DE19920309A1 - Motor mit verringerter Drehmomentwelligkeit - Google Patents
Motor mit verringerter DrehmomentwelligkeitInfo
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Abstract
Ein Motor ist so aufgebaut, daß die Amplitude des Stromphasenzeigers jeder der Schlitze an einem Stator 7, wenn jeder Phase des Motors in einem Permanentmagnet-Synchronmotor und einem Reluktanzmotor ein dreihphasiger, sinusförmiger Strom zugeführt wird. Die Anzahl der Wicklungen jeder durch jeden der Schlitze gewickelten Phase ist so bestimmt, daß die Phase eines Stromphasenzeigers jeder der Schlitze mit einer Phase hinsichtlich elektrischer Grade in der Rotordrehrichtung jedes der Schlitze übereinstimmt. Die mittlere Position jedes Magnetpols einer Rotorstahlplatte 3 ist um Schlitzteilungsweite/NRR, 2 x Schlitzteilungsweite/NRR, 3 x Schlitzteilungsweite/NRR, ...1-Schlitzbreite zur Rotordrehrichtung gegen eine Position verschoben, die in gleicher Weise in 360 DEG /NRR unterteilt ist, wobei NRR die Anzahl der Pole ist. Der Stator und der Rotor haben einen relativen Rotationsversatz um Schlitzteilungsweite/NRR.
Description
Die Erfindung betrifft einen üblichen Motor wie einen Syn
chronmotor vom Permanentmagnettyp, einen Reluktanz-Synchron
motor und einen Induktionsmotor, und spezieller betrifft sie
eine Technik zum Verringern der Drehmomentwelligkeit eines
derartigen Motors.
Derzeit werden viele Arten von Motoren für verschiedene in
dustrielle und Verbraucherzwecke verwendet.
Ein in Fig. 17 dargestellter Motor ist ein Beispiel eines
synchronen Permanentmagnetmotors, wie er in einem Regelungs
mechanismus zum Einstellen der Position, der Geschwindigkeit
oder dergleichen verwendet wird. An einem Stator 12 sind 36
Schlitze vorhanden, die mit 1 bis 36 durchnummeriert sind.
Eine durch den Mittelpunkt jedes der Schlitze gezogene Linie
repräsentiert die Grenze zwischen Wicklungen, wenn zwei Sät
ze von Wicklungen innerhalb jedes der Schlitze angeordnet
werden. Seitens eines Rotors bezeichnet die Zahl 3 die Ro
torachse, die Zahl 10 den Rotorkern und die Zahl 11 einen
Permanentmagnet. An die Permanentmagneten angeschriebene
Buchstaben N und S kennzeichnen magnetische Nord- bzw. Süd
pole. Beim in dieser Figur dargestellten Beispiel ist der
Rotor ein solcher mit sechs Polen, wobei die Schrittweite
für einen magnetischen Pol 60° beträgt, wie es in der Figur
dargestellt ist. Dreiphasige, sechspolige Wicklungen, wie
sie in einem Wicklungsdiagramm in der Fig. 2 dargestellt
sind, sind durch jeden der Schlitze des Stators 12 gezogen.
Die Markierungen an der Oberseite der Fig. 2 sind Zahlen. Um
den Umfang des Stators herum sind drei Sätze von Wicklungs
mustern vom Schlitz 1 bis zum Schlitz 12 positioniert. U, V
und W sind Wechselstromanschlüsse, und N ist der Sternpunkt,
wenn ein Sternanschluss verwendet wird. In Fig. 2 sind zum
Zweck einer kurzen Beschreibung Wicklungen in jedem der
Schlitze für nur ein Drittel des gesamten Modells darge
stellt. Das eine Drittel von Wicklungen sowie die restlichen
zwei Drittel von Wicklungen in den Schlitzen sind am üblich
sten in Reihe positioniert. Fig. 3 zeigt der Stromphasenzei
ger für jeden der Schlitze, wenn ein dreiphasiger Wechsel
strom an die Wicklungen in jedem der Schlitze gegeben wird.
Ströme in einer Richtung einer 180°-Umkehrung gegenüber
durch jeden der Anschlüsse U, V und W laufenden Strömen sind
mit X, Y bzw. Z repräsentiert. Markierungen (1), (2) usw.
entsprechen den Schlitznummern. Aus der Fig. 2 ist es er
kennbar, dass z. B. der Strom mit der Phase U durch die
Schlitze 1 und 2 läuft, während Ströme mit der Phase X, die
entgegengesetzt zur Phase U ist, durch die Schlitze 7 und 8
laufen, wobei die Amplitude derselben RR ist.
Ein im Wicklungsdiagramm der Fig. 4 veranschaulichtes Wick
lungsverfahren wird als Wicklung mit kurzer Teilungsweite
bezeichnet, und es dient zum Verteilen des Stroms in jeden
der Schlitze in der Richtung der Drehung des Rotors, wobei
diese Verteilung eher sinusförmig wird, wenn ein dreiphasi
ger Wechselstrom zugeführt wird, und Variationen in der
Drehrichtung des Rotors verlaufen gleichmäßiger. Genauer ge
sagt, werden die Wicklungen in jedem der Schlitze hinsicht
lich der Schlitze zweigeteilt, und die Hälfte der Wicklungen
auf jeder Seite wird um die Teilungsweite eines Schlitzes in
Gegenuhrzeigerrichtung CCW versetzt. Durchgezogene und ge
strichelte Linien in Fig. 5 kennzeichnen der Stromphasenzei
ger für jeden der Schlitze, wenn dadurch ein dreiphasiger
Sinusstrom zugeführt wird, dass eine Sinusstromsteuerung für
den Strom durch die Wicklung in jedem der Schlitze erfolgt.
Z.B. ist die Amplitude RS im Stromphasenzeiger für die
Wicklungen im Schlitz 2 die Phasenzeigersumme UZS von U/2
und Z/2, bei cos 30° = 0,866, im Vergleich mit der Amplitude
RR. Die Amplitude SS entspricht der Hälfte der Amplitude RR.
Die Fig. 18 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen dreipha
sigen, sechspoligen Reluktanz-Synchronmotors. Ein Stator 12
entspricht dem Stator in Fig. 17. Neun enge magnetische Pfa
de 14 sind an jedem Magnetpol positioniert, und Schlitze,
die die Leitung des magnetischen Flusses stören, sind zwi
schen jedem der engen magnetischen Pfade 14 am Rotor 13 vor
handen. Verbindungsteile für die radiale Richtung 15 halten
jeden der engen magnetischen Pfade 14 von einem Abschnitt im
Zentrum des Rotors ab, um zu verhindern, dass jeder der en
gen magnetischen Pfade während der Drehung des Rotors durch
Zentrifugalkräfte zerstört und unterteilt wird. Verbindungs
teile für den Rotorumfang 16 sind auf einem Teil um den Ro
torumfang herum positioniert, um den Rotorumfang zu verbin
den. Ein derartiger Reluktanz-Synchronmotor arbeitet wie
folgt. Ein durch Strommagnetisierung erzeugter magnetischer
Fluss des Stators, ein d-Achse-Strom, erzeugt magnetischen
Fluss in Bandform an den engen magnetischen Pfaden 14 in der
Durchlaufrichtung. Durch Zuführen eines Statordrehmoment
stroms, d. h. eines q-Achse-Stroms, zu einem Teil der Rotor
fläche, wo der magnetische Fluss gesammelt wird, in der
Richtung der Rotordrehung, in die die zugehörigen Magnetpole
zeigen, wird ein Drehmoment gemäß der Fleming'schen Links
handregel erzeugt.
Fig. 19 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen, dreiphasi
gen, sechspoligen Induktionsmotors. Ein Stator 12 ist der
selbe wie der Stator in den Fig. 17 und 18. Rotorschlitze 18
zum Anordnen eines elektrischen Sekundärleiters sind in der
Nähe des Rotorumfangs angeordnet. Verschiedene Formen, wie
eine Form, dass eine Seite der Rotorfläche offen ist, können
für die Rotorschlitze 18 angewandt werden.
Fig. 20 zeigt einen Permanentmagnet-Synchronmotor mit Zähnen
vorstehender Pole und mit Wicklungen. Einzelheiten des Mo
tors sind in der japanischen Patentanmeldung Nr. Hei 10-
30218 beschrieben. Die Zahl 22 kennzeichnet einen Stator,
der mit dreiphasigen Wechselstromwicklungen bewickelt ist.
Die U-Phase-Wicklungen MU1 und MU2 sind durch den Zahn STU
und den Zahn STX geführt, während die V-Phase-Wicklungen MV1
und MV2 durch den Zahn STV bzw. den Zahn STY geführt sind.
Die W-Phase-Wicklungen MW1 und MW2 sind durch jeweilige Zäh
ne STW und STZ geführt. Die Breite jedes der Zähne beträgt
45° als Drehrichtungsgrade des Rotors sowie 180° hinsicht
lich elektrischer Grade. In jedem Raum zwischen den Zähnen
befindet sich ein Nebenschluss eines magnetischen Pfads BPT
zum Führen magnetischen Flusses vom Rotor zu einem Jochteil
des Stators 22. Die Breite jedes Nebenschlusses eines magne
tischen Pfads BPT beträgt 15° und 60° hinsichtlich elektri
scher Grade.
Die Relativphase jeder der Wicklungen für die Phase U, die
Phase V und die Phase W beträgt 120°, ausgedrückt als rela
tive elektrische Grade.
Die Zahl 21 kennzeichnet einen Rotor, dessen Durchmesser mit
Permanentmagneten versehen ist. Die Magnetpole der Perma
nentmagnete sind in der durch N und S gekennzeichneten Rich
tung in Fig. 20 gekennzeichnet. Beim Beispiel der Figur ver
fügt der Rotor über acht Pole, und die Breite jedes der Ma
gnetpole beträgt 45° und 180°, ausgedrückt als elektrische
Grade.
Die Erfindung wurde geschaffen, um das übliche Problem der
Drehmomentwelligkeit zu lösen.
Gemeinsame Nenner hinsichtlich der Statoren herkömmlicher
Motoren, wie der in den Fig. 17, 18, 19 und 20 dargestellten
Motoren, sind die folgenden. Da die Wicklungen des Stators
in jedem der Schlitze verteilt sind, ist die Verteilung von
Wicklungen in der Motorumdrehungsrichtung diskret. Strom
wird im Allgemeinen diskontinuierlich und diskret als zwei
phasiger oder dreiphasiger Strom zugeführt, wie es im Wick
lungsdiagramm der Fig. 2 und im Stromphasenzeigerdiagramm
für jeden der Ströme in Fig. 3 dargestellt ist. Obwohl es
die Grundkonstruktion für die Motoren dieses Typs ist, dass
die Schlitze um die Umfänge des Stators verteilt sind, kann
die Struktur dadurch verbessert werden, dass die Anzahl der
Schlitze erhöht wird, um eher kontinuierlich zu sein. Außer
dem existiert ein Verfahren zum relativen Versetzen des Sta
tors gegenüber dem Rotor um eine Teilungsweite von einem
Schlitz, um die durch die diskrete Anordnung der Schlitze
hervorgerufene Drehmomentwelligkeit zu verringern. Jedoch
weist das Verfahren dahingehend Nachteile auf, dass eine
komplizierte Konstruktion für den Versatz zu einer Erhöhung
der Motorkosten führt und der Versatz das Abtriebsdrehmoment
des Motors senkt. Im speziellen Fall des in Fig. 18 darge
stellten Reluktanzmotors zeigten sich experimentell Probleme
dahingehend, dass magnetischer Fluss innerhalb des betriebe
nen Rotors in axialer Richtung und der Rotordrehrichtung
aufgrund des Versatz es existiert und Komponenten einer Dreh
momentwelligkeit vorliegen, obwohl eine derartige Drehmo
mentwelligkeit aus der Schnittansicht des Motors von Fig. 18
nicht angenommen werden kann.
