DE19653592A1 - Von einem Mikroprozessor gesteuerte Sensor-Konditionierungs-Schaltung - Google Patents

Description

Gebiet der Erfindung

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Vorrich­ tung zum Messen von Analogsignalen und zum Kompensieren von Meßfehlern. Insbesondere bezieht sie sich auf einen piezo­ resistiven Drucksensor oder jeden anderen resistiven Sensor bzw. Sensoren mit einem Gleichspannungsausgang, der in Digi­ talwerte umgewandelt werden muß.

Hintergrund der Erfindung

Sensoren in Form von piezo-resistiven Sensoren sind be­ kannt und werden in Brückenschaltungen eingebaut, um Druck­ veränderungen zu messen. Ungenauigkeiten in den in der Brückenschaltung verwendeten Komponenten und Temperaturfluk­ tuationen können falsche Ablesungswerte verursachen. Typi­ sche Fehler umfassen eine Nullpunktverschiebung und eine Streuung der Meßwerte, die durch variierende Widerstands­ werte in den Armen der Meßbrücke verursacht sind. Tempera­ turfluktuationen können zusätzliche Fehler verursachen, in­ dem sie den Nullpunkt verschieben und die Empfindlichkeit der Brücke beeinträchtigen. Linearitätsfehler auf Grund nicht-linearer Charakteristiken der Komponenten beeinflussen weiterhin die Genauigkeit der Ergebnisse. Produktionstole­ ranzen bei der Herstellung der verschiedenen Komponenten beeinträchtigen ihre relativen Empfindlichkeiten sowie den Nullpunkt der Sensorbrücke. Der Nullpunkt wird ferner durch Langzeitinstabilitäten beeinflußt, welche durch den Betrieb der Einrichtung über lange Zeit in wachsendem Maße deutli­ cher werden.

Es sind schon verschiedene Kompensationsschaltungen ersonnen worden. Eine von diesen ist die im US-Patent Nr. 4,192,005 geoffenbarte Schaltung, die die Kompensation von Temperaturen gestattet. Bei dieser Schaltung wird eine Kom­ pensation des Analogsignales vor seiner Umwandlung in einem A/D-Wandler (ADC) vorgeschlagen. Kompensationsschaltungen dieser Art bringen ein Trimmen der Sensorbrücke selbst oder der nachfolgenden Verstärker mit sich. Das Problem liegt bei dieser Art von Schaltungen darin, daß die Kompensation auf den erhaltenen Resultaten basiert und keine ausreichend genauen Resultate liefert.

Bei einer anderen Art von Kompensationsschaltung wird das Analogsignal zuerst digitalisiert. Das Problem bei die­ ser Lösung liegt darin, daß von Anfang an das gesamte Si­ gnal, einschließlich der Fehler, digitalisiert wird. Auf Grund des begrenzten Bereiches des ADC besteht ein Verlust an ADC-Auflösung. Ferner ist eine große Anzahl an Speicher­ registern (RAM) und Einrichtungen für die Speicherung des Programmcodes (ROM) erforderlich, um die Verarbeitung des Digitalsignals zu erleichtern.

Eine verbesserte Schaltung ist in der EP-A-0169414 ge­ offenbart. Bei dieser Schaltung wird das Analogsignal mit­ tels einer digitalen Kompensationsschaltung weiterhin in analoger Form verarbeitet. Das Analogsignal wird digitali­ siert, und die digitalisierten Werte werden zum Adressieren vorgespeicherter Kompensationswerte zum Einstellen der Ener­ giezufuhr zur Meßbrücke und/oder der Verstärkung der nachge­ schalteten Operationsverstärker benutzt. Diese Schaltung erlaubt es, eine Temperaturkompensation sowie eine Null­ punkt- und Linearitätskompensation durchzuführen. Die Ge­ nauigkeit ist allerdings auf Grund des Quantifizierungs­ fehlers der digitalen Justierung des analogen Ausgangssi­ gnales begrenzt. Das Problem bei der analogen Kompensation unter Verwendung eines Operationsverstärkers liegt darin, daß Signale relativ großer Energie, im mA-Bereich, erfor­ derlich sind, um die relative Auswirkung von Geräusch auf ein Minimum zu bringen. Jede weitere Verarbeitung (Digita­ lisierung) erfordert deshalb einen separaten Analog/Digital- Wandler und einen Mikroprozessor. Ferner bringt die Kali­ brierung eines solchen Systems viele teure Schritte mit sich.

So macht die vor der Analog/Digital-Umwandlung durchge­ führte Signalformung einen zusätzlichen Verstärker für das Analogsignal nötig, wodurch der Energieverbrauch erhöht und die zusätzliche Schaltung manuell eingestellt werden muß. Die zusätzliche Verstärkung führt auch zu weiteren Fehlern, die nicht korrigierbar sind. Anderseits führt eine Kompensa­ tion des Meßsignales nach der Analog/Digital-Umwandlung zur Beschneidung des ursprünglichen Meßsignales.

Eine weitere Einrichtung nach dem Stande der Technik ist jene, welche im US-Patent 5,121,118 geoffenbart ist, wovon Herr Hermann, einer der Erfinder der vorliegenden An­ meldung, der Erfinder ist. Das Patent 5,121,118 offenbart eine Einrichtung zur Meßsignalkompensation, die einen Ana­ log/Digital-Wandler mit sich bringt, welcher mit Einrichtun­ gen zur Schaffung einer Nullpunktkompensation und einer Ma­ nipulation der Referenzspannung sowie der Integrationszeit in einer Integrationsbetriebsweise mit doppeltem Anstieg arbeitet. Es wird so eine verbesserte Einrichtung für die Signalkompensation geschaffen, bei welcher die Kompensation während des Vorganges der Analog/Digital-Umwandlung statt­ findet. Sie leidet jedoch an einer Anzahl von Nachteilen, einschließlich einer begrenzten Genauigkeit und ADC-Auflö­ sung sowie des Erfordernisses mehrfacher Energielieferanten.

Ziele und Kurzfassung der Erfindung

Es ist ein Ziel der Erfindung, die Verwendung diskreter Kompensationskomponenten, welche hohe Toleranzen und Reihen manuell abgestimmter, in hohem Maße kritischer Referenzlie­ feranten für den Sensor erfordern, zu vermeiden. Es ist ein Ziel der Erfindung, alle Sensorschnittstellen auf einen ein­ zigen Chip zu bringen. Es ist ein weiteres Ziel der Erfin­ dung, eine Konditionierschaltung für das Sensorsignal, bei­ spielsweise einer Drucksensorschaltung, zu schaffen, welche einen einzigen Energiezufuhreingang besitzt.

Noch ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, daß die Sen­ sorfehlerkompensation für eine erhöhte Vielseitigkeit durch Software durchgeführt wird.

Ein anderes Ziel der Erfindung ist es, eine Vielzahl von Verstärkern zu vermeiden, von denen ein jeder individuell abgestimmte Offsets und Verstärkungsfaktoren hat.

Auch ist es ein Ziel der Erfindung, den Bedarf an kost­ spieligen Analog/Digital-Wandlern hoher Leistung und hoher Auslösung zu vermeiden.

Ein Ziel der Erfindung ist es, die Notwendigkeit einzel­ ner Abstimmungen von Kalibrationswiderständen und des Zu­ sammenführens von Widerständen auszuschalten und unnötige Komponenten zur Kompensation der Fehlerkurve und für eine teure Vorkalibrierung der Sensoren zu vermeiden. Es ist ein weiteres Ziel der Erfindung, eine Konditionierschaltung für das Sensorsignal zu schaffen, die selbstkalibrierend und voll programmierbar ist, um eine Sensorfehlerkompensation unter der Kontrolle einer Software durchzuführen.

Ein anderes Ziel der Erfindung ist es, eine Konditionier­ schaltung für das Sensorsignal, beispielsweise einer Druck­ sensorschaltung, zu schaffen, welche eine Kompensation für die verschiedenen mit der Temperatur zusammenhängenden Feh­ ler, für Produktionstoleranzen und die oben erwähnten Lang­ zeitfehler schafft. Insbesondere ist es ein Ziel der Erfin­ dung, die Temperatur unter Ausnützung der Veränderung des Widerstandes der Brücke mit dem Drucksensor zu messen und derartige Temperaturwerte dazu zu benützen, eine Drucksi­ gnalkompensation zu schaffen. Ein weiteres Ziel der Erfin­ dung ist es, eine Meßstelle für die Temperatur am Chip zu schaffen.

Noch ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, das Sensor­ ausgangssignal durch Schaffung einer programmierbaren Strom­ quelle oder Spannungsquelle zur unmittelbaren Belieferung des resistiven Sensors zu justieren.

Noch ein anderes Ziel der Erfindung ist es, einen Puffer/ Verstärker mit wenig Rauschen und mit programmierbarer Steu­ erung des Verstärkungsfaktors bereitzustellen. Noch ein wei­ teres Ziel der Erfindung ist es, das Rauschen des Puffer/ Verstärkers durch Vorsehen einer Seiten-NPN-Einrichtung mit geringem Rauschen als Vorderende für den Puffer/Verstärker am selben CMOS-IC zu verringern, um eine Gesamtverbesserung hinsichtlich des Rauschens zu erhalten.

Ferner ist es ein Ziel der Erfindung, eine Konditionier­ schaltung für das Sensorsignal, beispielsweise einer Druck­ sensorschaltung, zu schaffen, welche einen programmierbaren Integrator mit doppeltem Anstieg aufweist.

Noch ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, eine Kondi­ tionierschaltung für das Sensorsignal, beispielsweise einer Drucksensorschaltung, zu schaffen, bei welcher die Offsets und der Maßstabfehler im Analog/Digital-Wandler selbst kom­ pensiert werden. Insbesondere ist es ein Ziel der Erfindung, eine Kapazität im Analog/Digital-Wandler zum Speichern des analogen Offsetwertes vorzusehen. Ein weiteres Ziel der Er­ findung ist es, die Rampenhöhe während der Integrationsphase mit positiver Steigung durch Justieren des Zählers einzu­ stellen, und während der Phase negativer Steigung den Gra­ dienten durch Justieren der Größe der Referenzspannung für den Integrator einzustellen.

Erfindungsgemäß ist eine Vorrichtung zur Meßsignalkompen­ sation vorgesehen, welche folgendes aufweist: einen Analog/ Digital-Wandler, welcher in einer Integrationsbetriebsweise mit doppeltem Anstieg arbeitet, welcher Wandler einen Inte­ grator mit einem ersten Eingangsanschluß zum wahlweisen Er­ halt entweder des analogen Meßsignales oder einer Referenz­ spannung umfaßt, und einem zweiten Eingangsanschluß zum Er­ halt einer Regelspannung, wobei der Wandler ferner einen an einen Ausgang des Integrators angeschlossenen Komparator so­ wie einen Zähler zum Kontrollieren der Anzahl von Schritten während der positiven Anstiegsphase der Integration auf­ weist; eine mit dem ersten Eingangsanschluß des Integrators verbundene Steuerung zur Lieferung der Referenzspannung an den Integrator während einer negativen Anstiegsphase der Integration; und einen Verstärker mit schaltbarem Verstär­ kungsfaktor, wobei ein Ausgang des Verstärkers mit dem er­ sten Eingangsanschluß des Integrators verbunden ist und wobei die Steuerung einen Mikroprozessor aufweist.

Die Steuerung kann einen Datenspeicher aufweisen, der mit dem Mikroprozessor verbunden ist, wobei die Vorrichtung des weiteren einen Digital/Analog-Wandler zur Erzeugung der Re­ ferenzspannung auf Grund eines vom Datenspeicher gelieferten Digitalwertes umfaßt. Der Speicher kann mit dem Digital/Ana­ log-Wandler verbunden sein, und die im Speicher gespeicher­ ten Daten können einen digitalen Offset-Kompensationswert, einen vorprogrammierten Rohjustierwert für den Maßstab sowie vorprogrammierte Feinjustierwerte für den Maßstab umfassen. Der digitale Offset-Kompensationswert und der vorprogram­ mierte Rohjustierwert kann jeweils ein 8-Bit-Wort umfassen, und die vorprogrammierten Feinjustierwerte für den Maßstab können 12-Bit-Wörter aufweisen. Die Referenzspannung kann dem vom Speicher gelieferten digitalen Rohjustierwert von 8 Bit für den Maßstab entsprechen, um für eine Rohjustierung des Maßstabes des Integrators zu sorgen.

Die Feinjustierwerte für den Maßstab können durch Inter­ polation aus den vorprogrammierten Feinjustierwerten für den Maßstab errechnet und zum Einstellen der vom Zähler gezähl­ ten Schrittanzahl verwendet werden.

Der erste Eingangsanschluß des Integrators kann eine Ka­ pazität aufweisen, welche auf eine Offset-Kompensationsspan­ nung entsprechend dem digitalen Offset-Kompensationswert aufgeladen wird.

Mindestens ein Sensor kann in eine zugehörige Brücken­ schaltung geschaltet sein, wobei das Meßsignal aus wenig­ stens einer Brückenschaltung abgeleitet wird. Eine program­ mierbare Stromquelle oder Spannungsquelle kann mit einem von dem wenigstens einen Sensor verbunden werden. Die Vorrich­ tung kann eine Mehrzahl von Sensoren sowie einen Schalter zum wahlweisen Anschließen der Stromquelle oder der Span­ nungsquelle an einen beliebigen aus der Mehrzahl von Senso­ ren aufweisen. Die programmierbare Stromquelle oder Span­ nungsquelle kann einen Schrittwähler umfassen. Mit jedem Sensor kann eine Mehrzahl von Stromquellen oder Spannungs­ quellen verbunden werden, und die programmierbare Stromquel­ le oder Spannungsquelle kann jeweils einen Schrittwähler aufweisen.

