendiskriminators eines kohärenten Impuls-Doppler-Radargerätes so verarbeitet werden, daß die Berechnung der Fourier Transformation der empfangenen Signale bei einer sehr großen Anzahl zu berechnender Punkte ermöglicht wird.

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Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß zur Verkleinerung der zu verarbeitenden Datenmenge die Sinus-Videosignale pro Teilbereich auch einem Doppelfilter (Pig. 4) mit nachgeschalteter Schwellwertschaltung zugeführt und diejenigen Teilbereiche ermittelt werden, in denen nur bewegliche Ziele ermittelt werden, daß ferner zwei weitere, ebenfalls abwechselnd betriebene Digitalspeicher vorgesehen sind, in die von den ersten beiden Speichern nur die Information der ermittelten Teilbereiche übernommen werden, daß die aus den jeweils auf Lesen geschalteten zweiten Speichern entnommene Information einer Einrichtung zur Pestzielunterdrückung, anschließend einer Einrichtung zur Berechnung des Prequenzspektrums, danach einer zweiten Schwellwertschaltung und danach einer Anzeigevorrichtung zugeführt werden, auf die gleichzeitig Angaben über die Stellung der Antenne und des betrachteten Teilbereiches gelangen.

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Die Erfindung wird nun anhand der Figuren beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Pig. l.a -

l.j die Schaltzeichen, die in den folgenden

Figuren verwendet werden;

Fig. 2 ein^Blockschaltbild der Impulsverarbeitung eines kohärenten Impuls-Doppler-Radargerätes;

Fig. 3 ein Blockschaltbild der Verarbeitungseinrichtung gemäß der Erfindung;

Fig. 4 einen Bereichswähler;

Fig. 5 Einzelheiten der Blöcke 14 und 18 der Fig. 35

Fig. 6 Einzelheiten der Blöcke 20, 21, 22 und 25 der Fig. 3;

Fig. 7 einen Taktgenerator für Fig. 6.

Vor der Beschreibung der eigentlichen Erfindung wird in Verbindung mit den Fig. l.a bis l.j die Bedeutung der einzelnen Schaltzeichen, die in den Fig. 2 bis 7 verwendet sind, erklärt,

Fig. l.a zeigt eine UND-Schaltung .
Fig. l.b zeigt eine ODER-Schaltung.

Fig. l.c zeigt eine Mehrfach-UND-Schaltung, die im Beispiel aus vier UND-Schaltungen besteht, von denen jeder erste Eingang mit einer der Leitungen 91a verbunden ist und jeder zweite Eingang mit einer gemeinsamen Leitung 91b.

Pig, l.d zeigt eine mehrfache ODER-Schaltung, die im Beispiel aiu; vier ODER-Schaltungen besteht, von denen jede zwei' Ein-

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gänge 91c und 91d hat. An den vier Ausgangsleitungen 91e treten die Signale auf, die an einem der Eingänge angelegt wurden.

Fig. l.e zeigt einen Flip-Flop, an den ein Steuersignal an einen seiner Eingänge 92-1 oder 92-0 zum Umschalten in den "1"- oder in den "Oⁿ-Zustand anlegbar ist. Hierdurch ergibt sich eine Spannung derselben.Polarität wie das Steuersignal entweder am Ausgang 95-1» wenn sich der Flip-Flop im "1"-Zustand befindet, oder am Ausgang 95-0, wenn er sich im "0"-Zustand befindet. Wenn* sich der Flop-Flop im "1"-Zustand befindet, wird er beispielsweise mit Bl bezeichnet und wenn er sich im "0"-Zustand befindet, mit IT.

Fig. l.f zeigt ein Leitungsbündel, das im Beispiel fünf Leitungen enthält.

Fig. l.g zeigt ein Flip-Flop-Reglster. Im Beispiel enthält es vier Flip-Flops, deren "!"-Eingänge mit den Leitungen einer Gruppe 92a verbunden sind und deren "1"-Ausgänge mit einer Leitungsgruppe 95a verbunden sind. Die Zahl 0, die am Ende des Registers eingetragen ist, bedeutet, daß das Register zurückgestellt wird, wenn ein Signal auf der Leitung 91h. auftritt.

Fig. l.h zeigt einen Decoder bzw. einen Codeumsetzer, der im Beispiel einen vier Bit Binärcode, der an die Leitungsgruppe 94a angelegt wird, in einen 1 aus 16-Code umsetzt, d.h. ein Signal tritt nur auf einem der 16 Leitungen 94b auf, wenn eine Binärkombination am Eingang angelegt wird.

Fig. l.i zeigt einen Codevergleicher, dessen Ausgang 95a ein Signal abgibt, wenn die beiden dreistelligen Binärcodes, die über die Leitungen 95b und 95c angelegt werden, gleich sind.

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Pig. l.j zeigt einen vierstufigen Zähler, der die Impulse zählt, die an seinen Eingang 94c gelangen. Die Zahl O, die am Ende des Zählers eingetragen ist, bedeutet, daß der Zähler auf Null gestellt wird, wenn ein Signal auf der Leitung 94h auftritt. Die "!."-Ausgänge der Flip-Flops sind mit den Ausgangsleitungen 94d verbunden.

