DE19600807A1 - Intelligentes, getrenntes Halbbrückenleistungsmodul - Google Patents
Intelligentes, getrenntes HalbbrückenleistungsmodulInfo
- Publication number
- DE19600807A1 DE19600807A1 DE19600807A DE19600807A DE19600807A1 DE 19600807 A1 DE19600807 A1 DE 19600807A1 DE 19600807 A DE19600807 A DE 19600807A DE 19600807 A DE19600807 A DE 19600807A DE 19600807 A1 DE19600807 A1 DE 19600807A1
- Authority
- DE
- Germany
- Prior art keywords
- coupled
- power
- transistor
- separate
- power module
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Ceased
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/51—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used
- H03K17/56—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices
- H03K17/687—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors
- H03K17/689—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit
- H03K17/691—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking characterised by the components used by the use, as active elements, of semiconductor devices the devices being field-effect transistors with galvanic isolation between the control circuit and the output circuit using transformer coupling
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
- H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K17/082—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit
- H03K17/0828—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage by feedback from the output to the control circuit in composite switches
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/18—Modifications for indicating state of switch
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
- H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
- H03K2017/0806—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage against excessive temperature
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Power Conversion In General (AREA)
Description
Die Erfindung betrifft ein Leistungsmodul mit eingebautem
Überspannungs-, Überstrom- und thermischen Schutz.
In Mehr-Kilowatt- und Mega-Watt-Inverteranwendungen können
Ausgangskurzschlüsse, Leistungsnetzüberspannungen und über
mäßige Betriebstemperaturen Beschädigung von Systemen hervor
rufen, die Leistungsvorrichtungen enthalten, wobei der Scha
den oft nicht proportional zu den Kosten der Leistungs
vorrichtungen selbst ist. Zusätzlich zu Entsättigungs- und
Überstromzuständen gibt es drei bestimmte und bekannte
Ursachen von IGBT-Versagen. Die erste ist Versagen aufgrund
eines Lawinendurchbruchs, die zweite ist Versagen aufgrund
von thermischen oder Leistungspendeln und die dritte ist
Versagen aufgrund von Übertemperaturbeanspruchung.
Isolierte bzw. getrennte Gate-Bipolar-Transistor-(IGBT)-Vor
richtungen, die heutzutage erhältlich sind, sind extrem
robust. Solange die Spitzenübergangstemperaturen genau
kontrolliert werden, können derartige Vorrichtungen ungeheu
ren Strömen und Spitzenleistungsdissipationen widerstehen.
Beispielsweise wurde eine Vorrichtung mit Größe 7 (7,32 mm ×
8,84 mm) wiederholt getestet, um bis zu 200 Ampere bei 600
Volt für 10 µs zu leiten. Die durchschnittliche Übergangs
temperatur wurde bei 90°C aufrechterhalten und der Test
wurde über 10 000 000 Zyklen (10 µs Puls bei 20 Hz für 6
Tage) ohne meßbare Veränderungen in den Vorrichtungscharak
teristiken wiederholt. Jedoch war die gleiche Vorrichtung
nur in der Lage, fünf Zyklen von 10 µs Lawinendurchbruchs
strom bei 80 Ampere vor der Zerstörung auszuhalten. Dies war
der Fall, weil die 80 Ampere durch einen sehr kleinen Teil
des Chips liefen. Mit anderen Worten, wo der Kurzschlußtest
erlaubte, daß der gesamte Chip die vollen 200 Ampere
leitete, wurde der Lawinendurchbruchsstrom um einen kleinen
Bruchteil des Chips konzentriert, wobei das Aluminium und
Silizium darunter schmolzen. Frühere Lösungen des Lawinen
durchbruchschutzproblems haben eine externe Schaltung, wie
Dämpfungsschaltkreise, angewendet, um die Kollektor- oder
Drain-Anschlüsse am Überschreiten der Leistungszufuhrspan
nung und am Herbeiführen von Lawinendurchbruch zu hindern.
Unglücklicherweise sind Dämpfungsschaltkreisen durch die
Tatsache kaum erwünscht, daß sie dazu neigen, teuer und
voluminös zu sein.
In der Vergangenheit wurde mit Versagen infolge Temperatur- und
Leistungspendeln umgegangen, indem eine statistisch be
stimmte Grenze für thermisches Pendeln vor dem Ersetzen von
Leistungsvorrichtungen angewendet wurde. Unglücklicherweise
ist eine derartige Grenze willkürlich und berücksichtigt
nicht individuelle Vorrichtungsschwankung und tatsächliche
Betriebsbedingungen.
Der thermische Widerstand des Leistungsvorrichtungsübergangs
zu seinem Gehäuse RTHJC ist ein Maß der Chipanbringungsinte
grität. Wenn eine der Grenzflächen zwischen dem Wafer und
seinem äußeren Gehäuse beschädigt wird, anfängt zu brechen
oder zu delaminieren, nimmt der thermische Widerstand zu.
Eine Zunahme in RTHJC ist eine frühe Anzeige, daß eine oder
mehrere der Vorrichtungsgrenzflächen (z. B. die Lötung an die
Kupfergrenzfläche) ermüdet sind. Frühere Systeme haben
diesen Parameter gemessen, indem der Leistungsvorrichtung in
einem Test gestattet wurde, ein festes Ausmaß an Leistung zu
dissipieren, und dann die Differenz zwischen Oberflächenüber
gangstemperatur der Vorrichtung und der Packungstemperatur
der Vorrichtung an dem Punkt gemessen wurde, bei welchem sie
an der Wärmesenke angebracht ist. Die dissipierte Leistung
wird dann durch die Temperaturdifferenz dividiert, um RTHJC
in W/°C zu erhalten. Um verläßliche und wiederholbare Messun
gen von RTHJC zu erhalten, muß ein Anordnen der Temperatur
sonden mit großer Sorgfalt ausgeführt werden und hinreichend
Zeit zwischen Messungen verstreichen, um der Vorrichtung zu
erlauben, thermisches Gleichgewicht zu erreichen.
Die Kollektor-Emitter-Sättigungsspannung VCE(SAT) von einem
IGBT, gemessen bei seinem Nennstrom bei 90°C (IC90), ist ein
Maß des Basisstroms, der die Kapazität einer Leistungsvor
richtung trägt. Wenn VCE(SAT) anfängt zuzunehmen, ist dies
eine Anzeige, daß es potentielle Vorrichtungsbeschädigung
oder Drahtverbindungsversagen gibt, was, obwohl es der
Vorrichtung zu arbeiten erlaubt, die Leistungsfähigkeit
bedeutend verschlechtert. Während Leistungs- und thermischem
Pendeln, werden Drahtverbindungen während der Expansion und
Kontraktion der Vorrichtung gestreckt und komprimiert, was
sie brüchig macht und ihren elektrischen Widerstand erhöht.
Zusätzlich kann die Leistungsvorrichtung selbst aufgrund
dieser Expansion oder Kontraktion reißen oder brechen, was
auch zu einer Zunahme in der gemessenen VCE(SAT) führt.
Frühere Systeme haben diesen Parameter gemessen, indem die
Leistungsvorrichtung eingeschaltet, ein bekanntes Ausmaß an
Strom zugeführt wurde, um durch die Vorrichtung zu fließen,
und das resultierende VCE(SAT) über dem Kollektor (Drain)
und Emitter (Source) der Vorrichtung gemessen wurde.
Übertemperaturversagen kann durch Überwachen der Leistungs
vorrichtungsübergangstemperaturen vorgebeugt werden. Der ein
zige Weg, auf welchem frühere Systeme systematisch mit Über
temperaturversagen umgegangen sind, ist periodisches Erset
zen der Leistungsvorrichtungen während normal festgelegter
präventiver Wartung. Die zeitliche Abstimmung des Ersetzens
wird statistisch bestimmt, indem extrapolierte Halbleiter
verläßlichkeitsdaten verwendet und erwartete Vorrichtungs
lebensdauern berechnet werden. Abhängig von der Anwendung
wird eine besondere Leistungsvorrichtung typischerweise
irgendwann zwischen 10% und 50% der berechneten Lebensdauer
für die Vorrichtung ersetzt. Nachdem weitere Daten hinsicht
lich des Ersetzens einer Vorrichtung in einer besonderen
Anwendung gesammelt worden sind, kann eine noch aggressivere
Ersatzfestlegung durchgeführt werden.
Somit gibt es einen Bedarf für eine Leistungsvorrichtung,
welche Lösungen für all die oben beschriebenen Probleme
liefert.
Die Erfindung schafft ein Leistungsmodul, welches die oben
beschriebenen Versagensmodi betrifft. Das Modul schützt
seine Leistungstransistoren vor Überstrom-, Überspannungs-,
Übertemperatur- und Kurzschlußzuständen. Das Modul schafft
weiter sowohl digitale Fehlerstatus- als auch analoge Aus
gänge, welche dem Benutzer erlauben, Tendenzen in verschie
denen Modulparametern zu überwachen. Das Modul schafft auch
eine Hochspannungstrennung sowohl für die Leistungs- als
auch Signalkommunikationen, um zu verhindern, daß Leistungs
modulversagen sich durch das ganze System, das das Leistungs
modul anwendet, ausbreitet.
Genauer umfaßt ein Leistungsmodul gemäß der Erfindung wenig
stens einen Leistungstransistor, wobei jeder Leistungstransi
stor gekoppelt ist an und geschützt ist durch einen Überspan
nungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis. Ein
Ausgangsstrommeßsystem ist mit dem Leistungsmodulausgang
gekoppelt. Ein Übergangstemperatursensor ist an jeden Lei
stungstransistor gekoppelt. Ein Trenntransformator ist jedem
Leistungstransistor zugeordnet, wobei die Primärwicklungen
davon mit einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommuni
kationsschnittstelle verbunden sind, welche logische Signale
in Primärwicklungsansteuerungssignale umwandelt. Eine
getrennte Gate-Ansteuerung ist an die Sekundärwicklung von
jedem Trenntransformator und mit dem Gate-Anschluß von jedem
Leistungstransistor gekoppelt.