Der Wert des Schrittwählers bei vorbestimmter Minimaltem­ peratur, für die ein Ausgangssignal vom Komparator erhalten werden kann, wird im Speicher abgespeichert.

Die vorprogrammierten Feinjustierwerte für den Maßstab können Kompensationswerten entsprechen, die für vorbestimmte Temperaturen und Drücke erhalten werden.

Der Mikroprozessor ist typischerweise so programmiert, daß er Temperatur- und Druckkompensationswerte durch Inter­ polation unter Verwendung der im Datenspeicher gespeicherten vorprogrammierten Feinjustierwerte für den Maßstab errech­ net.

Ein Multiplexer kann zwischen den Speicher und den Digi­ tal/Analog-Wandler geschaltet sein, um entweder den Offset- Kompensationswert oder den Rohjustierwert für den Maßstab an den Digital/Analog-Wandler zu übertragen.

Der Speicher kann eine elektrisch löschbare und program­ mierbare Nur-Lese-Speichereinrichtung umfassen.

Der Verstärker kann einen Puffer/Verstärker mit einem einer CMOS-Einrichtung vorgeschalteten NPN-Puffer umfassen und auf derselben CMOS-Halbleitereinrichtung ausgebildet sein.

Die Vorrichtung kann eine Superladungs-Schalteinrichtung zum raschen Stabilisieren der Vorrichtung während der neu­ tralen Phasen der Integration und beim Schalten zwischen unterschiedlichen Signalen aufweisen.

Ferner ist erfindungsgemäß eine Vorrichtung zum Verarbei­ ten analoger Meßsignale vorgesehen, welche folgendes auf­ weist: einen Analog/Digital-Wandler, welcher einen Integra­ tor mit doppeltem Anstieg umfaßt, der in der Phase negativen Anstiegs mit einer Referenzspannung für die Rohjustierung des Maßstabes arbeitet; einer Speichereinheit zum Speichern eines Referenzwertes für die Rohjustierung des Maßstabes, welcher der Referenzspannung für die Rohjustierung des Maß­ stabes entspricht; einem zwischen die Speichereinheit und den Integrator geschalteten Digital/Analog-Wandler; und einem Verstärker mit schaltbarem Verstärkungsfaktor, der mit dem Integrator zum Verstärken der analogen Meßsignale wäh­ rend der Phase positiven Anstiegs der Integration verbunden ist.

In der Speichereinheit kann ein Offset-Kompensationswert gespeichert sein, und der Analog/Digital-Wandler kann eine Kapazität zur Speicherung der Offset-Kompensationsspannung zum Kompensieren der Spannungsabweichung während einer neu­ tralen Phase der Integration aufweisen, wobei die Kapazität zur Speicherung der Offset-Kompensationsspannung eine mit dem Offset-Kompensationswert in Beziehung stehende Spannung erhält.

Die Vorrichtung kann ferner einen Multiplexer aufweisen, der mit einem Ausgang an den Digital/Analog-Wandler und mit einem Eingang an die Speichereinheit angeschlossen ist.

Die Vorrichtung kann ferner eine Schnittstelle für einen Mikroprozessor für den Anschluß eines externen Mikroprozes­ sors aufweisen.

Weiters kann die Vorrichtung eine Steuereinrichtung zum Steuern der Übertragung des Offset-Kompensationswertes für die Kapazität zur Speicherung der Offset-Kompensationsspan­ nung und der Übertragung des Referenzwertes für die Rohju­ stierung des Maßstabes aufweisen.

Des weiteren ist erfindungsgemäß eine Vorrichtung zum Verarbeiten analoger Meßsignale vorgesehen, welche folgendes aufweist: einen Analog/Digital-Wandler, welcher einen Inte­ grator mit doppeltem Anstieg umfaßt; einen Zähler zum Kon­ trollieren der Anzahl von Integrationsschritten während der positiven Anstiegsphase der Integration; eine Speicherein­ richtung zum Speichern vorprogrammierter Feinjustierwerte für den Maßstab; eine Steuerung zum Errechnen spezifischer Kompensationswerte aus den vorprogrammierten Feinjustierwer­ ten für den Maßstab, um die Anzahl der Integrationsschritte des Zählers zu kontrollieren; und einem Verstärker mit schaltbarem Verstärkungsfaktor, der mit dem Integrator zum Verstärken der analogen Meßsignale während der Phase positi­ ven Anstiegs der Integration verbunden ist.

Die Vorrichtung kann eine programmierbare Takteinrichtung aufweisen, die mit der Zähleinrichtung zum Justieren der Frequenz der Zähleinrichtung verbunden ist.

Des weiteren ist erfindungsgemäß ein Verfahren zur Meßsi­ gnalkompensation vorgesehen, welches folgendes umfaßt: Be­ reitstellen eines Analog/Digital-Wandlers, welcher einen In­ tegrator mit doppeltem Anstieg aufweist, der einen Eingangs­ anschluß zum Erhalt eines analogen Meßsignales besitzt, und einen mit einem Ausgang des Integrators verbundenen Kompa­ rator; Bereitstellen einer wählbaren Integrationszeit wäh­ rend einer Integrationsphase positiven Anstiegs mit Hilfe eines Zählers; Anlegen einer Referenzspannung für die Roh­ justierung des Maßstabes an den Eingangsanschluß des Inte­ grators während einer Integrationsphase negativen Anstiegs; und Justieren der Verstärkung des an den Eingangsanschluß des Integrators während der Integrationsphase positiven Anstiegs angelegten Signals.

Das Verfahren kann eine Referenzspannung für die Rohju­ stierung des Maßstabes umfassen, die unter der programmier­ baren Kontrolle eines Mikroprozessors an den Eingangsan­ schluß angelegt wird.

Das Verfahren kann ferner die Bereitstellung einer vorbe­ stimmten Offset-Kompensationsspannung unter der programmier­ baren Kontrolle eines Mikroprozessors an den Eingangsan­ schluß des Integrators zum Einstellen von dessen Ausgangs­ punkt der Integration aufweisen.

Digitale Daten können unter der Kontrolle eines Mikropro­ zessors aus einem Datenspeicher geliefert werden, und die Daten können einen Offset-Kompensationswert umfassen, der für die Offset-Kompensationsspannung repräsentativ ist, vor­ programmierte Feinjustierwerte für den Maßstab, um die In­ tegrationszeit während der Phase positiven Anstiegs einzu­ stellen, und einen vorprogrammierten Referenzwert für den Gebrauch bei der Lieferung der Referenzspannung für die Roh­ justierung des Maßstabes an den Integrator.

In einem Digital/Analog-Wandler kann der Offset-Kompen­ sationswert in die Offset-Kompensationsspannung umgewandelt werden, und der Referenzwert in die Referenzspannung für die Rohjustierung des Maßstabes umgewandelt werden, bevor sie an den Integrator angelegt werden.

Das Verfahren kann ferner eine Kalibrationsphase umfas­ sen, während welcher die vorprogrammierten Feinjustierwerte für den Maßstab und der vorprogrammierte Referenzwert im Da­ tenspeicher gespeichert werden, und der Datenspeicher kann eine elektrisch löschbare und programmierbare Nur-Lese-Spei­ chereinrichtung umfassen.

Die Offset-Kompensationsspannung kann an den Integrator angelegt werden, indem eine mit dem Eingangsanschluß ver­ bundene Kapazität aufgeladen wird.

Das Verfahren kann ferner den Verfahrensschritt des Er­ rechnens spezifischer Feinjustierwerte für den Maßstab durch Interpolation aus den vorprogrammierten Feinjustierwerten für den Maßstab aufweisen.

Die Interpolation kann eine polynomiale Interpolation unter Benutzung der Gleichung:

Y = L0 _* Y0 + L1 _* Y1 + L2 _* Y2 + L3 _* Y3

sein, worin L0, L1, L2 und L3 folgendes sind:

Die vorprogrammierten Referenzwerte zu den Feinjustier­ werten für den Maßstab können für verschiedene vorbestimmte Temperaturen und Drücke erhaltene vorprogrammierte Kompensa­ tionswerte sein.

Das Meßsignal kann von einem Sensor in einer Brücken­ schaltung abgeleitet werden, wobei das Verfahren das allmäh­ liche Steigern des der Brückenschaltung bei einer vorbe­ stimmten Minimaltemperatur zugeführten Stromes umfaßt, bis vom Komparator ein Signal erhalten wird, wobei die Größe des Stromes für eine Kompensationsspannung für einen Komponen­ tenfehler repräsentativ ist.

Die dem der Brückenschaltung zugeführten Strom entspre­ chenden Daten können im Datenspeicher als Kompensationswert für den Komponentenfehler gespeichert werden.

Das Verfahren kann ferner den Verfahrensschritt des Multiplexens der Übertragung der digitalen Daten an einen Digital/Analog-Wandler umfassen, um dem Digital/Analog-Wand­ ler wahlweise den Offset-Kompensationswert oder den vorpro­ grammierten Referenzwert zu liefern.

Das Verfahren kann ferner einen Drucksensor vorsehen, wo­ bei die vorprogrammierten Feinjustierwerte für den Maßstab während der Kalibrationsphase durch Aussetzen des Drucksen­ sors an vorbestimmte Temperatur- und Druckveränderungen be­ stimmt werden.

Der Analog/Digital-Wandler kann in einer Temperatursen­ sorbetriebsweise betrieben werden, um Temperaturmessungen zu erhalten, und in einer Drucksensorbetriebsweise, um Druck­ messungen zu erhalten. Die in einer Betriebsart erhaltenen Werte können zum Errechnen spezifischer Feinjustierwerte für den Maßstab in der anschließenden Betriebsart verwendet wer­ den.

Die Temperatursensorbetriebsweise und die Drucksensorbe­ triebsweise werden entweder in vorbestimmten Intervallen oder mittels eines Steuerschalters dann in Anspruch genom­ men, wenn es gewünscht wird. Die Temperatursensorbetriebs­ weise kann beispielsweise jede Minute ein bis drei Male in Anspruch genommen werden, und die Drucksensorbetriebsweise kann jede Sekunde ein- bis zweimal in Anspruch genommen wer­ den.

Der Analog/Digital-Wandler kann in einer Temperatursen­ sorbetriebsweise betrieben werden, wobei das Verfahren ein Stromsparverfahren umfassen kann, bei welchem Strom nur wäh­ rend der Integrationsphase positiven Anstiegs dem Sensor zu­ geführt wird.

Das Verfahren kann ferner die Anwendung von Superladungs­ verfahren während der Phasen eines neutralen Anstiegs umfas­ sen, um eine hohe Rate an Meßsignalkompensationen zu er­ leichtern.

Das Verfahren kann des weiteren das Kalibrieren des Tak­ tes umfassen, um eine minimale vorbestimmte Höhe der Inte­ gratorrampe zu erreichen, und wobei das Kalibrieren des Tak­ tes das Einjustieren der Taktfrequenz umfassen kann, um eine gewünschte Frequenz zu erhalten, und das Speichern der ge­ wünschten Frequenz im Datenspeicher.

Der Digital/Analog-Wandler kann in vorbestimmten Inter­ vallen oder falls es gewünscht wird, Veränderungen der dem Wandler zugeführten Energie zu kompensieren, in einer Ener­ giesensorbetriebsweise betrieben wird. Die spezifischen Kom­ pensationswerte für die Energiezufuhr können durch Interpo­ lation aus im Datenspeicher gespeicherten vorprogrammierten Kompensationswerten für die Energiezufuhr errechnet werden, um Veränderungen der dem Wandler zugeführten Energie zu kompensieren.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild einer erfindungs­ gemäßen Sensorschaltung;

Fig. 2 ist eine schematische Darstellung eines Chips mit einer erfindungsgemäßen Sensorschaltung;

Fig. 3 ist eine schematische Darstellung eines anderen Ausführungsbeispiels eines Chips mit einer erfindungsgemäßen Sensorschaltung;

Fig. 4 ist ein detailliertes schematisches Schaltbild eines Teils des Chips mit der Sensorschaltung der Fig. 2, welches die Schaltung in einer Drucksensorbetriebsweise zeigt;

Fig. 5 ist ein detailliertes schematisches Schaltbild eines Teils der Sensorschaltung der Fig. 2, welches die Schaltung in einer Temperatursensorbetriebsweise zeigt;

Fig. 6 ist ein detailliertes schematisches Schaltbild eines Teils der Sensorschaltung der Fig. 2, welches die Schaltung in einer Spannungssensorbetriebsweise zeigt;

Fig. 7 ist eine Darstellung eines Seiten-NPN-Puffers zur Verwendung in einem Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 8 ist eine Darstellung einer bipolaren Seiten-NPN- Transistorstufe;

Fig. 9 ist ein Profil, welches das Signaljustierungs­ verfahren veranschaulicht;

Fig. 10 zeigt ein Paar von Profilen, welche das Druck- Zeit- und das Temperatur-Zeit-Verhältnis veranschaulicht, das beim Erhalt der Druckkompensationswerte bei vorbe­ stimmten Temperaturen während einer Kalibrationsphase verwendet wird; und

Fig. 11 ist ein Integrationsprofil mit doppeltem Anstieg, welches die erfindungsgemäßen Kompensationseingaben veran­ schaulicht.

