DE19615199A1 - Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor - Google Patents
Steuerungseinheit für einen InduktionsmotorInfo
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Description
Die Erfindung betrifft eine Steuerungseinheit zum Steuern
des Abtriebsdrehmoments eines Induktionsmotors, der zum Antreiben
einer Spindel einer Werkzeugmaschine verwendet wird.
Gleichstrommotoren werden gerne verwendet, da bei ihnen die
Drehzahl und das Drehmoment leicht gesteuert werden können.
Jedoch sind Gleichstrommotoren dahingehend von Nachteil, daß
sie einen sehr komplizierten Aufbau aufweisen, da Wicklungen
an Rotoren vorliegen, sie relativ teuer sind und da sie periodisch
wegen abgenutzter Bürsten gewartet werden müssen. In
jüngerer Zeit wurde ein Vektorsteuersystem vorgeschlagen, um
Induktionsmotoren zu steuern, und dieses ist dahingehend von
Wirkung, den Abtriebsvektor eines Induktionsmotors nach
Wunsch zu steuern. Dieses Steuerungssystem hat es ermöglicht,
daß Induktionsmotoren häufig zum Betreiben von Spindeln
an Werkzeugmaschinen anstelle von Gleichstrommotoren
verwendet werden. Sie verfügen über einen einfachen und beständigen
Aufbau und erfordern keinen Austausch von Bürsten,
weswegen sie weite Verbreitung gefunden haben.
Fig. 1 der beigefügten Zeichnungen zeigt den Aufbau eines
Beispiels eines Steuerungssystems zur Vektorsteuerung eines
herkömmlichen Induktionsmotors. Dieses Steuerungssystem empfängt
einen Drehmoment-Vorgabewert T* und einen Vorgabewert
Φ* für die magnetische Induktion als Eingangsvorgabewerte
von einer externen Quelle. Der Vorgabewert Φ* für die magnetische
Induktion ist im allgemeinen ein vorbestimmter, konstanter
Wert. Wenn es jedoch erforderlich ist, die Anschlußspannung
des Motors unter einen bestimmten Pegel zu drücken,
um den Motor mit hoher Drehzahl zu drehen, oder wenn der Motor
mit verringerter magnetischer Induktion betrieben werden
soll, wird der Vorgabewert Φ* für die magnetisch Induktion
entsprechend geändert. Gemäß Fig. 1 erzeugt ein Umsetzer 1
einen Vorgabewert i1d* für den Erregerstrom auf den Vorgabewert
Φ* für die magnetische Induktion hin. Wie es später beschrieben
wird, ist der Erregerstrom proportional zur magnetischen
Induktion, mit einem Proportionalitätskoeffizienten,
der der Kehrwert einer Erregerinduktanz M ist. Genauer gesagt,
multipliziert der Umsetzer 1 den Kehrwert der Erregerinduktanz
M mit dem Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion,
um so den Vorgabewert i1d* für den Erregerstrom
herzuleiten. Ein Dividierer 2 dividiert den Drehmoment-Vorgabewert
T* mit dem Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion.
Das Abtriebsdrehmoment des Induktionsmotors ist
proportioanl zum Produkt aus der magnetischen Induktion und
dem Drehmomentstrom. Demgemäß wird das Ausgangssignal des
Dividierers 2 als Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* ausgegeben.
Diese Steuerungseinheit arbeitet so, wie es nachfolgend beschrieben
wird. Primärstromvorgabewerte iu*, iv* und iw*
werden wie folgt unter Verwendung der Winkelfrequenz ω des
Motorstroms auf Grundlage des Erregerstrom-Vorgabewertes i1d*
und des Drehmomentstrom-Vorgabewertes i1q* wiedergegeben.
Dieser Vorgang wird in einem in Fig. 1 dargestellten 2-in-3-
Phasenumsetzer 3 ausgeführt.
iu*i1d* · sinωt+i1q* · cosωt (1)
iv* = i1d · sin(ωt - 120°)+i1q* · cos(ω-120°)= (-i1d*/2+/2 · i1q*) sinωt+(-/2 · i1d*-i1q*/2) cosωt (2)
iw* = i1d · sin(ωt - 120°)+i1q* · cos(ωt - 120°)= (-i1d*/2+/2 · i1q*) sinωt+(√/2 · i1d* - i1q*/2) cosωt (3)
Der Motorstrom wird durch Stromabweichungsverstärker 4a, 4b
und 4c, Subtrahierer 5a, 5b und 5c sowie Stromsensoren 6a,
6b und 6c geregelt. Anders gesagt, werden die Primärstromvorgabewerte
iu*, iv* und iw* dem Motor zugeführt. Wenn angenommen
wird, daß der Isterregerstrom i1d und die Istphase
des Drehmomentstroms i1q im Motor dem vorstehend genannten
Erregerstromvorgabewert i1d* bzw. der Phase des Drehmomentstrom-
Vorgabewerts i1q* gleich sind, wird ein kombinierter
Vektor I1 hinsichtlich der Primärströme wie folgt unter Verwendung
von i1d und i1q ausgedrückt:
I1 = i1d · sinωt+i1q · cosωt (4)
I1 = (i1d²+i1q²)1/2 · sin(ωt+Θ2) (5)
Θ2 = tan-1(i1q/i1d) (6)
Fig. 2 zeigt eine allgemeine Ersatzschaltung im Induktionsmotor.
Wenn der Primärstrom I1 durch den Motor fließt, tritt
an entgegengesetzten Enden einer Primärleckinduktivität Lσ
und eines Primärwiderstandes r1 ein Spannungsabfall auf. Demgemäß
wird am Motoranschluß eine Anschlußspannung E1 erzeugt.
Die Anschlußspannung E1 ist durch die Formel (7) wiedergegeben,
in der "p" den Differentialoperator d/dt bezeichnet:
E1 = Em+(p · Lσ+r1) I1 (7)
Der zweite Term in der Gleichung (7) ist sehr klein im Vergleich
zum ersten Term Em, und hier sogar vernachlässigbar,
wodurch die Gleichung (8) hergeleitet werden kann:
E1 = Em (8)
Em bezeichnet allgemein eine elektromotorische Bewegungsspannung,
und diese hat die folgende Beziehung zum Erregerstrom
i1d des Motors:
Em = ω · M · i1d · cosωt (9)
Gemäß der Ersatzschaltung in Fig. 2 verfügen die elektromotorische
Bewegungsspannung Em und der Drehmomentstrom i1q
über die durch die folgende Gleichung (10) wiedergegebene
Beziehung:
Em = r2 · i1q/s (but s = ωs/ω) (10)
In der Gleichung 10 bezeichnet ωs eine Schlupffrequenz, die
durch die Gleichung (11) wiedergegeben ist, in der ωm die
Winkelfrequenz des Motors bezeichnet:
ωs + ω - ωm (11)
Um den Drehmomentstrom i1q des Motors auf einen gewünschten
Wert einzustellen, sollte für den Motor eine Schlupffrequenz
ωm gelten, die den Gleichungen (10) und (11) genügt. Gemäß
Fig. 1 sorgt ein Dividierer 7 und ein Umsetzer 8 für die
Schlupffrequenz ωs entsprechend dem Drehmomentstrom-Vorgabewert
i1q*.