In einer Ausführungsform weist das Leistungsmodul zwei Lei
stungstransistoren auf, die einen Halbbrückeninverter bil
den. In einer besonderen Ausführungsform sind die den Halb
brückeninverter bildenden Leistungstransistoren getrennte
Gate-Bipolar-Leistungstransistoren.
Eine andere Ausführungsform umfaßt einen Leistungsquellen
trenntransformator mit wenigstens einer Sekundärwicklung.
Eine getrennte Leistungsquelle ist an die Primärwicklung des
Trenntransformators gekoppelt und eine Vielzahl von Span
nungsregulatoren ist an die Sekundärwicklungen des Trenn
transformators zum Zuführen von Leistung zu den getrennten
Gate-Ansteuerungseinrichtungen gekoppelt.
In einer Ausführungsform umfaßt jeder der Überspannungsklem
men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreise eine Lawinen
diode. Die Lawinendiode, die einem besonderen Überspannungs
klemmen- und Entsättigungsschaltkreis zugeordnet ist, ist
auf einem einzigen Halbleitersubstrat mit dem Leistungs
transistor hergestellt, an welchen der besondere Überspan
nungsklemmen- und Entsättigungsschaltkreis gekoppelt ist.
Die Erfindung wird im folgenden beispielhaft anhand der
Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Ausfüh
rungsform der Erfindung;
Fig. 2 ein schematisches Diagramm eines Kombina
tionsüberspannungsklemmen- und Entsättigungs
detektionsschaltkreises, der in einer Ausfüh
rungsform der Erfindung verwendet werden;
Fig. 3 ein schematisches Diagramm eines Ausgangs
stromsensorschaltkreises, der in einer Aus
führungsform der Erfindung verwendet wird;
Fig. 4 ein schematisches Diagramm eines IGBT-Über
gangstemperaturmeßschaltkreises, der in
einer Ausführungsform der Erfindung verwen
det wird;
Fig. 5 ein schematisches Diagramm, das die Trenn
schaltung zwischen der Ansteuerungseinrich
tungskommunikationsschnittstelle und den
Gate-Ansteuerungseinrichtungen von einer
Ausführungsform der Erfindung darstellt;
Fig. 6 ein schematisches Diagramm, das eine getrenn
te Leistungsquelle darstellt, die in einer
Ausführungsform der Erfindung verwendet
wird;
Fig. 7 ein schematisches Diagramm einer getrennten
Ansteuerungseinrichtungskommunikations
schnittstelle, die in einer Ausführungsform
der Erfindung verwendet wird; und
Fig. 8 ein schematisches Diagramm einer getrennten
Gate-Ansteuerungseinrichtung, die in einer
Ausführungsform der Erfindung verwendet
wird.
Wie oben erwähnt, gibt es verschiedene externe Lösungen für
die beschriebenen Leistungsvorrichtungsversagensmodi. Jedoch
geht ein Leistungsmodul, das gemäß der Erfindung konstruiert
ist, direkt jeden Versagensmodus an, wobei es überlegene
Lösungen liefert.
Fig. 1 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm einer Ausführungs
form der Erfindung. Das gezeigte Leistungsmodul 10 ist kon
struiert, um direkt eine Schnittstelle mit einer Pulsbreiten
modulator (PWM)-Steuerungsvorrichtung mittels Eingangsan
schlüssen INH und INL, die High-Seite-Eingänge (relativ
hoher Pegel) bzw. Low-Seite-Eingänge (relativ niedriger
Pegel) zu bilden. Ein Leistungsmodul 10 umfaßt ein Paar
IGBT-Vorrichtungen 11 und 12 der Größe 9 (15,6 mm × 13 mm)
für 200 Ampere in einer Totem-Pole- oder Halbbrückeninver
terkonfiguration, die zwischen einem Hochleistungsnetzzufuhr
anschluß V++ und einem Leistungsnetzrückführanschluß PGND
gekoppelt sind. IGBT 11 ist die High-Seite-Ausgangsvorrich
tung, welche den positiv verlaufenden Teil der Ausgangs
wellenform leitet, und IGBT 12 ist die Low-Seite-Ausgangs
vorrichtung, welche den negativ verlaufenden Teil der Aus
gangswellenform leitet. Leistung wird an das Modul 10 mit
tels eines Leistungszufuhranschlusses VDD geliefert, welcher
auf den Masseanschluß GND bezogen ist. Das Leistungsmodul 10
liefert 2500 VAC Trennung oder Isolation zwischen den
System- und Leistungsausgangsbusmassen. Der auf Systemmasse
bezogene getrennte, integrierte Ansteuerungseinrichtungs
steuerschaltkreis 4410 liefert Zweiwege -Kommunikation
zwischen den zwei getrennten, integrierten Gate-Ansteuerungs
einrichtungsschaltkreisen 4411. Ein innerer Gleichstrom für
einen getrennten Mehrausgangs-Gleichstromkonverter 14
beaufschlagt die getrennten Ansteuerungseinrichtungen und
eine Seite des analogen Isolations- bzw. Trennverstärkers
mit Leistung. Ein Trennverstärker 16, der einen Spannungsab
fall über einem Stromwahrnehmungswiderstand überwacht, wan
delt den Inverterausgangsstrom I₀ in eine auf Masse bezogene
analoge Ausgangsspannung mit einer Skalierung von 10 mV/A
um, wobei die Spannung am Ausgangsanschluß Io erscheint.
Temperatursensoreinrichtungen 18 sind physikalisch auf der
Oberseite jeder IGBT-Vorrichtung 12 befestigt, um kontinuier
liche Temperaturdaten mit einer Skalierung von 10 mV/°C zu
liefern. Die High- und Low-Seite-Übergangstemperatursignale
(TjH und TjL) erscheinen auf Ausgangsanschlüssen TjH bzw.
TjL. Ein Fehlersignal, das die Anzahl von möglichen Versa
gensmodi anzeigt, erscheint auf Ausgangsanschluß F.
Fig. 2 ist ein schematisches Diagramm eines Kombinationsüber
spannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreises,
der in einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird,
um jede der High- und Low-Seite-Leistungsvorrichtungen zu
schützen. Das Leistungsmodul weist eine eingebaute Überspan
nungsklemme auf, so daß der volle Kurzschlußstrom bis zu 600
A ohne Zerstörung durchgelassen werden kann. Dieses Merkmal
allein kann entweder die Komplexheit der Dämpfungsvorrich
tungen reduzieren oder sie völlig eliminieren. Wenn die
Ausgangsleistungsvorrichtung M1 ausgeschaltet ist, hält der
OUT-Anschluß des integrierten Schaltkreises IC1 den Transi
stor M1 ausgeschaltet, indem eine negative Vorspannung
(bezüglich seines Source- bzw. Quellen-Potentials) VEE an
das Gate von Transistor M1 durch Widerstand RG des Reihen-Gate-Wi
derstandes angelegt wird. IC1 steuert auch die Basis
des Transistors Q1 auf VEE durch Widerstand R4, so daß sein
Basis-Emitter-Übergang in Sperrichtung vorgespannt und ausge
schaltet ist. Diode D2 verhindert, daß der Basis-Emitter-Über
gang von Transistor Q1 während dieser Periode einer
Zenerdurchgang erfährt. FET N1, welcher in IC1 enthalten
ist, schließt Widerstand R3 und Kondensator C3 auf Masse.
Die Klemmenlawinendiode Z1 weist eine Durchbruchspannung in
Sperrichtung von 0,9*VB auf, wobei VB der Lawinendurchbruch
spannungsnennwert von Transistor M1 ist. Bei dem Ereignis
einer Überspannung an dem Drain von M1, sobald das Drain-Po
tential 0,9*VB erreicht, bricht Z1 durch und beginnt zu
leiten. Der Strom durch Z1 lädt den Eingangskondensator von
Transistor M1 auf, wodurch die Gate-Source-Spannung von M1
(VGSM1) hochgesteuert wird. Wenn die Drain-Source-Spannung
von M1 (VGSM1) fortschreitet, zu klettern, beginnt VGSM1 mit
der gleichen Rate anzusteigen. Bald ist VGSM1 ausreichend
hoch, um die Eingangsschwelle zu überwinden und der Gate
beginnt Strom zu leiten. Der Stromfluß durch M1 schafft
einen Spannungsabfall über der Last (nicht gezeigt), welcher
dazu neigt, die Zunahmerate von VDSM1 zu reduzieren. Wenn
VDSM1 fortfährt, zu klettern, fährt VGSM1 auch fort, positi
ver zu werden. Solange VDSM1 VB nicht überschreitet, kann M1
einen vollen Kurzschlußstrom von wenigstens dem 5fachen
seines Nennstromes bei 90°C leiten und mehr, wenn VGMS1
größer als 15 Volt während dieser Periode wird. Tatsächlich
wird VDSM1 sich an eine Spannung klemmen, welche gleich der
Summe der Durchbruchsspannung in Sperrichtung von Diode Z1
plus dem Vorwärtsabfall von Diode D1 plus VGSM1 ist.