Es wird darauf hingewiesen, daß in den verschiedenen Figuren einige elektronische Schaltungen (UND- und ODER-Schaltungen) kein Bezugszeichen haben. Die Wirkungsweise jeder dieser Schaltungen läßt sich jedoch leicht aufgrund der logischen Gleichung, die die Funktion beschreibt, und aufgrund nur der Figur nachvollziehen, da die Eingangssignale zu den Schaltungen angeschrieben sind. Die UND-Schaltung nach der Fig. l.a ist auf diese Weise definiert als eine logische Schaltung, die ein Signal Wv entsprechend der logischen Verknüpfung A.B abgibt.

Fig. 2 zeigt ein einfaches Blockschaltbild eines bekannten kohärenten Impuls-Doppler-Radargerätes. Es enthält u.a. eine Antenne 11 zum Senden und zum Empfangen und einen Sender 2, der HF-Impulee liefert. Die Impulse gelangen zur gemeinsamen Sendeempfangs antenne über einen HF-Schalter 1, der auch als "Duplexer" bekannt ist. Die nach einem gesendeten Impuls empfangenen Impulse gelangen über den Schalter 1 zu einer Mischstufe J, deren anderer Eingang mit dem Ausgang eines örtlichen Oszillators 4 verbunden ist. Die Ausgangssignale der Mischstufe j5 gelangen zu einem ZF-Verstärker 6; das Ausgangssignal des örtlichen Oszillators 4 gelangt auch auf eine zweite Mischstufe 5> auf die auch der Sendeimpuls gelangt, Der ZF-Impuls der Mischstufe 5 wird am Anfang jeder Impulsperiode zum Triggern des Oszillators 7 verwendet. Dieser Oszillator liefert dann ein ZF-Signal, das eine vorgegebene feste Phasenbeziehung zur Phasenlage des Sendeimpulses hat.

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Der Oszillator 7 wird während jeder Impulsperiode, wie oben beschrieben, eingeschaltet und vor dem Anfang der nächsten Impulsperiode abgeschaltet. Ein solcher Oszillator wird auch "KohärerOL-Oszillator" genannt. Das Ausgangssignal des Kohärenfc-Oszillators 7 gelangt auf zwei Phasendiskriminatorschaltungen 9 und 10, einmal direkt zum Diskriminator 9 oder über einen Phasenschieber 8, der eine Phasenschiebung von 90°verursacht, zum Diskriminator 10. Auf die beiden Phasendiskriminatoren gelangen außerdem die Ausgangssignale des ZP-Verstärkers 6.

Die Phasendiskriminatoren 9 und 10 liefern die beiden Signal- \ komponenten, im rechtwinkligen Koordinatensystem, bei der Doppler-Prequenz fd. Die Kenntnis dieser beiden Komponenten ermöglicht es, die Richtung der Bewegung des Echos festzustellen, d.h. festzustellen, ob sich das bewegende Ziel, das das Doppler-Signal hervorgerufen hat, entfernt oder nähert . In der folgenden Beschreibung werden die Ausgangssignale der Phasendiskriminatoren 9 und 10 mit Ss und Sc bezeichnet.

Pig. 3 zeigt als Blockdiagramm die Verarbeitungsschaltung gemäß der Erfindung für die Signale Ss und Sc. Es enthält Abtast- und Codierschaltungen 19, einen Speicher 20, in dem ^ die codierten Binärwörter während mehrerer Impulsperioden gespeichert werden können, wobei der Speicher so organisiert ist, daß die Binärwörter, die in einer Spalte angeordnet sind, die "Geschichte" eines Bereiches enthalten, einen Satz Be- ; reichswähler 12, denen eine erste Schwellwertschaltung Γ3 ' " und eine Speicher- und Multiplex-Schaltung 14 nachgeschaltet ist, eine Schaltung 18 zum Speichern der Bereiche, die ein ~ Signal höher als der Schwellwert geliefert haben, einen Zähler 17, dem ein Decoder 16 zugeordnet ist und der zur Steuerung der Schaltungen 12, 14 und 18 dient, eine Antennenstellungscodierschaltung 21, eine Schaltung 22 zum Auswählen f derjenigen Spalten des Speichers 20, die den Bereichen entsprechen, die ein Signal höher als die Schwelle enthalten,

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einen Speicher 23 z|im Speichern der Binärwörter der Bereiche, die ein Signal geliefert haben, das größer als der Schwellwert ist, und zum Speichern des Bereiches und der Antennen-Stellung; eine Schaltung 2.K zum Eliminieren der Pestziele in dem betrachteten Bereich, eine Rechenschaltung 25 zum Berechnen des Frequenzspektrums der empfangenen Signale in einem bestimmten Bereich, eine zweite Schwellwertschaltung 15, eine UND-Schaltung 26, die die Durchschaltung der Bereichsinformation und der Stellungsinformation vornimmt, wenn die Schaltung 25 erkennt, daß es sich um ein bewegtes Echo handelt, eine Anzeigeeinrichtung 27 zum Darstellen des Frequenzzeitspektrums und einen Taktgenerator 29* der di.e verschiedenen benötigten Taktsignale liefert.

