JPH0946225A - マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路 - Google Patents
マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路Info
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- JPH0946225A JPH0946225A JP7194785A JP19478595A JPH0946225A JP H0946225 A JPH0946225 A JP H0946225A JP 7194785 A JP7194785 A JP 7194785A JP 19478595 A JP19478595 A JP 19478595A JP H0946225 A JPH0946225 A JP H0946225A
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 10
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/18—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop
- H03L7/183—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number
- H03L7/185—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using a frequency divider or counter in the loop a time difference being used for locking the loop, the counter counting between fixed numbers or the frequency divider dividing by a fixed number using a mixer in the loop
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- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】位相雑音が大きく、高周波領域において周波数
の安定した発振出力信号を得ることが困難である。 【解決手段】VCO1は変調信号s15と位相同期制御
信号S7に基づいて高周波信号を生成する。分配器2b
は前記高周波信号を2分配し、一方を発振出力信号s2
bとして出力する。n逓倍器11とマイクロ波増幅器9
bは、基準信号をn逓倍するとともにレベル調整を行
う。分配器2aはマイクロ波増幅器9bからの出力を2
分配して、一方を比較信号s10、他方を局部発振信号
s12とする。周波数ミキサ3とマイクロ波増幅器9a
は、分配器2bの他方の出力と局部発振信号s12とを
用いて、中間周波数信号s14を生成する。位相比較器
6は中間周波数信号s14と比較信号10とを比較して
誤差信号6を出力する。LPF7は、誤差信号s6から
不要信号を除去して、位相同期制御信号s7を生成す
る。
の安定した発振出力信号を得ることが困難である。 【解決手段】VCO1は変調信号s15と位相同期制御
信号S7に基づいて高周波信号を生成する。分配器2b
は前記高周波信号を2分配し、一方を発振出力信号s2
bとして出力する。n逓倍器11とマイクロ波増幅器9
bは、基準信号をn逓倍するとともにレベル調整を行
う。分配器2aはマイクロ波増幅器9bからの出力を2
分配して、一方を比較信号s10、他方を局部発振信号
s12とする。周波数ミキサ3とマイクロ波増幅器9a
は、分配器2bの他方の出力と局部発振信号s12とを
用いて、中間周波数信号s14を生成する。位相比較器
6は中間周波数信号s14と比較信号10とを比較して
誤差信号6を出力する。LPF7は、誤差信号s6から
不要信号を除去して、位相同期制御信号s7を生成す
る。
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波・ミリ
波帯位相同期発振回路に関し、特に、高周波数領域にお
いて周波数安定度が高く、位相雑音の少ないマイクロ波
・ミリ波帯位相同期発振回路に関する。
波帯位相同期発振回路に関し、特に、高周波数領域にお
いて周波数安定度が高く、位相雑音の少ないマイクロ波
・ミリ波帯位相同期発振回路に関する。
【0002】
【従来の技術】近年、情報量の増大に伴い、マイクロ波
やミリ波のような高周波での通信が注目されている。こ
のマイクロ波・ミリ波帯における通信において使用する
マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路には、高い周波
数安定度が要求される。
やミリ波のような高周波での通信が注目されている。こ
のマイクロ波・ミリ波帯における通信において使用する
マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路には、高い周波
数安定度が要求される。
【0003】図5は、従来のマイクロ波・ミリ波帯位相
同期発振回路の一例を示すブロック図である(特開平6
−152243号公報)。この図において、1は電圧制
御発振器(以下、VCOと記す)、2は分配器、3は周
波数ミキサ、4は分周器、5は基準信号源、6は位相比
較器、7は低域フィルタ(LPF)、8は局部発振器で
ある。
同期発振回路の一例を示すブロック図である(特開平6
−152243号公報)。この図において、1は電圧制
御発振器(以下、VCOと記す)、2は分配器、3は周
波数ミキサ、4は分周器、5は基準信号源、6は位相比
較器、7は低域フィルタ(LPF)、8は局部発振器で
ある。
【0004】この位相同期発振回路では、VCO1の出
力を分配器2により2つに分け、一方を発振出力信号と
し、もう一方を位相同期制御信号生成用に利用してい
る。ここで、ディジタル分周器4の動作周波数が、実用
上12GHz程度以下であるため、周波数ミキサ3と局
部発振器(発振周波数fs)8の組み合わせによって、
分配器出力(周波数fc)をディジタル型分周器4(分
周率=d)の動作周波数fIFまで、ダウンコンバート
した後、ディジタル型分周波器4により、基準信号源5
の周波数frまで周波数変換(fdiv=(fc−fs)/
d))している。そして、この信号と基準信号源5の信
号(周波数fr)が位相比較器6に入力される。この位
相比較器6により、前記2つの信号の位相が比較され、
誤差信号が出力される。この誤差信号はLPF7で不要
信号が除去され、VCO1の位相同期制御信号となる。
これにより、周波数の安定化が図られている。
力を分配器2により2つに分け、一方を発振出力信号と
し、もう一方を位相同期制御信号生成用に利用してい
る。ここで、ディジタル分周器4の動作周波数が、実用
上12GHz程度以下であるため、周波数ミキサ3と局
部発振器(発振周波数fs)8の組み合わせによって、
分配器出力(周波数fc)をディジタル型分周器4(分
周率=d)の動作周波数fIFまで、ダウンコンバート
した後、ディジタル型分周波器4により、基準信号源5
の周波数frまで周波数変換(fdiv=(fc−fs)/
d))している。そして、この信号と基準信号源5の信
号(周波数fr)が位相比較器6に入力される。この位
相比較器6により、前記2つの信号の位相が比較され、
誤差信号が出力される。この誤差信号はLPF7で不要
信号が除去され、VCO1の位相同期制御信号となる。
