DE69030794T2

DE69030794T2 - Frequenzsynthetisierer für einen Generator zur Erzeugung von Signalen hoher Reinheit sowie dazugehörige Schaltungselemente wie VCO, PLL und Signalgenerator

Info

Publication number: DE69030794T2
Application number: DE69030794T
Authority: DE
Inventors: Hatsuo Motoyama; Anritsu Okihara-Ryou Hir Saeki
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 1989-08-25
Filing date: 1990-08-24
Publication date: 1998-01-15
Anticipated expiration: 2010-08-25
Also published as: EP0414260A2; EP0414260B1; EP0414260A3; EP0583802A1; DE69033013D1; DE69031134D1; EP0583800B1; US5160902A; EP0583802B1; DE69033013T2; DE69031738D1; US5122763A; EP0583804A1; DE69031134T2; DE69031738T2; DE69030794D1; EP0583801A1; EP0583804B1; EP0583800A1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltungseinrichtungen zur Implementierung eines Generators von hochreinen Signalen. Insbesondere betrifft die vorliegende Erfindung einen Frequenzsynthesizer zur Abgabe von hochreinen Signalen, wobei Rauschen möglichst weitgehend gedämpft wird und Störkomponenten so weit wie möglich unterdrückt werden, sowie Schaltungseinrichtungen wie etwa einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), eine phasensynchronisierte Schleife bzw.
PLL-Schaltung und einen Signalgenerator (SG), die in dem Frequenzsynthesizer verwendet werden.
Neue Synthesesignalgeneratoren für einen Quasi-Mikrowellenbereich von beispielsweise 10 kHz bis 2700 MHz müssen nicht nur multifunktionell sein, sondern auch Einseitenband- bzw. ESB-Phasenrauschen (C/N) weitgehend unterdrücken können, um einen Generator für hochreine Signale zu implementieren.
Dazu muß eine Gruppe von Schaltungseinrichtungen, wie etwa ein Frequenzsynthesizer, ein VCO, eine PLL-Schaltung, (ein Signalgenerator), ein Mischer und ein Frequenz- und Phasendetektor, die in einem Synthesesignalgenerator verwendet werden, so konfiguriert sein, daß sie zur Unterdrückung von Störsignalen entweder einzeln oder in Kombination wirksam sind. Außerdem muß die Gruppe von Schaltungseinrichtungen so konfiguriert sein, daß sie den Anforderungen an geringes Rauschen, Miniaturisierung und Vereinfachung entspricht.
Herkömmliche Frequenzsynthesizer, die eine PLL-Schaltung und andere Schaltungseinrichtungen verwenden, sind jedoch bisher nicht so konfiguriert, daß sie diesen Anforderungen entsprechen.
Nachstehend werden bekannte Schaltungseinrichtungen und ihre Probleme beschrieben.

[Stand der Technik 1] Frequenzsynthesizer

Bisher ist ein Frequenzsynthesizer unter Verwendung einer PLL-Schaltung gemäß Fig. 24 bekannt.
In Fig. 24 bezeichnet 1 einen ersten Signalgenerator zur Abgabe eines Signals f1 einer Frequenz, die in Schritten von 100 MHz unter den Frequenzen von beispielsweise 100 MHz, 200 MHz, ... ausgewählt wird, 2 bezeichnet einen zweiten Signalgenerator zur Abgabe eines Signals f2 einer Frequenz, die in Schritten von 10 MHz unter den Frequenzen von 10 MHz, 20 MHz, ..., 50 MHz, ... ausgewählt wird, 3 bezeichnet einen Mischer zur Vereinigung der Ausgangssignalen des ersten und des zweiten Signalgenerators unter Bildung von Summen- und Differenzfrequenzkomponenten f1 ± f2, und 4 bezeichnet eine wohlbekannte PLL-Schaltung, die so ausgebildet ist, daß ein Phasendetektor 5 vom Mischertyp eine Phasendifferenz zwischen einem Ausgangssignal des Mischers 3 und einem Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators (nachstehend als VCO bezeichnet) 6 detektiert, um ein Phasendifferenzsignal zu bilden, das wiederum durch ein Schleifenfilter 7 dem VCO 6 zugeführt wird.
Um in dem Frequenzsynthesizer beispielsweise eine Frequenzkomponente von 110 MHz zu erzeugen, wird von dem ersten Signalgenerator 1 eine Frequenzkomponente von 100 MHz abgegeben, während von dem zweiten Signalgenerator 2 eine Frequenzkomponente von 10 MHz abgegeben wird.
Der Mischer 3 gibt Frequenzkomponenten von 110 MHz und 90 MHz ab, die Summen- und Differenzfrequenzen sind. Wenn die Eigenschwingfrequenz des VCO 6 extern an 110 MHz angenähert ist, wird die PLL-Schaltung 4 in das Summenfrequenzkomponentensignal von dem Mischer 3 gezogen, so daß der Ausgang des VCO 6 auf das gewünschte Frequenzsignal von 110 MHz verriegelt wird.
Bei einem solchen herkömmlichen Frequenzsynthesizer kann jedoch, wenn 110 MHz wie oben erläutert erhalten werden, die Schwebungskomponente von 90 MHz von dem Schleifenfilter 7 nicht hinreichend entfernt werden, und daher werden Störkomponenten erzeugt, weil die Frequenzdifferenz zwischen den Summen- und Differenzfrequenz-Komponenten, die von dem Mischer 3 abgegeben werden, nur 20 MHz beträgt. Wenn die Schleifenbandbreite der PLL-Schaltung 4 schmal gemacht würde, um die Störkomponenten zu entfernen, könnte das C/N des VCO 6 nicht verbessert werden, und die Ansprechgeschwindigkeit der PLL-Schaltung 4 würde verlangsamt werden.
Das heißt also, bei dem Frequenzsynthesizer von Fig. 24 erzeugt der erste Signalgenerator Frequenzsignale f1 in Schritten von 100 MHz, und der zweite Signalgenerator erzeugt Frequenzsignale f2 in Schritten von 10 MHz. Der Mischer 3 bildet ihre Summen- und Differenzfrequenzkomponenten f1 ± f2. Die PLL-Schaltung 4, die den Detektor 5, den VCO 6 und das Schleifenfilter 7 aufweist, wird mit einer der Summen- und Differenzfrequenzkomponenten f1 ± f2 synchronisiert, so daß gewünschte Frequenzen in gewünschten Frequenzschritten erhalten werden. In diesem Fall werden 100 MHz, 110 MHz, 120 MHz ... erhalten. Jeder Signalgenerator 1 und 2 muß so viele Frequenzquellen haben, wie Frequenzschritte vorhanden sind.
Bei diesem oben beschriebenen Stand der Technik 1 ist die Frequenzdifferenz zwischen den Summen- und Differenzfrequenzkomponenten, d. h. f1 + f2 - (f1 - f2) = 2f2, nur 20 MHz. Wenn die PLL-Schaltung 4 daher mit f1 + f2 = 110 MHz verriegelt ist, gelangt die Differenzfrequenzkomponente von 90 MHz ebenfalls in die PLL-Schaltung 4, kann jedoch von dem Schleifenfilter 7 nicht vollständig entfernt werden. Infolgedessen bleibt sie als Störkomponente erhalten. Die Probleme, die bei der Verringerung der Bandbreite des Schleifenfilters auftreten, sind eine ungenügende Verbesserung des C/N des VCO 6 und ein langsames Ansprechen der PLL-Schaltung 4. Ein weiteres Problem bei dem herkömmlichen Frequenzsynthesizer ist, daß der erste und der zweite Signalgenerator 1 und 2 jeweils so viele Frequenzquellen wie Frequenzschritte haben müssen.

[Stand der Technik 2] Frequenzsynthesizer

Ein verbesserter Frequenzsynthesizer, der die Lösung der Probleme des Standes der Technik 1 und das Erreichen der Frequenzsynthese mit einer geringeren Anzahl Frequenzen zum Ziel hat, ist in der nichtgeprüften JP-Patentveröffentlichung 61-16623 (US-PS 4 603 304) angegeben.
Dieser verbesserte Frequenzsynthesizer ist in Fig. 25 schematisch dargestellt. Der Frequenzsynthesizer weist fünf Frequenzquellen (Fa, Fb, Fc, Fd, Fe) sowie eine erste und eine zweite PLL-Schaltung 9 und 10 auf, die Mischer 9a und 10a enthalten, um die Frequenzsynthese über einen Frequenzbereich von Oktavbreite auszuführen. 9b und 10b sind Phasendetektoren, und 9c und 10c sind VCOs.
Die Fig. 26A und 26B zeigen, wie jede der Frequenzquellen den Frequenzbereich abdeckt. Wie aus Fig. 26A ersichtlich ist, können am Ausgang A der ersten PLL-Schaltung 9 sechs Frequenzen abgegeben werden, aber die Frequenzen Fa, Fb und Fc können nicht abgegeben werden. Diese Frequenzen werden zusätzlich von der zweiten PLL-Schaltung 10 geliefert, wie Fig. 26B zeigt.
Bei diesem Frequenzsynthesizer ergeben sich die folgenden Nachteile aus der Verwendung der PLL-Schaltung mit den Mischern 9a und 10a.
(a) Die Eingangsfrequenzen (in diesem Fall Fa, Fb, Fc) werden nicht wirksam genutzt, weil sie nicht einzeln als Ausgangswert der ersten PLL-Schaltung PLL 9 entnommen werden können. Daher ist das zusätzliche Vorsehen einer PLL- Schaltung notwendig. Um jede von Fa, Fb und Fc als eine Ausgangsfrequenz der ersten PLL-Schaltung 9 abzunehmen, muß ein Eingang des Mischers auf der Seite des spannungsgesteuerten Oszillators ein Potential Null haben. Wenn das jedoch der Fall wäre, könnte die PLL-Schaltung 9 selbst nicht organisiert werden.
(b) Die Anwendung des verbesserten Systems für einen Niederfrequenzbereich verringert die Referenzfrequenz Fe der PLL-Schaltung. Das resultiert in Problemen hinsichtlich der Störkomponente, des C/N und der Ansprechgeschwindigkeit, wie dies in Verbindung mit dem Stand der Technik 1 erläutert wurde.

[Stand der Technik 3] Frequenzsynthesizer

Eine andere Technik ist in der US-PS 3 902 132 angegeben. Diese Technik verwendet im wesentlichen eine PLL-Schaltung mit einem Mischer wie bei dem Stand der Technik 2 und hat dieselben Probleme wie der Stand der Technik 2. In diesem Fall wird jedoch nur eine PLL-Schaltung verwendet, aber die Eingangsfrequenzquellen nehmen an Zahl zu, und zwar wegen des Nachteils, daß die Eingangsfrequenzen aufgrund der Verwendung der den Mischer enthaltenden PLL-Schaltung nicht wirkungsvoll als PLL-Ausgangswerte genutzt werden können.

[Stand der Technik 4] PLL-Schaltung

Die PLL-Schaltung ist dazu ausgebildet, eine Schwingungssignalfrequenz mit einem Referenzsignal zu verriegeln, und wird in Frequenzsynthesizern, Demodulatoren usw. vielfach verwendet. Eine beispielhafte Anordnung der PLL-Schaltung ist in Fig. 27 gezeigt.
Wie gezeigt, wird ein Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators bzw. VCO 41 einem Phasendetektor 42 gemeinsam mit einem Referenzsignal zugeführt. Der Phasendetektor 42 erzeugt ein Fehlersignal, das wiederum von einem Gleichstromverstärker 43 verstärkt und einem Schleifenfilter 44 zugeführt wird. Eine Steuerspannung von dem Schleifenfilter 44 zwingt die Frequenz und Phase des VCO 41 immer, sich in einer Richtung zu ändern, die mit dem Referenzsignal synchron ist. Daher folgt die VCO-Frequenz Fo Frequenzänderungen des Referenzsignals, während die Verriegelung auf ihre Frequenz Fr erhalten bleibt.
Zur Änderung der Frequenz des VCO 41 über einen breiten Frequenzbereich bei diesem Typ von PLL-Schaltung muß die Steilheit der Spannung gegenüber der Freilauffrequenzcharakteristik (nachstehend als die VF-Charakteristik bezeichnet) des VCO 41 selbst über ihr volles Frequenzband konstant sein.
Die VF-Charakteristik von VCOs hat jedoch gewöhnlich die Tendenz, daß die Steilheit umso geringer wird, je höher der Frequenzbereich ist, wie Fig. 28 zeigt. Ihr Verstärkungs koeffizient ändert sich mit der Änderung des Frequenzbereichs, wie Fig. 29 zeigt.
Wenn eine PLL-Schaltung gebildet ist, bei der eine solche VF-Charakteristik des VCO aufrechterhalten wird, ändert sich die Schleifenverstärkung stark mit dem Frequenzbereich, so daß die Ansprechcharakteristik der Schleife nicht optimiert werden kann.
Daher wird die Verstärkung des Gleichstromverstärkers 43 extern für jeden der Frequenzbereiche geändert (der Wert eines Rückkopplungswiderstands Rf wird in bezug auf einen Eingangswiderstand Ri geändert), so daß der scheinbare Verstärkungskoeffizient des VCO 41 innerhalb der Schleife konstant sein kann.
Die Breitband-PLL-Schaltung mit einer Ausgleichsschaltung, die aus dem Gleichstromverstärker 43 besteht, weist jedoch das Problem auf, daß hochfrequentes ESB-Rauschen nicht ausreichend gedämpft werden kann.
Dieses Problem wird nachstehend erörtert.
Es ist allgemein bekannt, daß das ESB-Phasenrauschen, daß für einen VCO charakteristisch ist, sich über einen vorbestimmten Bereich erstreckt, der bei einer Trägerfrequenz zentriert ist, und daß eine Differenz von 6 dB zwischen der Charakteristik (a) bei der Trägerfrequenz F1 und der Charakteristik (b) bei der Trägerfrequenz 2F1 besteht, wie Fig. 30 zeigt.
Bei der Steuerung des VCO, der eine solche Rauschcharakteristik hat, mit der PLL-Schaltung ist eine Schleifenverstärkung von 20 dB erforderlich, um -120 dBc/Hz Phasenrauschen bei der Trägerfrequenz Fl und einer offsetfrequenz (einer Abweichung von der Trägerfrequenz) von beispielsweise 10 kHz zu erreichen. Wenn diese Schleifenverstärkung aufrechterhal ten wird, wird das ESB-Phasenrauschen eines Ausgangssignals des VCO unterdrückt, wie (c) in Fig. 31 zeigt.
Bei dem Gleichstromverstärker 3 nimmt jedoch dessen Grenzfrequenz ab, während seine verstärkung zunimmt, wie Fig. 31 zeigt. Somit kann in einem Frequenzbereich, in dem eine hohe Verstärkung zum Ausgleich des Verstärkungskoeffizienten erforderlich ist, keine ausreichende Verstärkung erhalten werden, so daß es schwierig ist, eine Schleifenverstärkung von 6 dB zu erhalten, wenn die Tr.gerfrequenz 2F1 ist.
Aus diesem Grund wird das Phasenrauschen bei hoher Trägerfrequenz auf der Seite der hohen Frequenzen (in diesem Fall höher als 100 kHz) in der offsetfrequenz nicht unterdrückt, wodurch die Signalreinheit erheblich verschlechtert wird.