Das vorstehend Angegebene kann wie folgt umschrieben werden.
Der Primärstrom des Motors wird entsprechend den Gleichungen
(1), (2) und (3) geregelt. Dann wird der durch die Gleichung
(4) ausgedrückte Primärstrom I1 auf den gewünschten Wert
eingestellt. Gleichzeitig wird die durch die Gleichung (10)
ausgedrückte Schlupffrequenz für den Motor verwendet, und
der Istdrehmomentstrom i1q des Motors wird auf den gewünschten
Wert, d. h. i1q*, eingestellt. Wie es durch die Gleichung
(4) ausgedrückt ist, kann der Erregerstrom i1d auf den
optimalen Wert eingestellt werden.
Nun wird das vom Motor ausgegebene Drehmoment betrachtet.
Die Ausgangsleistung P des Motors kann dadurch hergeleitet
werden, daß der in einem Sekundärwiderstand r2 hervorgerufene
Verlust von der einer Sekundärschaltung des Motors zugeführten
Leistung abgezogen wird, wie es aus der Ersatzschaltung
von Fig. 2 erkennbar ist. Die Leistung Pu für eine bestimmte
Phase ist wie folgt gegeben:
Pu = Em · i1q · cos ωt - r2/s · i1q² (12)
Wenn der Verlust im Sekundärwiderstand r2 näherungsweise
vernachlässigbar ist und die Gleichung (9) in die Gleichung
(12) eingesetzt wird, kann die folgende Gleichung (13) hergeleitet
werden:
Pu = ω · M · i1d · i1q (cos ωt)² (13)
Wenn nun die Leistungen Pv und Pw für zwei Phasen für einen
Dreiphasenmotor betrachtet werden, werden Pv und Pw durch
die folgenden Gleichungen (14) bzw. (15) wiedergegeben:
Pv = ω · M · i1d · i1q {cos(ωt - 12°)}² (14)
Pw = ω · M · i1d · i1q {cos(ωt - 12°)}² (15)
Die endgültige Abtriebsleistung P wird dadurch hergeleitet,
daß die Leistungen für diese drei Phasen aufsummiert werden:
P = pu+Pv+Pw
= ω · M · i1d · i1q {cosωt)²+{cos(ωt - 120°)}² +{cos(ωt+120°)}² (16)
= ω · M · i1d · i1q {cosωt)²+{cos(ωt - 120°)}² +{cos(ωt+120°)}² (16)
Die Gleichung (16) kann wie folgt modifiziert werden:
P=(3/2) · ω · M · i1d · i1q (17)
Wenn ω so angenähert wird, daß es im wesentlichen der Motorwinkelfrequenz
ωm entspricht, kann das Abtriebsdrehmoment T
des Motors wie folgt wiedergegeben werden:
T = P/ωm = (3/2) · M · i1d · i1q (18)
Aus dem Vorstehenden ergibt sich, daß dann, wenn der Erregerstrom
i1d und der Drehmomentstrom i1q auf die gewünschten
Werte eingestellt werden, das Drehmoment T des Motors wahlfrei
eingestellt werden kann.
Die vorstehend angegebene Steuerungseinheit ist für die folgenden
zwei Probleme anfällig. Als erstes weisen jeweilige
Motoren, obwohl für die Erregerinduktanz M angenommen wird,
daß sie einen bestimmten Wert aufweist, ihre eigenen Erregerinduktanzen
und verschiedene elektromotorische Bewegungsspannungen
Em auf. Die Erregerinduktanz M schwankt im allgemeinen
mit Faktoren wie der magnetischen Sättigung des
Eisenkerns und der Genauigkeit der Abmessungen des Motors
während der Herstellung. In der Gleichung (9) zum Berechnen
der die Drehzahl beeinflussenden Spannung Em wird die Erregerinduktanz
M als Koeffizient verwendet. Daher weist, wenn
sich der tatsächliche Wert der Erregerinduktanz M von dem
für die Berechnung verwendeten Wert unterscheidet, die hergeleitete,
die Drehzahl verursachende Induktanz Em in unvermeidlicher
Weise einen Fehler auf. Ferner enthält auch das
Abtriebsdrehmoment einen Fehler, was bedeutet, daß der Motor
nicht genau eingestellt werden kann.
Zweitens, ändert sich der als konstant behandelte Sekundärwiderstand
r2 abhängig von der Temperatur, so daß der berechnete
Schlupf s nicht immer der optimale Wert ist. Wenn
die Betriebstemperatur des Motors nahe an ihrer Obergrenze
liegt, wird der Sekundärwiderstand r2 doppelt so groß, wie
er bei normaler Temperatur ist. In der Gleichung (10) ist
der Sekundärwiderstand r2 als Koeffizient behandelt. Wenn
sich der Sekundärwiderstand r2 mit der Temperatur ändert,
kann sich der berechnete Schlupf vom tatsächlich einzustellenden
Schlupf s unterscheiden. Demgemäß kann der Motor
nicht zuverlässig und genau eingestellt werden.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Steuerungseinheit
für einen Induktionsmotor zu schaffen, die das Abtriebsdrehmoment
des Motors selbst dann zuverlässig einstellen
kann, wenn eine Erregerinduktanz M und ein Sekundärwiderstand
r2 hinsichtlich ihrer Werte nicht genau erfaßt
sind.
Es ist eine Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor geschaffen,
der durch einen aus einem Gleichstrom umgesetzten
3-Phasen-Strom betätigt wird. Die Steuerungseinheit setzt
einen 2-Phasen-Befehl, einschließlich eines Drehmomentbefehls
und eines Befehls für die magnetische Induktion, in
einen 3-Phasen-Befehl zum Steuern eines Primärstroms des
Induktionsmotors um, sie setzt einen Primärstrom in einem
3-Phasen-Iststrom des Induktionsmotors in einen 2-Phasen-
Strom einschließlich einer Drehmomentstromstärke und einer
Erregerstromstärke um, und sie führt eine Regelung des
Induktionsmotors aus.