これにより、周波数の安定化が図られている。
【0005】図5の構成では、ディジタル分周器4が用
いられているが、これを用いず、周波数ミキサ3により
分配器2の出力を基準信号源5の周波数まで、直接ダウ
ンコンバートし、この信号fIFと基準信号frを位相
比較器6へ入力する構成も可能である。
いられているが、これを用いず、周波数ミキサ3により
分配器2の出力を基準信号源5の周波数まで、直接ダウ
ンコンバートし、この信号fIFと基準信号frを位相
比較器6へ入力する構成も可能である。
【0006】しかしながら、以上のような構成の位相同
期発振回路では、局部発振器8として、高周波領域にお
ける周波数安定度の優れたものが必要であり、装置が複
雑になる。また、コスト高を引き起こす。
期発振回路では、局部発振器8として、高周波領域にお
ける周波数安定度の優れたものが必要であり、装置が複
雑になる。また、コスト高を引き起こす。
【0007】そこで、図6に示すような、周波数分周手
段としてアナログ型の分周器10を用いる回路が知られ
ている。
段としてアナログ型の分周器10を用いる回路が知られ
ている。
【0008】この回路では、周波数ミキサ3からの出力
信号(周波数fc/2)の一部を、増幅器9を通して周
波数ミキサ3の局部発振信号入力端子へ帰還している、
すなわちフィードバックループを形成している。このた
め、フィードバックループ内にあるランダム雑音が増幅
器9で増幅され、周波数fc/2の雑音レベルが高くな
る。周波数ミキサ3は、VCO1からの信号fcと前記
のfc/2の信号(増幅器9の出力)が周波数混合さ
れ、周波数ミキサ3からの出力端子には、fc,fc±
fc/2の成分が出力される。このうちの周波数fc/
2の成分が再び、増幅器9で増幅され、周波数ミキサ3
の局部発振信号入力端子へと帰還される。この過程を繰
り返すことにより、フィードバックループ内で周波数f
c/2の信号が成長し、定常状態でVCO1の発振周波
数fcの2分周成分fc/2が得られる。ここで、周波
数fc/2より外れた雑音成分は、前記の過程を繰り返
すことにより、増幅器の伝送帯域外になり、周波数成分
fc/2が残る。
信号(周波数fc/2)の一部を、増幅器9を通して周
波数ミキサ3の局部発振信号入力端子へ帰還している、
すなわちフィードバックループを形成している。このた
め、フィードバックループ内にあるランダム雑音が増幅
器9で増幅され、周波数fc/2の雑音レベルが高くな
る。周波数ミキサ3は、VCO1からの信号fcと前記
のfc/2の信号(増幅器9の出力)が周波数混合さ
れ、周波数ミキサ3からの出力端子には、fc,fc±
fc/2の成分が出力される。このうちの周波数fc/
2の成分が再び、増幅器9で増幅され、周波数ミキサ3
の局部発振信号入力端子へと帰還される。この過程を繰
り返すことにより、フィードバックループ内で周波数f
c/2の信号が成長し、定常状態でVCO1の発振周波
数fcの2分周成分fc/2が得られる。ここで、周波
数fc/2より外れた雑音成分は、前記の過程を繰り返
すことにより、増幅器の伝送帯域外になり、周波数成分
fc/2が残る。
【0009】このように、図6の構成では、アナログ的
に周波数ミキサ3によって信号を2分周し、その周波数
の下げられた信号を通常のディジタル分周器4へ入力す
るため、図5の従来例のように、周波数安定度の高い局
部発振信号源を使用する必要がない。
に周波数ミキサ3によって信号を2分周し、その周波数
の下げられた信号を通常のディジタル分周器4へ入力す
るため、図5の従来例のように、周波数安定度の高い局
部発振信号源を使用する必要がない。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た図6の構成では、アナログ型分周器10の分周率が1
/2と小さい。このため、ディジタル分周器4の動作周
波数が12GHz程度以下であることを考慮すると、分
配器2の出力すなわち発振出力信号の周波数が30GH
z以上のミリ波帯域において使用することは非常に困難
である。
た図6の構成では、アナログ型分周器10の分周率が1
/2と小さい。このため、ディジタル分周器4の動作周
波数が12GHz程度以下であることを考慮すると、分
配器2の出力すなわち発振出力信号の周波数が30GH
z以上のミリ波帯域において使用することは非常に困難
である。
【0011】また、フィードバックループ内において周
波数ミキサ3に入力する信号は、フィードバックループ
内のランダム雑音の成長による信号を直接用いるため、
信号の純度が悪く、位相雑音がかなり大きくなってしま
う。このため、周波数ミキサ3内で付加される雑音が大
きく、位相同期ループ20内の雑音の影響が大きくな
り、その結果VCO1の位相雑音に大きく影響してしま
う。
波数ミキサ3に入力する信号は、フィードバックループ
内のランダム雑音の成長による信号を直接用いるため、
信号の純度が悪く、位相雑音がかなり大きくなってしま
う。このため、周波数ミキサ3内で付加される雑音が大
きく、位相同期ループ20内の雑音の影響が大きくな
り、その結果VCO1の位相雑音に大きく影響してしま
う。
【0012】本発明は、上記課題を解決するためになさ
れたものであって、位相雑音が小さく高周波領域での周
波数安定度の優れたマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振
回路を提供することを目的とする。
れたものであって、位相雑音が小さく高周波領域での周
波数安定度の優れたマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振
回路を提供することを目的とする。
【0013】
【課題を解決するための手段】請求項1に記載のマイク
ロ波・ミリ波帯位相同期発振回路は、変調信号と位相同
期制御信号に基づいて高周波信号を生成する発振手段
と、高周波信号を分けて、一方を発振出力信号として出
力する第1の分配手段と、基準信号をn逓倍するn逓倍
手段と、n逓倍手段からの出力を2分配して、一方を比
較信号、他方を局部発振信号とする第2の分配手段と、
第1の分配手段の他方の出力と局部発振信号とを用いて
中間周波数信号を生成する周波数混合手段と、中間周波
数信号と比較信号とを比較して誤差信号を出力する位相
比較手段と、誤差信号から不要信号を除去して、前記位
相同期制御信号を生成する低域通過手段と、を備えてな
るものである。
ロ波・ミリ波帯位相同期発振回路は、変調信号と位相同
期制御信号に基づいて高周波信号を生成する発振手段
と、高周波信号を分けて、一方を発振出力信号として出
力する第1の分配手段と、基準信号をn逓倍するn逓倍
手段と、n逓倍手段からの出力を2分配して、一方を比
較信号、他方を局部発振信号とする第2の分配手段と、
第1の分配手段の他方の出力と局部発振信号とを用いて
中間周波数信号を生成する周波数混合手段と、中間周波
数信号と比較信号とを比較して誤差信号を出力する位相
比較手段と、誤差信号から不要信号を除去して、前記位
相同期制御信号を生成する低域通過手段と、を備えてな
るものである。
【0014】上記構成では、n逓倍手段により基準信号
をn逓倍して、比較信号と局部発振信号を生成する。ま
た、周波数混合手段が、発振手段の出力を第1の分配手
段で分けて生成した信号と前記局部発振信号とを用い
て、中間周波数信号を生成し、位相比較手段が中間周波
数信号と前記比較信号を比較する。これにより、比較信
号及び局部発振信号を、基準信号と同程度に周波数の安
定した信号とすることができ、ひいては発振手段からの
発振出力信号の周波数安定度を、基準信号の周波数安定