Detaillierte Beschreibung der Erfindung

Fig. 1 zeigt eine vereinfachte, schematische Darstellung der erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsschaltung. Im be­ sonderen wird ein Höhenmesser mit einem Temperaturbetriebs­ bereich von -10°C bis 55°C und einem Höhenbereich von -400 m bis 6000 m beschrieben. Eine Schaltung 10 weist Sensoren 12 auf, die mittels einer Sensorschnittstelle 14 an einen Ana­ log/Digital-Wandler (ADC) 16 und an einen Komparator 17 an­ geschlossen sind. Eine Hauptsteuerlogik (MCL) 18 steuert die verschiedenen Phasen des ADC 16 und erhält Eingangssignale vom ADC und dem Komparator 17. Die MCL 18 hat einen Ausgang, der mit einem internen Bus 20 verknüpft ist. Der Bus 20 ver­ bindet die Hauptsteuerlogik 18 mit einem Digital/Analog- (DA-)-Wandler 22, einem AD-Zähler 24 und einer Stromquelle 26, die an die Sensorschnittstelle 14 angeschlossen ist. Die Signalverarbeitungsschaltung 10 weist auch einen Oszillator­ kreis 30 zum Steuern der Systemtaktstufe (nicht dargestellt) auf, die ihrerseits den AD-Zähler 24 steuert.

Die Sensoren umfassen einen piezo-resistiven Sensor, der in einen Brückenkreis geschaltet ist. Es ist ersichtlich, daß der piezo-resistive Sensor durch beliebige resistive Sensoren mit einem Gleichspannungsausgang ersetzt werden könnte, der in einen Digitalwert umgewandelt werden muß. Die dem Sensor 12 zugeführte Energie ist mit Hilfe einer pro­ grammierbaren Stromquelle 26 einstellbar. Die Stromquelle 26 wird von einem Schrittwähler gehandhabt, wie unten im ein­ zelnen beschrieben wird.

Der ADC 16 wird ebenfalls unten im einzelnen erläutert. Er besteht im wesentlichen aus einem Sägezahnintegrator mit doppeltem Anstieg. Dies erlaubt es, eine dreifache Kompen­ sation durchzuführen, nämlich eine Verschiebung des Niveaus (Offset-Einstellung) in der neutralen Phase, eine Einstel­ lung der Phasenlänge während der Phase mit positivem Anstieg und eine Umformung der Referenzspannung während der an­ schließenden Phase mit negativem Anstieg.

Die Schaltung 10 sorgt unter anderem für eine Einstellung der Stromquelle, indem das Ausmaß des bei einer vorbestimm­ ten Minimaltemperatur für eine Ablesung des Ausgangssignales aus dem ADC 16 benötigten Stromes festgestellt wird. Der mit der Stromquelle 26 verbundene Schrittwähler 32 erhöht nach und nach das Ausmaß des Stromes, der den Brückenschaltungen zugeführt wird. Der Schrittwähler 32 wird von einem Digital/ Analog-Wandler 34 mit 4-Bit in 16 programmierbaren diskreten Schritten gesteuert. Die Schaltung 10 wird von einem (nicht dargestellten) externen Mikroprozessor gesteuert, der ein RAM oder ein EEPROM aufweisen kann. Sobald einmal ein Aus­ gangssignal vom ADC 16 erhalten wird, wird der Wert des Schrittwählers aufgezeichnet und im RAM bzw. EEPROM des Mi­ kroprozessors oder in einem externen RAM oder EEPROM als 4- Bit-Einheit gespeichert. Der Wert wird bei der niedrigsten Temperatur T1 erhalten, beispielsweise bei -10°C oder bei 0°C. Er wird auf eine Ablesung von annähernd 30 bis 50 Ana­ log/Digital-Umwandlungs-(ADC-)-Zählstufen umgelegt, was im Falle einer programmierbaren Temperatursignalumwandlung von 10 Bit zu einer ADC-Auflösung von 0,1°C pro Bit führt. Die­ ser Wert legt Rechenschaft über Sensorveränderungen bei der Minimaltemperatur ab, da höhere Temperaturen höhere Span­ nungsablesungen erzeugen und mittels den unten beschriebenen Kompensationsverfahren für die Temperatur ausgeglichen wer­ den. Somit werden richtige Temperaturablesungen für Tempera­ turen oberhalb der Minimaltemperatur T1 gesichert. Die an­ fängliche Spannungskorrektur wird nur einmal berechnet, und der entsprechende Wert im RAM oder EEPROM wird anschließend dazu benützt, den entsprechenden Strom an den oberen Punkt der Sensorbrücke 12 (Fig. 2) zu legen. Durch Einstellen des Stromes in der oben beschriebenen Weise werden drei Ziele erreicht: Die Temperaturablesung wird auf einen gewünschten niedrigen Wert bei einer vorbestimmten Minimaltemperatur eingestellt; es wird eine Stromersparnis durch Betrieb der Brücke bei minimalem Strom erzielt; es wird ein maximales Signal erreicht, das es gestattet, Sensoren mit geringer Empfindlichkeit zu verwenden.

Um eine maximale Wandlerauflösung zu erreichen, ist es notwendig, das Offset und den Maßstab zu justieren. Dies wird in Fig. 9 für einen 1-bar-Drucksensor veranschaulicht. Fig. 9 zeigt einen ADC-Zählschritt gegenüber dem Druckgra­ dienten, worin A das ursprüngliche, unjustierte Signal dar­ stellt, B das offset-kompensierte Signal veranschaulicht und C das offset- und für das maßstabjustierte Signal wieder­ gibt. Der in Fig. 9 in Betracht gezogene 1-bar-Drucksensor wird mit einer Stromquelle von 450-600 µA betrieben, um unter Verwendung einer Zufuhr von 3 V eine Brückendiagonalspannung von 1,75 V für die Schaltung 10 zu erzeugen. Die Offsetsignal und das Signal mit der wahren Spannweite sind bei 1,75 V Brückenspannung die folgenden:

Offset: -9 mV bis 9 mV
wahre Spannweite: 63 mV bis 98 mV.

Für einen in einem Höhenbereich von -400 bis 6000 Meter zu verwendenden Drucksensor beträgt der entsprechende Druck­ bereich 1060 bis 480 mbar. Daher werden nur etwa 580 mbar bzw. 58% der wahren Spannweite des Sensorsignals benützt. Es ist deshalb wünschenswert, das Sensorfenster so einzustel­ len, daß es in den Bereich von 1060 bis 480 mbar fällt. Dies macht es nötig, daß das Offset von -9 mV bis 9 mV in Be­ tracht gezogen wird. In ähnlicher Weise sollten 42% von 63 mV bis 98 mV der wahren Spannweite abweichend sein, was ein minimales Gesamtoffset von -9 + 27 mV = 18 mV und ein maxi­ males Offset von +9 mV + 42 mV = 51 mV ergibt.

Das verbleibende maßstäbliche Signal (Benützerbereich) wird 38 mV bis 58 mV betragen. Verteilt über 12 000 Gleich­ strom-Zählwerte (1 Zählstufe = 0,5 Meter) wird zu 3,2 bis 4,8 µV pro ADC-Bit führen.

Um die ADC-Auflösung auf eine annähernde ADC-Ablesung zwischen 500 und 700 Zählstufen bei 418 mbar (5872 Meter) einzustellen, wird zuerst eine Offset-Rohjustierung durch­ geführt. Dies geschieht bei der niedrigsten Temperatur T1 und wird als einzelner Datenbyte OS-RADJ gespeichert. Danach wird die Maßstab-Rohjustierung durchgeführt, um einen ADC- Druckwert von 14 000 ± 100 Zählstufen bei 1060 mbar (-400 Meter) zu erreichen. Dieser Wert wird im EEPROM als einzel­ ner Byte FS-RADJ gespeichert.

Die Rohjustierungen, einschließlich des Sensor-Offsets und -Maßstabes, wird für ein Drucksignal von 14 Bit zu einer ADC-Auflösung von annähernd 50 µbar pro Bit oder 0,5 Meter pro Bit führen. Sobald einmal die Ruhjustierungen durchge­ führt worden sind, wird die Schaltung 10 weiter entsprechend den in Fig. 10 veranschaulichten Kalibrationsprofilen von Temperatur bzw. Druck programmiert. Während der Kalibration der Temperatur-/Druck-Profile wird die wahre Spannweite des Sensors weiterhin getrimmt, bis der ADC genau 14 000 ADC- Zählwerte abliest. Dies wird bei jeder Kalibrationstempera­ tur getan.

Um die den Temperaturmessungen entsprechenden Kompensa­ tionswerte zu erlangen, wird die Schaltung 10 einer Kalibra­ tionsphase unterzogen, während welcher die Schaltung 10 Druck- und Temperaturkurven ausgesetzt wird. Die Schaltung 10 wird bei verschiedenen Temperaturen einer Vielzahl von Drücken ausgesetzt, und die entsprechenden Druckkompensa­ tionswerte werden aufgezeichnet. Danach wird im Laufe des Betriebes der Schaltung während der Temperaturmeßphase die Temperatur bestimmt, und die entsprechenden Kompensations­ werte werden zur Verwendung während der Druckmeßphase er­ halten. Typischerweise werden nur wenige Temperaturwerte und entsprechende Kompensationswerte für die Temperatur im RAM bzw. EEPROM des Mikroprozessors oder im externen EEPROM ge­ speichert. Alle anderen während der Meßphasen festgestellten Temperaturen werden unter Verwendung von vom Mikroprozessor durchgeführten Interpolationsverfahren erhalten. Die ver­ schiedenen Schritte bei der Kalibration der Schaltung werden nun unter Bezugnahme auf die in Fig. 10 veranschaulichten Kalibrationsprofile erläutert.

Während des Schrittes I wird die Schaltung initialisiert, um die Maximal- und die Minimalwerte zu spezifizieren, um ein Überlaufen beim Umwandeln zu vermeiden. Diese umfassen:
die schnellste Frequenz (750 kHz, um die kürzeste Inte­ gratorrampe zu erzielen)
den minimalen Druckstrom,
den minimalen FS-RADJ,
den maximalen OS-RADJ,
den mittleren FS-RADJ (± 12,5% Feinjustierungssignal für den Maßstab).

Während des Schrittes II wird der Temperaturstrom in der oben erläuterten Weise kalibriert. Das programmierbare Stromquellenregister wird in Schritten von 1 von 0 bis F vergrößert, bis mehr als 40 ADC-Zählstufen abgelesen werden können.

Während des Schrittes III wird die Offset-Rohjustierung in der oben erläuterten Weise durchgeführt.

Während des Schrittes IV wird die Maßstab-Rohjustierung in der oben erläuterten Weise durchgeführt, um bei 1060 mbar einen ADC-Druckwert von 14 000 ± 100 ADC-Zählwerten zu er­ reichen.

Während des Schrittes V wird der ADC-Takt kalibriert, um eine minimale Höhe der Integratorrampe von 1,8 V bei Umwand­ lung des wahren Signals (1060 mbar) zu erzielen. Dies wird durch Betrieb der Rampenumwandlung bei der höchsten Frequenz von 750 kHz und Beobachten einer "Umwandlung vollständig"- (CC-)-Marke erreicht. Wenn die CC-Marke als 1 gelesen wird, ist die Umwandlung vollständig, und es ist eine Rampenhöhe von 1,8 V erreicht. Falls die CC-Marke nicht auf 1 geht, wird die Frequenz verringert, bis ein "Umwandlung vollständig" erhalten wird. Die Frequenz, bei der dies geschieht, wird im EEPROM als ADC-CLOCK gespeichert.

Im Schritt VI erfolgt die Feinjustierung des Maßstabes. Das Register für die Feinjustierung des Maßstabes wird ge­ trimmt, bis ein ADC-Druckwert von genau 14 000 ADC-Zählwer­ ten bei 1060 mbar abgelesen wird. Dies wird im EEPROM als FS-FADJ (T1) für die Temperatur T1 abgespeichert. Die Fein­ justierung des Maßstabes gestattet nur eine Veränderung von 25% in der Spannweite der Rampe mit positivem Anstieg, wie in Fig. 11 durch die Bezugszahl 35 angegeben wird. Die Fein­ justierung des Maßstabes verändert den 14-Bit-Wert, indem seine niedrigeren 12 Bits voreingestellt werden, was gleich­ bedeutend mit einer Spannenveränderung von 25% ist. Für einen größeren Justierbereich könnten alle 14 Bits justiert werden.

Fig. 11 veranschaulicht die neutrale Phase 36, die Phase 37 positiven Anstiegs und die Phase 38 negativen Anstiegs des Integrators. Während der Offset-Rohjustierung wird der Ausgangspunkt der Integration in vertikaler Richtung ju­ stiert, wie durch die Bezugszahl 39 angedeutet wird. Während der Maßstab-Rohjustierung wird die Referenzspannung für den Integrator so justiert, daß der Anstieg der negativen Rampe 38 verändert wird. Wie in Fig. 11 veranschaulicht ist, wird das Offset mittels der Offset-Werte mit einer Länge von 8 Bit justiert. Die Maßstab-Rohjustierung wird durch den Roh­ justierungswert für den Maßstab mit einer Länge von 8 Bit erreicht, und die Feinjustierung für den Maßstab wird durch Voreinstellen von 12 Bits des 14-Bit-Zählers erzielt. So können 4096 Zählstufen, entsprechend 25% der maximal mögli­ chen 16 384 Zählstufen, voreingestellt werden, um eine Fein­ justierung für den Maßstab zu erreichen. Bei anderen Ausfüh­ rungsbeispielen könnten 13 oder 14 Bits voreingestellt wer­ den, um den Feinjustierungsbereich für den Maßstab zu erwei­ tern.