Der Vorgabewert für die magnetische Induktion und der Drehmomentvorgabewert
werden so umgesetzt, wie es nachfolgend
beschrieben wird, und sie werden an den 2-in-3-Phasen-Umsetzer
übertragen.
In einer Erregerstrom-Vorgabewertausgabeschaltung wird der
Vorgabewert für die magnetische Induktion mit dem Kehrwert
einer Erregerinduktanz multipliziert und in einen Erregerstrom-
Vorgabewert umgesetzt. Die Erregerstromstärke wird in
einer Erregerstrom-Abweichungsberechnungsschaltung vom Erregerstrom-
Vorgabewert abgezogen, um dadurch die Abweichung
hinsichtlich des Erregerstroms herzuleiten. Diese Abweichung
wird durch eine Erregerstrom-Vorgabewertberechnungsschaltung
verstärkt, und sie dient als Erregerspannung-Vorgabewert.
In einer Drehmomentstrom-Vorgabewertausgabeschaltung wird
der Drehmomentvorgabewert durch den Vorgabewert durch die
magnetische Induktion geteilt und dadurch in einen Drehmomentstrom-
Vorgabewert umgesetzt. Eine Drehmomentstrom-Abweichungsberechnungsschaltung
subtrahiert die Drehmomentstromstärke
vom Drehmomentstrom-Vorgabewert, um dadurch eine
Drehmomentstrom-Abweichung herzuleiten. Die Drehmomentstrom-
Abweichung wird durch einen Drehmomentspannung-Vorgabeberechnungswert
verstärkt, wodurch ein Drehmomentspannungs-
Vorgabewert erhalten wird.
Der Erregerspannungs-Vorgabewert und der Drehmomentspannungs-
Vorgabewert werden wie nachfolgend beschrieben auf
Grundlage eines Winkelfrequenz-Vorgabewerts und einer Primärleckinduktanz
korrigiert. Der Winkelfrequenz-Vorgabewert
wird später beschrieben. Der korrigierte Erregerspannungs-
Vorgabewert eid* wird dadurch hergeleitet, daß ein Produkt
(aus dem Drehmomentstrom-Vorgabewert, der Primärleckinduktanz
und dem Winkelfrequenz-Vorgabewert) vom Erregerspannungs-
Vorgabewert abgezogen wird, d. h. eid* = (Erregerspannungs-
Vorgabewert) - ω · Lσ · i1q*.
Der korrigierte Drehmomentspannungs-Vorgabewert e1q* wird
dadurch hergeleitet, daß ein Produkt (aus dem Erregerstrom-
Vorgabewert, der Primärleckinduktivität und der Winkelfrequenz),
ein Produkt (aus dem Vorgabewert für die magnetische
Induktanz, einer Iinduktionsspannungskonstante und der Winkelfrequenz)
und ein Produkt (aus dem Drehmomentstrom-Vorgabewert
und einem Primärwiderstand) zum Drehmomentspannungs-
Vorgabewert addiert werden, d. h. e1q* = (Drehmomentspannungs-
Vorgabewert)+ω · Lσ · i1d*+Kem · Φ* · ω+r1 · i1q*.
Sowohl der korrigierte Erregerspannungs-Vorgabewert als auch
der korrigierte Drehmomentspannungs-Vorgabewert werden an
den 2-in-3-Phasen-Umsetzer übertragen.
Der Winkelfrequenz-Vorgabewert wird wie folgt berechnet.
Eine Schlupfwinkelfrequenz-Berechnungsschaltung dividiert
den Drehmomentstrom-Vorgabewert durch den Vorgabewert für
die magnetische Induktion, sie multipliziert den Quotienten
mit dem Sekundärwiderstand des Motors, und sie leitet eine
Schlupfwinkelfrequenz her. Eine Winkelfrequenz-Vorgabewertberechnungsschaltung
addiert die Schlupfwinkelfrequenz und
die Istwinkelfrequenz des Motors, um dadurch einen Winkelfrequenz-
Vorgabewert zu erhalten.
Der Sekundärwiderstand des Motors wird so korrigiert, wie es
nachfolgend beschrieben ist.
Eine Sekundärwiderstand-Korrekturwertberechnungsschaltung
multipliziert den Drehmomentspannungs-Vorgabewert mit einem
vorgegebenen Koeffizienten, um dadurch einen Sekundärwiderstands-
Korrekturwert herzuleiten. Dann wird der von der
Schlupfwinkelfrequenz-Berechnungsschaltung verwendete Sekundärwiderstand
unter Verwendung des Korrekturwertes korrigiert.
Die Erregerinduktanz wird wie folgt korrigiert. Eine Erregerinduktanz-
Korrekturwertberechnungsschaltung berechnet
einen Erregerinduktanz-Korrekturwert auf Grundlage des Produkts
aus dem Drehmomentspannungs-Vorgabewert und einem vorgegebenen
Koeffizienten und dem Vorgabewert für die magnetische
Induktanz. Demgemäß wird die Erregerinduktanz unter
Verwendung des Korrekturwerts in der Erregerstrom-Vorgabewertausgabeschaltung
korrigiert.
Eine Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor gemäß einer
zweiten Erscheinungsform der Erfindung ist durch die Lehre
des beigefügten Anspruchs 3 gegeben.
In dieser Steuerungseinheit erfaßt die 3-Phasen-in-2-Phasen-
Umsetzschaltung den Erregerstrom i1d und den Drehmomentstrom
i1q als Gleichstromgrößen des Motors auf Grundlage der Istwerte
iu, iv und iw des Motorstroms. Auf den Erregerstrom-
Vorgabewert i1d* (Vorgabewert für die umgesetzte magnetische
Induktion) und den Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* (Vorgabewert
für das umgesetzte Drehmoment) hin wird Regelung ausgeführt.
Der Drehmomentspannungs-Vorgabewert, wie er durch
die Differenz zwischen dem Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q*
und dem Drehmomentstrom i1q hergeleitet wurde, entspricht
der elektromotorischen Bewegungsspannung, wenn der Drehmomentvorgabewert
sehr klein ist. Demgemäß kann der Istwert
der Erregerinduktanz M unter Verwendung des Drehmomentstroms
und der Spannungsvorgabewerte erkannt werden. Ferner zeigen,
wenn die Erregerinduktanz M erkannt wurde, Schwankungen des
Drehmomentstroms und der Spannungsvorgabewerte in bezug auf
den Drehmomentstrom-Vorgabewert an, ob die Schlupffrequenz
angemessen ist oder nicht. Daher ist es möglich, eine Änderung
des Sekundärwiderstands r2 zu erkennen. Hinsichtlich
der Erregerinduktanz M und des Sekundärwiderstands r2 können
von der Steuerungseinheit verwendete Steuerungsparameter immer
genau so angepaßt werden, daß sie mit dem tatsächlichen
Wert für den Motor übereinstimmen.