Der Entsättigungsdetektionsschaltkreis wird nur freigegeben,
nachdem M1 ausreichend eingeschaltet worden ist. Wenn M1 Sät
tigung erreicht, steuert der OUT-Anschluß von IC1 die Basis
von Q1 auf VDD durch Widerstand R4. Der Wert von Kondensator
C2 ist ausgewählt, um das Freigeben der Entsättigungsdetek
tionsschaltung für näherungsweise 10 µs oder bis M1 ausrei
chend dicht an Sättigung gelangt ist, zu verzögern. Unter
normalen Sättigungszuständen liegt der Drain-Anschluß von M1
bei näherungsweise 2 Volt. Dies veranlaßt, daß Z1 vorwärts
vorgespannt ist, wobei die Spannung an der Kathode von Zener
diode Z2 heruntergezogen wird, wodurch verhindert wird, daß
Z2 Strom in der Sperrichtung leitet. Wenn der Drain-Anschluß
von M1 nicht unter einem bestimmten Wert innerhalb 10 µs
Einschaltzeit abfällt oder M1 aus Sättigung während Normal
betriebes herauskommt, wird die Spannung an der Kathode von
Z2, eine 7,5 Volt Zenerdiode, rampenförmig ansteigen,
schließlich Z1 in Sperrichtung vorspannen und sie ausschal
ten. Wenn Z2 ihre Zenerspannung erreicht, wird sie durch
brechen und beginnen, in der Sperrichtung zu leiten. Die
resultierenden Spannungspegel in dem Schaltkreis können aus
der Spannung an dem Emitter Q1, nämlich 14,3 Volt, bestimmt
werden. Durch Subtrahieren von 7,5 Volt (die Durchbruch
spannung von Z2 in Sperrichtung) und 0,7 Volt (der Vorwärts
spannungsabfall von D2) von 14,3 Volt, kann bestimmt werden,
daß eine Summe von 6,1 Volt über Widerständen R1 und R3
geteilt wird. Wenn Widerstand R1 6,2 kΩ und Widerstand R3
1 kΩ aufweist, wird R3 0,83 Volt darüber entwickelt haben,
wodurch der 320 mV Referenzpegel überschritten und Kompa
rator 20 ausgelöst wird. Daher wird der tatsächliche Entsät
tigungswahrnehmungsauslösungspunkt an dem Drain von Transi
stor M1 durch die Durchbruchsspannung von Z2 in Sperrichtung
(7,5 Volt) plus die Schwellenspannung von Komparator 20
(0,32 Volt) weniger dem Vorwärtsspannungsabfall von Diode Z1
(0,8 Volt) eingestellt, was einen Wert von näherungsweise 7
Volt ergibt. Somit wird jegliche Drain-Spannung, die größer
als 7 Volt ist, den Entsättigungsdetektionsschaltkreis
auslösen.
Widerstand R2 begrenzt jeglichen Fluß beschädigender Ströme
in den Entsättigungsdetektionsschaltkreis, wann immer die
Diode Z1 während V++ Bus- oder Ausgangslasttransienten durch
bricht. Der primäre Zweck von Kondensator C3 ist, Rauschfil
terung für den IM-Eingang von IC1 vorzusehen. Wenn ein Ent
sättigungszustand auftritt, bestimmt Kondensator C3 zusammen
mit der Parallelkombination von Widerständen R1 und R3 so
wohl die Ansprechzeit des Entsättigungsdetektionsschaltkrei
ses auf ein Entsättigungsereignis als auch die Zeit, die not
wendig ist, um den Entsättigungsschaltkreis zurückzusetzen,
sobald M1 zu Normalbetrieb zurückkehrt. Wenn Kondensator C3
1000 pF, Widerstand R1 1 kΩ und Widerstand R1 6,2 kΩ betra
gen, stellt sich heraus, daß die Rücksetzverzögerung (d. h.
die Zeit, die erforderlich ist, um Kondensator C3 von 830 mV
auf 320 mV zu entladen) geringfügig kürzer als 1 µs ist. Die
Ansprechzeit des Schaltkreises auf ein Entsättigungsereignis
(d. h. die Zeit, die erforderlich ist, um den Kondensator C3
von 0 auf 320 mV auf zuladen) ist geringfügig kürzer. Die
Einschaltverzögerung von näherungsweise 10 µs, die durch die
Kombination von Widerstand R4 und Kondensator C2 bestimmt
wird, beeinflußt nur die Entsättigungsverzögerung während
des anfänglichen Einschaltens.
In einer Ausführungsform der Erfindung kann die Lawinendiode
Z1 von einem besonderen Überspannungsklemmen- und Entsätti
gungsschaltkreis auf einem einzigen Halbleitersubstrat mit
dem Leistungstransistor M1 hergestellt werden, an welchen
der besondere Überspannungsklemmen- und Entsättigungsschalt
kreis gekoppelt ist.
Fig. 3 ist ein schematisches Diagramm eines Ausgangsstromsen
sorschaltkreises, der in einer Ausführungsform der Erfindung
verwendet wird. Ein HCPL7800 Trennverstärker überwacht den
Spannungsabfall über Widerstand RSENSE = 0,001 Ohm Wider
stand. Der auf Masse bezogene Teil des Trennverstärkers wird
differentiell in einen LF356 Operationsverstärker einge
speist, der für eine Verstärkung von 1,25 eingestellt ist.
Der HPCL7800 ist für eine Verstärkung von 8 eingestellt, so
daß eine Gesamtverstärkung von 10 erreicht wird, um die ge
wünschten 10 mV/A zu erhalten.
Fig. 4 ist ein schematisches Diagramm eines IGBT Übergangs
temperaturmeßschaltkreises, der in einer Ausführungsform der
Erfindung verwendet wird. Ein LM35 °C-Temperatursensor ist
auf der Oberseite jedes IGBT der Größe 9 angeordnet. Es wird
große Sorgfalt auf die Anordnung und Positionierung verwen
det, um Gleichtaktrauschprobleme insbesondere für die High-Seite-Aus
gangsvorrichtung zu minimieren und gleichzeitig
guten thermischen Kontakt vorzusehen. Die Ausgangsspannungs
skalierung beträgt 10 mV/°C.
Durch Überwachen sowohl von drei kontinuierlichen, analogen
Ausgangsparametern (I₀, TjH und TjL) mit den Schaltkreisen
von Fig. 3 und 4 als auch der Wärmesenkentemperatur (TA) und
Berechnen der effektiven VCE(SAT) und RTHJC der zwei Aus
gangs-IGBT-Vorrichtungen, kann der Benutzer des Leistungs
moduls Feldversagen aufgrund von Temperatur- und Leistungs
pendeln vorhersagen und somit verhindern. Ein Vergleichen
der berechneten Ergebnisse mit den ursprünglich von der
Firma gelieferten Daten, um zu bestimmen, ob die Schwankun
gen sich innerhalb erlaubbarer Grenzen befinden, wird einen
definitiven Schnappschuß der Gesundheit des Leistungsmoduls
liefern. Dies ist der Anwendung einer willkürlichen, obwohl
statistisch bestimmten, Grenze für thermisches Pendeln vor
dem Ersetzen weit überlegen.
Wie oben diskutiert, ist die Kollektor-Emitter-Sättigungs
spannung VCE(SAT) von einem IGBT, gemessen bei IC90, ein Maß
der Basisstromtragekapazität der Vorrichtung. Wenn VCE(SAT)
beginnt zuzunehmen, ist dies eine Anzeige, daß es potentiel
le latente Vorrichtungsbeschädigung oder Drahtverbindungsver
sagen gibt. Ein kontinuierliches Überwachen dieses Parame
ters liefert eine frühe Warnung für derartige Versagensmodi.
Wahlweise wird Übertemperaturveragensverhinderung angegan
gen, indem die Spur der Übergangstemperaturen der Leistungs
vorrichtungen TjH und TjL über eine Zeit gehalten wird, und
verifiziert wird, daß sie dann unter den maximal erlaubbaren
Temperaturen liegen. Trend-Datenanalysetechniken können
verwendet werden, um korrektive und präventive Handlungen zu
entscheiden.
Das Leistungsmodul liefert auch einen digitalen Statussignal
ausgang zusätzlich zu den oben beschriebenen drei kontinuier
lichen analogen Spannungsausgängen. Da es besonders zum
intelligenten Steuern und Schützen von Vorrichtungen, die
Hochleistungspegel schalten, konstruiert ist, liefert das
Leistungsmodul die notwendigen Rückkopplungssignale, um
beschädigendes Systemverhalten zu verhindern, zu vermeiden
und auch vorherzusagen. Das Modul liefert schnellen Abschalt
schutz für detektierte Inverterausgangsentsättigungs- oder
überstromzustände und enthält einen ultraschnellen, aktiven
Vorrichtungsüberspannungsklemmenschaltkreis, um eine
Modulbeschädigung durch unkontrollierte Lawinendurchbrüche
zu verhindern.
Fig. 5 ist ein schematisches Diagramm, das die Trennschal
tung zwischen der Ansteuerungseinrichtungskommunikations
schnittstelle und den Gate-Ansteuerungseinrichtungen von
einer Ausführungsform der Erfindung darstellt. In der Figur
kommuniziert eine auf Systemmasse basierte U1 (eine BD4410-Vor
richtung) mit U3 und U5 (zwei BD4411-Vorrichtungen) durch
zwei Hochgeschwindigkeits-Zweipuls-Transformatoren T1 und
T2, die jeweils in der Lage sind, 2500 VAC-Isolation vorzu
sehen. U1 Übertragerausgänge T+ und T- steuern die Primär
wicklung T2A an und der OUT-Ausgang steuert die Primärwick
lung T1A an. Widerstände R1 und R5 wirken als die Strom
begrenzungswiderstände. Kondensatoren C2 und C5 sind die
Gleichstromsperrkondensatoren für die Primärwicklungen von
T1A und T2A, wobei die entsprechenden Sekundärwicklungen
davon an die Empfängereingänge von U3 und U5 angelegt
werden. C3 und C4 dienen als Rauschumgehungskondensatoren
für die Empfängereingänge von U1, und R2 dient als eine
Rauschdämpfungskomponente, um magnetisch und kapazitiv
gekoppelte Umgebungsrauschaufnahme zu reduzieren. Die an
sowohl die Übertragerausgänge als auch an die Empfängerein
gänge gekoppelten Signalleitungen sind fest verdreht, um
Rauschübertragung und -aufnahme zu reduzieren.
Die U3-Empfängereingänge sind mit der T1A-Sekundärwicklung
verbunden und empfangen das getrennte Low-Seite-Gate-Ansteu
erungseinrichtungssteuersignal, das durch den OUT-Anschluß
von U1 übertragen wird. Die U5-Empfängereingänge sind mit
der T2A-Sekundärwicklung verbunden und empfangen die getrenn
ten High-Seite-Gate-Ansteuerungseinrichtungsausgangssignale,
die durch T+ und T- von U1 übertragen werden. Die U1-Empfän
gereingänge sind in Reihe mit den Sekundärwicklungen von T1B
und T2B geschaltet und empfangen jegliches getrenntes Low- oder
High-Seite-Fehlersignal, das entweder durch U3 oder U5
übertragen wird. Ein Fehlersignal, falls vorhanden, wird
durch U1 aufgefangen und als ein Low-verlaufender -Ausgang
angezeigt. Die Zweiwege-Kommunikation zwischen U1 einerseits
und U3 und U5 andererseits wird trotz der Tatsache herbeige
führt, daß die Schnittstelle dazu neigt, extrem hohes dV/dt- und
dI/dt-Umgebungsrauschen zu erfahren.