Im Schritt VII wird mit dem vorjustierten Temperaturstrom eine Temperaturumwandlung durchgeführt. Die Kalibrationstem­ peratur bleibt als CAL-TEMP (T1) bewahrt.

Im Schritt VIII wird mit einem vorjustierten Druckstrom, oder je nach dem verwendeten Sensor einem festen Maximal­ strom, eine Druckumwandlung durchgeführt. Der Kalibrations­ druck bleibt als CAL-PRES (T1, P1) im EEPROM bewahrt.

Im Schritt IX wird mit dem Druckstrom bei einem Druck P2 eine zweite Druckumwandlung durchgeführt und der sich er­ gebende Kalibrationsdruck als CAL-PRES (T1, P2) bewahrt.

Im Schritt X wird mit einem vorjustierten Druckstrom bei einem Druck P3 eine dritte Druckumwandlung durchgeführt und der sich ergebende Kalibrationsdruck als CAL-PRES (T1, P3) bewahrt.

Im Schritt XI wird wiederum beim Druckstrom bei einem Druck P4 eine Druckumwandlung durchgeführt und als CAL-PRES (T1, P4) bewahrt.

Für die Schritte XII bis XVII ist die Vorgehensweise ähn­ lich jener, welche oben für die Schritte VI bis IX dargelegt wurde, außer daß die Ablesungen bei einer Temperatur T2 durchgeführt werden.

Für die Schritte XVIII bis XXIII ist die Vorgehensweise wiederum ähnlich jener, welche oben für die Schritte VI bis IX beschrieben wurde, außer daß die Ablesungen bei einer Temperatur T3 abgenommen werden.

Um das Vorzeichen der Empfindlichkeit des Drucksensors für den Temperaturkoeffizienten zu erhalten, um so den 14- Bit-ADC während der Feinjustierung für den Maßstab zu trim­ men, wird das unkompensierte Eingangssignal des Drucksensors bei P1 = 1062 mbar (-400 Meter) gemessen. Dies wird während der Abkühlungsphase von Raumtemperatur auf die Temperatur T1 (beispielsweise -10°C oder 0°C) durchgeführt. Der Wert wird als Datenmarke von 1 Bit mit dem Namen TC-SIGN gespeichert.

Es sei bemerkt, daß die Feinjustierung für den Maßstab ausgeführt wird, nachdem die Äquivalente der Kalibrations­ temperatur abgelesen wurden. Die Einstellungen FS-FADJ (T1), FS-FADJ (T2) und FS-FADJ (T3) der Feinjustierung für den Maßstab werden als Datenreihe von doppeltem Byte gespei­ chert, um eine Gesamtzahl von 6 Bytes auszumachen.

Die Kalibrationstemperaturen CAL-TEMP (T1), CAL-TEMP (T2) und CAL-TEMP (T3) werden als einzelne Datenbytereihe gespei­ chert, um eine Gesamtzahl von 3 Bytes auszumachen.

Die Äquivalente CAL-PRES der Kalibrationsdrücke finden bei den Kalibrationsdrücken P1, P2, P3 und P4 statt, wobei ein jeder bei den Temperaturen T1, T2 und T3 durchgeführt wird. Die Werte werden in einer Datenreihe von doppeltem Byte mit einer Länge von 2 × 4 × 3 = 24 Bytes gespeichert.

Die während des Initialisierungsschrittes I gespeicherten Kalibrations-Sollwerte für die Temperatur und den Druck kön­ nen auf einer Floppy-Disk gespeichert werden. Der Test-PC, der mit der Floppy-Disk geladen wird, wird über einen Se­ rienanschluß die Kalibrations-Sollwerte direkt in den RAM bzw. das EEPROM des Mikroprozessors oder das externe EEPROM einschreiben. Nachdem die Kalibration von 1000 Einheiten erfolgreich durchgeführt wurde, werden die Kalibrations- Sollwerte in das RAM bzw. EEPROM abgeladen. Bei einer an­ deren Ausführungsform wird das Aufzeichnen der Sollwerte und das Abladen in das EEPROM nach dem Kalibrieren vermieden, und das Umladen der Daten vom RAM in das EEPROM wird ver­ mindert, indem die Kalibrations-Sollwerte Für Druck und Tem­ peratur vordefiniert und im ROM als Konstanten gespeichert werden. Bei einer solchen Ausführungsform wird eine feste, auf dem ROM basierende Kalibration angewandt, bei der die Kalibrations-Sollwerte im ROM (Masken-Mikroprozessor-Pro­ gramm) gespeichert werden. Die ROM-Konstanten werden in Ausdrücken von internen Druckeinheiten (IPU) definiert, wo­ bei 1 IPU = 1 ADC-Zählstufe ist und einer Höhenveränderung von 0,5 m entspricht, sowie in Ausdrücken von internen Tempe­ ratureinheiten (ITU), wobei 1 ITU = 1 ADC-Zählstufe ist und einer Temperaturveränderung von 0,1°C entspricht. Die ROM- Konstanten für einen Höhenmesser mit 1 m Anzeigeauflösung, einem Betriebsbereich von -400 m bis 6000 m und einer Tempera­ turkompensation für -5°C bis 55°C werden, wie folgt, defi­ niert:
T1 = -5°C = -50 ITU
T2 = 25°C = 250 ITU
T3 = 55°C = 550 ITU
P1 = 1060 mbar = 21 200 IPU (entsprechend -382 Meter)
P2 = 890 mbar = 17700 IPU (entsprechend 1080,2 Meter)
P3 = 680 mbar = 13600 IPU (entsprechend 3238,4 Meter)
P4 = 418 mbar = 9600 IPU (entsprechend 5872,3 Meter).

Wie oben erwähnt, beträgt der Kalibrationssignalbereich P1-P4 = 1060-480 = 580 mbar. Aus Sicherheitsgründen wur­ de ein Randbereich von 7% hinzugefügt, um einen Drucksignal­ bereich von 625 mbar für 12 500 ADC-Zählstufen (= 12 500 IPU) zu erreichen.

Da der Druckbereich zwischen 480 und 1060 mbar (-400 m bis +6000 m) eingegrenzt wurde, muß eine praktische (mathemati­ sche) Hinzufügung des gelöschten Offset durchgeführt werden, um den absoluten Druck zu erhalten. Das praktische Offset VIR-OFS ist der Unterschied zwischen dem Kalibrations-Soll­ druck, der als Konstante von 21 200 IPU und der ADC-Ausle­ sung bei P1 definiert ist, welcher so programmiert ist, daß er etwa 14 200 ± 20 ADC-Zählwerte beträgt:
VIR-OFS = 21200 - (14 200 ± 20) annähernd gleich 7000 IPU.

Dies wird während des Interpolationsverfahrens automa­ tisch durchgeführt. Das einzige Offset, welches danach hin­ zugefügt werden muß, ist das Offset des Verwenders, um die Anzeigenablesung auf einen beliebigen vom Verwender defi­ nierten oder eingestellten Druck- oder Höhenwert zu justie­ ren.

Während des normalen Sensorbetriebes der Schaltung 10 arbeitet die Schaltung 10 in einer Betriebsweise für die Temperaturmessung, die Druckmessung oder für die Spannungs­ zufuhrmessung. Der Zyklus der Temperaturmessung ist bei diesem Ausführungsbeispiel ein Zyklus von 20 Sekunden in aktiver Betriebsweise unter Anwendung einer Genauigkeit von 10 Bit. Der Zyklus der Druckmessung erfolgt bei diesem Aus­ führungsbeispiel jede Sekunde während der aktiven Betriebs­ weise bei einer Genauigkeit von 14 Bit.

Während der Ruhe-Betriebsweise werden die Zyklen sowohl der Temperaturmessung als auch der Druckmessung bei diesem Ausführungsbeispiel alle zwei Minuten durchgeführt, wobei der Zyklus der Druckmessung, je nach der Betriebsweise der Energiequelle und der "Aufweck"-Schwelle für die Feststel­ lung der Höhenveränderung, mit einer Genauigkeit von 10 bis 14 Bit ausgeführt wird.

Zusätzlich besteht ein Zyklus für die Messung der Ener­ giezufuhrspannung von 10 Bit, der dann durchgeführt wird, wenn er gebraucht wird. Es wurde gefunden, daß eine Verän­ derung der Energiezufuhr von 200 mV, im Falle der Ausfüh­ rungsform nach Fig. 3, eine Veränderung der ADC-Auslesung von einem ADC-Zählwert (1 Bit) verursacht. Diese kann leicht mittels einer einfachen linearen Interpolation kompensiert werden.

Da die IST-Temperatur dazu gebraucht wird, den Feinju­ stierwert für den Maßstab zu berechnen, muß eine Temperatur­ messung stets vor der ersten Druckmessung durchgeführt wer­ den. Um eine A/D-Umwandlung zu beginnen, wird ein Startbe­ fehl an die Schaltung 10 gesandt. Dieser startet die A/D- Umwandlung für eine gewählte Umwandlungsart: Temperaturum­ wandlung, Druckumwandlung oder Umwandlung der Energiezufuhr­ spannung. Es wird eine entsprechende Binärzahl von 4 Bit in das Umwandlungsregister der Schaltung 10 eingetragen. Die Temperaturumwandlung ist auf eine 10-Bit-Umwandlung fixiert, und die Umwandlung der Energiezufuhrspannung ist auf eine 10-Bit-Umwandlung fixiert. Dagegen besitzt die Druckumwand­ lung 4 programmierbare ADC-Auflösungen. Diese werden in ein Register für die Auflösung des ADC mittels 4-Bit-Wörter pro­ grammiert, um eine Umwandlung von 10 Bit, 12 Bit oder 14 Bit zu wählen. Der umgewandelte Wert steht an der ADC-Auslese- Verriegelung zur Verfügung. Eine ADC-Statusregister-Verrie­ gelung weist eine Marke für ein Überlaufen der Umwandlung (COV) und eine "Umwandlung vollständig"-Marke (CC). Falls CC = 1, und COV = 0, so können die entsprechenden ADC-Werte von Druck und Temperatur oder Energiezufuhrspannung aus den Aus­ lese-Verriegelungen ausgelesen werden.

Die ADC-Ablesungen von Temperatur und Druck sind nicht- Sollzahlen des ADC und müssen in ITUs (interne Temperatur­ einheiten) und IPUs (interne Druckeinheiten) umgewandelt werden. Dies erfolgt durch polynomiale Interpolation. Die sich ergebenden Solldruck- und -temperaturwerte, die as 2- Byte-Variable gespeichert werden, werden dazu verwendet, einen angezeigten Druck in mbar oder mm Quecksilbersäule bzw. in Grad C oder Grad F zu errechnen. Alternativ kann der Druck in Ausdrücken der Höhe in Meter- oder Fußeinheiten dargestellt werden.

Wie oben erwähnt, werden während des normalen Sensorbe­ triebes spezifische Feinjustierungswerte für den Maßstab durch polynomiale Interpolation aus den vorprogrammierten Werten erhalten. Es können zwei Formen der Interpolation ins Feld geführt werde: Die LaGrange-Interpolation oder die Newton-Interpolation. Die LaGrange-Interpolation hat den Vorteil, ohne Koeffizienten zu arbeiten. Somit kann die Interpolation der Funktion y = f(x) unmittelbar aus interpo­ lierten x- und y-Punkten (X0, Y0; X1, Y1; X2, Y2; X3, Y3, . . . Xn, Yn) errechnet werden. Anderseits bringt sie vieler­ lei Ausdrücke sowie Multiplikations- und Divisionsoperatio­ nen mit sich.

Anderseits erfordert die Newton-Interpolation konstante Koeffizienten. Diese werden aus den tabulierten x- und y- Punkten berechnet und als Koeffizienten C0, C1, C2, C3, . . . Cn für den späteren Gebrauch in der Interpolationsformel gespeichert.

Die Formel der Newton-Interpolation nimmt die Form:
y = f(x)
an. Für tabulierte x- und y-Punkte (X0, Y0/X1, Y1/X2, Y2/X3, Y3) ist dies:

Y = C0 + C1 _* (X-X0) + C2 (X-X0) _* (X-X1) + C3 _* (X-X0) _* (X-X1) _* (X-X2)

Die Koeffizienten C sind:

Um die temperaturkompensierte Datenreihe CAL-PRES zu errechnen, müssen die Koeffizienten für vier polynomiale Interpolationen vorberechnet werden. Diese werden in einer Datenreihe von doppeltem Byte gespeichert und haben eine Länge von 16 Byte. Dieselbe polynomiale Interpolation wird für CAL-TEMP und FS-FADJ verwendet. Die Koeffizienten für die Feinjustierungseinstellungen für den Maßstab werden in einer Datenreihe von doppeltem Byte gespeichert und haben eine Länge von 4 Byte.

Die einzigen Koeffizienten, die jedes Mal, wenn sich die Temperatur verändert, von neuem berechnet werden müssen, sind diejenigen, welche zur Errechnung von PRES-ITU benötigt werden. Das Eingangssignal für diese polynomiale Interpola­ tion dritten Grades ist der tatsächlich gemessene ADC-Druck PRES-ADC, der tatsächliche, temperaturkompensierte Kalibra­ tionsdruck CAL-PRES-T und die Kalibrations-Sollwerte für den Druck CAL-NOM-P. Da CAL-PRES-T von der Temperatur abhängig ist, erfordert jede Veränderung der Temperatur eine neuerli­ che Berechnung der drei Doppel-Byte-Koeffizienten. Alle an­ deren Interpolationen, einschließlich einer Gesamtzahl von sechs polynomialen Interpolationen zweiten Grades, benützen konstante Koeffizienten.