Um Ströme, die durch jeden der Schlitze laufen, wenn jeder
Motorphase ein dreiphasiger Sinusstrom zugeführt wird, um
den Umfang des Stators zu verteilen, ist es für die Vertei
lung der Ströme ideal, wenn sie Sinusform aufweisen. Da je
doch derselbe U-Phase-Strom z. B. durch die Schlitze 1 und 2
läuft und ein Z-Phase-Strom mit negativer Phase zur Phase W
durch den nächsten Schlitz 3 läuft, wie es im Stromphasen
zeigerdiagramm der Fig. 3 dargestellt ist, existiert hin
sichtlich der elektrischen Grade zwischen dem Schlitz 2 und
dem Schlitz 3 eine Phasendifferenz von 60°. Das erzeugte
Drehmoment des Motors wird ungleichmäßig, obwohl ein Motor
strom mit einem dreiphasigen Sinusstrom aktiviert wird, da
der Strom in den Schlitzen nicht in Sinusform verteilt ist,
wie oben angegeben. Das Ergebnis ist die Entstehung von
Drehmomentwelligkeit.
Nachfolgend wird ein Motor mit einer Konstruktion betrach
tet, wie sie durch das Wicklungsdiagramm mit einer Wicklung
mit kurzer Teilungsweite gemäß Fig. 4 angegeben ist, wobei
die Stromverteilung um den Umfang des Stators sinusförmig
verteilt ist. Aus dem Stromphasendiagramm der Fig. 5 ist es
erkennbar, dass für die Schlitze 1, 3, 5, 7, 9 und 11 eine
zweckdienliche Phase und eine geeignete Amplitude RR gelten,
wie oben beschrieben. Jedoch ist hinsichtlich des den
Schlitzen 2, 4, 6, 8, 10 und 12 zugeführten Stroms die Phase
geeignet, jedoch ist die mit RS gekennzeichnete Amplitude
ein kleinerer Wert von cos 30° = 0,866 in Bezug auf die Amp
litude RR. Demgemäß besteht bei diesem Motor ein Problem
dahingehend, dass durch diese Inhomogenität eine Drehmoment
welligkeit hervorgerufen wird.
Es existieren weitere Probleme hinsichtlich magnetischer
Schwingungen und magnetischer Störsignale im Motor, zusätz
lich zur Drehmomentwelligkeit, wenn die Stromverteilung für
jeden der Schlitze ungleichmäßig ist. Diese Probleme werden
zu Hauptfaktoren, die die Verwendung eines derartigen Motors
in Präzisionsmaschinen beeinflussen, bei denen Bedenken hin
sichtlich Schwingungen und Störungen groß sind, sowie bei
elektrischen Hausgeräten, die in einer Wohnumgebung genutzt
werden.
Im in Fig. 20 dargestellten Motor mit den Zähnen mit vorste
henden Polen und Wicklungen ist die Wicklungsarbeit für den
Stator einfacher und die Kosten sind niedriger als beim Per
manentmagnet-Synchronmotor der Fig. 17. Darüber hinaus ist
es bei einem derartigen Motor möglich, die Wicklungen mit
hoher Dichte zu verlegen und dadurch die Spulenenden zu mi
nimieren. Dies sorgt für Vorteile dahingehend, dass der Mo
tor kleiner und billiger wird. Jedoch ist es schwierig, we
gen der einfachen Form des Stators eine Magnetflussvertei
lung mit Sinusform zu erzielen. Daher besteht bei diesem Mo
tor ein Problem hinsichtlich hoher Drehmomentwelligkeit. Als
Gegenmaßnahme zum Verringern der Drehmomentwelligkeit kann
in Betracht gezogen werden, die Form des Motors dahingehend
zu ändern, dass er durch einen fünfphasigen Sinusstrom ge
steuert wird. Unabhängig vom Fall existieren Nachteile da
hingehend, dass die Kosten des Motors hoch werden und das
erzeugte Drehmoment des Motors abnimmt.
Außerdem verursacht die hohe Drehmomentwelligkeit Probleme
hinsichtlich der Genauigkeit der Motorregelung, Schwingungen
und Störsignalen.
Es ist eine Aufgabe der Erfindung, Drehmomentwelligkeit in
einem Motor zu verringern. Ferner ist es eine Aufgabe der
Erfindung, gleichzeitig Schwingungen und Störungen zu ver
ringern, während eine genauere Einstellung der Drehzahl und
von Positionen durch Verringern der Drehmomentwelligkeit er
zielt wird.
Bei einem üblichen dreiphasigen Wechselstrommotor oder der
gleichen, bei dem mehrere Schlitze zum Anordnen einer Wick
lung auf dem Stator am Umfang vorhanden sind, wird eine
Wicklung für jede Phase wie folgt durch jeden der Schlitze
geführt. Das Produkt aus der Anzahl von Windungen in jedem
der Schlitze am Stator und dem Phasenstrom, anders gesagt,
aus der Phase und der Amplitude im Stromphasenzeiger, wie
durch die Amperes und die Anzahl der Windungen repräsen
tiert, ist aus einem Gesichtspunkt hinsichtlich jedes der
Schlitze beinahe gleich, wenn ein dreiphasiger, sinusförmi
ger Wechselstrom zugeführt wird.
Die Erfindung schlägt auch eine Konstruktion vor, durch die
der Statorraum wirkungsvoller genutzt werden kann. Bei die
ser Konstruktion liegt die Position in der Rotordrehrichtung
für jeden der Zähne des Stators gleichmäßig am Innenradius
desselben, und die Schlitze sind auf solche Weise ausgebil
det, dass sie eine solche Flächenbeziehung aufweisen, dass
die Querschnittsfläche jedes der Schlitze grob proportional
zum Umfang der Wicklungen in jedem der Schlitze ist. Im Er
gebnis ist die Flächenbeziehung innerhalb des Stators so be
stimmt, dass die Größe jedes der Schlitze die geeignetste
Abmessung für den Umfang der Wicklungen aufweist, die durch
jeden der Schlitze geführt sind.
Bei einem vielphasigen Wechselstrommotor, bei dem mehrere
Schlitze zum Anordnen der Wicklung am Stator auf dem Umfang
liegen, ist ein anderes Verfahren zum Korrigieren einer In
homogenität das folgende, wenn der Stromphasenzeiger der in
jedem der Schlitze angeordneten Wicklung ungleichmäßig ist.
Der Motor ist so aufgebaut, dass jeder Zwischenraum zwischen
den Zähnen am Stator grob gesprochen proportional zur Stärke
des Stromphasenzeigers ist, wie es durch die in jedem der
Schlitze angeordnete Wicklung erzeugt wird, anders gesagt,
proportional zum Maximalwert der Ströme.
Als Verfahren zum Verringern der durch diskrete Positionie
rung der Schlitze am Stator hervorgerufenen Drehmomentwel
ligkeit kann der Rotor so aufgebaut werden, dass er mehrere
Magnetpole aufweist, die so liegen, dass eine Position in
der Rotordrehrichtung für jeden der Magnetpole um NN/NR ei
ner Teilungsweite eines Schlitzes entgegen der Position, die
mit entsprechendem Abstand liegt, in der Rotordrehrichtung
verschoben ist. Hierbei ist NN eine ganze Zahl, die magnet
polmäßig bestimmt ist. Es existieren zwei oder mehr ganze
Zahlen für alle Magnetpole des Rotors. Außerdem repräsen
tiert NR, das eine eindeutige ganze Zahl für den Rotor ist,
einen Verschiebungstyp für die Magnetpole auf dem Rotor in
der Rotordrehrichtung, und der zugehörige Maximalwert ist
die Anzahl der Magnetpole des Rotors.
Ein weiteres Verfahren zum Verringern von Drehmomentwellig
keit ist das folgende. Wenn die Typanzahl der Magnetpole am
Rotor, wie in der Rotordrehrichtung verschoben, wie oben an
gegeben, NR ist, sind der Rotor und der Stator so aufgebaut,
dass sie in der Rotordrehrichtung relativ um einen Winkel
versetzt sind, der kleiner als die Hälfte der Schlitztei
lungsweite oder gleich groß ist, oder sie sind relativ in
der Rotordrehrichtung versetzt, wobei sie in zwei oder mehr
Sätze in der Richtung der Rotorachse unterteilt sind, um
äquivalente Wirkungen zum Rotationsversatz zu erzielen. Dies
ermöglicht es, Komponenten einer Drehmomentwelligkeit, die
durch das oben genannte Verschieben der Magnetpole am Rotor
nicht entfernt wurden, durch Rotationsversatz um einen klei
nen Winkel zu beseitigen.
Ein anderes Verfahren zum Verringern von Drehmomentwellig
keit, wenn sowohl die Schlitze im Stator als auch die
Schlitze seitens des Rotors diskret positioniert sind, be
steht darin, eine Noniusbeziehung aufzubauen, bei der eine
diskrete Teilungsweite, die hinsichtlich der Innenstruktur
des Rotors diskret ist, kein ganzzahliges Vielfaches der
Schlitzteilungsweite des Stators ist. Außerdem kann dieses
Verfahren vorzugsweise mit einer Konstruktion oder mehreren
zum Verringern der Drehmomentwelligkeit, wie oben, kombi
niert werden, um einen größeren Effekt zu erzielen.
Ein Verfahren zum Verringern von Drehmomentwelligkeit in ei
nem Permanentmagnet-Synchronmotor, bei dem Nordpole oder
Südpole in der Rotordrehrichtung am Umfang des Rotors auf
einanderfolgend liegen, ist das folgende. Der Rotor ist so
aufgebaut, dass eine Grenzposition zwischen einem magneti
schen Nordpol und einem magnetischen Südpol um NN/NR einer
Teilungsweite eines Schlitzes des Stators in der Rotordreh
richtung entgegen einer Position verschoben ist, die mit
entsprechender Beabstandung positioniert ist.
In einem vielphasigen Wechselstrommotor, bei dem mehrere
Schlitze zum Anordnen einer Wicklung auf dem Stator am Um
fang liegen, ist der Stator wie folgt aufgebaut. Der Stator
ist in die Anzahl NPP1, die kleiner als NPP oder gleich groß
ist, unterteilt, wobei NPP die Anzahl von Magnetpolen am
Stator ist, und zwar hinsichtlich Funktionen in der Rotor
drehrichtung. Ein Funktionsblock des unterteilten Stators
ist um NPP2/NPP1 einer Teilungsweite eines Schlitzes des
Stators in der Rotordrehrichtung entgegen der Position ver
schoben, die mit entsprechendem Abstand liegt. Hierbei ist
NPP2 eine ganze Zahl.
In einem Permanentmagnet-Synchronmotor mit NB-Phase mit ei
nem Stator mit vorstehender Struktur, bei der eine Wicklung
einer bestimmten Phase durch einen Zahn des Stators geführt
ist, ist, um Drehmomentwelligkeit zu verringern, der Motor
mit Zähnen des Stators versehen, deren Anzahl größer als
(NP + 2) oder gleich groß ist. Außerdem verfügt jeder der
zwei oder mehr Zähne des Stators über eine zusammengesetzte
Wicklung, die durch Wicklungen von zwei oder mehr Phasenty
pen gewickelt ist.