Fig. 6 ist ein schematisches Diagramm, das eine getrennte
Leistungsquelle darstellt, die in einer Ausführungsform der
Erfindung verwendet wird. In der Figur liefern der U1-La
dungspumposzillatorausgang CB (Anschluß 12), gepuffert durch
Q1 und Q2 und bei näherungsweise 600 KHz freilaufend, Voll
zeitleistung an die getrennten Low-Seite- und High-Seite-An
steuerungseinrichtungen durch T3. T3 ist ein Transformator
mit einer Primärwicklung P1 und zwei getrennten Sekundär
wicklungen S1 und S2. (T3 wendet 6 Umdrehungen von #30-Draht
für die Primärwicklung und 18 Umdrehungen von #30-Draht für
die zwei Sekundärwicklungen an, wobei alle Segmente auf
Ferroxcube #204T250-3C85 oder ein Äquivalent gewickelt
wird). Durch R3 steuert der CB-Ausgang die Basen der zwei
diskreten Bipolartransistoren Q1 (MJE200 (NPN)) und Q2
(MJE210 (PNP)) an, welche in einer komplementären Emitter
folgerkonfiguration geschaltet sind, wobei sowohl die Emit
tern als auch Basen gemeinsam, und ihre jeweiligen Kollekto
ren zwischen der VDD = 15 V Zufuhr und Masse geschaltet
sind. Widerstand R3 verringert die Transistoreinschaltstrom
spitzen während des Einschaltens und der gemeinsame Emitter
ausgang steuert die Primärwicklung von T3 durch einen Gleich
stromsperrkondensator C8 an. Das auf Masse bezogene bipolare
Rechteckwellensignal, das auf der Primärwicklung von T3
erhältlich ist, wird durch Diode D1 gleichgerichtet und an
den Eingang von U2 (79L20) angelegt, einem Drei-Anschluß-20 V-Ne
gativ-Regulator IC. Der Eingang (I) von U2 ist mit der
Anode von D1 und der Ausgang (O) mit dem VEE-Anschluß von U1
gekoppelt und die Masse (G) wird zu VDD zurückgeführt. Mit
Vdd = 15 V reguliert U2 den VEE-Anschluß von U2 auf -5 V. U2
ersetzt wirksam den in U1 eingebauten internen 20 V-Regula
tor, so daß seine interne Fehlerdetektionsschaltung nicht
überfordert wird. Die sekundären Ausgänge von T3 werden
gleichgerichtet und reguliert, um die +15 V-Zufuhren zu
produzieren, die notwendig sind, um Leistung an die High- und
Low-Seite-Gate-Ansteuerungseinrichtungen zu liefern.
Fig. 7 ist ein schematisches Diagramm einer getrennten
Ansteuerungseinrichtungskommunikationsschnittstelle, die in
einer Ausführungsform der Erfindung verwendet wird. Dieser
Schaltkreis nimmt die Low-Seite- (INL) und die High-Seite-
(INH) CMOS-Pegel-Logik von der Systemsteuerungsvorrichtung
und steuert die Kommunikationspulstransformatoren T2A und
T1A, wie mit Bezug auf Fig. 5 gezeigt und beschrieben, an.
Die in Reihe geschalteten Fehlerübertragungssignale von T1B
und T2B werden an die Empfängereingänge von U1 angelegt, wo
sie verarbeitet und als ein low-verlaufender -Ausgang
zurück zu der PWM-Steuerungsvorrichtung (nicht gezeigt)
geführt werden.
Der U1-Diagnosefehlerausgang ist ein logisches ODER von
sowohl den High-Seite- als auch den Low-Seite-Fehlern und
ist das digitale Statussignal, auf das früher Bezug genommen
wurde. Der -Ausgang ist ein offener Drain-Ausgang, wobei
der low-verlaufende -Ausgang einen Fehlerzustand von
entweder der getrennten High-Seite- oder Low-Seite-Vorrich
tung anzeigt. Fig. 5 zeigt die U1 zu U3/U5 Kommunikations
schnittstelle, die Signalpulstransformatoren verwendet.
Während Normalbetrieb von U3 oder U5 als eine getrennte
Gate-Ansteuerungseinrichtung, wird der -Ausgang von U1 low
verlaufen, wann immer die folgenden Zustände detektiert
werden:
- a) ein Unterspannungszustand VDD = 10,5 V ± 1,5 V oder ein Überspannungszustand VDD = 17,5 V ± 1,5 V von entweder der Low-Seite VDD oder der High-Seite VDD;
- b) ein Zustand, wo der VEE-Generatorausgang von U1, U3 oder U5 weniger negativ als -3,9 V ± 0,9 V ist; oder
- c) die Detektion eines Überstrom- oder Entsättigungszustan des, indem der Im-Eingang von einer der Ansteuerungsein richtungen über ihrer VtIm = 320 mV-Schwelle liegt. Wenn low verläuft, aufgrund eines detektierten High-Seite- oder Low-Seite-Fehlers, wird der Ansteuerungseinrichtungs ausgang, welcher "ein" (OUT = VDD) vor dem Fehler war, auf "aus" gehen, indem er innerhalb von 200 ns auf das VEE-Potential abfällt.
Fig. 8 ist ein schematisches Diagramm einer getrennten Gate-An
steuerungseinrichtung, die in einer Ausführungsform der
Erfindung verwendet wird. Dieser Schaltkreis ist sowohl für
die High-Seite-Gate-Ansteuerungseinrichtung als auch für die
Low-Seite-Gate-Ansteuerungseinrichtung identisch. Für gekop
pelte magnetische und kapazitive Rauschimmunität und -unter
drückung ist es wesentlich, daß auf eine vollständige Massen
ebene mit einem Minimum an Induktivität zu der An
steuerungs-IGB-Quelle Bezug genommen wird. Dies läßt die getrennte
Gate-Ansteuerungseinrichtung bezüglich der Leistungsvorrich
tungsquelle buchstäblich schwimmen, wodurch Streuquellen
induktivität wirksam ausgelöscht wird.
Während die Erfindung besonders mit Bezug auf spezifische
Ausführungsformen davon gezeigt und beschrieben worden ist,
ist für Fachleute verständlich, daß die vorhergehenden und
anderen Änderungen in der Form und Details hierin ausgeführt
werden können, ohne vom Geist oder Schutzbereich der Erfin
dung abzuweichen.
Zusammengefaßt ist ein Leistungsmodul mit wenigstens einem
Leistungstransistor vorgesehen, wobei jeder Leistungstransi
stor gekoppelt ist an und geschützt ist durch einen Über
spannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis.
Ein Ausgangsstrommeßsystem ist an den Leistungsmodulausgang
gekoppelt. Ein Übergangstemperatursensor ist an jeden
Leistungstransistor gekoppelt. Ein Trenntransformator ist
jedem Leistungstransistor zugeordnet, wobei die Primärwicklun
gen davon mit einer getrennten Ansteuerungskommunika
tionsschnittstelle verbunden sind, welche logische Signale
in Primärwicklungsansteuerungssignale umwandelt. Eine
getrennte Gate-Ansteuerungseinrichtung ist an die Sekundär
wicklung jedes Trenntransformators und den Gate-Anschluß
jedes Leistungstransistors gekoppelt.
Claims (17)
1. Leistungsmodul mit:
wenigstens einem Leistungstransistor, der an einen Lei stungsmodulausgang gekoppelt ist, wobei jeder Leistungs transistor einen Gate-Ansteuerungsanschluß aufweist;
wenigstens einem Überspannungsklemmen- und Entsättigungs detektionsschaltkreis, wobei ein Überspannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an jeden Lei stungstransistor gekoppelt ist;
einem Ausgangsstrommeßsystem, das an den Leistungsmodul ausgang gekoppelt ist;
wenigstens einem Übergangstemperatursensor, wobei ein Übergangstemperatursensor an jeden Leistungstransistor gekoppelt ist;
wenigstens einem Trenntransformator mit einer Primärwicklung und wenigstens einer Sekundärwicklung;
einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle, die an die Primärwicklung von jedem Trenntransformator gekoppelt ist, wobei die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommunikationsschnittstelle zum Umwandeln von logischen Signalen in Primärwicklungsan steuerungssignale dient; und
wenigstens einer getrennten Gate-Ansteuerungseinrich tung, wobei eine getrennte Gate-Ansteuerungseinrichtung an die wenigstens eine Sekundärwicklung von jedem Trenntransformator und den Gate-Anschluß von jedem Leistungstransistor gekoppelt ist.
wenigstens einem Leistungstransistor, der an einen Lei stungsmodulausgang gekoppelt ist, wobei jeder Leistungs transistor einen Gate-Ansteuerungsanschluß aufweist;
wenigstens einem Überspannungsklemmen- und Entsättigungs detektionsschaltkreis, wobei ein Überspannungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an jeden Lei stungstransistor gekoppelt ist;
einem Ausgangsstrommeßsystem, das an den Leistungsmodul ausgang gekoppelt ist;
wenigstens einem Übergangstemperatursensor, wobei ein Übergangstemperatursensor an jeden Leistungstransistor gekoppelt ist;
wenigstens einem Trenntransformator mit einer Primärwicklung und wenigstens einer Sekundärwicklung;
einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle, die an die Primärwicklung von jedem Trenntransformator gekoppelt ist, wobei die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommunikationsschnittstelle zum Umwandeln von logischen Signalen in Primärwicklungsan steuerungssignale dient; und
wenigstens einer getrennten Gate-Ansteuerungseinrich tung, wobei eine getrennte Gate-Ansteuerungseinrichtung an die wenigstens eine Sekundärwicklung von jedem Trenntransformator und den Gate-Anschluß von jedem Leistungstransistor gekoppelt ist.