度と同程度まで向上させることが可能となり、位相雑音
特性を低減することができる。
をn逓倍して、比較信号と局部発振信号を生成する。ま
た、周波数混合手段が、発振手段の出力を第1の分配手
段で分けて生成した信号と前記局部発振信号とを用い
て、中間周波数信号を生成し、位相比較手段が中間周波
数信号と前記比較信号を比較する。これにより、比較信
号及び局部発振信号を、基準信号と同程度に周波数の安
定した信号とすることができ、ひいては発振手段からの
発振出力信号の周波数安定度を、基準信号の周波数安定
度と同程度まで向上させることが可能となり、位相雑音
特性を低減することができる。
【0015】請求項2に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路は、変調信号と位相同期制御信号に基づ
いて高周波信号を生成する発振手段と、高周波信号を分
けて、一方を発振出力信号として出力する第1の分配手
段と、基準信号を2分配する第2の分配手段と、第2の
分配手段の一方の出力をn逓倍して、比較信号を生成す
るn逓倍手段と、第2の分配手段の他方の出力をm逓倍
して、局部発振信号を生成するm逓倍手段と、第1の分
配手段の他方の出力と局部発振信号とを用いて中間周波
数信号を生成する周波数混合手段と、中間周波数信号と
比較信号とを比較して誤差信号を出力する位相比較手段
と、誤差信号から不要信号を除去して、前記位相同期制
御信号を生成する低域通過手段と、を備えてなるもので
ある。
相同期発振回路は、変調信号と位相同期制御信号に基づ
いて高周波信号を生成する発振手段と、高周波信号を分
けて、一方を発振出力信号として出力する第1の分配手
段と、基準信号を2分配する第2の分配手段と、第2の
分配手段の一方の出力をn逓倍して、比較信号を生成す
るn逓倍手段と、第2の分配手段の他方の出力をm逓倍
して、局部発振信号を生成するm逓倍手段と、第1の分
配手段の他方の出力と局部発振信号とを用いて中間周波
数信号を生成する周波数混合手段と、中間周波数信号と
比較信号とを比較して誤差信号を出力する位相比較手段
と、誤差信号から不要信号を除去して、前記位相同期制
御信号を生成する低域通過手段と、を備えてなるもので
ある。
【0016】上記構成では、n逓倍手段が基準信号を2
分配した信号から比較信号を生成する。また、m逓倍手
段が基準信号を2分配した信号から局部発振信号を生成
する。そして、周波数混合手段が、発振手段の出力を第
1の分配手段で分けて生成した信号と前記局部発振信号
を用いて、中間周波数信号を生成し、位相比較手段がそ
の信号と前記比較信号を比較する。これにより、比較信
号及び局部発振信号を基準信号と同程度に周波数の安定
した信号とすることができ、ひいては発振手段からの発
振出力信号の周波数安定度を基準信号の周波数安定度と
同程度まで向上させることが可能となり、位相雑音特性
を低減することができる。
分配した信号から比較信号を生成する。また、m逓倍手
段が基準信号を2分配した信号から局部発振信号を生成
する。そして、周波数混合手段が、発振手段の出力を第
1の分配手段で分けて生成した信号と前記局部発振信号
を用いて、中間周波数信号を生成し、位相比較手段がそ
の信号と前記比較信号を比較する。これにより、比較信
号及び局部発振信号を基準信号と同程度に周波数の安定
した信号とすることができ、ひいては発振手段からの発
振出力信号の周波数安定度を基準信号の周波数安定度と
同程度まで向上させることが可能となり、位相雑音特性
を低減することができる。
【0017】更に、n逓倍手段とm逓倍手段の逓倍次数
n,mを変化させれば、発振手段の出力の周波数を変え
ることができるため、発振出力信号の周波数設計におけ
る自由度が増大する。
n,mを変化させれば、発振手段の出力の周波数を変え
ることができるため、発振出力信号の周波数設計におけ
る自由度が増大する。
【0018】請求項3に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路は、請求項2に記載のマイクロ波・ミリ
波帯位相同期発振回路において、前記周波数混合手段
が、局部発振信号の高調波を生成する高調波混合手段か
らなることを特徴とするものである。
相同期発振回路は、請求項2に記載のマイクロ波・ミリ
波帯位相同期発振回路において、前記周波数混合手段
が、局部発振信号の高調波を生成する高調波混合手段か
らなることを特徴とするものである。
【0019】このマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回
路は、高調波混合手段において局部発振信号のk次高調
波を生成する。このため、m逓倍手段の逓倍次数mを請
求項2の場合の1/kとすることができる。従って、m
逓倍手段での変換損失を低減することが可能となり、増
幅器を用いてヘテロダイン方式とすることによって、発
振出力信号のC/N比と位相雑音特性を改善することが
できる。
路は、高調波混合手段において局部発振信号のk次高調
波を生成する。このため、m逓倍手段の逓倍次数mを請
求項2の場合の1/kとすることができる。従って、m
逓倍手段での変換損失を低減することが可能となり、増
幅器を用いてヘテロダイン方式とすることによって、発
振出力信号のC/N比と位相雑音特性を改善することが
できる。
【0020】請求項4に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路は、請求項1乃至請求項3のいずれかに
記載のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路におい
て、発振手段が、基本波信号と基本波信号の高調波信号
を生成する高調波発振手段からなり、第1の分配手段が
基本波信号と高調波信号を分離し、高調波信号を発振出
力信号として出力する分波手段からなるものである。
相同期発振回路は、請求項1乃至請求項3のいずれかに
記載のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路におい
て、発振手段が、基本波信号と基本波信号の高調波信号
を生成する高調波発振手段からなり、第1の分配手段が
基本波信号と高調波信号を分離し、高調波信号を発振出
力信号として出力する分波手段からなるものである。
【0021】このマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回
路は、請求項1〜請求項3に記載のものの発振手段がh
次高調波を発生するマイクロ波半導体等からなってお
り、また、第1の分配手段が基本波信号とh次高調波を
分離する分波手段からなっている。このため、請求項1
〜請求項3に記載のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振
回路と同一の発振出力周波数を得る場合、n逓倍手段,
m逓倍手段の逓倍次数n,mを1/hに下げることがで
きる。これにより、n逓倍手段,m逓倍手段での変換損
失を低減することができ、位相雑音を低減することがで
きる。また、周波数混合手段,位相比較手段等の他の構
成要素の動作周波数を低くすることができ、回路構成を
簡略化することが可能となる。
路は、請求項1〜請求項3に記載のものの発振手段がh
次高調波を発生するマイクロ波半導体等からなってお
り、また、第1の分配手段が基本波信号とh次高調波を
分離する分波手段からなっている。このため、請求項1
〜請求項3に記載のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振