Bei einem Permanentmagnet-Synchronmotor mit NP-Phase ist der
Motor ferner wie folgt aufgebaut, um Drehmomentwelligkeit zu
verringern. Eine Position in der Rotordrehrichtung jedes der
Zähne am Stator ist auf dem Umfang des Stators an einer Po
sition AE ausgedrückt in elektrischen Graden angeordnet, an
der Phasen über (NB + 2)-Typen oder gleich groß liegen. Die
Amplitude im Stromphasenzeiger jedes der Zähne ist grob ge
sprochen gleich, wenn die Gesamtsumme im Stromphasenzeiger
einer durch jeden der Zähne des Stators geführten Wicklung
als Stromphasenzeiger für jeden der Zähne repräsentiert ist,
während die Richtung des oben genannten Stromphasenzeigers
im Wesentlichen mit einer Phase ausgedrückt in elektrischen
Graden einer Position in der Rotordrehrichtung überein
stimmt, wo jeder der Zähne liegt.
Außerdem kann der Motor wie folgt aufgebaut sein, um die
Drehmomentwelligkeit weiter zu verringern. Wenn eine Positi
on in der Rotordrehrichtung für jeden der Zähne des Stators
als AE ausgedrückt in elektrischen Graden angenommen wird,
liegt der elektrische Grad AE oder (AE - 180) jedes der Zäh
ne an einer Position, die in gleicher Weise in die Anzahl
einer ganzen Zahl NSK zwischen 0° und 180° unterteilt ist.
Der Rotor und der Stator sind um einen Winkel relativ rota
tionsversetzt, der grob gesprochen (180°/NSK) gleich ist
oder um einen Winkel, der ein ganzzahliges Vielfaches von
(180°/NSK) ist.
Der oben genannte Permanentmagnet-Synchronmotor mit vorste
henden Polen ist wie folgt aufgebaut. Ein Nebenschluss eines
magnetischen Pfads BPT zum Durchleiten eines magnetischen
Flusses, der für den Motorbetrieb unerwünscht und überflüs
sig ist, durch einen Jochabschnitt des Stators vom Rotor
aus, liegt zwischen den Zähnen des Stators. Der Nebenschluss
eines magnetischen Pfads BPT ist strukturmäßig so konzi
piert, dass er vom Stator getrennt ist, um die Bearbeitbar
keit beim Wickeln der Wicklungen durch jeden der Zähne zu
verbessern. Daher kann der Nebenschluss eines magnetischen
Pfads nach dem Wickeln der Wicklungen installiert werden.
In einem üblichen dreiphasigen Wechselstrommotor oder der
gleichen, in dem mehrere Schlitze zum Anordnen der Wicklun
gen auf dem Stator auf dem Umfang liegen, ist die gesamte
Drehmomentwelligkeit, mit Ausnahme derjenigen, die durch die
diskrete Positionierung am Stator hervorgerufen ist, theore
tisch dann beseitigt, wenn, hinsichtlich einer Phase und
Amplitude eines Stromphasenzeigers, die Phase einer Position
jedes der Schlitze entspricht und die Amplitude des Gesamt
stromphasenzeigers gleich ist. So ist Drehmomentwelligkeit
verringert.
Der oben beschriebene Motor macht es erforderlich, dass die
Anzahl von Windungen entsprechend der einzelnen Phase so be
stimmt wird, dass der Stromphasenzeiger jedes der Schlitze
geeignete Phase und Amplitude aufweist. Im Ergebnis variiert
die Anzahl aller Windungen der Wicklungen von Schlitz zu
Schlitz. Daher kann der Prozentsatz der effektiven Nutzung
des Stators dadurch erhöht werden, dass die Schlitze so ge
formt werden, dass sie eine solche Flächenbeziehung aufwei
sen, dass die Querschnittsfläche jedes der Schlitze grob
proportional zum Umfang der Wicklungen in jedem der Schlitze
ist. Dies ermöglicht es, die Motorgröße zu verringern.
Wenn der Stromphasenzeiger von Wicklungen, wie sie in jedem
der Schlitze liegen, ungleichmäßig ist, besteht ein alterna
tives Verfahren zum Verfahren des Änderns der Anzahl von
Windungen zum Korrigieren der Inhomogenität darin, den Sta
tor so aufzubauen, dass der Abstand zwischen den Zähnen am
Stator grob proportional zur Amplitude des Stromphasenzei
gers ist, wie er durch die in jedem der Schlitze angeordne
ten Wicklungen erzeugt wird, anders gesagt, proportional zum
Maximalwert der Ströme. Im Ergebnis nimmt z. B. der Abstand
zwischen den Zähnen ab, wenn die Amplitude des Stromphasen
zeigers klein ist. Dies ermöglicht es, dass das Verhältnis
zwischen der Amplitude aus dem Stromphasenzeiger und dem Ab
stand der Zähne im entsprechenden Abschnitt, anders gesagt,
die Stromdichte pro Einheitswinkel, um den Gesamtumfang des
Stators gleichmäßig ist. Demgemäß ist Drehmomentwelligkeit
verringert.
Als Verfahren zum Verringern der Drehmomentwelligkeit, wie
sie durch diskrete Positionierung der Schlitze am Stator
hervorgerufen ist, kann der Rotor auf solche Weise aufgebaut
sein, dass er mehrere Magnetpole aufweist, die so position
iert sind, dass die Position jedes der Magnetpole in der
Rotordrehrichtung um NN/NR der Teilungsweite eines Schlitzes
entgegen einer Position, die mit entsprechender Beabstandung
liegt, in der Rotordrehrichtung verschoben ist.
Obwohl zwischen dem Stator und jedem der Magnetpole am Rotor
ein bestimmtes Drehmoment erzeugt wird, das in einer zugehö
rigen Schlitzteilungsweite, entsprechend einem Inhalt harmo
nischer Schwingungen, Drehmomentwelligkeitskomponenten ent
hält, hebt die oben genannte Verschiebung von Magnetpolen
die Komponenten der Drehmomentwelligkeit in Perioden auf,
die kleiner als die Schlitzteilungsweite oder gleich groß
sind. Im Ergebnis kann Drehmomentwelligkeit verringert wer
den.
Ein weiteres Verfahren zum Verringern von Drehmomentwellig
keit ist das folgende. Der Rotor und der Stator sind so auf
gebaut, dass sie relativ zur Rotordrehrichtung um einen Win
kel rotationsversetzt sind, der kleiner als die Hälfte der
Schlitzteilungsweite oder gleich groß ist, oder sie sind re
lativ zur Rotordrehrichtung versetzt, wobei sie in zwei oder
mehr Sätze in der Richtung der Rotorachse unterteilt sind,
um entsprechende Effekte zum Rotationsversatz zu erzielen.
Dies hebt die Drehmomentwelligkeit in Perioden auf, die
kleiner als die Hälfte einer Schlitzteilungsweite oder
gleich groß sind, und es kann die Drehmomentwelligkeit ver
ringern.
Ein anderes Verfahren zum Verringern von Drehmomentwellig
keit, wenn sowohl die Schlitze im Stator als auch die
Schlitze am Rotor verteilt sind, besteht darin, eine Nonius
beziehung so aufzubauen, dass eine diskrete Teilungsweite in
der internen Struktur des Rotors kein ganzzahliges Vielfa
ches einer Schlitzteilungsweite des Stators ist. Die Nonius
struktur verringert die Drehmomentwelligkeit, und als zu
sätzlicher Vorteil erzeugt ein Kombinieren dieses Verfahrens
mit mehreren Arten anderer Konstruktionen zum Verringern der
Drehmomentwelligkeit mehr Effekte. Im Ergebnis kann Drehmo
mentwelligkeit weiter bis nahe auf das geringstmögliche Ni
veau verringert werden.
Bei einem Permanentmagnet-Synchronmotor, bei dem die Nordpo
le oder die Südpole am Umfang des Rotors aufeinanderfolgend
in der Rotordrehrichtung liegen, wird die Drehmomentwellig
keit durch folgende Konstruktion verringert. Die Grenzposi
tion zwischen einem magnetischen Nordpol und einem magneti
schen Südpol wird um NN/NR einer Teilungsweite eines Schlit
zes in der Rotordrehrichtung gegenüber einer Position ver
schoben, die unter dem gleichen Abstand liegt. Dies erzeugt
einen Effekt entsprechend zum Verschieben von Magnetpolen,
wie oben beschrieben, und es kann die Drehmomentwelligkeit
verringern.
Bei einem vielphasigen Wechselstrommotor, bei dem mehrere
Schlitze zum Anordnen der Wicklungen am Stator am Umfang
liegen, kann die Drehmomentwelligkeit durch das folgende
Verfahren verringert werden. Der Stator wird in eine Anzahl
NNP1, die kleiner als NPP oder gleich groß ist, wobei NPP
die Anzahl der Magnetpole des Stators ist, funktionsmäßig in
der Rotordrehrichtung unterteilt. Außerdem wird der unter
teilte Funktionsblock des Stators um NPP2/NPP1 der Teilungs
weite eines Schlitzes des Stators in der Rotordrehrichtung
entgegen der Position versetzt, die unter entsprechendem Ab
stand liegt, wobei NPP2 eine ganze Zahl ist. In diesem Fall
ist die Statorseite entgegengesetzt zur Verschiebung der Ma
gnetpole, wie oben angegeben, verschoben. Diese Konstruktio
nen sind relativ gleich und erzeugen ähnliche Effekte. Dann
kann Drehmomentwelligkeit verringert werden.
Bei einem Permanentmagnet-Synchronmotor mit NP-Phase mit ei
nem Stator mit vorstehender Struktur, bei dem eine Wicklung
einer bestimmten Phase durch einen Zahn des Stators geführt
ist, wird eine größere Anzahl bei einem vielphasigen Wech
selstrommotor im Wesentlichen durch das folgende Verfahren
realisiert. Der Motor ist mit Zähnen des Stators versehen,
deren Anzahl größer als (NP + 2) oder gleich groß ist, um
Drehmomentwelligkeit zu verringern. Außerdem verfügt jeder
der zwei oder mehr Zähne über eine zusammengesetzte Wick
lung, bei der Wicklungen von zwei oder mehr Phasentypen
durchgeschleift sind. Dies ermöglicht es, den Motor gleich
mäßiger zu betreiben, anders gesagt, ist es dadurch möglich,
Drehmomentwelligkeit zu verkleinern.
Zusätzlich hierzu kann Drehmomentwelligkeit verringert wer
den, wenn für eine gleichmäßigere Verteilung hinsichtlich
elektrischer Grade und einer Struktur gesorgt wird, die
äquivalente Beabstandung hinsichtlich Phasen zur Amplitude
und Phase des aktuellen Phasenzeigers für jeden der Zähne am
Stator im Permanentmagnet-Synchronmotor mit NP-Phase auf
weist.
Auch kann, wenn die Phase der oben genannten äquivalenten
Beabstand erzielt wird, ein Rotationsversatz um eine Tei
lungsweite eines ganzzahligen Vielfachen des Zwischenraums
Drehmomentwelligkeit in Perioden aufheben, die kleiner als
die Teilungsweite der äquivalenten Beabstandung sind. Dies
führt zu einer Verringerung der Drehmomentwelligkeit.