2. Leistungsmodul nach Anspruch 1, worin die Anzahl von Lei
stungstransitoren zwei ist, wobei die zwei Leistungstran
sistoren einen Halbbrückeninverter bilden.
3. Leistungsmodul nach Anspruch 2, worin die Leistungstran
sistoren getrennte Gate Bipolar-Leistungstransistoren um
fassen.
4. Leistungsmodul nach Anspruch 1, welches weiter umfaßt:
einen Leistungsquellentrenntransformator mit einer Pri märwicklung und wenigstens einer Sekundärwicklung;
eine getrennte Leistungsquelle, die an die Primärwicklung des Leistungsquellentrenntransformators gekoppelt ist; und
eine Vielzahl von Spannungsregulatoren, die an die Se kundärwicklungen des Leistungsquellentrenntransformators zum Zuführen von Leistung zu den getrennten Gate-An steuerungseinrichtungen gekoppelt sind.
einen Leistungsquellentrenntransformator mit einer Pri märwicklung und wenigstens einer Sekundärwicklung;
eine getrennte Leistungsquelle, die an die Primärwicklung des Leistungsquellentrenntransformators gekoppelt ist; und
eine Vielzahl von Spannungsregulatoren, die an die Se kundärwicklungen des Leistungsquellentrenntransformators zum Zuführen von Leistung zu den getrennten Gate-An steuerungseinrichtungen gekoppelt sind.
5. Leistungsmodul nach Anspruch 1, worin jeder der Überspan
nungsklemmen- und Entsättigungsdetektionsschaltkreise
eine Lawinendiode umfaßt, wobei die Lawinendiode von
einem besonderen Überspannungsklemmen- und Entsättigungs
schaltkreis auf einem einzigen Halbleitersubstrat mit
dem Leistungstransistor hergestellt ist, an welchen der
besondere Überspannungsklemmen- und Entsättigungsschalt
kreis gekoppelt ist.
6. Leistungsmodul nach Anspruch 1, welches weiter wenig
stens einen digitalen Fehlerstatusausgangsanschluß um
faßt, der an die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommu
nikationsschnittstelle zum Anzeigen des Vorhandenseins
eines Versagensmodus gekoppelt ist.
7. Leistungsmodul nach Anspruch 1, welches weiter wenig
stens einen analogen Parameterausgangsanschluß umfaßt,
der zum Überwachen eines analogen Parameters des Moduls
gekoppelt ist.
8. Halbbrückenleistungsmodul mit:
einem ersten Leistungstransistor mit einem Gate-Ansteu erungsanschluß;
einem zweiten Leistungstransistor, der einen Gate-Ansteu erungsanschluß aufweist und eine Halbbrückeninverterkon figuration mit dem ersten Leistungstransistor bildet, wobei die Halbbrückeninverterkonfiguration einen Ausgang aufweist;
einem ersten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der erste Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den ersten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem zweiten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der zweite Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den zwei ten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem Ausgangsstrommeßsystem, das an den Ausgang der Halbbrückeninverterkonfiguration gekoppelt ist;
einem ersten Übergangstemperatursensor, der an den er sten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem zweiten Übergangstemperatursensor, der an den zweiten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem ersten Trenntransformator, der eine Primärwicklung und wenigstens eine Sekundärwicklung aufweist;
einem zweiten Trenntransformator, der eine Primärwicklung und wenigstens eine Sekundärwicklung aufweist;
einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle, die an die Primärwicklungen der ersten und zweiten Trenntransformatoren gekoppelt ist, wobei die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle zum Umwandeln von logischen Signalen in Primärwicklungsansteuerungssignale dient;
einer ersten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die wenigstens eine Sekundärwicklung des ersten Trenntransformators und an den Gate-Anschluß des ersten Leistungstransistors gekoppelt ist; und
einer zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die wenigstens eine Sekundärwicklung des zweiten Trenntransformators und an den Gate-Anschluß des zweiten Leistungstransistors gekoppelt ist.
einem ersten Leistungstransistor mit einem Gate-Ansteu erungsanschluß;
einem zweiten Leistungstransistor, der einen Gate-Ansteu erungsanschluß aufweist und eine Halbbrückeninverterkon figuration mit dem ersten Leistungstransistor bildet, wobei die Halbbrückeninverterkonfiguration einen Ausgang aufweist;
einem ersten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der erste Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den ersten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem zweiten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der zweite Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den zwei ten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem Ausgangsstrommeßsystem, das an den Ausgang der Halbbrückeninverterkonfiguration gekoppelt ist;
einem ersten Übergangstemperatursensor, der an den er sten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem zweiten Übergangstemperatursensor, der an den zweiten Leistungstransistor gekoppelt ist;
einem ersten Trenntransformator, der eine Primärwicklung und wenigstens eine Sekundärwicklung aufweist;
einem zweiten Trenntransformator, der eine Primärwicklung und wenigstens eine Sekundärwicklung aufweist;
einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle, die an die Primärwicklungen der ersten und zweiten Trenntransformatoren gekoppelt ist, wobei die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle zum Umwandeln von logischen Signalen in Primärwicklungsansteuerungssignale dient;
einer ersten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die wenigstens eine Sekundärwicklung des ersten Trenntransformators und an den Gate-Anschluß des ersten Leistungstransistors gekoppelt ist; und
einer zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die wenigstens eine Sekundärwicklung des zweiten Trenntransformators und an den Gate-Anschluß des zweiten Leistungstransistors gekoppelt ist.
9. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 8, worin die er
sten und zweiten Leistungstransistoren getrennte Gate-Bi
polar-Leistungstransistoren umfassen.
10. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 8, welches wei
ter umfaßt:
einen dritten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zweiten Sekundärwicklung;
eine getrennte Leistungsquelle, die an die Primärwick lung des dritten Trenntransformators gekoppelt ist; und
eine Vielzahl von Spannungsregulatoren, die an die er sten und zweiten Sekundärwicklungen des dritten Trenn transformators zum Zuführen von Leistung zu den ersten und zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtungen gekoppelt sind.
einen dritten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zweiten Sekundärwicklung;
eine getrennte Leistungsquelle, die an die Primärwick lung des dritten Trenntransformators gekoppelt ist; und
eine Vielzahl von Spannungsregulatoren, die an die er sten und zweiten Sekundärwicklungen des dritten Trenn transformators zum Zuführen von Leistung zu den ersten und zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtungen gekoppelt sind.
11. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 8, worin jeder
der ersten und zweiten Überspannungsklemmen- und Entsät
tigungsdetektionsschaltkreise eine Lawinendiode umfaßt,
wobei die Lawinendiode des ersten Überspannungsklemmen- und
Entsättigungsschaltkreises auf einem einzigen Halb
leitersubstrat mit dem ersten Leistungstransistor herge
stellt ist und die Lawinendiode des zweiten Überspan
nungsklemmen- und Entsättigungsschaltkreises auf einem
einzigen Halbleitersubstrat mit dem zweiten Leistungs
transistor hergestellt ist.
12. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 8, welches wei
ter wenigstens einen digitalen Fehlerstatusausgangsan
schluß umfaßt, der an die getrennte Ansteuerungseinrich
tungskommunikationsschnittstelle zum Anzeigen des
Vorhandenseins eines Versagensmodus gekoppelt ist.
13. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 8, welches wei
ter wenigstens einen analogen Parameterausgangsanschluß
umfaßt, der zum Überwachen eines analogen Parameters des
Moduls gekoppelt ist.
14. Halbbrückenleistungsmodul mit:
einem ersten getrennten Gate-Bipolar-Leistungstransi stor, wobei der erste Transistor einen Gate-Ansteue rungsanschluß aufweist;
einem zweiten getrennten Gate-Bipolar-Leistungstransi stor, wobei der zweite Transistor einen Gate-Ansteue rungsanschluß aufweist und eine Halbbrückeninverterkon figuration mit dem ersten Transistor bildet und die Halb brückeninverterkonfiguration einen Ausgang aufweist;
einem ersten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der erste Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den ersten Transistor gekoppelt ist;
einem zweiten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der zweite Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den zwei ten Transistor gekoppelt ist;
einem Ausgangsstrommeßsystem, das an den Ausgang der Halbbrückeninverterkonfiguration gekoppelt ist;
einem ersten Übergangstemperatursensor, der an den er sten Transistor gekoppelt ist;
einem zweiten Übergangstemperatursensor, der an den zweiten Transistor gekoppelt ist;
einem ersten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zwei ten Sekundärwicklung;
einem zweiten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zweiten Sekundärwicklung;
einem dritten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zwei ten Sekundärwicklung;
einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle, die an die Primärwicklungen der ersten und zweiten Trenntransformatoren gekoppelt ist, wobei die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle zum Umwandeln von logischen Signalen in Primärwicklungsansteuerungssignale dient;
einer ersten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die ersten und zweiten Sekundärwicklungen des ersten Trenntransformators und an den Gate-Anschluß des ersten Transistors gekoppelt ist;
einer zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die ersten und zweiten Wicklungen des zweiten Trenntransformators und den Gate-Anschluß des zweiten Transistors gekoppelt ist;
einer getrennten Leistungsquelle, die an die Primär wicklung des dritten Trenntransformators gekoppelt ist; und
einer Vielzahl von Spannungsregulatoren, die an die er sten und zweiten Sekundärwicklungen des dritten Trenn transformators zum Zuführen von Leistung zu den ersten und zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtungen gekoppelt sind.