Die Erfindung wird aus der folgenden detaillierten Beschreibung
eines derzeit bevorzugten Ausführungsbeispiels in Verbindung
mit den beigefügten Zeichnungen deutlich.
In den gesamten Figuren sind gleiche Teile mit denselben Bezugszeichen
gekennzeichnet.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer herkömmlichen Steuerungseinheit
für einen Induktionsmotor;
Fig. 2 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Induktionsmotors,
Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer Steuerungseinheit für
einen Induktionsmotor gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung; und
Fig. 4 zeigt ein Ersatzschaltbild eines Induktionsmotors.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung
ist eine Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor so aufgebaut,
wie es in Fig. 3 dargestellt ist. Teile, die mit
solchen identisch sind, die in Fig. 1 dargestellt und in Zusammenhang
mit dieser Figur beschrieben wurden, werden hier nicht erneut beschrieben.
Ein 3-in-2-Phasen-Umsetzer 9 berechnet eine erfaßte Erregerstromstärke
i1d und eine erfaßte Drehmomentstromstärke i1q
unter Verwendung der folgenden Gleichung auf Grundlage der
Istwert iu, iv und iw des Motorstroms sowie eines Signals
sin ωt und Signale cos ωt, wie sie von einem 2-Phasen-Sinuswellengenerator
10 ausgegeben werden:
i1d = iu · sinωt+iv · sin(ωt+120°)+iw · sin(ωt+120°) (19)
i1q = iu · cosωt+iv · sin(ωt+120°)+iw · cos(ωt+120°) (20)
Diese Gleichungen (19) und (20) werden nachfolgend beschrieben.
Die Signale sinωt und cosωt werden dazu verwendet,
einen 3-Phasen-Motorstrom unter Verwendung der Phase des
Signals sinωt als Phasenbezugssignal auf ein doppelachsiges
Koordinatensystem zu projizieren. Diese Transformation wird
allgemein als "dq-Achsentransformation" bezeichnet. Die Beziehung
zwischen der Spannung und dem Strom des Motors wird
unter Verwendung des berechneten Erregerstroms i1d und des
Drehmomentstroms i1q beschrieben.
Fig. 2 zeigt eine Ersatzschaltung. In Fig. 2 repräsentieren
E1, I1 und I2 eine Spannung an einem Primäranschluß, einen
Strom durch eine Primärwicklung bzw. einen Strom durch eine
Sekundärwicklung, wobei es sich jeweils um eine Wechselstromgröße
handelt. Die vorstehend genannten Ströme und die
Spannung werden wie folgt unter Verwendung des Erregerstroms
i1d und des Drehmomentstroms i1q, wie durch die Gleichungen
(19) und (20) berechnet, ausgedrückt:
I1 = i1d · sinωt+i1q · cosωt (21)
I2 = i2d · sinωt+i2q · cosωt (22)
E1 = e1d · sinωt+e1q · cosωt (23)
Da "ω" die Winkelfrequenz der Versorgungsspannung ist, sind
der Erregerstrom i1d, der Drehmomentstrom i1q, der Sekundärerregerstrom
i2d, der Primärdrehmomentstrom i2q, die Erregerspannung
e1d und der Erregerstrom e1q Gleichstromgrößen,
d. h. skalare Größen. Die zueinander rechtwinkligen Koordinatenachsen
werden als "d-Achse" bzw. "q-Achse" bezeichnet.
Die Spannung und die Ströme in der Ersatzschaltung (Fig. 2)
können unter Verwendung der vorstehenden Werte i1d bis e1q
durch Gleichungen (24) und (25) wiedergegeben werden. In
diesen Gleichungen ist "p" der Differentialoperator (d/dt):
e1d = r1 · i1d+p(Lσ+M)i1d - ω(Lσ+M)i1q - p · M · i2d+ω · M · i2q (24)
e1m = ω(Lσ+M)i1d+r1 · i1q+p(Lσ+M)i1q - ω · M · i2d+p · M · i2q (25)
Diese Gleichungen repräsentieren die Beziehung zwischen der
Primärspannung und dem Primärstrom (d. h. dem Strom durch
den Stator) und dem Sekundärstrom (d. h. dem Strom durch den
Rotor). In diesem Zustand werden die Primärspannungen e1d
und e1q sowohl durch den Primär- als auch den Sekundärstrom
beeinflußt, was bedeutet, daß weder der Primär- noch der
Sekundärstrom einfach unter Verwendung der Primärspannung
als zu behandelnder Größe eingestellt werden kann.
Nun wird ein Sekundärschaltkreis betrachtet. Die Ersatzschaltung
von Fig. 2 ist dann nicht geeignet, wenn die Spannung
und der Strom im Sekundärschaltkreis betrachtet werden,
so daß eine Ersatzschaltung vorzugsweise so konfiguriert
ist, wie es in Fig. 4 dargestellt ist. Der Induktionsmotor
kann als Transformator angesehen werden, der elektromotorische
Bewegungsenergie nur dann mit dem Verhältnis 1 : s
überträgt, wenn sich der Rotor mit der Schlupffrequenz ωs
(= s · ω) in bezug auf die Winkelfrequenz ω der Primärspannung
dreht. Demgemäß kann die Spannungsgleichung für den Sekundärschaltkreis
wie folgt wiedergegeben werden:
r2 · i2d+p · M · i2d+s · ω · M(i1q-i2q) - p · M · i1d = 0 (26)
r2 · i2q+p · M · i2q-s · ω · M(i1d-i2d) - p · M · i1q = 0 (27)
Wenn angenommen wird, daß die Richtung des Magnetflußvektors
Φ im Motor in Übereinstimmung mit der Richtung der d-Achse
steht, kann dieser Magnetflußvektor Φ wie folgt wiedergegeben
werden.
Φ = Φ · sinωt (28)
wobei Φ eine skalare Größe ist.