Die Wirkungsweise der Verarbeitungsschaltung gemäß Fig. 3 sowie die Einzelheiten der Schaltungen werden nun in Verbindung mit der Arbeitsweise eines kohärenten Impuls-Doppler-Radargerätes beschrieben, das Impulse mit ungleichem Abstand entsprechend einem periodischen Muster von N = 32 Impulsen aussendet, die eine Pseudoperiode von Tm = 512 Mikrosekunden haben. Die Impulslänge ist etwa gleich einer Mikrosekunden.

In der folgenden Beschreibung sind mit I₁- I-z₂ ^die ^² I^mP^ulse des Musters und mit IT₁ - IT^₂ die 32 Zeitintervalle des Musters bezeichnet.

Die Signale Ss und Sc von den Fhasendiskriminatoren 9 und 10 gelangen auf die Abtast/und Codierschaltung 19, die für .jede Abtastung eine Binärzahl mit ρ - 9 Bits liefert. Um maximale Diskrimination und Entfernungsauflösung zu erhalten, ist die Frequenz der Abtastimpulse zu — =1 MHz gewählt. Jede Mikrosekunde werden zwei Binärzahlen von der Abtast- und Codierschaltung 19 geliefert und in den Speicher 20 gespeichert. Wie man aus Fig. 6 ersieht, besteht der Speicher 20 aus zwei gleichen Speichern A und B, die abwechslungsweise zum Lesen und zum Schreiben verwendet werden, wobei jeder Speicher eine Speicherkapazität hat, die für die Speicherung der Binärwörter,

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die während eines Impulsmusters mit N = 32 Impulsen anfallen, ausreicht.

Die Zeilenwähler SLl und SL2 (Fig. 6) und die Spaltenwähler SCl und SC2 dieser Speicher sind so ausgelegt, daß die Binärzahlen, die zwischen zwei Sendeimpulsen auftreten, in der gleichen Zeile des Speichers gespeichert werden. Die Binärwörter aufeinander folgender Zeitintervalle werden in aufeinander folgenden Zeilen des gleichen Speichers gespeichert, Wenn die N = 32 Zeilen eines Speichers gefüllt sind, werden die Binärwörter der nächsten N-Zeitintervalle im anderen Speicher gespeichert. Während die Binärwörter in einen der Speicher, beispielsweise in den Speicher B, eingespeichert werden, werden mit Hilfe der Wählschaltungen SLl und SCl des Speichers A die Binärwörter dieses Speichers spaltenweise .gelesen, wobei jeweils ein Wortpaar gleichzeitig gelesen und an das Register 33 ausgegeben wird. Infolge der zeilenweise Einspeicherung in die Speicher A und B gehören die Binärwörter einer Spalte jeweils zu einem bestimmten Entfernungsbereich, bezogen auf den Standpunkt der Antenne, und man kann sagen, daß die Binärwörter einer Spalte die "Geschichte" des Bereiches enthalten.

Bei dem hier beschriebenen Ausführungsbeispiel sind nur Empfangsimpulse eines bestimmten begrenzten Bereiches von Interesse, der im Beispiel in m = 64 Teilbereiche unterteilt ist. Der Bereich beginnt in einer gewissen Entfernung von der Antenne; diese Entfernung kann jedoch verändert werden, wobei sich der Gesamtbereich verschiebt.Die Verarbeitung der gelesenen Binärwörter wird später beschrieben. Ein derartiger Speicher 20 ist in der DT-PS 1 285 578 beschrieben.

Eines der Ausgangssignale der Phasendiskriminatoren 9 und 10, beispielsweise das Signal Ss, gelangt auf einen Satz von m = 64 Bereichswählern. Fig. 4 zeigt das Blockschaltbild eines solchen Wählers. Er enthält ein Bereichstor 28, das von Impulsen der Länge r, entsprechend der Länge eines Sendeimpulses, geöffnet wird. Die Impulse zur Öffnung der Bereichstore 28 sind jeweils entsprechend dem betrachteten

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JtL

, Entfernungsbereich gegenüber dem Sendeimpuls verzögert, d.h. der Torimpuls für den ersten Bereich beginnt dann, wenn die ersten Impulse dieses Bereiches eintreffen können. Der Abaattlmpuls wird von einer Decodierschaltung 16 (Fig.3 und 4) geliefert. Dem Bereichstor 28 folgt eine Schaltung 29, die einen Kondensator enthält, der de'n Strom integriert, der