回路と同一の発振出力周波数を得る場合、n逓倍手段,
m逓倍手段の逓倍次数n,mを1/hに下げることがで
きる。これにより、n逓倍手段,m逓倍手段での変換損
失を低減することができ、位相雑音を低減することがで
きる。また、周波数混合手段,位相比較手段等の他の構
成要素の動作周波数を低くすることができ、回路構成を
簡略化することが可能となる。
【0022】
【発明の実施の形態】以下、図面に基づいて本発明の実
施形態を説明する。
施形態を説明する。
【0023】(第1の実施形態)図1は本実施形態を示
す構成図である。図1において図5,6と同一部分につ
いては同一符号を付している。図に示すように、本実施
形態は、発振手段(VCO)1,第1の分配手段(分配
器)2b,周波数混合手段(周波数ミキサ3、及び、マ
イクロ波増幅器9a),基準信号源5,n逓倍手段(n
逓倍器11、及び、マイクロ波増幅器9b),第2の分
配手段(分配器)2a,位相比較手段(位相比較器)
6,低域通過手段(低域フィルタ(LPF))7からな
っている。
す構成図である。図1において図5,6と同一部分につ
いては同一符号を付している。図に示すように、本実施
形態は、発振手段(VCO)1,第1の分配手段(分配
器)2b,周波数混合手段(周波数ミキサ3、及び、マ
イクロ波増幅器9a),基準信号源5,n逓倍手段(n
逓倍器11、及び、マイクロ波増幅器9b),第2の分
配手段(分配器)2a,位相比較手段(位相比較器)
6,低域通過手段(低域フィルタ(LPF))7からな
っている。
【0024】ここで、n逓倍器11や周波数ミキサ3は
バンドパスフィルタを有し、不要高調波信号,イメージ
信号,スプリアス信号を十分に抑制する。また、マイク
ロ波増幅器9a,9bは狭帯域特性を有した利得可変・
線形・低雑音増幅器であり、n逓倍器11,周波数ミキ
サ3,位相比較器6等での変換損失を補償し、次段に接
続される機器の雑音を低減させ、更に、スプリアス信号
を低減させ、周波数ミキサ3や位相比較器6への入力レ
ベルを調整するものである。
バンドパスフィルタを有し、不要高調波信号,イメージ
信号,スプリアス信号を十分に抑制する。また、マイク
ロ波増幅器9a,9bは狭帯域特性を有した利得可変・
線形・低雑音増幅器であり、n逓倍器11,周波数ミキ
サ3,位相比較器6等での変換損失を補償し、次段に接
続される機器の雑音を低減させ、更に、スプリアス信号
を低減させ、周波数ミキサ3や位相比較器6への入力レ
ベルを調整するものである。
【0025】以下にこのマイクロ波・ミリ波帯位相同期
発振回路の動作について説明する。但し、ここではn逓
倍器11の逓倍次数を16,基準信号の周波数を2GH
zとする。また、マイクロ波増幅器9a,9bは、32
GHz±1GHzの狭帯域特性を有した利得可変・線形
・低雑音増幅器であるものとする。
発振回路の動作について説明する。但し、ここではn逓
倍器11の逓倍次数を16,基準信号の周波数を2GH
zとする。また、マイクロ波増幅器9a,9bは、32
GHz±1GHzの狭帯域特性を有した利得可変・線形
・低雑音増幅器であるものとする。
【0026】VCO1は、位相同期制御信号s7と変調
信号s15とを受けて、発振周波数fc=2nf0(6
4GHz)の高周波信号s1を分配器2bに出力する。
分配器2bは高周波信号s1を2分配し、一方を発振出
力信号s2b(周波数2nf0(64GHz))として
出力し、他方を位相同期制御信号s7の生成のために帰
還する。
信号s15とを受けて、発振周波数fc=2nf0(6
4GHz)の高周波信号s1を分配器2bに出力する。
分配器2bは高周波信号s1を2分配し、一方を発振出
力信号s2b(周波数2nf0(64GHz))として
出力し、他方を位相同期制御信号s7の生成のために帰
還する。
【0027】基準信号源5からの周波数f0(2GH
z)の基準信号は、n逓倍器11に入力し、ここで6逓
倍される。n逓倍器11からの信号(周波数nf0(3
2GHz))はマイクロ波増幅器9bで増幅される。そ
して、分配器2aによって2分配される。
z)の基準信号は、n逓倍器11に入力し、ここで6逓
倍される。n逓倍器11からの信号(周波数nf0(3
2GHz))はマイクロ波増幅器9bで増幅される。そ
して、分配器2aによって2分配される。
【0028】分配器2aにより分配された一方の信号s
12は局部発振信号(周波数fL0=nf0(32GH
z))として、周波数ミキサ3の局部発振信号入力端子
へ入力される。そして、分配器2bからの信号(周波数
fc=2nf0(64GHz))と周波数混合され、マ
イクロ波増幅器9aにより増幅されて中間周波数信号s
14(周波数fIF=nf0(32GHz))となっ
て、位相比較器6へ入力される。また、分配器2aによ
り分配されたもう一方の信号s10(周波数fr=nf
0(32GHz))は比較信号として、位相比較器6へ
入力される。
12は局部発振信号(周波数fL0=nf0(32GH
z))として、周波数ミキサ3の局部発振信号入力端子
へ入力される。そして、分配器2bからの信号(周波数
fc=2nf0(64GHz))と周波数混合され、マ
イクロ波増幅器9aにより増幅されて中間周波数信号s
14(周波数fIF=nf0(32GHz))となっ
て、位相比較器6へ入力される。また、分配器2aによ
り分配されたもう一方の信号s10(周波数fr=nf
0(32GHz))は比較信号として、位相比較器6へ
入力される。
【0029】位相比較器6では、2つの信号s10,s
14の位相比較を行い、誤差信号s6を出力する。この
誤差信号s6はLPF7により不要信号が除去され、V
CO1に入力する位相同期制御信号s7となる。
14の位相比較を行い、誤差信号s6を出力する。この
誤差信号s6はLPF7により不要信号が除去され、V
CO1に入力する位相同期制御信号s7となる。
【0030】以上のようなVCO1の出力を帰還するル
ープ20により誤差信号s6を零に追い込む。この結
果、VCO1の発振周波数fcがミリ波のような高周波
である場合でも、その周波数を安定させ、その安定度及
び位相雑音特性を基準信号源5の周波数安定度と位相雑
音特性に近づけることができる。
ープ20により誤差信号s6を零に追い込む。この結
果、VCO1の発振周波数fcがミリ波のような高周波
である場合でも、その周波数を安定させ、その安定度及
び位相雑音特性を基準信号源5の周波数安定度と位相雑
音特性に近づけることができる。
【0031】(第2の実施形態)図2は第2の実施形態
を示す構成図である。この図では、図1,5,6と同一
部分については同一符号を付している。図に示すよう
に、本実施形態はVCO1,分配器2b,周波数ミキサ
3,マイクロ波増幅器9a,基準信号源5,分配器2
a,n逓倍器11,マイクロ波増幅器9b,m逓倍手段
(m逓倍器12,マイクロ波増幅器9c),位相比較器
6,LPF7からなっている。
を示す構成図である。この図では、図1,5,6と同一
部分については同一符号を付している。図に示すよう
に、本実施形態はVCO1,分配器2b,周波数ミキサ
3,マイクロ波増幅器9a,基準信号源5,分配器2
a,n逓倍器11,マイクロ波増幅器9b,m逓倍手段
(m逓倍器12,マイクロ波増幅器9c),位相比較器
6,LPF7からなっている。
【0032】ここで、n逓倍器11,m逓倍器12や周
波数ミキサ3はバンドパスフィルタを有し、不要高調波
信号,イメージ信号,スプリアス信号を十分に低減す
る。また、マイクロ波増幅器9a,9b,9cは狭帯域
特性を有した利得可変・線形・低雑音増幅器である。
波数ミキサ3はバンドパスフィルタを有し、不要高調波