[Stand der Technik 5] VCO

Der in der PLL-Schaltung verwendete VCO ist ein Oszillator, dessen Ausgangsfrequenz von einer von außen zugeführten Spannung veränderlich gesteuert wird und der wie in Fig. 32 gezeigt ausgebildet sein kann.
Der VCO von Fig. 32 ist ein Colpitts-Oszillator und umfaßt einen schwingkreis 51, der mit einem Eingang über eine Drosselspule L11 verbunden ist und eine Spule L12 und Kapazitätsdioden D11 und D12 hat, die zwischen die jeweiligen Anschlüsse der Spule L12 und Masse geschaltet sind, und ein aktives Schaltelement 52, das mit dem Schwingkreis 51 über einen Kopplungskondensator C11 verbunden ist und hauptsächlich mit einer Frequenz schwingt, die der Resonanzfrequenz des Schwingkreises 51 entspricht, einen Pufferkreis 53 zur Entnahme eines Schwingungsausgangssignals des aktiven Schaltelements 52 und einen Rückkopplungskreis 54, der zwischen den Eingang und den Ausgang des aktiven Schaltelements 52 geschaltet ist und Kondensatoren C12 und C13 hat, um einen Rückkopplungswert auf der Basis ihres Kapazitätsverhältnisses zu bestimmen. Das Anlegen einer Steuerspannung der Kapazitätsdioden D11 und D12 von dem Eingang 50 steuert die Frequenz, mit der das aktive Schaltelement 52 schwingt. Ein Ausgangssignal des aktiven Schaltelements 52 wird über den Pufferkreis 53 entnommen.
Bei dem oben beschriebenen Oszillator ist das Kapazitätsverhältnis der Kondensatoren C13 und C12 des Rückkopplungskreises 54 festgelegt, und der Rückkopplungswert ist ebenfalls unabhängig von der Frequenz festgelegt.
Da bei einem solchen Stand der Technik, wie er vorstehend beschrieben wird, der Wert der Rückkopplung zwischen dem Eingang und dem Ausgang des aktiven Schaltelements 52 festgelegt ist, wird der Frequenzbereich der Schwingung nur durch den Rückkopplungswert bestimmt.
Es wurden daher die nachstehenden Experimente durchgeführt: Die Kapazität des Kondensators C13 wurde größer als gewöhnlich für NF-Schwingungen eingestellt; und die Kapazität des Kondensators C13 wurde kleiner als gewöhnlich für HF-Schwingungen eingestellt. Die Resultate des Experiments sind in den Fig. 33 bis 36 aufgezeigt.
Im Fall der NF-Schwingung konnte die lineare Frequenz/Steuerspannungs-Charakteristik bis zu ca. 1170 MHz erhalten werden, wenn die Steuerspannung allmählich erhöht wurde, wie Fig. 33 zeigt. Danach war die Schwingungsfrequenz gesättigt, so daß eine HF-Schwingung nicht erreicht werden konnte. Außerdem nahm, wie Fig. 34 zeigt, der Ausgangspegel mit zunehmender Schwingungsfrequenz ab.
Im Fall der HF-Schwingung trat eine abnormale Schwingung auf, wenn die Größe der Steuerspannung gering war, und somit war die Schwingungsfrequenz niedrig, wie Fig. 35 zeigt. Das resultierte in großen Pegelschwankungen in einem Niederfrequenzbereich von 600 bis 700 MHz, wie Fig. 36 zeigt.
Es gibt kein spezielles Problem, wenn der VCO einschränkennd entweder bei einer hohen Frequenz oder einer niedrigen Frequenz genutzt wird. In Kommunikationseinrichtungen, die Frequenzen benötigen, deren Bandbreite eine Oktave oder mehr bei Hochgeschwindigkeits-Verarbeitung und kompakter Größe beträgt, muß von einem einzigen VCO eine Breitbandschwingung von einer niedrigen Frequenz bis zu einer hohen Frequenz durchgeführt werden. Dazu kann eine Vielzahl von Oszillatoren mit Festkondensatoren, die für verschiedene Frequenzen ausgelegt sind, und einer mit den Oszillatoren verbundenen Wähleinheit vorgesehen werden. In diesem Fall kann die Wähleinheit einen der Oszillatoren auswählen, um eine gewünschte Frequenz zu erhalten. Bei einer solchen Anordnung führt jedoch das Vorsehen der Vielzahl von Oszillatoren und der Wähleinheit zu einer komplexen Schaltung und einer Kostensteigerung.

[Stand der Technik 6] Signalgenerator

Als erster Signalgenerator, der in dem oben beschriebenen Frequenzsynthesizer verwendet wird, dient ein Signalgenerator, der eine gewünschte Oberwelle unter Oberwellen auswählt, die von einem Step-recovery-Diodenkreis (nachstehend als SRD-Kreis bezeichnet), der einen Frequenzvervielfacher bildet, erzeugt werden. Der SRD-Kreis ist als ein Schaltkreis bekannt, der eine Vielzahl von Oberwellen durch Multiplikation einer vorbestimmten Eingangsfrequenz mit einer ganzen Zahl N erzeugt.
Fig. 37 zeigt ein Beispiel eines herkömmlichen Signalgenerators, der einen solchen SRD-Kreis verwendet.
In diesem Fall repräsentieren erhaltene Oberwellensignale keine flachen Charakteristiken in einer Pegel-Frequenz Kurve, so daß Frequenzen sehr niedriger Pegel resultieren, die kein ausreichendes Nutz-/Rauschsignal-Verhältnis haben.
Der SRD-Kreis 111 ist so aufgebaut, daß auf einer dielektrischen Leiterplatte (nicht gezeigt) folgende Komponenten angeordnet sind: ein SRD-Kreis 111, eine Vielzahl von parallelgeschalteten Bandpaßfiltern 113, die mit dem SRD-Kreis 111 durch Leiterbahnen 112 verbunden sind, und ein Schaltkreis 115 zur Steuerung von PIN-Dioden 114, die an den Eingangs- und Ausgangsleiterbahnen 112 jedes der Bandpaßfilter 113 vorgesehen sind. Wenn an einen Eingang 116 Eingangssignale unterschiedlicher Frequenzen angelegt werden, werden sie von dem SRD-Kreis 111 mit N frequenzvervielfacht, und ein Festfrequenzsignal in den mit N vervielfachten Signalen wird durch das Bandpaßfilter 113 durchgelassen, das gepaarten PIN-Dioden 114 zugeordnet ist, die von dem Schaltkreis 115 zur übertragung von einem Ausgang 117 aktiviert werden.
Bei dem oben beschriebenen herkömmlichen Signalgenerator ist jedoch jede der PIN-Dioden 114 an einem Punkt in der Mitte ihrer jeweiligen Leiterbahn 112 angeordnet, an den das Bandpaßfilter 113 angeschlossen ist. Wenn ein Paar von PIN- Dioden 114 von dem Schaltkreis 115 aktiviert wird, um einen übertragungsweg zu bilden, und alle anderen PIN-Dioden desaktiviert sind, wird das Ausgangssignal des SRD-Kreises 111 über die den desaktivieren PIN-Dioden zugehörigen Leiterbahnen 112 zu den PIN-Dioden an den Eingangsseiten der Bandpaßfilter 113 übertragen. Das führt zu einer unnötigen Belastung von Mikrostreifenleitungs-Übertragungswegen, beeinträchtigt die Abgabe des gewünschten Frequenzsignals an dem Ausgang 117 und verursacht eine erhebliche Störung der Amplituden/Frequenz-Charakteristik des Ausgangssignals, wie Fig. 38 zeigt.
Um Signale mit dem gleichen Pegel an dem Ausgang 117 zu erhalten, können ebenso viele SRD-Kreise vorgesehen sein, wie Frequenzen erforderlich sind. Bei einer solchen Anordnung führt jedoch eine Zunahme der Anzahl von SRD-Kreisen zu einer komplexen Schaltung, einer Kostensteigerung, einer Zunahme der Belegungsfläche der SRD-Kreise auf der Leiterplatte und einer verminderten Einbau-Effizienz.
Im Hinblick auf den oben beschriebenen Stand der Technik 1 bis 3 ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Frequenzsynthesizer anzugeben, der den effizienten Erhalt von hochreinen Signalen mit Frequenzintervallen einer Auflösung ΔF innerhalb eines gewünschten Frequenzbands von Oktavbreite und die Unterdrückung von Störkomponenten auf ein Minimum erlaubt.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Signalgenerator anzugeben, der es erlaubt, seine Einbaufläche kleinstmöglich vorzugeben, ohne die Schaltungsanordnung komplex zu machen, und der die Abgabe von gewünschten Oberwellen erlaubt, ohne daß Charakteristiken eines SRD- Kreises zur Anpassung an den obigen Frequenzsynthesizer beeinträchtigt werden.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Frequenzsynthesizer angegeben, wie er in den Ansprüchen 1 und 8 definiert ist.
Die Einrichtung weist folgendes auf: eine Steuereinheit; einen ersten Signalgeneratqr, der auf die Steuereinheit anspricht, um selektiv eines der Frequenzsignale abzugeben, deren Frequenzen repräsentiert werden durch Fp = a x P x ΔF (wobei ein Koeffizient a eine positive ungerade Zahl und ein Koeffizient P eine ganze Zahl ist); einen zweiten Signalgenerator, der auf die Steuereinheit anspricht, um selektiv eines der Frequenzsignale abzugeben, deren Frequenzen repräsentiert werden durch Fq = b x Q x ΔF (wobei ein Koeffizient b eine positive ganze Zahl ist, ausgenommen ganzzahlige Vielfache von Primfaktoren, in die a zerlegbar ist, und ein Koeffizient Q eine ganze Zahl ist und der folgenden Beziehung genügt: Q ≤ (a-1)12); einen Mischer zum Mischen eines Frequenzsignals Fp von dem ersten Signalgenerator und eines Frequenzsignals Fq von dem zweiten Signalgenerator; und eine Frequenzwählschaltung, um eines von den Frequenzsignalen Fp - Fq oder (Fp + Fq) zu wählen, die von dem Mischer abgegeben werden; wobei die Steuereinheit die Werte von P und Q bestimmt, die die folgende Beziehung (1) befriedigen, und zwar auf der Basis eines gewünschten Frequenzsignals Fi = m x ΔF, das in vorgegebenen Frequenzschritten ΔF vorgegeben wird, mit einem Koeffizienten m = 0, 1, 2, ..., n; und eines Quotienten T und von Resten s von m/a, die bewirken, daß jeder von den ersten und zweiten Signalgeneratoren eine vorgegebene Frequenz abgibt und die Frequenzwählschaltung eines der Frequenzsignale Fp - Fq und (Fp + Fq) wählt, das dem Frequenzsignal Fi entspricht, wobei
P = T + (s - b x Q)/a ....(1).
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird eine PLL- Schaltung angegeben, die folgendes aufweist:
einen Oszillator, der auf ein Steuersignal anspricht, um eine veränderliche Oszillatorfrequenz abzugeben;
einen Phasendetektor zur Durchführung eines Phasenvergleichs zwischen einem Ausgangssignal des Oszillators und einem Referenzsignal;
ein Schleifenfilter, um eine veränderliche Gleichstromkomponente, die in einem Ausgangs-Fehlersignal des Phasendetektors enthalten ist, zu extrahieren und die veränderliche Gleichstromkomponente dem Oszillator als ein Steuersignal zuzuführen, um ein Ausgangssignal des Oszillators mit dem Referenzsignal zu synchronisieren;
einen Wechselstrom-Kopplungskreis, um nur eine alternative Stromkomponente, die in dem Fehlersignal von dem Phasenvergleicher enthalten ist, zu dem Steuersignal zur Zuführung zu dem Oszillator zu addieren; und
einen Kompensationskreis, der in einen alternativen Stromsignalweg des alternativen Stromkopplungskreises eingefügt ist, um die Verstärkung des Oszillators offenbar gleichförmig für das Steuersignal zu kompensieren.
Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung wird ein spannungsgesteuerter Oszillator angegeben, der folgendes aufweist:
einen Resonanzkreis, der wenigstens eine Spule und eine Kapazitätsdiode aufweist;
ein aktives Schaltelement, das einen mit dem Resonanzkreis verbundenen Eingang hat;
einen variablen Kapazitätsverhältniskreis, der zwischen den Eingang und den Ausgang des aktiven Schaltelements geschaltet ist, um das aktive Schaltelement zu veranlassen, mit einer Resonanzfrequenz des Resonanzkreises zu schwingen, wobei der variable Kapazitätsverhältniskreis eine Kapazitäts diode und einen Kondensator aufweist; und
eine Einheit zum Anlegen einer Steuerspannung an die Kapazitätsdiode, um die Frequenz zu ändern, mit der das aktive Schaltelement schwingt.
Das Verständnis der Erfindung ergibt sich im einzelnen aus der nachstehenden genauen Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen; in den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Blockbild eines Synthesesignalgenerators, der durch die Verwendung verschiedener Schaltungseinrichtungen implementiert ist;
Fig. 2 und Fig. 3A und 3B typische ESB-Phasenrausch-Charakteristiken des Synthesesignalgenerators von Fig. 1;
Fig. 4 ein Diagramm, das den Hintergrund der Verringerung des ESB-Phasenrauschens verdeutlicht;
Fig. 5 ein Blockbild eines Frequenzsynthesizers gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6 bis 8 spezielle Schaltungsanordnungen von Haupt abschnitten des Frequenzsynthesizers von Fig. 5;
Fig. 9 ein Blockbild eines Frequenzsynthesizers gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 10 und 11 Diagramme zur Erläuterung des Betriebs eines Hauptabschnitts des Frequenzsynthesizers von Fig. 9;
Fig. 12 ein Blockbild, das ein Beispiel des Frequenzdetektors von Fig. 9 zeigt;
Fig. 13A, 13B, 13C Diagramme zur Erläuterung des Betriebs eines Hauptabschnitts von Fig. 12;
Fig. 14 ein Blockbild einer PLL-Schaltung;
Fig. 15 und 16 Charakteristiken von Hauptabschnitten von Fig. 14;
Fig. 17 ein Diagramm, das die Rauschunterdrückung durch die PLL-Schaltung von Fig. 14 verdeutlicht; Fig. 18 eine Schaltungsanordnung eines spannungsgesteuerten Oszillators;
Fig. 19 die Steuerspannungs/Frequenz-Charakteristik des spannungsgesteuerten Oszillators von Fig. 18;
Fig. 20 die Frequenz/Ausgangsamplituden-Charakteristik des spannungsgesteuerten Oszillators von Fig. 19;
Fig. 21A und 21B schematische Anordnungen von Signalgeneratoren;
Fig. 22 die Frequenz/Amplituden-Charakteristik der SRD- Schaltung des Signalgenerators von Fig. 21;
Fig. 23 die Frequenz/Ausgangsarnplituden-Charakteristik des Signalgenerators von Fig. 21;
Fig. 24 und 25 schematische Anordnungen von herkömmlichen Frequenzsynthesizern;
Fig. 26A und 26B Diagramme, die den Betrieb des Frequenzsynthesizers von Fig. 25 verdeutlichen;
Fig. 27 ein Blockbild einer herkömmlichen PLL-Schaltung;
Fig. 28 und 29 allgemeine Charakteristiken des VCO, der in der PLL-Schaltung von Fig. 27 verwendet wird;
Fig. 30 ein Diagramm, das die Rauschunterdrückung durch eine herkömmliche PLL-Schaltung verdeutlicht;
Fig. 31 Charakteristiken eines Hauptabschnitts einer herkömmlichen PLL-Schaltung;
Fig. 32 die Schaltungsanordnung eines Beispiels eines herkömmlichen spannungsgesteuerten Oszillators;
Fig. 33 die Steuerspannungs/Frequenz-Charakteristik eines Oszillators, der in einem NF-Bandbereich verwendet wird;
Fig. 34 die Frequenz/Ausgangsamplituden-Charakteristik eines Oszillators, der in einem NF-Bandbereich verwendet wird;
Fig. 35 die Steuerspannungs/Frequenz-Charakteristik eines in einem HF-Bandbereich verwendeten Oszillators;
Fig. 36 die Fregeuenz/Ausgangsamplituden-Charakteristik eines in einem HF-Bandbereich verwendeten Oszillators;
Fig. 37 ein schematisches Schaltbild eines herkömmlichen Signalgenerators; und
Fig. 38 die Frequenz/Ausgangsamplituden-Charakteristik eines herkömmlichen Signalgenerators.
Es wird nun im einzelnen auf die derzeit bevorzugten Ausführungsformen Bezug genommen, wie sie in den beigefügten Zeichnungen dargestellt sind, in denen gleiche oder entsprechende Teile jeweils mit gleichen Bezugszeichen versehen sind.
Zuerst wird unter Bezugnahme auf Fig. 1 ein Synthesesignalgenerator (SSG) erläutert, der unter Verwendung eines Frequenzsynthesizers, einer PLL-Schaltung, eines VCO und eines SG als Generator von hochreinen Signalen implementiert ist.
Fig. 1 ist ein Blockbild eines Synthesesignalgenerators (SSG) zur Verwendung in einem Quasi-Mikrowellenfrequenzband von 10 kHz bis 2700 MHz, der die ESB-Phasenrausch-Charakteristik von -140 dBc/Hz an dem 20 kHz-Verstimmungspunkt bei 1 GHz mit Hilfe von Vielfachschleifen erreichen kann.
Dieser SSG ist im wesentlichen in zwei Hauptabschnitte unterteilt, und zwar einen Synthesizerabschnitt und einen Abgabeabschnitt.
Der Synthesizerabschnitt spricht auf ein Referenzsignal von 10 MHz an, um ein Oktavsignal von 640 bis 1350 MHz/5 mHz und ein lokales Signal von 200 MHz für ein Schwebungsband abzugeben. In dem die beiden Ausgangssignale des Synthesizerabschnitts empfangenden Abgabeabschnitt erzeugen ein Frequenzverdoppier 101, ein Frequenzteiler 102 und ein Mischer 103 ein Breitbandsignal von 10 kHz bis 2,7 GHz/lomHz, das wiederum einem automatischen Pegelsteuerungskreis ALC zugeführt wird, wo es amplitudenmoduliert und sein Ausgangspegel zwischen -143 dBm und +17 dBm gesteuert wird.
Die Vielfachschleifen, die der SSG verwendet, sind in sich komplex, können jedoch auf einfache Weise als Funktionsblöcke wie der Synthesizerabschnitt von Fig. 1 dargestellt werden. Tatsächlich haben die Vielfachschleifen eine Schleife für einen Referenzsignalgenerator 105, zwei Schleifen für einen HF-Synthesizer 106, sieben Schleifen für einen NF-Synthesizer 107 und eine Schleife für eine Summenschleife (PLL) 108, also insgesamt elf Schleifen. Um Funktionen, die Standards von künftigen Signalgeneratoren bilden sollen, beispielsweise geringes Rauschen, Breitband, verschiedene Modulationsfunktionen, Vollwobbelfunktionen, schnelle Frequenzumschaltung und geringe Streuverluste, in einer gewöhnlichen Größe (177H x 426W x 451D mm, 32 kg oder weniger) in einem solchen Schaltungsrnaßstab einzubauen, bestehen bei dem SSG gleichzeitig zwei zielaufgaben: Rauschminderung; und Hochgeschwindigkeitsbetrieb, Miniaturisierung und Vereinfachung.
Techniken zur Realisierung dieser Aufgaben werden wie folgt zusammengefaßt.
Zur Rauschminderung:
(1) Rauschen eines Referenzsignals wird an einem Punkt verringert, und es wird einfach vervielfacht.
(2) Das Frequenzband einer PLL-Schaltung wird verbreitert, und das Rauschen wird mittels einer Wechselstromschleife verringert.
(3) Ein Interpolationssignal wird mit einer hohen Frequenz synthetisiert, und seine Frequenz wird geteilt, um Rauschen zu mindern.
(4) Die maximale Abweichung eines FM VCO wird groß gemacht, und seine Frequenz wird nach Addition geteilt.
(5) Ein Blockbild wird entsprechend der FM-Abweichung modifiziert.
Für den Hochgeschwindigkeitsbetrieb, die Miniaturisierung und Vereinfachung der Schaltung werden vorgesehen:
(1) Die Verwendung eines Oktav-VCO.
(2) Die Nichtjustierung von LOCK (Verriegelung) mittels eines Frequenzdetektors.
(3) Die Vereinfachung einer Steuerleitung mit Hilfe einer seriellen Datenübertragungs leitung.
(4) Die Hochgeschwindigkeits-Datenübertragung durch eine optische übertragungsstrecke.
(5) Die Hochgeschwindigkeitseinstellung mittels eines großintegrierten oder LSI-Schaltkreises, der für die Frequenzdatenberechnung reserviert ist.
(6) Die volle Nutzung von oberflächenmontierten Bauelementen.
(7) Die Strukturierung von Verbindungen und dergleichen.