Beim oben genannten Permanentmagnet-Synchronmotor mit vor
stehenden Polen ist es möglich, den Nebenschluss eines ma
gnetischen Pfads BPT bei der Wicklungsarbeit am Stator da
durch zu beseitigen, dass der BPT so ausgebildet wird, dass
er vom Stator getrennt werden kann. Dies ermöglicht es, die
Wicklungsarbeit zu vereinfachen, und es erlaubt es, die Mo
torkosten zu senken.
Fig. 1 ist eine Schnittansicht eines erfindungsgemäßen Re
luktanzmotors;
Fig. 2 ist ein Wicklungsdiagramm einer Wicklung mit voller
Teilungsweite beim in Fig. 1 dargestellten Motor;
Fig. 3 ist ein Stromphasenzeigerdiagramm beim Anwenden der
Wicklung der Fig. 2;
Fig. 4 ist ein Wicklungsdiagramm einer Wicklung mit kurzer
Teilungsweite beim Motor der Fig. 1;
Fig. 5 ist ein Stromphasenzeigerdiagramm bei Anwendung der
Wicklung der Fig. 4;
Fig. 6 ist eine Zeichnung, die die Beziehung zwischen dem
Stromphasenzeiger und der Schlitzbreite zeigt;
Fig. 7 ist ein Rotor eines Motors vom Permanentmagnettyp ge
mäß der Erfindung;
Fig. 8 ist ein Rotor eines Motors vom Permanentmagnettyp ge
mäß der Erfindung;
Fig. 9 ist eine vergrößerte Detailansicht des Rotors des Mo
tors von Fig. 1;
Fig. 10 ist eine Schnittansicht eines erfindungsgemäßen Re
luktanzmotors;
Fig. 11 ist eine Schnittansicht des Reluktanzmotors;
Fig. 12 ist ein Wicklungsdiagramm des Motors der Fig. 11;
Fig. 13 ist ein Stromphasenzeigerdiagramm zur Erfindung auf
Grundlage des Wicklungsdiagramms der Fig. 12;
Fig. 14 ist eine Schnittansicht eines Stators bei der Erfin
dung;
Fig. 15 ist eine Zeichnung, die eine Beziehung zwischen ei
ner Verschiebetechnik für Magnetpole am Rotor und einem Ro
tationsversatz zeigt;
Fig. 16 ist eine Schnittansicht eines erfindungsgemäßen Per
manentmagnet-Synchronmotors mit vorstehenden Polen;
Fig. 17 ist eine Schnittansicht eines bekannten Motors vom
Permanentmagnettyp;
Fig. 18 ist eine Schnittansicht eines bekannten Reluktanzmo
tors;
Fig. 19 ist eine Schnittansicht eines bekannten Induktions
motors;
Fig. 20 ist eine Schnittansicht eines bekannten Permanentma
gnet-Synchronmotors mit vorstehenden Polen.
Fig. 1 zeigt einen dreiphasigen, sechspoligen Reluktanzmotor
mit 36 Schlitzen gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung. Für eine Wicklung mit voller Teilungsweite,
wie im Wicklungsdiagramm der Fig. 2 dargestellt, wobei ein
dreiphasiger, sinusförmiger Wechselstrom jeder Wicklung zu
geführt wird, kann jeder Stromphasenzeiger von durch jeden
Schlitz laufenden Strömen so repräsentiert werden, wie es in
Fig. 3 dargestellt ist. Aus der Figur ist es ersichtlich,
dass die Diskontinuität des Stromphasenzeigers zwischen be
nachbarten Schlitzen hoch ist.
Für eine Wicklung kurzer Teilungsweite, wie sie im Wick
lungsdiagramm der Fig. 4 dargestellt ist, kann jeder Strom
phasenzeiger so repräsentiert werden, wie es in Fig. 5 dar
gestellt ist. Die Diskontinuität des Stromphasenzeigers zwi
schen benachbarten Schlitzen ist im Vergleich zum in Fig. 3
veranschaulichten Fall stark verbessert. Wie erörtert, sind
die Hälfte der Anzahl der Windungen einer U-Phase-Wicklung
im Schlitz 1 und die Hälfte der Anzahl der Windungen einer
Z-Phase-Wicklung im Schlitz 3 durch die Wicklung des Schlit
zes 2 geführt. Die Gesamtamplitude RS des Stromphasenzeigers
der Wicklungen ist die Phasenzeigersumme UZS von U/2 und
Z/2, und sie beträgt cos 30° = 0,866 in Bezug auf die Ampli
tude RR. Die Phase des Stromphasenzeigers UZS ist geeignet,
und sie weist eine Phasendifferenz von 30°, ausgedrückt in
elektrischen Graden in Bezug auf die Phase U auf.
Die Erfindung führt eine Modifizierung am Stromphasenzeiger
für den Schlitz 2 gegenüber UZS, wobei die zugehörige Ampli
tude RS ist, auf UZ, wobei die zugehörige Amplitude RR ist,
aus. Genauer gesagt, sind die Anzahlen von Windungen sowohl
der U-Phase- als auch der V-Phase-Wicklungen, die durch den
Schlitz 2 gewickelt sind, auf ein ganzzahliges von (0,5/cos
30°) = 0,57735 der Anzahl der Windungen im Schlitz 1 erhöht.
Demgemäß wird die Amplitude des Stromphasenzeigers für den
Schlitz 2 der Wert RR. Wenn derselbe Vorgang auf die Schlit
ze 4, 6, 8, 10 und 12 angewandt wird, wird das Ergebnis ge
schaffen, dass der Motor mit einem Stromphasenzeiger von 12
Phasen betrieben wird, die hinsichtlich der Phasen gleichmä
ßig verteilt sind und gleiche Amplitude aufweisen. Es kann
ausgesagt werden, dass der Zustand ein idealer Antriebszu
stand für einen Motor ist, mit der Ausnahme, dass die
Schlitze am Umfang des Stators verteilt sind. Daher hat die
Drehmomentwelligkeit (keine periodischen Komponenten größer
als die Schlitzteilungsweite)???
Die Erfindung erlaubt die Verwendung einer beliebigen riesi
gen Anzahl von Kombinationsverfahren, wie sie zum Erzeugen
des Stromphasenzeigers UZ, dessen Amplitude RR ist, zur Ver
fügung stehen, und zwar durch Auswählen und Kombinieren der
Anzahl der Windungen der U-Phase-, der V-Phase- und der W-
Phase-Wicklungen. Ein einfaches derartiges Verfahren besteht
darin, die Wicklung im Schlitz 2 unter Verwendung zweier
Phasen, nämlich der Phase U und der Phase V zu erzeugen.
Allgemein gesagt, sind die einfachsten Kombinationsverfahren
zur Verringerung der Material- und Zusammenbaukosten von
Vorteil. Für eine dreiphasige, sechspolige Konfiguration mit
36 Schlitzen, wie in den Fig. 12 und 13 angegeben, variiert
die Anzahl der Windungen jeder Wicklung. Jedoch bleibt das
Konzept anwendbar, dass die Phase und die Amplitude des
Stromphasenzeigers in jedem der Schlitze zweckdienlich ge
macht werden. Ein Stromphasenzeiger, dessen Amplitude gleich
ist und dessen Phase gleichmäßig verteilt ist, kann in ähn
licher Weise leicht unter Verwendung einer beliebigen Anzahl
von Phasen, Polen und Schlitzen erzeugt werden.
In den Fig. 2 und 4 ist unter Verwendung eines vereinfachten
Verfahrens zum deutlicheren Veranschaulichen des zugrunde
liegenden Konzepts ein Anschlussverfahren zum Anschließen
von Wicklungen für jeden der Schlitze, was als Abfolge des
Wicklungsvorgangs bekannt ist, veranschaulicht. Es ist mög
lich, die Abfolge des Wicklungsvorgangs zu ändern, da eine
Änderung der Abfolge die Betriebsfunktionen als Motor nicht
beeinflusst. Unter normalen Umständen wird häufig ein Ver
fahren verwendet, bei dem sogenannte Spulenenden kurz sein
können, die Menge des für einen Teil der Spulenenden verwen
deten Kupfers gering ist oder der Wicklungsvorgang verein
facht ist.
Die Vorgehensweise bei dieser Technik ist allgemein bei Per
manentmagnet-Synchronmotoren, Reluktanzmotoren und Indukti
onsmotoren oder bei einem beliebigen ähnlichen Motor oder
einem Gerät mit einem ähnlichen Stator anwendbar.
Wenn die Anzahl aller Windungen jedes der Schlitze am Stator
variiert, ist unten ein wirkungsvollerer Querschnitt des
Schlitzes beschrieben. Wie es im Stromphasenzeigerdiagramm
der Fig. 5 beschrieben ist, unterscheidet sich die Anzahl
der Windungen für z. B. den Schlitz 1 nicht von der Anzahl
der Windungen für den Schlitz 2. Für den Schlitz 2 ist auch
ein zusätzlicher Raum für Isoliermaterial, um eine Zwischen
phasenisolierung aufzubringen, erforderlich, da Wicklungen
zweier Phasen aufgewickelt werden. Um diese Situation zu
überwinden, reicht es aus, die Querschnittsfläche entspre
chend einer erforderlichen Fläche auf Schlitzbasis zu än
dern, wie es in Querschnittsformen von Schlitzen für den Re
luktanzmotor der Fig. 1 dargestellt ist. Die Figur zeigt,
dass die Querschnittsformen der durch durchgezogene Linien
dargestellten Schlitze von den Querschnittsformen der ge
strichelten Linien dargestellten Schlitze verschieden sind.
Ein anderes praxisgerechtes Verfahren zum Verringern des
Ausmaßes des Heizwerts des Stators besteht darin, die Quer
schnittsfläche der Schlitze gleichmäßig zu machen und den
Wicklungsdurchmesser zu erhöhen, wobei die Anzahl der Win
dungen gering ist.
Fig. 6 zeigt ein anderes Verfahren zum Verringern von Dreh
momentwelligkeit bei den Wicklungen mit kurzer Teilungswei
te, wie im Wicklungsdiagramm der Fig. 4 dargestellt, wenn
die Amplitude des Stromphasenzeigers für jeden der Schlitze
variiert. Die Amplitude RS des Stromphasenzeigers UZS ist
cos 30° = 0,866 der Amplitude RR des Stromphasenzeigers U,
wie es im Stromphasenzeigerdiagramm dargestellt ist. Wenn
der Abstand zwischen den Zähnen jedes der Schlitze als
1 : 0,866 = 32,854° : 27,845° genommen wird, wie es in Fig. 6
dargestellt ist, werden die Stromdichten im Abstand gleich
mäßig, da sie einen entsprechenden Wert aufweisen. Wenn der
Abstand zwischen den Zähnen jedes der Schlitze durch ein
solches Verfahren geändert wird, führt dies zur Verbesserung
eines Problems der Drehmomentwelligkeit, das durch eine un
gleichmäßige Amplitude des Stromphasenzeigers verursacht
wird. Da die Fig. 6 zum Verstehen der Position der Mittelli
nie jedes der Zähne dargestellt ist, ist die Querschnitts
fläche des Schlitzes 1 als verschieden von der Querschnitts
fläche des Schlitzes 2 dargestellt. Jedoch ist es leicht er
zielbar, die Querschnittsflächen jedes der Schlitze gleich
zu machen, wenn die Positionen des Mittelschnitts der Zähne
geändert werden, wobei die Positionen der Zähne entsprechend
dem Innenradius des Stators ungeändert beibehalten werden.