信号,イメージ信号,スプリアス信号を十分に低減す
る。また、マイクロ波増幅器9a,9b,9cは狭帯域
特性を有した利得可変・線形・低雑音増幅器である。
【0033】以下に本実施形態の動作を説明する。但
し、ここではn逓倍器11の逓倍次数を12,m逓倍器
11の逓倍次数を18,基準信号の周波数を2GHzと
する。また、マイクロ波増幅器9a,9b,9cは、そ
れぞれ24GHz±0.5GHz,24GHz±0.5
GHz,38±1GHzの狭帯域特性を有した利得可変
・線形・低雑音増幅器であるものとする。
し、ここではn逓倍器11の逓倍次数を12,m逓倍器
11の逓倍次数を18,基準信号の周波数を2GHzと
する。また、マイクロ波増幅器9a,9b,9cは、そ
れぞれ24GHz±0.5GHz,24GHz±0.5
GHz,38±1GHzの狭帯域特性を有した利得可変
・線形・低雑音増幅器であるものとする。
【0034】VCO1は、位相同期制御信号s7と変調
信号s15を受けて、発振周波数fc=nf0+mf
0(60GHz)の高周波信号s1を分配器2bに出力
する。分配器2bはこの高周波信号s1を2分配し、一
方を発振出力信号s2b(周波数nf0+mf0(60G
Hz))として出力し、他方の信号s2bを位相同期制
御信号s7の生成のために帰還する。
信号s15を受けて、発振周波数fc=nf0+mf
0(60GHz)の高周波信号s1を分配器2bに出力
する。分配器2bはこの高周波信号s1を2分配し、一
方を発振出力信号s2b(周波数nf0+mf0(60G
Hz))として出力し、他方の信号s2bを位相同期制
御信号s7の生成のために帰還する。
【0035】基準信号源5からの周波数f0(2GH
z)の信号は分配器2aに入力し、ここで2分配され
る。そして、一方の信号はm逓倍器12に入力し、18
逓倍される。m逓倍器12からの信号(周波数mf
0(36GHz))はマイクロ波増幅器9cで増幅さ
れ、局部発振信号s12として、周波数ミキサ3の局部
発振信号入力端子へ入力する(周波数fL0=mf0)。
そして、そこで分配器2bからの信号(周波数fc=n
f0+mf0(60GHz))と周波数混合され、マイク
ロ波増幅器9aにより増幅されて中間周波数信号s14
(周波数fIF=nf0(24GHz))となって、位
相比較器6へ入力される。
z)の信号は分配器2aに入力し、ここで2分配され
る。そして、一方の信号はm逓倍器12に入力し、18
逓倍される。m逓倍器12からの信号(周波数mf
0(36GHz))はマイクロ波増幅器9cで増幅さ
れ、局部発振信号s12として、周波数ミキサ3の局部
発振信号入力端子へ入力する(周波数fL0=mf0)。
そして、そこで分配器2bからの信号(周波数fc=n
f0+mf0(60GHz))と周波数混合され、マイク
ロ波増幅器9aにより増幅されて中間周波数信号s14
(周波数fIF=nf0(24GHz))となって、位
相比較器6へ入力される。
【0036】また、分配器2aにより分配されたもう一
方の信号はn逓倍器11に入力し、そこで12逓倍され
る(周波数fr=nf0(24GHz))。そして、増
幅器9aで増幅されて比較信号s10となり、位相比較
器6へ入力される。
方の信号はn逓倍器11に入力し、そこで12逓倍され
る(周波数fr=nf0(24GHz))。そして、増
幅器9aで増幅されて比較信号s10となり、位相比較
器6へ入力される。
【0037】位相比較器6では、2つの信号s10,s
14の位相比較を行い、誤差信号s6を出力する。この
誤差信号s6はLPF7により不要信号が除去され、V
CO1に入力する位相同期制御信号s7となる。
14の位相比較を行い、誤差信号s6を出力する。この
誤差信号s6はLPF7により不要信号が除去され、V
CO1に入力する位相同期制御信号s7となる。
【0038】以上のようなVCO1の出力を帰還するル
ープ20により、誤差信号s6の電圧を零に追い込む、
この結果、VCO1の発振周波数fcがミリ波のような
高周波である場合でも、その周波数を安定させ、その安
定度及び位相雑音特性を基準信号源5の周波数安定度と
位相雑音特性に近づけることができる。
ープ20により、誤差信号s6の電圧を零に追い込む、
この結果、VCO1の発振周波数fcがミリ波のような
高周波である場合でも、その周波数を安定させ、その安
定度及び位相雑音特性を基準信号源5の周波数安定度と
位相雑音特性に近づけることができる。
【0039】第1の実施形態においては、VCO1の発
振周波数fcは基準信号源5の出力周波数f0と、fc
=2nf0の関係があるため、発振周波数fcは基準信
号源5の出力周波数f0の2n倍である必要があるが、
本実施形態では、VCO1の発振周波数fcは基準信号
源5の出力周波数f0と、fc=(n+m)f0の関係で
結ばれているため、n,mの値を変化させることによ
り、VCO1の発振周波数fcつまり発振出力信号の周
波数を自由に設定することが可能である。但し、第1の
実施形態よりは部品数が増える。
振周波数fcは基準信号源5の出力周波数f0と、fc
=2nf0の関係があるため、発振周波数fcは基準信
号源5の出力周波数f0の2n倍である必要があるが、
本実施形態では、VCO1の発振周波数fcは基準信号
源5の出力周波数f0と、fc=(n+m)f0の関係で
結ばれているため、n,mの値を変化させることによ
り、VCO1の発振周波数fcつまり発振出力信号の周
波数を自由に設定することが可能である。但し、第1の
実施形態よりは部品数が増える。
【0040】(第3の実施形態)図3は第3の実施形態
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【0041】本マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路
は、図2に示した周波数ミキサ3の代わりにk次高調波
ミキサ3’を用いている、つまり、周波数混合手段を高
調波混合手段としている。以下にこの動作について説明
するが第2の実施形態と同一部分については説明を省略
する。
は、図2に示した周波数ミキサ3の代わりにk次高調波
ミキサ3’を用いている、つまり、周波数混合手段を高
調波混合手段としている。以下にこの動作について説明
するが第2の実施形態と同一部分については説明を省略
する。
【0042】ここでは、k次高調波ミキサ3’を用いて
いるため、マイクロ波増幅器9cの出力である局部発振
信号s12は、k次高調波ミキサ3’の内部において、
k次の局部発振信号(周波数mkf0)に変換される。
従って、m逓倍器12の出力信号の周波数は、第2の実
施形態の1/kであればよい。
いるため、マイクロ波増幅器9cの出力である局部発振
信号s12は、k次高調波ミキサ3’の内部において、
k次の局部発振信号(周波数mkf0)に変換される。
従って、m逓倍器12の出力信号の周波数は、第2の実
施形態の1/kであればよい。
【0043】具体的には、VCO1の発振周波数が60
GHz,基準信号源5の出力周波数が2GHz,n逓倍
器11における逓倍次数nの値が12,k次高調波ミキ
サ3’におけるkの値が6であるとすると、m逓倍器1
2におけるmの値は3でよくなる(第2の実施形態の場
合にはm=18)。尚、マイクロ波増幅器9a,9b,
9cとしては、それぞれ24GHz±0.5GHz,2
4GHz±0.5GHz,38±1GHzの狭帯域特性
を有した利得可変・線形・低雑音増幅器等が使用でき
る。
GHz,基準信号源5の出力周波数が2GHz,n逓倍
器11における逓倍次数nの値が12,k次高調波ミキ
サ3’におけるkの値が6であるとすると、m逓倍器1