Φ = M · i1d - M · i2d (29)
In der Ersatzschaltung von Fig. 2 ist der Erregerstrom im,
wie er durch die Erregerinduktanz M fließt, durch die Gleichung
(30) gegeben. Da die q-Achsenkomponente des Stroms für
den Erregerstrom im unerheblich ist, ist die q-Achsenkomponente
durch die Gleichung (31) wiedergegeben:
im = i1d - i2d (30)
i1d = i2q (31)
Diese Gleichungen (30) und (31) werden in die Gleichungen
(26) eingesetzt, um dadurch die folgende Gleichung (32) herzuleiten:
r2 · i1d = (r2+p · M) im (32)
Das Ansprechverhalten des Erregerstroms im auf den Erregerstrom
i1d wird auf Grundlage der Gleichung (32) durch die
folgende Gleichung (33) wiedergegeben:
im/i1d = r2 · /(r2+p · M) = 1/(1+p · M/r2) (33)
Der Erregerstrom im entspricht dem Erregerstrom i1d mit
einer Verzögerung erster Ordnung und weist eine Zeitkonstante
M/r2 auf. In einem typischen Induktionsmotor beträgt eine
derartige Zeitkonstante M/r2 einige hundert Millisekunden.
Es ist nicht unpraktisch, den Erregerstrom im als konstant
anzunehmen, da sich der Erregerstrom i1d mit ausreichend
schneller Zeitkonstante ändert. Ferner werden, wenn der
Erregerstrom i1d konstant ist, die Erregerströme im und i1d
als gleich angesehen.
Wenn die Gleichungen (30) und (31) in die Gleichung (27)
eingesetzt werden, wird die folgende Gleichung (34) erhalten:
r2 · i1q = s · ω · M · im (34)
Diese Gleichung (34) kann in die Gleichung (35) modifiziert
werden:
ωs = r2 · i1q/(M · im) (35)
Wenn der Erregerstrom im hinsichtlich einer Änderung des
Drehmomentstroms i1q als konstant angenommen wird, kann der
Drehmomentstrom i1q, d. h. der Sekundärdrehmomentstrom i2q,
wunschgemäß dadurch eingestellt werden, daß die Schlupffrequenz
ωs auf solche Weise auf den Induktionsmotor angewandt
wird, daß die Gleichung (35) erfüllt ist.
Der Primärschaltkreis wird erneut betrachtet, wobei das Ergebnis
für den Sekundärschaltkreis berücksichtigt wird. Wenn
die Gleichungen (30) und (31) in die Gleichung (24) eingesetzt
werden, ergibt sich die folgende Gleichung (36):
e1d = (r1+p) ×· Lσ · Lσ)i1d - ω · i1q+p · M · im (36)
Der dritte Term ist vernachlässigbar, da die Änderung des
Erregerstroms im ausreichend mäßig ist, wie in der Gleichung
(33) angegeben. Demgemäß wird die Gleichung (37) erhalten:
e1d = (r1+p · Lσ)i1d - ω · Lσi1q (37)
Um den Erregerstrom i1d mit dem Vorgabewert i1d* gleichzumachen,
ist es denkbar, ein Regelungssystem zu konzipieren,
das den Spannungsvorgabewert e1d* für die d-Achse, wie durch
Gleichung (38) ausgedrückt, auf Grundlage der Differenz Δi1d
= (i1d*-i1d) zwischen dem Vorgabewert i1d* und dem Erregerstrom
i1d ausgibt:
e1d* = Gd · Δi1d - ω · Lσ · i1q* (38)
wobei Gd ein durch einen Proportional-Integral-Verstärker
erzeugten Verstärkungsfaktor bezeichnet, der ausreichend
groß ist. Ferner wird, da der Drehmomentstrom i1q und der
Erregerstrom i1d gesondert eingestellt werden, der zweite
Term mitgekoppelt und als Störungsterm über die q-Achse addiert.
Beim in Fig. 3 dargestellten Ausführungsbeispiel wird
durch den Subtrahierter 11 auf Grundlage der Gleichung (38)
Δi1d (= i1d*-i1d) hergeleitet, wodurch der erste Term der
Gleichung (38) erhalten wird. Der Umsetzer 13 multipliziert
den Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* mit Lσ, und der Multiplizierer
14 multipliziert ω mit Lσ · i1q*, um dadurch den
zweiten Term herzuleiten.
Die Gleichungen (30) und (31) werden in die Gleichung (25)
eingesetzt, um die Gleichung (39) zu erhalten:
e1q = ω · Lσ · i1d+(r1+p · Lσ)i1q+ω · M · im (39)
Wenn ein Regelungssystem betrachtet wird, das den Drehmomentstrom
i1q mit dem Vorgabewert i1q* zur Übereinstimmung
bringen soll, ähnlich wie im obigen Fall, kann dieses Rege
lungssystem auf Grundlage der Gleichung (39) durch die folgende
Gleichung (40) ausgedrückt werden. In dieser Gleichung
(40) ist Gq ausreichend groß. Ferner ist der Erregerstrom im
durch den Erregerstrom-Vorgabewert i1d* unter der Voraussetzung
ersetzt, daß der Erregerstrom-Vorgabewert i1d* konstant
ist:
e1q* = Gq · Δi1q+ω(Lσ+M)i1d*+r1 · i1q+ (40)
Beim Ausführungsbeispiel von Fig. 1 leitet der Subtrahierer
15 den Wert Δi1q (= i1q*-i1q) her. Der Verstärker 16 führt
eine Verstärkung unter Verwendung des Verstärkungsfaktors Gq
aus, um dadurch den ersten Term der Gleichung (40) herzuleiten.
ω · M · i1d* im zweiten Term bezeichnet die elektromotorische
Bewegungsspannung Em. M · i1d* bezeichnet den Vorgabewert
Φ* für die magnetische Induktion. Demgemäß multipliziert der
Umsetzer 17 den Vorgabewert Φ* für die magnetische Induktion
mit einer konstanten Kem für die elektromotorische Bewegungsspannung.
Der Umsetzer 18 multipliziert i1d* mit Lσ.
Die Ausgangssignale der Umsetzer 17 und 18 werden addiert.
Der Multiplizierer 19 multipliziert die Summe mit ω, um dadurch
den zweiten Term herzuleiten. Der dritte Term wird dadurch
hergeleitet, daß der Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q*
im Umsetzer 20 mit dem Primärwiderstand r1 multipliziert
wird.
Die Primärströme i1d und i1q des Induktionsmotors können unter
Verwendung der Gleichungen (38) und (40) unabhängig und
wahlfrei eingestellt werden.