Nun wird auf eine Technik zum Verringern von Drehmomentwel
ligkeit in Perioden unter einer Schlitzteilungsweite des
Stators, oder gleich groß, Bezug genommen, wobei Fig. 7 ein
Beispiel eines Rotors eines Permanentmagnet-Synchronmotors
zeigt. In Fig. 7 verfügt der Rotor über vier Pole; die Be
zugszahl 1 ist eine Rotorachse, die Zahl 2 ist ein Eisenkern
des Rotors und PM1 ist ein Permanentmagnet, dessen Breite
einen Winkel PM einnimmt. Da kein Stator dargestellt ist,
ist in der Figur ein vierpoliger Stator mit 36 Schlitzen an
genommen. Die Positionen in der Rotordrehrichtung an den En
den in der Uhrzeigerrichtung der Permanentmagnete sind auf
Winkel von 10°, 12,5°, 15°, 17,5° in Bezug auf Mittellinien
bei jeweils einem Winkel von 90° fixiert. Gestrichelte Li
nien, die in der Nähe jedes der Permanentmagnete angegeben
sind, repräsentieren Positionen des Permanentmagnets PM1 im
ersten Quadranten in Fällen, in denen er in den zweiten,
dritten, vierten Quadranten bewegt ist. Die Position des
Permanentmagnets in jedem der Quadranten ist um 2,5° in der
Rotordrehrichtung verschoben. Der Wert von 2,5° ist durch
(Schlitzteilungsweite)/(Anzahl der Magnetpole 4) = 2,5° be
stimmt, wobei 36 Schlitze angenommen sind. Da jede der Kom
ponenten des Motordrehmoments, wie es in Zusammenhang mit
jedem der Permanentmagnete erzeugt wird, um 1/4-Schlitztei
lungsweite verschoben ist, sind Komponenten der Drehmoment
welligkeit in Perioden einer Schlitzteilungsweite und von
1/2-Schlitzteilungsweite aufgehoben und beseitigt. Außerdem
wurde bereits beschrieben, dass die Komponenten von Drehmo
mentwelligkeit in Perioden über einer Schlitzteilungsweite
durch die oben genannte Technik der Verbesserung des Wick
lungsverfahrens des Stators beseitigt werden können. Außer
dem wird es später beschrieben, dass die Komponenten der
Drehmomentwelligkeit in Perioden unter der Hälfte von 1/2-
Schlitzteilungsweite oder gleich groß dadurch beseitigt wer
den können, dass der Rotor und der Stator einen Rotations
versatz um einen Winkel erhalten, der kleiner als die Hälfte
von 1/2-Schlitzteilungsweite oder gleich groß ist.
Im Folgenden wird ein Verfahren zum Erzielen des Effekts wie
beim Motor der Fig. 6 unter Verwendung eines Permanentma
gnet-Synchronmotors unter Verwendung zylinderförmiger Perma
nentmagnete PM2, wie in Fig. 8 dargestellt, beschrieben. Bei
diesem Verfahren ist eine Magnetisierungsgrenze jedes der
Permanentmagnete PM2 um 2,5°, 5° bzw. 7,5° verschoben. Al
ternativ ist es möglich, einen nicht magnetisierten Ab
schnitt an den Magnetisierungsgrenzen der Magnetpole dadurch
zu erzeugen, dass zylinderförmige Permanentmagnete verwendet
werden, um einen Rotor aufzubauen, der im Wesentlichen äqui
valent zum in Fig. 7 dargestellten Rotor ist.
Fig. 9 zeigt eine vergrößerte Ansicht des Rotors des in Fig.
1 dargestellten Reluktanzmotors. In Fig. 9 bezeichnet die
Zahl 1 eine Rotorachse und die Zahl 3 eine Rotorstahlplatte
in der Nähe der Rotorachse. Die Zahlen 4, 5 und 6 entspre
chen Magnetpfaden, die einen magnetischen Fluss durchlassen,
und die Zahl 25 entspricht einem Hohlraum oder einer unma
gnetischen Substanz. Die Zahlen 15 und 16 sind dazu verwen
det, Verbindungsteile zu markieren, die die magnetischen
Pfade 4, 5 und 6 aneinander und an der Rotorstahlplatte fi
xieren.
Mittellinien des Rotors sind durch strichpunktierte Linien
mit Intervallen von 60° dargestellt. Die Magnetpolmitten des
Rotors liegen bei 1,67°, bei 3,33°, bei 5°, bei 6,67° und
bei 8,33° in Bezug auf die Mittellinie wie oben angegeben,
und sie sind jeweils um (1-Statorschlitzteilungsweite/6 Po
le) = 1,67° in der Rotordrehrichtung verschoben. Es stehen
verschiedene Kombinationsarten zum Positionieren von Ver
schiebungswinkeln zur Verfügung. Die Funktion hinsichtlich
des Elektromagnetismus zwischen jedem der Magnetpole des
Rotors und dem Stator ist mittels der oben genannten Kon
struktion um den oben genannten Verschiebewinkel in der Ro
tordrehrichtung verschoben. Im Ergebnis kann die Drehmoment
welligkeit in Perioden unter einer Statorschlitzteilungswei
te aufgehoben werden und die Drehmomentwelligkeit kann ver
ringert werden. Genauer gesagt, ist es aus einem geometri
schen Gesichtspunkt heraus leicht verständlich, dass die
Drehmomentwelligkeit in der Periode eines Schlitzes und in
1/3 Schlitzperiode aufgehoben ist. Außerdem wurde es bereits
beschrieben, dass die Komponenten der Drehmomentwelligkeit
in Perioden über der Schlitzteilungsweite durch die oben ge
nannte Technik beseitigt werden können, gemäß der das Wick
lungsverfahren für den Stator verbessert wird. Später wird
es beschrieben, dass restliche Komponenten einer harmoni
schen Drehmomentwelligkeit in Perioden unter 1/3 Schlitztei
lungsweite, oder diesem Wert entsprechend, dadurch beseitigt
werden können, dass der Rotor und der Stator relativ um ei
nen Winkel einer Periode des Inhalts der Harmonischen der
niedrigsten Ordnung einen Rotationsversatz erhalten.
Wenn die Positionen der Magnetpole des Rotors verschoben
werden, werden Rotationsversatzprobleme effektiv verringert,
da Rotationsversatzwinkel auf Winkel unter (Statorschlitz
periode/2) oder auf diesen Wert verringert werden können,
wenn die harmonische Drehmomentwelligkeit weiter beseitigt
wird, zusätzlich zu einem Effekt einer Verringerung der
Drehmomentwelligkeit selbst. Beim besonderen Reluktanzmotor,
wie er in Fig. 1 und Fig. 18 dargestellt ist, wurde durch
Versuch klargestellt, dass Komponenten der Drehmomentwellig
keit in Perioden unter dem Rotationsversatzwinkel, oder von
diesem Wert, verringert werden können, jedoch nicht angemes
sen entfernt werden können, da ein Magnetfluss innerhalb des
Rotors nach dem Rotationsversatz auch in der Richtung der
Rotorachse erzeugt wird. In diesem Fall ist es nützlich, die
Komponenten der Drehmomentwelligkeit in Perioden nahe einer
Schlitzperiode durch die oben genannte Technik zu entfernen,
gemäß der Magnetpole verschoben werden und nur die extrem
hoch harmonischen Komponenten der Drehmomentwelligkeit durch
Rotationsversatz entfernt werden. Da elektromagnetischer
Stahl für Motoren im Wesentlichen eine Breite von 0,5 mm
aufweist und mit einem Isolierfilm gegen Elektrizität an der
Oberfläche versehen ist, ist er hinsichtlich einer Erzeugung
von Wirbelstromverlusten aus Schwankungen des magnetischen
Flusses in radialer Richtung und der Rotordrehrichtung re
sistent. Dies verursacht ein Problem dahingehend, dass die
Wirbelstromverluste im Rotor und im Stator zunehmen, wenn
sich der magnetische Fluss in der Rotordrehrichtung ändert.
Aus diesem Grund ist es bevorzugt, wenn ein Rotationsversatz
um einen möglichst kleinen Winkel ausgeführt wird.
Insbesondere für Reluktanzmotoren muss noch eine ausreichen
de Designtheorie wegen der komplizierten Beziehung zwischen
der Form und den Eigenschaften des Rotors entwickelt werden.
Dann ist es wichtig, eine Technik zum Verringern von Dreh
momentwelligkeit unabhängig von der Außen- und Innenform des
Rotors aufzubauen. Z.B. ist der Rotor des in Fig. 18 darge
stellten Reluktanzmotors so aufgebaut, dass die Außenform
des Rotors nahezu ein Kreis ist und ein Muster der Innenform
des Rotors so ausgebildet ist, dass eine gleichmäßige Varia
tion der Verteilung eines magnetischen Flusses des magneti
schen Pols am Rotor in der Rotordrehrichtung erzielt wird
und eine sinusförmige Verteilung erzielt wird. Im Ergebnis
ist ein Motor realisiert, bei dem die Drehmomentwelligkeit
vergleichsweise klein ist. Durch Versuch wurde auch klarge
stellt, dass die Drehmomentwelligkeit dann verringert wurde,
wenn das Muster im Inneren des Rotors, anders gesagt, ein
Zwischenraum zwischen den engen Magnetpfaden 14, mit feine
rem Muster ausgeführt wurde.
Hinsichtlich des Reluktanzmotors der Fig. 18 verbleiben Pro
bleme. Wenn das interne Muster eines Rotors fein konstruiert
ist, muss der Rotor unter Verwendung von Ätztechnik oder
einer Maschine mit elektrischer Drahtentladung oder derglei
chen hergestellt werden. Jedoch macht es Massenherstellung
mit geringen Kosten erforderlich, dass der Zusammenbau durch
ein einfacheres Verfahren wie Pressen unter Verwendung einer
Stanzform möglich ist, während das sich ergebende grobe In
nenmuster der in Fig. 18 dargestellten Größenordnung die
Drehmomentwelligkeit nicht ausreichend verringert. Die unbe
absichtigte Existenz eines magnetischen Flusses von der Nähe
eines Grenzabschnitts der Magnetpole zur Seite des Stators,
wie durch eine in der Nähe der Grenzabschnitte der Magnetpo
le des Rotors vorhandene magnetische Substanz hervorgerufen,
führt zu zusätzlichen Problemen, wie beim Abtriebsdrehmoment
des Motors, beim Leistungsfaktor und beim Wirkungsgrad und
Eigenschaften einer Konstantleistungsregelung durch Feld
schwächungsregelung im Bereich hoher Drehzahlen sind verrin
gert. Bisher wurde ein Kompromiss zwischen den oben genann
ten verschiedenen Problemen und der Drehmomentwelligkeit ge
schlossen, d. h., dass eine Änderung der Form des Rotors zum
Überwinden der Probleme zu einer Erhöhung der Drehmomentwel
ligkeit führt.
Beim Reluktanzmotor der Fig. 1 und der Fig. 9, bei der die
Technik zum Verringern von Drehmomentwelligkeit gemäß der
Erfindung verwendet ist, ist die Außenform des Rotors nicht
kreisförmig. Der Rotor ist mit einer Form mit konkaven Tei
len für Widerstandsbildung gegen die Existenz eines magneti
schen Flusses in den Grenzabschnitten der Magnetpole des Ro
tors ausgebildet, um der Existenz eines magnetischen Flusses
vom Zentrum des Rotors zum Stator Widerstand entgegenzuset
zen. Hinsichtlich der Innenform des Rotors ist die Breite
der Freiräume 25 zwischen den magnetischen Pfaden 4, 5 und 6
so weit wie möglich ausgebildet, um die Komponenten des ma
gnetischen Flusses in einer Richtung rechtwinklig zu den ma
gnetischen Pfaden 4, 5 und 6 zu minimieren. Darüber hinaus
ist die Innenform des Rotors angemessen grob zur Herstellung
mit einer Stanzform, um Massenherstellung mittels einer
Presse unter Verwendung der Stanzform mit niedrigen Kosten
auszuführen.