einem ersten getrennten Gate-Bipolar-Leistungstransi stor, wobei der erste Transistor einen Gate-Ansteue rungsanschluß aufweist;
einem zweiten getrennten Gate-Bipolar-Leistungstransi stor, wobei der zweite Transistor einen Gate-Ansteue rungsanschluß aufweist und eine Halbbrückeninverterkon figuration mit dem ersten Transistor bildet und die Halb brückeninverterkonfiguration einen Ausgang aufweist;
einem ersten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der erste Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den ersten Transistor gekoppelt ist;
einem zweiten Überspannungsklemmen- und Entsättigungsde tektionsschaltkreis, wobei der zweite Überspannungsklem men- und Entsättigungsdetektionsschaltkreis an den zwei ten Transistor gekoppelt ist;
einem Ausgangsstrommeßsystem, das an den Ausgang der Halbbrückeninverterkonfiguration gekoppelt ist;
einem ersten Übergangstemperatursensor, der an den er sten Transistor gekoppelt ist;
einem zweiten Übergangstemperatursensor, der an den zweiten Transistor gekoppelt ist;
einem ersten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zwei ten Sekundärwicklung;
einem zweiten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zweiten Sekundärwicklung;
einem dritten Trenntransformator mit einer Primär wicklung, einer ersten Sekundärwicklung und einer zwei ten Sekundärwicklung;
einer getrennten Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle, die an die Primärwicklungen der ersten und zweiten Trenntransformatoren gekoppelt ist, wobei die getrennte Ansteuerungseinrichtungskommunikations schnittstelle zum Umwandeln von logischen Signalen in Primärwicklungsansteuerungssignale dient;
einer ersten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die ersten und zweiten Sekundärwicklungen des ersten Trenntransformators und an den Gate-Anschluß des ersten Transistors gekoppelt ist;
einer zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtung, die an die ersten und zweiten Wicklungen des zweiten Trenntransformators und den Gate-Anschluß des zweiten Transistors gekoppelt ist;
einer getrennten Leistungsquelle, die an die Primär wicklung des dritten Trenntransformators gekoppelt ist; und
einer Vielzahl von Spannungsregulatoren, die an die er sten und zweiten Sekundärwicklungen des dritten Trenn transformators zum Zuführen von Leistung zu den ersten und zweiten getrennten Gate-Ansteuerungseinrichtungen gekoppelt sind.
15. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 14, worin jeder
der ersten und zweiten Überspannungsklemmen- und Entsät
tigungsdetektionsschaltkreise eine Lawinendiode umfaßt,
wobei die Lawinendiode des ersten Überspannungsklemmen- und
Entsättigungsschaltkreises auf einem einzigen Halb
leitersubstrat mit dem ersten Transistor hergestellt ist
und die Lawinendiode des zweiten Überspannungsklemmen- und
Entsättigungsschaltkreises auf einem einzigen Halb
leitersubstrat mit dem zweiten Transistor hergestellt
ist.
16. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 14, welches wei
ter wenigstens einen digitalen Fehlerstatusausgangsan
schluß umfaßt, der mit der getrennten Ansteuerungsein
richtungskommunikationsschnitt stelle zum Anzeigen des
Vorhandenseins eines Versagensmodus gekoppelt ist.
17. Halbbrückenleistungsmodul nach Anspruch 14, welches wei
ter wenigstens einen analogen Parameterausgangsanschluß
umfaßt, der zum Überwachen eines analogen Parameters des
Moduls gekoppelt ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/372,525 US5596466A (en) | 1995-01-13 | 1995-01-13 | Intelligent, isolated half-bridge power module |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE19600807A1 true DE19600807A1 (de) | 1996-08-22 |
Family
ID=23468506
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19600807A Ceased DE19600807A1 (de) | 1995-01-13 | 1996-01-11 | Intelligentes, getrenntes Halbbrückenleistungsmodul |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5596466A (de) |
DE (1) | DE19600807A1 (de) |
Cited By (9)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19808987C1 (de) * | 1998-03-03 | 1999-11-11 | Siemens Ag | Verlustsymmetrierte Treiberschaltung aus MOS-Highside-/Lowside-Schaltern |
DE102004035604B3 (de) * | 2004-07-22 | 2005-08-11 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Ansteuerung eines Halbleiterschaltelements in einer Halbbrücke und Schaltungsanordnung mit einer Halbbrücke |
DE102004046823B3 (de) * | 2004-09-27 | 2005-12-08 | Siemens Ag | Elektronisches Schaltgerät, insbesondere Leistungsschalter, und zugehörige Betriebsweise |
EP2096756A1 (de) * | 2008-02-28 | 2009-09-02 | SEMIKRON Elektronik GmbH & Co. KG | Trennvorrichtung für einen Leistungshalbleiter und Verfahren zu deren Betreiben, Leistungsmodul und Systemanlage |
WO2012159812A1 (de) * | 2011-05-26 | 2012-11-29 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und vorrichtung zum betreiben einer leistungsendstufe |
WO2013075733A1 (de) * | 2011-11-21 | 2013-05-30 | Ebm-Papst Mulfingen Gmbh & Co. Kg | Elektronische ansteuerschaltung mit leistungstransistoren sowie verfahren zur lebensdauer-überwachung der leistungstransistoren |
DE102012217974A1 (de) | 2012-10-02 | 2014-04-03 | Robert Bosch Gmbh | Inverterschaltung mit im Linearbetrieb arbeitenden Schaltmitteln |
DE102012222067A1 (de) | 2012-12-03 | 2014-06-05 | Robert Bosch Gmbh | Elektronische Schaltung zur dynamischen Vergrößerung eines Zwischenkreiskondensators |
DE102012222068A1 (de) | 2012-12-03 | 2014-06-05 | Robert Bosch Gmbh | Elektronische Schaltung zur dynamischen Vergrößerung eines Zwischenkreiskondensators mit Klasse-D-Verstärker |
Families Citing this family (117)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09135023A (ja) * | 1995-11-08 | 1997-05-20 | Toshiba Corp | 圧接型半導体装置 |
US5729164A (en) * | 1996-01-11 | 1998-03-17 | Alliedsignal Truck Brake Systems Co. | Solenoid driver interface custom integrated circuit |
US5952849A (en) * | 1997-02-21 | 1999-09-14 | Analog Devices, Inc. | Logic isolator with high transient immunity |
US6060792A (en) * | 1997-05-20 | 2000-05-09 | International Rectifier Corp. | Instantaneous junction temperature detection |
US6873065B2 (en) * | 1997-10-23 | 2005-03-29 | Analog Devices, Inc. | Non-optical signal isolator |
US20030042571A1 (en) * | 1997-10-23 | 2003-03-06 | Baoxing Chen | Chip-scale coils and isolators based thereon |
US20040167508A1 (en) * | 2002-02-11 | 2004-08-26 | Robert Wham | Vessel sealing system |
US7364577B2 (en) | 2002-02-11 | 2008-04-29 | Sherwood Services Ag | Vessel sealing system |
US7901400B2 (en) | 1998-10-23 | 2011-03-08 | Covidien Ag | Method and system for controlling output of RF medical generator |
US6398779B1 (en) | 1998-10-23 | 2002-06-04 | Sherwood Services Ag | Vessel sealing system |
US20100042093A9 (en) * | 1998-10-23 | 2010-02-18 | Wham Robert H | System and method for terminating treatment in impedance feedback algorithm |
US7137980B2 (en) * | 1998-10-23 | 2006-11-21 | Sherwood Services Ag | Method and system for controlling output of RF medical generator |
US6796981B2 (en) | 1999-09-30 | 2004-09-28 | Sherwood Services Ag | Vessel sealing system |
US6262600B1 (en) * | 2000-02-14 | 2001-07-17 | Analog Devices, Inc. | Isolator for transmitting logic signals across an isolation barrier |
US6396674B1 (en) | 2000-04-11 | 2002-05-28 | Ford Global Technologies, Inc. | System and method for monitoring the operation of a power converter |
US20020105009A1 (en) * | 2000-07-13 | 2002-08-08 | Eden Richard C. | Power semiconductor switching devices, power converters, integrated circuit assemblies, integrated circuitry, power current switching methods, methods of forming a power semiconductor switching device, power conversion methods, power semiconductor switching device packaging methods, and methods of forming a power transistor |
US6630139B2 (en) * | 2001-08-24 | 2003-10-07 | Academia Sinica | Fibrinogenolytic proteases with thrombolytic and antihypertensive activities: medical application and novel process of expression and production |
KR100437029B1 (ko) * | 2001-11-26 | 2004-06-23 | 엘지전자 주식회사 | 3상 유도전동기 구동시스템 |
JP2003324151A (ja) * | 2002-04-26 | 2003-11-14 | Toshiba Microelectronics Corp | 半導体集積回路装置、実装基板装置、及び実装基板装置の配線切断方法 |
CA2484875C (en) | 2002-05-06 | 2013-04-23 | Sherwood Services Ag | Method and system for optically detecting blood and controlling a generator during electrosurgery |
DE10262239B4 (de) | 2002-09-18 | 2011-04-28 | Infineon Technologies Ag | Digitales Signalübertragungsverfahren |
US7255694B2 (en) * | 2002-12-10 | 2007-08-14 | Sherwood Services Ag | Variable output crest factor electrosurgical generator |
US7044948B2 (en) * | 2002-12-10 | 2006-05-16 | Sherwood Services Ag | Circuit for controlling arc energy from an electrosurgical generator |
US6873191B2 (en) * | 2002-12-31 | 2005-03-29 | Intersil Americas Inc. | Mechanism for providing over-voltage protection during power up of DC-DC converter |