Die vorstehend angegebenen Gleichungen (38) und (40) werden
dazu verwendet, zu beschreiben, daß die Primärströme i1d und
i1q wahlfrei durch Handhaben der Primärspannung einstellbar
sind. Zu diesem Zweck ist es eine Grundvoraussetzung, daß
die Bedingungen für den Sekundärschaltkreis, wie durch die
Gleichungen (30) und (31) wiedergegeben, erfüllt sind. Ferner
muß auch das Erfordernis für die Schlupffrequenz ωs in
der Gleichung (35) erfüllt sein. Jedoch sind der Sekundärwiderstand
r2 und die Erregerinduktanz in der Gleichung (35)
wegen Temperaturschwankungen im Rotor und der magnetischen
Sättigung des Eisenkerns nicht immer konstant. Daher ist es
schwierig, den Motor mit einer Schlupffrequenz ωs zu versehen,
die die Gleichung (35) hinsichtlich des erwünschten Erregerstroms
i1d erfüllt, wodurch eine genaue Einstellung des
Isterregerstroms i1d und des Istdrehmomentstroms i1q verhindert
ist. Im folgenden wird beschrieben, wie die Konstanten
M und r2 hinsichtlich der wahren Werte erkannt werden, die
den aktuellen Zustand des Motors angeben.
Es sei angenommen, daß zwischen einem in der Steuerung angenommenen
Nennwert Mn hinsichtlich des Erregerinduktanzwerts
und dem wahren Wert M im Motor eine bestimmte Abweichung
ΔM (= Mn-M) besteht. In diesem Zustand ist die tatsächlich
im Motor erzeugte, über die q-Achse gemessene Spannung durch
die Gleichung (39) wiedergegeben. Die von der Steuerung ausgegebene
Spannung ist durch die folgende Gleichung (41) wiedergegeben:
e1q* = Gq Δi1q+ω · Lσ · i1d*+r1 · i1q*+ω · Mn · im* (41)
Die Gleichungen (39) und (41) können wie folgt modifiziert
werden, wenn der Motor lastfrei läuft und i1q≈i1q*≈0 gilt:
e1q = ω · Lσ · i1d+ω · Mn · im (42)
e1q = Gq · Δi1q+ω · Lσ · i1d*+ω · Mn · im* (43)
Der Erregerstromvorgabewert i1d* und der Erregerstrom i1d
werden auf Grundlage dieser Gleichungen genau eingestellt.
Ferner ändert sich der Erregerstrom sehr mäßig, wie es durch
die Gleichung (33) ausgedrückt ist. Demgemäß entspricht der
Wert i1d* dem Wert i1d, und i1d* entspricht im:
i1d* = i1d (44)
im* = im (45)
Die Differenz zwischen den Gleichungen (42) und (43) wird
unter der Bedingung der Gleichungen (44) und (45) durch die
folgende Gleichung (46) ausgedrückt:
e1q - e1q* = ω(M-Mn) im - Gq · Δi1q = 0 (46)
Diese Gleichung (46) wird in die Gleichung (47) modifiziert:
Gq · Δi1q = ω(M-Mn) im = ω · ΔM · im (47)
In der Gleichung (47) bezeichnet Gq · Δi1q, wenn i1q*≈0
gilt, die vorgegebene Differenz für die Erregerinduktanz M.
Daher ist es möglich, den auf der Steuerungsseite angenommenen
Nennwert Mn unter Verwendung von Gq · Δi1q auf den wahren
Wert zu korrigieren. Gemäß Fig. 3 wird das Ausgangssignal
des Verstärkers 16, d. h. Gq · Δi1q, durch den Verstärker
21 verstärkt. Das Ausgangssignal des Verstärkers 21 wird
über einen Schalter 23 nur dann in eine Datentabelle 24 eingegeben,
wenn ein Komparator 22 erkennt, daß der Drehmomentvorgabewert
T* kleiner als der vorgegebene Wert Trf ist. Die
Datentabelle 24 zeigt die Beziehung zwischen dem integrierten
Wert des Ausgangssignals des Verstärkers 21 und dem Vorgabewert
Φ* für die magnetische Induktion. Der integrierte
Wert ist die Abweichung ΔM der Erregerinduktanz M. Selbst
wenn der Drehmomentvorgabewert nicht 0 ist, wird der Koeffizient
1/M des Umsetzers 1 kontinuierlich dadurch kompensiert,
daß die entsprechend dem Erregerinduktions-Vorgabewert
Φ* abgespeicherte Abweichung ΔM gelesen wird. Demgemäß
ist es immer möglich, die Erregerinduktanz M auf den wahren
Wert zu korrigieren. Der Verstärkungsfaktor Gm des Verstärkers
21 ist eine vorgegebene Verstärkung. Je größer der Verstärkungsfaktor
ist, desto kürzer ist die Erkennungszeit für
die Erregerinduktanz M.
Hinsichtlich des Sekundärwiderstands r2 wird angenommen, daß
zwischen dem (auf der Steuerungsseite angenommenen) Nennwert
r2n und dem Istwert r2 eine Abweichung Δr2 besteht. Als erstes
wird die Gleichung (35) in die folgende Gleichung (48)
modifiziert:
ω · M · im = (ω/ωs) r2 · i1q (48)
Die entlang der q-Achse geltende Spannung, wie sie tatsächlich
im Motor erzeugt wird, wird durch Einsetzen der Gleichung
(39) in die Gleichung (48) durch die folgende Gleichung
(49) wiedergegeben:
e1q = ω · Lσ · i1d+(r1+p · Lσ)i1q+(ω/ωs)r2 · i1q (49)
Die von der Steuerung ausgegebene Spannung e1q* wird auf
Grundlage der Gleichungen (40) und (48) durch die folgende
Gleichung (50) ausgedrückt:
e1q* = Gq Δi1q+ω · Lσ · i1d*+r1 · i1q*+(ω/ωs)r2n · i1q (50)
Der Erregerstrom i1d und der Erregerstromvorgabewert i1d*
werden als einander gleich angesehen, wie durch die Gleichung
(44) ausgedrückt. Ferner werden auch der Drehmomentstrom
i1q und der Drehmomentstrom-Vorgabewert i1q* als miteinander
gleich angesehen, wie es durch die folgende Gleichung
(51) wiedergegeben ist:
i1q* = i1q (51)
Unter der vorstehend angegebenen Voraussetzung wird die folgende
Gleichung (52) hergeleitet, um die Differenz zwischen
den Gleichungen (49) und (50) wiederzugeben:
e1q-e1q* = p · Lσ · i1q-Gq · Δi1q+(ω/ωs) · (r2-r2n) · i1q = 0 (52)
Der erste Term ist relativ klein und vernachlässigbar, wodurch
die folgende Gleichung (53) herleitbar ist:
Gq · Δi1q = Δr2 (ω/ωs)i1q (53)
In der Gleichung (53) bezeichnet Gq · Δi1q die Abweichung
Δr2 des Sekundärwiderstands r2. Die Abweichung Δr2 wird unter
Verwendung von Gq · Δi1q korrigiert. Beim in Fig. 3 dargestellten
Ausführungsbeispiel multipliziert der Verstärker
25 das Ausgangssignal des Verstärkers 16, d. h. Gq · Δi1q,
mit der erkannten Verstärkung Gr, so daß der Koeffizient r2
des Umsetzers 8 abhängig vom Ausgangssignal des Verstärkers
16 korrigiert wird.