Die Rauschminderung des Referenzsipnals an einer Stelle und die einfache Frequenzvervielfachung davon

Das ESB-Phasenrauschen eines eine PLL-Schaltung verwendenden Synthesizers nach der indirekten Methode ist durch die Rauschpegel des Referenzsignals und des VCO selbst bestimmt.
Im Fall der Vielfachschleifen-Konfiguration addiert die Summenschleife (PLL) 108, die die letzte Schleife ist, einfach eine Vielzahl von Referenzsignalen miteinander. Es ist allgemein üblich, das Schleifenfrequenzband an einem Punkt zu wählen, an dem der Rauschpegel des Referenzsignals und der Rauschpegel des VCO selber einander gleich werden.
Im Fall dieses SSG gilt (60 - 80 MHz/5mHz) + (580 - 1280 MHz/20MHz) = 640 - 1350 MHz/5mHz. Wenn 1280 MHz direkt aus einem Referenzsignal von 10 MHz erzeugt werden, dann ist der Vervielfachungsfaktor 128, und das ESB-Phasenrauschen wird um 42,1 dB erhöht. Im Fall von -160 dBc/Hz bei 10 MHz ergibt sich -117,9 dBc/Hz bei 1280 MHz.
Um eine Zunahme von Rauschen aufgrund einer solchen Frequenzvervielfachung zu vermeiden, kann der Faktor der Frequenzvervielfachung verringert werden. Beispielsweise werden 10 MHz zuerst mit 10 in dem Referenzsignalgenerator 105 vervielfacht, um 100 MHz zu erzeugen. Wenn es eine Methode gibt, um Rauschen in 100 MHz ebenso weit wie in 10 MHz zu verringern, erfolgt weiterhin eine Vervielfachung mit 12, um ein Signal von -138,4 dBc/Hz bei 1200 MHz zu bilden. Wenn anschließend 80 MHz mit niedrigem Rauschpegel erzeugt werden kann, wird das Problem der Rauschzunahme gelöst. Wenn man sämtliche 20-MHz-Stufenreferenzsignale auf die gleiche Weise betrachtet, erkennt man, daß sämtliche Referenzsignale einfach durch Kombination von 100 MHz x N, 80 MHz und 40 MHz erzeugt werden können.
Dabei können die Frequenzen sehr einfach durch die nachstehenden mathematischen Ausdrücke repräsentiert werden.
580 MHz = 100 MHz x 5 + 80 MHz
600 MHz = 100 MHz x 6
620 MHz = 100 MHz x 7 - 80 MHz
640 MHz = 100 MHz x 6 + 40 MHz
660 MHz = 100 MHz x 7 - 40 MHz
680 MHz = 100 MHz x 6 + 80 MHz
1260 MHz = 100 MHz x 13 - 40 MHz
1280 MHz = 100 MHz x 12 + 80 MHz
Ohne Frequenzvervielfachung kann 80 MHz wie folgt gebildet werden:
80 MHz = 100 MHz x 4 + 5.
40 MHz kann einfach durch Division von 80 MHz durch 2 gebildet werden. Dabei werden die Vorteile der Rauschminderung von 100 MHz an einem Punkt vollständig genutzt.
Ein Signal von 10 MHz wird allgemein von einem hochstabilen Quarzoszillator OCXO erzeugt, und das ESB-Phasenrauschen bei dem Verstimmungspunkt von 20 kHz ist ca. -160 dBc/Hz. Bei dem 20-kHz-Verstimmungspunkt von 100 MHz VCXO kann das ESB- Phasenrauschen bis zu -160 dBc/Hz ohne weiteres erhalten werden.
Unter Nutzung dieser Eigenschaft teilt der hochstabile Standardoszillator 100 das VCXO-Ausgangssignal von 100 MHz durch 10, um 10 MHz zu bilden, und der Referenzsignalgenerator 105 ist durch eine mit 10 vervielfachende PLL-Schaltung gebildet, die mit dem Referenzsignal von 10 MHz phasenverriegelt ist.
Zusätzlich zu einem Kristalloszillator kann als Standardoszillator ein Rubidiumoszillator verwendet werden. Wenn die Bandbreite der PLL-Schaltung auf einige zehn Hertz begrenzt ist, wird die Rauschcharakteristik des Referenzsignals von 100 MHz durch die Charakteristik des Standardoszillators nicht beeinflußt, sondern ist nur von der Charakteristik des 100-MHz-VCXO abhängig.
Da -160 dBc/Hz bei 100 MHz immer noch ungenügend ist, verringert der Referenzsignalgenerator 105 sein Rauschen weiter durch Verwendung eines Quarzfilters. Die Charakteristik des Quarzfilters, das eine abrupte selektive Charakteristik hat, wird jedoch verschlechtert, wenn der Betrieb bei großen Signalpegeln erfolgt. Durch Optimierung seiner Dämpfungscharakteristik und Eingangspegel wird das 100-MHz-Referenzsignal von -160 dBc/Hz an dem +12 dBm-Eingang zu einem superrauscharmen Signal von +8 dBm, -174 dBc/Hz.
Die Multiplikation von 100 MHz mit N in dem HF-Synthesizer kombiniert eine Step-recovery-Diode (SRD) und ein Wendelfilter. Wenn die SRD selbsthaltend verwendet wird, wird als ihr Treiberpegel ca. +18 dBm benötigt. Da handelsübliche Verstärker geringe Leistung haben, wurde durch die Verwendung diskreter Komponenten ein rauscharmer Verstärker mit einem Verstärkungsfaktor von 12 dB und einer Rauschzahl (NF) von 1 dB entwickelt. Dieser Verstärker dient infolgedessen als eine wichtige Komponente zur Rauschminderung.
Die SRD kann Frequenzkomponenten erzeugen, die das N-fache der Eingangsfrequenzen in einem Breitband sind, so daß sie als Kammgenerator gut verwendbar ist. Vom Standpunkt des ESB-Phasenrauschens hat sich jedoch die Kompatibilität der Breitbandcharakteristik mit dem stabilen Betrieb als sehr schwierig erwiesen. Obwohl zuerst eine SRD verwendet wurde, um in Schritten von jeweils 100 MHz neun Ausgangssignale von 500 bis 1300 MHz zu erzeugen, wurden letztlich drei SRD, die jeweils zur Erzeugung von drei Ausgangssignalen ausgebildet waren, verwendet, um auf stabile Weise neun rauscharme Oberwellensignale zu erzeugen.
Andererseits wird das 80-MHz-Referenzsignal erzeugt durch Multiplikation von 100 MHz vom Referenzsignalgenerator 105 mit vier durch eine dafür bestimmte SRD und anschließendes Dividieren der resultierenden 400 MHz durch fünf mittels eines ECL-Teilers. Außerdem wird das 40-MHz-Referenzsignal gebildet durch Teilen des 80-MHz-Referenzsignals durch zwei mittels eines AS-Teilers.
Zum Mischen von 100 MHz x N mit 80 MHz und 40 MHz wird ein Ultrahochpegel-DBM benötigt, der zur Messung von ESB-Phasenrauschen verwendet wird. Da das gemischte Ausgangssignal viele Störkomponenten enthält, wird die PLL-Schaltung 108, die sich selektiv auf ein bestimmtes Referenzsignal verriegelt, als Bandpaßfilter (BPF) eingefügt. Die Verschlechterung des ESB-Phasenrauschens wegen des Hindurchgehens durch die PLL-Schaltung 108 kann vermieden werden, indem das Schleifenband der PLL-Schaltung 108 auf einen Maximalwert verbreitert wird. Andererseits wird der Effekt des BPF zum Entfernen von Störkomponenten größer, je schmaler das Schleifenband der PLL-Schaltung 108 ist.
Da die niedrigste Referenzfrequenz bis zu 40 MHz ist, erlaubt es die gleichzeitige Verwendung eines Sperrfilters zum Entfernen von ein ganzzahliges Vielfaches bildenden Komponenten von 20 MHz, daß die ESB-Phasenrausch-Charakteristik und die Störcharakteristik miteinander kompatibel sind.
Das ESB-Phasenrauschen an dem 20-kHz-Verstimmungspunkt ist -153 bis -147 dBc/Hz für N-fache Komponenten von 100 MHz und -150 dBc/Hz für 80 MHz und 40 MHz. Das resultierende ESB- Rauschen für 580 bis 1280 MHz/20 MHz ist -144 bis -147 dBc/Hz, und die Störung ist -90 dBc oder weniger.

Bandverbreiterung und Rauschminderung der PLL-Schaltung mittels einer Wechselstromschleife

Zur Miniaturisierung und Vereinfachung der Schaltung wurde als VCO der PLL-Schaltung 108 ein Semikoaxialtyp von VCO auf der Basis eines halbsteifen Kabels verwendet, der ein Oktav- Frequenzband abdecken kann.
Aus diesem Grund kann das ESB-Phasenrauschen des VCO selbst nicht als hoch erwartet werden, da bei 1 GHz -100 dBc/Hz mit 20 kHz verstimmte und -140 dBc/Hz mit 2 MHz verstimmte.
Es ist unmöglich, das Schleifenband stabil auf 2 MHz oder darüber zu erweitern, auch wenn ein handelsüblicher Breitband-Operationsverstärker verwendet wird, was eine große Phasenänderung hervorruft. Wenn eine Phasenänderung eintritt, wird es schwierig, den Dämpfungsfaktor der Schleife zu steuern, und das ESB-Phasenrauschen wird bei Frequenzen um die Frequenz herum, bei der die Schleifenverstärkung auf Null abfällt, schlechter. Um dies zu verbessern, wird zusätzlich zu einer Gleichstromschleife oder DC-Schleife, die aus einem aktiven Filter und einem Addierverstärker besteht, eine Wechselstromschleife oder AC-Schleife hinzugefügt, um einen PD-Ausgang direkt durch C-Cut zu koppeln. Die Gleichstromschleife mit ihrer verringerten Verstärkung dient dazu, eine Steuerspannung zu erzeugen, die zur Phasenverriegelung erforderlich ist, und das Rauschen am 20-kHz-Verstimmungspunkt zu verbessern, wogegen die Wechselstromschleife dazu dient, die Schleifenbandbreite, deren Verstärkung ausrei chend angestiegen ist, und einen Linearisierer zu steuern, der aus einem Analogschalter besteht, der an die Linearität der f-V-Charakteristik des weiterhin zugefügten VCO angepaßt ist. Der Linearisierer in der Wechselstromschleife kann leichter als der Linearisierer in der Gleichstromschleife eingestellt werden.

Interpolationssignale werden mit hohen Frequenzen synthetisiert und zur Rauschminderung frequenzgeteilt

Als nächstes wird die Rauschminderung der anderen Referenzsignale betrachtet, die von dem Niederfrequenz-Synthesizer 107 mit 60 bis 80 MHz/5mHz erzeugt werden.
Diese Referenzsignale werden jeweils genutzt, um zwischen den Referenzsignalen in 20-kHz-Schritten interpoliert zu werden, und dienen somit als Interpolationssignale. Der Rauschpegel und Störsignale, die in diesen Signalen enthalten sind, erscheinen am Ausgang der Summenschleife 108 wiederholt in Intervallen von 20 MHz Das Phasenrauschen und Störanteile können durch Frequenzteilung verbessert werden. Daher wurden die Referenzsignale mit 300 bis 400 MHz/25mHz und einer fünffachen Frequenz synthetisiert und durch 5 frequenzgeteilt, so daß eine Verbesserung von 14 dB erreicht wurde.
Das Phasenrauschen ist in der Größenordnung von -150 dBc/Hz aufgrund von Begrenzungen des Teilers selbst. Als Möglichkeit zur Erhöhung der Frequenzen der Interpolationssignale wird die Addition der Referenzsignale durchgeführt. Die Referenzsignale werden durch denselben Vorgang wie die Referenzsignale für die letzte Summenschleife 108 erzeugt, der oben beschrieben wird.