er*
während der Off-Zeit der Torschaltung auft-ritt und danach bis zum nächsten Impuls geladen bleibt. Die Schaltungen 28 und bilden zusammen eine sogenannte "box-car"-Schaltung. Das Ausgangssignal der Schaltung 29 gelangt auf einen Bandpaß 30, der aus dem Spektrum des abgetasteten Signales nur die Komponenten durchläßt, die von sich bewegenden Zielen herrühren. Seine Bandbreite liegt zwischen fc und ^- , wobei die untere Grenzfrequenz fc so gewählt wird, daß die Anteile von Pestzielen unterdrückt werden. Das gefilterte Signal gelangt auf einen Detektor 31> danach auf einen Tiefpaßt 32, dessen Bandbreite bei drei dB gleich der Hälfte der Bandbreite bei drei dB einer Frequenzspektrallinie ist. Es wird darauf hingewiesen, daß durch die Verarbeitung nur des Signales Ss bewegliche Echos nicht erkannt werden können, da es aus der Tatsache, daß das Signal Ss Null ist, geschlossen wird, daß kein sich bewegendes Echo vorhanden ist, gleichzeitig das Signal Sc von Null verschieden sein kann; dies würde bedeuten, daß doch ein sich bewegendes Echo vorhanden ist. Um Informationsverlust zu vermeiden, genügt es, das Signal Sc auf einen gleichen Bereichswählersatz wie der Bereichswählersatz 12 (Fig. 3) zu geben, der von den gleichen Signalen gesteuert wird und die Ausgangssignale jedes Wählerpaares zusammenzufassen, derart, daß die Summe der Ausgangssignale verfügbar ist.

Die Ausgänge der Tiefpässe der m = 64 Bereichswähler gelangen auf eine Schwellwertschaltung 13, der eine Schaltung 14 folgt, die zum Speichern der Adressen derjenigen Wähler dient, die ein über der Schwelle R2 der Schaltung 13 liegendes Signal abgegeben haben. Die Schaltung 14 dient außerdem zum Über-

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tragen des Speicherinhaltes zur Schaltung 18, die die Adressencodes der Wähler zu bestimmen und zu speichern, bei denen das Ausgangssignal größer als der Schwellwert R2 war.

Fig. 5 zeigt ein genaues Schaltbild der Schaltungen 14 und 18. In dieser Figur sind auch einige Schaltelemente der Fig. 3 vorhanden, wobei die Bezugszeichen in beiden Figuren gleich sind. Die Aasgänge der Bereichswähler Sl-Sm des Satzes 12 sind mit der Schwellwertschaltung 13 verbunden. Das Ausgangssignal der Schwellwertschaltung 13 gelangt auf eine Gruppe UND-Schaltungen Pl-Pm, die von den Signalen sl-sm geöffnet werden, wobei diese Signale von der Decodier-Schal- * tung 16 geliefert werden, die wiederum vom Zähler 17 gesteuert wird, der bei jedem Impuls der Frequenz — um einen Schritt weiterschaltet. Die Ausgänge der UND-Schaltungen Pl-Pm sind mit den "!"-Eingängen der Flip-Flops Pl-Pm verbunden, die in den "1"-Zustand gelangen, wenn das Ausgangssignal der zugeordneten Wählschaltung größer als der Schwellwert R2 ist. Diese Flip-Flops werden am Beginn jedes neuen

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Impulsmusters durch den ersten Impuls I, in den Nullstand zurückgestellt.

Die "1"-Ausgänge der Flip-Flops Bl-Bm sind mit einem der drei Eingänge der UND-Schaltungen P'l-P'm verbunden und auf die zweiten Eingänge dieser UND-Schaltungen gelangt ein Sig- i nal IT-o während des 32. Zeitintervalls des Musters. Diese UND-Schaltungen dienen zur Abtastung der Zustände^ der Flip-Flops Bl-Bm während des letzten Zeitintervalls des Musters. Die sich hierbei ergebenden Signale ermöglichen es, im Speicher 18 die Adressencodes der Bereiche zu speichern, die ein Signal geliefert haben, das höher als der Schwellwert R2 war. Es wird darauf hingewiesen, daß die Signale zum öffnen der UND-Schaltungen Pl-Pm und P'l -P'm gleichzeitig auftreten und daß es deshalb vorkommen kann, daß ein Flip-Flop gelesen wird, während er gesetzt wird. Eine derartige Fehlschaltung entspricht der Erkennung des Beginns eines Echos

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während des 32. Zeitintervalls und die Tatsache, daß dieses Echo nicht erkannt wird, stört nicht, da es während des nächsten Musters erkannt wird.

Der Speicher 18 enthält eine Reihe Register RD1-RD8 mit je sechs Bits, eine Reihe UND-Schaltungen Dl-d8 mit mehreren Eingängen, einen Zähler CpI, der auf acht zählen kann, eine Adressierschaltung DcI, die die Signale dl-d8 liefert. Jede der UND-Schaltungen Dl-d8 hat drei Eingänge, der eine ist mit den Ausgängen der UND-Schaltungen P'l-P'm über die ODER-Schaltung 30 verbunden, der zweite mit einem Ausgang der Adressierschaltung DcI und der dritte mit den sechs Leitungen enthaltenden Leitungsbündel am Ausgang des Zählers YJ verbunden. Während des letzten Zeitintervalls des Musters ermöglicht jedes Signal, das die UND-Schaltungen P'l-P'm liefern, einerseits in den Registern RDl-Rue den Adressencode des Bereiches zu speidnern, den der Zähler YJ angibt und andererseits nach einer gewissen Verzögerung,die von der Schaltung R herrührt, den Zähler CpI derart weiterzuschalten, daß die Adressierschaltung DcI das nächste Register auswählt. Der Zähler CpI wird vom Impuls Ip zurückgesetzt und die Adressierschaltung DcI liefert dann das Signal dl.