Wenn eine derartige Rotorform ausgebildet wurde, wurde beim
Stand der Technik große Drehmomentwelligkeit erzeugt. Jedoch
wurde es durch Computersimulationsauswertung unter des Fini
te-Elemente-Verfahrens klargestellt, dass das die Technik
dieser Erfindung verwendende Modell der Fig. 1 Drehmoment
welligkeit in der Größenordnung von 1/2 bis 1/20 gegenüber
anderen Motoren verringern konnte. Es wurde auch klarge
stellt, dass die durch das Modell erzeugte Drehmomentwellig
keit kleiner als 1/3 der durch den herkömmlichen, in Fig. 18
dargestellten Reluktanzmotor erzeugten Drehmomentwelligkeit,
oder gleich groß wie 1/3, sein konnte.
Außerdem wurde klargestellt, dass die Drehmomentwelligkeit
auf einen extrem kleinen Wert in der Größenordnung des Re
chenfehlers bei der Computersimulation selbst dann herabge
drückt werden konnte, wenn die Rotorform von Fig. 9 auf die
in Fig. 10 dargestellte Form des Rotors 8 geändert wurde. Im
Reluktanzmotor der Fig. 10 sind die Freiräume weiter als in
Fig. 9 ausgebildet, und andere Motoreigenschaften als die
Drehmomentwelligkeit sind verbessert.
Gemäß der Technik dieser Erfindung wird angenommen, dass die
meisten Rotorformen dazu in der Lage sind, die Drehmoment
welligkeit auf einen Wert nahe bei Null zu verringern. Dies
ermöglicht es, dass das Motordesign abhängig von der vorge
sehenen Verwendung flexibler ist.
Nun wird auf einen Beispielsfall mit drei Phasen, vier Polen
und 36 Schlitzen Bezug genommen, wobei Fig. 11 eine Schnitt
ansicht eines dreiphasigen, vierpoligen Reluktanzmotors mit
36 Schlitzen ist, wobei die Zahl 9 den zugehörigen Rotor be
zeichnet. Fig. 12 ist ein Wicklungsdiagramm des Motors, und
durchgezogene Linien kennzeichnen die Wicklungen von 18
Schlitzen innerhalb der 36 Schlitze. Die durch gestrichelte
Linien gekennzeichneten Wicklungen sind einige der restli
chen Wicklungen in 18 Schlitzen. Es ist eine Sternverbindung
verwendet, wobei der Sternpunkt mit N bezeichnet ist, und
die Wicklungen der Phase U, der Phase V und der Phase W sind
in 36 Abschnitten in Reihe geschaltet, wobei die Enden X, Y
und Z jeder der Wicklungen verbunden sind. Jedoch sind die
Enden des Abschnitts mit 18 Schlitzen in der Fig. 12 angege
ben, wobei der Sternpunkt mit N bezeichnet ist. Die Erfin
dung kann auf eine Dreiecksschaltung, parallele Wicklungen
oder dergleichen angewandt werden.
Fig. 13 zeigt ein Stromphasenzeigerdiagramm für die Erfin
dung. Die Ströme in jedem der Schlitze in einer Darstellung,
gemäß der dreiphasige Sinusströme durch die dreiphasigen
Wicklungen laufen, sind in der Figur als Phasenzeiger unter
Verwendung elektrischer Grade repräsentiert. Die dreiphasi
gen Sinusströme der Phase U, der Phase V und der Phase W
werden an den Schlitz 1, 7, 13 geliefert. Außerdem werden
die Ströme der Phase X, der Phase Y und der Phase Z, die in
umgekehrter Richtung zum Strom der Phase U, der Phase V bzw.
der Phase W laufen, an den Schlitzen 10, 16, 4 geführt. Der
durch Zuführen von Strömen zweier Phasen kombinierte Strom
wird dadurch den anderen Schlitzen zugeführt, dass geeignete
Wicklungslängen zweier benachbarter Phasen innerhalb der
Phasen U, V, W, X, Y und Z gewickelt werden.
Daher wird der Stromphasenzeiger UZ über den Schlitz 2 so
bestimmt, dass er eine Amplitude aufweist, die der Amplitude
des Schlitzes 1 entspricht, sowie eine Phase, die sich um
20° gegenüber der Phase für den Schlitz 1 unterscheidet, was
durch zweckdienliches Auswählen der Anzahlen der Windungen
der U-Phase-Wicklungen und der Z-Phase-Wicklung erfolgt. Da
zwischen der Phase Z und der Phase U eine Phasendifferenz
von 60° existiert, kann die Amplitude des Stromphasenzeigers
UG für Komponenten der Phase U als (cos 20°-sin 20°/tan
60°) = 0,7422 berechnet werden, und die Amplitude des Strom
phasenzeigers ZS von Komponenten der Phase Z kann als (sin
20°/sin 60°) = 0,3949 berechnet werden. Im Ergebnis hiervon
wird ein Stromphasenzeiger der Phase UZ, die durch den
Schlitz 2 geführt ist, dadurch erzeugt, dass U-Phase-Wick
lungen, deren Windungsanzahl das 0,7422-fache im Vergleich
zur Windungsanzahl der U-Phase-Wicklungen im Schlitz 1 ist,
mit Z-Phase-Wicklungen, mit dem 0,3949-fachen der Anzahl von
Windungen. Die Beziehung zwischen der Phase U und der Phase
Z für den Schlitz 3 ist entgegengesetzt zur Beziehung für
den Schlitz 2. Daher wird der Stromphasenzeiger für die Pha
se ZU im Schlitz 3 als zusammengesetzter Phasenzeiger aus
dem Stromphasenzeiger US und ZG dadurch erzeugt, dass U-Pha
se-Wicklungen mit einer Windungsanzahl, die das 0,3949-fache
im Vergleich zur Windungsanzahl der U-Phase-Wicklungen im
Schlitz 1 ist, aufgewickelt werden, wobei die Z-Phase-Wick
lungen das 0,7422-fache der Windungsanzahl der Z-Phase-Wick
lungen im Schlitz 1 aufweisen. Die Phase und die Anzahl der
Windungen im Schlitz 5, 6, 8, 9 usw. werden auf analoge Wei
se bestimmt. Wie zuvor wird eine theoretisch unendlich hohe
Anzahl von kombinierten Stromphasenzeigern dadurch erzeugt,
dass die Phasen U, V, W, X, Y und Z kombiniert werden, zu
sätzlich zum in Fig. 13 beschriebenen Kombinationsverfahren
für den Stromphasenzeiger, das das einfachste Verfahren ist.
Außerdem steht jedes Kombinationsverfahren zum Kombinieren
des Stromphasenzeigers jeder der Schlitze zur Verfügung.
Es wird nun auf ein Verfahren zum Verringern von Drehmoment
welligkeit durch einen Kunstgriff an der Statorkonstruktion
Bezug genommen, wobei Fig. 14 ein Beispiel für drei Phasen,
sechs Pole und 36 Schlitze zeigt. Sechs Schlitze und sechs
Zähne werden als Funktionseinheit angesehen, und sie sind
durch zugehörige Winkel PPA repräsentiert. Zwischenräume
zwischen den Funktionseinheiten sind in der Uhrzeigerrich
tung CW hinsichtlich einer Funktionseinheit mit Schlitzen
vom Schlitz 1 bis zum Schlitz 6 als SSA1, SSA2, SSA3, SSA4,
SSA5 und SSA6 angenommen. Ein Grundverfahren zum Aufbauen
des Stators der Fig. 14 ist das folgende. Wenn die Mittelli
nie der den Schlitz 3 enthaltenden Funktionseinheit mit
BASEL bezeichnet wird, sind die Mittelpositionen der Funk
tionseinheiten in der Uhrzeigerrichtung CW um 1/6-Schlitz
teilungsweite, 2/6-Schlitzteilungsweite, 3/6-Schlitztei
lungsweite, 4/6-Schlitzteilungsweite bzw. 5-6-Schlitztei
lungsweite von den Mittellinien entfernt, die in der Uhrzei
gerrichtung CW mit 60° abgeteilt sind. Die hier angegebene
Konstruktion arbeitet so, dass der elektromagnetische Be
trieb zwischen jeder Funktionseinheit des Stators und des
Rotors um 1/6-Teilungsweite verschoben arbeitet, wobei ange
nommen ist, dass der Rotor einen sechspoligen symmetrischen
Aufbau aufweist. Dies führt zu einer Verringerung der Dreh
momentwelligkeit in Perioden unter 1-Schlitzteilungsweite,
oder von diesem Wert, was einen ähnlichen Betrieb und ähnli
che Effekte wie beim oben genannten Verfahren erzeugt, bei
dem die Position jedes der Magnetpole des Rotors verschoben
wird.
Ein Beispiel eines speziellen Winkels in Fig. 14, wobei SSA6
= 0 angenommen ist, wird wie folgt berechnet: Wenn die Funk
tionseinheit dem Schlitz 33 in der Uhrzeigerrichtung CW um
1/5-Teilungsweite entgegen der den Schlitz 3 enthaltenden
Funktionseinheit verschoben wird, wird PPA wie folgt herge
leitet:
PPA = (60° - 5/6-Schlitzteilungsweite)
Ein Verschieben jeder der Funktionseinheiten um 1/6-, 2/6-,
3/6-, 4/6- und 4/5-Schlitzteilungsweite führt zu Folgendem:
360° = 6 × PPA + 6(Schlitzteilungsweite/6 + PX)
= 360° - 4 × Schlitzteilungsweite + 6 × PX
PX = 2/3 × Schlitzteilungsweite
= 360° - 4 × Schlitzteilungsweite + 6 × PX
PX = 2/3 × Schlitzteilungsweite
Der Durchmesser des Stators von 360° entspricht der Anzahl
von Schlitzteilungsweiten. Da sich zwischen 6 × PPA und 6 ×
(Schlitzteilungsweite/t + PX) = 5 × Schlitzteilungsweite 36
Schlitzteilungsweiten befinden, beträgt die Summe 41
Schlitzteilungsweiten. Zusammengefasst gilt:
1 Schlitzteilungsweite = 360°/41
SSA1 = 5/6 × Schlitzteilungsweite
= SSA2 = SSA3 = SSA4 = SSA5
SSA6 = 0
PPA = (60° - 5/6 Schlitzteilungsweite)
= SSA2 = SSA3 = SSA4 = SSA5
SSA6 = 0
PPA = (60° - 5/6 Schlitzteilungsweite)
SSA6 oder PX, die als Anfangswerte verwendet werden, können
flexibel gewählt werden, und sie können mit anderen Werten
versehen werden als dem Wert, der in der oben genannten Be
rechnung verwendet wurde.
Die Technik zum Auswählen der Amplitude und der Phase des
Stromphasenzeigers auf geeignete Weise bei der Erfindung,
wie oben beschrieben, kann dazu angewandt werden, die Anzahl
der Windungen in jedem Schlitz in Fig. 14 zu bestimmen.
Der Effekt eines Rotationsversatzes am Rotor des in Fig. 9
dargestellten Reluktanzmotors wird nachfolgend beschrieben.