Das auf Grundlage der Gleichungen (38) und (40) aufgebaute
Steuerungssystem kann die Erregerinduktanz M und den Sekundärwiderstand
r2 hinsichtlich der wahren Werte auf Grundlage
der Gleichungen (47) und (53) erkennen. Auf Grundlage der
erkannten wahren Werte kann eine die Gleichung (35) erfüllende
Schlupffrequenz ωs für den Motor verwendet werden.
Demgemäß können die Istprimärströme i1d und i1q des Motors
auf die Primärstrom-Vorgabewerte i1d* und i1q* eingestellt
werden.
Wie vorstehend beschrieben, wird die Regelung für den Erregerstrom
i1d und den Drehmomentstrom i1q in bezug auf den
Erregerstromvorgabewert i1d* und den Drehmomentstrom-Vorgabewert
i1q* unabhängig ausgeführt. Die Steuerungsparameter,
wie die Erregerinduktanz M und der Sekundärwiderstand r2,
werden entsprechend den wahren Werten eines tatsächlichen
Motors erkannt, so daß Übereinstimmung mit den Charakteristiken
besteht. Demgemäß kann der Motor kontinuierlich und
genau für den erwünschten Abtrieb sorgen, ohne daß er nachteilig
durch Änderungen der Erregerinduktanz M und des Sekundärwiderstands
r2 beeinflußt wird, wie sie durch magnetische
Sättigung im Eisenkern oder durch Abweichungen der genauen
Größen des Motors oder durch Temperaturschwankungen
des Motors hervorgerufen werden. Demgemäß ist es nicht erforderlich,
die Steuerungsparameter abhängig vom jeweils
verwendeten Motor einzustellen.
Claims (4)
1. Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor, der durch
einen aus einem Gleichstrom umgesetzten dreiphasigen Strom
betrieben wird, wobei diese Steuerungseinheit einen Vorgabewert
für zwei Phasen, einschließlich eines Drehmomentvorgabewerts
und eines Vorgabewerts für die magnetische Induktion,
in einen Vorgabewert für drei Phasen zum Einstellen
des Primärstroms des Induktionsmotors umsetzt und den Primärstrom
eines tatsächlichen 3-Phasen-Stroms des Induktionsmotors
in einen 2-Phasen-Strom einschließlich einer Drehmomentstromstärke
und einer Erregerstromstärke umsetzt und
eine Regelung für den Induktionsmotor ausführt, gekennzeichnet
durch:
- (a) eine Erregerstrom-Vorgabewertausgabeschaltung zum Berechnen eines Erregerstromvorgabewerts auf Grundlage des Vorgabewerts für die magnetische Induktion und einer Erregerinduktanz;
- (b) eine Erregerstrom-Abweichungsberechnungsschaltung zum Berechnen der Abweichung des Erregerstroms auf Grundlage des Erregerstrom-Vorgabewerts und der Erregerstromstärke;
- (c) eine Erregerspannungs-Vorgabewertberechnungsschaltung zum Berechnen, auf Grundlage der Erregerstromabweichung, eines Erregerspannungs-Vorgabewerts mit derselben Phase wie derjenigen des Erregerstroms;
- (d) eine Drehmomentstrom-Vorgabewertausgabeschaltung zum Berechnen eines Drehmomentstrom-Vorgabewerts auf Grundlage des Drehmomentvorgabewerts und des Vorgabewerts für die magnetische Induktion;
- (e) eine Drehmomentstrom-Abweichungsberechnungsschaltung zum Berechnen einer Drehmomentstromabweichung auf Grundlage des Drehmomentstrom-Vorgabewerts und der Drehmomentstromstärke;
- (f) eine Drehmomentspannungs-Vorgabewertberechnungsschaltung zum Berechnen eines Drehmomentspannunggs-Vorgabewerts auf Grundlage der Drehmomentstromabweichung, mit derselben Phase wie der des Drehmomentstroms;
- (g) eine Sekundärwiderstand-Korrekturwertberechnungsschaltung zum Berechnen eines Werts zum Korrigieren eines Sekundärwiderstands auf Grundlage des Drehmomentspannungs-Vorgabewerts;
- (h) eine Schlupfwinkelfrequenz-Berechnungsschaltung zum Berechnen eines Schlupfwinkels auf Grundlage des Drehmomentstrom- Vorgabewerts, des Vorgabewerts für die magnetische Induktion und des durch den Sekundärwiderstandkorrekturwert korrigierten Sekundärwiderstands;
- (i) eine Winkelfrequenz-Vorgabewertberechnungsschaltung zum Berechnen eines Winkelfrequenzvorgabewerts auf Grundlage der Schlupfwinkelfrequenz und eines Istschlupfwinkels des Induktionsmotors;
- (j) eine Berechnungsschaltung für einen korrigierten Erregungsspannungsvorgabewert zum Korrigieren des Erregungsspannungsvorgabewerts auf Grundlage des Drehmomentstrom-Vorgabewerts, einer Primärleckinduktanz und des Winkelfrequenzvorgabewerts, und zum Berechnen eines korrigierten Erregerspannungsvorgabewerts;
- (k) eine Berechnungsschaltung für einen korrigierten Drehmomentspannungs- Vorgabewert zum Korrigieren des Drehmomentspannungs- Vorgabewerts auf Grundlage des Erregerstromvorgabewerts, der Primärleckinduktanz und des Winkelfrequenzvorgabewerts, und ferner zum Korrigieren des Drehmomentspannungs- Vorgabewerts auf Grundlage des Drehmomentstrom-Vorgabewerts und des Primärwiderstands des Induktionsmotors, und zum Berechnen eines korrigierten Drehmomentspannungs-Vorgabewerts;
- (l) eine Erregerinduktanz-Korrekturschaltung zum Berechnen eines Werts zum Korrigieren der Erregerinduktanz auf Grundlage des Drehmomentspannungs-Vorgabewerts und zum Berechnen eines Erregerinduktanzkorrekturwerts zur Verwendung durch die Erregerstrom-Vorgabewertberechnungsschaltung auf Grundlage der korrigierten Erregerinduktanz; und
- (m) eine Vorgabewertberechnungsschaltung für eine dreiphasige Spannung zum Berechnen eines für den Motor verwendbaren Vorgabewerts für die dreiphasige Spannung auf Grundlage des korrigierten Erregerspannungsvorgabewerts, des korrigierten Drehmomentspannungs-Vorgabewerts und des Winkelfrequenzvorgabewerts.