Es ist erkennbar, daß, sofern während eines vollständigen Musters mehr als acht Bereiche ein Signal lieferten, das größer als der Schwellwert war, diese Signale nicht berücksichtigt werden können, da der Speicher 18 nur acht Register enthält. Dies ist jedoch sehr unwahrscheinlich, da acht Echos pro Muster, d.h. pro Periode zu 16 Millisekunden, acht Echos in einem Bereich entsprechen, der einen öffnungswinkel von 2° hat und der 10 km lang ist, wobei eine Antennendrehgeschwindigkeit von 120° pro Sekunde angenommen ist.

Die Signale, die während des 32. und letzten Zeitintervalls des Musters empfangen wurden, werden in Binärform in der letzten Zeile des Speichers A oder B (Fig. 6) gespeichert, beispielsweise im Speicher A. Die Signale, die während des nächsten

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ZeitIntervalls, das dem ersten Zeitintervall des nächsten Musters entspricht, werden im Speicher B gespeichert, und es wird mit dem Lesen des Speichers A begonnen. Das Lesen erfolgt spaltenweise, wobei mit der ersten Spalte begonnen wird, die dem am nächsten bei der Antenne liegenden Bereich entspricht. Innerhalb der Spalte erfolgt das Lesen zeilenweise. Nach jedem Lesevorgang sind zwei Binärwörter im Ausgangsregister 33 dieser Speicher gespeichert. Wenn dieses Binärwortpaar einem Bereich entspricht, dessen Adresse in einem der Register RDl-RD8 des Speichers 18 (Fig. 3 und 5) gespeichert ist, wi'rd es in demjenigen der Speicher A' oder B^f (Fig. 6), in dem gerade geschrieben wird, beispielsweise der Speicher A', gespeichert. Die Auswahl der Spalten, die im Speicher A' gespeichert werden sollen, erfolgt durch einen Vergleicher 3^ auf der einerseits der von der Wählschaltung SCl gelieferte Spaltencode und andererseits der Adressencode des Bereiches, den das Register R'Dl liefert, gelangen. Das Register R¹Dl befindet sich in der Schaltung 35, die ebenfalls acht Register wie die Schaltung 18 enthält. Die Informationsübergabe des Inhaltes der Register RD1-RD8 in die Register R^tD1-R'd8 erfolgt beim Aussenden des ersten Musterimpulses I.. Dieser Impuls I, stellt den Zähler Cp2 zurück. Danach liefert die Adressierschaltung Dc2 das Signal d'l, das das Register R¹Dl auswählt, dessen Inhalt mit dem Inhalt des Zählers 36 mittels des Vergleichers 3^ verglichen wird. Liegt Gleichheit vor, dann liefert der Vergleicher ein Signal AVr, das bewirkt, daß der Zeilenzähler 46 des Speichers A' im Takt des Signals E^!r und der Zähler Cp2 im Takt des Signals Lc weiterschaltet, und daß im Speicher A' der Inhalt des Registers 63 gespeichert wird. Das Register 63 enthält das aus dem Speicher A entnommene Binärwortpaar sowie die Codewörter für Bereich und Antennenstellung.

Der Antennenstellungscode wird vom Register 60 geliefert. Der Code, den er liefert, ist die Antennenstellung zum Zeitpunkt des 16. Musterimpulses. Der Antennenwinkel wird dauernd mit einer Schaltung 62 codiert und zum Zeitpunkt des Impulses

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' ¹Io ^{des Mus}"k^ers gelangt der dann im Coder 62 vorhandene Code in das Register 61 und von dort, wenn der Impuls 1^₂ auftritt, in das Register 60.

Nimmt man an, daß der Stellungscode zwölf Bits hat, dann enthälter· das Register 6j5 18 + 6 + 12 = 36 Flip-Flops, und die 36 Bits werden danach gleichzeitig im'Speicher A¹ gespeichert, der infolgedessen 36 Ebenen hat. Die Anzahl der Zeilen pro Ebene ist offensichtlich gleich der Anzahl der Zeilen des Speichers A und die Anzahl der Spalten kann veränderlich sein.

Im Zusammenhang mit der Erfindung ist esltfiehtig, darauf hinzuweisen, daß die Anzahl der Spalten der Speicher A' und B' nur so groß ist, daß die maximale Anzahl von Echos, die von den Schaltungen 14 und 18 während einer bestimmten Zeit erkannt wurden, nicht in diesen Speichern gespeichert! werden kann. Es %e steht somit eine zusätzliche Möglichkeit, dass Information verloren geht. Die Informationsübertragung zwischen den Speichern A oder B und den Speichern A^! oder B¹ wird nämlich beendet, sobald die letzteren gefüllt sind, und das Lesen erfolgt in regelmäßigen Zeitabständen, die langer sind als diejenigen, die notwendig wären, um die Speicher zu füllen. Wenn man annimmt, daß bei jedem Muster Alle acht Register RDl-ROB verwendet werden. Im Ausführungsbeispiel ist die Anzahl der Spalten in den Speichern A¹ und B¹ gleich 64 und der Zeitabstand zwischen zwei aufeinanderfolgenden Lesevorgängen der gleichen Spalte etwa zwei Sekunden, d.h. das Lesen des ganzen Speichers dauert etwa eine Sekunde. Wenn die Antennendrehgeschwindigkeit 120° pro Sekunde beträgt, bedeutet diese zweite Einschränkung, daß nur 64 Echos in einem ■ereich mit einem öffnungswinkel von 120° und einer Tiefe von 10 km erkannt werden können. Man weiß, daß eine derartige Echodichte sehr unwahrscheinlich ist. Hieraus ergibt sich, daß praktisch kein Informationsverlust vorhanden ist.