Fig. 15 ist eine Zeichnung, bei der Mittellinien der Magnet
pole, die an Positionen liegen, an denen der Verschiebebe
trag des Magnetpolzentrums jedes Rotors bei 0°, bei 1,67°,
bei 3,33° bei 5°, bei 6,67° und bei 8,33° auf dem Umfang
liegt, teilweise herausgezogen und auf einer Querachse mit
einem Rotationsversatz von 1/6-Schlitzteilungsweite angeord
net sind. Jeder der magnetischen Pole ist um 1/6-Schlitztei
lungsweite verschoben und ferner mit einem Rotationsversatz
von 1/6-Schlitzteilungsweite versehen. Im Ergebnis hiervon
ist 1 Schlitzteilungsweite dadurch geometrisch einem Rota
tionsversatz unterzogen, dass der Gesamtumfang des Rotors
aufaddiert ist, wie es aus Fig. 15 erkennbar ist. Dies führt
dazu, dass Komponenten der Drehmomentwelligkeit unter 1
Schlitzteilungsweite, oder von diesem Wert, beinahe vollkom
men entfernt sind. Daher ist es möglich, Drehmomentwellig
keit auf günstige Weise ohne den Nachteil zu beseitigen,
dass Komponenten eines magnetischen Flusses in der Richtung
der Rotorachse erzeugt werden, wenn der Rotationsversatzwin
kel groß ist, da ein Rotationsversatz praktisch nur mit 1/6
Schlitzteilungsweite ausgeführt wird.
Nachfolgend wird ein anderes Verfahren zum Entfernen von
Drehmomentwelligkeit in einer Periode unter 1 Schlitztei
lungsweite, oder von diesem Wert, beschrieben, wobei das
Verfahren darauf beruht, dass eine Noniusbeziehung konstru
iert wird, bei der eine diskrete Teilungsweite, die in der
Innenstruktur des Rotors diskret ist, kein ganzzahliges
Vielfaches einer Schlitzteilungsweite des Stators ist. Bei
der Beziehung zwischen den Schlitzen des Stators und unter
teilten magnetischen Pfaden in der Nähe einer Rotorfläche,
wie in Fig. 10 dargestellt, ist z. B. erkennbar, dass fünf
unterteilte magnetische Pfade zwischen drei Schlitzteilungs
weiten liegen. Dieses Noniusverfahren, das Drehmomentwellig
keit nicht ausreichend verringern kann, hat den Effekt, dass
es insbesondere Inhalte höherer Harmonischer verringert. Da
her kann die Verwendung des Verfahrens in Verbindung mit dem
oben genannten Verfahren des Auswählens der Phase und der
Amplitude des Stromphasenzeigers für jeden der Schlitze in
geeigneter Weise die Drehmomentwelligkeit beinahe vollkommen
beseitigen.
Nun wird auf einen Permanentmagnet-Synchronmotor mit Stator
zähnen vom Typ mit vorstehendem Pol und Wicklungen, wie in
Fig. 16 dargestellt, Bezug genommen, wobei es sich um einen
dreiphasigen, achtpoligen Motor handelt. An einem Rotor 21
sind Permanentmagnete 20 angebracht, und achtpolige Magnet
pole derselben sind in geordneter, symmetrischer Form ausge
bildet. Es kann entweder eine Struktur verwendet werden, bei
der Permanentmagnete am Inneren des Rotors angebracht sind,
oder ein Elektromagnetfeld unter Verwendung von Erregungs
wicklungen anstelle von Permanentmagneten, als Konstruktion
des Rotors, um dieselbe Funktion zu erzielen. An einem Sta
tor 22 befinden sich sechs Zähne STU, STV, STW, STUZ, STVX,
STWY. Die Positionsbeziehung zwischen den Zähnen STU, STV,
STW ist dergestalt, dass sie hinsichtlich mechanischer Grade
um 120° beabstandet liegen, und auch hinsichtlich elektri
scher Grade gegenüber dem achtpoligen Rotor um 120° beab
standet liegen, wobei ihre Phasen in der Reihenfolge der
Zähne STU, STV, STW vorliegen, wenn sich der Rotor in der
Uhrzeigerrichtung CW dreht. Der Zahn STUZ liegt an derjeni
gen Position, die hinsichtlich mechanischer Grade um 187,5°
in der Uhrzeigerrichtung CW gegenüber dem Zahn STU voreilt
und hinsichtlich elektrischer Grade in der Uhrzeigerrichtung
CW hinsichtlich eines Funktionsgesichtspunkts als Motor um
7,5° × 4 = 30° voreilt. Die Zähne STUZ, STVX und STWY liegen
in relativer Beziehung von 120° hinsichtlich elektrischer
Grade. Wicklungen MU, MV und MW für die Phase U, die Phase V
und die Phase W sind jeweils einfach durch die Zähne STU,
STV und STW gewickelt. Eine Wicklung MUM, die eine U-Phase-
Wicklung ist, und eine Wicklung MZM, die eine Z-Phase-Wick
lung mit entgegengesetzter Phase zur Phase W ist, sind durch
den Zahn STUZ gewickelt. Eine Wicklung MVM, die eine V-Pha
se-Wicklung ist, und eine Wicklung MXM, die eine X-Phase-
Wicklung mit entgegengesetzter Phase zur Phase U ist, sind
auf analoge Weise durch den Zahn STVX gewickelt. Eine Wick
lung MWM, die eine W-Phase-Wicklung ist, und eine Wicklung
MYM, die eine V-Phase-Wicklung mit entgegengesetzter Phase
zur Y-Phase ist, sind auf analoge Weise durch den Zahn STWX
gewickelt. Außerdem entspricht die Breite in der Rotordreh
richtung für jeden der Zähne beinahe der Breite einer Ma
gnetpol-Teilungsweite. Ein Nebenschluss zum magnetischen
Pfad BPT liegt an jeder Position zwischen den Zähnen, um
einen Teil des magnetischen Flusses im zwischen den Zähnen
liegenden Teil des Rotors innerhalb des magnetischen Flusses
zu führen, der vom Rotor erzeugt wird, was durch den Neben
schluss zum magnetischen Pfad BPT zu einem Jochteil erfolgt.
Der magnetische Fluss übt eine nachteilige Funktion aus, wie
das Hindurchleiten eines magnetischen Teilflusses durch je
den der Zähne, und er führt zu Nachteilen hinsichtlich einer
Verringerung des Abtriebsdrehmoments des Motors.
Die Ströme an jedem der Zähne und die zugehörigen Wicklungen
sind ähnlich der Funktion des in Fig. 5 dargestellten Strom
phasenzeigers, wenn ein dreiphasiger Sinusstrom mit Phasen
U, V und W zum Motor von Fig. 16 geführt wird. Zähne STU,
STV und STW und ihre Wicklungen entsprechen dem Stromphasen
zeiger U, V und W in Fig. 5, während Zähne STUZ, STVX und
STWY und ihre Wicklungen dem Stromphasenzeiger UZ, VX, WY in
Fig. 5 entsprechen. Außerdem muss die Anzahl der Windungen
in den Wicklungen MUM, MZM, MVM, MXM, MWM notwendigerweise
das 0,57735-fache der Anzahl der Windungen der Wicklung MUM
sein, genau wie im Fall der Fig. 5. Demgemäß arbeitet der
Motor von Fig. 16, wenn eine sechsphasige Sinusstromregelung
ausgeführt wird. Die Komponenten der Drehmomentwelligkeit in
Perioden über der Periode von 30° hinsichtlich elektrischer
Grade und 7,5° hinsichtlich mechanischer Grade sind entfernt
und treten bei der Konstruktion nie auf.
Der Permanentmagnetmotor mit der vorstehenden Konstruktion
der Fig. 16 ist ein Beispiel, das die Konstruktion reali
siert, bei der die Phase und die Amplitude gleichmäßig ar
beiten, wenn der Betrieb des Motors im Stromphasenzeiger an
jedem der Zähne arbeitet, und es kann möglich sein, inner
halb des Vorhabens verschiedene Modifizierungen auszuführen.
Zu den Modifizierungen gehören Verfahren wie z. B. ein Erhö
hen der Anzahl der Zähne, um das Stromphasenzeigerdiagramm
der Fig. 13 zu realisieren, die gleichzeitige Verwendung
zweier Phasen und dreier Phasen sowie der Aufbau eines Mo
tors als vielphasiger Motor, wobei es sich um einen Motor
mit vier Phasen oder mehr handelt, und Kombinationen der
Verfahren oder dergleichen.
Nachfolgend werden Verfahren zum Verringern von Drehmoment
welligkeit in Perioden unter der Periode von 7,5° hinsicht
lich mechanischer Grade und 30° hinsichtlich elektrischer
Grade, oder von diesem Wert, beschrieben. Ein Verfahren be
steht darin, dass der Stator und der Rotor einen Relativro
tationsversatz von 7,5° hinsichtlich mechanischer Grade er
halten. Durch den Rotationsversatz kann beinahe die gesamte
Drehmomentwelligkeit in Perioden unter der Periode von 7,5°
hinsichtlich mechanischer Grade, oder von diesem Wert, ver
ringert werden. Daher kann die Drehmomentwelligkeit des Mo
tors der Fig. 16 durch den Rotationsversatz in Verbindung
mit den Effekten der oben genannten Technik beinahe vollkom
men verringert werden.
Außerdem macht eine Konstruktion, bei der die Anzahl der
Zähne erhöht wird, um den Rotationsversatzwinkel zu minimie
ren, wie im Stromphasenzeigerdiagramm der Fig. 13 angegeben,
den Motor effektiver, da der Nachteil besteht, dass ein grö
ßerer Rotationsversatzwinkel das Abtriebsdrehmoment verrin
gert. Im Gegensatz hierzu hat die Konstruktion den Nachteil,
dass die Kompliziertheit der Motorkonstruktion erhöht ist.
Als andere Verfahren zum Verringern von Drehmomentwelligkeit
existieren Verfahren des Verschiebens eines zweigeteilten
Motors in axialer Richtung um 3,75° hinsichtlich mechani
scher Grade relativ zur Rotordrehrichtung, ein Verschieben
eines dreigeteilten Motors um 2,5° und ein Konzipieren der
Magnetpolkonstruktion des Rotors in solcher Weise, dass die
Verteilung in der Rotordrehrichtung für den Magnetfluss auf
der Rotorfläche sinusförmig ist.
Nachfolgend werden Herstellgesichtspunkte für den Permanent
magnetmotor der Fig. 16 beschrieben. Fig. 16 zeigt den Auf
bau, wie er für den elektromagnetischen Betrieb als Motor
erforderlich ist. Jedoch können Variationen wie eine Unter
teilung eines Eisenkerns des Stators, um die Wicklungsarbei
ten zu vereinfachen, angewandt werden. Ein Beispiel hierzu
ist das folgende. Jeder Nebenschluss eines magnetischen
Pfads BPT wird in einem Zustand erzeugt, wie er durch durch
gezogene Linien und gestrichelte Linien 23 angezeigt wird,
und er wird gegen den Stator 22 isoliert, um die Zwischen
räume zwischen benachbarten Zähnen groß einzustellen. Jeder
Nebenschluss des magnetischen Pfads BPT wird angebracht,
nachdem jede der Wicklungen mittels einer Spulenwickelein
richtung gewickelt wurde. Ein Befestigungselement 24, das
den Nebenschluss des magnetischen Pfads BPT mit dem benach
barten Zahn verbindet und an ihm festklammert, wenn die Fi
xierfestigkeit des Nebenschlusses des magnetischen Pfads
niedrig ist, ist vorzugsweise eine unmagnetische Substanz.