2. Steuerungseinheit nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
daß die Erregerinduktanzkorrekturschaltung den Erregerinduktanzkorrekturwert
berechnet und einen korrigierenden
Vorgabewert nur dann ausgibt, wenn der Drehmomentvorgabewert
kleiner als ein vorgegebener Schwellenwert ist.
3. Steuerungseinheit für einen Induktionsmotor, in die ein
Drehmomentvorgabewert und ein Vorgabewert für die magnetische
Induktion eingegeben werden, gekennzeichnet durch:
- (a) eine 2-Phasen-Sinuswellengeneratorschaltung zum Erzeugen eines Signals sinωt und eines Signals cosωt unter Verwendung der Motorstromwinkelfrequenz ω als Eingangssignal;
- (b) eine 3-in-2-Phasen-Umsetzschaltung zum Ausgeben einer Erregerstromstärke und einer Drehmomentstromstärke unter Verwendung der Signale sinωt und cosωt und der Istwerte iu, iv und iw des Motorstroms als Eingangssignale;
- (c) eine 2-in-3-Phasen-Umsetzschaltung zum Ausgeben von an den Motor angelegten Phasenspannungsvorgabewerten eu, ev und ew unter Verwendung eines Erregerspannungsvorgabewerts, eines Drehmomentspannungs-Vorgabewerts, des Signals sinωt und des Signals cosωt als Eingangssignale;
- (d) eine Erregerstrom-Vorgabewertausgabeschaltung zum Ausgeben eines Erregerstromvorgabewerts durch Teilen des Vorgabewerts für die magnetische Induktion durch einen der Erregerinduktanz M entsprechenden Koeffizienten;
- (e) eine erste Subtrahierschaltung zum Ausgeben einer Erregerstromabweichung durch Subtrahieren der Erregerstromstärke vom Erregerstromvorgabewert;
- (f) eine erste Verstärkungsschaltung zum Ausgeben eines Erregerspannungs- Vorgabewerts zur Verwendung durch den Motor unter Nutzung der Erregerstromabweichung als Eingangssignal;
- (g) eine zweite Subtrahierschaltung zum Ausgeben einer Drehmomentstromabweichung durch Subtrahieren der Drehmomentstromstärke von einem Drehmomentstrom-Vorgabewert, der dadurch erhalten wird, daß der Drehmomentvorgabewert durch den Vorgabewert für die magnetische Induktion geteilt wird;
- (h) eine zweite Verstärkerschaltung zum Ausgeben des Drehmoment- Strom/Spannung-Vorgabewerts zur Verwendung durch den Motor und zur Nutzung der Drehmomentstromabweichung als Eingangssignal;
- (i) eine dritte Verstärkerschaltung zum Ausgeben einer Schlupfwinkelfrequenz durch Teilen des Drehmomentstrom-Vorgabewerts durch den Vorgabewert für die magnetische Induktion und durch Multiplizieren des Quotienten mit einem Koeffizienten, der einem Sekundärwiderstandswert r₂ des Induktionsmotors entspricht;
- (j) eine vierte Verstärkerschaltung zum Ausgeben eines korrigierten Koeffizienten, der dem Sekundärwiderstandswert r₂ des Induktionsmotors entspricht, unter Verwendung des Ausgangssignals der zweiten Verstärkerschaltung als Eingangssignal;
- (k) eine fünfte Verstärkerschaltung zum Ausgeben eines korrigierten Werts der Erregerinduktanz M unter Verwendung des Ausgangssignals der zweiten Verstärkerschaltung als Eingangssignal nur dann, wenn der Drehmomentvorgabewert kleiner als ein vorgegebener Wert ist; und
- (l) eine Halteschaltung zum Halten des Ausgangswerts der
fünften Verstärkerschaltungm, wenn der Drehmomentvorgabewert
größer als der vorgegebene Wert ist;
- wobei die dritte Verstärkerschaltung den korrigierten, dem Sekundärwiderstand r₂ des Induktionsmotors entsprechenden Koeffizienten unter Verwendung des Ausgangswerts der vierten Verstärkerschaltung als Eingangssignal korrigiert, und die erste Verstärkerschaltung den korrigierten Wert des der Erregerinduktanz M entsprechenden Koeffizienten unter Verwendung des Ausgangssignals der fünften Verstärkerschaltung als Eingangssignal korrigiert.
4. Steuerungsschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet,
daß die Halteschaltung über eine Datentabelle verfügt,
die die Entsprechung zwischen den integrierten Werten
der Signale von der fünften Verstärkungsschaltung und Werten
des Vorgabewerts für die magnetische Induktion speichert und
einen Korrekturwert entsprechend einem Signal von der fünften
Verstärkungsschaltung abruft und ausgibt.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP7092165A JPH08289600A (ja) | 1995-04-18 | 1995-04-18 | 誘導電動機の制御装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19615199A1 true DE19615199A1 (de) | 1996-10-24 |
DE19615199C2 DE19615199C2 (de) | 2000-10-12 |
Family
ID=14046824
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19615199A Expired - Fee Related DE19615199C2 (de) | 1995-04-18 | 1996-04-17 | Feldorientierte Steuerung für einen Induktionsmotor |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5644206A (de) |
JP (1) | JPH08289600A (de) |
DE (1) | DE19615199C2 (de) |
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-
1995
- 1995-04-18 JP JP7092165A patent/JPH08289600A/ja active Pending
-
1996
- 1996-04-15 US US08/632,067 patent/US5644206A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-04-17 DE DE19615199A patent/DE19615199C2/de not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
DE19615199C2 (de) | 2000-10-12 |
JPH08289600A (ja) | 1996-11-01 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
D2 | Grant after examination | ||
8364 | No opposition during term of opposition | ||
8339 | Ceased/non-payment of the annual fee |