Bei einer Ausführungsform, bei welcher die Newton-Inter­ polation angewandt wird, werden die Koeffizienten nach der Kalibrationsstufe vom Mikroprozessor berechnet, wonach die Werte in das EEPROM abgeschoben werden. Dies erfordert eine EEPROM/Mikroprozessor-Datenverschiebung, die durch die Ver­ wendung der LaGrange-Interpolation vermieden werden kann, die eine polynomiale Interpolation zwischen vier Punkten ist. Die Formel der LaGrange-Interpolation wird, wie folgt, angegeben:

y = f(x)

für tabulierte x- und y-Punkte (X0, Y0/X1, Y1/X2, Y2/X3, Y3) ist dies:

Y = L0 _* Y0 + L1 _* Y1 + L2 _* Y2 + L3 _* Y3

worin L0, L1, L2 und L3 folgendes sind:

Um die Höhe zu errechnen, wird diese als Funktion des IST-Druckwertes PRES-IPU berechnet. Dies kann unter Verwen­ dung jeder wohlbekannten Höhenformel erfolgen. Um ROM-Platz zu sparen und die Geschwindigkeit zu erhöhen, kann die Höhe an Stelle dessen angenähert werden, indem eine lineare In­ terpolation oder eine polynomiale Interpolation verwendet wird. Bei der letzteren Lösung wird eine Höhenformel ange­ wandt, um vorberechnete Werte zu erhalten, die gespeichert und dann beim Erhalt von Zwischenwerten mittels Interpola­ tion verwendet werden. Bei einem Beispiel enthält die Hö­ hen/Druck-Datentabelle typischerweise 48 Doppel-Byte-Werte. Somit wäre das Eingangssignal PRESS-IPU, und die Ausgabe wäre die tatsächliche Höhe in Metern x2 = interne Höhen­ einheiten (IAU).

Eine größere Genauigkeit läge in einem Verfahren zur Annäherung der Internationalen Barometrischen Höhenformel und in der Verwendung einer polynomialen Interpolation, wie sie zur Berechnung des Umgebungsdruckes PRESS-IPU verwendet wurde. Es ist klar, daß eine polynomiale Interpolation eine größere Genauigkeit nur dann liefert, wenn ein hochgradiges Polynom angewandt wird. Dies hat jedoch den Nachteil der Erhöhung des ROM-Platzbedarfes und der Verminderung der Ge­ schwindigkeit.

Die Schaltung wird nun unter Bezugnahme auf die schemati­ schen Darstellungen zweier Ausführungsbeispiele des Sensor­ schaltungschips (Fig. 2 und 3) im einzelnen erläutert. Fig. 2 ist eine schematische Darstellung eines erfindungsgemäßen Drucksensor-Schaltungschips Fig. 3 ist ein schematisches Schaltbild einer anderen Ausführungsform eines erfindungsge­ mäßen Drucksensor-Schaltungschips. Die Fig. 2 und 3 zeigen die Sensoren 12 so, daß sie ein Paar von piezo-resistiven Sensorstreifen aufweisen, die in einer Brückenschaltung an eine Drucksensorschaltung angeschlossen sind. Die Hauptener­ giezufuhr V_DD ist mit dem Eingang 40 verbunden. Wie oben er­ wähnt, kann die Spannungszufuhr zur Sensorbrücke vorgewählt und einmal justiert werden. Die temperaturäquivalente Span­ nung am Brückensensor wird bestimmt und mittels der Strom­ quelle 26 kompensiert. Wie mit Bezug auf Fig. 1 beschrieben wurde, instruiert der 4-Bit-Digital/Analog-Wandler 34 den Schrittwähler 32 in sechzehn programmierbaren diskreten Schritten. Dies führt dazu, daß über die Schnittstelle 14, die die Form eines Multiplexers annimmt, Strom entsprechen­ der Stärke an die jeweiligen Sensorbrücken 12 angelegt wird. Durch Einjustieren des Stromes zu den Brücken wird das Sen­ sorsignal für den gewünschten Bereich der Ausgangsspannung entsprechend einjustiert. An Stelle dessen kann die Spannung an der Oberseite der Brücke mit Hilfe einer Spannungsquelle eingestellt werden. Die Sensoren 12 der Brückenschaltungen (Fig. 1) sind über den Multiplexer 14 (Ausführungsbeispiel der Fig. 2) oder den Multiplexer 41 (Ausführungsbeispiel der Fig. 3) mit einem zweiten Multiplexer 42 verbunden (Fig. 2 und 3). Die Multiplexer 14, 41 dienen dazu, das entsprechen­ de Eingangssignal, beispielsweise Druck oder Temperatur oder Zufuhrspannung, zum ADC 16 zu schalten. Während der Sensor­ betriebsart für die Zufuhrspannung schaltet ein Spannungs­ teiler 43 die Zufuhrspannung in den ADC 16. Der Multiplexer 42 verbindet seinerseits die entsprechenden Signale an den ADC 16: Die Offset-Kompensationsspannung (abgeleitet vom Offset-Rohjustierungswert), das Sensorsignal oder Rohjustie­ rungsspannung für den Maßstab. Dem ADC 16 geht ein Puffer/ Verstärker 44 voraus, der unten im einzelnen erläutert wird. Die Schaltung wird auch im einzelnen mit Bezug auf die Fig. 4 bis 6 erläutert, welche den ADC 16 in jeder seiner drei Betriebsarten veranschaulichende Schaltbilder sind: der Sen­ sorbetriebsart für den Druck, der Sensorbetriebsart für die Temperatur und der Sensorbetriebsart für die Energiezufuhr. Der ADC 16 weist einen Integrator 46 auf, der mit den Brüc­ kenschaltungen 12 verbunden ist (Fig. 4 und 5). Wie in den Fig. 2 und 3 gezeigt wird, sind die Multiplexer sowie der Puffer/Verstärker 44 zwischen den Brückenschal­ tungen 12 und dem Integrator 46 untergebracht. Die Rohju­ stierungsspannung für den Maßstab bildet die Referenzspan­ nung und diktiert den Anstieg des negativen Anstiegabschnit­ tes des Integrationsvorganges. Sie geht aus dem Rohjustie­ rungswert für den Maßstab im EEPROM oder RAM des Mikropro­ zessors oder im (nicht dargestellten) externen EEPROM hervor und läuft über die Schnittstelle 28, den Bus 20, die Regi­ ster 48, einen Multiplexer 50, den D/A-Wandler 22, den Mul­ tiplexer 41, den Multiplexer 42 und den Puffer/Verstärker 44 zum negativen Eingang, wie in Fig. 1 veranschaulicht wird. Der Multiplexer 50 läßt entweder den OFFset-Kompensations­ wert oder den Rohjustierungswert für den Maßstab zum Digi­ tal/Analog-Wandler 22 jeweils zur Zufuhr zu einer Offset- Speicherkapazität 52 (Fig. 4) oder zum ADC durch. Die Spei­ cherkapazität 52 für das Spannungsoffset ist zwischen den Puffer/Verstärker 44 und den negativen Eingang des Inte­ grators 46 geschaltet. Wie oben erwähnt, stellt der Mikro­ prozessor während des normalen Sensorbetriebes fest, ob eine Temperaturmessung, eine Druckmessung oder eine Messung der Zufuhrspannung durchgeführt werden soll. Von den Sensoren 12 erhaltene Druckmessungen werden im ADC 16 justiert, indem die entsprechende Umgebungstemperatur und/oder Chip-Tempe­ ratur der Meßschaltung in Rechnung gestellt wird. Die Umge­ bungstemperatur kann gemessen werden, indem ein separater Temperatursensorkreis für eine rasche Temperaturanzeige ver­ wendet wird. Typischerweise wird jedoch für die Kompensation des Temperaturfehlers eine größere Genauigkeit gefordert. Dies erfolgt, indem die Temperatur an der Oberseite 53 (TOB) der Brücke gemessen und der ADC 16 eingesetzt wird. Bei Aus­ führungsformen, bei denen kein separater Umgebungstempera­ tursensor vorgesehen ist, wird die Temperatur an der Ober­ seite 53 der Brücke gemessen, wobei der ADC 16 derart be­ nutzt wird, wie unten im einzelnen mit Bezug auf Fig. 5 be­ schrieben wird. In vorbestimmten Intervallen oder wenn es vom Benützer gewünscht wird, wird eine Temperatursensorpe­ riode abgerufen. Wie oben erwähnt wurde, kann auch die Tem­ peratur des Chip überwacht werden. Dies geschieht unter Be­ nützung eines separaten Chiptemperatursensors 54 (Fig. 3) für den Fall, daß die Sensoren 12 und die Verarbeitungs­ schaltung physisch genügend weit voneinander im Abstand lie­ gen, daß Temperaturunterschiede zwischen den Sensoren und der Schaltung zu einem bedeutenden Faktor werden. Verände­ rungen der Chip- und der Umgebungstemperatur beeinträchtigen die Druckmessungen und werden in das Druckmeßverfahren ein­ geschlossen, wie unten im einzelnen beschrieben wird. Die verschiedenen Betriebsarten: Druckmessung, Temperaturmessung und die Messung der Zufuhrspannung werden unten im einzelnen erläutert. Fig. 1 veranschaulicht eine separate Temperatur­ sensorschaltung. Wenn eine rasche, weniger genaue 8-Bit-Tem­ peraturmessung erfolgen soll, beispielsweise mit einem Tem­ peratursensor am Chip oder mit dem (nicht gezeigten) exter­ nen Umgebungstemperatursensor oder durch Abfühlen von Span­ nungsveränderungen an der Oberseite der Sensorbrücke, so wird sie so überwacht, indem das Signal zum Komparator 17 (Fig. 1) geführt wird. Der andere Eingang des Komparators 17 ist mit dem A/D-Zähler 24 verbunden. Der Zähler 24 steigert die Spannung inkremental, bis die Spannung die Brückenspan­ nung übersteigt, worauf das Ausgangssignal des Komparators 17 den Zähler 24 anhält. Der sich ergebende Zählerwert von 6 Bit wird dazu benutzt, vom RAM bzw. EEPROM des Mikroprozes­ sors oder von einem externen EEPROM einen entsprechenden vorgespeicherten Kompensationswert für die Spannung zu er­ halten, um das Drucksignal von den Sensoren 12 während der Druckabfühlung im Hinblick auf Temperaturfehler zu justie­ ren. Es ist klar, daß dies nur dann geschehen kann, wenn die Temperaturauflösung von 8 Bit (255 Zählwerte) ausreicht, um den mit der Temperatur zusammenhängenden Fehler des Drucksensors zu korrigieren. Es sei jedoch bemerkt, daß für einen Höhenmesser mit einer Auflösung von 1 m wenigstens 10 Bit (1024 ADC-Zählwerte) verwendet werden müssen, um die notwendige Kompensation des Temperaturfehlers zu erreichen, da eine Veränderung von 0,2°C die Ablesung des Höhenmessers (Druckes) um so viel wie 2-4 m verändern kann.

Der prinzipielle Betrieb des Integrators mit doppeltem Anstieg wird unter Bezugnahme auf Fig. 11 und die Schaltung in Fig. 4 beschrieben. Die Spannung an der Kapazität 52 ju­ stiert den Ausgangspunkt des Integrators, indem der Aus­ gangspunkt angehoben oder abgesenkt wird. Somit werden in der neutralen Phase jedwede Abweichungen der internen Schal­ tung, wie Spannungsverschiebungen und langfristige Insta­ bilitäten durch Justieren des Ausgangspunktes des Integra­ tors auf ein zuvor gemessenes und programmiertes Spannungs­ niveau korrigiert, wodurch die Abweichungsspannung der Sensorbrücken auf Grund von Offsets in der Sensorbrücke ausgeschaltet werden. Dieser Offset-Kompensationswert wird, wie oben beschrieben, abgeleitet und im EEPROM oder RAM des Mikroprozessors oder im externen EEPROM für den späteren Gebrauch gespeichert. Während des Abfühlens des Druckes werden die Offset-Kompensationswerte vom EEPROM oder RAM des Mikroprozessors oder vom externen EEPROM erhalten und werden dem 8-Bit-D/A-Wandler 22 zugeführt. Das sich ergebende Ana­ logsignal wird an die Kapazität 52 geführt, die mit dem ne­ gativen Eingang des Integrators 46 verbunden ist. Dies bringt praktisch eine Nullpunktspannung am negativen Eingang des Integrators 46 hervor und wird somit auch als automati­ sches Nullsetzen bezeichnet. Um die Kapazität 52 aufzuladen, werden Kommutatoren 55, 56, 57 geschlossen, während die übrigen in Fig. 4 veranschaulichten Kommutatoren geöffnet werden.