Die maximale Abweichung des FM VCO wird groß gemacht, und seine Ausgangsfrequenz wird nach der Addition geteilt

Die Erzeugung eines FM-Signals ist ein Schlüssel für den Signalgenerator. Wenn die FM-Funktion unnötig ist, kann die Auslegung des Signalgenerators ohne weiteres auf vollständig verschiedene Weise erfolgen.
Der Schwachpunkt des herkömmlichen Synthesesignalgenerators ist die Addition von FM-Signalen. Für FM-Signale gibt es einen als Gleichstrom-FM bezeichneten Modus, in dem Frequenzänderungen durch eine Gleichstromkomponente vorgenommen werden können. Anders ausgedrückt, es wird also wegen der Gleichstrom-FM ein Teil benötigt, das sich nicht im synchronisierten Zustand befindet und kein Synthesizer ist.
Als Ausnahme wird man auch einen A/D-Wandler verwenden, frequenzmodulierte Signale werden in Frequenzvorgabeinformation umgewandelt, und es besteht immer der Synthesizer-Zustand. In diesem Fall ist die Einstellung von Verzögerungsdauern infolge der Verarbeitungszeit des A/D-Wandlers und eine phasenkontinuierliche Frequenzurnschaltung erforderlich. Somit wird ein direkter Digitalsynthesizer, ein digitaler Phasensynthesizer oder ein N-Bruch-System benötigt.
Der Teil, der kein Synthesizer ist, der also im Freilaufzustand ist, kann selbst keinen ausreichenden Rauschpegel erzielen, wenn darin kein Hohlraumoszillator oder Quarzoszillator verwendet wird. Außerdem ist es schwierig, eine Frequenzstabilität nahe derjenigen von Synthesizern zu erreichen. Die Rauschminderung eines Breitband-FM-Signals kann mit einem BPF oder dergleichen nicht erreicht werden.
Die Frequenzteilung erlaubt die Minderung von Rauschen, obwohl die Abweichung verringert wird. Gleichzeitig wird auch die Frequenzstabilität verbessert. Aufgrund der vorstehenden überlegungen ist der FM-VCO so ausgebildet, daß seine maximale Abweichung für eine auf die Addition folgende Frequenzteilung groß gemacht wird.

Modifikation des Blockschaltbilds entsprechend der FM-Abweichung

Es ist sehr schwierig, geringes Phasenrauschen zum Zeitpunkt von CW sowie gleichzeitig eine Frequenzstabilität und maximale FM-Abweichung zum Zeitpunkt der Gleichstrom-Frequenzmodulation zu erreichen.
Eine Grundrnaßnahme besteht darin, nur Signalgeneratoren auszubilden, die voneinander in ihren Blockbildern entsprechend der FM-Abweichung vollständig verschieden sind. Daher werden tatsächlich drei Synthesizer-Moden, und zwar ein Hochstabilitäts-, ein Mittel- und ein Breit-Modus, vorbereitet, und Schaltkreise werden entsprechend der FM-Abweichung geschaltet.
Das FM-Signal wird von einem VCO von 20 MHz + 2 MHz erzeugt. Die resultierende maximale Abweichung ist 2 MHz. Das Signal von 20 MHz + 2 MHz wird als ein Referenzsignal der FM- Summenschleife zu Signalen mit niedrigem Stellenwert addiert, um Imterpolationssignale von 300 bis 400 MHz/25mHz zu erzeugen. Als die erste Umschaltung wird 20 MHz + 2 MHz durch fünffrequenzgeteilt, um ein Referenzsignal von 4 MHz + 400 kHz zu erzeugen. Auch in diesem Fall wird der Frequenzbereich der Signale mit niedrigem Stellenwert geändert, um Interpolationssignale von 300 bis 400 MHz/25mHz zu erzeugen.
Als die zweite Umschaltung wird ein 1/4-Teiler einer Rückkopplungsschleife der FM-Summenschleife hinzugefügt. Dann wird das FM-Signal von 20 MHz + 2 MHz scheinbar äquivalent zu dem Referenzsignal von 80 MHz + 8 MHz. Und zwar wird das FM-Signal in der FM-Summenschleife mit vier frequenzvervielfacht.
Die drei Fälle werden wie folgt zusammengefaßt. Im ersten Fall wird das FM-Signal so, wie es ist, addiert, so daß die maximale Abweichung bei 2 MHz gehalten wird. Im zweiten Fall wird das FM-Signal von 4 MHz + 400 kHz addiert, so daß die maximale FM-Abweichung 400 kHz wird. Der dritte Fall ist äquivalent der Addition des FM-Signals von 80 MHz + 8 MHz, so daß die maximale FM-Abweichung 8 MHz ist. Der erste, der zweite und der dritte Fall entsprechen dem Mittel-Modus bzw. dem Hochstabilitäts-Modus bzw. dem Breit-Modus.
Wie oben beschrieben wird, wird das Interpolationssignal durch fünffrequenzgeteilt, bevor es in die letzte Summen schleife eingefügt wird. An dem 640 MHz bis 1350 MHz/5mHz- Ausgang des Synthesizerabschnitts ist die maximale FM-Abweichung 80 kHz im Hochstabilitäts-Modus, 400 kHz im Mittel- Modus und 1,6 MHz im Breit-Modus.
Die Frequenzstabilität im Hochstabilitäts-Modus ist 10 Hz/H, und das ESB-Phasenrauschen bei Verstimmungspunkt 20 kHz, also -140 dBc/Hz, ist ebenfalls zufriedenstellend.
Als nächstes werden Techniken für die Beschleunigung, die Miniaturisierung und Vereinfachung von Schaltkreisen, die eine Rauschminderung unterstützen, beschrieben.

Nichtjustierung von LOCK (VERRIEGELUNG) mittels eines Frequenzdetektors

Der Frequenzdetektor gestattet es, fünf kleine Hochfrequenz- PLL-Schaltungen auf einer Leiterplatte gemeinsam mit dem oben beschriebenen Oktav-VCO anzubringen. Bei einer herkömmlichen Technik wird das Frequenzziehen eines VCO für einen engen Frequenzbereich in einem von irgendwelchen geteilten Bereichen, der durch Teilung erhalten ist, einen ganzen Frequenzbereich mit einer Teilung von VCOs, beispielsweise L- oder VCO-Umschaltung und Spannungsvorgabe, ausgeführt&sub0; In einem Oktav-Frequenzbereich ist dies jedoch arbeitsaufwendig.
Es soll daher angenommen werden, daß eine Voreinstellung mit einem D/A-Wandler durchgeführt wird. Auch wenn der Ausgangswert des D/A-Wandlers zu einer vorgegebenen Frequenzinformation linear proportional ist und die V-f-Charakteristik des VCO linear ist, kann die PLL-Verriegelung eventuell nicht durchgeführt werden, wenn die Linearität des VCO nicht in einen Fehlerbereich von einigen Prozent fällt, und zwar aufgrund von Ternperatur-Charakteristiken. Wenn ein ROM verwendet wird, um eine vorgegebene Spannung zu erzeugen, die für jede Frequenz optimal ist, braucht die Linearität des VCO nicht berücksichtigt zu werden&sub0; Aber das Sammeln von Daten, die in den ROM einzuschreiben sind, und die Temperatur- Charakteristiken des VCO und dergleichen bleiben als Probleme bestehen. Anstelle des D/A-Wandlers wurde der Frequenzdetektor verwendet, um ein schnelles 3-ms-LOCK auf einer Nichtjustierungs-Basis durchzuführen. Der Frequenzdetektor dient als ein Typ von Fensterdetektor.
Der Fensterdetektor weist einen Detektor zum Detektieren eines oberen Grenzwerts und einen Detektor zum Detektieren eines unteren Grenzwerts auf. Jeder der Detektoren gibt einen Impuls ab, wenn sein Eingangswert einen Grenzwert überschreitet. Der Detektor für die Obergrenze gibt Abwärtsimpulse für die Abwärtskorrektur ab, während der Detektor für die Untergrenze Impulse für die Aufwärtskorrektur abgibt.
Wenn ein Eingangswert in ein Fenster zwischen dem oberen und dem unteren Grenzwert fällt, erzeugen die Detektoren keinen Impuls und treten in den stabilen Zustand ein. In der Praxis kann ein handelsüblicher Frequenzdetektor, der auf einer Eins-zu-Eins-Frequenzbasis arbeitet, verwendet werden, um einen N-zu-Eins-Detektor zu bilden. Dieser wird implementiert, indem ein 1/N-Teiler in der vorhergehenden Stufe eines Eingangs des Frequenzdetektors angeordnet wird.
Wenn der VCO-Ausgang mit einem Eingang des i/N-Teilers verbunden ist und ein 1-MHz-Referenzsignal mit dem anderen Eingang verbunden ist, kann der Detektor (N)MHz detektieren. Wenn zwei Sets dieser Schaltkreise mit einem Teiler als dem 1/(N+2)-Teiler und dem anderen Teiler als 1/(N-1)-Teiler kombiniert werden, wird ein Fensterdetektor von (N+2) MHz - (N-1) MHz gebildet.
Die Aufwärts- und Abwärtsimpulse werden zu den PD-Ausgangsimpulsen in dem aktiven Filter der PLL-Schaltung addiert.

Vereinfachung einer Steuerleitung auf der Basis einer seriellen Datenübertragungsleitung

Um das Setzen von Daten in dem für den Frequenzdetektor notwendigen 1/N-Teiler und die Steuerung von Analogschaltern durchzuführen, werden ungefähr 800 Leitungen benötigt. Daher wird die serielle Datenübertragungsleitung vollständig genutzt.

Hochgeschwindigkeits-Datenübertragung auf der Basis einer optischen Übertragungsstrecke

Daten wurden zwischen dem Synthesizer und der CPU über eine optische Übertragungsstrecke geleitet, um Probleme der Übertragungsgeschwindigkeit und von Rauschen zu überwinden.

Hochgeschwindigkeitseinstellung auf der Basis eines für die Frequenzdatenberechnung reservierten Großschaltkreises

Die Hochgeschwindigkeitsleistung der optischen Übertragungs strecke wurde von einem LSI-Schaltkreis vollständig genutzt, der für BCD-Berechnung, 2N-Berechnung und serielle Übertragung reserviert war.

Volle Nutzung von oberflächenmontierten Bauelementen

Oberflächenmontierte Bauelemente wurden als Trumpfkarte für die Miniaturisierung verwendet.

Strukturieren von Leitern

Zur Stabilisierung des Betriebsverhaltens wurden die meisten Leiter einschließlich Abschirmleiter strukturiert.
Ein Synthesesignalgenerator als hochreine Signalquelle, der eine Rauschminderung auf dem höchsten Pegel erlaubt, konnte unter Anwendung der oben beschriebenen Techniken implementiert werden.
Die Fig. 2 und Fig. 3A und 3B zeigen typische Phasenrausch- Charakteristiken des SSG bei Offsetwerten von 20 kHz, 1 GHz bzw. 150 MHz.
Der Hintergrund für die Minderung von ESB-Phasenrauschen wird hier speziell beschrieben.
Da bei einem herkömmlichen Frequenzsynthesizer die Synthese von Referenzfrequenzen bei Niederfrequenzen für die HF-Bandauslegung vorteilhaft ist, werden 10-MHz-Schritte des zweiten Signalgeneratorausgangs zu 100-MHz-Schritten des ersten Signalgeneratorausgangs addiert oder davon subtrahiert, um 290 bis 640 MHz zu synthetisieren. Die synthetisierten Frequenzen werden zu anderen Referenzsignalen von einer SUM- Schleife addiert und mit zwei multipliziert, um gewünschte Frequenzen von 640 bis 1350 MHz zu erhalten.
Da bei dieser Technik die Synthese innerhalb eines halben gewünschten Frequenzbereichs durchgeführt wird, sollte das ESB-Phasenrauschen um 6 dB über einem gewünschten Wert verbessert werden. Es können jedoch nur Signale der Größenordnung von -147 dBc/Hz synthetisiert werden, und zwar aufgrund von Rauschverschlechterung infolge von Bodengeräuschen der Einrichtung sowie der Addition und Subtraktion für 10- MHz-Schritte.
Im übrigen ist die Begrenzung eines Schleifenbands davon abhängig, wie viel Rauschpegel zu mindern ist. Um VCO-Rauschen bis zu -140 dBc/Hz wie in Fig. 4 zu mindern, muß die Begrenzung bis zu einem entfernten Punkt erweitert werden. Da jedoch bei der herkömmlichen Technik die niedrigste Frequenz von 10 MHz am Ausgang des zweiten Signalgenerators vorhanden ist, ist eine Verbreiterung des Schleifenbands auf 10 MHz oder mehr im Hinblick auf Störsignale unmöglich.
Wie weit das Band verbreitert werden kann, ist stark von dem ESB-Phasenrauschen des VCO selber abhängig, das durch einen Ausgangsbereich von Schwingungsfrequenzen begrenzt ist. Das heißt, je schmaler der Ausgangsbereich, umso mehr wird die Rausch-Charakteristik verbessert. Somit kann die PLL-Bandbreite schmal sein. Bei der vorliegenden Erfindung benötigt der VCO-Ausgangsbereich eine Oktave oder mehr, und das Schleifenband muß verbreitert werden, weil das ESB-Phasen rauschen des VCO selber nicht erwartet werden kann.
Um ein Oktavband oder ein größeres Band bei der herkömmlichen Technik abzudecken, werden zwei oder mehr VCOs verwendet, die mittels eines Schalters umgeschaltet werden. Bei der vorliegenden Erfindung muß das Band jedoch von einem VCO abgedeckt werden, um die Komplexität von Umschaltkreisen, die ESB-Phasenrauschen-Verschlechterung und Platzprobleme zu vermeiden.
Als nächstes werden einige Ausführungsformen von Schaltungseinrichtungen beschrieben, die in einem solchen Synthesesignalgenerator, der als eine Quelle für hochreine Signale dient, verwendet werden.