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Gemäß dem Blockschaltbild nach Fig. 6 wird das Ende des Einspeichern in die Speicher A' oder B¹, wenn sie ggüllt sind, dadurch erreicht, daß das Signal AVc nur dann erreicht wird, wenn der Spaltenzähler des Speichers, in den gerade geschrieben wird, nicht seinen Endwert erreicht hat.Dazu gelangt der Spaltencode auf eine Schaltung 56, die ein Rückstellsignal für den Flip-Flop 57 in den "0"-Zustand dann abgibt, wenn die 64. Spalte ausgewählt wird. Dadurch wird die UND-Schaltung 58 gesperrt. Der Flip-Flop 57 gelangt in den "1"-Zustand durch ein Signal E¹, das aus sich wiederholenden Impulsen besteht, die synchron mit den Anstiegsflanken der

Signale E^fA' und E¹A¹ auftreten.

Es wird darauf hingewiesen, daß die Speicher A* und B¹ sehr schlecht ausgenützt werden, da für jedes der 32 Binärwortpaare eines Bereiches der gleiche Bereichcode und der gleiche Stellungscode gespeichert wird. Es ist deshalb nützlich, wenn man jeden Speicher A' oder B¹ in zwei Speicher aufteilt, den einen zum Speichern der Nutzsignale und den anderen zum Speichern der Stellungscodes, und zwar einen Stellungscode (Bereich + Antennenwinkel) pro Bereich. Jeder dieser beiden Speicher zum Speichern der Stellungscodes besteht beispielsweise aus einer Ebene aus 64 Spalten und l8 Zeilen, und die Auswahl der Spalten kann mittels eines Zählers 44 oder eines Zählers 48 erfolgen. ^

Das Weiterschalten des Spaltenzählers 44 und des Spaltenzählers 48 der Speicher A¹ und B' während dem Schreiben erfolgt über die Schaltungen 67, 68, 69 und 66. Die Schaltung ist ein Addierwerk, die zu Beginn jedes Musters zwei Binärzahlen addiert, von denen die eine die Nummer der Spalte der Speicher A^f oder B¹ ist, die beim Schreiben während des vorhergehenden Musters ausgewählt wurde und die andere die Gesamtanzahl der interessierenden Bereiche ist, d.h. die Anzahl der Spalten, die in den Speichern A' oder B' während des gerade bearbeiteten Musters zu speichern ist. Diese Binärzahlen

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• AZ-

werden vom Spaltenzähler 44 oder 48 und vom Zähler CpI (Pig. 5 und 6) geliefert. Das Additionsergebnis wird im Register 68 gespeichert, von dort entnommen und mit dem "Vergleicher 69 mit dem Spaltencode des Speichers, in den .gerade geschrieben wird, verglichen. Das Ausgangssignal des Vergleichers gelangt auf den "O"-Eingang eines Flip-Flops, der in den "1"-Zustand durch den ersten Musterimpuls I. gelangt. Nach Anlegen des Impulses I- gibt der Flip-Flop 66 ein Signal AVc, das bewirkt, daß der Spaltenzähler im Takt des Signals E'c weiterschaltet, und zwar solange die vom Vergleicher 69 verglichenen Codes nicht gleich sind.

Nach einer Zeit entsprechend 64 Mustern, die durch das Signal E'A^f bestimmt ist, wird in den Speicher B' geschrieben und aus dem Speicher A' gelesen. Das Lesen erfolgt spaltenweise und innerhalb der Spalte zeilenweise, so daß die Binärwortpaare und die Stellungscode im Register 52 zur Verfügung stehen. Dieses Register 52 enthält drei Ausgangsleitungsbündel: ein erstes Bündel 53* auf dem das Binärwort des Signals Ss auftritt, ein zweites Bündel 54, auf dem das Binärwort des Signals Sc auftritt, und schließlieh ein drittes Bündel 55, auf dem der Stellungscode (Bereich und Antennenwinkel) auftritt .

In Fig. 7 ist der zum Betrieb der Gesamtschaltung notwendige Taktgenerator und die Taktverteilung dargestellt. Man sieht dort einen Taktgenerator 70, der Impulse mit einer Frequenz von beispielsweise 32 MHz abgibt, die zum Betrieb von Frequenzteilern 71-78, Flip-Flops 79-81, eines Zählers 85, einer Decodierschaltung 84, eines Impulsgenerators 85 für die Sendeimpulse Ι.-1-,ρ, eines Verzögerungsgliedes 82 für die Sendeimpulse, und von To rs cha.lt ungen 86-88 dienen.