2におけるmの値は3でよくなる(第2の実施形態の場
合にはm=18)。尚、マイクロ波増幅器9a,9b,
9cとしては、それぞれ24GHz±0.5GHz,2
4GHz±0.5GHz,38±1GHzの狭帯域特性
を有した利得可変・線形・低雑音増幅器等が使用でき
る。
【0044】m逓倍器12の逓倍次数(m)が高いと、
m逓倍器12の変換損失が大きくなり、C/N比(搬送
波対雑音比)特性と位相雑音特性の劣化度が大きくな
る。このため、中間周波数信号s14のC/N比特性と
位相雑音特性の劣化度も大きくなる。本実施形態では、
k次高調波ミキサ3’を使用しているため、m逓倍器1
2の逓倍次数(m)を減らすことができ、m逓倍器12
での変換損失を低減することができる。また、m逓倍器
12とk次高調波ミキサ3’の間に、マイクロ波増幅器
9cを設けているため、当該高調波ミキサ3’の変換損
失を低減させ、高調波ミキサ3’からの出力信号のC/
N特性と位相雑音特性を改善することができる。
m逓倍器12の変換損失が大きくなり、C/N比(搬送
波対雑音比)特性と位相雑音特性の劣化度が大きくな
る。このため、中間周波数信号s14のC/N比特性と
位相雑音特性の劣化度も大きくなる。本実施形態では、
k次高調波ミキサ3’を使用しているため、m逓倍器1
2の逓倍次数(m)を減らすことができ、m逓倍器12
での変換損失を低減することができる。また、m逓倍器
12とk次高調波ミキサ3’の間に、マイクロ波増幅器
9cを設けているため、当該高調波ミキサ3’の変換損
失を低減させ、高調波ミキサ3’からの出力信号のC/
N特性と位相雑音特性を改善することができる。
【0045】(第4の実施形態)図4は第4の実施形態
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【0046】本実施形態は図3の位相同期発振回路の分
配器2bの代わりに分波手段(分波器)14を用いてお
り、かつ、VCO1の代わりに高調波発振手段(マイク
ロ波半導体VCO)1’を用いている。
配器2bの代わりに分波手段(分波器)14を用いてお
り、かつ、VCO1の代わりに高調波発振手段(マイク
ロ波半導体VCO)1’を用いている。
【0047】以下に、このマイクロ波・ミリ波帯位相同
期発振回路の動作について説明するが、図3と同一部分
については、説明を省略する。
期発振回路の動作について説明するが、図3と同一部分
については、説明を省略する。
【0048】ここでは、VCO1’のDCバイアス点を
非線形動作点に設定し、h次高調波信号(h:整数)を
発生させる。そして、分波器14により基本波信号(周
波数fc1)とh次高調波信号(周波数fc2=hfc1)を
分波し、基本波信号を位相同期制御信号s7生成のため
に用い、h次高調波信号を発振出力信号s2bとする。
非線形動作点に設定し、h次高調波信号(h:整数)を
発生させる。そして、分波器14により基本波信号(周
波数fc1)とh次高調波信号(周波数fc2=hfc1)を
分波し、基本波信号を位相同期制御信号s7生成のため
に用い、h次高調波信号を発振出力信号s2bとする。
【0049】このため、図1〜図3に示したマイクロ波
・ミリ波帯位相同期発振器と同一の周波数をもつ発振出
力信号を得るためには、LPF7の出力(位相同期制御
信号)s7は図1〜図3の場合の1/hの周波数のもの
であればよい。従って、n逓倍器11及びm逓倍器12
の逓倍次数(n,m)を1/hにすることができる。
・ミリ波帯位相同期発振器と同一の周波数をもつ発振出
力信号を得るためには、LPF7の出力(位相同期制御
信号)s7は図1〜図3の場合の1/hの周波数のもの
であればよい。従って、n逓倍器11及びm逓倍器12
の逓倍次数(n,m)を1/hにすることができる。
【0050】具体的には、VCO1’が基本発振周波数
30GHz,2次高調波発振周波数60GHzの信号を
出力できるものであり,基準信号源5の出力周波数が2
GHzで、k次高調波ミキサ3’におけるkの値が3で
あるとすると、n逓倍器11,m逓倍器12の逓倍次数
はそれぞれ6,3であればよい。尚、この場合、マイク
ロ波増幅器9a,9b,9cとしては、それぞれ12G
Hz±1GHz,12GHz±1GHz,6±0.4G
Hzの狭帯域特性を有した利得可変・線形・低雑音増幅
器が使用できる。
30GHz,2次高調波発振周波数60GHzの信号を
出力できるものであり,基準信号源5の出力周波数が2
GHzで、k次高調波ミキサ3’におけるkの値が3で
あるとすると、n逓倍器11,m逓倍器12の逓倍次数
はそれぞれ6,3であればよい。尚、この場合、マイク
ロ波増幅器9a,9b,9cとしては、それぞれ12G
Hz±1GHz,12GHz±1GHz,6±0.4G
Hzの狭帯域特性を有した利得可変・線形・低雑音増幅
器が使用できる。
【0051】n逓倍器11及びm逓倍器12の逓倍次数
(n,m)が高いと、逓倍器での変換損失が大きくな
り、C/N比(搬送波対雑音比)特性と位相雑音特性の
劣化度が大きくなる。このため、帰還ループ20内の信
号のC/N比特性と位相雑音特性の劣化度も大きくな
る。本実施形態では、上記のように逓倍器11,12の
逓倍次数(n,m)を減らすことができるため、位相比
較器6への入力信号s10,s14のC/N特性と位相
雑音特性を改善することができ、帰還ループ20内の位
相雑音特性を低減することができる。
(n,m)が高いと、逓倍器での変換損失が大きくな
り、C/N比(搬送波対雑音比)特性と位相雑音特性の
劣化度が大きくなる。このため、帰還ループ20内の信
号のC/N比特性と位相雑音特性の劣化度も大きくな
る。本実施形態では、上記のように逓倍器11,12の
逓倍次数(n,m)を減らすことができるため、位相比
較器6への入力信号s10,s14のC/N特性と位相
雑音特性を改善することができ、帰還ループ20内の位
相雑音特性を低減することができる。
【0052】また、n逓倍器11,m逓倍器12,k次
高調波ミキサ3’,位相比較器6,マイクロ波増幅器9
a,9bの動作周波数を低くすることができ、回路構成
を簡略化することができる。
高調波ミキサ3’,位相比較器6,マイクロ波増幅器9
a,9bの動作周波数を低くすることができ、回路構成
を簡略化することができる。
【0053】尚、本実施形態は第3の実施形態のVCO
1,分配器2bの代わりにVCO1’と分波器14を用
いたものであるが、第1,第2の実施形態のVCO1と
分配器2bの代わりにVCO1’と分波器14を用いた
場合においても、同様の効果が得られることはいうまで
もない。
1,分配器2bの代わりにVCO1’と分波器14を用
いたものであるが、第1,第2の実施形態のVCO1と
分配器2bの代わりにVCO1’と分波器14を用いた
場合においても、同様の効果が得られることはいうまで
もない。
【0054】また、第1〜第4の実施形態において、通
信チャンネル数を設定するためにVCO1,VCO1’
の出力周波数を小さい周波数ステップ△fc(例えば、
60MHz)で変える必要のあるときは、基準信号源5
に用いられている周波数シンセサイザの周波数f0を変
化させてやればよい。
信チャンネル数を設定するためにVCO1,VCO1’
の出力周波数を小さい周波数ステップ△fc(例えば、
60MHz)で変える必要のあるときは、基準信号源5
に用いられている周波数シンセサイザの周波数f0を変
化させてやればよい。
【0055】尚、本発明の位相同期発振回路は、マイク
ロ波帯/ミリ波帯の高安定度信号源として、また、周波
数変調器として使用することが可能である。
ロ波帯/ミリ波帯の高安定度信号源として、また、周波
数変調器として使用することが可能である。