[Erste Ausführungsform] Frequenzsynthesizer

Der Frequenzsynthesizer gemäß der ersten Ausführungsform wird als HF-Synthesizer 106 von Fig. 1 verwendet, und seine Grundanordnung ist in Fig. 5 gezeigt.
Der Frequenzsynthesizer von Fig. 5 umfaßt einen ersten Signalgenerator 11, der Ausgangssignale von 500 bis 1300 MHz in Schritten von jeweils 100 MHz liefert, einen zweiten Signalgenerator 12 zum Erzeugen einer Auflösung ΔF durch Addition zu und Subtraktion von den Ausgangssignalen des ersten Signalgenerators 11, einen Mischer 13, der außerhalb eines PLL-Schaltkreises 14 vorgesehen ist, um die Ausgangssignale des ersten und des zweiten Signalgenerators additiv und subtraktiv zu kombinieren oder das Ausgangssignal jedes der Signalgeneratoren direkt zu übertragen, eine Steuereinheit 27, um zu bestimmen, welches der resultierenden Ausgangssignale entsprechend der Einstellung in einer Frequenzeinstelleinheit 28 zu wählen ist, und Rechenvorgänge auszuführen, und den PLL-Schaltkreis 14, der einen Frequenzdetektor (FD) 18 hat, der auf Ausgangsdaten von der Steuereinheit anspricht, um Ausgangssignale eines VCO 17 in dem PLL-Schaltkreis 14 direkt zu zählen, um digital in seinem Fenster obere und untere Schwellenwerte und konvergierende Frequenzen zu setzen. Der PLL-Schaltkreis 14 führt einen Filtervorgang aus und gibt eine gewünschte Ausgangsfrequenz ab. Der PLL-Schaltkreis 14 trachtet danach, Störkomponenten zu entfernen, braucht aber nicht darauf beschränkt zu sein. Der in dem PLL-Schaltkreis 14 verwendete VCO 17 überdeckt selber ein Oktavband. Somit ist keine Umschaltung zwischen einer Vielzahl von VCOs notwendig. 15 ist ein Phasendetektor in dem PLL-Schaltkreis 14.
In Fig. 5 werden die Frequenzen Fp und Fq des ersten und des zweiten Signalgenerators 11 und 12 von der Steuereinheit 27 auf der Basis von gewünschter Frequenzinformation Fi gesteuert, die von einem Bediener in der Frequenzeinstell einheit 28 eingesetlit wird. Aus dem Mischer 13 werden Frequenzsignale Fp - Fq und Fp + Fq abgegeben. Der PLL- Schaltkreis 14 verriegelt sich auf eines der Ausgangsfrequenzsignale und entfernt die andere Frequenzkomponente.
Es folgt nun eine spezielle Beschreibung.
Erstens stehen die Ausgangsfrequenzen Fp und Fq des ersten und des zweiten Signalgenerators 11 und 12 miteinander in folgender Beziehung.
Es ist zu beachten, daß die Bedingung vorliegt, daß die gewünschte Frequenzinformation Fi in vorgegebenen Frequenzschritten ΔF, wie etwa Fi = m x ΔF vorgegeben wird (m: posi tive ganze Zahl, ΔF: positive reelle Zahl).
Fp = a x P x ΔF
wobei a eine positive ungerade Zahl und P eine ganze Zahl ist.
Fq = b x Q x ΔF
wobei b eine positive ganze Zahl ist, ausgenommen ganzahlige Vielfache von Primfaktoren, in die a zerlegbar ist, und Q eine ganze Zahl ist und der Beziehung genügt: Q ≤ (a-1)/2.
P = T + (s - b x Q)/a,
wobei T und 5 Quotient bzw. Rest sind, wenn m (=Fi/ΔF) durch a dividiert wird, und sie jeweils eine positive ganze Zahl einschließlich 0 sind.
Von den Koeffizienten sind a und b Festwerte, die festgelegt werden, wenn der Frequenzsynthesizer konstruiert wird.
Die Wertebereiche der Koeffizienten P und Q werden zum Zeitpunkt der Konstruktion bestimmt. Ihre Werte, die während des Betriebs angenommen werden, werden entsprechend der tatsächlich vorgegebenen gewünschten Frequenzinformation Fi bestimmt.
Nachfolgend wird die Theorie eines Grundbeispiels erläutert.
Fi/ΔF = a x T + s = (Fp + Fq)/ΔF
= a x P + b x Q .
In diesem Ausdruck nehmen P und Q jeweils einen positiven oder einen negativen Wert an.
Wenn man annimmt, daß P = T + t (t ist eine ganze Zahl),
a x T + S = a x (T + t) + b x Q
S = a x t + b x Q ,
dann sind Q und P repräsentiert durch
Q = (s - a x t)/b
P = T + (s - b x Q)/a.
Die obige Gleichung erlaubt es, die Tabellen 1, 2, 3, 4, 5 und 6 unter Verwendung von a, s und b als Parameter zu erstellen. Diese Tabellen werden speziell bestimmt, weil die ganze Zahl t, die Q ≤ (a-1)/2 genügt, nur eine Zahl ist.
Die Tabellen 1 und 2 werden genutzt, um Q und t zu erhalten, wenn a = 5. In den Tabellen 3 und 4 sind s, Q und P tabelliert aus a, s, b, Q, T und t und der obigen Beziehung.
Ebenso werden die Tabellen 5 und 6 genutzt, um Q und t zu erhalten, wenn a = 11. Erforderlichenfalls kann eine Tabelle aus s, Q und P erstellt werden.
Daher werden 5 und T aus Frequenzinformation Fi, ΔF, a und b erhalten, und dann werden P und Q bestimmt. Die Werte von P und Q erlauben es, die von dem ersten und dem zweiten Signalgenerator 11 und 12 abgegebenen Frequenzen Fp und Fq speziell zu bestimmen. Tabelle 1 Tabelle 2 Tabelle 3 Tabelle 4 Tabelle 5 Tabelle 6
Andererseits nehmen Fp und Fq, wie oben beschrieben, jeweils einen positiven oder einen negativen Wert an, und zwar auf der Grundlage der Vorzeichen der Koeffizienten P und Q.
Der vorstehende Ausdruck Fi = m x ΔF = Fp + Fq wird zu einer positiven reellen Zahl, da der Koeffizient eine positive ganze Zahl ist und ΔF eine positive reelle Zahl ist. Es wird dargestellt, daß der Ausdruck für Fi zu einem der folgenden Ausdrücke (1) oder (2) wird.
Fp + Fq ... (1)
Fp - Fq ... (2)
dann ergeben sich bei verallgemeinerten Bedingungen die folgenden Ausdrücke:
Fp = a x P x ΔF
Fq = b x Q x ΔF
In den Ausdrücken erhalten wir, da die Koeffizienten a, b und Fi jeweils einen positiven Wert annehmen, im wesentlichen die folgenden Ausdrücke:
Fp = Fp ,
Fq = Fq
Daher wird die erhaltene Frequenz zu Fp + Fq oder zu Fp - Fq , wenn diese Frequenzsignale durch den Mischer 13 gehen. Tatsächlich wird das Ausgangssignal des Mischers 13 zu Fp + Fq oder zu Fp - Fq , da der Mischer 13 keine negative Frequenz abgibt. Diese Ausgangswerte sind die gleichen, wie sie oben in den Ausdrücken (1) und (2) beschrieben sind.
Eines dieser Frequenzsignale Fp + Fq und Fp - Fq ist dasselbe wie die Vorgabefrequenzdaten Fi, und dann gibt der PLL-Schaltkreis 14 das so gewählte Signal ab.
Daher können P und Q als positiver Wert verarbeitet werden, um die Vorzeichen von P und Q zu ignorieren, die jeweils einen negativen Wert annehmen, wie in den Tabellen 1 bis 6 angegeben ist.
Ein konkretes Beispiel wird nachstehend beschrieben.
Dieses Beispiel entspricht dem Fall, bei dem a = 5 und b = 2 in dem vorhergehenden Grundbeispiel. Dieses Beispiel entspricht also dem Fall von Tabelle 1.
Dieser Fall hat die folgenden Auswirkungen.
(1) Wie aus den Tabellen 1 und 2 zu sehen ist, wenn b erhöht wird, während a bei 5 fixiert ist, erhöht sich die erforderliche Frequenz Fp.
Das heißt also, dieses Beispiel würde mit den folgenden Frequenzen erstellt werden.
In Tabelle 3:
Fp = 5 x ΔF, 5 x (T+1) x ΔF
Fq = 0, 2 x ΔF, 4 x ΔF .
In Tabelle 4:
Fp = 5 x (T-1) x ΔF, 5 x ΔF,
5 x (T+1) x ΔF,
5 x (T+2) x F,
Fq = 0, 4 x ΔF, 8 x ΔF .
Auch wenn a geändert wird, während b bei 2 fixiert ist, erhöht sich die Zahl der Frequenz Fq.
Somit wird eine optimale Anzahl von Frequenzen erhalten.
(2) Wenn b = 2, sind die Fq-Frequenzen in der vervielfachten Beziehung und können ohne weiteres durch die Anwendung einer einzelnen Signalquelle und von Frequenzteilern erzeugt werden. Da kein Mischer verwendet werden muß, können Frequenzen mit gutem C/N erzeugt werden.
(3) Die von dem Mischer synthetisierten Frequenzen sind Fp - 2 x ΔF und Fp + 2 x ΔF, wobei die Differenz zwischen ihnen 4 x ΔF ist. Bei der Trennung dieser Frequenzen durch den PLL-Schaltkreis kann die Bandbreite des Schleifenfilters breit gemacht werden.
In diesem Beispiel werden die Frequenzen Fp und Fq, die von dem ersten und dem zweiten Signalgenerator ii und 12 abgegeben werden, unter der Bedingung bestimmt, daß Ausgangssignale YO des PLL-Schaltkreises 14 in Frequenzschritten ΔF wie folgt erzeugt werden.
Fp = P x 5 x ΔF ,
wobei der Koeffizient P irgendeine der ganzen Zahlen von 0 bis n ist.
Fq = Q x 2 x ΔF ,
wobei der Koeffizient Q irgendeine der ganzen Zahlen von bis 2 ist.
Auf diese Weise sind der erste und der zweite Signalgenera tor 11 und 12 jeweils angeordnet, um ein Frequenzsignal nach Maßgabe eines entsprechenden von P und Q von der Steuereinheit 27 abzugeben.
Die Steuereinheit 27 findet den Quotienten T und den Rest s, wenn die Frequenzinformation Fi, die von der Frequenzvorgabeeinheit 28 vorgegeben ist, durch 5 x ΔF und bestimmt dann die Werte von P und Q aus der Tabelle 1 entsprechend dem Rest s, um dadurch den ersten und den zweiten Signalgenerator 11 und 12 zu steuern.
Beispiele von numerischen Werten sind nachstehend angegeben.
Da Ausgangssignale von 100 bis 200 MHz in Schritten von ΔF = 20 MHz erzeugt werden, wenn Fi = 100, da s = 0 und T = 1 aus Fi/(5 x ΔF) gebildet sind, erhalten wir P = 1 und Q = 0. Daher ist Fp = 100 MHz und Fq = 0.
Mit Fi = 120, da 5 = 1 und T = 1, P = 2 und Q = 2.
Daher ist Fp = 200 MHz und Fq = 80 MHz.
Mit Fi = 140, da s = 2 und T = 1, P = 1 und Q = 1.
Daher ist Fp = 100 MHz und Fq = 40 MHz.
Mit Fi = 160, da s = 3 und T = 1, P = 2 und Q = 1.
Daher ist Fp = 200 MHz und Fq = 40 MHz.
Mit Fi = 180, da s = 4 und T = 1, P = 1 und Q = 2.
Daher ist Fp = 100 MHz und Fq = 80 MHz.
Mit Fi = 200, da s = 0 und T = 2, P = 2 und Q = 0.
Daher ist Fp = 200 MHz und Fq = 0.
Diese Werte sind in der Tabelle 7 gegeben. Tabelle 7 (Einheiten: MHz)
Unter der Annahme, daß die Frequenzen Fp und Fq sind: Fp = g und Fq = k, liefern der erste und der zweite Signalgenerator 11 und 12 jeweils vorbestimmte Frequenzen Fp=g und Fq=k an den Mischer 13.
Der PLL-Schaltkreis 14 verriegelt selektiv mit einer der Ausgangsfrequenzen (Fp=g) - (Fq=k) und (Fp=g) + (Fq=k) des Mischers 13 je nach der Frequenzinformation Fi.
Obwohl die tatsächlichen Eingangsfrequenzkomponenten zu dem Mischer 13 die Werte Fp=g, Fq=k, (Fp=g) - (Fq=k) und (Fp=g) + (Fq=k) umfassen, sind die gewünschten Frequenzen (Fp=g) - (Fq=k) und (Fp=g) + (Fq=k).
Der Frequenzdetektor 18 weist den PLL-Schaltkreis 14 an, entweder mit (Fp=g) - (Fq=k) oder (Fp=g) + (Fq=k) zu verriegeln, wie unter Bezugnahme auf Fig. 12 noch im einzelnen beschrieben wird.
Die Fig. 6, 7 und 8 zeigen spezielle Anordnungen des ersten Signalgenerators 11, des zweiten Signalgenerators 12 und des Mischers 13 von Fig. 5. Sie sind so ausgelegt, wie das in Verbindung mit dem Hochfrequenz-Synthesizer 106 beschrieben wurde.
Um also Signale von 500 bis 1300 MHz in 100-MHz-Schritten abzugeben, indem das 100-MHz-Signal vom Referenzsignalgenerator 105 (siehe Fig. 1) mit einem Faktor N (5 bis 13) multipliziert wird, hat der erste Signalgenerator 11 von Fig. 6 einen Eingangsverstärker ha, zwei Filter 11b und 11c, drei SRD 11d, 11e und 11f, die mit N = 5 bis 7, N = 8 bis 10 und N = 11 bis 13 arbeiten, und neun Bandpaßfilter 11g1 bis 11g9, von denen drei jeweils einem der SRDS ent sprechen. Die Mittenfrequenzen der neun Bandpaßfilter 11g1 bis 11g9 sind mit 500, 600, 700, 800, 900, 1000, 1100, 1200 bzw. 1300 MHz gewählt. Schalter S1 bis S25 werden von Steuersignalen von der Steuereinheit 27 entsprechend der Frequenzvorgabe in der Frequenzvorgabeeinheit 28 geschaltet.
Der zweite Signalgenerator von Fig. 7 gibt ein 80-MHz-Signal durch einen Verstärker 12a, dem das 100-MHz-Signal wie oben beschrieben zugeführt wird, eine 4fach multiplizierende SRD 12b, ein Bandpaßfilter, das bei 400 MHz zentriert ist, einen durch 5 teilenden Frequenzteiler 12d und einen Verstärker 12e ab und gibt ferner ein 40-MHz-Signal von einem durch 2 teilenden Frequenzteiler 12h über Kopplungselemente 12f und 12g ab.
Der Mischer 13 von Fig. 8 leitet die 500 bis 1300-MHz/100- MHz-Signale vom ersten Signalgenerator 11 von Fig. 6 zu einem Eingang eines Mischers 12b über einen Verstärker 13a und die 80-MHz- und 40-MHz-Signale von dem zweiten Signalgenerator 12 von Fig. 7 zu dem anderen Eingang des Mischers 12b über Hochpaßfilter 12c bzw. 23d, so daß Signale von 580 bis 1280 MHz/20 MHz von dem Mischer 13b über einen Verstärker 12e abgegeben werden. Schalter S26 bis S31 werden von Steuersignalen von der Steuereinheit 27 entsprechend der Frequenzvorgabe in der Frequenzeinstelleinheit 28 (siehe Fig. 5) geschaltet, aber sie können auch durchgeschaltet werden, so daß bei Abwesenheit von einem der Eingangssignale zum Mischer 12b das andere der Eingangssignale so, wie es ist, abgegeben werden kann. Dabei kann der Mischer 13 ein Ausgangssignal von jedem von dem ersten und dem zweiten Signalgenerator zusätzlich zu den gemischten Ausgangssignalen des ersten und des zweiten Signalgenerators in Summen- und Differenzfrequenzen direkt übertragen.
Ein solcher Frequenzsynthesizer gemäß der ersten Ausführungsform hat somit die folgenden Vorteile.
(a) Eine Differenz zwischen den Summen- und Differenzfrequenzen vom Mischer kann groß gemacht werden. Selbst wenn also die Bandbreite des Schleifenfilters des PLL-Schaltkreises verbreitert wird, können Breitbandsignale und Signale mit hohem C/N abgegeben werden, ohne daß die Wirkung der Störsignalunterdrückung vermindert wird.
(b) Signale können in vorbestimmten Frequenzschritten mit einer kleinen Anzahl Signalquellen abgegeben werden.
(c) Eine Frequenz 0 kann an einem Eingangssignal zum Mischer vorgegeben werden. In diesem Fall kann die Frequenz des anderen Eingangssignals des Mischers so, wie sie ist, abgegeben werden, so daß der Wirkungsgrad verbessert wird.
(d) Die Schaltungsanordnung kann im Vergleich mit dem Stand der Technik einfach sein. Das verhindert dementsprechend die Erzeugung von Störkomponenten.