DE10302811A1 (de) * | 2003-01-24 | 2004-08-12 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zum Schutz einer Leistungsendstufe mit Halbleiterschaltern |
EP1618712A2 (de) * | 2003-04-30 | 2006-01-25 | Analog Devices, Inc. | Signalisolatoren mit mikrotransformatoren |
CA2524289C (en) * | 2003-05-01 | 2016-01-19 | Sherwood Services Ag | Method and system for programming and controlling an electrosurgical generator system |
US20040226735A1 (en) * | 2003-05-12 | 2004-11-18 | Ping Wu | Method and apparatus for integrated noise decoupling |
US20050021020A1 (en) * | 2003-05-15 | 2005-01-27 | Blaha Derek M. | System for activating an electrosurgical instrument |
WO2005048809A1 (en) | 2003-10-23 | 2005-06-02 | Sherwood Services Ag | Redundant temperature monitoring in electrosurgical systems for safety mitigation |
US8104956B2 (en) | 2003-10-23 | 2012-01-31 | Covidien Ag | Thermocouple measurement circuit |
US7396336B2 (en) | 2003-10-30 | 2008-07-08 | Sherwood Services Ag | Switched resonant ultrasonic power amplifier system |
US7131860B2 (en) * | 2003-11-20 | 2006-11-07 | Sherwood Services Ag | Connector systems for electrosurgical generator |
US7766905B2 (en) | 2004-02-12 | 2010-08-03 | Covidien Ag | Method and system for continuity testing of medical electrodes |
US7780662B2 (en) | 2004-03-02 | 2010-08-24 | Covidien Ag | Vessel sealing system using capacitive RF dielectric heating |
US7460604B2 (en) | 2004-06-03 | 2008-12-02 | Silicon Laboratories Inc. | RF isolator for isolating voltage sensing and gate drivers |
US8049573B2 (en) * | 2004-06-03 | 2011-11-01 | Silicon Laboratories Inc. | Bidirectional multiplexed RF isolator |
US7902627B2 (en) | 2004-06-03 | 2011-03-08 | Silicon Laboratories Inc. | Capacitive isolation circuitry with improved common mode detector |
US7447492B2 (en) | 2004-06-03 | 2008-11-04 | Silicon Laboratories Inc. | On chip transformer isolator |
US7738568B2 (en) * | 2004-06-03 | 2010-06-15 | Silicon Laboratories Inc. | Multiplexed RF isolator |
US7737871B2 (en) | 2004-06-03 | 2010-06-15 | Silicon Laboratories Inc. | MCU with integrated voltage isolator to provide a galvanic isolation between input and output |
US8441325B2 (en) | 2004-06-03 | 2013-05-14 | Silicon Laboratories Inc. | Isolator with complementary configurable memory |
US8198951B2 (en) * | 2004-06-03 | 2012-06-12 | Silicon Laboratories Inc. | Capacitive isolation circuitry |
US7302247B2 (en) * | 2004-06-03 | 2007-11-27 | Silicon Laboratories Inc. | Spread spectrum isolator |
US7577223B2 (en) * | 2004-06-03 | 2009-08-18 | Silicon Laboratories Inc. | Multiplexed RF isolator circuit |
US7821428B2 (en) * | 2004-06-03 | 2010-10-26 | Silicon Laboratories Inc. | MCU with integrated voltage isolator and integrated galvanically isolated asynchronous serial data link |
US8169108B2 (en) * | 2004-06-03 | 2012-05-01 | Silicon Laboratories Inc. | Capacitive isolator |
US7558655B2 (en) * | 2004-09-10 | 2009-07-07 | Ford Global Technologies, Llc | Prognostic method and system for hybrid and electric vehicle components |
US20060079872A1 (en) * | 2004-10-08 | 2006-04-13 | Eggleston Jeffrey L | Devices for detecting heating under a patient return electrode |
US7628786B2 (en) * | 2004-10-13 | 2009-12-08 | Covidien Ag | Universal foot switch contact port |
US20060161148A1 (en) * | 2005-01-13 | 2006-07-20 | Robert Behnke | Circuit and method for controlling an electrosurgical generator using a full bridge topology |
US9474564B2 (en) | 2005-03-31 | 2016-10-25 | Covidien Ag | Method and system for compensating for external impedance of an energy carrying component when controlling an electrosurgical generator |
US8734438B2 (en) * | 2005-10-21 | 2014-05-27 | Covidien Ag | Circuit and method for reducing stored energy in an electrosurgical generator |
US7947039B2 (en) | 2005-12-12 | 2011-05-24 | Covidien Ag | Laparoscopic apparatus for performing electrosurgical procedures |
US8216223B2 (en) | 2006-01-24 | 2012-07-10 | Covidien Ag | System and method for tissue sealing |
AU2007200299B2 (en) | 2006-01-24 | 2012-11-15 | Covidien Ag | System and method for tissue sealing |
US8147485B2 (en) | 2006-01-24 | 2012-04-03 | Covidien Ag | System and method for tissue sealing |
CA2574934C (en) * | 2006-01-24 | 2015-12-29 | Sherwood Services Ag | System and method for closed loop monitoring of monopolar electrosurgical apparatus |
US7513896B2 (en) | 2006-01-24 | 2009-04-07 | Covidien Ag | Dual synchro-resonant electrosurgical apparatus with bi-directional magnetic coupling |
US9186200B2 (en) | 2006-01-24 | 2015-11-17 | Covidien Ag | System and method for tissue sealing |
US8685016B2 (en) | 2006-01-24 | 2014-04-01 | Covidien Ag | System and method for tissue sealing |
CA2574935A1 (en) | 2006-01-24 | 2007-07-24 | Sherwood Services Ag | A method and system for controlling an output of a radio-frequency medical generator having an impedance based control algorithm |
US20070173813A1 (en) * | 2006-01-24 | 2007-07-26 | Sherwood Services Ag | System and method for tissue sealing |
US20070173802A1 (en) * | 2006-01-24 | 2007-07-26 | Keppel David S | Method and system for transmitting data across patient isolation barrier |
US7651493B2 (en) * | 2006-03-03 | 2010-01-26 | Covidien Ag | System and method for controlling electrosurgical snares |
JP4918795B2 (ja) * | 2006-03-16 | 2012-04-18 | 富士電機株式会社 | パワーエレクトロニクス機器 |
US7648499B2 (en) * | 2006-03-21 | 2010-01-19 | Covidien Ag | System and method for generating radio frequency energy |
US7651492B2 (en) | 2006-04-24 | 2010-01-26 | Covidien Ag | Arc based adaptive control system for an electrosurgical unit |
US8753334B2 (en) * | 2006-05-10 | 2014-06-17 | Covidien Ag | System and method for reducing leakage current in an electrosurgical generator |
US20070282320A1 (en) * | 2006-05-30 | 2007-12-06 | Sherwood Services Ag | System and method for controlling tissue heating rate prior to cellular vaporization |
US7719305B2 (en) * | 2006-07-06 | 2010-05-18 | Analog Devices, Inc. | Signal isolator using micro-transformers |
US8034049B2 (en) | 2006-08-08 | 2011-10-11 | Covidien Ag | System and method for measuring initial tissue impedance |
US7731717B2 (en) | 2006-08-08 | 2010-06-08 | Covidien Ag | System and method for controlling RF output during tissue sealing |
US7898783B2 (en) * | 2006-08-10 | 2011-03-01 | Texas Instruments Incorporated | Methods and apparatus to reduce substrate voltage bounces and spike voltages in switching amplifiers |
US7637907B2 (en) * | 2006-09-19 | 2009-12-29 | Covidien Ag | System and method for return electrode monitoring |
US7794457B2 (en) * | 2006-09-28 | 2010-09-14 | Covidien Ag | Transformer for RF voltage sensing |
US7760005B2 (en) * | 2007-03-29 | 2010-07-20 | General Electric Company | Power electronic module including desaturation detection diode |
US20080249523A1 (en) * | 2007-04-03 | 2008-10-09 | Tyco Healthcare Group Lp | Controller for flexible tissue ablation procedures |
US8777941B2 (en) * | 2007-05-10 | 2014-07-15 | Covidien Lp | Adjustable impedance electrosurgical electrodes |
US7834484B2 (en) * | 2007-07-16 | 2010-11-16 | Tyco Healthcare Group Lp | Connection cable and method for activating a voltage-controlled generator |
US8216220B2 (en) | 2007-09-07 | 2012-07-10 | Tyco Healthcare Group Lp | System and method for transmission of combined data stream |
US8512332B2 (en) | 2007-09-21 | 2013-08-20 | Covidien Lp | Real-time arc control in electrosurgical generators |
US8226639B2 (en) * | 2008-06-10 | 2012-07-24 | Tyco Healthcare Group Lp | System and method for output control of electrosurgical generator |
DE102008040515B4 (de) * | 2008-07-17 | 2012-02-02 | Semikron Elektronik Gmbh & Co. Kg | Verfahren zum Betreiben eines Treibers für einen leistungselektronischen Schalter |
US20100073980A1 (en) * | 2008-09-23 | 2010-03-25 | Gm Global Technology Operations, Inc. | Power converter assembly with isolated gate drive circuit |
US8262652B2 (en) | 2009-01-12 | 2012-09-11 | Tyco Healthcare Group Lp | Imaginary impedance process monitoring and intelligent shut-off |
DE102010046427A1 (de) | 2010-09-23 | 2011-12-08 | Volkswagen Ag | Verfahren und Vorrichtung zur Leistungsübertragung in Treiberschaltungen |
US8451032B2 (en) | 2010-12-22 | 2013-05-28 | Silicon Laboratories Inc. | Capacitive isolator with schmitt trigger |
TWI424550B (zh) | 2010-12-30 | 2014-01-21 | Ind Tech Res Inst | 功率元件封裝結構 |
JP2012170269A (ja) * | 2011-02-15 | 2012-09-06 | Toshiba Corp | 半導体装置 |
US8674651B2 (en) * | 2011-02-28 | 2014-03-18 | General Electric Company | System and methods for improving power handling of an electronic device |
US8760218B2 (en) | 2012-05-07 | 2014-06-24 | General Electric Company | System and method for operating an electric power converter |
US9611797B2 (en) * | 2012-10-30 | 2017-04-04 | National Instruments Corporation | Direct injection flexible multiplexing scheme |
US9270202B2 (en) | 2013-03-11 | 2016-02-23 | Covidien Lp | Constant power inverter with crest factor control |