Während der positiven Phase des Integrationsverfahrens werden die Kommutatoren 56, 58, 59, 60, 61 und 62 geschlos­ sen, wenn eine Druckmessung durchgeführt wird, und die übri­ gen Kommutatoren in Fig. 4 werden geöffnet. Das Signal vom Sensor 12 wird somit zum Integrator 46 (Fig. 4) geliefert. Dies ist eine negative Spannung, deren Größe durch die Auf­ ladung der Kapazität 52 automatisch justiert wird. Die ne­ gative Spannung am negativen Eingang des Integrators 46 ver­ anlaßt das Fließen eines Stromes vom Integrator 46 weg und durch den Widerstand 63 hindurch. Daher erhöht sich die Aus­ gangsspannung des Integrators 46 mit einer der Eingangsspan­ nung proportionalen Rate. Die Ausgangsspannung steigert sich während eines festen Zeitraumes, wenn sich die Kapazität 64 des Integrators auflädt. Auch auf Fig. 1 Bezug nehmend, ist der Aufladezeitraum von fester Dauer und wird durch den Zäh­ ler 24 sowie die Taktzyklen bestimmt, die durch den Taktge­ ber 66 festgelegt werden, der mit dem Oszillator 30 verbun­ den ist. Der Zähler 24 ist ein programmierbarer Zähler von 14 Bit. Somit vermag der Zähler bis zu einem Maximum von 214 Impulse vom Taktgeber 66 zu zählen. So wird der programmier­ bare Zähler während der Phase positiven Anstiegs dazu be­ nützt, 12 bis 14 Bit des Feinjustierungsbereiches für den Maßstab voreinzustellen. Der mit dem Oszillator 30 über einen Impulsgenerator 68 verbundene Taktgeber 66 legt das entsprechende Taktsignal an den Zähler 24. Ein Zähler in der Hauptsteuerlogik zählt die Anzahl der Taktimpulse und be­ endet die Phase positiven Anstiegs nach einer festen, vorbe­ stimmten Zeitdauer. Am Ende dieser Phase wird der Zähler auf 0 zurückgestellt. Das Taktsignal wird von einem R/C-Oszil­ lator am Chip mit programmierbaren Frequenzen von 500, 600, 700 und 800 kHz erzeugt. Dies wird in Fig. 2 veranschaulicht und allgemein durch die Bezugszahl 30 angegeben. In einem in Fig. 3 veranschaulichten anderen Ausführungsbeispiel wird ein Kristall 70 für eine Anwendung mit hoher Geschwindigkeit benützt, um mit einem programmierbaren PLL-Kreis am Chip bis zu 4 MHz zu erzielen.

Während der Phase negativen Anstiegs sind die Kommutato­ ren 56, 60 geschlossen und die verbleibenden Kommutatoren in Fig. 4 geöffnet. Es sei bemerkt, daß die Kommutatoren (bzw. Schalter) in den Fig. 4, 5 und 6 als gesonderte Schalter dargestellt sind. Einige davon bilden jedoch einen Teil der Multiplexer 41, 42 in Fig. 1. Der negative Eingang des Inte­ grators 46 ist somit während der Integrationsphase negativen Anstiegs mit einer Referenzspannung verbunden. Diese wird durch den Digital/Analog-Wandler (DAC) 22 von 8 Bit gelie­ fert. Dem DAC 22 wird seinerseits Energie durch eine Span­ nungsreferenz 71 zugeführt. An diesem Punkte kehrt der Strom in den Integrator die Richtung um und ist der Referenzspan­ nung proportional. Somit nimmt die Ausgangsspannung des In­ tegrators 46 linear mit einer der Referenzspannung propor­ tionalen Steigung ab. Gleichzeitig wird der Zähler 24 frei­ gegeben und zählt die Impulse aus dem Taktgeber 66 mit fe­ ster Frequenz. Wenn die Ausgangsspannung des Integrators 46 die ursprüngliche Ausgangsspannung an der Kapazität 52 er­ reicht, signalisiert der Komparator 72 der Hauptsteuerlogik 18, den Zähler 24 abzustellen, und es wird ein "Umwandlung vollständig"-Signal durch einen zweiten Komparator 74 er­ zeugt. Der letztliche Zählerwert wird auf Ausgangsregister 76 (Fig. 1) übertragen. Wenn der Zähler 24 100% des vorpro­ grammierten Maßstabwertes erreicht haben sollte, bevor der Integrator praktisch die Nullspannung erreicht hat, wird ein Umwandlungsüberlaufsignal erzeugt, und die Integration abge­ brochen. Das Umwandlungsüberlaufsignal und das "Umwandlung vollständig"-Signal können beide als Marken aus dem Status- Ausgangsregister der MCL 18 abgerufen werden. Es kann ge­ zeigt werden, daß der Inhalt des Zählers 24 am Ende des Umwandlungsvorganges V_in/V_ref proportional ist.

Worin V_in gleich der gemessenen Eingangsspannung aus der Sensorbrücke ist, und
V_ref die dem Integrator während der Phase negativen An­ stiegs zugeführte Referenzspannung ist.

So gibt der Zählerwert eine digitale Darstellung der Sen­ sorspannung wieder, wobei die Referenzspannung so einge­ stellt werden kann, daß sie die Empfindlichkeit des Sensors und die Signalveränderungen (Rohjustierung des Maßstabes) in Rechnung stellt. Die Werte der Referenzspannung werden vom EEPROM oder RAM des Mikroprozessors oder vom externen EEPROM erhalten und entsprechen den Kompensationswerten der Tempe­ ratur, welche von vorprogrammierten, im EEPROM 88 während der Kalibrationsphase eingespeicherten Werten abgeleitet werden. Der Mikroprozessor sichert, daß die entsprechenden Werte aus dem EEPROM oder RAM herausgelesen und im D/A-Wand­ ler 22 in Analogform umgewandelt werden. Dies wird in Fig. 1 veranschaulicht. Die Hauptsteuerlogik 18 leitet die entspre­ chenden Daten an den D/A-Wandler 22 weiter, um den ADC 16 einzurichten. Die digitalen Werte werden in den Registern 48 gespeichert, bevor sie zum D/A-Wandler 22 gesandt werden. Die Register 48 sind mit dem D/A-Wandler 22 über den Multiplexer 50 verbunden.

Während der Analog/Digital-Umwandlung führen ein ADC mit programmierbarem doppelten Anstieg (PDSADC) und die Haupt­ steuerlogik 18 die Signalkompensation automatisch durch. Wie oben erläutert wurde, werden nur wenige Auswahlwerte vorge­ speichert, wonach die speziellen Kompensationswerte durch polynomiales Interpolieren zwischen den Kalibrationspunkten errechnet werden. So findet die Kompensation im ADC 16 statt. Wie oben erwähnt wurde, kann die Temperatur durch den ADC-Kreis in ähnlicher Weise gemessen werden, wie sie für die Druckmessungen beschrieben wurde. Die Temperatur wird in vorbestimmten Intervallen auf den letzten Stand gebracht, oder es kann ein externer Steuerschalter oder ein Schalt­ kasten vorgesehen werden, um einen Temperatursensorbetrieb, einen Drucksensorbetrieb oder einen Sensorbetrieb für die Energiezufuhr abzurufen, wenn es gewünscht wird. Die Schal­ tung, welche den Temperatursensorbetrieb im einzelnen ver­ anschaulicht, ist in Fig. 5 gezeigt. Während der neutralen Phase oder der Phase des automatischen Nullsetzens sind die Kommutatoren 55, 59, 78 und 80 geschlossen, während die ver­ bleibenden, in Fig. 5 dargestellten Kommutatoren geöffnet sind. Während der Phase positiven Anstiegs oder der Auf­ wärtssteigung sind die Kommutatoren 59, 78 und 82 geschlos­ sen, wogegen die verbleibenden, in Fig. 5 dargestellten Kom­ mutatoren geöffnet sind. Während der Phase negativen An­ stiegs oder der Abwärtssteigung sind die Kommutatoren 59, 80 und 56 geschlossen, wogegen die verbleibenden, in Fig. 5 dargestellten Kommutatoren geöffnet sind. Fig. 5 veran­ schaulicht, daß das positive Eingangssignal des Integrators 46 mit der Oberseite 53 der Brücke verbunden ist. Die Brücke wird von der Strom- bzw. Spannungsquelle 86 versorgt, die ihrerseits durch den DAC 34 gesteuert wird.

Die Schaltung wird während des Sensorbetriebs für die Spannungszufuhr in Fig. 6 veranschaulicht. Wie beim Abfühlen des Druckes oder der Temperatur bringt das Abfühlen der Spannung einen Integrationsvorgang mit sich, der eine neu­ trale Phase oder Phase des automatischen Nullsetzens, eine Phase positiven Anstiegs und eine Phase negativen Anstiegs aufweist. Während der neutralen Phase oder der Phase des automatischen Nullsetzens sind die Kommutatoren 55, 86 und 88 geschlossen, während die verbleibenden, in Fig. 6 darge­ stellten Kommutatoren geöffnet sind. Während der Phase posi­ tiven Anstiegs sind die Kommutatoren 86, 88 und 90 geschlos­ sen, wogegen die verbleibenden, in Fig. 6 dargestellten Kom­ mutatoren geöffnet sind. Während der Phase negativen An­ stiegs oder der Abwärtssteigung sind die Kommutatoren 86 und 92 geschlossen, wogegen die verbleibenden, in Fig. 6 darge­ stellten Kommutatoren geöffnet sind. Fig. 6 veranschaulicht auch den mit der Energiezufuhr verbundenen Spannungsteiler 42.

Wie oben erwähnt, ist es eines der Merkmale der Erfin­ dung, die Genauigkeit zu verbessern. Es ist deshalb wün­ schenswert, das Rauschen auf ein Minimum zu reduzieren. Die Verwendung eines einzigen Verstärker/Puffers 44 mit wenig Rauschen gestattet es, das Gesamtgeräusch auf annähernd 2 bis 3 µV pro Bit zu verringern, wenn CMOS-Einrichtungen ver­ wendet werden. Eine weitere Geräuschreduktion kann durch Anwendung eines am selben IC wie die CMOS-Einrichtung ange­ ordneten Seiten-NPN-Puffers mit einem implementierten bipo­ larartigen Vorderende geringen Geräusches erzielt werden, wie er in den Fig. 7 und 8 veranschaulicht wird. Das Ge­ samtgeräusch kann dadurch auf so niedrige Werte reduziert werden, wie 1 µV ADC-Bit. Fig. 8 ist eine schematische Dar­ stellung des Verstärker/Puffers 44 geringen Rauschens, wel­ cher eine bipolare Seiten-NPN-Transistorstufe als Teil der erfindungsgemäßen Schaltung aufweist. Die Seiten-NPN-Transi­ storstufe weist ein Paar von bipolarartigen Transistoren 94, 95 auf. Jeder dieser Transistoren 94, 95 umfaßt zwei Kollek­ toren 96, 97, wobei die Kollektoren 96 an V_DD angeschlossen und die Kollektoren 97 mit Transistoren 98, 99 verbunden sind. Jeder der Transistoren 94, 95 weist einen Emitter 100 auf, welche Emitter 100 mit einem Transistor 101 verbunden sind. Der Transistor 94 umfaßt ferner eine Basis 102, und der Transistor 95 umfaßt eine Basis 103. Der Aufbau des Seiten-NPN-Verstärker/Puffers ist in Fig. 7 veranschaulicht und zeigt deutlich die N- und die P-Dopierung, welche sowohl den normalen vertikalen Fluß als auch einen seitlichen Stromfluß zuläßt, wie jeweils durch die Pfeile 104, 105 an­ gedeutet wird. Wie in Fig. 7 gezeigt ist, stellt der Strom­ fluß in vertikaler Richtung annähernd 80% des Gesamtstrom­ flusses dar. Der bipolare Seiten-NPN-Transistor basiert auf einem CMOS- und NMOS-Transistor mit zwei Mehrfachtoren 106 und drei N+Diffusionen 108 in einem einzigen P-Loch 110. Die Anwendung eines solchen bipolaren Seiten-NPN-Transistors führt zu einer deutlichen Geräuschverminderung.

Wie oben erwähnt, ist auch eine Kompensation der Energie­ zufuhr vorgesehen. Dies wird automatisch durch die Schaltung 10 mit einer integrierten Bandlückenreferenz vorgesehen, die sehr stabil ist, und die Schaltung ist so ausgelegt, daß Veränderungen von V_DD aus der A/D-Umwandlung gelöscht wer­ den. Für größere Fluktuationen wird das V_DD-Eingangssignal während einer Kalibrationsphase dem Multiplexer 41 zuge­ führt. Das binäre Äquivalent der Energiezufuhrspannung wird erzeugt, um Kompensationswerte für verschiedene Spannungs­ fluktuationen zu schaffen. Spezielle Spannungsfluktuationen können durch lineare Interpolation errechnet werden, da ein Spannungsabfall von 200 mV den ADC-Wert dazu veranlassen wird, um 1 Bit zu fallen.

Da die Umwandlung durch die Schaltung 10 auf einem pro­ grammierbaren System basiert, was die Verwendung unnötiger Hartverdrahtung vermeidet, ist ersichtlich, daß die Schal­ tung in hohem Maße an verschiedene Umgebungen anpaßbar ist. Bei einer bevorzugten Form der Schaltung 10 ist die Schal­ tung auf einem CMOS-Mikrochip integriert. Sie kann mittels einer Mikroprozessor-Schnittstelle 28 in der oben beschrie­ benen Weise an einen externen Computer angeschlossen werden. An Stelle dessen könnte ein Mikroprozessor, das RAM, ROM, EEPROM und die Daten-I/Q′s am selben Chip wie die Schaltung 10 integriert werden. Die die Hauptsteuerlogik 18 und die Mikroprozessor-Schnittstelle 28 an einen externen Mikropro­ zessor anschließende Verbindungseinrichtung weist Datenlei­ tungen D0-D3, eine ALE-Fenster-(ALE strobe), eine Lese-Fen­ ster-(Read strobe), eine Schreib-Fenster-(Write strobe) und eine Chip-(CS)-Wählleitung auf. Ein (nicht dargestellter) Serieneingang mit vier Leitungen könnte an Stelle des Pa­ ralleleingangs vorgesehen werden. Ein Norm-Mikrodrahteingang umfaßt Dateneingangs- und -ausgangsleitungen DI und DO, eine Taktleitung CK und eine Chip-(CS)-Wählleitung. Zwei Instruk­ tionsregister von 4 Bit sind in der Mikroprozessor-Schnitt­ stelle 28 vorgesehen. Logische Steuerwörter, die in die Re­ gister geladen werden, werden durch zwei Steuerwortdecoder 111 von 4 Bit decodiert. Das sich ergebende Ausgangssignal steuert die einzelnen Steuerkomponenten der Hauptsteuerlogik 18.