[Zweite Ausführungsform] Frequenzsynthesizer

Fig. 9 zeigt einen Frequenzsynthesizer gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung, der dazu ausgebildet ist, Signale in Schritten von 10 MHz durch Teilung eines Signals, das eine Frequenz Ta mal einer gewünschten Frequenz hat, durch einen Faktor Ta abzugeben.
In Fig. 9 gibt ein erster Signalgenerator 11 ein Signal f1 = y1 x Ta ab, und ein zweiter Signalgenerator 12 gibt ein Signal f2 = y2 x Ta ab. Ferner entsprechen f1 und f2 für Ta = 2 bei der zweiten Ausführungsform Fp und Fq für a=5, b=2 bei der ersten Ausführungsform Der zweite Signalgenerator 12 verwendet Signale von 0 MHz, 10 MHz, 20 MHz, 30 MHz, 40 MHz und 50 MHz als Referenzsignale, die jeweils mit A, B, C, D, E und F bezeichnet sind, und gibt ein Signal f2 = y2 x Ta (= AxTa, CxTa oder ExTa) ab, das durch Multiplikation von einem der Referenzsignale A, C und E mit Ta erhalten wird. Die Wahl eines der Referenzsignale erfolgt durch die noch zu beschreibende Steuereinheit 27.
Wenn angenommen wird, daß die niedrigste Frequenz f1(1) des ersten Signalgenerators 11 den Wert 100Ta hat, werden seine Ausgangsfrequenzen in Schritten abgegeben, deren Größe Ta-mal der höchsten Frequenz F wie folgt entspricht.
f1(2) = f1(1) + F x Ta
= (100 + F) Ta
f1(3) = f1(2) + F x Ta
= (100 + 2F) Ta
... ... ...
f1(n) = f1(n-1) + F x Ta
= (100 + (N-1)F) Ta
= y1(n) x Ta
wobei y1(n) = 100 + (n-1) F.
Welche der Frequenzen abzugeben ist, wird von der Steuereinheit 27 bestimmt.
13 bezeichnet einen Mischer, der Eingangssignale vom ersten und zweiten Signalgenerator 11 und 12 mischt unter Bildung der Summen- und Differenzfrequenzen der Eingangssignale.
14 ist ein PLL-Schaltkreis, der aus einem Phasendetektor 15, einem Schleifenfilter 16 und einem VCO 17 besteht. Für ein hohes C/N und schnelles Ansprechen hat das Schleifenfilter 16 eine Bandbreite von beispielsweise ca. 20 MHz.
18 ist ein Frequenzdetektor (nachstehend als FD bezeichnet), der die Freilauffrequenz des VCO 17 zwingt, nahe Frequenzdaten N zu sein (Ta-mal der gewünschten Frequenz).
19 bezeichnet ein Addierglied, das 1 zu den Frequenzdaten N addiert, und 20 bezeichnet ein Subtrahierglied, das 1 von den Frequenzdaten N subtrahiert. Das Addierglied 19 und das Subtrahierglied 20 können in die Steuereinheit 27 eingebaut sein. 23c ist ein Frequenzteiler, der die Ausgangsfrequenz des VCO 17 durch einen Faktor (N+1) teilt, während 24c ein Frequenzteiler ist, der die VCO-Ausgangsfrequenz durch einen Faktor (N-1) teilt.
23c ist eine Frequenzvergleichseinheit (FCU), die Abwärtsimpulse erzeugt, wenn die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 23c höher als die Referenzfrequenz (1 MHz) ist, und 24a bezeichnet eine Frequenzvergleichseinheit (FCL), die Aufwärtsimpulse erzeugt, wenn die Ausgangsfrequenz des Frequenzteilers 24c niedriger als die Referenzfrequenz ist.
Die Frequenzvergleichseinheiten 23a und 24b können für die gleiche Konstruktion verwendet werden.
25 ist eine Auf-Ab-Verarbeitungseinheit, die ihre Ausgangsspannung in einer Richtung ändert, um die VCO-Frequenz zu verringern, wenn sie die Abwärtsimpulse empfängt, oder in der Richtung ändert, um die VCO-Frequenz zu erhöhen, wenn sie die Aufwärtsimpulse empfängt. Somit spricht der FD auf das Anlegen der Frequenzdaten N an, um die Freilauffrequenz des VCO 17 zu zwingen, in einen Bereich von N + 1 MHz einzutreten.
26 bezeichnet einen Frequenzteiler, um die VCO-Frequenz durch Ta zu teilen.
27 bezeichnet eine Steuereinheit, die auf gewünschte Frequenzdaten anspricht, die in eine Frequenzeinstelleinheit 28 gesetzt sind, um Ausgangsfrequenzen des ersten und des zweiten Signalgenerators 11 und 12 und Frequenzdaten N für den FD 18 zu bestimmen.
Wenn die gewünschten Frequenzdaten y0 mit y0 = Pa x 100 + Qa x 10 MHz vorgegeben sind, veranlaßt die Steuereinheit 27 den zweiten Signalgenerator 12, eine Ausgangsfrequenz f2 (=y2 x Ta) in Abhängigkeit von Qa abzugeben, wie in Fig. 7 gezeigt ist, und veranlaßt den ersten Signalgenerator 11, eine Ausgangsfrequenz f1 (=y1 x Ta) in Abhängigkeit von Pa und Qa abzugeben, wie Fig. 11 zeigt, wenn die niedrigste Ausgangsfrequenz mit 100 MHz angenommen wird. Außerdem gibt die Steuereinheit 27 an den FD 18 die Frequenzinformation N ab, die Ta-mal die vorgegebene Frequenzinformation (Pa x 100 + Qa x 10) ist.
Als nächstes folgt die Beschreibung des Betriebs des Frequenzsynthesizers bei Ta = 4.
Wenn beispielsweise "110" von der Frequenzeinstelleinheit 28 vorgegeben ist, dann ist Pa = Qa = 1. Die Steuerschaltung 27 veranlaßt daher den ersten Signalgenerator 11, ein Signal f1(2) = f1(1) + F x Ta = y1(2) x Ta = 600 MHz entsprechend Fig. 11 und der obigen Gleichung für f1 abzugeben, veranlaßt den zweiten Signalgenerator 12, ein Signal y2 x Ta = E x Ta = 160 MHz entsprechend Fig. 10 abzugeben, und gibt Frequenzdaten "440" an den FD 18 ab.
Aus diesem Grund erzeugt der Mischer 13 die Summen- und Differenzfrequenzkomponenten (y1 + y2) T, d. h. die Summenfrequenzkomponente von 760 MHz und die Differenzfrequenzkomponente von 440 MHz. Als Reaktion auf die Frequenzinformation "440" zwingt der FD 18 die Freilauffrequenz des VCO 17, zwischen 439 und 441 MHz zu gehen.
Die Freilauffrequenz des VCO 17 fällt in den Mitziehbereich des PLL-Schaltkreises, der das Differenzfrequenzsignal von 440 MHz von dem Mischer 13 als das Referenzsignal nutzt und mit (y1 - y2) T, d. h. 440 MHz durch die Schleifenmitziehsteuerung verriegelt. Infolgedessen wird vom Frequenzteiler 26 ein gewünschtes Signal von 110 MHz (y0) abgegeben.
Die Summenfrequenzkomponente (y1 + y2) T von 760 MHz vom Mischer 13 erzeugt eine Schwebung von 320 MHz (y2xTa), wenn sie mit der Summenfrequenzkomponente von 760 MHz vom Mischer 13 gemischt wird. Da die Bandbreite des Schleifenfilters 16 ausreichend niedrig im Vergleich mit der Schwebungsfrequenz ist, kann die Schwebung vollständig entfernt werden, so daß sie nicht zu dem VCO 17 übertragen wird.
Da ferner die Referenzsignalkomponente (440 MHz) und ihre Oberwellenkomponenten, die zu einem geringen Teil in dem Signal des zweiten Signalgenerators 12 enthalten sind, ausreichend weit von dem Band des Schleifenfilters 16 entfernt sind, wird der VCO 17 nicht von den Signalkomponenten moduliert, und es werden im Ergebnis hochreine Signale erhalten.
Wenn Frequenzdaten "120" vorgegeben sind, wird gleichermaßen f1(1) = 400 MHz und CxTa = 80 MHz von dem ersten bzw. dem zweiten Signalgenerator 11 und 12 abgegeben, so daß die Summen- und Differenzfrequenzen von 480 MHz und 320 MHz vom Mischer 13 abgegeben werden.
Da Frequeninformation "480" in den FD 18 eingegeben wird, wird die Ausgangsfrequenz des VCO 17 in die Nähe von 480 MHz getrieben und verriegelt dann mit der Summenfrequenz von 480 MHz vom Mischer 13. 480 MHz von dem PLL-Schaltkreis 14 wird von dem Frequenzteiler 26 durch 4 geteilt, so daß 120 MHz abgegeben wird.
Das Signal der gewünschten Frequenz, das aus dieser Frequenzteileung resultiert, wird stärker als das von dem PLL- Schaltkreis 14 abgegebene Signal in bezug auf C/N verbessert.
Es versteht sich, daß bei dieser Ausführungsform die Frequenz y0(n) des Signals, das von dem Frequenzteiler 26 abgegeben wird, durch die folgenden Ausdrücke gegeben ist und daß jede von Frequenzen, die in Schritten von jeweils 10 MHz variabel sind, abgegeben werden kann.
y0(0) = (f1(1) + A)/Ta
y0(1) = (f1(2) - E × Ta)/Ta
= 100 + 10
y0(2) = (f1(1) + C × Ta)/Ta
= 100 + 20
y0(3) = (f1(2) - C × Ta)/TA
= 100 + 30
y0(4) = (f1(1) + E × Ta)/Ta
= 100 + 40
y0(5) = (f1(2) + A )/Ta
= 100 + 50
y0(6) = (f1(3) - E × Ta)/Ta
= 100 + 60
y0(7) = (f1(2) + C × Ta)/TA
= 100 + 70
y0(8) = (f1(3) - C × Ta)/Ta
= 100 + 80
y0(9) = (f1(2) + E × Ta)/Ta
= 100 + 90
y0(10) = (f1(3) + A)/Ta
= 200 + 0
y0(11) = (f1(4) - E × Ta)/Ta
= 200 + 10
y0(12) = (f1(3) + C × Ta)/Ta
= 200 + 20
Es wird durch die in den FD 18 eingegebenen Frequenzdaten N bestimmt, ob die Summe oder die Differenz der Ausgangsfrequenz des ersten Signalgenerators 11 und der Ausgangsfrequenz des zweiten Signalgenerators 12 in den obigen Ausdrücken genommen wird.
Die obige Ausführungsform wurde in bezug auf den Fall beschrieben, in dem der zweite Signalgenerator 12 drei Arten von Ausgangsfrequenzen y2 x Ta (A, CxTa, ExTa) abgibt. Alternativ können 100-MHz-Schrittsignale von dem ersten Signalgenerator mit 4 multipliziert werden, um 400-MHz- Schrittsignale wie etwa 400, 800, 1200 MHz zu bilden, und Referenzsignale von 0 bis 50 MHz können mit 4 durch den zweiten Signalgenerator multipliziert werden.
In der obigen Ausführungsform wird ein Signal einer Frequenz mit der vierfachen (Ta = 4) gewünschten Frequenz von dem PLL-Schaltkreis 14 abgegeben. Ta kann jedoch irgendeine Zahl sein, wenn sie größer als 1 ist.
In der obigen Ausführungsform wird die Freilauffrequenz des VCO 17 zwangsweise an eine Frequenz des Ta-fachen der gewünschten Frequenz durch den FD 18 angenähert. Wenn die Steuerspannungs/Ausgangsfrequenz-Charakteristik des VCO 17 vorher bekannt ist, kann eine Steuerspannung, die die Freilauffrequenz des VCO 17 zum Ta-fachen der gewünschten Frequenz macht, von der Steuereinheit 27 an den VCO angelegt werden, um die Freilauffrequenz in den Mitziehbereich der Schleife zu treiben.
Wie im einzelnen beschrieben wurde, legt der Frequenzsynthesizer der zweiten Ausführungsform der Erfindung an den Mischer zwei Frequenzen an, die aus der Ta-Multiplikation von zwei Frequenzen resultieren, deren Summe oder Differenz eine gewünschte Ausgangsfrequenz zeigt, um so ein Signal einer Frequenz, die mit dem Ta-fachen der gewünschten Frequenz verriegelt ist, an dem PLL-Schaltkreis abzugeben, und teilt die Ausgangsfrequenz des PLL-Schaltkreises, um die ge wünschte Frequenz zu erhalten. Daher kann eine Frequenzdifferenz zwischen den Summen- und Differenzfrequenzen vom Mischer groß gemacht werden, und selbst wenn die Bandbreite des Schleifenfilters des PLL-Schaltkreises verbreitert ist, können Breitbandsignale und Signale mit hohem C/N abgegeben werden, ohne daß die Auswirkung der Störsignalunterdrückung geringer wird.
Da außerdem die Ausgangsfrequenz des PLL-Schaltkreises geteilt wird, können Signale geliefert werden, die hinsichtlich des C/N weiter verbessert sind.
Da ferner der FD 18 vorgesehen ist, wird das Mitziehverhal ten auf die verriegelte Frequenz des PLL-Schaltkreises verbessert, wobei eine Isolation der Verriegelung und eine Hochgeschwindigkeitsverarbeitung erhalten werden.
Fig. 12 zeigt ein Blockbild des Frequenzdetektorkreises (FD) 18.
In Fig. 12 weisen ein erster und ein zweiter Frequenzvergleicher 23, 24 einen ersten und einen zweiten Teiler 23b, 24b und 23c, 24c an beiden Seiten von Frequenzvergleichs 25 einheiten 23a bzw. 24a auf. Diese ersten und zweiten Teiler 23b, 24b und 23c, 24c teilen die Referenzsignalfrequenz und Fo entsprechend der VCO-Ausgangsfrequenz Fout, die von dem VCO 17 geliefert wird, durch einen 1/8-Teiler 17a entsprechend den Daten N und R von der Steuereinheit 27.
Ferner wird der 1/8-Teiler nicht immer benötigt, wenn der erste und der zweite Frequenzvergleicher 23 und 24 als Frequenzvergleicher genutzt werden können, die direkt mit der VCO-Ausgangsfrequenz Fout arbeiten.
Die ersten Frequenzteiler 23b und 24b sind dazu ausgebildet, eine geteilte Ausgangsfrequenz fZ zu bilden, die einen Vergleich in den Frequenzvergleichseinheiten 23a und 24b erlaubt, und somit sind ihre Teilungsfaktoren Ru und RL festgelegt.
Die Teilungsfaktoren Nu und ML der zweiten Frequenzteiler 23c und 24c nehmen Werte entsprechend der Einstellung in der Frequeneinstelleinheit 28 an.
Dabei hat der FD 18 obere und untere Grenzwerte, die durch Nu und NL bestimmt sind, für die Referenzsignalfrequenz fZ, in diesem Fall (Obergrenze) = 8 x NU x fZ, (Untergrenze) = 8 x NL x fZ. Wenn die Ausgangsfrequenz Fout des VCO außerhalb der Grenz- bzw. Schwellenwerte liegt, werden von den Frequenzvergleichseinheiten 24a oder 23a Aufwärts- oder Abwärtsimpulse erzeugt, um dadurch Fout in die Schwellenwerte zu ziehen.
Die Aufwärtsimpulse und Abwärtsimpulse von den Frequenzvergleichseinheiten 24a und 23a werden Schaltern 25a und 25b der Auf/Ab-Verarbeitungseinheit 25 zugeführt. Die Schalter 25a und 25b werden jedesmal dann, wenn ein Impuls an sie angelegt wird, ein- und ausgeschaltet. Während der Einschaltperiode wird an einen Kopplungspunkt 25c eine Spannung von +15V oder -15V angelegt. Die +15V-Spannung wird über einen ersten Verstärker 16a zur Addition und Integration des FD- Impulses und der PD-Schwebung und einen zweiten Verstärker 16b zur Offsetverschiebung zu einem Ausgangsbereich von bis 32 V und Umkehrverstärkung an den Steuereingang des VCO 17 angelegt, der dem Ausgang des Schleifenfilters 16 überlagert ist. Bei dieser Ausführungsform weist das Schleifenfilter 16 einen ersten und einen zweiten Verstärker 16a und 16b, ein Verzögerungs-Beschleunigungs-Filter 16c und ein Sperrfilter 16d auf. Der erste Verstärker 16a ist ein aktives Filter und bestimmt eine Ansprech-Charakteristik des Schleifenfilters 16 gemeinsam mit dem Verzögerungs-Beschleunigungs-Filter 16c. Der zweite Verstärker 16b ist vorgesehen, um ein Ausgangssignal des Phasendetektors 15 mit einer vorbestimmten Phase in den VCO 17 einzugeben, und wird nicht immer benötigt. Das Sperrfilter 16d ist vorgesehen, um eine Festfrequenzkomponente zu entfernen, die vom Phasendetektor 15 abgegeben wird. Daher ist ein mindestens notwendiges Bauelement des Schleifenfilters 16 der erste Verstärker 16a, wie etwa das aktive Filter mit Integrationsoperation.
Dadurch wird die Ausgangsfrequenz Fout des VCO 17 so gesteuert, daß sie durch die Aufwärtsimpulse zunimmt und durch die Abwärtsimpulse abnimmt.
Unter der Annahme, daß der Teilungsfaktor für die eingestellte Frequenz Fo Nc ist, gilt die folgende Beziehung:
Fo / Nc = fZ,
also Fo = Nc x fZ.
Das bedeutet, daß dann, wenn Nc mit Daten entsprechend der Vorgabefrequenz Fo gegeben ist, die VCO-Ausgangsfrequenz Fout mit der Vorgabefrequenz Fo identisch ist.
Der FD 18 hat die Funktion, die VCO-Ausgangsfrequenz Fout in den Bereich der Vorgabefrequenz Fo zu ziehen.
Beispielsweise sei angenommen, daß der obere Schwellenwert Foutu 1001 MHz ist, wenn Fout = 1000 MHz die Vorgabefrequenz ist.
Mit Fz = 10 MHz und RU = 80 ist fZ = 125 kHz Da Fo = Fout/8, ist fOU = Fout/8 = 1001 x 10&sup6;/8 = 125,125 x 10&sup6;. Somit ist NU = fOU/fZ = 125,125 x 10&sup6;/(125 x 10³) = 1001. Dieses NU wird von der Steuereinheit 27 geliefert.
Da fZ = fOU/NU = fOU = 125 x 10&sup6;,
(1) wenn fOU > 125 kHz, werden die Abwärtsimpulse abgegeben, um die VCO-Ausgangsfrequenz zu verringern,
(2) wenn fOU ≤ 125 kHz, wird kein Impuls abgegeben.
Diese Abwärtssteuerung ist in Fig. 13A verdeutlicht.
Es wird angenommen, daß der untere Schwellenwert FoutL 999 MHz ist:
FoL = FoutL/8 = 124,875 x 10&sup6;
NL = fOL/fZ = 999
Dieses NL wird von der Steuereinheit 27 zugeführt.
(1) Wenn FOL < 125 kHz, werden die Aufwärtsimpulse abgegeben, um die VCO-Ausgangsfrequenz zu erhöhen.
(2) Wenn fOL ≥ 125 kHz, wird kein Impuls abgegeben.
Eine solche Aufwärtssteuerung ist in Fig. 138 verdeutlicht.
Die Fig. 13A und 13B sind in Fig. 13C vereinigt gezeigt.
Eine solche Frequenzsteuerung kann der herkömmlichen Frequenzsteuerung durch Spannung vorgezogen werden zum Zweck der Stabilisierung gegenüber Änderungen der Umgebungsbedingungen, einschließlich der Temperatur.
Das VCO-Ausgangssignal, das zwischen die Schwellenwerte auf diese Weise gezogen wurde, wird in das Band des PLL-Schaltkreises 14 gezogen. Danach wird die Phasenverriegelungssteuerung auf der Basis des Ausgangssignals des Vergleichers mit dem Referenzsignal Fr = 1000 MHz im Phasendetektor (PD) 15 durchgeführt.
Ein PLL-Schaltkreis, der als PLL-Schaltkreis 14 von Fig. 5 verwendet werden kann, wird unter Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben.
Fig. 14 ist ein Blockbild eines Frequenzsynthesizers, der den PLL-Schaltkreis verwendet.
In der Figur ist 210 ein Frequenzsteuerungskreis zum Bestimmen einer Ausgangsfrequenz des PLL-Schaltkreises 220, der die Umschaltung von Frequenzteilungsfaktoren einer Frequenz- Grobjustierschaltung 225, die noch beschrieben wird, und die Umschaltung eines Ausgleichskreises durchführt.
Es wird angenommen, daß ein VCO 221 des PLL-Schaltkreises 220 die in den Fig. 28 und 29 gezeigten Charakteristiken wie der vorher beschriebene VCO 31 hat.
Ein Ausgangssignal des VCO 221 und ein Referenzsignal werden einem Phasendetektor 222 vom Mischertyp zugeführt. Dieses Referenzsignal wird von einem separaten Schaltkreis geliefert, der ein Signal einer Frequenz Fr gleich den Frequenzdaten erzeugt, die in die Frequenzsteuerschaltung 210 gesetzt sind.
223 ist ein Integrierer, der ein Fehlersignal von dem Phasendetektor 222 integriert, um eine Gleichspannung abzugeben, und besteht aus einem Operationsverstärker.
Der Integrierer 223 ist so ausgebildet, daß seine Ausgangsphase mit derjenigen eines Ausgangs eines Wechselstrom- Kopplungskreises, der noch beschrieben wird, komzident ist. Wenn man daher die Durchführung der Integration mit einem Einzelzustand-Operationsverstärker annimmt, wird eine weitere Operationsverstärkerstufe benötigt, um eine umgewandelte Phase des Integrationsausgangssignals zu korigieren (siehe ersten und zweiten Verstärker 16a und 16b in Fig. 12).
Ein Verzögerungs-Beschleunigungs-Filter 224 ist ein Schleifenfilter, das das Schleifen-Ansprechverhalten des PLL- Schaltkreises 220 bestimmt und eine Steuerspannung für den VCO 221 erzeugt.
Der Frequenzdetektor 225 ist dazu ausgebildet, die Frequenz des VCO 221 grob auf eine bestimmte Frequenz zu justieren. Insbesondere umfaßt der Frequenzdetektor 225 einen Frequenzteiler 226 zum Teilen der VCO-Ausgangsfrequenz und einen Frequenzvergleicher 227 zur Durchführung eines Vergleichs zwischen der geteilten VCO-Frequenz und der Referenzsignalfrequenz Fz, um den Ausgang des Integrierers 223 zu laden oder zu entladen, so daß ihre Frequenzdiffernez kleiner als ein vorbestimmter Wert werden kann.
230 ist ein Wechselstrom-Kopplungskreis, der kapazitiv zwischen den Phasenvergleicher 222 und das Verzögerungs- Beschleunigungs-Filter 224 durch Kondensatoren C2 und C3 gekoppelt ist, um nur Wechselstromkomponenten, die in dem vom Phasendetektor 222 abgegebenen Fehlersignal enthalten sind, an den VCO 221 über das Verzögerungs-Beschleunigungs- Filter 224 zu übermitteln. Zwischen die Kondensatoren C2 und C3 ist ein Kompensationsglied 231 geschaltet, um den Verstärkungskoeffizienten in der Schleife des VCO 221 gleichmäßig zu kompensieren.