Die N = 32 Impulse des Sendemusters liefert der Zähler 83, de?. 4.096 Stellungen hat, wobei angenommen wird, daß der größte gemeinsame Teiler der Zeitintervalle 4 Mikrosekunden beträgt. Dieser Zähler steuert die Decodierschaltung 84, an deren Ausgang 32 Einzelsignale abnehmbar sind, die zur Aus-

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lösung der 32 Impulse des Musters dienen. Die Schaltung 85, diatzur Parallel-Serienumsetzung der Ausgangssignale der Decodiersehaltung.üra die Abtastung eines beliebigen Bereiches zu ermöglichen, ist die veränderliche Verzogerungsschaltung 82 vorgesehen, die über ihren Eingang 89 gesteuert wird. Dieser ist ein Flip-Flop 79 nachgeschaltet. Dieser Flip-Flop gelangt in den "l"-Zustand durch den verzögerten Sendeimpuls und gibt dann das Signal Ez ab, das die Speicherung der Binärwörter, die von der Schaltung I9 geliefert werden, ermöglicht. Die Speicherung wird beendet, wennfler Spaltenzähler des gerade betriebenen Speichers die Stellung 64 erreicht (die Signale A64 bzw. b64 werden von den Decodierschaltungen 59 bzw. 60 geliefert). "

.Da die Speicherzeit in den Speichern A und B wesentlich kürzer ist als das mittlere Zeitintervall zwischen den Sendeimpulsen (Im Beispiel ist sie um den Faktor 8 kleiner), kann die Lesegeschwindigkeit der Zeilen einer Spalte achtmal kleiner sein als die Schreibgeschwindigkeit der Spalten einer Zeile. Hierzu dienen die Frequenzteiler 72 und 73· Da eine Spalte 32 Zeilen enthält, erhält man das Fortschaltsignal Lc für den Spaltenzähler während des Lesens aus der Schaltung 74, die das Fortschaltsignal Lr für den Zeilenzähler durch 32 teilt.

Ist kein Pufferspeicher zwischen den Speichern A bzw. B und | den Speichern A' bzw. B^f vorgesehen, dann sind die Fortschaltsignale E'r und E'c der Zeilenzähler und der Spaltenzähler der Speicher A^f und B'während des Schreibens gleich wie die Signale Lr bsnj.Lc.

Die Signale EA und ΈΚ, die den abwechselnden Betrieb der Speicher A und B steuern, liefert die Teilstufe 76, deren Ausgangssignal den Flip-Flop 80 steuert.

Wie bereits erwähnt, erfolgt die Sortierung der Nutzinformation in zwei Schritten: im ersten Schritt über die Schaltungen 14 und 18 (Fig. 3 und 5) und im zweiten Schritt über die Speicher

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• A' und B', deren Kapazität 64 Nutzechos pro" Sekunde beträgt, wogegen die Schaltungen in der Lage sind, 512 Nutzechos pro Sekunde zu erkennen. Diese Einschränkung ergibt sich daraus, daß die Speicher A¹ bzw. B^f nur etwa jede zweite Sekunde gelesen werden. Die Frequenz der Lesesignale L'r und L'c ist . dann so groß, daß die Speicher A' und B* in etwa einer Sekunde, vollständig gelesen werden. Die Periode der L'r Impulse beträgt daher 512 Mikrosekunden und die Periode der L'c Impulse 16,384 Millisekunden. Die Signale E¹A' und E'A¹ werden von den Impulsen L'c mittels des Teilers 78 und des Flip-Flops 8l abgeleitet.

Währenddes Lesens der Speicher A'bzw. B¹ gelangen die auf.den Leitungsbündeln 53 bzw. 54 auftretenden Binärwörter nacheinander auf zwei Schaltungen 24 (Fig.3) zur Unterdrückung von Festzielechos. Die eine der beiden Schaltungen ist dem Signal Ss und die andere dem Signal Sc zugeordnet. Diese Schaltungen zur Unterdrückung von Festzielechos sind beispielsweise Verzögerungsleitungen. Da die Zeitintervalle zwischen zwei Sendeimpulsen veränderlich sind, müssen die Gewichte der Ausgänge der Verzögerungsleitung veränderlich sein, wenn eine gute Unterdrückung der Festzielechos erwünscht ist. Mehrere Schaltungen zum Unterdrücken von Festzielechos mit veränderbaren Gewichten sind in der deutschen Patentanmeldung P 20 29 774.9 beschrieben. Die dort zu einer Multiplikation zur Verfügung stehende Zeit ist sehr kurz, etwa eine Mikrosekunde, so daß die Schaltungen halb digital, halb analog arbeiten. Im vorliegenden Falle stehen wegen der Vorsortierung etwa 500 SoIl-Mikrosekunden zur Verfügung und man kann daher vollständig mit digitalen Mitteln arbeiten.