【0056】
【発明の効果】請求項1に記載のマイクロ波・ミリ波帯
位相同期発振回路では、n逓倍器により基準信号をn逓
倍して、比較信号と局部発振信号を生成する。また、周
波数ミキサが高周波電圧制御発振器の出力を分配器で分
けて生成した信号と前記局部発振信号を用いて、中間周
波数信号を生成し、位相比較器が中間周波数信号と前記
比較信号を比較する。これにより、比較信号及び局部発
振信号を、基準信号と同程度に周波数の安定した信号と
することができ、ひいては発振器からの発振出力信号の
周波数安定度を基準信号の周波数安定度と同程度まで向
上させ、位相雑音特性を低減することが可能となる。
位相同期発振回路では、n逓倍器により基準信号をn逓
倍して、比較信号と局部発振信号を生成する。また、周
波数ミキサが高周波電圧制御発振器の出力を分配器で分
けて生成した信号と前記局部発振信号を用いて、中間周
波数信号を生成し、位相比較器が中間周波数信号と前記
比較信号を比較する。これにより、比較信号及び局部発
振信号を、基準信号と同程度に周波数の安定した信号と
することができ、ひいては発振器からの発振出力信号の
周波数安定度を基準信号の周波数安定度と同程度まで向
上させ、位相雑音特性を低減することが可能となる。
【0057】請求項2に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路では、n逓倍器が基準信号を2分配した
信号から比較信号を生成する。また、m逓倍器が基準信
号を2分配した信号から局部発振信号を生成する。そし
て、周波数ミキサが高周波電圧制御発振器の出力を分配
器で分けて生成した信号と前記局部発振信号を用いて、
中間周波数信号を生成し、位相比較器がその信号と前記
比較信号を比較する。これにより、比較信号及び局部発
振信号を基準信号と同程度に周波数の安定した信号とす
ることができ、ひいては発振手段からの発振出力信号の
周波数安定度及び位相雑音特性を基準信号の周波数安定
度及び位相雑音特性に近づけることができる。更に、n
逓倍器とm逓倍器の逓倍次数n,mを変化させれば、発
振手段の出力の周波数を変えることができるため、発振
出力信号の周波数設計における自由度が増大する。
相同期発振回路では、n逓倍器が基準信号を2分配した
信号から比較信号を生成する。また、m逓倍器が基準信
号を2分配した信号から局部発振信号を生成する。そし
て、周波数ミキサが高周波電圧制御発振器の出力を分配
器で分けて生成した信号と前記局部発振信号を用いて、
中間周波数信号を生成し、位相比較器がその信号と前記
比較信号を比較する。これにより、比較信号及び局部発
振信号を基準信号と同程度に周波数の安定した信号とす
ることができ、ひいては発振手段からの発振出力信号の
周波数安定度及び位相雑音特性を基準信号の周波数安定
度及び位相雑音特性に近づけることができる。更に、n
逓倍器とm逓倍器の逓倍次数n,mを変化させれば、発
振手段の出力の周波数を変えることができるため、発振
出力信号の周波数設計における自由度が増大する。
【0058】請求項3に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路では、高調波ミキサにおいて局部発振信
号のk次高調波を生成する。このため、m逓倍器の逓倍
次数mを請求項2の場合の1/kとすることができる。
従って、m逓倍器での変換損失を低減することが可能と
なる。これにより、発振出力信号のC/N比と位相雑音
特性を改善することができる。
相同期発振回路では、高調波ミキサにおいて局部発振信
号のk次高調波を生成する。このため、m逓倍器の逓倍
次数mを請求項2の場合の1/kとすることができる。
従って、m逓倍器での変換損失を低減することが可能と
なる。これにより、発振出力信号のC/N比と位相雑音
特性を改善することができる。
【0059】請求項4に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路では、h次高調波を発生するマイクロ波
半導体等からなる高周波電圧制御発振器と、その出力で
ある基本波信号とh次高調波を分離する分波器を備えて
いる。このため、請求項1〜請求項3に記載のマイクロ
波・ミリ波帯位相同期発振回路と同一の発振出力周波数
を得る場合、n逓倍器,m逓倍器の逓倍次数n,mを1
/hに下げることができる。これにより、n逓倍器,m
逓倍器での変換損失を低減することができ、位相雑音を
低減することができる。また、周波数ミキサ,位相比較
器等の他の構成要素の動作周波数を低くすることがで
き、回路構成を簡略化することが可能となる。
相同期発振回路では、h次高調波を発生するマイクロ波
半導体等からなる高周波電圧制御発振器と、その出力で
ある基本波信号とh次高調波を分離する分波器を備えて
いる。このため、請求項1〜請求項3に記載のマイクロ
波・ミリ波帯位相同期発振回路と同一の発振出力周波数
を得る場合、n逓倍器,m逓倍器の逓倍次数n,mを1
/hに下げることができる。これにより、n逓倍器,m
逓倍器での変換損失を低減することができ、位相雑音を
低減することができる。また、周波数ミキサ,位相比較
器等の他の構成要素の動作周波数を低くすることがで
き、回路構成を簡略化することが可能となる。
【図1】第1の実施形態のマイクロ波・ミリ波帯位相同
期発振回路の構成を示すブロック図である。
期発振回路の構成を示すブロック図である。
【図2】第2の実施形態のマイクロ波・ミリ波帯位相同
期発振回路の構成を示すブロック図である。
期発振回路の構成を示すブロック図である。
【図3】第3の実施形態のマイクロ波・ミリ波帯位相同
期発振回路の構成を示すブロック図である。
期発振回路の構成を示すブロック図である。
【図4】第4の実施形態のマイクロ波・ミリ波帯位相同
期発振回路の構成を示すブロック図である。
期発振回路の構成を示すブロック図である。
【図5】従来のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路
の構成を示すブロック図である。
の構成を示すブロック図である。
【図6】従来のマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路
の他の構成を示すブロック図である。
の他の構成を示すブロック図である。
1 電圧制御発振器(VCO) 1’ マイクロ波半導体VCO 2a,2b 分配器 3 周波数ミキサ 3’ 高調波ミキサ 6 位相比較器 7 低域フィルタ(LPF) 9a,9b,9c マイクロ波増幅器 11 n逓倍器 12 m逓倍器 14 分波器 20 帰還ループ s1 高周波信号 s2b 発信出力信号 s7 位相同期制御信号 s10 比較信号 s12 局部発振信号 s14 中間周波数信号 s15 変調信号
Claims (4)
- 【請求項1】変調信号と位相同期制御信号に基づいて高
周波信号を生成する発振手段と、 前記高周波信号を分けて、一方を発振出力信号として出
力する第1の分配手段と、 基準信号をn逓倍するn逓倍手段と、 該n逓倍手段からの出力を2分配して、一方を比較信
号、他方を局部発振信号とする第2の分配手段と、 前記第1の分配手段の他方の出力と前記局部発振信号を
用いて、中間周波数信号を生成する周波数混合手段と、 前記中間周波数信号と前記比較信号とを比較して誤差信
号を出力する位相比較手段と、 前記誤差信号から不要信号を除去して、前記位相同期制
御信号を生成する低域通過手段と、を備えてなることを
特徴とするマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路。 - 【請求項2】変調信号と位相同期制御信号に基づいて、