Durch Verwendung eines einzigen Puffer/Verstärkers 44 hoher Genauigkeit (Fig. 4, 5 und 6) mit einem Widerstand 112, der in den Puffer/Verstärker-Kreis geschaltet werden kann, werden verschiedene Vorteile erreicht. Während der Ka­ librationspahse arbeitet der Puffer/Verstärker 44 bei ge­ schlossenem Kommutator 59, um einen Verstärkungsfaktor von 1 zu erzielen, wodurch er einfach als Puffer wirkt. Während der Signalverarbeitungsphase kann ein Verstärkungsfaktor von 5 erreicht werden, wenn ein geeigneter fester, innerer Wi­ derstand 112 benützt wird, indem der Kommutator 59 geöffnet wird, um den Widerstand 112 einzuschalten und indem man die Einrichtung 44 als Verstärker arbeiten läßt, um das Ein­ gangssignal zu verstärken. Die erhöhte Verstärkung gestattet es, die vollen 14 Bit des Zählers 24 auszunutzen, selbst wenn ein geringes Sensormaßstabsignal, das so klein ist wie 16 mV, angelegt wird, wodurch die Auflösung des ADC auf 14 Bit erhöht wird. Somit besitzt die Einrichtung 44 einen pro­ grammierbaren Verstärkungsfaktor. Da das Maßstabsignal ju­ stierbar ist, braucht keine Komponente mit hoher Genauigkeit verwendet werden. Jeglicher Verstärkungsfehler wird automa­ tisch durch das ADC-System mit programmierbarem doppelten anstieg (PDLADC) kompensiert. Während der Phase negativen Anstiegs, wenn die Referenzspannung vom EEPROM an den Inte­ grator 46 angelegt wird, besteht keine Notwendigkeit, das Signal zu verstärken. Der Kommutator 59 ist geöffnet, und der Verstärker 44 dient als Puffer. Sie gestattet auch die Verwendung einer einzigen Zufuhr von 3 V und schaltet den Bedarf an einem Spannungsverdoppler aus, um den notwendigen Spannungsbereich zu erlangen. In dem in Fig. 4 veranschauli­ chten Ausführungsbeispiel wird der Verstarkungsfaktor des Verstärkers 44 durch den Wert des Widerstandes 112 gesteu­ ert. Typischerweise ist dieser Widerstand ein interner Wi­ derstand, der einen festen, wählbaren Verstärkungsfaktor liefert. An Stelle dessen kann ein Verstärker mit program­ mierbarem Verstärkungsfaktor, beispielsweise einem 4-Bit- programmierbarem Verstärkungsfaktor, verwendet werden. Eine weitere Option besteht darin, einen festen externen Wider­ stand zu haben, der so gewählt ist, daß er, je nach der An­ wendung der Sensoren, den entsprechenden Verstärkungsfaktor auswählt.

Es ist ersichtlich, daß nach jedem Sensorzyklus für den Druck oder die Temperatur eine neutrale Phase auftritt, in welcher Zeit der Schaltung die Gelegenheit gegeben wird, sich zu stabilisieren, bevor an die Kapazität 52 wiederum die Offset-Spannung angelegt wird. Diese Stabilisierungspe­ riode kann mittels der in den Fig. 4, 5 und 6 veranschau­ lichten Superladungstechnik verringert werden. Superladungs­ schalter 114 und 115 werden kurzzeitig geschlossen, um hohe Ströme an verschiedene Teile der Schaltung 10 anlegen zu lassen, wodurch sich die Schaltung rasch stabilisiert.

Wie oben erwähnt, sind auch der Digital/Analog-Wandler 34 von 4 Bit zum Justieren der Spannungs- bzw. Stromquelle 86 und der Digital/Analog-Wandler 22 von 8 Bit für die Offset- Rohjustierung und die Rohjustierung des Maßstabes in der Schaltung 10 enthalten.

In dem in Fig. 2 veranschaulichten Ausführungsbeispiel ist ein Einschalter 116 für den Sensor vorgesehen. Es können Feuchtigkeitsdetektoren zum Abschalten des Schalters 116 bei Fehlen von Feuchtigkeit eingeschlossen werden. In Gegenwart von Feuchtigkeit wird der Schalter 116 eingeschaltet und eine Markierung erzeugt, um den Mikroprozessor vor dieser Tatsache zu warnen. Es ist klar, daß ein solcher Detektor bei einem unter Wasser zu verwendenden Druckmesser, bei Tauchcomputern u. dgl. zweckmäßig wäre. Der mit einem Kreis 117 verbundene Schalter 116 erlaubt es der Schaltung 10, in einer Betriebsweise mit niedriger Energie zu arbeiten, bei welcher der R/C-Kreis angehalten und nur der Sensorschalter 116 aktiviert bleibt, der nur 0,2 µA zieht, aktiviert bleibt. Ein interner Widerstandskreis mit einem Stromspiegel (einem Teil des Kreises 117) mit einem Widerstand von 2-3 MOhm wird dazu benötigt, das Vorhandensein frischen Wassers am Schalter 116 festzustellen.

Durch die intern (Fig. 2) oder extern (Fig. 3) mit einer (nicht dargestellten) Kapazität des Chips verbundene Schal­ tung 118 (Fig. 2 und 3) wird eine automatische Rückstell­ funktion der Energieeinschaltung geschaffen.

Ein weiteres, in einer bevorzugten Ausführungsform einge­ bautes Merkmal liegt in einer Stromspar-Betriebsweise, bei welcher den Sensoren nur dann Strom zugeführt wird, wenn sich die Sensoren im Sensorbetrieb sind und das Signal inte­ griert wird, d. h. in der Phase positiven Anstiegs (annähernd 1/3 der gesamten A/D-Umwandlungszeit).

Die in Fig. 3 veranschaulichte Schaltung weist ferner verschiedene Merkmale auf, die sie für industrielle Anwen­ dungen für die Verwendung der Verfahrensregelung geeignet machen. Es ist eine Mehrzahl von Strom- bzw. Spannungsquel­ len 26 vorgesehen. Eine Strom- bzw. Spannungsquelle kann so angeschlossen sein, daß sie schaltbar ist, so daß sie Ener­ gie nur während der Sensorzyklen liefert, während eine an­ dere Quelle ständig mit den Sensoren verbunden sein kann. Die Verwendung einer ständig angeschlossenen Strom- bzw. Spannungsquelle erlaubt es anderen Analogkreisen, wie pro­ grammierbaren Verstärkern, mit den Sensoren verbunden zu sein, wobei gesichert wird, daß ein konstantes Analog-Aus­ gangssignal von den Sensoren erhalten wird. Dies gestattet es, die Sensoren zu jeder Zeit durch die daran angeschlosse­ nen Analogkreise zu überwachen. Um dies zu erreichen, wird eine Mehrzahl von Leitungen zu den Sensoren multiplexiert, im die zusätzlichen Analogkreise an die Sensoren anzu­ schließen. Eine Rückkopplung mit einem digitalen Spannungs­ messer kann mittels Steckern 122 (DVM1/DVM2) in Fig. 3 vor­ gesehen werden, um den Analogkreis zu steuern. Der Span­ nungsregler und Spannungsverdoppler 124 am Chip kann den notwendigen plus/minus-Spannungsausgang erzeugen, um die Analogschaltung und das IC selbst durch eine Verbindung über einen JFFET direkt zu Energiezufuhren von +35 V zu betrieben, wie sie bei vielen industriellen Anwendungen verwendet wer­ den. Wenn beispielsweise ein programmierbarer Verstärker an­ geschlossen wird, kann sich eine Rückkopplungsleitung vom Ausgang des Verstärkers zum Regeln des Verstärkers zu den Eingängen 122 erstrecken. Die Energiezufuhr zu solchen ex­ ternen programmierbaren Verstärkern kann auch vom IC mit seinem Spannungsregler 124 her erfolgen, wie in Fig. 3 zu sehen ist. Die in Fig. 3 veranschaulichte Schaltung weist verschiedene andere Merkmale auf, wie eine Bandlückenrefe­ renz, einen Spannungsverdoppler und programmierbare V_DD-V_SS, wie allgemein durch den Spannungsreglerblock 124 angedeutet wird.

Obwohl die Schaltungen speziell für die Verwendung beim Messen des Druckes beschrieben wurden, ist ersichtlich, daß die erläuterten Konzepte zum Messen jedes anderen Wertes anwendbar sind, der mit einem resistiven Sensor abgefühlt werden kann. Dies umfaßt beispielsweise das Gewicht, die Kraft, die Temperatur, den Druck, die Beschleunigung, die Feuchtigkeit, ein magnetisches Feld, den pH, die Leitfähig­ keit etc.

Claims (58)

1. Vorrichtung zur Meßsignalkompensation, welche folgendes aufweist:
einen Analog/Digital-Wandler, welcher in einer Integrationsbetriebsweise mit doppeltem Anstieg arbeitet, welcher Wandler einen Integrator mit einem ersten Eingangs­ anschluß zum wahlweisen Erhalt entweder des analogen Meß­ signales oder einer Referenzspannung umfaßt, und einem zwei­ ten Eingangsanschluß zum Erhalt einer Regelspannung, wobei der Wandler ferner einen an einen Ausgang des Integrators angeschlossenen Komparator sowie einen Zähler zum Kontrol­ lieren der Anzahl von Schritten während der positiven An­ stiegsphase der Integration aufweist;
eine mit dem ersten Eingangsanschluß des Integra­ tors verbundene Steuerung zur Lieferung der Referenzspannung an den Integrator während einer negativen Anstiegsphase der Integration; und
einen Verstärker mit schaltbarem Verstärkungsfak­ tor, wobei ein Ausgang des Verstärkers mit dem ersten Ein­ gangsanschluß des Integrators verbunden ist und wobei die Steuerung einen Mikroprozessor aufweist.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Steuerung einen Datenspeicher aufweist, der mit dem Mikroprozessor verbunden ist, wobei die Vorrichtung des weiteren einen Di­ gital/Analog-Wandler zur Erzeugung der Referenzspannung auf Grund eines vom Datenspeicher gelieferten Digitalwertes um­ faßt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der der Speicher mit dem Digital/Analog-Wandler verbunden ist, und die im Speicher gespeicherten Daten einen digitalen Offset-Kompen­ sationswert, einen vorprogrammierten Rohjustierwert für den Maßstab sowie vorprogrammierte Feinjustierwerte für den Maß­ stab umfassen.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der der digitale Offset-Kompensationswert und der vorprogrammierte Rohju­ stierwert jeweils ein 8-Bit-Wort umfaßt, und die vorprogram­ mierten Feinjustierwerte für den Maßstab 12-Bit-Wörter auf­ weisen.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Referenz­ spannung dem vom Speicher gelieferten digitalen Rohjustier­ wert von 8 Bit für den Maßstab entspricht, um für eine Roh­ justierung des Maßstabes des Integrators zu sorgen.

6. Vorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Feinju­ stierwerte für den Maßstab durch Interpolation aus den vor­ programmierten Feinjustierwerten für den Maßstab errechnet und zum Einstellen der vom Zähler gezählten Schrittanze verwendet werden.

7. Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der der erste Eingangsanschluß des Integrators eine Kapazität aufweist, welche auf eine Offset-Kompensationsspannung entsprechend dem digitalen Offset-Kompensationswert aufgeladen wird.

8. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der mindestens ein Sensor in eine zugehörige Brückenschaltung geschaltet ist, wobei das Meßsignal aus wenigstens einer Brückenschal­ tung abgeleitet wird.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, welche ferner eine programmierbare Stromquelle oder Spannungsquelle aufweist, die mit einem von dem wenigstens einen Sensor verbunden ist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, bei der die Vorrich­ tung eine Mehrzahl von Sensoren sowie einen Schalter zum wahlweisen Anschließen der Stromquelle oder der Spannungs­ quelle an einen beliebigen aus der Mehrzahl von Sensoren aufweist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 9, bei der die program­ mierbare Stromquelle oder Spannungsquelle einen Schrittwäh­ ler umfaßt.

12. Vorrichtung nach Anspruch 8, welche ferner mit je­ dem Sensor eine Mehrzahl von Stromquellen oder Spannungs­ quellen verbunden ist.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, bei der die program­ mierbare Stromquelle oder Spannungsquelle jeweils einen Schrittwähler umfaßt.

14. Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der der Wert des Schrittwählers bei vorbestimmter Minimaltemperatur, für die ein Ausgangssignal vom Komparator erhalten wird, im Speicher abgespeichert ist.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, bei der die vorpro­ grammierten Feinjustierwerte für den Maßstab Kompensations­ werten entsprechen, die für vorbestimmte Temperaturen und Drücke erhalten wurden.