Die Ausgangssignale der Schaltung 24 zur Unterdrückung von Festzielechos, die analog oder binär sein können, gelangen auf eine Schaltung 25, mit der das Frequenzspektrum der Signale untersucht wird und damit die Doppler-Frequenz des Echos im betrachteten Bereich bestimmt werden kann. Es wird bei-

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spielsweise angenommen, daß die Schaltung 25 die Fourier-Transformation des empfangenen Signals berechnet. Ein Beispiel für eine solche Schaltung findet sich in der deutschen Patentanmeldung P 21 19 442.3·

Die Schaltung 25 liefert ein Signal, dessen Amplitude über der Zeit das Spektrum des Signales darstellt, das an ihren Eingang gegeben wurde. Der Zeltpunkt, zu dem die größte Amplitude, bezogen auf einen geeignet gewählten Nullpunkt, auftritt, ergibt die Doppler-Frequenz.des untersuchten Signales. Das Ausgangssignal der Schaltung 25 gelangt auf eine λ Schwellwertschaltung 15* der eine Anzeigevorrichtung 27 nachfolgt, auf die außerdem der Code für den Bereich und die Antennenstellung über eine UND-Schaltung 26 gelangt, die nur dann geöffnet wird, wenn das Signal, das die Schaltung 25 liefert, größer ist als der Schwellwert Rl der Schaltung 15·

Für einen Radarempfänger kann man mit Hilfe der Erkennungswahrscheinlichkeit PD und der Falschzielerkennung Pfa das Signal/Störverhältnis R eines idealen Empfängers in dB berechnen. Wegen der nicht idealen Empfängereigenschaften, insbesondere der Fourier-Transformationsberechnungsschaltung 25, hat der Empfänger ein Signal/Störverhältnis Rl größer als R. Es wird bemerkt, daß Rl in dB fler Wert ist, der am Ausgang I der Schaltung 25 einzustellen ist. Dieses Ausgangssignal, das ein Signal/Störverhältnis gleich R hat, gelangt außerdem auf die Wählschaltung, wodurch Verluste von etwa P dB auftreten. Diese Verluste sindhauptsächlioh darauf zurückzuführen, daß die Wählschaltung eine Integration nach der Erkennung durchführt und daß sie Signale d.nes Radargerätes mit ungleichem Impulsabstand verarbeitet. Um sicherzustellen, daß die Gesamtschaltung richtig arbeitet, ist es notwendig, daß die Erkennungswahrscheinlichkeit der Wählschaltung gleich der Erkennungswahrscheinlichkeit PD am Ausgang der Schaltung 15 iet. Infolgedessen ist es notwendig, den Schwellwert der Schaltung 13 (in dB) auf den Wert R2 = Rl - P einzustellen.

4 Patentansprüche

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Claims

Patentansprüche :

Kohärentes Impuls-Doppler-Radargerät mit Anzeigeunterdrückung von Pestzielen mit einem.vom Sendeimpuls synchronisierten Kohärenzoszillator im Empfänger, dessen immer über eine Impulsperiode phasenstarre Schwingung als Bezugssignal für eine Ehasenbestimmung zwischen diesem und den Echosignalen dient, bei dem der auszuwertende Bereich zwischen jeweils zwei Sendeimpulsen (Impulsperiode) in gleich große, der Entfernungsauflösung entsprechende m Teilbereiche aufgeteilt ist und die Amplituden der Videosignale einer vorgegebenen Anzahl N von Impulsperioden für die einzelnen Entfernungsteilbereiche nach Analog/Digital-Wandlung derart in einem von zwei gleichen Speichern gespeichert werden, daßnach dem Schreiben in jeder der m Zeilen die Echosignale einer Impulsperiode enthalten sind und somit die N Echosignale der Teilbereiche zum Lesen in einer Spalte untereinander stehen, wobei während des Einspeicherns der N Impulsperiode in den einen Speicher der andere gelesen wird, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verkleinerung der* zu verarbeitenden Datenmenge die Sinus-Videosignale pro Teilbereich auch einem Doppelfilter (Fig.4) mit naehgeschalteter Schwellwertschaltung «-zugeführt und diejenigen Teilbereiche ermittelt werden, in denen nur bewegliche Ziele ermittelt werden, daß ferner zwei weitere, ebenfalls abwechselnd betriebene Digitalspeicher (25i A',B¹) vorgesehen sind, in die von den ersten beiden Speichern (20; A,B)nur die Information der ermittelten Teilbereiche übernommen werden, daß die aus den jeweils auf Lesen geschalteten zweiten Speichern (A', B¹J entnommene Information einer Einrichtung zur Festzielunterdriiekung

(24), anschließend einer Einrichtung zur Berechnung des Frequenzspektrums (25), danach einer zweiten Schwellwertschaltung (15) und danach einer Anzeigevorrichtung

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(27) zugeführt werden, auf die gleichzeitig Angaben über die Stellung der Antenne und des betrachteten Teilbereiches gelangen.
2. Radargerät nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Cosinus-Videosignale gleich wie die Sinussignale und gleichzeitig verarbeitet und pro Teilbereich die Summe der beiden Signale gebildet wird.
3. Radargerät nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Eehosignalspeicherkapazität der zweiten Speicher wesentlich kleiner als die Echosignalspeicherkapazität der ersten Speicher ist.
4. Radargerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,.daß die beiden Schwellen (RIjR2) auf die gleiche Erkennungswahrscheinlichkeit für bewegte Echos eingestellt sind.

Ne/An
I.Juli 1971

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