高周波信号を生成する発振手段と、 前記高周波信号を分けて、一方を発振出力信号として出
力する第1の分配手段と、 基準信号を2分配する第2の分配手段と、 該第2の分配手段の一方の出力をn逓倍して、比較信号
を生成するn逓倍手段と、 前記第2の分配手段の他方の出力をm逓倍して、局部発
振信号を生成するm逓倍手段と、 前記第1の分配手段の他方の出力と前記局部発振信号を
用いて、中間周波数信号を生成する周波数混合手段と、 前記中間周波数信号と前記比較信号とを比較して誤差信
号を出力する位相比較手段と、 前記誤差信号から不要信号を除去して、前記位相同期制
御信号を生成する低域通過手段と、を備えてなることを
特徴とするマイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路。 - 【請求項3】請求項2に記載のマイクロ波・ミリ波帯位
相同期発振回路において、 前記周波数混合手段は、前記局部発振信号の高調波を生
成する高調波混合手段からなることを特徴とするマイク
ロ波・ミリ波帯位相同期発振回路。 - 【請求項4】請求項1乃至請求項3のいずれかに記載の
マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路において、 前記発振手段は、基本波信号と該基本波信号の高調波信
号を生成する高調波発振手段からなり、 前記第1の分配手段は、前記基本波信号と前記高調波信
号を分離し、前記高調波信号を発振出力信号として出力
する分波手段からなることを特徴とするマイクロ波・ミ
リ波帯位相同期発振回路。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7194785A JPH0946225A (ja) | 1995-07-31 | 1995-07-31 | マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路 |
US08/679,679 US5712602A (en) | 1995-07-31 | 1996-07-09 | Phase-locked oscillator for microwave/millimeter-wave ranges |
DE19630335A DE19630335C2 (de) | 1995-07-31 | 1996-07-26 | Phasensynchronisierter Oszillator für die Mikrowellen/Millimeterwellen-Bereiche |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7194785A JPH0946225A (ja) | 1995-07-31 | 1995-07-31 | マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0946225A true JPH0946225A (ja) | 1997-02-14 |
Family
ID=16330227
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP7194785A Pending JPH0946225A (ja) | 1995-07-31 | 1995-07-31 | マイクロ波・ミリ波帯位相同期発振回路 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5712602A (ja) |
JP (1) | JPH0946225A (ja) |
DE (1) | DE19630335C2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6300840B1 (en) | 1999-06-03 | 2001-10-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Microwave/millimeter-wave integrated circuit |
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JP3889885B2 (ja) | 1998-02-27 | 2007-03-07 | シャープ株式会社 | ミリ波送信装置、ミリ波受信装置、ミリ波送受信システム及び電子機器 |
JP2000058691A (ja) | 1998-08-07 | 2000-02-25 | Sharp Corp | ミリ波半導体装置 |
JP4087023B2 (ja) | 1998-09-22 | 2008-05-14 | シャープ株式会社 | ミリ波帯信号送受信システムおよびミリ波帯信号送受信システムを具備した家屋 |
JP3603995B2 (ja) | 1999-03-31 | 2004-12-22 | シャープ株式会社 | 高周波無線通信装置 |
JP3663323B2 (ja) | 1999-04-05 | 2005-06-22 | シャープ株式会社 | ミリ波送信装置およびミリ波受信装置 |
JP3796372B2 (ja) | 1999-06-07 | 2006-07-12 | シャープ株式会社 | ミリ波帯通信装置 |
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KR101264770B1 (ko) * | 2009-11-16 | 2013-05-15 | 한국전자통신연구원 | 위상동기루프 장치 및 이를 이용한 위성통신 단말기 |
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GB2209442A (en) * | 1987-09-04 | 1989-05-10 | Marconi Instruments Ltd | Frequency synthesizer |
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-
1995
- 1995-07-31 JP JP7194785A patent/JPH0946225A/ja active Pending
-
1996
- 1996-07-09 US US08/679,679 patent/US5712602A/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-07-26 DE DE19630335A patent/DE19630335C2/de not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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US6300840B1 (en) | 1999-06-03 | 2001-10-09 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Microwave/millimeter-wave integrated circuit |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5712602A (en) | 1998-01-27 |
DE19630335C2 (de) | 2001-08-02 |
DE19630335A1 (de) | 1997-02-06 |
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