Die Umschaltung des Kompensationsglieds 231 erfolgt durch die Frequenzsteuerschaltung 210. Wenn beispielsweise die gewünschte Frequenz Fr zwischen Fa und Fb in Fig. 28 gesetzt ist, werden beide Schalter Sb und Sc geöffnet gehalten. Wenn Fr zwischen Fb und Fc gesetzt ist, ist der Schalter Sb geschlossen. Wenn Fr zwischen Fc und Fd gesetzt ist, sind beide Schalter Sb und Sc geschlossen.
Widerstandswerte Ra, Ra//Rb und Ra//Rb//Rc sind so vorgegeben, daß die Verstärkung des VCO 221 im Bereich seiner oberen und unteren Grenzen gleich derjenigen in der Mitte sein kann, wie Fig. 15 zeigt.
Kondensatoren Ca, Cb und Cc, die mit Widerständen Ra, Rb und Rc parallelgeschaltet sind, sind Phasenkompensations-Kondensatoren zur Stabilisierung der Phase in der Schleife.
Die Werte der Kondensatoren C1, C2 und C3 sind so vorgegeben, daß der Wechselstromsignal-Durchlaßbereich des Wechselstrom-Kopplungsglieds 230, der bei f in Fig. 16 gezeigt ist, über dem Durchlaßbereich des Integrierers 223, der bei e gezeigt ist, liegt.
Somit ist das Durchlaßband von Signalen zwischen dem Phasendetektor 222 und dem Verzögerungs-Beschleunigungs-Filter 224 über einen weiten Bereich im wesentlichen konstant, der die Grenzfrequenz des Integrierers 223, die bei g in Fig. 16 zu sehen ist, überschreitet.
Als nächstes wird der Betrieb des Frequenzsynthesizers beschrieben.
Wenn eine Frequenz Fr (z. B. Fc < Fr < Fd) in den Frequenzeinstellkreis 210 gesetzt ist, wird in den Frequenzteiler 226 im Frequenzdetektor 225 ein Teilungsfaktor N gesetzt, so daß Fr = N x Fz.
Aus diesem Grund wird die Frequenz Fo des VCO 221 zwangsgesteuert, so daß sie im Vergleich mit dem Referenzsignal in einen Bereich von (N-1)Fz bis (N+1)Fz nahe Fr fällt, wobei die Frequenz Fr durch den Phasendetektor 222 phasengleich ist, und wird dann mit der Referenzsignalfrequenz Fr durch das Mitziehen des PLL-Schaltkreises verriegelt.
Da zu diesem Zeitpunkt beide Schalter Sb und Sc des Kompensationsglieds 231 eingeschaltet sind, wird die scheinbare Verstärkung des VCO 221 in der Schleife durch den parallelen Widerstandswert (Ra//Rb//Rc) der Widerstände Ra, Rb und Rc erhöht und auf den gleichen Pegel wie im Mittenbereich kompensiert (Fig. 15).
Die Verstärkung ist nicht von der Charakteristik der Gleichstromschleife auf der Seite des Integrierers 223 abhängig, sondern bleibt über einen weiten Bereich von Offsetfrequenzen im wesentlichen konstant, und zwar wegen der Wechselstromschleife auf der Seite des Wechselstrom-Kopplungskreises 230. Die ESB-Phasenrausch-Charakteristiken (a) und (b) zum Freilaufzeitpunkt des VCO 21, die sich über einen Bereich einer Oktave oder mehr ändern, werden ausreichend und auf einen Konstantpegel unterdrückt, wie bei (C) gezeigt ist, so daß hochreine Ausgangssignale gebildet werden.
Vorstehend werden drei Kompensastionswiderstände Ra, Rb und Rc entsprechend der VF-Charakteristik des VCO 221 verwendet. Der Grund hierfür ist, daß die tatsächliche VF-Charakteristik des VCO durch drei Geraden angenähert ist. Um die Verstärker feiner zu kompensieren, kann der Frequenzbereich in mehr als drei Unterbereiche geteilt werden, um Widerstände für jeden der Unterbereiche zu schalten. In diesem Fall kann, anstatt Widerstände wie bei der obigen Ausführungsform parallelzuschalten, ein unabhängiger Widerstand für jeden der Frequenz-Unterbereiche eingeschaltet werden.
Als Schleifenfilter wird zwar ein Verzögerungs-Beschleunigungs-Filter verwendet, aber es kann auch ein anderer Filtertyp verwendet werden.
Vorstehend wird der Frequenzdetektor 225 verwendet, um das VCO-Ausgangssignal mit der Referenzsignalfrequenz zu synchronisieren, obwohl dies nicht wesentlich ist.
Vorstehend wird das VCO-Ausgangssignal dem Phasendetektor 222 direkt zugeführt. Das VCO-Ausgangssignal kann aber dem Phasendetektor nach Überlagerungsfrequenzumsetzung zugeführt werden.
Wie oben beschrieben, verwendet der PLL-Schaltkreis eine Wechselstromkopplung sowie eine Gleichstromkopplung zwischen dem Phasendetektor und dem VCO und ein Kompensationsglied zum Ausgleich der scheinbaren Verstärkung des VCO in der Wechselstromschleife. Daher kann das ESB-Phasenunterdrückungsband relativ zu der Offsetfrequenz leicht in dem Zustand verbreitert werden, in dem die Schleifenverstärkung des Gesamtsystems gleichförmig ist, und hochreine Signale können über einen breiten, frequenzveränderlichen Bereich abgegeben werden.
Fig. 18 ist ein Schaltbild des VCO 17 von Fig. 5, also eines in dem PLL-Schaltkreis 14 vorhandenen VCO.
Der VCO (spannungsgesteuerte Oszillator) der Ausführungsform bildet einen Colpitts-Oszillator und wird in Kommunikationseinrichtungen verwendet, die ein Frequenzband einer Oktavbreite oder größer erfordern. Die Ausgangsfrequenz des VCO wird von einer extern angelegten Steuerspannung gesteuert, und er umfaßt einen Oszillatorkreis 305, der aus einem Resonanzkreis 301, einem Kopplungssteuerkreis 302, einem aktiven Kreis 303 und einem regelbaren Kapazitätsverhältniskreis 304 gebildet ist, und einen Pufferkreis 306 zur Entnahme des Ausgangssignals des Oszillatorkreises 305.
Der Resonanzkreis 301 umfaßt eine Spule L und Kapazitätsdioden D1 und D2 zum Verbinden der jeweiligen Enden der Spule L mit Masse, und sein Eingang ist mit einem Eingang 307 über eine Drosselspule L2 verbunden, und sein Ausgang ist mit dem Kopplungssteuerkreis 302, dem aktiven Kreis 303 und dem regelbaren Kapazitätsverhältniskreis 304 verbunden. Die Sperrkapazitäten der Kapazitätsdioden D1 und D2 werden von einer Steuerspannung gesteuert, die vom Eingang 307 durch die Drosselspule L2 zugeführt wird, so daß dadurch die Schwingungsfrequenz gesteuert wird.
Der Kopplungssteuerkreis 302 ist zwischen den Resonanzkreis 301 und den aktiven Kreis 303 geschaltet und umfaßt einen Kopplungskondensator C2 und eine Serienkombination aus einer Kapazitätsdiode D3 und einem Kondensator C1 und einer Drosselspule L3, die zwischen den Verbindungspunkt von D3 und C1 und Masse geschaltet ist. Der Kopplungssteuerkreis 302 steuert die Sperrkapazität der Kapazitätsdiode D3 durch die Drosselspule L3, so daß der Resonanzkreis 301 veranlaßt wird, mit einer höheren Resonanzfrequenz zu schwingen. Das heißt, die Kapazität in dem regelbaren Kapazitätsverhältniskreis 304 und die Kapazität in dem aktiven Kreis 303 sind mit der Kapazität in dem Kopplungssteuerkreis 302 seriell verbunden. Es versteht sich, daß diese Gesamtkapazittät eine zusätzliche Kapazität zu dem Resonanzkreis 301 wird. Daher wird die zusätzliche Kapazität verringert, weil die Kapazität des Kopplungssteuerkreises 302 entsprechend der höheren Steuerspannung verringert wird, und dann wird der Resonanzkreis 301 veranlaßt, mit einer höheren Resonanzfrequenz zu schwingen. Im Gegensatz dazu wird der Resonanzkreis veranlaßt, mit einer niedrigeren Resonanzfrequenz entsprechend der niedrigeren Steuerspannung zu schwingen. Im Fall einer kapazitiven Kopplung ist ferner die Kopplungsstärke mit der Frequenz veränderlich, weil sich die Kondensatorimpedanz mit der Frequenz ändert. Aus diesem Grund ist die Kapazität klein, wenn die Schwingungsfrequenz hoch ist, und umgekehrt, um so die Kopplungsstärke konstant zu machen.
Der aktive Kreis 303 ist mit dem Resonanzkreis 301 über einen Kopplungssteuerkreis 302 so gekoppelt, daß er bei der Reaonanzfrequenz des Resonanzkreises schwingt. Bei diesem Beispiel umfaßt der aktive Kreis einen npn-Transistor T1, dessen Basis über eine Reihenkombination aus einem Widerstand R1 und einem Kondensator C3 mit Masse verbunden ist. Der Kollektor des Transistors T1 ist mit Masse verbunden, und sein Emitter ist über einen Widerstand R2 mit einer Energiequelle verbunden. Zwischen den Widerstand R2 und Masse ist ein Kondensator C4 geschaltet. Der Emitter des Transistors T1 ist mit dem Pufferkreis 6 über einen Kopplungskondensator C5 verbunden. Das Eingangsende des Kopplungskondensators C5 ist mit Masse über einen Kondensator C6 verbunden, und sein Ausgangsende ist über einen Widerstand R3 mit Masse verbunden. Zwischen den Verbindungspunkt P2 zwischen dem Kondensator C5 und dem Pufferkreis 306 und die Energieversorgung ist ein Widerstand R4 geschaltet. Zwischen den Widerstand R4 und den mit der Basis des Transistors T1 verbundenen Widerstand R1 sind Widerstände R5 und R6 in Form eines L geschaltet. Die Widerstände R4 und R5 bilden einen Spannungsteiler. In diesem aktiven Kreis 3 schwingt der Transistor T1 mit einer Frequenz, die sich mit der Größe der angelegten Steuerspannung ändert, und sein Ausgangssignal wird dem Pufferkreis 306 zugeführt.
Der regelbare Kapazitätsverhältniskreis 305 hat eine Drosselspule L4, deren Ende mit dem Eingangsende des Kopplungskondensators C2 verbunden ist, und einen Kondensator C7, dessen Ende mit dem Ausgangsende des Kopplungskondensastors C2 verbunden ist. Ein Kondensator C8 ist zwischen die Drosselspule L4 und den Kondensastor C7 geschaltet. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren C7 und C8 ist mit dem Emitter des Transistors T1 verbunden. Zwischen die Drosselspule L4 und Masse ist eine Kapazitätsdiode D4 geschaltet, deren Sperrkapazität von der Steuerspannung gesteuert wird, die von dem Eingang 307 geliefert wird. Durch Ändern des Kapazitätsverhältnisses der Kapazitätsdiode D4 zu den Kondensatoren C7, C8 wird die Rückkopplungsmenge vom Emitter zur Basis des Transistors T1, die von ihren kapazitiven Impedanzen abhängig ist, so gesteuert, daß sie konstant wird. Wenn dabei die Kapazität der Kapazitätsdiode D4 klein gemacht wird, wenn die Schwingungsfrequenz hoch ist, und umgekehrt, um so das Kapazitätsverhältnis des Kondensators C7 zu dem Kondensator C8 und der Kapazitätsdiode D4 zu steuern, wird dadurch das Ausmaß der Rückkopplung, die von ihren kapazitiven Impedanzen abhängig ist, unabhängig von der Schwingungs frequenz konstant gemacht.
Der Pufferkreis 306 umfaßt einen npn-Transistor T2 zum Verstärken eines Ausgangssignals des aktiven Kreises T1. Ein Kondensator C9 ist mit dem Kollektor des Transistors T2 ver bunden, und ein Widerstand R7 ist zwischen den Kollektor von T2 und Masse geschaltet. Zusätzlich ist ein Kondensator C1O zwischen den Emitter von T2 und Masse geschaltet, und ein Widerstand R8 ist zwischen den Emitter von T2 und die Energieversorgung geschaltet.
Wenn bei dem so aufgebauten spannungsgesteuerten Oszillator eine Steuerspannung an die Drosselspule L2 angelegt wird, ändern sich die Sperrkapazitäten der Kapazitätsdioden D1 und D2 des Resonanzkreises 301, so daß sich die Schwingungsfrequenz ändert. Das Ausgangssignal des Oszillators wird von dem aktiven Kreis 303 über den Pufferkreis 306 entnommen.
Das Ausmaß der Rückkopplung, die mit dem Transistor T1 in dem aktiven Kreis 303 zusammenhängt, wird durch den regelbaren Kapazitätsverhältniskreis 304 im wesentlichen konstantgehalten. Dabei erhöht eine Steuerspannung die Schwingungsfrequenz, die Kapazität der Kapazitätsdiode D4 wird klein gemacht, so daß das Ausmaß der Rückkopplung des Transistors T1 konstant gemacht und eine lineare Änderung der Schwingungsfrequenz bewirkt wird. Wenn die Steuerspannung einen kleinen Wert hat und somit die Schwingungsfrequenz niedrig ist, wird dagegen die Kapazität der Kapazitätsdiode D4 weitgehend so gesteuert, daß das Ausmaß der Rückkopplung des Transistors T1 konstantgehalten und die Schwingung im Fall von höheren und niedrigeren Schwingungsfrequenzen stabilisiert wird. Als Ergebnis kann sich die Schwingungsfrequenz linear ändern.
Fig. 19 zeigt die Steuerspannungs/Frequenz-Charakteristik, und Fig. 20 zeigt die Frequenz/Ausgangspegel-Charakteristik.
Wie aus diesen Charakteristiken zu sehen ist, werden bei dem oben beschriebenen Oszillator lineare Charakteristiken über einen großen Frequenzbereich erhalten, und der Gesamt-Q-Wert wird konstantgehalten. Das ermöglicht es auch, das C/N konstantzuhalten, und es können Hochpegel-Oszillatorausgangssignale erhalten werden.
Durch die Verwendung einer Kapazitätsdiode in dem regelbaren Kapazitätsverhältniskreis 304 ist der oben beschriebene Oszillator einfach und kostengünstig gegenüber einer anderen Anordnung aufgebaut, bei der eine Vielzahl von Oszillatoren durch einen Schaltkreis umgeschaltet wird.
Es werden zwar npn-Transistoren T1 und T2 in dem aktiven Kreis 3 und dem Pufferkreis 306 verwendet, aber stattdessen können auch Feldeffekttransistoren verwendet werden.
Fig. 21 ist ein schematisches Schaltbild eines Signalgenerators, der als Referenzsignalgenerator 105 von Fig. 5 verwen det werden kann.
Der Signalgenerator wählt ein gewünschtes Oberwellensignal unter einer Vielzahl von Oberwellensignalen aus, die mit N multipliziert werden, und umfaßt einen SRD-Kreis 401, der als Oberwellenerzeugungseinheit dient, und eine Strukturierung, die auf einer nicht gezeigten dielektrischen Platte angeschlossen ist, Bandpaßfilter 402, PIN-Dioden 403 und einen Umschaltkreis 404.
Die SRD-Kreise 401 multiplizieren ein Signal einer vorbestimmten Frequenz (z. B. 100 MHz), das von einem Eingang 405 zugeführt wird, mit N (bei dieser Ausführungsform liegt N zwischen 3 und 11).
Die Durchlaßbereiche der Bandpaßfilter 402 sind so eingestellt, daß ihre jeweiligen erforderlichen Oberwellensignale unter den Oberwellensignalen von dem SRD-Kreis 401 ausgewählt werden und sie diese an einem Ausgang 406 abgeben. Die Bandpaßfilter 402 sind in eine Vielzahl von Sets (2a, 2b, 2c) gruppiert, die jeweils mehrere Bandpaßfilter haben, die durch Leiterbahnen 407 verbunden sind, und zwar drei bei der Ausführungsform, und jedes Set von Bandpaßfiltern ist mit dem SRD-Kreis 401 und dem Ausgang 406 verbunden.
Die Ausgangsstruktur 407 des SRD-Kreises 401 verzweigt sich in zwei oder drei gesonderte Bahnen, und jede dieser Bahnen verzweigt sich weiter in zwei oder drei separate Bahnen. Diese Verzweigung wiederholt sich, bis die Anzahl von erforderlichen Frequenzen (Bahnen) erreicht ist.
Um die Übertragungsleitungen zu verkürzen und damit Verluste zu verringern, sollten die Steilen, an denen sich die Leiter 407 verzweigen, möglichst nahe an dem SRD-Kreis 401 und dem Ausgang 406 liegen.
Die gepaarten PIN-Dioden 403 sind an Verbindungspunkten P von Leiterbahnen 407 in entgegengesetzten Richtungen in bezug auf ein entsprechendes Bandpaßfilter 402 verbunden.
Jede der PIN-Dioden 403 ist an der Basis eines einzelnen Verbindungspunkts montiert, so daß die Distanz zwischen der PIN-Diode und dem Verbindungspunkt relativ zu der durchgelassenen Wellenlänge kurz ist.
Jeder der Schaltkreise 404 ist für ein jeweiliges der Bandpaßfilter 402 vorgesehen und bewirkt die Umschaltung von PIN-Dioden 403, die auf der Leiterbahn 407 liegen, die einem entsprechenden der Bandpaßfilter 402 zugeordnet sind. Eine positive Sperrspannung wird einem Steueranschluß 4a zugeführt, so daß eine Übertragungsleitung zwischen dem SRD- Kreis 401 und dem Ausgang 406 gebildet ist. Die gepaarten PIN-Dioden 403 auf der Leiterbahn, die einem Bandpaßfilter 402 zugehörig ist, denen die Steuerspannung zugeführt wird, werden aktiviert. Zu diesem Zeitpunkt sind sämtliche anderen PIN-Dioden, die auf Leiterbahnen 407 liegen, die Schaltkreisen 404 zugehörig sind, und deren Steueranschlüssen die positive Sperrspannung nicht zugeführt ist, in Sperrichtung vorgespannt, so daß sie desaktiviert sind.
Da jedes Paar von PIN-Dioden 403 mit entsprechenden Verbindungspunkten P von Leiterbahnen 407 in entgegengesetzten Richtungen in bezug auf ein entsprechendes Bandpaßfilter 402 verbunden ist, werden dann, wenn eine Übertragungsleitung von einem Paar von aktivierten PIN-Dioden gebildet ist, die allen anderen PIN-Dioden, die im Aus-Zustand sind, zugehörigen Leiterbahnen elektrisch von der gewählten Übertragungsleitung getrennt. Das verursacht im Gegensatz zum Stand der Technik keine zusätzliche Belastung der ausgewählten Übertragungsleitung. Außerdem kann ein Oberwellensignal einer gewünschten Frequenz, das von einem der Bandpaßfilter ausgewählt ist, am Ausgang 406 erhalten werden, ohne daß die Charakteristik des SRD-Kreises 401 verschlechtert wird.
Wenn bei dem so aufgebauten Signalgenerator ein Signal einer vorbestimmten Frequenz an den Eingang 405 geführt wird, multipliziert der SRD-Kreis 401 die Signalfrequenz mit N. Wenn an den Steueranschluß 4a des Schaltkreises 404 der zweiten Stufe 2(2) in dem ersten Set 2a in Fig. 21 eine positive Sperrspannung angelegt wird, werden PIN-Dioden 403(1), 403(3), 403(6) und 403(22) auf den Leiterbahnen 407, die dem mit diesem Schaltkreis verbundeen Bandpaßfilter 2(2) zugehörig sind, eingeschaltet, so daß eine Übertragungsleitung 8 zwischen dem SRD-Kreis 401 und dem Ausgang 406 gebildet ist. Zu diesem Zeitpunkt sind sämtliche anderen PIN- Dioden 403(2), 403(4), 403(5), 403(7) bis 403(21), 403(23) und 403(24) im Aus-Zustand und elektrisch von der gebildeten Übertragungsleitung 408 an Verbindungspunkten P der Leiterbahnen 407 getrennt, so daß keine zusätzliche Last auf die Übertragungsleitung 8 aufgebracht wird und Signale mit hohem Pegel und guter Frequenzcharakteristik erhalten werden können.
Da bei dieser Ausführungsform eine Übertragungsleitung 408, die durch die Schalttätigkeit des Umschaltkreises 404 gebildet ist, um ein gewünschtes Oberweilensignal aus Oberwellensignalen zu erhalten, die von dem SRD-Kreis 401 mit N multipliziert werden, von Leiterbahnen 407 elektrisch getrennt ist, die sämtlichen anderen PIN-Dioden 403 zugehörig sind, die sich an den Verbindungspunkten P im Aus-Zustand befinden, wird auf die gebildete übertragungsleitung 408 keine zusätzliche Last aufgebracht. Wenn also irgendeine Übertragungsleitung gebildet ist, kann ein Signal mit hohem Pegel und guter Frequenzcharakteristik erhalten werden. Das heißt also, es wird ein gewünschtes Oberwellensignal am Ausgang 406 erhalten, ohne daß die Charakteristik des SRD-Kreises 401 verschlechtert wird.
In Fig. 21 können die Ausgänge von einzelnen Filtern mit anderen Schaltkreisen (nicht gezeigt) direkt verbunden sein, ohne daß die Verbindungspunkte P3 bis P8 vorgesehen sind.
Ferner verwendet der Signalgenerator nur einen SRD-Kreis. Der Signalgenerator hat daher einen einfachen und kostengunstigen Schaltungsaufbau im Vergleich mit dem herkömmlichen Signalgenerator, der eine Vielzahl von SRD-Kreisen hat. 25 Weiterhin kann der Platz für den SRD-Kreis auf einer Leiterplatte auf ein Minimum reduziert werden, um die Effizienz der Kapselung zu verbessern.