Durch den Zwischenraum zwischen den Zähnen läuft bei den
Wicklungsarbeiten im Normalzustand eine Wicklungsführungs
stange zum Führen der Wicklungen der Spulenwickeleinrich
tung. Daher ermöglicht es ein weites Einstellen der Zwi
schenräume zwischen den Zähnen, die Wicklungsarbeit mit ho
her Geschwindigkeit auszuführen. Unter Verwendung der erhöh
ten Arbeitsflexibilität kann eine Wicklung mit höheren Dich
ten mit präziserer Windungsarbeit erzielt werden.
Obwohl die Erfindung unter Verwendung bestimmter Beispiele
beschrieben wurde, sind eine Anwendung, Kombination und Mo
difizierung beim Ändern der Anzahl der Phasen, der Pole und
der Schlitze des Motors möglich, und dies wird von dieser
Erfindung umfasst.
Gemäß der Erfindung kann die Drehmomentwelligkeit in ver
schiedenen Motorperioden durch jede der Techniken oder durch
jede funktionsfähige Kombination der Techniken verringert
werden. Dies führt zum Erzielen genauer Steuerung und zu
einer Verringerung der Schwingungen und Störungen. Beim Kon
zipieren eines Motors wird häufig ein Kompromiss zwischen
Verbesserungen verschiedener Funktionsarten und einer Erhö
hung der Drehmomentwelligkeit angetroffen, und eine Technik
zum Verringern von Drehmomentwelligkeit unabhängig von der
internen Konstruktion eines Rotors führt zu Effekten, dass
die Designflexibilität für einen Motor extrem zunimmt und
sich Verbesserungen der Motorfunktionen ergeben. Außerdem
kann die Erfindung bei beinahe allen Motortypen angewandt
werden, wie bei einem Permanentmagnet-Synchronmotor, einem
Reluktanzmotor und einem Induktionsmotor.
Darüber hinaus kann die Produktivität für den Motor erhöht
werden und Wicklungen können mit höheren Dichten hergestellt
werden, da der Nebenschluss des magnetischen Pfads BPT nach
den Wicklungsarbeiten an einem Permanentmagnet-Synchronmotor
mit vorstehenden Polen montiert werden kann. Die Verwendung
von Wicklungen hoher Dichte erhöht das Abtriebsdrehmoment.
Claims (11)
1. In einem vielphasigen Wechselstrommotor mit mehreren
Schlitzen zum Anordnen einer Wicklung auf einem am Umfang
liegenden Stator ein Motor mit verringerter Drehmomentwel
ligkeit, bei dem eine Wicklung jeder Phase auf solche Weise
durch jeden der Schlitze gewickelt ist, dass das Produkt aus
der Anzahl der Windungen in jedem der Schlitze auf dem Sta
tor und dem Strom die Phase und Amplitude des Stromphasen
zeigers, wie durch Ampere und die Anzahl der Windungen re
präsentiert, ist, und es für jeden der Schlitze beinahe
gleich wird, wenn der vielphasige, sinusförmige Wechselstrom
zugeführt wird.
2. Motor mit verringerter Drehmomentwelligkeit nach An
spruch 1, ferner mit:
einem Stator, wobei eine Position in einer Rotordrehrich tung für jeden der Zähne gleichmäßig am Innenradius dessel ben liegt; und
Schlitzen, die auf solche Weise ausgebildet sind, dass sie eine solche Flächenbeziehung aufweisen, dass eine Quer schnittsfläche jedes der Schlitze grob gesprochen propor tional zum Umfang der Wicklungen in jedem der Schlitze ist.
einem Stator, wobei eine Position in einer Rotordrehrich tung für jeden der Zähne gleichmäßig am Innenradius dessel ben liegt; und
Schlitzen, die auf solche Weise ausgebildet sind, dass sie eine solche Flächenbeziehung aufweisen, dass eine Quer schnittsfläche jedes der Schlitze grob gesprochen propor tional zum Umfang der Wicklungen in jedem der Schlitze ist.
3. In einem vielphasigen Wechselstrommotor mit mehreren
Schlitzen zum Anordnen einer Wicklung auf einem am Umfang
liegenden Stator ein Motor mit verringerter Drehmomentwel
ligkeit, bei dem jeder Zwischenraum zwischen den Zähnen am
Stator grob gesprochen proportional zur Stärke des Strompha
senzeigers, wie durch die in jedem der Schlitze angeordnete
Wicklung erzeugt, und proportional zur maximalen Stromstärke
ist.
4. Motor mit verringerter Drehmomentwelligkeit nach An
spruch 1, ferner mit einem Rotor mit mehreren magnetischen
Polen, die so positioniert sind, dass die Position in der
Rotordrehrichtung jedes der magnetischen Pole um NN/NR einer
Schlitzteilungsweite (wobei NN eine ganze Zahl ist, die ma
gnetpolmäßig bestimmt ist, wobei zwei oder mehr ganze Zahlen
für alle Magnetpole am Rotor vorliegen, und wobei NR eine
eindeutige ganze Zahl für den Rotor ist, die einen Verschie
betyp für die Magnetpole am Rotor zur Rotordrehrichtung re
präsentiert) entgegen einer Position, die unter entsprechen
der Beabstandung liegt, zur Rotordrehrichtung verschoben
ist.
5. Motor mit verringerter Drehmomentwelligkeit nach An
spruch 4, der so aufgebaut ist, dass der Rotor und der Sta
tor einen relativen Rotationsversatz um einen Winkel unter
(Schlitzteilungsweite/2), oder von diesem Wert, aufweisen
oder sie in der Rotordrehrichtung relativ versetzt sind, wo
bei eine Unterteilung in zwei oder mehr Sätze in Richtung
der Rotorachse vorliegt, um entsprechende Effekte zum Rota
tionsversatz zu erzielen.
6. Bei einem Motor, der so aufgebaut ist, dass die interne
Struktur jedes von magnetischen Polen an einem Rotor elek
trisch diskret ist, ein Motor mit verringertem Drehmoment
nach Anspruch 4, wobei eine Noniusbeziehung dahingehend,
dass eine diskrete Teilungsweite, die in der internen Struk
tur des Rotors diskret ist, kein ganzzahliges Vielfaches
einer Schlitzteilungsweite des Stators ist, gebildet ist.
7. Bei einem Permanentmagnet-Synchronmotor, bei dem die
Nordpole und die Südpole aufeinanderfolgend in der Rotor
drehrichtung auf dem Rotorumfang liegen, ein Motor nach An
spruch 4 oder 5, ferner mit einem Rotor, bei dem eine Grenz
position zwischen dem magnetischen Nordpol und dem magneti
schen Südpol um NN/NR einer Schlitzteilungsweite des Stators
entgegen seiner mit entsprechender Beabstandung liegenden
Position in der Rotordrehrichtung verschoben ist.
8. Bei einem vielphasigen Wechselstrommotor, bei dem meh
rere Schlitze zum Anordnen einer Wicklung auf einem Stator
am Umfang liegen, ein Motor mit verringerter Drehmomentwel
ligkeit mit einem Stator, wobei dann, wenn die Anzahl der
Magnetpole auf dem Stator als NPP angenommen wird, der Sta
tor funktionsmäßig in der Rotordrehrichtung in die Anzahl
NPP1 unterteilt ist, die kleiner als oder gleich groß wie
NPP ist, und ein Funktionsblock des unterteilten Stators um
NPP2/NPP1 einer Schlitzteilungsweite des Stators (wobei NPP2
eine ganze Zahl ist) entgegen einer auf der äquivalent lie
genden Position in der Rotordrehrichtung verschoben ist.
9. Bei einem Permanentmagnet-Synchronmotor mit NB-Phase
mit einem Stator mit vorstehender Struktur, wobei eine ein
zelne Wicklung des Stators durch einen einzelnen Zahn gewi
ckelt ist, ein Motor mit verringerter Drehmomentwelligkeit
mit:
Statorzähnen, deren Anzahl größer als oder gleich groß wie (NB + 2) ist, wobei jeder der zwei oder mehr Zähne des Sta tors eine zusammengesetzte Wicklung aufweist, die durch Wicklungen von zwei oder mehr Phasentypen gewickelt ist.
Statorzähnen, deren Anzahl größer als oder gleich groß wie (NB + 2) ist, wobei jeder der zwei oder mehr Zähne des Sta tors eine zusammengesetzte Wicklung aufweist, die durch Wicklungen von zwei oder mehr Phasentypen gewickelt ist.
10. Motor mit verringerter Drehmomentwelligkeit nach An
spruch 9, bei dem
eine Position in der Rotordrehrichtung jedes der Zähne des Stators auf dem Umfang des Stators an einer Position AE hin sichtlich elektrischer Grade angeordnet ist, an der Phasen über (NB + 2)-Typen, oder von diesem Wert, liegen,
die Amplitude des Stromphasenzeigers jeder der Zähne grob gesprochen gleich ist, wenn die Gesamtsumme für den Strom phasenzeiger eine Wicklung, die durch jeden der Zähne des Stators gewickelt ist, als Stromphasenzeiger jedes der Zähne repräsentiert ist; und
die Richtung des Stromphasenzeigers grob gesprochen mit einer Phase hinsichtlich elektrischer Grade für eine Posi tion in der Rotordrehrichtung übereinstimmt, wo jeder der Zähne liegt.
eine Position in der Rotordrehrichtung jedes der Zähne des Stators auf dem Umfang des Stators an einer Position AE hin sichtlich elektrischer Grade angeordnet ist, an der Phasen über (NB + 2)-Typen, oder von diesem Wert, liegen,
die Amplitude des Stromphasenzeigers jeder der Zähne grob gesprochen gleich ist, wenn die Gesamtsumme für den Strom phasenzeiger eine Wicklung, die durch jeden der Zähne des Stators gewickelt ist, als Stromphasenzeiger jedes der Zähne repräsentiert ist; und
die Richtung des Stromphasenzeigers grob gesprochen mit einer Phase hinsichtlich elektrischer Grade für eine Posi tion in der Rotordrehrichtung übereinstimmt, wo jeder der Zähne liegt.
11. Motor mit verringerter Drehmomentwelligkeit nach An
spruch 9, bei dem,
wenn eine Position in der Rotordrehrichtung jedes der Zäh ne des Stators hinsichtlich elektrischer Grade als AE ange nommen wird, der elektrische Gradwert AE oder (AE - 180°) jedes der Zähne an einer Position liegt, die in gleicher Weise durch die Zahl eines ganzzahligen Werts NSK zwischen 0° und 180° unterteilt ist, und
der Rotor und der Stator um einen Winkel, der grob gespro chen (180°/NSK) oder um einen Winkel, der ein ganzzahliges Vielfaches von (180°/NSK) ist, einen relativen Rotationsver satz einnehmen.
wenn eine Position in der Rotordrehrichtung jedes der Zäh ne des Stators hinsichtlich elektrischer Grade als AE ange nommen wird, der elektrische Gradwert AE oder (AE - 180°) jedes der Zähne an einer Position liegt, die in gleicher Weise durch die Zahl eines ganzzahligen Werts NSK zwischen 0° und 180° unterteilt ist, und
der Rotor und der Stator um einen Winkel, der grob gespro chen (180°/NSK) oder um einen Winkel, der ein ganzzahliges Vielfaches von (180°/NSK) ist, einen relativen Rotationsver satz einnehmen.
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8125 | Change of the main classification |
Ipc: H02K 3/12 |
|
8131 | Rejection |