US9293997B2 (en) | 2013-03-14 | 2016-03-22 | Analog Devices Global | Isolated error amplifier for isolated power supplies |
US9283028B2 (en) | 2013-03-15 | 2016-03-15 | Covidien Lp | Crest-factor control of phase-shifted inverter |
US10842563B2 (en) | 2013-03-15 | 2020-11-24 | Covidien Lp | System and method for power control of electrosurgical resonant inverters |
US10729484B2 (en) | 2013-07-16 | 2020-08-04 | Covidien Lp | Electrosurgical generator with continuously and arbitrarily variable crest factor |
US10610285B2 (en) | 2013-07-19 | 2020-04-07 | Covidien Lp | Electrosurgical generators |
US9872719B2 (en) | 2013-07-24 | 2018-01-23 | Covidien Lp | Systems and methods for generating electrosurgical energy using a multistage power converter |
US9655670B2 (en) | 2013-07-29 | 2017-05-23 | Covidien Lp | Systems and methods for measuring tissue impedance through an electrosurgical cable |
US9544027B2 (en) * | 2014-02-19 | 2017-01-10 | Texas Instruments Incorporated | Loop powered transmitter with a single tap data isolation transformer and unipolar voltage converters |
FR3019406B1 (fr) * | 2014-03-31 | 2017-09-01 | Valeo Systemes De Controle Moteur | Convertisseur de tension pour une machine electrique embarquee dans un vehicule |
CN104065253B (zh) | 2014-06-25 | 2017-12-19 | 台达电子企业管理(上海)有限公司 | 电力变换装置、驱动装置及驱动方法 |
CN104052248B (zh) * | 2014-06-25 | 2016-08-24 | 台达电子企业管理(上海)有限公司 | 电力变换装置及其保护信号传递方法 |
US10270630B2 (en) | 2014-09-15 | 2019-04-23 | Analog Devices, Inc. | Demodulation of on-off-key modulated signals in signal isolator systems |
US9660848B2 (en) | 2014-09-15 | 2017-05-23 | Analog Devices Global | Methods and structures to generate on/off keyed carrier signals for signal isolators |
US10536309B2 (en) | 2014-09-15 | 2020-01-14 | Analog Devices, Inc. | Demodulation of on-off-key modulated signals in signal isolator systems |
US9998301B2 (en) | 2014-11-03 | 2018-06-12 | Analog Devices, Inc. | Signal isolator system with protection for common mode transients |
JP6371739B2 (ja) * | 2015-08-05 | 2018-08-08 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 誘導性負荷駆動装置 |
EP3174206A1 (de) * | 2015-11-24 | 2017-05-31 | Siemens Aktiengesellschaft | Digitalausgabebaugruppe und automatisierungssystem mit einer digitalausgabebaugruppe |
US11006997B2 (en) | 2016-08-09 | 2021-05-18 | Covidien Lp | Ultrasonic and radiofrequency energy production and control from a single power converter |
EP3293889B1 (de) | 2016-09-13 | 2019-02-27 | Allegro MicroSystems, LLC | Signalisolator mit bidirektionalem diagnostischem signalaustausch |
US11532934B2 (en) * | 2018-11-29 | 2022-12-20 | Analog Devices International Unlimited Company | Protection device |
US11115244B2 (en) | 2019-09-17 | 2021-09-07 | Allegro Microsystems, Llc | Signal isolator with three state data transmission |
JP7380340B2 (ja) * | 2020-03-06 | 2023-11-15 | オムロン株式会社 | 電源回路 |
US20240030911A1 (en) * | 2022-07-19 | 2024-01-25 | Solaredge Technologies Ltd. | Isolated Gate Driver |
Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4007539C2 (de) * | 1990-03-09 | 1992-02-06 | Asea Brown Boveri Ag, 6800 Mannheim, De |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2521783B2 (ja) * | 1987-09-28 | 1996-08-07 | 三菱電機株式会社 | 半導体装置およびその製造方法 |
US4965710A (en) * | 1989-11-16 | 1990-10-23 | International Rectifier Corporation | Insulated gate bipolar transistor power module |
-
1995
- 1995-01-13 US US08/372,525 patent/US5596466A/en not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-01-11 DE DE19600807A patent/DE19600807A1/de not_active Ceased
Patent Citations (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE4007539C2 (de) * | 1990-03-09 | 1992-02-06 | Asea Brown Boveri Ag, 6800 Mannheim, De |
Non-Patent Citations (1)
Title |
---|
Smartpower risikoarm bauen, in: Elektronik Praxis, Nr. 15/16, 25. Aug. 1994, S. 26-29 * |
Cited By (16)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19808987C1 (de) * | 1998-03-03 | 1999-11-11 | Siemens Ag | Verlustsymmetrierte Treiberschaltung aus MOS-Highside-/Lowside-Schaltern |
DE102004035604B3 (de) * | 2004-07-22 | 2005-08-11 | Infineon Technologies Ag | Verfahren zur Ansteuerung eines Halbleiterschaltelements in einer Halbbrücke und Schaltungsanordnung mit einer Halbbrücke |
US7274225B2 (en) | 2004-07-22 | 2007-09-25 | Infineon Technologies Austria Ag | Method for driving a semiconductor switching element in a half-bridge and circuit arrangement having a half-bridge |
DE102004046823B3 (de) * | 2004-09-27 | 2005-12-08 | Siemens Ag | Elektronisches Schaltgerät, insbesondere Leistungsschalter, und zugehörige Betriebsweise |
US7768758B2 (en) | 2004-09-27 | 2010-08-03 | Siemens Aktiengesellschaft | Electronic switching device, in particular circuit-breaker and associated operating method |
EP2096756A1 (de) * | 2008-02-28 | 2009-09-02 | SEMIKRON Elektronik GmbH & Co. KG | Trennvorrichtung für einen Leistungshalbleiter und Verfahren zu deren Betreiben, Leistungsmodul und Systemanlage |
US8116053B2 (en) | 2008-02-28 | 2012-02-14 | Semikron Elektronik Gmbh & Co. Kg | Isolating device for a power semiconductor and method for its operation, power module and system installation |
US9362856B2 (en) | 2011-05-26 | 2016-06-07 | Robert Bosch Gmbh | Method and apparatus for operating a power output stage |
WO2012159812A1 (de) * | 2011-05-26 | 2012-11-29 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren und vorrichtung zum betreiben einer leistungsendstufe |
WO2013075733A1 (de) * | 2011-11-21 | 2013-05-30 | Ebm-Papst Mulfingen Gmbh & Co. Kg | Elektronische ansteuerschaltung mit leistungstransistoren sowie verfahren zur lebensdauer-überwachung der leistungstransistoren |
CN104053976A (zh) * | 2011-11-21 | 2014-09-17 | 穆尔芬根依必派特股份有限公司 | 包括功率晶体管的电子控制电路和监控功率晶体管的使用寿命的方法 |
CN104053976B (zh) * | 2011-11-21 | 2016-01-27 | 穆尔芬根依必派特股份有限公司 | 包括功率晶体管的电子控制电路和监控功率晶体管的使用寿命的方法 |
US9529038B2 (en) | 2011-11-21 | 2016-12-27 | Ebm-Papst Mulfingen Gmbh & Co. Kg | Electronic control circuit comprising power transistors and method for monitoring the service life of the power transistors |
DE102012217974A1 (de) | 2012-10-02 | 2014-04-03 | Robert Bosch Gmbh | Inverterschaltung mit im Linearbetrieb arbeitenden Schaltmitteln |
DE102012222067A1 (de) | 2012-12-03 | 2014-06-05 | Robert Bosch Gmbh | Elektronische Schaltung zur dynamischen Vergrößerung eines Zwischenkreiskondensators |
DE102012222068A1 (de) | 2012-12-03 | 2014-06-05 | Robert Bosch Gmbh | Elektronische Schaltung zur dynamischen Vergrößerung eines Zwischenkreiskondensators mit Klasse-D-Verstärker |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US5596466A (en) | 1997-01-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
DE19600807A1 (de) | Intelligentes, getrenntes Halbbrückenleistungsmodul | |
DE19614354C2 (de) | Steuerschaltung für eine MOS-Gate-gesteuerte Leistungshalbleiterschaltung | |
DE69637361T2 (de) | Treiberschaltkreis für einen Schalter | |
DE69122419T2 (de) | Schutzschaltung für eine Halbleiteranordnung | |
DE69508644T2 (de) | Halbleiter-Leistungsmodul und -Leistungswandlervorrichtung | |
DE112013001123B4 (de) | Leistungsschaltung | |
DE102005022309A1 (de) | Halbleitervorrichtung | |
DE2638178A1 (de) | Schutzvorrichtung fuer elektronische schaltungen gegen ueberspannungen | |
EP2974021B1 (de) | Hochleistungs-dc-schalter | |
DE3622293A1 (de) | Festkoerper-nebenschlussschaltkreis fuer leckstromleistungssteuerung | |
EP0208065B1 (de) | Schaltungsanordnung für die Treiberschaltung von Hochvoltleistungstransistoren | |
EP0025913A2 (de) | Sicherheitsschaltung zur Überwachung von Magnetventilen von Fahrzeugen | |
DE68924493T2 (de) | Schutzschaltung gegen transiente Überspannungen. | |
EP0844720B1 (de) | Verfahren und Vorrichtung zur Stromüberwachung für Halbleiterschaltungen | |
EP0152579A1 (de) | Vorrichtung zum Kurzschlussschutz eines Stromrichtergerätes mit GTO-Thyristoren | |
EP0755581A1 (de) | Überspannungsschutzeinrichtung | |
DE102017002573B4 (de) | Überspannungsschutz | |
DE3826284A1 (de) | Ueberstromschutz mit statusmeldung bei einer potentialfreien ansteuerschaltung eines insulated-gate-transistors | |
DE3539646C2 (de) | Schaltungsanordnung zum Schutz gegen Überlast | |
DE102018121022A1 (de) | Verfahren zur Unterdrückung von Stoßkurzschlußströmen sowie Halbleiter-Abschaltvorrichtung dafür | |
DE69023877T2 (de) | Selbstversorgte SCR-Gateansteuerschaltung mit optischer Isolation. | |
DE4330114A1 (de) | Schaltungsanordnung zum Steuern einer Mehrzahl von Verbrauchern, insbesondere Vorschaltgerät von Lampen | |
DE3812733C2 (de) | ||
DE2431167A1 (de) | Ueberwachungsschaltung fuer eine ueberlastschutzschaltung | |
DE10118743A1 (de) | Verfahren zum Überstromschutz eines steuerbaren Halbleiterschalters und zugehörige Schaltung |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
8110 | Request for examination paragraph 44 | ||
8131 | Rejection |