Claims

1. Frequenzsynthesizer, der folgendes aufweist: eine Steuereinheit (27), erste und zweite Signalgeneratoren (ii, 12), einen Mischer und eine Frequenzwählschaltung (14), dadurch gekennzeichnet, daß der erste Signalgenerator (ii) auf die Steuereinheit (27) anspricht, um selektiv eines der Frequenzsignale abzugeben, deren Frequenzen repräsentiert werden durch Fp = a x P x ΔF (wobei der Koeffizient a eine positive ungerade Zahl ist und der Koeffizient P eine ganze Zahl ist);

daß der zweite Signalgenerator (12) auf die Steuereinheit (27) anspricht, um selektiv eines der Frequenzsignale abzugeben, deren Frequenzen repräsentiert werden durch Fq = b x Q x ΔF (wobei der Koeffizient b eine positive ganze Zahl ist, ausgenommen ganzzahlige Vielfache von Primfaktoren, in die a zerlegbar ist, und der Koeffizient Q eine ganze Zahl ist und der folgenden Beziehung genügt:

Q ≤ (a-1)/2);

daß der Mischer (13) ein Frequenzsignal Fp von dem ersten Signalgenerator (11) und ein Frequenzsignal Fq von dem zweiten Signalgenerator (12) mischt;

daß die Frequenzwählschaltung (14) eines von den Frequenzsignalen Fp - Fq oder (Fp + Fq) wählt, die von dem Mischer (13) abgegeben werden;

und daß die Steuereinheit (27) die Werte von P und Q bestimmt, die die folgende Beziehung (1) befriedigen, und zwar auf der Basis eines gewünschten Frequenzsignals Fi = m x ΔF, das in vorgegebenen Frequenzschritten ΔF vorgegeben wird, mit einem Koeffizienten m = 0, 1, 2, ..., n; und eines Quotienten T und von Resten 5 von m/a, die bewirken, daß jeder von den ersten und zweiten Signalgeneratoren (11, 12) eine vorgegebene Frequenz abgibt und die Frequenzwählschaltung (14) eines der Frequenzsignale Fp - Fq und (Fp + Fq) whlt, das dem Frequenzsignal Fi entspricht, wobei

P = T + (s - b x Q)/a .......(1).

2. Frequenzsynthesizer nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Koeffizient a = 5 ist.

3. Frequenzsynthesizer nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Koeffizient b = 2 ist.

4. Frequenzsynthesizer nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenzwählschaltung (14) eine PLL aufweist, die einen spannungsgesteuerten Osziliator (17) und einen Phasendetektor (15) aufweist, um zu bewirken, daß ein Ausgangsfrequenzsignal des spannungsgesteuerten Oszillators auf das Frequenzsignal Fp - Fq oder (Fp + Fq) verriegelt, das von dem Mischer abgegeben wird.

5. Frequenzsynthesizer nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß er ferner einen Frequenzdetektor (18) aufweist, um die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators auf der Basis der Information von der Steuereinheit abzutasten, um zu bewirken, daß der spannungsgesteuerte Oszillator auf einem der Frequenzsignale verriegelt, die von dem Mischer abgegeben werden, das der Frequenzinformation Fi entspricht.

6. Frequenzsynthesizer nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß er ferner Schalteinrichtungen (S26, 527, 530, S31) aufweist, um dann, wenn eines der Ausgangssignale der ersten und zweiten Signalgeneratoren auf eine Frequenz von Null gebracht ist, das andere der Ausgangssignale von den ersten und zweiten Signalgeneratoren den Mischer umgeht.

Frequenzsynthesizer nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß er ferner eine Einrichtung aufweist, um eine Frequenzteilung des Ausgangssignals der Frequenzwählschaltung vorzunehmen.

8. Frequenzsynthesizer, der folgendes aufweist: eine Steuereinheit (47); erste und zweite Signalgeneratoren (11, 12), einen Mischer (13) und eine Signalwählschaltung (14),

dadurch gekennzeichnet,

daß der erste Signalgenerator (11) auf die Steuereinheit (47) anspricht, um selektiv eines der Frequenzsignale abzugeben, deren Frequenzen repräsentiert sind durch Fp = a x P x ΔF (wobei der Koeffizient a = 3, 5, ..., 2n+1; und wobei der Koeffizient P = 0, 1, 2, ... h);

daß der zweite Signalgenerator (12) auf die Steuereinheit (47) anspricht, um selektiv eines der Frequenzsignale abzugeben, deren Frequenzen repräsentiert sind durch Fq = 2 x Q x ΔF (wobei der Koeffizient Q = 0, 1, 2, ...Qmax, und Qmax = (a-1)/2;

daß die Signalwählschaltung (14) eines von den zwei Frequenzsignalen Fp - Fq oder (Fp + Fq) wählt, die von dem Mischer (13) abgegeben werden;

und daß die Steuereinheit (47) den Wert von P und Q bestimmt, welche die nachstehenden Ausdrücke (1) und (2) befriedigen, und zwar auf der Basis eines gewünschten Frequenzeinstellsignals Fi = m x ΔF (wobei der Koeffizient m = 0, 1, 2, ..., k) und eines Quotienten T und eines Restes s von m/a, um die ersten und zweiten Signalgeneratoren (11, 12) und die Signalwählschaltung (14) zu steuern, wobei

P = T + 1, Q = (a-s)/2 ... (1),

wenn s eine ungerade Zahl ist, und wobei

P = T, Q = s/2 ... (2),

wenn s eine gerade Zahl ist,

und daß der Frequenzsynthesizer das Signal Fp - Fq abgibt, wenn 5 eine ungerade Zahl ist, und das Signal (Fp + Fq) abgibt, wenn s eine gerade Zahl ist.