16. Vorrichtung nach Anspruch 15, bei der der Mikro­ prozessor so programmiert ist, daß er Temperatur- und Druck­ kompensationswerte durch Interpolation unter Verwendung der im Datenspeicher gespeicherten vorprogrammierten Feinju­ stierwerte für den Maßstab errechnet.

17. Vorrichtung nach Anspruch 8, welche ferner einen Multiplexer aufweist, der zwischen den Speicher und den Di­ gital/Analog-Wandler geschaltet ist, um entweder den Offset- Kompensationswert oder den Rohjustierwert für den Maßstab an den Digital/Analog-Wandler zu übertragen.

18. Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der der Speicher eine elektrisch löschbare und programmierbare Nur-Lese-Spei­ chereinrichtung umfaßt.

19. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Verstär­ ker für Eigenschaften geringen Geräusches einen Puffer/Ver­ stärker mit einer Seiten-NPN-Puffereinrichtung umfaßt.

20. Vorrichtung nach Anspruch 1, welche ferner eine Superladungs-Schalteinrichtung zum raschen Stabilisieren der Vorrichtung während der neutralen Phasen der Integration und beim Schalten zwischen unterschiedlichen Signalen aufweist.

21. Vorrichtung zum Verarbeiten analoger Meßsignale, welche folgendes aufweist:
einen Analog/Digital-Wandler, welcher einen Inte­ grator mit doppeltem Anstieg umfaßt, der in der Phase nega­ tiven Anstiegs mit einer Referenzspannung für die Rohjustie­ rung des Maßstabes arbeitet;
einer Speichereinheit zum Speichern eines Refe­ renzwertes für die Rohjustierung des Maßstabes, welcher der Referenzspannung für die Rohjustierung des Maßstabes ent­ spricht;
einem zwischen die Speichereinheit und den Inte­ grator geschalteten Digital/Analog-Wandler; und
einem Verstärker mit schaltbarem Verstärkungsfak­ tor, der mit dem Integrator zum Verstärken der analogen Meß­ signale während der Phase positiven Anstiegs der Integration verbunden ist.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, welche ferner eine Superladungs-Schalteinrichtung zum raschen Stabilisieren der Vorrichtung während der neutralen Phasen der Integration aufweist.

23. Vorrichtung nach Anspruch 21, bei der der Verstär­ ker mit schaltbarem Verstärkungsfaktor ein Verstärker mit programmierbarem Verstärkungsfaktor ist.

24. Vorrichtung nach Anspruch 21, bei der der Verstär­ ker für Eigenschaften geringen Geräusches einen-Puffer/Ver­ stärker mit einer Seiten-NPN-Puffereinrichtung umfaßt.

25. Vorrichtung nach Anspruch 21, bei der in der Speichereinheit ein Offset-Kompensationswert gespeichert ist, und der Analog/Digital-Wandler eine Kapazität zur Spei­ cherung der Offset-Kompensationsspannung zum Kompensieren der Spannungsabweichung während einer neutralen Phase der Integration aufweist, wobei die Kapazität zur Speicherung der Offset-Kompensationsspannung eine mit dem Offset-Kompen­ sationswert in Beziehung stehende Spannung erhält.

26. Vorrichtung nach Anspruch 21, welche ferner einen Multiplexer aufweist, der mit einem Ausgang an den Digital/ Analog-Wandler und mit einem Eingang an die Speichereinheit angeschlossen ist.

27. Vorrichtung nach Anspruch 21, welche ferner eine Schnittstelle für einen Mikroprozessor für den Anschluß eines externen Mikroprozessors aufweist.

28. Vorrichtung nach Anspruch 25, welche ferner eine Steuereinrichtung zum Steuern der Übertragung des Offset- Kompensationswertes.für die Kapazität zur Speicherung der Offset-Kompensationsspannung und der Übertragung des Refe­ renzwertes für die Rohjustierung des Maßstabes aufweist.

29. Vorrichtung zum Verarbeiten analoger Meßsignale, welche folgendes aufweist:
einen Analog/Digital-Wandler, welcher einen Inte­ grator mit doppeltem Anstieg umfaßt;
einen Zähler zum Kontrollieren der Anzahl von In­ tegrationsschritten während der positiven Anstiegsphase der Integration;
eine Speichereinrichtung zum Speichern vorprogram­ mierter Feinjustierwerte für den Maßstab;
eine Steuerung zum Errechnen spezifischer Kompen­ sationswerte aus den vorprogrammierten Feinjustierwerten für den Maßstab, um die Anzahl der Integrationsschritte des Zäh­ lers zu kontrollieren; und
einem Verstärker mit schaltbarem Verstärkungsfak­ tor, der mit dem Integrator zum Verstärken der analogen Meß­ signale während der Phase positiven Anstiegs der Integration verbunden ist.

30. Vorrichtung nach Anspruch 21, bei der die spezifi­ schen Kompensationswerte durch Interpolation aus den vorpro­ grammierten Feinjustierwerten für den Maßstab errechnet wer­ den.

31. Vorrichtung nach Anspruch 29, welche ferner eine Superladungs-Schalteinrichtung zum raschen Stabilisieren der Vorrichtung während der neutralen Phasen der Integration aufweist.

32. Vorrichtung nach Anspruch 29, bei der der Verstär­ ker mit schaltbarem Verstärkungsfaktor ein Verstärker mit programmierbarem Verstärkungsfaktor ist.

33. Vorrichtung nach Anspruch 29, bei der der Verstär­ ker für Eigenschaften geringen Geräusches einen Puffer/Ver­ stärker mit einer Seiten-NPN-Puffereinrichtung umfaßt.

34. Vorrichtung nach Anspruch 29, welche ferner eine Schnitt stelle für einen Mikroprozessor für den Anschluß eines externen Mikroprozessors aufweist.

35. Vorrichtung nach Anspruch 29, welche ferner einen programmierbaren Taktgeber aufweist, der zum Justieren der Frequenz der Zählereinrichtung mit der Zählereinrichtung verbunden ist.

36. Verfahren zur Meßsignalkompensation, welches fol­ gendes umfaßt:
Bereitstellen eines Analog/Digital-Wandlers, wel­ cher einen Integrator mit doppeltem Anstieg aufweist, der einen Eingangsanschluß zum Erhalt eines analogen Meßsignales besitzt, und einen mit einem Ausgang des Integrators verbun­ denen Komparator;
Bereitstellen einer wählbaren Integrationszeit während einer Integrationsphase positiven Anstiegs mit Hilfe eines Zählers;
Anlegen einer Referenzspannung für die Rohjustie­ rung des Maßstabes an den Eingangsanschluß des Integrators während einer Integrationsphase negativen Anstiegs; und
Justieren der Verstärkung des an den Eingangsan­ schluß des Integrators während der Integrationsphase positi­ ven Anstiegs angelegten Signals.

37. Verfahren nach Anspruch 36, bei dem eine Referenz­ spannung für die Rohjustierung des Maßstabes unser der pro­ grammierbaren Kontrolle eines Mikroprozessors an den Ein­ gangsanschluß angelegt wird.

38. Verfahren nach Anspruch 36, welches ferner folgendes umfaßt:
Bereitstellung einer vorbestimmten Offset-Kompen­ sationsspannung unter der programmierbaren Kontrolle eines Mikroprozessors an den Eingangsanschluß des Integrators zum Einstellen von dessen Ausgangspunkt der Integration.

39. Verfahren nach Anspruch 37, bei dem digitale Daten unter der Kontrolle eines Mikroprozessors aus einem Daten­ speicher geliefert werden, und die Daten einen Offset-Kom­ pensationswert umfassen, der für die Offset-Kompensations­ spannung repräsentativ ist, vorprogrammierte Feinjustier­ werte für den Maßstab, um die Integrationszeit während der Phase positiven Anstiegs einzustellen, und einen vorpro­ grammierten Referenzwert für den Gebrauch bei der Lieferung der Referenzspannung für die Rohjustierung des Maßstabes an den Integrator.

40. Verfahren nach Anspruch 39, bei dem in einem Di­ gital/Analog-Wandler der Offset-Kompensationswert in die Offset-Kompensationsspannung umgewandelt wird, und der Re­ ferenzwert in die Referenzspannung für die Rohjustierung des Maßstabes umgewandelt wird, bevor sie an den Integrator an­ gelegt werden.

41. Verfahren nach Anspruch 39, welches ferner eine Kalibrationsphase umfaßt, während welcher die vorprogram­ mierten Feinjustierwerte für den Maßstab und der vorprogram­ mierte Referenzwert im Datenspeicher gespeichert werden.

42. Verfahren nach Anspruch 39, bei dem der Datenspei­ cher eine elektrisch löschbare und programmierbare Nur-Lese- Speichereinrichtung umfaßt.

43. Verfahren nach Anspruch 37, bei dem die Offset- Kompensationsspannung an den Integrator angelegt wird, indem eine mit dem Eingangsanschluß verbundene Kapazität aufgela­ den wird.

44. Verfahren nach Anspruch 39, welches ferner den Verfahrensschritt des Errechnens spezifischer Feinjustier­ werte für den Maßstab durch Interpolation aus den vorpro­ grammierten Feinjustierwerten für den Maßstab aufweist.

45. Verfahren nach Anspruch 44, bei dem die Interpola­ tion eine polynomiale Interpolation unter Benutzung der Gleichung: Y = L0 _* Y0 + L1 _* Y1 + L2 _* Y2 + L3 _* Y3ist, worin L0, L1, L2 und L3 folgendes sind:

46. Verfahren nach Anspruch 44, bei dem die vorpro­ grammierten Referenzwerte zu den Feinjustierwerten für den Maßstab für verschiedene vorbestimmte Temperaturen und Drücke erhaltene vorprogrammierte Kompensationswerte sind.

47. Verfahren nach Anspruch 36, bei dem das Meßsignal von einem Sensor in einer Brückenschaltung abgeleitet wird, wobei das Verfahren ferner folgendes umfaßt:
allmähliches Steigern des der Brückenschaltung bei einer vorbestimmten Minimaltemperatur zugeführten Stromes, bis vom Komparator ein Signal erhalten wird, wobei die Größe des Stromes für eine Kompensationsspannung für einen Kompo­ nentenfehler repräsentativ ist.

48. Verfahren nach Anspruch 47, bei dem die dem der Brückenschaltung zugeführten Strom entsprechenden Daten im Datenspeicher als Kompensationswert für den Komponentenfeh­ ler gespeichert werden.

49. Verfahren nach Anspruch 39, welches ferner den Verfahrensschritt des Multiplexens der Übertragung der di­ gitalen Daten an einen Digital/Analog-Wandler umfaßt, um dem Digital/Analog-Wandler wahlweise den Offset-Kompensations­ wert oder den vorprogrammierten Referenzwert zu liefern.

50. Verfahren nach Anspruch 46, welches ferner einen Drucksensor vorsieht, wobei die vorprogrammierten Feinju­ stierwerte für den Maßstab während der Kalibrationsphase durch Aussetzen des Drucksensors an vorbestimmte Temperatur- und Druckveränderungen bestimmt werden.

51. Verfahren nach Anspruch 44, bei dem der Analog/Di­ gital-Wandler in einer Temperatursensorbetriebsweise betrie­ ben wird, um Temperaturmessungen zu erhalten, und in einer Drucksensorbetriebsweise, um Druckmessungen zu erhalten, wo­ bei die in einer Betriebsart erhaltenen Werte zum Errechnen spezifischer Feinjustierwerte für den Maßstab in der an­ schließenden Betriebsart verwendet werden.

52. Verfahren nach Anspruch 51, bei dem die Tempera­ tursensorbetriebsweise und die Drucksensorbetriebsweise ent­ weder in vorbestimmten Intervallen oder mittels eines Steu­ erschalters dann in Anspruch genommen werden, wenn es ge­ wünscht wird.

53. Verfahren nach Anspruch 44, bei dem der Analog/Di­ gital-Wandler in einer Temperatursensorbetriebsweise betrie­ ben wird, wobei das Verfahren ein Stromsparverfahren umfaßt, bei welchem Strom nur während der Integrationsphase positi­ ven Anstiegs dem Sensor zugeführt wird.

54. Verfahren nach Anspruch 36, welches ferner die Anwendung von Superladungsverfahren während der Phasen eines neutralen Anstiegs umfaßt, um eine hohe Rate an Meßsignal­ kompensationen zu erleichtern.

55. Verfahren nach Anspruch 41, welches ferner das Kalibrieren des Taktes umfaßt, um eine minimale vorbestimmte Höhe der Integratorrampe zu erreichen.

56. Verfahren nach Anspruch 55, bei dem das Kalibrie­ ren des Taktes das Einjustieren der Taktfrequenz umfaßt, um eine gewünschte Frequenz zu erhalten, und das Speichern der gewünschten Frequenz im Datenspeicher.

57. Verfahren nach Anspruch 44, bei dem der Digital/ Analog-Wandler in vorbestimmten Intervallen oder falls es gewünscht wird, Veränderungen der dem Wandler zugeführten Energie zu kompensieren, in einer Energiesensorbetriebsweise betrieben wird.

58. Verfahren nach Anspruch 57, bei dem die spezifi­ schen Kompensationswerte für die Energiezufuhr durch Inter­ polation aus im Datenspeicher gespeicherten vorprogrammier­ ten Kompensationswerten für die Energiezufuhr errechnet wer­ den, um Veränderungen der dem Wandler zugeführten Energie zu kompensieren.